JP2003298525A

JP2003298525A - 光片側サイドバンド送信器

Info

Publication number: JP2003298525A
Application number: JP2002103344A
Authority: JP
Inventors: Nobuhiko Kikuchi; 信彦菊池; Ryoji Takeyari; 良治武鎗; Toshiki Sugawara; 俊樹菅原
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2002-04-05
Filing date: 2002-04-05
Publication date: 2003-10-17
Anticipated expiration: 2022-04-05
Also published as: US20030189745A1; JP3975810B2; US6850713B2

Abstract

(57)【要約】【課題】通常の変調方式では、ヒルベルト変換器の構成
が複雑で実現困難。【解決手段】レーザ光源１０１のクロック信号を光パル
ス生成用のマッハツェンダ光変調器１０１を、互いに９
０度位相のずれた正弦波のクロック信号で駆動し、片側
サイドバンド変調された光パルス列を生成する。このパ
ルス列を光変調器１０３に入力し、ＮＲＺ（ノン・リタ
ーン・トゥ・ゼロ）データ信号で変調、さらに狭帯域光
フィルタ１０４によって片側サイドバンドを取り出す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は光片側サイドバンド
送信器に関し、特に光ファイバを用いた光情報通信にお
いてＲＺ（リターン・トゥ・ゼロ）変調された光信号の
帯域削減に用いる、光片側サイドバンド変調（ＳＳＢ）
方式、およびこれを用いた光送信器の構成に関わるもの
である。

【０００２】

【従来の技術】光ファイバ中に波長の異なる複数の光信
号を多重して情報伝送を行う波長多重（ＷＤＭ）光伝送
方式は光ファイバ通信の大容量化に極めて有効な手法で
ある。近年、波長数１００、総伝送容量１Ｔｂｉｔ/ se
cを越える波長多重光伝送装置が製品化されつつあり、
実験的にはさらに１０倍もの波長数・伝送容量を持つ伝
送システムの実現が検討されている。このような大容量
の情報伝送には非常に広い周波数（波長）帯域を必要と
するが、その上限は光ファイバの損失の低い波長帯域幅
や、伝送路の途中で光信号の中継／増幅に用いられる、
ＥＤＦＡ(Ｅｒｂｉｕｍ−ｄｏｐｅｄＦｉｂｅｒＡｍ
ｐｌｉｆｉｅｒ)などの希土類添加光ファイバ増幅器や
半導体光増幅器、光ファイバラマン増幅器などの光増幅
器の増幅波長帯域によって制限されている。一般に広く
用いられているＣ−ｂａｎｄのＥＤＦＡの波長帯域は１
５３０ｎｍ〜１５６０ｎｍの３０ｎｍであり、周波数幅
では３.８ＴＨｚ程度である。Ｌ−ｂａｎｄ光増幅器や
ラマン増幅器を用いることでこの範囲を数倍に拡大する
ことはできるものの、励起効率の低下によるコスト増や
光アンプの性能低下などを生じてしまう。

【０００３】このような有限の波長帯域をさらに有効に
活用し伝送容量を増大する手段として、光信号の持つ信
号帯域幅を削減し、光信号（光チャネル）をさらに密に
配置することによって光信号の周波数（波長）密度を向
上する手段がある。本発明で取り扱う光片側サイドバン
ド変調方式はこの一手法である。本技術は無線通信など
で広く用いられているものの、光ファイバ通信において
は現在までに実用化された例はなく、学会などで基礎的
な検討がなされている状況である。代表的な手法として
は、電気領域で信号処理を行って直接に光片側サイドバ
ンド信号を生成する光片側サイドバンド変調方式（ＳＳ
Ｂ）方式、および、光フィルタを用いて両側サイドバン
ド光信号のうちどちらか一方のサイドバンドを切り出
し、他方を除去することによって伝送帯域をおよそ１／
２に低減する光残留片側サイドバンド変調方式（ＶＳ
Ｂ）が提案されている。

【０００４】一方、光信号のデジタル強度変調方式とし
ては、通常、ＮＲＺ（ノン・リターン・トゥ・ゼロ）方
式および、ＲＺ（リターン・トゥ・ゼロ）方式の２通り
が用いられている。前者は光変調器の構成が簡単という
利点を持つが、後者は光ファイバの非線型効果や偏波モ
ード分散に対する耐力が大きく、また狭帯域光フィルタ
リングを行っても波形劣化を生じにくいという特徴を持
っており、近年の大容量波長多重伝送において注目され
ている。しかしながら、一般にＲＺ変調はＮＲＺ変調に
比べ大きな信号帯域幅を必要とするため、周波数密度を
高めることが難しく、周波数利用効率において不利とな
ってしまう。

【０００５】本発明では、ＲＺ信号を片側サイドバンド
化することによって、光信号帯域を半減する技術を取り
扱う。以下では、まず従来の２つの片側サイドバンド変
調方式をＲＺ変調方式に適用した例を示し、従来方式の
問題点を示す。

【０００６】従来のＳＳＢ変調方式は主としてＮＲＺ変
調方式への適用が検討されている。図４は、この従来の
ＳＳＢ方式を仮にＲＺ変調光送信器に適用した例であ
る。本例では、互いに逆相のＮＲＺデータ信号（Ｑと
Ｑ'）をそれぞれまずＲＺ信号生成回路１１２−１、１
１２−２に入力し互いに逆相のＲＺ電気信号に変換す
る。ＲＺ信号生成回路は例えばクロック信号をデータ信
号でゲートすることなどで実現できる。ＳＳＢ信号生成
回路１１３内では、逆相信号Ｑ'（−１８０度）の位相
を９０度位相器１１０で９０度移相し、位相−９０度の
データ信号を生成する。加算器１１１−１では本信号と
正相信号Ｑ（０度）をベクトル加算し、位相−４５度の
駆動信号１０６−１を生成する。一方、加算器１１１−
２は上記位相−９０度の信号と逆相信号Ｑ'）をベクト
ル加算し、位相−１３５度の駆動信号１０６−２を生成
している。２つの駆動信号１０６−１、１０６−２は全
周波数範囲で互いに信号位相が９０度ずれており、これ
を両相駆動マッハツェンダ型光変調器の各電極に印加す
ることによって、レーザ光源１００から出力されたレー
ザ光（波長λ）を強度変調して、ＲＺ片側サイドバンド
信号を生成することが可能となる。なお移相器１０２
は、製造上の誤差などによる両駆動信号１０６−１、１
０６−２の経路長差を補償するものである。図５はこの
ようにして生成した片側サイドバンド信号の光スペクト
ルの例である。元の信号波長はλであり、データ信号の
変調により通常のＲＺ信号では両側におよそＲｂの幅で
光信号スペクトルが拡大するが、本例ではＳＳＢ変調の
効果によって、長波長側のサイドバンドの強度が１０ｄ
Ｂ以上抑圧されている。理論的には１００％の抑圧が可
能である。

【０００７】しかしながら本方式では、高周波の信号処
理が必要となるため波形劣化が大きく、２つの駆動信号
１０６−１、１０６−２の対称性が崩れ、完全なサイド
バンド抑圧が困難である。典型的には図５のように片側
のサイドバンドの抑圧度が１０ｄＢ程度となる例が多い
が、実用的なＷＤＭ伝送においては２０ｄＢ以上の抑圧
度を得ないと隣接チャネルからの干渉が生じ信号品質が
劣化するため、本方式の実現の妨げとなっている。また
本方式では複雑な変調回路が必要なため、送信器が高価
になるという問題点がある。特にＲＺ信号はＮＲＺ信号
に比べて２倍近い電気信号帯域を持つためより高い周波
数での信号処理が必要となり、高価な高周波部品がさら
に多く必要となる。また、９０度位相器１１０は数学的
にはヒルベルト変換を行う回路であるが、現在のところ
全周波数範囲でこの変換を行う回路を作成することは非
常に困難である。実験的には９０度ハイブリッドなどの
マイクロ波部品を用いて近似することがあるが、この場
合、信号の低周波成分が失われる問題がある。このた
め、通常の光通信に用いられるデジタル信号をＳＳＢ変
換できず、実用上の大きな問題となっている。

【０００８】図６は従来のＶＳＢ方式を適用したＲＺ変
調片側サイドバンド光送信器の例である。レーザ光源１
００の出力光（波長λ）は、光パルス生成用光変調器１
２０に入力される。本光変調器は正弦波クロック信号
（周波数Ｒｂ）で駆動されており、その結果、強度変調
された繰り返し周期Ｒｂの光パルス列が図のＡ点に出力
される。図７は図６の各点における光信号のスペクトル
である。図７（ａ）はＡ点の光スペクトルであり、光パ
ルス列のスペクトルは波長λの中心キャリアの両側にＲ
ｂずつ離れたサイドバンドを持つ。光パルス列はさら
に、ビットレートＲｂのＮＲＺ電気情報信号で駆動され
たＮＲＺ光変調器１０３に入力されてゲーティングさ
れ、ＲＺ光信号に変換される。図７（ｂ）は本ＲＺ光信
号のスペクトルであり、情報信号変調によってスペクト
ルが拡大している。その後光信号はＶＳＢ用狭帯域光フ
ィルタ１２１によってフィルタリングされ、残留サイド
バンド信号に変換されて光ファイバ１０５から出力され
る。ＶＳＢ用狭帯域光フィルタ１２１の透過特性は図７
（ｃ）に示すように、信号の片側サイドバンド（ここで
は短波長側）のみを透過するように、帯域幅が信号スペ
クトルのおよそ１／２に、また中心波長が光信号の中心
波長λに比べて短波長側にずらされている。これによっ
て点Ｃにおける出力光信号は図７（ｄ）のように長波長
側のサイドバンドが抑圧され、帯域幅が約１／２に圧縮
される。

【０００９】このような従来の技術を用いたＶＳＢ光送
信器には以下に示す多くの問題が存在する。まず本方式
では、両側サイドバンド光信号の片側サイドバンドと中
心キャリアの一部を光フィルタで切り取ってしまうた
め、光損失の損失が大きく（最低でも３ｄＢ）、また中
心キャリアの損失で受信時の信号振幅が低下し受信感度
が劣化するという問題がある。

【００１０】さらに出力光信号のスペクトル形状はＶＳ
Ｂ用狭帯域光フィルタの形状で決まるため、光フィルタ
の形状や帯域幅誤差があると波形劣化が生じ、受信感度
が劣化するという問題がある。これらを数ＧＨｚ（信号
ビットレートの１０分の１程度）のオーダで制御するの
は非常に困難である。また、光信号の波長と、狭帯域フ
ィルタの透過帯域の中心波長の間隔も非常に高精度（信
号ビットレートの１０分の１程度；数ＧＨｚ）に設定さ
れている必要があり、両者が誤差を生じると受信感度劣
化や隣接波長へのクロストークなどの特性に大きな劣化
を生じる。特に、このような光フィルタの中心部からず
れた位置への光信号の波長安定化は、入力光信号の強度
変化や透過特性の経年変化などによる外乱の影響を受け
制御誤差を生じやすいという問題がある。

【００１１】本発明の目的は、上記のような問題点を解
決した実用的なＲＺ変調方式の光片側サイドバンド光送
信器を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記課題のうち、従来の
ＳＳＢ方式ではヒルベルト変換回路の実現が困難な点
や、波形劣化が大きくなる点、送信器が複雑・高価にな
る点については、本方式ではクロック周波数の正弦波信
号についてのみ９０度の位相差を付与すれば済むため問
題が生じない。正弦波信号では、電気的な遅延線や位相
器によって安価かつ簡易に９０度の位相差を付与でき
る。さらに本発明では光源・変調器の一部に半導体など
を用いた集積化光源や市販のＮＲＺ送信器などで置きか
えることが可能であり、構成の簡素化と低コスト化を実
現できる。

【００１３】また、２つの駆動信号の対称性の崩れにつ
いても、本方式では帯域幅の狭い正弦波信号についての
み対称性を維持すればよいため、簡単に回避できる。ま
たサイドバンド抑圧比の低下についても、本方式ではク
ロック成分に対するＳＳＢ変調と、狭帯域光フィルタに
よる信号の片側サイドバンドの抽出（ＶＳＢ方式）を併
用することで回避できる。

【００１４】また従来のＶＳＢ光送信器における問題で
ある、狭帯域光フィルタの損失が大となる点や受信時の
信号振幅の低下や受信感度の劣化に関しては、あらかじ
めクロック成分についてのみ信号をＳＳＢ化しておくこ
とによって、狭帯域光フィルタによって除去される成分
を減らすことによって解決できる。

【００１５】さらに光フィルタの形状や帯域幅誤差によ
る、波形劣化や受信感度が生じる問題についても同様に
解決される。ＲＺ信号波形は主としてクロック成分によ
って波形が決まるため、狭帯域光フィルタによって除去
されるキャリア成分が少ない場合には波形劣化が小さく
抑えられるためである。

【００１６】また光信号の波長と、狭帯域フィルタの透
過帯域の中心波長の間隔を高精度（信号ビットレートの
１０分の１程度；数ＧＨｚ）に波長安定化する問題につ
いても、本発明ではサイドバンド抑圧比や波形に最も影
響するキャリア成分があらかじめ抑圧されているため、
波長安定化精度が多少劣化しても問題がない。また光信
号の中心に対してオフセットした位置に光フィルタを安
定化する複雑な制御が必要な点についても、本発明では
あらかじめキャリア成分を抑圧して重心位置をずらした
光信号を光フィルタに入力するため、光信号のフィルタ
透過強度が最大となるような最大値制御を用いることで
解決できる。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施形態を
示す構成図であり、本発明の光片側サイドバンド送信器
の構成を示している。本構成ではレーザ光源１００の出
力光（波長λ）は両相駆動マッハツェンダ光変調器１０
１に入力され、ついでその出力光はさらにＮＲＺ光変調
器１０３に入力されている。両相駆動マッハツェンダ光
変調器１０１の２つの電極には、電気領域の正弦波クロ
ック信号（周波数はＲｂ:ビットレートに等しい）を２
分岐した２つの駆動信号１０６−１、１０６−２が印加
されている。これらの２つの駆動信号は、互いに振幅が
等しく強度変調が生じるように直流バイアス成分が加え
られており、また移相器１０２（遅延線）によって互い
に位相が９０度ずらされている。この結果、レーザ光は
片側サイドバンド（ＳＳＢ）の強度変調された繰り返し
光パルス列に変換される。この原理は、通常の電気/光
信号の変調に用いられる片側サイドバンド変調と同じも
のであるが、本例では変調信号が正弦波であるため、ど
ちらか一方の信号を位相器を用いて遅延するだけで簡単
に２つの駆動信号１０６−１、１０６−２の位相を９０
度ずらし、片側サイドバンド信号を生成することができ
る。

【００１８】図２（ａ）は図１のＡ点（両相駆動マッハ
ツェンダ光変調器１０１の出力点）における光信号のス
ペクトルを示している。上記の片側サイドバンド変調の
効果によって、光信号の中心キャリア（波長λの成分）
から上下に変調周波数Ｒｂだけ離れた周波数に生成され
るキャリア成分のうち、片側（本例では長波長側）が、
例えば１０ｄＢ以上抑圧できる。

【００１９】ＮＲＺ光変調器１０３には、光パルスの周
期に同期したＮＲＺデータ信号が加えられ、光パルス列
をデータ信号に応じてＯＮ／ＯＦＦすることによってＲ
Ｚ光信号を生成する。この過程はＳＳＢ変調条件を行わ
ないため、ＮＲＺ光変調器１０３の出力点(点Ｂ)におけ
る光信号の光スペクトルは図２（ｂ）のようにデータ信
号によって斜線のように両側変調サイドバンドが生じ
る。

【００２０】この光信号はさらに狭帯域光フィルタ１０
４に入力される。光フィルタ104の透過特性は図２
（ｃ）に示すように、光信号のスペクトル幅より透過幅
の狭いバンドパスフィルタであり、透過中心波長が光信
号の短波長側のサイドバンドに重なるようにずらされて
いる。本光フィルタを透過した光信号は、図２（ｄ）の
ように長波長側の光スペクトルが抑圧され、データ変調
部及びキャリア部分がともに片側サイドバンド（もしく
は残留サイドバンド）変調信号に変換され、光信号帯域
が圧縮される。

【００２１】図３は２０Ｇｂｉｔ／ｓＲＺ光変調におけ
る実験で実際に得られた光スペクトルと波形を示してい
る。本例では両相駆動マッハツェンダ光変調器１０３は
互いに９０度位相のずれた２０ＧＨｚの正弦波電気信号
で駆動されており、出力点（Ａ点）では、図３（ａ）の
ように、長波長側（下側）サイドバンドがおよそ２０ｄ
Ｂ弱抑圧され片側サイドバンド化されていることがわか
る。また時間波形は、右図のように２０ＧＨｚの繰り返
し光パルスとなっている。さらにＮＲＺ光変調器１０３
の出力点Ｂにおいては、光信号の波形は図２（ｂ）右の
ようにＲＺ光信号に変換されている。この点において
も、キャリア成分に対しては図２（ｂ）左図のように約
１０ｄＢの抑圧効果があることがわかる。一方、図３
（ｃ）は通常のＲＺ光変調を行った場合であり、両相駆
動マッハツェンダ光変調器１０３の２つの駆動信号とし
て位相の等しい２０ＧＨｚ正弦波電気信号が加えられて
いる。この場合には、波形（右）はほとんど図２（ｂ）
と同じものの、光スペクトル（左）は完全に上下対称に
なることが確認できる。図２（ｂ）のように本発明では
あらかじめ、ＲＺ光信号のキャリア部分を電気的にＳＳ
Ｂ化し、さらに光フィルタによってデータ変調部をＶＳ
Ｂ化するとともにキャリア部分のサイドバンド抑圧度を
高めることができる。

【００２２】上記のように本発明では、信号間に９０度
の位相差を保つ必要があるのは正弦波変調部だけである
ため、従来のＳＳＢ方式で必要であった高価で実現困難
な９０度ハイブリッド回路を用いる必要がなくなってい
る。またさらに光ＶＳＢ方式を単独で用いた場合に比べ
ても、キャリア部に関してサイドバンド抑圧比が高まる
こと、あらかじめキャリア部がＳＳＢ化されているため
狭帯域光フィルタ１１３における損失や、光信号の波形
変化が極めて小さく押さえられるという利点がある。

【００２３】本発明においては２つの正弦波駆動信号１
０６−１、１０６−２の位相を９０度ずらす必要がある
が、これは本実施形態のように位相器や遅延線、遅延回
路を用いて設定可能である。これは、あらかじめ所定量
の遅延を挿入する形態や、また必要に応じて手動で調整
する形態や、２つの信号の位相差を検出して自動調整を
行う形態であっても構わない。

【００２４】なお本発明の第１の光変調器であるマッハ
ツェンダ光変調器１０１としては、両相駆動マッハツェ
ンダ型光変調器であれば、リチウム・ナイオベイト、ポ
リマー、半導体などどのような材質で構成されたのもの
でも適用可能である。本実施形態ではクロック成分につ
いてのみＳＳＢ化を行うため、従来のＳＳＢ方式で必要
であった全帯域にわたって対称性の高い高精度な光変調
器を必要とせず、半導体マッハツェンダ型光変調器のよ
うに多少変調特性の劣るものを用いることも可能であ
る。なお、第２の光変調器としては、ＮＲＺ強度変調が
可能であればどのような方式の光変調器も使用可能であ
る。

【００２５】また本例では、長波長側のサイドバンドを
抑圧する例を示したが、短波長側のサイドバンドを抑圧
するようにしても本発明の効果は同じである。これは、
両相駆動マッハツェンダ光変調器１０１に加える２つの
駆動信号１０６−１、１０６−２の位相を逆方向に90度
ずらし、さらに狭帯域光フィルタの中心波長を長波長側
にずらすことによって実現できる。なお、これらは２つ
の駆動信号１０６−１、１０６−２の位相関係、および
光フィルタの中心波長もしくはレーザ光源１００の波長
を動的に調整することによって使用時に切替可能とする
こともできる。これは、位相器１０２を可変位相器に、
また狭帯域光フィルタ１０４を波長チューナブル光フィ
ルタとするかレーザ光源１００を波長チューナブル光源
とすることによって簡単に実現可能である。

【００２６】狭帯域光フィルタ１０４には、狭帯域特性
なバンドパスフィルタであれば、誘電体多層膜フィルタ
や、光ファイバグレーティングなど基本的にどのような
ものでも使用可能である。特に後述の波長多重形態にお
いては、ファブリーペロー光共振器やマッハツェンダ型
光干渉計、光リング共振器など、周期的な透過特性を持
つ狭帯域光フィルタを用いることで複数の波長の光信号
を一括してフィルタリングすることも可能である。

【００２７】また本例では、模式的に各光部品が光ファ
イバを用いて結合されるように示しているが、必ずしも
この限りではない。たとえば空間中を伝播する平行ビー
ムを用いて各素子を結合したり、導波路を用いて結合す
ることも可能である。また各素子を隣接して並べる場合
には必ずしも必要としない。

【００２８】図８は、本発明の第２の実施形態であり、
互いに送信波長の異なる本発明のＲＺ片側サイドバンド
光送信器１０７−１、１０７−２、…１０７−Ｎの出力
光（それぞれ波長λ１、λ２、…λＮ）を、光合波器１
２２を用いて合波することによって波長多重ＲＺ片側サ
イドバンド光送信器を実現した例である。図９は、図８
の出力光ファイバに出力される光信号のスペクトルであ
る。本発明では、ＲＺ光信号が電気信号処理と光フィル
タによって片側サイドバンド化され、十分なサイドバン
ド抑圧比が得られているため、各波長チャネルの波長間
隔を密とし、高密度波長多重伝送を実現することができ
る。

【００２９】図１０は本発明の第３の実施形態であり、
本発明の第１の実施形態のＲＺ片側サイドバンド変調信
号をさらにビット偏波多重し、伝送容量を倍増した例で
ある。両相駆動マッハツェンダ光変調器１０３から出力
されたＳＳＢ光パルス列（周波数ｆ）は、光分岐器１３
１で２分岐されそれぞれＮＲＺ光変調器１０３−１、１
０３−２に入力され、それぞれ独立のＮＲＺデータ信号
（ビットレートｆ）によって強度変調されてＲＺ光信号
となり、光経路１３３−１、１３３−２に出力される。
光経路１３３−２の途中には、光移相器１３２が配置さ
れ両ＲＺ信号の時間差がちょうど１/2ビット（本例では
１/（２ｆ））に等しくなるように調整する。図１１
（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、光経路１３３−１、１３３
−２から出力されるＲＺ光信号の波形を示している。両
光信号は偏波ビームスプリッタ１３４に入力され、互い
に偏波が直交するように合波される。図１１（ｃ）は偏
波ビームスプリッタ１３４の出力点Ｂにおける波形であ
り、本信号は奇・偶ビットごとに偏波状態が時間的に交
互に変化する、ビット偏波インタリーブ波形（ビットレ
ート２ｆ）となっている。さらに本波形を狭帯域光フィ
ルタ１０４に入力し、片側サイドバンドのみを抽出して
サイドバンド抑圧比を高めることで、ＳＳＢ状態のビッ
ト偏波インタリーブ信号を得ることが可能となる。この
ように偏波領域を利用した多重方式と本発明の片側サイ
ドバンド変調方式を組み合わせることによって、光周波
数の利用効率を２倍にするとともに、２つの信号間で狭
帯域光フィルタ１０４を共用し、送信器コストを低減す
ることが可能となる。また、狭帯域光フィルタ１０４と
レーザ光源１００の出力光の波長安定化回路も共有され
るため、送信器の構成が簡素化されるメリットがある。

【００３０】本例ではビット偏波多重の例を示したが、
偏波領域を利用した多重であれば、例えば、直交偏波成
分間のビット位相をずらさずにそのまま多重する通常の
偏波多重方式他の方式にも適用可能である。また、光フ
ィルタや波長安定化回路の共用は不可能となるが、隣接
チャネルごとに偏波を直交するインタリーブ多重などに
も適用可能である。

【００３１】図１２は本発明の第４の実施形態であり、
図８の第２の実施形態における複数の波長の異なるＲＺ
片側サイドバンド光送信器１０７−１〜１０７−Ｎ間
で、互いに共通な要素である両相駆動マッハツェンダ光
変調器１０１を共有し、光変調器の数を低減して低コス
ト化を図ったものである。本例では、各レーザ光源１０
０−１〜１００−Ｎから出力された波長λ１〜λＮのレ
ーザ光は光合波器１２２で合波され一本の光ファイバか
ら出力され、共通の両相駆動マッハツェンダ光変調器１
０１によって光パルス列に変換される。光パルス列は光
分波器１３５によって再び各波長成分λ１〜λＮに分離
され、それぞれＮＲＺ光変調器１０３−１〜１０３−Ｎ
に入力され、互いに異なるデータ信号によって変調され
たのちに、狭帯域光フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎに
よってＶＳＢ化されたのちに再び光合波器１２２−２に
よって合波されて出力光ファイバ１２３に出力される。
一般にマッハツェンダ光変調器は変調光帯域が数１０〜
数１００ｎｍと極めて広いため、本例のように複数の波
長の異なる光信号を一括して変調することが可能であ
る。なお光合波器１２２−１、１２２−２としては、複
数の波長の光信号を合成して一本の光ファイバに出力す
る機能があれば必ずしも波長依存性のあるデバイスでな
くてもかまわない。例えば一部もしくは全部を光カプラ
や光スターカプラなどのデバイスで構成することも可能
である。

【００３２】図１３は本発明の第５の実施形態であり、
本発明の第１の実施形態におけるＮＲＺ光変調器１０３
と両相駆動マッハツェンダ光変調器１０１の位置を前後
逆にした形態である。本例では、レーザ光源１００から
出力されたレーザ光は、ＮＲＺ光変調器１０３によって
強度変調されたのちに、両相駆動マッハツェンダ光変調
器１０１に入力される。この結果得られるＲＺ強度変調
された光信号は、さらに狭帯域光フィルタ１０４でＲＺ
片側サイドバンド光信号に変換される。本例における２
つの駆動信号１０６−１、１０６−２の位相関係や駆動
条件は、第１の実施形態と同一である。このように、２
つの変調器の位置関係を逆にした例では、レーザ光源１
００とＮＲＺ変調器１０３の部分に、従来より広く光通
信で用いられており入手の容易なＮＲＺ光送信器や、両
者が同一のパッケージ内や同一の半導体チップ上に集積
化された半導体集積化光源などを適用することが可能と
なる。

【００３３】また、ＮＲＺ変調器１０３を省略し、レー
ザ光源１００の電流をＮＲＺデータ信号で変調する直接
変調レーザを適用することもできる。通常、半導体レー
ザの直接変調は周波数広がり（周波数チャープ）が大き
く、高速の波長多重通信に適用することは困難だが、本
例では狭帯域光フィルタ１０４によって余分な周波数チ
ャープ成分を除去し伝送特性を改善することが可能とな
る。また、レーザの変調方式は強度変調である必要はな
く周波数変調であっても構わない。これは狭帯域光フィ
ルタ１０４によってＮＲＺ信号のマーク成分に対応した
周波数成分のみを取り出すことによって、ＮＲＺ変調と
同じ効果を実現できるからである。半導体レーザにおい
ては強度変調より周波数変調時の方が、周波数チャープ
が各段に小さくなるため、狭帯域光フィルタ１０４によ
って削られる不要な周波数チャープ成分が減り、出力光
強度やサイドバンド抑圧度などの伝送特性を向上するこ
とが可能となる。

【００３４】図１４は本発明の第６の実施形態であり、
第５の実施形態の光送信器を波長多重化する際に互いに
共通な要素である両相駆動マッハツェンダ光変調器１０
１を共有し、光変調器の数を低減して低コスト化を図っ
たものである。本例では、各レーザ光源１００−１〜１
００−Ｎから出力された波長λ１〜λＮのレーザ光はそ
れぞれＮＲＺ光変調器１０３−１〜１０３−Ｎに入力さ
れ、互いに異なるＮＲＺデータ信号によって変調された
のちに、狭帯域光フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎによ
ってＶＳＢ−ＮＲＺ光信号に変換される。その後、各光
信号は光合波器１２２で合波され一本の光ファイバから
出力され、全波長に共通の両相駆動マッハツェンダ光変
調器１０１によって片側サイドバンドＲＺ信号に変換さ
れる。本例では、前述の第４の実施形態の波長多重送信
器に比べ、光合波器・光分波器の数を削減することがで
きるので、必要なコスト及び、合分波時に生じる損失・
波形劣化を低減することが可能となる。

【００３５】なお本実施形態においても、合波器１２２
は波長依存性のない光カプラなどで代用することが可能
である。また必要に応じて、合波後に波長に対して周期
的な透過特性を持つ光フィルタを用いてこれら複数の光
信号を一括してフィルタリングし、サイドバンド抑圧特
性を高めるなどの手段を追加することが可能である。ま
たさらに本波長多重光送信器から得られた波長多重光信
号を、一組以上の他の波長多重送信器と組み合わせ、偏
波多重や波長インタリーブ多重を行っても構わない。

【００３６】図１５は本発明の第７の実施形態であり、
両相駆動マッハツェンダ光変調器１０１の代わりに用い
ることが可能な、ＳＳＢ光パルス生成用片側駆動マッハ
ツェンダ光変調器１４８の構成を示したものである。本
例では２つ正弦波駆動信号１０６−１、１０６−２を同
一の位相状態で印加できる構成として駆動信号数を減ら
し、さらに電気領域の位相器１０２を不要としたもので
ある。入力光１４０は、光分岐部１４３で２つの光導波
路に分離され、それぞれ電気光学効果などで位相変調さ
れた後に光カプラ部１４５で合成されて出力光１４７と
して出力される。２つの光導波路にはそれぞれ遅延導波
路１４４−１、１４４−２が挿入されており、それぞれ
の遅延量はちょうど正弦波クロック信号の９０度分（遅
延時間Ｔ＝１／４／Ｒｂ）である。この遅延導波路によ
って、電極１４２−１〜３によって２つの光導波路に印
加される電界１４６の位相が互いに９０度ずれるように
構成され、上記の実施形態における駆動信号の位相を互
いに９０度ずらすのと同じ効果が得られる。本例では、
さらに電極構造を工夫することで両相駆動の必要をなく
している。例えば本例では、市販の単一電圧駆動のゼロ
チャープマッハツェンダ光変調器同様、共通の電極１４
２−３から、電気的に接続された２つの電極１４２−
１、１４２−２に対し反対方向の電界１４６を２つの導
波路に同時に印加するようにして、２つの導波路に反対
方向の光位相変調を引き起こすことができる。このた
め、逆位相の駆動信号を用いずとも両相駆動マッハツェ
ンダ変調器１０１と同一の効果を得ることができる。

【００３７】図１６は本発明の第８の実施形態であり、
第５の実施形態におけるレーザ光源１００とＮＲＺ光変
調器１０３を、半導体光変調器集積化光源１５０に置き
換えた例である。半導体光変調器集積化光源１５０内の
半導体レーザ光源１５１の出力光は、吸収型半導体光変
調器１５２によってＮＲＺ変調されるので、必要な部品
数を減らしながら第５の実施形態と完全に同一の効果が
得られる。本実施形態と同様に、他の実施形態において
も必要に応じて複数の縦続接続された光部品を同一チッ
プや同一パッケージ内に集積化された集積化光部品と置
きかえることが可能である。例えば第５の実施形態で
は、ＮＲＺ変調器１０３と両相駆動マッハツェンダ光変
調器１０１の２つを集積化素子に収めることも可能であ
る。また第１の実施形態においては、レーザ光源１００
と両相駆動マッハツェンダ変調器１０１を、もしくは両
相駆動マッハツェンダ変調器１０１とＮＲＺ変調器１０
３を集積化素子と置きかえることが可能である。

【００３８】図１７は本発明の第９の実施形態であり、
本発明の第５の実施形態におけるレーザ光源１００とＮ
ＲＺ光変調器１０３と両相駆動マッハツェンダ光変調器
１０１の３者を、半導体半導体多段光変調器集積化光源
１５３に置き換えた例である。本例の半導体多段光変調
器集積化光源１５３は、ＮＲＺ光変調器１０３と両相駆
動マッハツェンダ光変調器１０１の接続順序を逆にすれ
ば、第１の実施形態にも適用することが可能である。

【００３９】図１８は本発明の第１０の実施形態であ
り、第１の実施形態における狭帯域光フィルタに本発明
の波長安定化手法を適用した例である。本例では、光分
岐器１６０によって狭帯域光フィルタ１０４を透過した
光信号の一部を抽出し、これを光検出器１６１に入力
し、光強度に対応した電気信号である検出信号１６２に
変換する。最大値制御回路１６３は、検出信号１６２の
強度を観測し、この強度が最大となるような方向に制御
信号１６４をフィードバック制御する。図１９は図１８
における光信号のスペクトルと光フィルタの透過特性の
関係を示している。本発明の、狭帯域光フィルタの直前
の点である図１０のＢ点における光信号のスペクトルで
は、図１９（ａ）のようにキャリア成分の片側サイドバ
ンド（本例では長波長側）が抑圧されている。このた
め、光信号スペクトルの重心点は他方のサイドバンド
（本例では短波長側）にずれており、狭帯域光フィルタ
１０４を透過する光信号の強度が最大となるのは、狭帯
域光フィルタ１０４の波長がおよそ光信号の重心に合致
した状態（図１９（ｂ））である。このため上記の最大
値制御によって、一方の片側サイドバンド（本例では短
波長側）のスペクトル成分のみを抽出し、図１９（ｃ）
のように片側サイドバンド光信号を生成することが可能
となる。最大値制御の場合、光信号強度やフィルタ損失
などが変化しても制御点が変化しないため、従来のＶＳ
Ｂ方式のような光フィルタの中心周波数と信号の重心位
置をずらした制御に比べて制御誤差が生じにくいという
利点がある。また本発明ではＲＺ信号のサイドバンドス
ペクトルで最も強度の高いキャリア成分があらかじめ抑
圧されているため、多少光フィルタの位置がずれてもサ
イドバンド抑圧比が大きく劣化せず有利である。

【００４０】本実施形態では、狭帯域光フィルタ１０４
の中心波長を制御する例を示したが、レーザ光源１００
に波長を制御しても構わない。この場合、レーザ光源１
００の駆動電流や温度に制御信号１６４をフィードバッ
クすることでレーザ光源の波長を変えることが可能であ
る。またレーザ光源１００に波長可変レーザを用いる場
合には、波長可変レーザの共振器長や位相調整用電流な
どに制御信号をフィードバックしても構わない。本制御
方式は、本実施形態に限らず、本発明の他の実施形態と
組み合わせて用いることも可能である。

【００４１】

【発明の効果】本発明の実施例では、従来のＳＳＢ方式
で必要であった実現困難なヒルベルト変換回路やそれに
対応する高周波信号処理が不要となるため、送信信号の
波形劣化を抑え、簡易・安価なＲＺ光片側サイドバンド
光送信器を提供できる。

【００４２】さらに本発明の実施例では光源・変調器の
一部を半導体などを用いた集積化光源や市販のＮＲＺ送
信器などで置きかえることが可能であり、さらなる構成
の簡素化と低コスト化を実現できる。

【００４３】またキャリア成分に対するＳＳＢ化と狭帯
域光フィルタを共用することによって、サイドバンド抑
圧比を高めることが可能となる。さらにキャリア成分が
あらかじめＳＳＢ化された信号にＶＳＢ方式を適用する
ので、従来のＶＳＢ光送信器における問題であった、狭
帯域光フィルタの損失を小とし受信時の信号振幅の低下
や受信感度の劣化を低減することができる。また光信号
のフィルタ透過強度が最大となるような最大値値制御を
用いることで、制御方式を簡素化しかつ制御精度を向上
することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す図である。

【図２】図１における光信号のスペクトルと光フィルタ
の透過特性を示す図である。

【図３】本発明のＲＺ−ＳＳＢ変調実験で得られた光ス
ペクトルと光波形を示す図である。

【図４】従来のＲＺ変調にＳＳＢ変調を適用した例を示
す図である。

【図５】図４における光信号のスペクトルを示す図であ
る。

【図６】従来のＶＳＢ方式を適用したＲＺ変調片側サイ
ドバンド光送信器の例を示す図である。

【図７】図６における光信号のスペクトルと光フィルタ
の透過特性を示す図である。

【図８】本発明の第２の実施形態を示す図である。

【図９】図８の出力光信号のスペクトルを示すであ
る。。

【図１０】本発明の第３の実施形態を示す図である。

【図１１】図１０における光信号の偏波状態と波形を示
す図である。

【図１２】本発明の第４の実施形態を示す図である。

【図１３】本発明の第５の実施形態を示す図である。

【図１４】本発明の第６の実施形態を示す図である。

【図１５】本発明の第７の実施形態を示す図である。

【図１６】本発明の第８の実施形態を示す図である。

【図１７】本発明の第９の実施形態を示す図である。

【図１８】本発明の第１０の実施形態を示す図である。

【図１９】図１８における光信号のスペクトルと光フィ
ルタの透過特性を示す図である。

【符号の説明】

100・・・レーザ光源、101・・・両相駆動マッハツェン
ダ光変調器、102・・・移相器、103・・・ＮＲＺ光変調
器、104・・・狭帯域光フィルタ、105・・・光ファイ
バ、106・・・駆動信号、107・・・ＲＺ片側サイドバン
ド光送信器、110・・・９０度位相器（ヒルベルト変換
器）、111・・・加算器、112・・・ＲＺ信号生成回路、
113・・・ＳＳＢ信号生成回路、120・・・光パルス生成
用光変調器、121・・・ＶＳＢ用狭帯域光フィルタ、122
・・・光合波器、123・・・出力光ファイバ、130・・・
ビット偏波インタリーブＲＺ光片側サイドバンド変調
器、131・・・光分岐器、132・・・光移相器、133・・
・光経路、134・・・偏波ビームスプリッタ、135・・・
光分波器、140・・・入力光、141・・・光導波路、142
・・・電極、143・・・光分岐部、144・・・遅延導波
路、145・・・光カプラ部、146・・・電界、147・・・
出力光、148・・・ＳＳＢ光パルス生成用片側駆動マッ
ハツェンダ光変調器150・・・半導体光変調器集積化光
源、151・・・半導体レーザ光源、152・・・吸収型半導
体光変調器、153・・・半導体多段光変調器集積化光
源、154・・・半導体マッハツェンダ光変調器160・・・
光分岐器、161・・・光検出器、162・・・検出信号、16
3・・・最大値制御回路、164・・・制御信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｂ 10/06 10/142 10/152 (72)発明者菅原俊樹東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地株式会社日立製作所中央研究所内Ｆターム(参考） 2H079 AA02 AA12 AA13 BA01 CA04 DA16 EA03 EA05 FA01 KA07 KA18 5F073 AB21 AB25 BA01 EA12 GA12 5K102 AA02 AA61 AD01 AH05 AH26 MB10 PC01 PH02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】レーザ光源と、第１および第２の光変調器
と、光フィルタとを有し、下記(1)、(2)の順序または下記(2)、(1)の順序のいずれ
かの順序で片側サイドバンド化されたＲＺ（リターン・
トゥ・ゼロ）変調光を得ることを特徴とした光片側サイ
ドバンド送信器。（１）前記レーザ光源からの出力であるレーザ光を前記
第１の光変調器へ入力して片側サイドバンド変調された
周期的光パルス列に変換し、前記第１の光変調器の出力
である前記周期的光パルス列を前記第２の光変調器へ入
力し、デジタル情報信号で強度変調し、その出力を前記
光フィルタによって片側サイドバンド化する。（２）前記レーザ光源からの出力であるレーザ光を前記
第２の光変調器へ入力して前記デジタル情報信号でＮＲ
Ｚ（ノン・リターン・トゥ・ゼロ）強度変調し、前記第
２の光変調器の出力である前記ＮＲＺ強度変調された光
信号を前記第１の光変調器へ入力し、前記第１の光変調
器によって前記光信号を片側サイドバンド変調された周
期的光パルス列に変換し、その出力を前記光フィルタに
よって片側サイドバンド化する。
【請求項２】請求項１の前記第１の光変調器としてマッ
ハツェンダ型光変調器を用い、デジタル情報信号のビッ
トレートに等しい２つの正弦波電気信号を、前記マッハ
ツェンダ型光変調器の２つの光経路にそれぞれ設けられ
た電極に、互いに位相を９０度ずらして印加することを
特徴とした光片側サイドバンド送信器。
【請求項３】請求項１の光信号を波長多重することを特
徴とした光片側サイドバンド送信器。
【請求項４】請求項１の前記第１のマッハツェンダ型光
変調器としてＬＮ光変調器、ポリマー光変調器、もしく
は半導体光変調器を用いることを特徴とした光片側サイ
ドバンド送信器。
【請求項５】請求項１の前記レーザ光源、第２の光変調
器として、半導体レーザと、電界吸収型半導体光変調器
もしくはマッハツェンダ型半導体光変調器とが集積化さ
れた変調器集積光源を用いるか又は前記第２の光変調器
の役割を前記レーザ光源の電流をＮＲＺ電気信号で直接
変調することによって実現することを特徴とした光片側
サイドバンド送信器。
【請求項６】請求項１の光片側サイドバンド送信器にお
いて、少なくともひとつ以上の光分岐器と光検出器と最
大値制御回路を備え、前記光フィルタから出力される光
信号の一部を光分岐器によって分岐したのち、光検出器
によって電気信号に変換し、前記電気信号を最大値制御
回路に入力し前記電気信号の強度が最大となるように、
信号光源より出力される光信号の周波数もしくは概光フ
ィルタの中心周波数を制御することを特徴とした光片側
サイドバンド送信器。
【請求項７】請求項１の光片側サイドバンド送信器にお
いて、少なくともひとつ以上の光分岐器と光検出器と最
大値制御回路を備え、前記光フィルタから出力される光
信号の一部を光分岐器によって分岐したのち、光検出器
によって電気信号に変換し、前記電気信号を最大値制御
回路に入力し前記電気信号の強度が最大となるように、
信号光源より出力される光信号の周波数もしくは概光フ
ィルタの中心周波数を制御することを特徴とした光片側
サイドバンド送信器。
【請求項８】少なくとも互いに波長の異なる複数のレー
ザ光源と第１の光変調器と光分波器と１つ以上の第２の
光変調器と光フィルタを備え、デジタル情報信号によっ
て強度波形がＲＺ（リターン・トゥ・ゼロ）変調された
光信号を送出する光送信器において、前記複数のレーザ
光源から出力された波長の異なるレーザ光を合波して第
１の光変調器に入力し、第１の光変調器で同時に片側サ
イドバンド変調された周期的光パルス列に変換した後
に、前記光分波器で波長ごとに分波したのちに、それぞ
れの波長の光パルス列を第２の光変調器によって情報信
号で変調し、前記光フィルタによって片側サイドバンド
を取り出して出力することを特徴とした光片側サイドバ
ンド送信器。
【請求項９】請求項８の光片側サイドバンド送信器にお
いて、少なくともひとつ以上の光分岐器と光検出器と最
大値制御回路を備え、前記光フィルタから出力される光
信号の一部を光分岐器によって分岐したのち、光検出器
によって電気信号に変換し、前記電気信号を最大値制御
回路に入力し前記電気信号の強度が最大となるように、
信号光源より出力される光信号の周波数もしくは前記光
フィルタの中心周波数を制御することを特徴とした光片
側サイドバンド送信器。
【請求項１０】少なくとも互いに波長の異なる複数のレ
ーザ光源と第１の光変調器と１つ以上の第２の光変調器
および１つ以上の光フィルタを備え、デジタル情報信号
によって強度波形がＲＺ（リターン・トゥ・ゼロ）変調
された光信号を送出する光送信器において、前記複数のレーザ光源から出力された波長の異なるレー
ザ光をそれぞれの波長に対応した第２の光変調器で情報
信号でＮＲＺ（ノン・リターン・トゥ・ゼロ）変調した
後に概光フィルタによって片側サイドバンドを取り出
し、これらの光信号を合波して第１の光変調器に入力
し、第１の光変調器で同時に片側サイドバンド変調され
た周期的光パルス列に変換して出力することを特徴とし
た光片側サイドバンド送信器。
【請求項１１】請求項１０の前記レーザ光源、前記第２
の光変調器として、半導体レーザと、電界吸収型半導体
光変調器もしくはマッハツェンダ型半導体光変調器とが
集積化された変調器集積光源を用いるか又は前記第２の
光変調器の役割を前記レーザ光源の電流をＮＲＺ電気信
号で直接変調することによって実現することを特徴とし
た光片側サイドバンド送信器。
【請求項１２】請求項１１の光片側サイドバンド送信器
において、少なくともひとつ以上の光分岐器と光検出器
と最大値制御回路を備え、前記光フィルタから出力され
る光信号の一部を光分岐器によって分岐したのち、光検
出器によって電気信号に変換し、前記電気信号を最大値
制御回路に入力し前記電気信号の強度が最大となるよう
に、信号光源より出力される光信号の周波数もしくは前
記光フィルタの中心周波数を制御することを特徴とした
光片側サイドバンド送信器。