JP2005109619A - 原子発振装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 原子発振装置の小型化及び周波数安定度の改善を図る。
【解決手段】 電圧制御水晶発振器１０は、制御電圧により発振した、発振信号を出力とする。変調部２２は、発振信号に変調をかけて被変調信号を出力する。ＰＬＬ部２３は、被変調信号を周波数変換して、発振信号の整数倍となる原子共鳴周波数帯域の周波数を直接発振する。周波数シンセサイザ部２１は、周波数制御データにもとづき設定された周波数を出力する。ミキサ２４は、ＰＬＬ部２３の出力と周波数シンセサイザ部２１の出力とをミキシングする。原子共鳴器３０は、高周波信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量にもとづく共鳴信号を出力する。周波数制御部４０は、共鳴信号を同期検波して制御電圧を生成する。周波数制御データ設定部５０は、周波数制御データにより、周波数シンセサイザ部２１の出力周波数を可変にする。
【選択図】 図１

Description

本発明は原子発振装置に関し、特にルビジウム原子を励起して発振する原子発振装置に関する。

ルビジウム原子発振装置は、安定度の高いルビジウム（Ｒｂ）原子の共鳴周波数で周波数を安定化させたもので、その出力周波数は、ルビジウム原子によって制御されるため、極めて安定な周波数を得ることができる。このため、放送用基準源、ディジタル同期網、移動体通信網のクロック源等、幅広い分野で利用されている。また、市場では、高精度の周波数出力を維持しつつも、小型・低価格なルビジウム原子発振装置が要求されている。

図１８はルビジウム原子発振装置の基本構成を示す図である。ルビジウム原子発振装置１００は、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ：Voltage Controlled X’tal Oscillator）１０１、周波数合成部１０２、原子共鳴器１０３、周波数制御部１０４から構成される。

ＶＣＸＯ１０１は、周波数制御部１０４から出力される制御電圧を受けて発振信号を外部へ出力すると共に、周波数合成部１０２へ送信する。周波数合成部１０２は、発振信号に対して、周波数制御部１０４から出力される低周波信号により位相変調を与えた後に、周波数合成を行って高周波信号を出力する。高周波信号の周波数は、原子共鳴周波数（ルビジウム原子固有の周波数）６．８３４６９…ＧＨｚの値である。

原子共鳴器１０３は、周波数合成部１０２からの高周波信号を受信して共鳴信号を出力する。周波数制御部１０４は、内部の低周波発振器にもとづいて低周波信号を生成して周波数合成部１０２へ送信すると共に、受信した共鳴信号をこの低周波信号により同期検波して制御電圧を生成し、ＶＣＸＯ１０１へ送信する。

このように、ルビジウム原子発振装置１００では、原子共鳴器１０３の出力（共鳴信号）から、ＶＣＸＯ１０１の出力を引き出しているので、ルビジウム原子の共鳴周波数の安定度と同等に安定化した発振信号を得ることができる。

一方、ルビジウム原子発振装置１００の出力周波数は、クロック基準として周辺装置が利用しやすい値にしなければならないが、ルビジウム原子の共鳴周波数は上述の通り６．８３４６９…ＧＨｚと端数が生じる値である。

したがって、周辺装置に供給するクロックを、例えば、ＶＣＸＯ１０１の最も安定な周波数である１０ＭＨｚの整数倍とする場合、このＶＣＸＯ１０１の出力から、６．８３４６９…ＧＨｚの原子共鳴周波数を生成させることになる。

このため、従来では、ＤＤＳ（ダイレクト・ディジタル・シンセサイザ：Direct Digital Synthesizer）等の周波数シンセサイザを用いて、１０ＭＨｚの整数倍の信号から所定の周波数を生成し、その後に、変調処理及びＰＬＬ（Phase-Locked Loop）による周波数変換等を行って高周波信号を生成して、原子共鳴器１０３に入力していた（なお、ＤＤＳは、入力クロックから所定の周波数を設定でき、ワンチップのＬＳＩ素子として存在する）。

図１９はＤＤＳを含むルビジウム原子発振装置の構成を示す図である。ルビジウム原子発振装置２００は、ＶＣＸＯ２０１、周波数合成部２０２、原子共鳴器２０３、周波数制御部２０４、分周器２０５から構成される。周波数合成部２０２は、ＤＤＳ２０２ａ、変調器２０２ｂ、ＰＬＬ２０２ｃ−１、逓倍器２０２ｃ−２を含む。

この例では、周辺装置に与えるクロックを１０ＭＨｚとした場合、ＶＣＸＯ２０１の出力を２０ＭＨｚとして、これをＤＤＳ２０２ａの入力クロックとしている。ＤＤＳ２０２ａは、２０ＭＨｚを、原子共鳴周波数を整数分周した値４．９５２…ＭＨｚ（＝６．８３４６９…ＧＨｚ／１３８０）に変換する。

変換した信号は、変調器２０２ｂで変調された後に、ＰＬＬ２０２ｃ−１及び逓倍器２０２ｃ−２で逓倍化処理が施されて、高周波信号（６．８３４６９…ＧＨｚ）として出力する。

具体的には、４．９５２…ＭＨｚに変調を施した被変調信号を基準に、ＰＬＬ２０２ｃ−１内のＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）で２．２７８…ＧＨｚを発生させ、それを逓倍器２０２ｃ−２で３逓倍して、６．８３４６９…ＧＨｚを出力する。また、分周器２０５では、ＶＣＸＯ２０１の出力を２分周して１０ＭＨｚを生成する。その他の構成ブロックの動作は、図１８で上述したものと同様である。

周波数シンセサイザを用いた従来技術の発振装置としては、水晶発振器からの出力を分周する際に、複数の周波数シンセサイザを用いてこれを切り替えることで、分周比切り替え時に伴う同期引き込みの過渡応答をなくし、周波数シンセサイザの出力と、水晶発振器からの出力を逓倍した信号とをミキシングして高周波信号を生成する技術が提案されている（例えば、特許文献１）。
特開平３−２３５４２２号公報（第１頁〜第３頁，第１図）

図１９のルビジウム原子発振装置２００(以下、発振装置２００)では、ＶＣＸＯ２０１の発振信号がＤＤＳ２０２ａの入力クロックとなり、ＤＤＳ２０２ａの出力信号がＰＬＬ２０２ｃの基準入力となって、周波数変換後の出力を逓倍器２０２ｃ−２によって逓倍化することで高周波信号を生成している。

ＶＣＸＯ２０１の発振出力では、最も安定な周波数を出力するようにしたとしても、ある程度のジッタ（以下、位相雑音とも呼ぶ）が含まれるが、発振装置２００では、逓倍器２０２ｃ−２によって、ジッタを含むこの信号を逓倍化しているので、逓倍化後の高周波信号に含まれるジッタ量も大きなものとなっている。

また、ＤＤＳ２０２ａの出力には、本来の出力信号の他に不要波成分が含まれるため、これらの不要波成分による雑音などの影響もあって、高周波信号に含まれる雑音は顕著なものとなってしまう。このように、従来の発振装置２００では、雑音の大きな高周波信号を原子共鳴器２０３に入力しているため、共鳴信号のＳ／Ｎの低下を引き起こしてしまうといった問題があった（従来技術（特開平３−２３５４２２号公報）においても、水晶発振器の出力自体を逓倍器により逓倍化して、ジッタが大きくなった状態でミキシングしているために、雑音の影響が大きい）。

一方、発振装置２００のような従来のルビジウム原子発振装置の装置出力の周波数を可変にする場合、原子共鳴器２０３内の発生磁場（C-FIELD磁場と呼ばれる）を可変にさせ、原子共鳴周波数をシフトさせる方式が行われていた。

しかし、この場合、C-FIELD磁場に対する原子共鳴周波数変化は、線形性を持たないため、出力周波数を可変に設定しようとした場合、ユーザにとっては制御しづらいものであった。また、従来技術（特開平３−２３５４２２号公報）では、複数の周波数シンセサイザを備えて、これらを切り替えて、周波数を可変設定可能としているが、このような構成では、回路規模が増大するといった問題があった。

さらに、他の問題点として、原子共鳴器２０３内のルビジウムランプから発せられる光量は、周囲温度や経年変化によって変化するため、ＤＤＳ２０２ａからの出力信号の周波数が固定のままだと、装置出力の周波数は所定値からずれてしまうことになる。

したがって、周囲温度や経年変化に応じて、ＤＤＳ２０２ａで変換させる値を変更して、ＤＤＳ２０２ａの出力信号の周波数も変化させる必要があるが、従来の発振装置２００及び従来技術（特開平３−２３５４２２号公報）では、これらの制御がなされていないため、周波数安定度が劣化し、品質の低下を招くといった問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、小型で周波数安定度に優れた高品質の原子発振装置を提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、図１に示すような、原子を励起して発振する原子発振装置１において、制御電圧にもとづき発振信号を出力する電圧制御発振器１０と、発振信号に変調をかけて被変調信号を出力する変調部２２と、被変調信号に同期した発振信号の整数倍となる原子共鳴周波数帯域の周波数を直接発振するＰＬＬ部２３と、発振信号を入力クロックとして用い、周波数制御データにもとづき設定された周波数を出力する周波数シンセサイザ部２１と、ＰＬＬ部２３の出力と周波数シンセサイザ部２１の出力とをミキシングするミキサ２４と、から構成されて高周波信号を出力する周波数合成部２０と、高周波信号から原子共鳴周波数を発生させ、高周波信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量にもとづく共鳴信号を出力する原子共鳴器３０と、共鳴信号を同期検波して制御電圧を生成する周波数制御部４０と、周波数制御データを可変に設定して、周波数シンセサイザ部２１の出力周波数を可変にする周波数制御データ設定部５０と、を有することを特徴とする原子発振装置１が提供される。

ここで、電圧制御発振器１０は、制御電圧にもとづき発振信号を出力する。変調部２２は、発振信号に変調をかけて被変調信号を出力する。ＰＬＬ部２３は、被変調信号を周波数変換して、発振信号の整数倍となる原子共鳴周波数帯域の周波数を直接発振する。周波数シンセサイザ部２１は、発振信号を入力クロックとして用い、周波数制御データにもとづき設定された周波数を出力する。ミキサ２４は、ＰＬＬ部２３の出力と周波数シンセサイザ部２１の出力とをミキシングする。原子共鳴器３０は、高周波信号から原子共鳴周波数を発生させ、高周波信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量にもとづく共鳴信号を出力する。周波数制御部４０は、共鳴信号を同期検波して制御電圧を生成する。周波数制御データ設定部５０は、周波数制御データを可変に設定して、周波数シンセサイザ部２１の出力周波数を可変にする。

本発明の原子発振装置は、高周波信号を出力する周波数合成部内に、発振信号を入力クロックとして用い、周波数制御データにもとづき設定された周波数を出力する周波数シンセサイザ部と、発振信号に変調をかけて被変調信号を出力する変調部と、被変調信号を周波数変換して、発振信号の整数倍となる原子共鳴周波数帯域の周波数を直接発振するＰＬＬ部と、周波数シンセサイザ部及びＰＬＬ部の出力をミキシングするミキサとを含ませ、周波数シンセサイザ部に与える周波数制御データを可変設定する構成とした。これにより、雑音特性が改善され、装置出力周波数を可変でき、また、周囲温度や経年変化によって変化する放電ランプ光量の特性変化に見合った周波数データを設定するために、この場合には装置出力周波数を一定に保つことができるので、周波数安定度及び品質の向上を図ることが可能になる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の原子発振装置の原理図である。本発明の原子発振装置１は、ルビジウム原子を励起してクロックを発振する発振装置であり、電圧制御水晶発振器１０（以下、ＶＣＸＯ１０）、周波数合成部２０、原子共鳴器３０、周波数制御部４０、周波数制御データ設定部５０から構成される。

ＶＣＸＯ１０は、制御電圧にもとづき、原子共鳴周波数の安定度と同等に安定化した発振信号を周辺装置へ出力すると共に、周波数合成部２０へ出力する。周波数合成部２０は、周波数シンセサイザ部２１、変調部２２、ＰＬＬ部２３、ミキサ２４から構成される。

周波数シンセサイザ部２１は、発振信号を入力クロックとして用い、周波数制御データにもとづき設定された周波数を出力する。変調部２２は、周波数制御部４０から出力された低周波数信号により、発振信号に変調（ＰＭ（Phase Modulation）またはＦＭ（Frequency Modulation））をかけて被変調信号を出力する。

ＰＬＬ部２３は、被変調信号を周波数変換して、発振信号の整数倍（逓倍）となる原子共鳴周波数帯域（６．８４ＧＨｚ）の周波数を逓倍器を介さずに直接発振する。ミキサ２４は、周波数シンセサイザ部２１の出力をＰＬＬ部２３の出力でミキシングして高周波信号を出力する。

原子共鳴器３０は、高周波信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量（ルビジウムランプ光量）にもとづく共鳴信号を出力する。
周波数制御部４０は、内部に含まれる低周波発振器から低周波信号を生成すると共に、低周波信号で共鳴信号を同期検波して制御電圧を生成し、ＶＣＸＯ１０へ送信する。周波数制御データ設定部５０は、周波数シンセサイザ部２１に与える周波数制御データを可変に設定して、周波数シンセサイザ部２１の出力周波数を可変に設定する。

次に原子発振装置１の構成及び動作について説明する。図２は原子発振装置１の構成を示す図である。周波数合成部２０と周波数制御部４０の詳細構成を示している。また、ＶＣＸＯ１０の発振周波数を２０ＭＨｚとし、分周器６０で２分周（１／２）することで、１０ＭＨｚを周辺装置へ供給するものとする。

周波数合成部２０内の周波数シンセサイザ部２１は、ＤＤＳ２１ａ、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２１ｂで構成され、ＰＬＬ部２３は、周波数変換機能部として、位相比較器（ＰＤ：Phase Detecter）２３ａ、ループフィルタ２３ｂ、ＶＣＯ２３ｃ、Ｎ分周器２３ｄから構成される（ＰＬＬ部２３には逓倍器は含まれない）。周波数制御部４０は、低周波発振器４１、増幅器４２、同期検波器４３、積分器４４から構成される。

ＶＣＸＯ１０は、制御電圧を受けて、２０ＭＨｚの発振信号を生成し、ＤＤＳ２１ａ及び変調部２２へ出力する。変調部２２は、発振信号（２０ＭＨｚ）に対して、周波数制御部４０で生成された低周波信号（１５５Ｈｚ）により位相変調を施して被変調信号を生成する。

ＰＬＬ部２３は、基準周波数とする被変調信号と、ＶＣＯ２３ｃからの出力と、の位相差が一定になるようにフィードバック制御をかけて、被変調信号に同期した発振出力をＶＣＯ２３ｃから直接発振させる。ここでは、発振信号（２０ＭＨｚ）の整数倍の原子共鳴周波数帯域の周波数を発振させるため、６．８４ＧＨｚ（＝２０ＭＨｚ×３４２）の発振周波数をＶＣＯ２３ｃから出力する。

ＰＬＬ部２３において、ＰＤ２３ａは、被変調信号と、Ｎ分周器２３ｄの出力信号との位相差を出力し、ループフィルタ２３ｂは、ＰＤ２３ａからの出力を平均化する。ＶＣＯ２３ｃは、平均化された信号に応じて出力周波数（６．８４ＧＨｚ）を制御し、Ｎ分周器２３ｄは、ＶＣＯ２３ｃからの出力信号をＮ分周（１／Ｎ）して、分周信号をＰＤ２３ａへ送信する（ここのＮの値は、Ｎ＝６．８４ＧＨｚ／２０ＭＨｚ＝３４２である）。ＰＬＬ部２３の出力信号（６．８４ＧＨｚ）は、後段のミキサ２４のＬＯ（Local Oscillator）入力となる。

一方、ＤＤＳ２１ａは、ＶＣＸＯ１０の発振信号（２０ＭＨｚ）を入力クロックとし、周波数制御データ設定部５０からの周波数制御データにもとづいて、設定周波数を出力する。ＤＤＳ２１ａの出力としてこの例の場合、ＰＬＬ部２３の出力（６．８４ＧＨｚ）と原子共鳴周波数（６．８３４６９…ＧＨｚ）との差分値であるオフセット周波数（５．３１…ＭＨｚ）を出力する。ＬＰＦ２１ｂは、ＤＤＳ２１ａの出力信号に含まれるスプリアス(不要高調波成分)を除去する。なお、ＤＤＳ２１ａの基本的な構成、動作及びスプリアスについては図３〜図７で後述する。

ミキサ２４は、オフセット周波数（５．３１…ＭＨｚ）をＩＦ（Intermediate Frequency）入力とし、ＰＬＬ部２３の出力（６．８４ＧＨｚ）でミキシングして、ＲＦ（Radio Frequency）出力として、６．８４ＧＨｚ±５．３１…ＭＨｚを出力する。

原子共鳴器３０は、ミキサ２４からのＲＦ信号（高周波信号）を受信すると、ＲＦ信号成分の内、６．８４ＧＨｚ−５．３１…ＭＨｚ＝６．８３４６８…ＧＨｚが原子共鳴周波数として作用する。そして、このＲＦ信号からマイクロ波（原子共鳴周波数）を発生させ、ＲＦ信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量にもとづく共鳴信号を出力する（図９、図１０で後述）。

また、周波数制御部４０においては、低周波発振器４１は、低周波信号（１５５Ｈｚ）を生成して、変調部２２と同期検波器４３へ送信する。増幅器４２は、共鳴信号を増幅する。同期検波器４３は、増幅された共鳴信号を低周波信号により同期検波して誤差信号を生成する。積分器４４は、この誤差信号を直流電圧に変換して、制御電圧として、ＶＣＸＯ１０へ送信する。

次にＤＤＳ２１ａの構成及び動作について図３〜図７を用いて説明する。図３はＤＤＳ２１ａの概略構成を示す図である。ＤＤＳ２１ａは、累積加算器２１ａ−１、波形データメモリ２１ａ−２、Ｄ／Ａ変換器２１ａ−３、ＬＰＦ２１ａ−４から構成される。

累積加算器２１ａ−１は、全加算器（フル・アダー）とラッチ回路（アキュムレータ）で構成され、ＶＣＸＯ１０の出力クロックｆｃｌｋを加算用のクロックとして用いて、クロックｆｃｌｋの周期毎に、Ａ＋Ｂ＝Ｃの演算を実行する（加算演算は、フル・アダーで行われ、加算結果は、アキュムレータで保持される）。

Ａは、位相増分値であり、これは周波数制御データ設定部５０から出力される周波数制御データで設定する。この位相増分値は、frequency control wordであって、ステップサイズに該当する。Ｂ（及びＣ）は、累積加算器２１ａ−１の出力値である。Ｃは、位相積算値であり、その波形はディジタル的なのこぎり波となる。

波形データメモリ２１ａ−２は、正弦波の位相と振幅の対応テーブルを有しており、出力Ｃの位相積算値をディジタル的な正弦波に変換する（位相積算値のディジタル値は、メモリアドレスとして使われる）。

Ｄ／Ａ変換器２１ａ−３は、この正弦波をアナログ信号に変換する。ＬＰＦ２１ａ−４は、Ｄ／Ａ変換後の信号から雑音成分を除去した後、所定の周波数ｆｏｕｔの信号を出力する。

次にＤＤＳ２１ａの動作について説明する。なお、簡単な例として、累積加算器２１ａ−１（以下、単に加算器２１ａ−１）のビット数を４とし（フル・アダー及びアキュムレータのビット数が４ということ）、位相増分値を３と設定した場合の動作について説明する。

図４は位相積算値の変化を示す図である。テーブルＴ１は、４ビット加算器２１ａ−１による位相積算値を示している。クロックカウントが増える度に、加算器２１ａ−１の各ビット（ビット０〜ビット３）の数値は変化し、位相積算値は、位相増分値分だけ増加していくことになる。

例えば、クロックカウント０のときは、位相積算値＝（００００）_２＝（０）_１０であり、ここからクロックが１つカウントすると、位相増分値＝３が加算されるので、クロックカウント１では、位相増分値＝（００１１）_２＝（３）_１０となる。さらに、クロックカウント２では、（００１１）_２に対して、位相増分値＝３が加算されるので、位相増分値＝（０１１０）_２＝（６）_１０となる。以降、同様に繰り返される。

ただし、加算器２１ａ−１は、ビット数が４であるから、位相積算値として表現できるのは、００００〜１１１１（１０進：０〜１５）である。したがって、クロックカウントが０からスタートすると、カウントが５のとき最大値となり、次のクロックカウント６でリセットされて、位相積算値＝（００１０）_２＝（２）_１０となる。このような動作が繰り返されることで、ディジタル的なのこぎり波が加算器２１ａ−１から出力されることになる。

図５は加算器２１ａ−１の出力波形を示す図である。縦軸は位相積算値（加算器２１ａ−１の出力）、横軸はクロックカウント値である。グラフＧ１は、図４で示したテーブルＴ１の位相積算値をプロットしたもので、離散値を理想的な位相出力（太実線）と対応させて示したものである。

図６は位相積算値の変化速度を示す図である。縦軸は位相積算値、横軸はクロックカウント値である。グラフＧ２に対して、のこぎり波の１サイクルをＲとし、加算器２１ａ−１のビット数をＮとすると、１つののこぎり波を△ａｂｃと見た場合、底辺がＲ、高さは２^Ｎ（４ビット加算器の場合はＮ＝４なので、高さは１６である）となる。

また、位相増分値をφとし、クロックカウントに対するφの変化量をΔφとすると、以下の式（１ａ）の関係から、式（１ｂ）が導き出され、のこぎり波のサイクルＲを求めることができる。

また、のこぎり波のサイクルＲという値は、加算器２１ａ−１の加算周期のクロックカウントの個数を表し（この例の場合、５クロックカウント周期である。また、Ｒ＝２^４／３≒５）、ＤＤＳ２１ａの出力周波数ｆｏｕｔの周期は、入力クロックｆｃｌｋの周期がＲ個あることになるので、以下の式（２ａ）が成り立ち、式（２ａ）から式（２ｂ）が導き出せ、ＤＤＳ２１ａの出力周波数ｆｏｕｔを求めることができる。

式（２ｂ）から、位相増分値φ、加算器ビット数Ｎが固定されると、出力周波数ｆｏｕｔを上げるためには、クロック周波数ｆｃｌｋを高くする必要があることがわかるが、本発明では、ＶＣＸＯ１０からの発振信号をＤＤＳ２１ａの入力クロックとして、ｆｃｌｋを固定としているので、本発明で出力周波数ｆｏｕｔを上げる（または下げる）ためには、周波数制御データ設定部５０からの周波数制御データ（位相増分値）Δφによって制御することになる。

図２で上述した構成の場合、ＤＤＳ２１ａは、５．３１…ＭＨｚの周波数（ＰＬＬ部２３の出力（６．８４ＧＨｚ）と原子共鳴周波数（６．８３４６８…ＧＨｚ）とのオフセット周波数である）を出力するので、このとき、周波数制御データ設定部５０が設定すべき周波数制御データの値Δφは、以下の式（３）で求めることになる。

次にＤＤＳ２１ａの周波数設定分解能について説明する。式（２ｂ）から、クロック周波数ｆｃｌｋと加算器ビット数Ｎを固定すると、ＤＤＳ２１ａの出力周波数ｆｏｕｔは、位相増分値φによって変化することがわかるので、その分解能をΔｆとすると、周波数設定分解能Δｆは、出力周波数ｆｏｕｔのφの変化量（Δφ）に対する比率であるから、以下の式（４）となる。

周波数設定分解能は、加算器ビット数Ｎに依存し、ビット数が増える毎に分解能はよくなる。例えば、２６ビットの加算器を持つＤＤＳの場合、入力クロックｆｃｌｋを６７．１０８８６４ＭＨｚとすれば、６７．１０８８６４×１０^６／２^２６＝６７．１０８８６４×１０^６／６７１０８８６４を計算すると１となるので、この場合、１Ｈｚの分解能を得ることができる。

次にＤＤＳ２１ａのスプリアスについて説明する。一般にＤＤＳのようなディジタル方式のシンセサイザでは、加算器ビット数にもとづく位相積算値（上述の例では、４ビット１６レベルの位相積算値）が、正弦波に変換されることになる。この場合、ディジタル値からテーブル変換して正弦波を生成しているために、理想的な正弦波との間に必ず誤差(位相誤差)が生じてしまい、ＤＤＳの本来必要な出力信号に対して、スプリアス（不要高調波）を付加してしまうことになる。したがって、ＤＤＳの後段には、通常、ＬＰＦを設けてスプリアスの除去を行っている。

図７はＤＤＳ２１ａによるスプリアス・スペクトルを示す図である。縦軸は振幅レベル、横軸は周波数であり、ＤＤＳ２１ａの出力信号スペクトルを示している。ＤＤＳ２１ａに入力するクロック周波数ｆｃｌｋ（ＶＣＸＯ１０の出力周波数）の整数倍の周波数ｆｃｌｋ、２ｆｃｌｋ、３ｆｃｌｋ、…、ｎ＊ｆｃｌｋのそれぞれを中心にして、ＤＤＳ２１ａの出力周波数ｆｏｕｔだけずれたところにスプリアスが存在する。

クロック周波数ｆｃｌｋが出力周波数ｆｏｕｔから離れていると、出力周波数ｆｏｕｔとスプリアスとの周波数間隔は離れるので、簡単な構成のＬＰＦ２１ｂで不要なスプリアスの周波数成分を除去できるが、クロック周波数ｆｃｌｋが出力周波数ｆｏｕｔに近いと、出力周波数ｆｏｕｔとスプリアスとの周波数間隔は接近するので、遮断特性も厳しくなり、ＬＰＦ２１ｂを多段構成したりする必要がでてくる。

次に本発明が解決すべき雑音の問題点について説明する。図１９で示した従来の発振装置２００においては、ＤＤＳ２０２ａは、ＶＣＸＯ２０１の発振信号を入力クロックとし、ＰＬＬ２０２ｃでは、ＤＤＳ２０２ａの出力信号を基準入力として周波数変換、逓倍化を行って、高周波信号を生成している。

ＶＣＸＯ２０１では、安定度の高い周波数を発振させたとしても、わずかなジッタ(タイミングの揺らぎ)は存在するが、発振装置２００では、高周波信号の生成時、このＶＣＸＯ出力を逓倍化処理しているため、もともと小さかったジッタ量が大きなものとなってしまう。

また、従来の発振装置２００では、ＤＤＳ出力をＰＬＬの基準入力としている構成をとっているが、ＤＤＳの出力には上述のようにスプリアスが発生する。このスプリアスの低減のためのＬＰＦをＤＤＳ後段に挿入したとしても、完全に抑えることはできない。

このように、非常に高い信号純度が要求されるルビジウム原子発振装置に対して、発振装置２００のような構成にした場合では、高周波信号に雑音が含まれてしまい、この高周波信号が原子共鳴器２０３に入力すると、原子共鳴器２０３で発生する共鳴信号のＳ／Ｎを低下させ、周波数安定度が劣化するといった問題があった。

一般に、共鳴信号のＳ／Ｎで、原子発振器の周波数安定度σy(τ)を表すと、以下の式（５）のようになる（σy(τ)の値が大きいほど、周波数安定度は悪い）。τは測定時間である。

式（５）から、Ｓ／Ｎが低下すると、Ｑ値が低下しバンド幅が広くなり（なお、Ｑ値が大きいほどバンド幅は狭く特性はよい）、σy(τ)の値が大きくなって、周波数安定度が劣化する。

次に従来の発振装置２００の場合と比べて、雑音の影響の低減が可能となる本発明の原子発振装置１の特徴について説明する。図２で示した構成からわかるように、本発明では、ＶＣＸＯ１０の発振信号を変調した被変調信号をＰＬＬ部２３の基準入力とし、ＰＬＬ部２３から逓倍器をなくし、かつミキサ２４で、ＤＤＳ２１ａの出力とＰＬＬ部２３の出力とをミキシングすることで、ＲＦ信号を生成する構成としている。

図８は位相雑音特性を示す概略図である。縦軸は位相雑音レベル、横軸は周波数であり、発振装置２００の位相雑音特性を示している。この図では、ＤＤＳ２０２ａの出力信号の位相雑音レベルＮ_ＤＤＳ、ＶＣＸＯ２０１の出力の位相雑音レベルＮ_ＶＣＸＯ、ＰＬＬ２０２ｃの出力の位相雑音レベルＮ_ＰＬＬを示している。

ＤＤＳ２０２ａでは、ＶＣＸＯ出力を分周処理しているので、ＤＤＳ２０２ａ出力の位相雑音レベルＮ_ＤＤＳは、ＶＣＸＯ２０１出力の位相雑音レベルＮ_ＶＣＸＯに対し小さくなったように観測される。また、ＰＬＬ２０２ｃでは、ＶＣＸＯ出力を逓倍処理しているので、ＰＬＬ２０２ｃ出力の位相雑音レベルＮ_ＰＬＬは、ＶＣＸＯ２０１出力の位相雑音レベルＮ_ＶＣＸＯに対し大きくなったように観測される。

ここで、本発明においては、まず、ＶＣＸＯの出力をＤＤＳ→ＰＬＬといったシリアルラインで使うのではなく（シリアルに使うと、完全に除去できていないスプリアスの影響を直接受けるから）、ＶＣＸＯの出力をＤＤＳとＰＬＬで個別に使うようにする。また、従来はＶＣＸＯ出力を逓倍化することによって、位相雑音レベルは、ＰＬＬ出力の方がＤＤＳ出力よりもずっと大きくなっているので、逓倍器の削除を図ることにする（ＰＬＬから逓倍器がなくなれば、ＰＬＬから出力される位相雑音は、ＶＣＸＯ及びＶＣＯが持っているわずかなジッタ量の分だけとなる。これら発振器自体が持っているジッタ量の影響は、原子発振装置の仕様上、十分許容範囲内に収まるものである）。

すなわち、ＰＬＬとして周波数変換部だけを用いて、ＶＣＸＯ出力にもとづいた信号を生成することになるが、この場合、原子共鳴周波数帯域（６．８４ＧＨｚ）の周波数をＶＣＯから直接出力するようにする（このクロック周波数は、ＶＣＸＯ出力を基準にＰＬＬで容易に生成可能である）。そして、あらたに備えるミキサに対して、このＰＬＬ出力をミキサのＬＯ入力として用いる（ＰＬＬ出力を局発信号として使う）。

また、より細かく周波数を設定できる、かつ出力にスプリアスという雑音を持っているＤＤＳにおいては、原子共鳴周波数（６．８３４６９…ＧＨｚ）とＰＬＬ出力（６．８４ＧＨｚ）の差分値であるオフセット周波数（５．３１…ＭＨｚ）を生成するようにし（ＤＤＳでは、原子共鳴周波数帯域に比べてはるかに低い低周波の信号を生成させるようにする）、これをミキサのＩＦ入力とする。このようにすれば、ミキサ出力のＲＦ信号の出力周波数は、６．８４ＧＨｚ±５．３１…ＭＨｚとなり、このうち６．８４ＧＨｚ−５．３１…ＭＨｚ（＝６．８３４６９…ＧＨｚ）の側が原子共鳴器に対して作用することになる。

また、ＬＯ入力の周波数（６．８４ＧＨｚ）に対して、ＩＦ入力の周波数（５．３１…ＭＨｚ）は十分小さいので、ＲＦ信号に対して、マイクロ波帯域での雑音の影響としてはごく小さいものとなる（６．８４ＧＨｚから雑音を含む５．３１…ＭＨｚを減算しても減算結果に大きな影響は与えないということ）。

以上説明したように、本発明によれば、原子共鳴器に与える高周波信号の雑音の影響を低減することが可能になる。また、本発明のような構成にすることで、ＤＤＳ後段のＬＰＦも簡易な構成にすることができ、逓倍器も削除されるため、装置規模を縮小化することが可能になる。

次に原子共鳴器３０の構成及び動作について説明する。図９は原子共鳴器３０の構成を示す図である。原子共鳴器３０は、励振回路３１と、共鳴信号出力部３２から構成される。共鳴信号出力部３２は、空胴共振器３２ａ、共鳴セル３２ｂ、光検出器（フォトダイオード）３２ｃ、プリアンプ３２ｄ、励振アンテナ３２ｅから構成される。

動作について説明する。周波数合成部２０から出力された高周波信号は、空胴共振器３２ａ内に設けた励振アンテナ３２ｅに加えることにより、空胴共振器３２ａ内にはマイクロ波が発生する。この空胴共振器３２ａは、ルビジウム原子の共鳴周波数６．８３４６８ＧＨｚに同調されている。また、空胴共振器３２ａ内部には、ルビジウム蒸気が封入された共鳴セル３２ｂが内蔵されている。

励振回路３１から発出された放電ランプ光（ルビジウムランプ光）は、共鳴セル３２ｂ内のルビジウム蒸気に照射される。すると、ルビジウムランプ光は、ルビジウム蒸気の中を通り抜け、透過量（放電ランプ光量）が光検出器３２ｃで検出される。

また、入力したマイクロ波の周波数が、ルビジウム原子の共鳴周波数と一致したときには、原子共鳴が起こり、ルビジウム蒸気によるルビジウムランプ光の吸収量が増大して、光検出器３２ｃの出力が低下する（検出されるルビジウムランプ光量が減少する）。

ここで、高周波信号は位相変調されている。この位相変調された高周波信号と、ルビジウム共鳴周波数が一致したときに、光検出器３２ｃの出力が最も低下するのであるから、このときの光検出器３２ｃは、入力した高周波信号と同じ信号（高周波信号の周波数とルビジウム共鳴周波数との周波数ずれのない信号）を検出することになる。

また、光検出器３２ｃの出力が最も低下する以外の場合というのは、高周波信号の周波数がルビジウム原子固有の周波数を基準にして、正または負のいずれかにずれていることであり、この場合、光検出器３２ｃからの信号は、ルビジウム共鳴周波数を中心に位相がπずれている。

このような検出がなされて、光検出器３２ｃから出力される交流信号は、プリアンプ３２ｄによって増幅され、共鳴信号として出力される。この共鳴信号は、周波数制御部４０で、マイクロ波を位相変調したときの低周波で同期検波され、直流の制御電圧となって出力される。

図１０は周波数のずれと制御電圧との関係を説明するための図である。高周波信号の周波数ｆとルビジウム共鳴周波数ｆ０とに対し、ｆ＜ｆ０の場合は正、ｆ＝ｆ０の場合はゼロ、ｆ０＜ｆの場合は負の制御電圧が生成される。この制御電圧でＶＣＸＯ１０を制御すれば、ＶＣＸＯ１０の出力周波数は、常にｆ０に保たれて、ルビジウム共鳴周波数の安定度と同じ周波数安定度を得ることができる。

次に外部信号にもとづいて、装置出力の周波数を可変にする原子発振装置について説明する。図１１は原子発振装置の構成を示す図である。原子発振装置１−１の周波数制御データ設定部５０ａは、Ａ／Ｄ変換部５１ａ、シリアルデータ発生部５２ａから構成される。その他の構成は図２と同様である。

Ａ／Ｄ変換部５１ａは、外部信号（ＤＤＳ２１ａの出力周波数を可変設定するための電圧信号である）をディジタル信号に変換する。シリアルデータ発生部５２ａは、そのディジタル信号にもとづき、位相増分値を表すシリアルデータを発生し、周波数制御データとしてＤＤＳ２１ａへ送信する。なお、シリアルデータ発生部５２ａでは、ＤＤＳ出力周波数の中心値設定データを保持しており、これにＡ／Ｄ変換部５１ａからの制御電圧分のディジタルデータを加算して、シリアルデータを生成する。

ここで、従来のルビジウム原子発振装置では、装置出力の周波数を可変にする場合、原子共鳴器内の発生磁場（C-FIELD磁場）を可変にさせ、原子共鳴周波数をシフトさせる方式が行われていた（原子共鳴器にコイルを設置して、そのコイルに電圧を印加することで、磁場を発生させ、C-FIELD磁場を変えて周波数を可変にしていた）。

図１２はC-FIELD磁場による出力周波数変化を示す図である。縦軸は出力周波数変化、横軸は印加電圧である。
グラフＧ３は、原子共鳴器に印加する電圧を変えて、C-FIELD磁場を変化させたときの出力周波数変化の変化をプロットしたものである。C-FIELD磁場に対する原子共鳴周波数の出力周波数変化は、図に示す自乗カーブとなる。このことから、C-FIELD磁場に対する原子共鳴周波数の周波数特性は直線性がないことがわかるので、ユーザが出力周波数を可変に設定しようとした場合、特性が直線性ではないため、ユーザにとっては制御しづらいものであった。

一方、本発明の原子発振装置１−１では、外部信号により、ＤＤＳ２１ａの設定周波数を変えることで、原子共鳴周波数の特性をリニアにして、原子発振装置１−１からの装置出力周波数を可変設定するものである。

次に本発明による周波数可変設定について説明する。原子共鳴周波数をｆｒ（ＭＨｚ）、ＤＤＳ２１ａのビット数をＮ、周波数制御データの値をΔφとすると、原子発振装置１−１の出力周波数ｆｏｕｔ（分周器６０で分周する前の周波数である）は、以下の式（６）にしたがう。

図１３は出力周波数ｆｏｕｔの変化を示す図である。縦軸は出力周波数（Ｈｚ）、横軸はΔφ（ｄｅｃ）である。グラフＧ４は、ｆｒ＝６８３４．６９ＭＨｚ、Ｎ＝３２の場合のＤＤＳ２１ａの周波数制御データΔφに対する出力周波数プロットした図である。図に示すように、周波数制御データΔφに対して、出力周波数はほぼリニアに変化する。したがって、Ａ／Ｄ変換部５１ａに入力する外部信号の電圧値を、周波数制御データΔφに対して１：１に対応させれば、装置出力周波数をリニアに変化させることができる。

また、原子発振装置１−１の可変周波数の分解能は、以下の式（７）から算出される。

出力周波数は、図１３のように、ディジタル値による離散的な値の可変特性となるが、式（７）の値は十分に小さいので周波数分解能は高く、ＤＤＳによる周波数設定に対しても、磁場により周波数を変化させたときと同等に連続的な周波数可変特性として扱うことができる。

次に周囲の温度変化に応じてＤＤＳ出力周波数を可変にして、装置出力の周波数を一定にする原子発振装置について説明する。図１４は原子発振装置の構成を示す図である。原子発振装置１−２の周波数制御データ設定部５０ｂは、温度センサ５１ｂ、温度／電圧変換部５２ｂ、Ａ／Ｄ変換部５３ｂ、シリアルデータ発生部５４ｂから構成される。その他の構成は図２と同様である。

温度センサ５１ｂは、周囲温度を検出する。温度／電圧変換部５２ｂは、検出結果を直流電圧に変換し、Ａ／Ｄ変換部５３ｂへ送信する。Ａ／Ｄ変換部５３ｂは、直流電圧をディジタルの温度データに変換し、シリアルデータ発生部５４ｂは、あらかじめ保持している中心値設定データに対して、温度データ値を加算または減算して、結果を周波数制御データとしてＤＤＳ２１ａへ出力する。

通常、ルビジウム原子発振装置の周囲温度に対する出力周波数変化方向は一定である。したがって、これにあわせてシリアルデータ発生部５４ｂにおける温度データの加減算の傾きを設定しておけば、周囲温度変化に対して、ＲＦ信号と原子共鳴周波数とのオフセット量が変化し、結果として、温度変化による周波数変化を抑圧することができる(温度変化に対して装置出力周波数を一定にできる)。

次に経年変化に応じてＤＤＳ出力周波数を可変にして、装置出力の周波数を一定にする原子発振装置について説明する。図１５は原子発振装置の構成を示す図である。原子発振装置１−３の周波数制御データ設定部５０ｃは、Ａ／Ｄ変換部５１ｃ、シリアルデータ発生部５２ｃから構成され、増幅器４２の出力をＡ／Ｄ変換部５１ｃの入力としている。その他の構成は図２と同様である。

増幅器４２は、ルビジウムランプ光量値を示す共鳴信号を増幅し、増幅した共鳴信号を同期検波器４３とＡ／Ｄ変換部５１ｃへ送信する。Ａ／Ｄ変換部５１ｃは、これをディジタルの光量変化データに変換し、シリアルデータ発生部５２ｃは、あらかじめ保持している中心値設定データに光量変化データを加算または減算して、結果を周波数制御データとしてＤＤＳ２１ａへ送信する。

経年変化によって生じるルビジウムランプの光量変化は、ルビジウム原子発振装置の出力周波数変化の原因となっており、その変化方向は一定である。したがって、これにあわせてシリアルデータ発生部５２ｃにおける光量変化データの加減算の傾きを設定しておけば、経年変化に対して、ＲＦ信号と原子共鳴周波数とのオフセット量が変化し、結果として、経年変化による周波数変化を抑圧することができる(経年変化に対して装置出力周波数を一定にできる)。

次に外部設定、温度変化、経年変化による周波数設定機能をすべて含む原子発振装置について説明する。図１６は周波数制御データ設定部の構成を示す図である。周波数制御データ設定部５０ｄの構成のみ示す。周波数制御データ設定部５０ｄは、温度センサ５１ｄ、温度／電圧変換部５２ｄ、Ａ／Ｄ変換部５３ｄ〜５５ｄ、シリアルデータ発生部５６ｄから構成される。増幅器４２の出力をＡ／Ｄ変換部５１ｃの入力としている。

外部信号による制御電圧値、発振器周囲温度及びランプ光量値はそれぞれＡ／Ｄ変換部５３ｄ〜５５ｄにてディジタル値に変換され、シリアルデータ発生部５６ｄへ送信される。シリアルデータ発生部５６ｄでは、あらかじめ保持している中心値設定データに対して、これらディジタル値を加算または減算し、結果を周波数制御データとして、ＤＤＳ２１ａへ送信する。

上述したように、周波数可変特性に加えて周囲温度変化およびルビジウムランプの光量変化による周波数変化を補正するよう、シリアルデータ発生部５６ｄを設定しておけば、ＶＣＲＯ（Voltage Controlled Rubidium Oscillator）を構成した状態で、周囲温度変化及びランプ光量変化によるルビジウム原子発振器出力の周波数変化を抑圧して、出力周波数を一定に保つことが可能になる。

次に本発明の変形例について説明する。変形例の原子発振装置は、変調部を削除して、ＤＤＳの出力自体を変調するものである。図１７は原子発振装置の構成を示す図である。原子発振装置１−４は、変調部を削除して、ＶＣＸＯ１０の出力をＰＬＬ部２３に入力する。そして、低周波発振器４１からの低周波信号を、ＤＤＳ２１ａ−１の出力周波数に変調をかけるための制御信号としてＤＤＳ２１ａ−１に入力する。これ以外の構成は図２と同様である。

近年のＤＤＳデバイスは出力周波数や位相の設定値を複数設定して、これを外部からの制御信号により切替えることが可能となっている。原子発振装置１−４では、このＤＤＳ機能を利用し、ＤＤＳ出力周波数として、ＶＣＯ出力周波数（６．８４ＧＨｚ）と原子共鳴周波数（６．８３４６８９ＧＨｚ）とのオフセット周波数（５．３１１…ＭＨｚ）を中心に、ＦＭ変調幅分（通常、数１００Ｈｚ）の差を持つ２値の出力周波数データを設定する。そして、ＤＤＳ２１ａ−１への制御信号として、低周波発振器４１の出力を加えることにより、ＤＤＳ２１ａ−１の出力はＦＭ変調がされた状態となる。

ミキサ２４のＲＦ出力は、ＩＦ入力であるＤＤＳ出力がＦＭ変調されていることから、このＲＦ出力もＦＭ変調された状態となり、成分中６．８４ＧＨｚ−５．３１１…ＭＨｚ＝６．８３４６９…ＧＨｚが原子共鳴周波数として作用し、周波数安定化のフィードバックループが形成される。このような構成にすることにより、回路規模の削減を図ることが可能になる。また、図１１〜図１６で上述したような周波数設定制御を原子発振装置１−４に対して同様に行うことが可能である。

以上説明したように、本発明によれば、周波数安定度の優れた特性を実現できる。また分布定数パターンの形成やプリント材の誘電率指定および調整作業が必要となる逓倍器も削除されるので、小型で低価格なルビジウム原子発振器を構成することが可能になる。

（付記１） 原子を励起して発振する原子発振装置において、
制御電圧にもとづき発振信号を出力する電圧制御発振器と、
前記発振信号に変調をかけて被変調信号を出力する変調部と、前記被変調信号をに同期した前記発振信号の整数倍となる原子共鳴周波数帯域の周波数を直接発振するＰＬＬ部と、前記発振信号を入力クロックとして用い、周波数制御データにもとづき設定された周波数を出力する周波数シンセサイザ部と、前記ＰＬＬ部の出力と前記周波数シンセサイザ部の出力とをミキシングするミキサと、から構成されて高周波信号を出力する周波数合成部と、
前記高周波信号から原子共鳴周波数を発生させ、前記高周波信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量にもとづく共鳴信号を出力する原子共鳴器と、
前記共鳴信号を同期検波して前記制御電圧を生成する周波数制御部と、
前記周波数制御データを可変に設定して、前記周波数シンセサイザ部の出力周波数を可変にする周波数制御データ設定部と、
を有することを特徴とする原子発振装置。

（付記２） 前記周波数シンセサイザ部は、前記ＰＬＬ部の出力と原子共鳴周波数とのオフセット周波数を出力することを特徴とする付記１記載の原子発振装置。
（付記３） 前記周波数データ制御設定部は、外部信号にもとづいて、周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を可変させることを特徴とする付記１記載の原子発振装置。

（付記４） 前記周波数制御データ設定部は、温度センサを設けて、検出温度にもとづいて、周囲温度によって変化する放電ランプ光量に応じた周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を一定にすることを特徴とする付記１記載の原子発振装置。

（付記５） 前記周波数制御データ設定部は、前記共鳴信号にもとづいて、経年変化によって変化する放電ランプ光量に応じた周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を一定にすることを特徴とする付記１記載の原子発振装置。

（付記６） 原子を励起して発振する原子発振装置において、
制御電圧にもとづき発振信号を出力する電圧制御発振器と、
前記発振信号に同期して、前記発振信号の整数倍となる原子共鳴周波数帯域の周波数を直接発振するＰＬＬ部と、前記発振信号を入力クロックとして用い、周波数制御データにもとづき周波数が設定された被変調信号を出力する周波数シンセサイザ部と、前記ＰＬＬ部の出力と前記周波数シンセサイザ部の出力とをミキシングするミキサと、から構成されて高周波信号を出力する周波数合成部と、
前記高周波信号から原子共鳴周波数を発生させ、前記高周波信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量にもとづく共鳴信号を出力する原子共鳴器と、
前記共鳴信号を同期検波して前記制御電圧を生成する周波数制御部と、
前記周波数制御データを可変に設定して、前記周波数シンセサイザ部の出力周波数を可変にする周波数制御データ設定部と、
を有することを特徴とする原子発振装置。

（付記７） 前記周波数シンセサイザ部は、前記ＰＬＬ部の出力と原子共鳴周波数とのオフセット周波数を出力することを特徴とする付記６記載の原子発振装置。
（付記８） 前記周波数データ制御設定部は、外部信号にもとづいて、周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を可変させることを特徴とする付記６記載の原子発振装置。

（付記９） 前記周波数制御データ設定部は、温度センサを設けて、検出温度にもとづいて、周囲温度によって変化する放電ランプ光量に応じた周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を一定にすることを特徴とする付記６記載の原子発振装置。

（付記１０） 前記周波数制御データ設定部は、前記共鳴信号にもとづいて、経年変化によって変化する放電ランプ光量に応じた周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を一定にすることを特徴とする付記６記載の原子発振装置。

本発明の原子発振装置の原理図である。 原子発振装置の構成を示す図である。 ＤＤＳの概略構成を示す図である。 位相積算値の変化を示す図である。 加算器の出力波形を示す図である。 位相積算値の変化速度を示す図である。 ＤＤＳによるスプリアス・スペクトルを示す図である。 位相雑音特性を示す概略図である。 原子共鳴器の構成を示す図である。 周波数のずれと制御電圧との関係を説明するための図である。 原子発振装置の構成を示す図である。 C-FIELD磁場による出力周波数変化を示す図である。 出力周波数の変化を示す図である。 原子発振装置の構成を示す図である。 原子発振装置の構成を示す図である。 周波数制御データ設定部の構成を示す図である。 原子発振装置の構成を示す図である。 ルビジウム原子発振装置の基本構成を示す図である。 ＤＤＳを含むルビジウム原子発振装置の構成を示す図である。

符号の説明

１ 原子発振装置
１０ 電圧制御水晶発振器
２０ 周波数合成部
２１ 周波数シンセサイザ部
２２ 変調部
２３ ＰＬＬ部
２４ ミキサ
３０ 原子共鳴器
４０ 周波数制御部
５０ 周波数制御データ設定部

Claims (5)

1. 原子を励起して発振する原子発振装置において、
   制御電圧にもとづき発振信号を出力する電圧制御発振器と、
   前記発振信号に変調をかけて被変調信号を出力する変調部と、前記被変調信号に同期した前記発振信号の整数倍となる原子共鳴周波数帯域の周波数を直接発振するＰＬＬ部と、前記発振信号を入力クロックとして用い、周波数制御データにもとづき設定された周波数を出力する周波数シンセサイザ部と、前記ＰＬＬ部の出力と前記周波数シンセサイザ部の出力とをミキシングするミキサと、から構成されて高周波信号を出力する周波数合成部と、
   前記高周波信号から原子共鳴周波数を発生させ、前記高周波信号と原子共鳴周波数との周波数差に応じて変化する放電ランプ光量にもとづく共鳴信号を出力する原子共鳴器と、
   前記共鳴信号を同期検波して前記制御電圧を生成する周波数制御部と、
   前記周波数制御データを可変に設定して、前記周波数シンセサイザ部の出力周波数を可変にする周波数制御データ設定部と、
   を有することを特徴とする原子発振装置。
2. 前記周波数シンセサイザ部は、前記ＰＬＬ部の出力と原子共鳴周波数とのオフセット周波数を出力することを特徴とする請求項１記載の原子発振装置。
3. 前記周波数データ制御設定部は、外部信号にもとづいて、周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を可変させることを特徴とする請求項１記載の原子発振装置。
4. 前記周波数制御データ設定部は、温度センサを設けて、検出温度にもとづいて、周囲温度によって変化する放電ランプ光量に応じた周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を一定にすることを特徴とする請求項１記載の原子発振装置。
5. 前記周波数制御データ設定部は、前記共鳴信号にもとづいて、経年変化によって変化する放電ランプ光量に応じた周波数制御データを可変設定することで、前記発振信号の周波数を一定にすることを特徴とする請求項１記載の原子発振装置。
   

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