JP2003198366A - 周波数シンセサイザ及び移動端末装置 - Google Patents
周波数シンセサイザ及び移動端末装置Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
- H03L7/23—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop with pulse counters or frequency dividers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B21/00—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/01—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/02—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies by plural beating, i.e. for frequency synthesis ; Beating in combination with multiplication or division of frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型且つ低コストな設計で、整定時間を短く
し、位相雑音を低減し、スプリアススペクトルの発生を
抑制する。 【解決手段】 基準周波数信号を第１の種類の周波数帯
域の信号に変換する第１の周波数シンセサイザサブユニ
ットと、基準周波数信号を第２の種類の周波数帯域の信
号及び中間周波数信号に変換する第２の周波数シンセサ
イザサブユニットと、基準周波数信号を、周波数が固定
された補助的信号であって、中間周波数信号とともに用
いられて第３及び第４の種類の周波数帯域の信号が生成
される補助的信号に変換する第３の周波数シンセサイザ
サブユニットとを設ける。
し、位相雑音を低減し、スプリアススペクトルの発生を
抑制する。 【解決手段】 基準周波数信号を第１の種類の周波数帯
域の信号に変換する第１の周波数シンセサイザサブユニ
ットと、基準周波数信号を第２の種類の周波数帯域の信
号及び中間周波数信号に変換する第２の周波数シンセサ
イザサブユニットと、基準周波数信号を、周波数が固定
された補助的信号であって、中間周波数信号とともに用
いられて第３及び第４の種類の周波数帯域の信号が生成
される補助的信号に変換する第３の周波数シンセサイザ
サブユニットとを設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数シンセサイ
ザに関し、詳しくは、無線電気通信ネットワークにおけ
る移動端末装置に使用されるマルチバンド周波数シンセ
サイザに関する。
ザに関し、詳しくは、無線電気通信ネットワークにおけ
る移動端末装置に使用されるマルチバンド周波数シンセ
サイザに関する。
【０００２】
【従来の技術】新世代の移動端末装置は、次世代移動通
信システム（Universal Mobile Telephone System：以
下、ＵＭＴＳという。）の周波数帯域と、移動通信用グ
ローバルシステム／汎用パケット無線サービス（Global
System for Mobile Communication/General Packet Ra
dio Services：以下、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ）の周波数帯域
とを用いたデータ伝送を単体でサポートしている。この
ため、周波数シンセサイザは、ＵＭＴＳ周波数分割双方
向通信（UMTS-Frequency Division Duplex：以下、ＵＭ
ＴＳ−ＦＤＤという。）及びＵＭＴＳ時分割双方向通信
（UMTS-Time Division Duplex：以下、ＵＭＴＳ−ＴＤ
Ｄという。）の周波数帯域をサポートするとともに、Ｇ
ＳＭ／ＧＰＲＳにおけるアップリンク（Ｔｘ）及びダウ
ンリンク（Ｒｘ）の両方に対応した３バンド機能（ＧＳ
Ｍ９００／ＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００）を有して
いる必要がある。なお、ＤＣＳとは、デジタルセルラシ
ステム（Digital Cellular System）の略語であり、Ｐ
ＣＳとは、パーソナルコミュニケーションサービス（pe
rsonal Communications Service）の略語である。
信システム（Universal Mobile Telephone System：以
下、ＵＭＴＳという。）の周波数帯域と、移動通信用グ
ローバルシステム／汎用パケット無線サービス（Global
System for Mobile Communication/General Packet Ra
dio Services：以下、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ）の周波数帯域
とを用いたデータ伝送を単体でサポートしている。この
ため、周波数シンセサイザは、ＵＭＴＳ周波数分割双方
向通信（UMTS-Frequency Division Duplex：以下、ＵＭ
ＴＳ−ＦＤＤという。）及びＵＭＴＳ時分割双方向通信
（UMTS-Time Division Duplex：以下、ＵＭＴＳ−ＴＤ
Ｄという。）の周波数帯域をサポートするとともに、Ｇ
ＳＭ／ＧＰＲＳにおけるアップリンク（Ｔｘ）及びダウ
ンリンク（Ｒｘ）の両方に対応した３バンド機能（ＧＳ
Ｍ９００／ＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００）を有して
いる必要がある。なお、ＤＣＳとは、デジタルセルラシ
ステム（Digital Cellular System）の略語であり、Ｐ
ＣＳとは、パーソナルコミュニケーションサービス（pe
rsonal Communications Service）の略語である。
【０００３】現在知られているマルチバンド周波数シン
セサイザは、ＵＭＴＳアップリンク用の周波数シンセサ
イザ、ＵＭＴＳダウンリンク用の周波数シンセサイザ、
３バンドＧＳＭ／ＧＰＲＳ用の周波数シンセサイザ等、
個別の複数の周波数シンセサイザを備えている。ＧＰＲ
Ｓに必要とされるクラス１２整定時間（class 12 settl
ing time）（１５０μｓ以下）を達成するために、通
常、フラクショナルＮ（分数分周方式）シンセサイザ
（Fractional-N synthesizer）が使用されている。
セサイザは、ＵＭＴＳアップリンク用の周波数シンセサ
イザ、ＵＭＴＳダウンリンク用の周波数シンセサイザ、
３バンドＧＳＭ／ＧＰＲＳ用の周波数シンセサイザ等、
個別の複数の周波数シンセサイザを備えている。ＧＰＲ
Ｓに必要とされるクラス１２整定時間（class 12 settl
ing time）（１５０μｓ以下）を達成するために、通
常、フラクショナルＮ（分数分周方式）シンセサイザ
（Fractional-N synthesizer）が使用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】フラクショナルＮシン
セサイザを使用する最大の利点は、アップリンクからダ
ウンリンク周波数帯域への切換時、又は信頼性が高いＧ
ＰＲＳデータ伝送の必須条件の１つであるシステム間ハ
ンドオーバー（handover）時の整定時間を短くできるこ
とである。一方、全てのクラスのフラクショナルＮシン
セサイザは、位相雑音が多く、スプリアススペクトルの
量が多い等、出力スペクトル特性が悪いという致命的な
欠点を有する。特に、受信信号のレベルが低い場合に、
これらの問題が深刻となる。フラクショナルＮシンセサ
イザを使用する場合、高品質のフィルタを用いて出力ス
ペクトルを後処理しなければ、ＧＳＭ標準規格０５０５
（GSM standard 0505）の要求を満たすことができず、
このような手法は、コストが高くなり、また部品実装面
積も広くなる。移動端末装置の設計においては、低コス
ト化及び小型化の要求が高まっており、大きな部品を追
加するスペースは残っていない。
セサイザを使用する最大の利点は、アップリンクからダ
ウンリンク周波数帯域への切換時、又は信頼性が高いＧ
ＰＲＳデータ伝送の必須条件の１つであるシステム間ハ
ンドオーバー（handover）時の整定時間を短くできるこ
とである。一方、全てのクラスのフラクショナルＮシン
セサイザは、位相雑音が多く、スプリアススペクトルの
量が多い等、出力スペクトル特性が悪いという致命的な
欠点を有する。特に、受信信号のレベルが低い場合に、
これらの問題が深刻となる。フラクショナルＮシンセサ
イザを使用する場合、高品質のフィルタを用いて出力ス
ペクトルを後処理しなければ、ＧＳＭ標準規格０５０５
（GSM standard 0505）の要求を満たすことができず、
このような手法は、コストが高くなり、また部品実装面
積も広くなる。移動端末装置の設計においては、低コス
ト化及び小型化の要求が高まっており、大きな部品を追
加するスペースは残っていない。
【０００５】そこで、本発明は上述の課題に鑑みてなさ
れたものであり、本発明の目的は、小型で低コストなマ
ルチバンド周波数シンセサイザであって、整定時間が短
く、位相雑音が少なく、スプリアススペクトルの量が少
ない周波数シンセサイザ及びこの周波数シンセサイザを
用いた移動端末装置を提供することである。
れたものであり、本発明の目的は、小型で低コストなマ
ルチバンド周波数シンセサイザであって、整定時間が短
く、位相雑音が少なく、スプリアススペクトルの量が少
ない周波数シンセサイザ及びこの周波数シンセサイザを
用いた移動端末装置を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係る周波数シンセサイザは、次世代移動
通信システム（ＵＭＴＳ）及び移動通信用グローバルシ
ステム／汎用パケット無線サービス（ＧＳＭ／ＧＰＲ
Ｓ）周波数帯域の周波数を有する信号を生成する周波数
シンセサイザにおいて、一定の基準周波数信号を生成す
る基準周波数源と、基準周波数源からの基準周波数信号
を第１の種類の周波数帯域の信号に変換する第１の周波
数シンセサイザサブユニットと、基準周波数源からの基
準周波数信号を第２の種類の周波数帯域の信号に変換す
るとともに、基準周波数信号を中間周波数信号に変換す
る第２の周波数シンセサイザサブユニットと、基準周波
数源からの基準周波数信号を、周波数が固定された、す
なわち狭い周波数範囲を有する補助的信号であって、中
間周波数信号とともに用いられて第３及び第４の種類の
周波数帯域の信号が生成される補助的信号に変換する第
３の周波数シンセサイザサブユニットとを備える。
めに、本発明に係る周波数シンセサイザは、次世代移動
通信システム（ＵＭＴＳ）及び移動通信用グローバルシ
ステム／汎用パケット無線サービス（ＧＳＭ／ＧＰＲ
Ｓ）周波数帯域の周波数を有する信号を生成する周波数
シンセサイザにおいて、一定の基準周波数信号を生成す
る基準周波数源と、基準周波数源からの基準周波数信号
を第１の種類の周波数帯域の信号に変換する第１の周波
数シンセサイザサブユニットと、基準周波数源からの基
準周波数信号を第２の種類の周波数帯域の信号に変換す
るとともに、基準周波数信号を中間周波数信号に変換す
る第２の周波数シンセサイザサブユニットと、基準周波
数源からの基準周波数信号を、周波数が固定された、す
なわち狭い周波数範囲を有する補助的信号であって、中
間周波数信号とともに用いられて第３及び第４の種類の
周波数帯域の信号が生成される補助的信号に変換する第
３の周波数シンセサイザサブユニットとを備える。
【０００７】第１〜第４の種類の周波数帯域は、互いに
異なる周波数帯域であり、それぞれが異なる無線通信規
格に対応する周波数帯域である。例えば、第１の種類の
周波数帯域は、ＵＭＴＳ ＴＤＤ１、ＦＤＤ−Ｔｘ及び
ＴＤＤ２規格をサポートし、第２の種類の周波数帯域
は、ＵＭＴＳ ＦＤＤ−Ｒｘ規格をサポートし、第３の
種類の周波数帯域は、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ １８００／１
９００ＭＨｚ規格ＤＣＳ及びＰＣＳ規格をサポートし、
第４の種類の周波数帯域は、ＧＳＭ ９００ＭＨｚ規格
をサポートする。
異なる周波数帯域であり、それぞれが異なる無線通信規
格に対応する周波数帯域である。例えば、第１の種類の
周波数帯域は、ＵＭＴＳ ＴＤＤ１、ＦＤＤ−Ｔｘ及び
ＴＤＤ２規格をサポートし、第２の種類の周波数帯域
は、ＵＭＴＳ ＦＤＤ−Ｒｘ規格をサポートし、第３の
種類の周波数帯域は、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ １８００／１
９００ＭＨｚ規格ＤＣＳ及びＰＣＳ規格をサポートし、
第４の種類の周波数帯域は、ＧＳＭ ９００ＭＨｚ規格
をサポートする。
【０００８】また、上述の目的は、本発明に基づく上述
の周波数シンセサイザを備えるＵＭＴＳ／ＧＳＭ／ＧＰ
ＲＳ周波数帯域用の移動端末装置により達成される。
の周波数シンセサイザを備えるＵＭＴＳ／ＧＳＭ／ＧＰ
ＲＳ周波数帯域用の移動端末装置により達成される。
【０００９】本発明によれば、小型に設計でき、高速の
切換を行うことができ、且つ好ましくない周波数のスプ
リアススペクトルが発生せず、位相雑音が少ないＵＭＴ
Ｓ／ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域に対応するマルチバン
ド周波数シンセサイザを実現することができる。更に、
本発明に係るマルチバンド周波数シンセサイザでは、設
計において複雑な部品が必要ではないため、製造コスト
を低く抑えることができる。
切換を行うことができ、且つ好ましくない周波数のスプ
リアススペクトルが発生せず、位相雑音が少ないＵＭＴ
Ｓ／ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域に対応するマルチバン
ド周波数シンセサイザを実現することができる。更に、
本発明に係るマルチバンド周波数シンセサイザでは、設
計において複雑な部品が必要ではないため、製造コスト
を低く抑えることができる。
【００１０】第１乃至第３の周波数シンセサイザサブユ
ニットは、それぞれ基準周波数信号の周波数値を整数に
よって除算することにより該基準周波数信号を分周信号
（scaled down signal）に変換する第１乃至第３の分周
器を備えていてもよい。更に、第１乃至第３の周波数シ
ンセサイザサブユニットは、分周信号を整数倍すること
により、整数倍された信号を生成する位相同期ループ周
波数シンセサイザを備えていてもよい。
ニットは、それぞれ基準周波数信号の周波数値を整数に
よって除算することにより該基準周波数信号を分周信号
（scaled down signal）に変換する第１乃至第３の分周
器を備えていてもよい。更に、第１乃至第３の周波数シ
ンセサイザサブユニットは、分周信号を整数倍すること
により、整数倍された信号を生成する位相同期ループ周
波数シンセサイザを備えていてもよい。
【００１１】また、本発明に係る周波数シンセサイザ
は、第２のシンセサイザサブユニットからの信号と、補
助的信号に基づく信号とを混合し、第３の種類の周波数
帯域の信号、又は第４の種類の周波数帯域の信号を導き
出すための前処理信号を生成する周波数ミキサを備えて
いてもよい。更に、周波数シンセサイザは、補助的信号
が周波数ミキサに供給される前に、補助的信号を整数値
により除算する第４の分周器を備えていてもよい。
は、第２のシンセサイザサブユニットからの信号と、補
助的信号に基づく信号とを混合し、第３の種類の周波数
帯域の信号、又は第４の種類の周波数帯域の信号を導き
出すための前処理信号を生成する周波数ミキサを備えて
いてもよい。更に、周波数シンセサイザは、補助的信号
が周波数ミキサに供給される前に、補助的信号を整数値
により除算する第４の分周器を備えていてもよい。
【００１２】また、本発明に係る周波数シンセサイザ
は、周波数ミキサから出力される信号を整数値により除
算することにより、第３の種類の周波数帯域の信号を生
成する第５の分周器を備えていてもよい。
は、周波数ミキサから出力される信号を整数値により除
算することにより、第３の種類の周波数帯域の信号を生
成する第５の分周器を備えていてもよい。
【００１３】更に、本発明に係る周波数シンセサイザ
は、第３又は第４の種類の周波数帯域の信号を生成する
ための回路において発生する高調波成分を除去するため
の第１の低域通過フィルタを備えていてもよい。更に、
本発明に係る周波数シンセサイザは、第４の種類の周波
数帯域の信号を生成する第５の分周器において発生する
高調波成分を除去するための第２の低域通過フィルタを
備えていてもよい。
は、第３又は第４の種類の周波数帯域の信号を生成する
ための回路において発生する高調波成分を除去するため
の第１の低域通過フィルタを備えていてもよい。更に、
本発明に係る周波数シンセサイザは、第４の種類の周波
数帯域の信号を生成する第５の分周器において発生する
高調波成分を除去するための第２の低域通過フィルタを
備えていてもよい。
【００１４】本発明に係る周波数シンセサイザにおい
て、第１の種類の周波数帯域は、例えば１９００ＭＨｚ
乃至１９８０ＭＨｚ又は２０１０ＭＨｚ乃至２０２５Ｍ
Ｈｚの範囲を有する帯域であり、第２の種類の周波数帯
域は、例えば２１１０ＭＨｚ乃至２１７０ＭＨｚの範囲
を有する帯域であり、第３の種類の周波数帯域は、例え
ば１７１０ＭＨｚ乃至１９９０ＭＨｚの範囲を有する帯
域であり、第４の種類の周波数帯域は、例えば８８０Ｍ
Ｈｚ乃至９６０ＭＨｚの範囲を有する帯域である。
て、第１の種類の周波数帯域は、例えば１９００ＭＨｚ
乃至１９８０ＭＨｚ又は２０１０ＭＨｚ乃至２０２５Ｍ
Ｈｚの範囲を有する帯域であり、第２の種類の周波数帯
域は、例えば２１１０ＭＨｚ乃至２１７０ＭＨｚの範囲
を有する帯域であり、第３の種類の周波数帯域は、例え
ば１７１０ＭＨｚ乃至１９９０ＭＨｚの範囲を有する帯
域であり、第４の種類の周波数帯域は、例えば８８０Ｍ
Ｈｚ乃至９６０ＭＨｚの範囲を有する帯域である。
【００１５】本発明は、例えば、無線セルラ通信ネット
ワーク用の携帯電話に適用される。
ワーク用の携帯電話に適用される。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る周波数シンセ
サイザ及び移動端末装置について、図面を参照して詳細
に説明する。
サイザ及び移動端末装置について、図面を参照して詳細
に説明する。
【００１７】図１は、本発明に基づくマルチバンド周波
数シンセサイザにおいて使用される周波数シンセサイザ
サブユニットの構成を示すブロック図である。この図１
に示すように、シンセサイザサブユニット１０の出力端
子１８から出力される信号は、各周波数帯域の周波数を
直接有し、又は更なる処理のための代用的な周波数（au
xiliary frequency）を有する。
数シンセサイザにおいて使用される周波数シンセサイザ
サブユニットの構成を示すブロック図である。この図１
に示すように、シンセサイザサブユニット１０の出力端
子１８から出力される信号は、各周波数帯域の周波数を
直接有し、又は更なる処理のための代用的な周波数（au
xiliary frequency）を有する。
【００１８】全てのシンセサイザサブユニット１０の入
力端子１７には、基準水晶発振器から基準周波数信号ｆ
ｒが供給されている。第１の処理段においては、基準周
波数信号ｆｒは、デジタル制御コードによってプログラ
マブル分周器（frequency divider）１２において、整
数の分周係数（division coefficient）Ｒによって、ｆ
Ｄ＝ｆｒ／Ｒにスケールダウン（scale down）、すなわ
ち分周される。位相同期ループ周波数シンセサイザ（ph
ase locked loop frequency synthesizer：以下、ＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザという。）１１は、電圧制御発振
器（voltage controlled oscillator：以下、ＶＣＯと
いう。）１５から出力される信号の周波数を所定の値の
周波数に調整する。
力端子１７には、基準水晶発振器から基準周波数信号ｆ
ｒが供給されている。第１の処理段においては、基準周
波数信号ｆｒは、デジタル制御コードによってプログラ
マブル分周器（frequency divider）１２において、整
数の分周係数（division coefficient）Ｒによって、ｆ
Ｄ＝ｆｒ／Ｒにスケールダウン（scale down）、すなわ
ち分周される。位相同期ループ周波数シンセサイザ（ph
ase locked loop frequency synthesizer：以下、ＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザという。）１１は、電圧制御発振
器（voltage controlled oscillator：以下、ＶＣＯと
いう。）１５から出力される信号の周波数を所定の値の
周波数に調整する。
【００１９】ＰＬＬ周波数シンセサイザ１１は、原理的
には、周波数ラスタ（frequency raster）、すなわち周
波数ステップｆＤを有する周波数逓倍器として動作す
る。この動作は、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１１のフィ
ードバックループにプログラマブル整数分周器１６を設
け、この整数分周器１６によってＶＣＯ１５の出力信号
を分周係数Ｎによって除算して分周することにより実現
される。
には、周波数ラスタ（frequency raster）、すなわち周
波数ステップｆＤを有する周波数逓倍器として動作す
る。この動作は、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１１のフィ
ードバックループにプログラマブル整数分周器１６を設
け、この整数分周器１６によってＶＣＯ１５の出力信号
を分周係数Ｎによって除算して分周することにより実現
される。
【００２０】ＰＬＬ周波数シンセサイザ１１は、位相周
波数検出器（phase frequency detector：ＰＦＤ）１３
を備え、位相周波数検出器１３は、入力周波数ｆＤと、
分周出力信号ｆｏ／Ｎとの間の位相角の差に比例する出
力電圧ｕｏ（ｔ）を出力する。この出力電圧ｕｏ（ｔ）
は、低域通過フィルタ１４によってフィルタリングさ
れ、ＶＣＯ１５に供給される。低域通過フィルタ１４の
フィルタ特性は、周波数帯域が変更されたときに出力周
波数が高速に切り換えられ、すなわち高速なロック時間
が実現されるよう十分広い通過帯域を有するとともに、
ＶＣＯ１５の出力スペクトルに位相雑音を生じさせる虞
がある高い周波数を除去するよう十分狭い通過帯域を有
する。ＶＣＯ１５の出力周波数信号ｆｏは、ＶＣＯ１５
に供給されるフィルタリングされた出力電圧Ｕｆ（ｔ）
の関数である。ＰＬＬ周波数シンセサイザ１１において
は、この出力周波数信号ｆｏは、分周器１６によって、
適切な整数の分周係数Ｎにより周波数信号ｆＤと等しい
周波数に分周されて位相周波数検出器１３に供給され
る。この信号は、位相周波数検出器１３において、元の
周波数信号ｆＤと比較され、この比較に基づいてＶＣＯ
１５を制御する制御電圧である出力電圧ｕｏ（ｔ）が生
成される。遷移処理（transient process）が終了した
後、出力周波数ｆｏは、上述したように、以下の式に基
づいて、フィードバックループ内のプログラマブル分周
器１６において設定された符号分割係数（code divisio
n coefficient）である分周係数Ｎによって制御され
る。 ｆｏ＝Ｎ×ｆＤ＝Ｎ／Ｒ×ｆｒ （式１） ここで、Ｎ及びＲは整数である。
波数検出器（phase frequency detector：ＰＦＤ）１３
を備え、位相周波数検出器１３は、入力周波数ｆＤと、
分周出力信号ｆｏ／Ｎとの間の位相角の差に比例する出
力電圧ｕｏ（ｔ）を出力する。この出力電圧ｕｏ（ｔ）
は、低域通過フィルタ１４によってフィルタリングさ
れ、ＶＣＯ１５に供給される。低域通過フィルタ１４の
フィルタ特性は、周波数帯域が変更されたときに出力周
波数が高速に切り換えられ、すなわち高速なロック時間
が実現されるよう十分広い通過帯域を有するとともに、
ＶＣＯ１５の出力スペクトルに位相雑音を生じさせる虞
がある高い周波数を除去するよう十分狭い通過帯域を有
する。ＶＣＯ１５の出力周波数信号ｆｏは、ＶＣＯ１５
に供給されるフィルタリングされた出力電圧Ｕｆ（ｔ）
の関数である。ＰＬＬ周波数シンセサイザ１１において
は、この出力周波数信号ｆｏは、分周器１６によって、
適切な整数の分周係数Ｎにより周波数信号ｆＤと等しい
周波数に分周されて位相周波数検出器１３に供給され
る。この信号は、位相周波数検出器１３において、元の
周波数信号ｆＤと比較され、この比較に基づいてＶＣＯ
１５を制御する制御電圧である出力電圧ｕｏ（ｔ）が生
成される。遷移処理（transient process）が終了した
後、出力周波数ｆｏは、上述したように、以下の式に基
づいて、フィードバックループ内のプログラマブル分周
器１６において設定された符号分割係数（code divisio
n coefficient）である分周係数Ｎによって制御され
る。 ｆｏ＝Ｎ×ｆＤ＝Ｎ／Ｒ×ｆｒ （式１） ここで、Ｎ及びＲは整数である。
【００２１】式１に示すように、出力周波数ｆｏは、入
力周波数ｆＤの整数倍であり、換言すれば、ｆＤは、ｆ
ｏの周波数ラスタ（frequency raster）を定義してい
る。高速な周波数ホッピングを実現するのに十分な速さ
で分周係数Ｎを変更することにより、出力周波数を変更
することができる。この処理により、フラクショナルＮ
（分数分周方式）シンセサイザにおけるスプリアススペ
クトルや追加的な位相雑音は発生せず、したがって、Ｐ
ＬＬ周波数シンセサイザ１１の出力スペクトルを後処理
するためのフィルタを設ける必要がない。
力周波数ｆＤの整数倍であり、換言すれば、ｆＤは、ｆ
ｏの周波数ラスタ（frequency raster）を定義してい
る。高速な周波数ホッピングを実現するのに十分な速さ
で分周係数Ｎを変更することにより、出力周波数を変更
することができる。この処理により、フラクショナルＮ
（分数分周方式）シンセサイザにおけるスプリアススペ
クトルや追加的な位相雑音は発生せず、したがって、Ｐ
ＬＬ周波数シンセサイザ１１の出力スペクトルを後処理
するためのフィルタを設ける必要がない。
【００２２】図２は、本発明を適用したマルチバンド周
波数シンセサイザ２００の構成を示すブロック図であ
る。マルチバンド周波数シンセサイザ２００は、図１を
用いて説明したＰＬＬ周波数シンセサイザ１１と同様の
第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１、第２のＰＬＬ
周波数シンセサイザ２２１及び第３のＰＬＬ周波数シン
セサイザ２３１を備える。これらのうちの２つ、すなわ
ち第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１と第２のＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザ２２１は、ＵＭＴＳアップリンク
とＵＭＴＳダウンリンクに使用され、第３のＰＬＬ周波
数シンセサイザ２３１は、第２のＰＬＬ周波数シンセサ
イザ２２１及び後述する追加的なミキサ及び分周器と協
働して、３バンドＧＳＭ／ＧＰＲＳ機能に必要な全ての
周波数信号を生成する。各ＰＬＬ周波数シンセサイザ２
１１、２２１、２３１の前段には、それぞれプログラマ
ブル分周器２１２、２２２、２３２が設けられており、
これらのプログラマブル分周器２１２、２２２、２３２
には、例えば１９．２ＭＨｚの安定した発振周波数を発
生する水晶発振器である基準周波数ソース２０１からの
入力信号が供給されている。
波数シンセサイザ２００の構成を示すブロック図であ
る。マルチバンド周波数シンセサイザ２００は、図１を
用いて説明したＰＬＬ周波数シンセサイザ１１と同様の
第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１、第２のＰＬＬ
周波数シンセサイザ２２１及び第３のＰＬＬ周波数シン
セサイザ２３１を備える。これらのうちの２つ、すなわ
ち第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１と第２のＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザ２２１は、ＵＭＴＳアップリンク
とＵＭＴＳダウンリンクに使用され、第３のＰＬＬ周波
数シンセサイザ２３１は、第２のＰＬＬ周波数シンセサ
イザ２２１及び後述する追加的なミキサ及び分周器と協
働して、３バンドＧＳＭ／ＧＰＲＳ機能に必要な全ての
周波数信号を生成する。各ＰＬＬ周波数シンセサイザ２
１１、２２１、２３１の前段には、それぞれプログラマ
ブル分周器２１２、２２２、２３２が設けられており、
これらのプログラマブル分周器２１２、２２２、２３２
には、例えば１９．２ＭＨｚの安定した発振周波数を発
生する水晶発振器である基準周波数ソース２０１からの
入力信号が供給されている。
【００２３】第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１
は、第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１とは異な
り、前段のプログラマブル分周器２２２から供給される
異なる２つの入力周波数で交互に動作する。すなわち、
第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１には、第１の入
力周波数として、ＵＭＴＳダウンリンク周波数が供給さ
れ、第２の入力周波数として、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数
帯域に基づく中間周波数が供給される。これにより、Ｇ
ＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域における整定時間が短くな
り、及び位相雑音特性が向上する。
は、第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１とは異な
り、前段のプログラマブル分周器２２２から供給される
異なる２つの入力周波数で交互に動作する。すなわち、
第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１には、第１の入
力周波数として、ＵＭＴＳダウンリンク周波数が供給さ
れ、第２の入力周波数として、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数
帯域に基づく中間周波数が供給される。これにより、Ｇ
ＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域における整定時間が短くな
り、及び位相雑音特性が向上する。
【００２４】第３のＰＬＬ周波数シンセサイザ２３１
は、帯域が狭められており（約２４ＭＨｚ）、位相周波
数検出器２３３において、高い周波数の周波数信号を処
理し、これにより整定時間が短くなり、位相雑音が低減
される。第３のＰＬＬ周波数シンセサイザ２３１の出力
側に設けられたデジタル分周器２３７は、第３のＰＬＬ
周波数シンセサイザ２３１の出力信号を分周し、及び第
３のＰＬＬ周波数シンセサイザ２３１の周波数ステップ
を係数Ｍによって分周する。これにより、位相雑音が更
に低減される。図２に示すマルチバンド周波数シンセサ
イザ２００は、４つの出力端子２１９、２２９、２３
９、２４９を備え、これらの出力端子２１９、２２９、
２３９、２４９からは、それぞれの周波数帯域の信号が
出力される。各出力端子２１９、２２９、２３９、２４
９に対する周波数帯域の割当を表１に示す。
は、帯域が狭められており（約２４ＭＨｚ）、位相周波
数検出器２３３において、高い周波数の周波数信号を処
理し、これにより整定時間が短くなり、位相雑音が低減
される。第３のＰＬＬ周波数シンセサイザ２３１の出力
側に設けられたデジタル分周器２３７は、第３のＰＬＬ
周波数シンセサイザ２３１の出力信号を分周し、及び第
３のＰＬＬ周波数シンセサイザ２３１の周波数ステップ
を係数Ｍによって分周する。これにより、位相雑音が更
に低減される。図２に示すマルチバンド周波数シンセサ
イザ２００は、４つの出力端子２１９、２２９、２３
９、２４９を備え、これらの出力端子２１９、２２９、
２３９、２４９からは、それぞれの周波数帯域の信号が
出力される。各出力端子２１９、２２９、２３９、２４
９に対する周波数帯域の割当を表１に示す。
【００２５】
【表１】
【００２６】第１の出力端子２１９に出力信号を供給す
るマルチバンド周波数シンセサイザ２００のシンセサイ
ザブランチ２０２は、ＵＭＴＳ周波数帯域のＦＤＤ送信
機（ＦＤＤ−Ｔｘ）及びＴＤＤ１（１９００〜１９８０
ＭＨｚ）、並びにＴＤＤ２（２０１０〜２０２５ＭＨ
ｚ）の周波数帯域の信号を生成する。プログラマブル分
周器２１２は、整数の分周係数Ｒ１によって基準周波数
ｆｒを分周する。ここで、Ｒ１は、９６に設定され、こ
れにより０．２ＭＨｚの周波数信号ｆＤが出力される。
符号分割係数である分周係数Ｒ１は、図２に示す回路に
おける他の全てのプログラマブル分周器と同様に、制御
コード（control code）ＣＣによって設定される。
るマルチバンド周波数シンセサイザ２００のシンセサイ
ザブランチ２０２は、ＵＭＴＳ周波数帯域のＦＤＤ送信
機（ＦＤＤ−Ｔｘ）及びＴＤＤ１（１９００〜１９８０
ＭＨｚ）、並びにＴＤＤ２（２０１０〜２０２５ＭＨ
ｚ）の周波数帯域の信号を生成する。プログラマブル分
周器２１２は、整数の分周係数Ｒ１によって基準周波数
ｆｒを分周する。ここで、Ｒ１は、９６に設定され、こ
れにより０．２ＭＨｚの周波数信号ｆＤが出力される。
符号分割係数である分周係数Ｒ１は、図２に示す回路に
おける他の全てのプログラマブル分周器と同様に、制御
コード（control code）ＣＣによって設定される。
【００２７】位相同期ループ周波数シンセサイザの動作
については、図１を用いて既に説明している。プログラ
マブル分周器２１２の後段の第１のＰＬＬ周波数シンセ
サイザ２１１のフィードバックループにおいて適用され
ている整数の符号分割係数Ｎ １は、プログラミング可能
に調整され、式１に基づいて、所定の周波数の出力信号
ｆｏ１を生成する。ＴＤＤ１／ＦＤＤ−Ｔｘ周波数帯域
に対しては、Ｎ１は、９５００〜９９００の範囲の値を
とり、Ｎ１の値を１ずつインクリメントすることによ
り、ｆｏ１が０．２ＭＨｚずつインクリメントされる。
ＴＤＤ２周波数帯域に対しては、Ｎ１の値は、１００５
０から始まり１０１２５で終わる範囲に調整する必要が
ある。
については、図１を用いて既に説明している。プログラ
マブル分周器２１２の後段の第１のＰＬＬ周波数シンセ
サイザ２１１のフィードバックループにおいて適用され
ている整数の符号分割係数Ｎ １は、プログラミング可能
に調整され、式１に基づいて、所定の周波数の出力信号
ｆｏ１を生成する。ＴＤＤ１／ＦＤＤ−Ｔｘ周波数帯域
に対しては、Ｎ１は、９５００〜９９００の範囲の値を
とり、Ｎ１の値を１ずつインクリメントすることによ
り、ｆｏ１が０．２ＭＨｚずつインクリメントされる。
ＴＤＤ２周波数帯域に対しては、Ｎ１の値は、１００５
０から始まり１０１２５で終わる範囲に調整する必要が
ある。
【００２８】２１１０〜２１７０ＭＨｚの範囲のＵＭＴ
Ｓ周波数帯域のＦＤＤ受信機（ＲＤＤ−Ｒｘ）として動
作する場合、第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１の
出力信号ｆｏ２が第２の出力端子２２９に供給される。
この場合、マルチバンド周波数シンセサイザ２００の第
２のシンセサイザブランチ２０３内に設けられているプ
ログラマブル分周器２２２は、基準周波数ｆｒを分周係
数Ｒ２によって分周する。Ｒ２の値は、Ｒ１と同じ９６
である。プログラマブル分周器２２２により分周された
信号は、第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１におい
て、フィードバックループで適用されている符号分割係
数Ｎ２によって制御される逓倍係数により逓倍される。
ここで、Ｎ２の値は、１０５５０〜１０８５０の範囲を
とる。ここでは、出力周波数ｆｏ２の周波数ラスタ、す
なわち出力周波数ｆｏ２の可能なインクリメント値は、
０．２ＭＨｚのステップに固定されている。
Ｓ周波数帯域のＦＤＤ受信機（ＲＤＤ−Ｒｘ）として動
作する場合、第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１の
出力信号ｆｏ２が第２の出力端子２２９に供給される。
この場合、マルチバンド周波数シンセサイザ２００の第
２のシンセサイザブランチ２０３内に設けられているプ
ログラマブル分周器２２２は、基準周波数ｆｒを分周係
数Ｒ２によって分周する。Ｒ２の値は、Ｒ１と同じ９６
である。プログラマブル分周器２２２により分周された
信号は、第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１におい
て、フィードバックループで適用されている符号分割係
数Ｎ２によって制御される逓倍係数により逓倍される。
ここで、Ｎ２の値は、１０５５０〜１０８５０の範囲を
とる。ここでは、出力周波数ｆｏ２の周波数ラスタ、す
なわち出力周波数ｆｏ２の可能なインクリメント値は、
０．２ＭＨｚのステップに固定されている。
【００２９】マルチバンド周波数シンセサイザ２００の
第２のシンセサイザブランチ２０３は、第２のモードで
動作し、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域を導き出すのに適
切な周波数の信号を生成することができる。この第２の
モードでは、プログラマブル分周器２２２は、基準周波
数ｆｒを係数Ｒ２＝６により分周し、これにより、第２
のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１に３．２ＭＨｚの入
力周波数信号ｆＤ２を供給する。この周波数は、第２の
ＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１において、３．２ＭＨ
ｚの周波数ラスタを有する２１１０〜２３９０ＭＨｚの
範囲の周波数に逓倍される。周波数ステップを大きくす
ることにより、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域信号につい
ても、整定時間が短くなり、位相雑音が低減される。マ
ルチバンド周波数シンセサイザ２００の第２のシンセサ
イザブランチ２０３は、図１を用いて説明した原理に基
づき、２つのモードで動作する。
第２のシンセサイザブランチ２０３は、第２のモードで
動作し、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域を導き出すのに適
切な周波数の信号を生成することができる。この第２の
モードでは、プログラマブル分周器２２２は、基準周波
数ｆｒを係数Ｒ２＝６により分周し、これにより、第２
のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１に３．２ＭＨｚの入
力周波数信号ｆＤ２を供給する。この周波数は、第２の
ＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１において、３．２ＭＨ
ｚの周波数ラスタを有する２１１０〜２３９０ＭＨｚの
範囲の周波数に逓倍される。周波数ステップを大きくす
ることにより、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域信号につい
ても、整定時間が短くなり、位相雑音が低減される。マ
ルチバンド周波数シンセサイザ２００の第２のシンセサ
イザブランチ２０３は、図１を用いて説明した原理に基
づき、２つのモードで動作する。
【００３０】第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１か
ら出力される信号からＧＰＲＳ周波数帯域の信号を生成
するために、第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１か
ら出力される信号は、周波数ミキサ２２７において、マ
ルチバンド周波数シンセサイザ２００の第３のシンセサ
イザブランチ２０４から供給される補助的周波数ｆｏ ３
／８に混合される。周波数ミキサ２２７は、低域通過フ
ィルタ２３８と協働して、以下の式に基づく減算器とし
て機能する。 ｆＧＰＲＳ＝ｆｏ２−ｆｏ３／８ （式２） ここで、ｆｏ３は、第３のＰＬＬ周波数シンセサイザ２
３１からの出力信号の周波数を表す。
ら出力される信号からＧＰＲＳ周波数帯域の信号を生成
するために、第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１か
ら出力される信号は、周波数ミキサ２２７において、マ
ルチバンド周波数シンセサイザ２００の第３のシンセサ
イザブランチ２０４から供給される補助的周波数ｆｏ ３
／８に混合される。周波数ミキサ２２７は、低域通過フ
ィルタ２３８と協働して、以下の式に基づく減算器とし
て機能する。 ｆＧＰＲＳ＝ｆｏ２−ｆｏ３／８ （式２） ここで、ｆｏ３は、第３のＰＬＬ周波数シンセサイザ２
３１からの出力信号の周波数を表す。
【００３１】マルチバンド周波数シンセサイザ２００の
第３のシンセサイザブランチ２０４において、補助的周
波数信号ｆｏ３を生成するために、基準周波数ｆｒは、
プログラマブル分周器２３２において、値１２を有する
分周係数Ｒ３によって分周される。これにより得られる
１．６ＭＨｚの信号は、第３のＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ２３１に供給され、第３のＰＬＬ周波数シンセサイザ
２３１は、プログラマブルデジタル分周器２３６の分周
係数Ｎ３を定数である２０００に設定することにより、
このプログラマブル分周器２３２からの１．６ＭＨｚの
信号を３２００ＭＨｚ前後の周波数を有する信号ｆｏ３
に変換する。信号ｆｏ３は、分周係数Ｍ １が８に固定さ
れているデジタル分周器２３７において、４００ＭＨｚ
に分周された後、周波数ミキサ２２７に供給される。こ
れにより、ＧＰＲＳ周波数帯域の信号は、出力信号ｆ
ｏ２を適切な値に調整することにより生成される。分周
係数Ｎ２と、出力信号ｆｏ２と、所望のＧＰＲＳ周波数
帯域との関係の詳細を表２に示す。
第３のシンセサイザブランチ２０４において、補助的周
波数信号ｆｏ３を生成するために、基準周波数ｆｒは、
プログラマブル分周器２３２において、値１２を有する
分周係数Ｒ３によって分周される。これにより得られる
１．６ＭＨｚの信号は、第３のＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ２３１に供給され、第３のＰＬＬ周波数シンセサイザ
２３１は、プログラマブルデジタル分周器２３６の分周
係数Ｎ３を定数である２０００に設定することにより、
このプログラマブル分周器２３２からの１．６ＭＨｚの
信号を３２００ＭＨｚ前後の周波数を有する信号ｆｏ３
に変換する。信号ｆｏ３は、分周係数Ｍ １が８に固定さ
れているデジタル分周器２３７において、４００ＭＨｚ
に分周された後、周波数ミキサ２２７に供給される。こ
れにより、ＧＰＲＳ周波数帯域の信号は、出力信号ｆ
ｏ２を適切な値に調整することにより生成される。分周
係数Ｎ２と、出力信号ｆｏ２と、所望のＧＰＲＳ周波数
帯域との関係の詳細を表２に示す。
【００３２】
【表２】
【００３３】低域通過フィルタ２３８は、周波数ミキサ
２２７における混合処理によって生じる高調波成分を除
去し、及び第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１内の
第２のＶＣＯ２２５又は第３のＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ２３１内のＶＣＯ２３５で発生する高調波成分を除去
する。低域通過フィルタ２３８の出力信号は、上述の式
２によって表される信号であり、マルチバンド周波数シ
ンセサイザ２００の第３の出力端子２３９に供給され
る。
２２７における混合処理によって生じる高調波成分を除
去し、及び第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１内の
第２のＶＣＯ２２５又は第３のＰＬＬ周波数シンセサイ
ザ２３１内のＶＣＯ２３５で発生する高調波成分を除去
する。低域通過フィルタ２３８の出力信号は、上述の式
２によって表される信号であり、マルチバンド周波数シ
ンセサイザ２００の第３の出力端子２３９に供給され
る。
【００３４】更に、低域通過フィルタ２３８を前処理器
（precursor）として機能させ、前処理された周波数（p
recursor frequency）を分周係数Ｍ２が２に固定されて
いるデジタル分周器２４１において分周し、このデジタ
ル分周器２４１において発生する高調波成分を除去する
ためにデジタル分周器２４１からの信号を低域通過フィ
ルタ２４２によってフィルタリングすることにより、Ｇ
ＳＭ帯域の周波数信号がマルチバンド周波数シンセサイ
ザ２００の第４の出力端子２４９を介して出力される。
デジタル分周器の構成を単純にするためには、低域通過
フィルタ２３８からの出力信号は、２で除算できるもの
である必要がある。
（precursor）として機能させ、前処理された周波数（p
recursor frequency）を分周係数Ｍ２が２に固定されて
いるデジタル分周器２４１において分周し、このデジタ
ル分周器２４１において発生する高調波成分を除去する
ためにデジタル分周器２４１からの信号を低域通過フィ
ルタ２４２によってフィルタリングすることにより、Ｇ
ＳＭ帯域の周波数信号がマルチバンド周波数シンセサイ
ザ２００の第４の出力端子２４９を介して出力される。
デジタル分周器の構成を単純にするためには、低域通過
フィルタ２３８からの出力信号は、２で除算できるもの
である必要がある。
【００３５】分周係数Ｎ２と、第２のＰＬＬ周波数シン
セサイザ２２１の出力信号ｆｏ２と、所望のＧＳＭ周波
数帯域との関係の詳細を表３に示す。
セサイザ２２１の出力信号ｆｏ２と、所望のＧＳＭ周波
数帯域との関係の詳細を表３に示す。
【００３６】
【表３】
【００３７】ここで、例えば符号分割多元接続（Code D
ivision Multiple Access：ＣＤＭＡ）等、ＵＭＴＳに
採用されている符号化方式では、処理される特定の信号
に含まれている情報は、元の信号よりかなり広い帯域に
亘って拡散され、信号伝送における干渉の影響が小さく
されるため、第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１及
び第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１の出力信号ｆ
ｏ１及びｆｏ２は、例えばＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域
用の低域通過フィルタ等による後処理を行う必要がな
い。したがって、第１のＶＣＯ２１５及び第２のＶＣＯ
２２５から発生される高調波成分に由来するスプリアス
スペクトルによって信号伝送の品質が劣化することがな
い。
ivision Multiple Access：ＣＤＭＡ）等、ＵＭＴＳに
採用されている符号化方式では、処理される特定の信号
に含まれている情報は、元の信号よりかなり広い帯域に
亘って拡散され、信号伝送における干渉の影響が小さく
されるため、第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１及
び第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ２２１の出力信号ｆ
ｏ１及びｆｏ２は、例えばＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波数帯域
用の低域通過フィルタ等による後処理を行う必要がな
い。したがって、第１のＶＣＯ２１５及び第２のＶＣＯ
２２５から発生される高調波成分に由来するスプリアス
スペクトルによって信号伝送の品質が劣化することがな
い。
【００３８】なお、ＵＭＴＳアップリンク周波数は、Ｇ
ＳＭ／ＧＰＲＳアップリンク及びダウンリンク周波数と
は独立して生成されるため、ＵＭＴＳコール期間中に、
非圧縮モードでＧＳＭモニタリングを確実に行うことが
できる。
ＳＭ／ＧＰＲＳアップリンク及びダウンリンク周波数と
は独立して生成されるため、ＵＭＴＳコール期間中に、
非圧縮モードでＧＳＭモニタリングを確実に行うことが
できる。
【００３９】好ましい具体例においては、ＰＬＬ周波数
シンセサイザ２１１、２２１、２３１として、例えばア
ナログデバイシズ社（Analog Devices：ＡＤ）又は他の
製造業者から市販されているＡＤＦ４２１３整数−Ｎデ
ュアルＲＦ／ＩＦ ＰＬＬ周波数シンセサイザ １．０Ｇ
Ｈｚ／３ＧＨｚ（ADF4213 Integer-N Dual RP/IP PLL F
requency Synthesizer 1.0 GHz/3 GHz）又はこれに互換
性を有する他のＰＬＬ周波数シンセサイザを用いる。１
〜４個のＰＬＬ周波数シンセサイザが１つのパッケージ
に集積されたデバイスを用いてもよい。アナログデバイ
ス社からのＰＬＬ周波数シンセサイザは、ファーストロ
ックモード（Fastlock Mode）と呼ばれるビルトインに
より非常に短い整定時間が実現されているため、適して
いるが、他の製造業者からのデバイスを同様に用いても
よい。
シンセサイザ２１１、２２１、２３１として、例えばア
ナログデバイシズ社（Analog Devices：ＡＤ）又は他の
製造業者から市販されているＡＤＦ４２１３整数−Ｎデ
ュアルＲＦ／ＩＦ ＰＬＬ周波数シンセサイザ １．０Ｇ
Ｈｚ／３ＧＨｚ（ADF4213 Integer-N Dual RP/IP PLL F
requency Synthesizer 1.0 GHz/3 GHz）又はこれに互換
性を有する他のＰＬＬ周波数シンセサイザを用いる。１
〜４個のＰＬＬ周波数シンセサイザが１つのパッケージ
に集積されたデバイスを用いてもよい。アナログデバイ
ス社からのＰＬＬ周波数シンセサイザは、ファーストロ
ックモード（Fastlock Mode）と呼ばれるビルトインに
より非常に短い整定時間が実現されているため、適して
いるが、他の製造業者からのデバイスを同様に用いても
よい。
【００４０】更に、本発明の好ましい具体例において
は、全てのデジタル回路は、１つの特定用途向け集積回
路（Application Specific Integrated Circuit：ＡＳ
ＩＣ）により実現され、ＶＣＯ２１５、２２５、２３
５、ミキサ２２７、低域通過フィルタ２３８、２４２及
び基準周波数ソース２０１については、ディスクリート
回路又は他の集積回路を用いて実現する。
は、全てのデジタル回路は、１つの特定用途向け集積回
路（Application Specific Integrated Circuit：ＡＳ
ＩＣ）により実現され、ＶＣＯ２１５、２２５、２３
５、ミキサ２２７、低域通過フィルタ２３８、２４２及
び基準周波数ソース２０１については、ディスクリート
回路又は他の集積回路を用いて実現する。
【００４１】図３は、本発明に基づくマルチバンド周波
数シンセサイザの周波数プランを示す図である。高い干
渉特性を示すＵＭＴＳ周波数帯域を除いて、高調波を含
む第１及び第２のＶＣＯ２１５、２２５の１つから生成
された周波数は、マルチバンド周波数シンセサイザ２０
０の受信帯域又は送信帯域に含まれず、このためＧＳＭ
標準規格０５０５（GSM standard 0505）の要求が満た
されている。このような効果は、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波
数よりかなり高い周波数を生成するＶＣＯを使用するこ
とにより得られる。更に、第３のＶＣＯ２３５の高調波
も、デジタル分周器２３７によって分周することによ
り、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ受信又は送信帯域に含まれなくな
る。
数シンセサイザの周波数プランを示す図である。高い干
渉特性を示すＵＭＴＳ周波数帯域を除いて、高調波を含
む第１及び第２のＶＣＯ２１５、２２５の１つから生成
された周波数は、マルチバンド周波数シンセサイザ２０
０の受信帯域又は送信帯域に含まれず、このためＧＳＭ
標準規格０５０５（GSM standard 0505）の要求が満た
されている。このような効果は、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ周波
数よりかなり高い周波数を生成するＶＣＯを使用するこ
とにより得られる。更に、第３のＶＣＯ２３５の高調波
も、デジタル分周器２３７によって分周することによ
り、ＧＳＭ／ＧＰＲＳ受信又は送信帯域に含まれなくな
る。
【００４２】更に、どのＶＣＯの周波数も、他のＶＣＯ
の周波数と異なっており、これにより、スペクトル特性
を著しく劣化させる虞があるダイレクトロック（direct
lock）が防止される。チューニング範囲が狭いＶＣＯ
は、チューニング範囲が広いＶＣＯよりも良好なスペク
トル特性を示すため、本発明に基づくマルチバンド周波
数シンセサイザでは、チューニング範囲が狭いＶＣＯを
用いることが好ましい。また、ＶＣＯの消費電力は、仕
様上の最大周波数に応じて大きくなるため、最大周波数
が使用される最大周波数に等しい、又は使用される最大
周波数に近いＶＣＯを用いることにより、移動端末装置
の充電間隔を長くすることができる。
の周波数と異なっており、これにより、スペクトル特性
を著しく劣化させる虞があるダイレクトロック（direct
lock）が防止される。チューニング範囲が狭いＶＣＯ
は、チューニング範囲が広いＶＣＯよりも良好なスペク
トル特性を示すため、本発明に基づくマルチバンド周波
数シンセサイザでは、チューニング範囲が狭いＶＣＯを
用いることが好ましい。また、ＶＣＯの消費電力は、仕
様上の最大周波数に応じて大きくなるため、最大周波数
が使用される最大周波数に等しい、又は使用される最大
周波数に近いＶＣＯを用いることにより、移動端末装置
の充電間隔を長くすることができる。
【００４３】低域通過フィルタ２３８、２４２を小さく
するためには、複雑なフィルタリングを必要とするイメ
ージ周波数（image frequencies）を回避する必要があ
る。したがって、周波数ミキサ２２７の出力におけるス
プリアス成分を効果的に飽和させるために、ｆ０３／Ｍ
１の最大値を０．１ｆｏ２以下とする必要がある。
するためには、複雑なフィルタリングを必要とするイメ
ージ周波数（image frequencies）を回避する必要があ
る。したがって、周波数ミキサ２２７の出力におけるス
プリアス成分を効果的に飽和させるために、ｆ０３／Ｍ
１の最大値を０．１ｆｏ２以下とする必要がある。
【００４４】更に、図３には、第１のＰＬＬ周波数シン
セサイザ２１１内の低域通過フィルタ２１４（ＬＰＦ
１）のフィルタ特性も示されており、この低域通過フィ
ルタ２１４の帯域幅は、ＶＣＯ２１５における周波数の
切換が高速に行われるための十分な広さを有するととも
に、第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１の出力スペ
クトルに位相雑音が発生するのを防止するための十分な
狭さを有する。
セサイザ２１１内の低域通過フィルタ２１４（ＬＰＦ
１）のフィルタ特性も示されており、この低域通過フィ
ルタ２１４の帯域幅は、ＶＣＯ２１５における周波数の
切換が高速に行われるための十分な広さを有するととも
に、第１のＰＬＬ周波数シンセサイザ２１１の出力スペ
クトルに位相雑音が発生するのを防止するための十分な
狭さを有する。
【００４５】ＶＣＯの周波数は、ＶＣＯ自体の周波数及
び処理中に発生する高調波がスプリアス抑圧に要求され
る最大帯域幅内に含まれるように選択される。本発明に
基づくマルチバンド周波数シンセサイザ２００の第３の
シンセサイザブランチ２０４においては、この条件は、
Ｍ１によって分周される第３のＶＣＯ２３５により生成
される信号の周波数及び高調波成分に適用する必要があ
る。これにより、単純な回路構成を用いた設計によっ
て、図４に示すような、ＧＳＭ標準規格０５０５に基づ
く帯域外放射（outband emissions）に関する要求を満
たすことができる。
び処理中に発生する高調波がスプリアス抑圧に要求され
る最大帯域幅内に含まれるように選択される。本発明に
基づくマルチバンド周波数シンセサイザ２００の第３の
シンセサイザブランチ２０４においては、この条件は、
Ｍ１によって分周される第３のＶＣＯ２３５により生成
される信号の周波数及び高調波成分に適用する必要があ
る。これにより、単純な回路構成を用いた設計によっ
て、図４に示すような、ＧＳＭ標準規格０５０５に基づ
く帯域外放射（outband emissions）に関する要求を満
たすことができる。
【００４６】
【発明の効果】以上のように、本発明に係る周波数シン
セサイザは、一定の基準周波数信号を生成する基準周波
数源と、基準周波数源からの基準周波数信号を第１の種
類の周波数帯域の信号に変換する第１の周波数シンセサ
イザサブユニットと、基準周波数源からの基準周波数信
号を第２の種類の周波数帯域の信号に変換するととも
に、基準周波数信号を中間周波数信号に変換する第２の
周波数シンセサイザサブユニットと、基準周波数信号
を、周波数が固定された補助的信号であって、中間周波
数信号とともに用いられて第３及び第４の種類の周波数
帯域の信号が生成される補助的信号に変換する第３の周
波数シンセサイザサブユニットとを備える。これによ
り、小型で低コストなマルチバンド周波数シンセサイザ
であって、整定時間が短く、位相雑音が少なく、スプリ
アススペクトルの量が少ない周波数シンセサイザを実現
することができる。
セサイザは、一定の基準周波数信号を生成する基準周波
数源と、基準周波数源からの基準周波数信号を第１の種
類の周波数帯域の信号に変換する第１の周波数シンセサ
イザサブユニットと、基準周波数源からの基準周波数信
号を第２の種類の周波数帯域の信号に変換するととも
に、基準周波数信号を中間周波数信号に変換する第２の
周波数シンセサイザサブユニットと、基準周波数信号
を、周波数が固定された補助的信号であって、中間周波
数信号とともに用いられて第３及び第４の種類の周波数
帯域の信号が生成される補助的信号に変換する第３の周
波数シンセサイザサブユニットとを備える。これによ
り、小型で低コストなマルチバンド周波数シンセサイザ
であって、整定時間が短く、位相雑音が少なく、スプリ
アススペクトルの量が少ない周波数シンセサイザを実現
することができる。
【図１】本発明に基づく周波数シンセサイザサブユニッ
トの構成を示すブロック図である。
トの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に基づくマルチバンド周波数シンセサイ
ザの構成を示すブロック図である。
ザの構成を示すブロック図である。
【図３】図２に示すマルチバンド周波数シンセサイザに
おける周波数プランを示す図である。
おける周波数プランを示す図である。
【図４】検討すべき全ての周波数帯域に関して、基準感
度レベルと帯域外放射の制限値を定義する周波数との関
係を示す図である。
度レベルと帯域外放射の制限値を定義する周波数との関
係を示す図である。
２００ マルチバンド周波数シンセサイザ、２１１ 第
１のＰＬＬ周波数シンセサイザ、２１２ プログラマブ
ル分周器、２２１ 第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ、
２２２ プログラマブル分周器、２３１ 第３のＰＬＬ
周波数シンセサイザ、２３２ プログラマブル分周器、
２２７ ミキサ、２３７ デジタル分周器、２３８ 低
域通過フィルタ、２４１ デジタル分周器、２４２ 低
域通過フィルタ
１のＰＬＬ周波数シンセサイザ、２１２ プログラマブ
ル分周器、２２１ 第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ、
２２２ プログラマブル分周器、２３１ 第３のＰＬＬ
周波数シンセサイザ、２３２ プログラマブル分周器、
２２７ ミキサ、２３７ デジタル分周器、２３８ 低
域通過フィルタ、２４１ デジタル分周器、２４２ 低
域通過フィルタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 イトキン、グレゴリィ
ドイツ連邦共和国 85609 アッシュハイ
ム ドルナッハ ハイセンベルグボーゲン
１ ソニー インターナショナル （ヨ
ーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベ
シュレンクテル ハフツング内
(72)発明者 ペストリヤコフ、アレキサンダー
ドイツ連邦共和国 85609 アッシュハイ
ム ドルナッハ ハイセンベルグボーゲン
１ ソニー インターナショナル （ヨ
ーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベ
シュレンクテル ハフツング内
Ｆターム(参考） 5J106 PP03 QQ07 QQ08 QQ09 RR00
5K011 DA03 DA06 EA01 JA01 KA04
5K020 AA00 BB08 DD01 DD11 EE02
EE03 EE16 GG01
Claims (10)
- 【請求項１】 次世代移動通信システム（ＵＭＴＳ）及
び移動通信用グローバルシステム／汎用パケット無線サ
ービス（ＧＳＭ／ＧＰＲＳ）周波数帯域の周波数を有す
る信号を生成する周波数シンセサイザにおいて、 一定の基準周波数信号を生成する基準周波数源と、 上記基準周波数源からの基準周波数信号を第１の種類の
周波数帯域の信号に変換する第１の周波数シンセサイザ
サブユニットと、 上記基準周波数源からの基準周波数信号を第２の種類の
周波数帯域の信号に変換するとともに、該基準周波数信
号を中間周波数信号に変換する第２の周波数シンセサイ
ザサブユニットと、 上記基準周波数源からの基準周波数信号を、周波数が固
定された補助的信号であって、上記中間周波数信号とと
もに用いられて第３及び第４の種類の周波数帯域の信号
が生成される補助的信号に変換する第３の周波数シンセ
サイザサブユニットとを備える周波数シンセサイザ。 - 【請求項２】 上記第１乃至第３の周波数シンセサイザ
サブユニットは、それぞれ上記基準周波数信号の周波数
値を整数によって除算することにより該基準周波数信号
を分周信号に変換する第１乃至第３の分周器を備えるこ
とを特徴とする請求項１記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項３】 上記第１乃至第３の周波数シンセサイザ
サブユニットは、上記分周信号を整数倍することによ
り、整数倍された信号を生成する位相同期ループ周波数
シンセサイザを備えることを特徴とする請求項２記載の
周波数シンセサイザ。 - 【請求項４】 上記第２のシンセサイザサブユニットか
らの信号と、上記補助的信号に基づく信号とを混合し、
上記第３の種類の周波数帯域の信号、又は上記第４の種
類の周波数帯域の信号を導き出すための前処理信号を生
成する周波数ミキサを備える請求項１乃至３いずれか１
項記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項５】 上記補助的信号が上記周波数ミキサに供
給される前に、該補助的信号を整数値により除算する第
４の分周器を備える請求項４記載の周波数シンセサイ
ザ。 - 【請求項６】 上記周波数ミキサから出力される信号を
整数値により除算することにより、上記第３の種類の周
波数帯域の信号を生成する第５の分周器を備える請求項
１乃至５いずれか１項記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項７】 上記第３又は第４の種類の周波数帯域の
信号を生成するための回路において発生する高調波成分
を除去するための第１の低域通過フィルタを備える請求
項４乃至６いずれか１項記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項８】 上記第４の種類の周波数帯域の信号を生
成する第５の分周器において発生する高調波成分を除去
するための第２の低域通過フィルタを備える請求項６又
は７記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項９】 上記第１の種類の周波数帯域は、１９０
０ＭＨｚ乃至１９８０ＭＨｚ又は２０１０ＭＨｚ乃至２
０２５ＭＨｚの範囲を有する帯域であり、 上記第２の種類の周波数帯域は、２１１０ＭＨｚ乃至２
１７０ＭＨｚの範囲を有する帯域であり、 上記第３の種類の周波数帯域は、１７１０ＭＨｚ乃至１
９９０ＭＨｚの範囲を有する帯域であり、 上記第４の種類の周波数帯域は、８８０ＭＨｚ乃至９６
０ＭＨｚの範囲を有する帯域であることを特徴とする請
求項１乃至８いずれか１項記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項１０】 請求項１乃至９いずれか１項記載の周
波数シンセサイザを備え、次世代移動通信システム（Ｕ
ＭＴＳ）及び移動通信用グローバルシステム／汎用パケ
ット無線サービス（ＧＳＭ／ＧＰＲＳ）周波数帯域で使
用される移動端末装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP01129616.7 | 2001-12-12 | ||
| EP01129616A EP1320189B1 (en) | 2001-12-12 | 2001-12-12 | Multi-band frequency synthesiser for mobile terminals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003198366A true JP2003198366A (ja) | 2003-07-11 |
| JP4233082B2 JP4233082B2 (ja) | 2009-03-04 |
Family
ID=8179516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002360719A Expired - Fee Related JP4233082B2 (ja) | 2001-12-12 | 2002-12-12 | 周波数シンセサイザ及び移動端末装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6828863B2 (ja) |
| EP (1) | EP1320189B1 (ja) |
| JP (1) | JP4233082B2 (ja) |
| DE (1) | DE60129343T2 (ja) |
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| US7888978B2 (en) | 2008-01-30 | 2011-02-15 | Renesas Electronics Corporation | Frequency synthesizer |
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| DE60313945T2 (de) * | 2003-03-11 | 2008-03-06 | Sony Ericsson Mobile Communications Ab | Mehrband-Frequenzsynthetisierer |
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-
2001
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- 2001-12-12 EP EP01129616A patent/EP1320189B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-12-10 US US10/315,864 patent/US6828863B2/en not_active Expired - Lifetime
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