JP2003124803A - 変調用半導体集積回路 - Google Patents
変調用半導体集積回路Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
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- H03C3/0958—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation by varying the characteristics of the voltage controlled oscillator
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
- H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
- H03L1/022—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature
- H03L1/023—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature by using voltage variable capacitance diodes
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- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
-
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- H03L2207/00—Indexing scheme relating to automatic control of frequency or phase and to synchronisation
- H03L2207/06—Phase locked loops with a controlled oscillator having at least two frequency control terminals
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＬＣ発振型ＶＣＯ回路を用いオープン・ルー
プ方式で送信データに応じてＶＣＯ回路を制御して変調
を行なう周波数ホッピング方式の無線通信システムに使
用する変調用半導体集積回路における温度変化に伴なう
ＶＣＯの変調周波数の変動を低減する。 【解決手段】 ＬＣ発振型ＶＣＯ（１３４）を送信デー
タに基づいて直接制御して変調を行なうとともに、キャ
リア周波数を切り替えてデータ送信を行なう周波数ホッ
ピング方式の変調用半導体集積回路において、ＶＣＯの
制御電圧を発生する回路（例えばＤＡ変換回路）の基準
電流値に負の温度特性を与えて、正の温度特性を有する
ＶＣＯを制御する変調側制御入力電圧（Ｖcnt2）が負の
温度特性を有するようにする温度特性補正回路（１４
４，４４３）を設けるようにした。
プ方式で送信データに応じてＶＣＯ回路を制御して変調
を行なう周波数ホッピング方式の無線通信システムに使
用する変調用半導体集積回路における温度変化に伴なう
ＶＣＯの変調周波数の変動を低減する。 【解決手段】 ＬＣ発振型ＶＣＯ（１３４）を送信デー
タに基づいて直接制御して変調を行なうとともに、キャ
リア周波数を切り替えてデータ送信を行なう周波数ホッ
ピング方式の変調用半導体集積回路において、ＶＣＯの
制御電圧を発生する回路（例えばＤＡ変換回路）の基準
電流値に負の温度特性を与えて、正の温度特性を有する
ＶＣＯを制御する変調側制御入力電圧（Ｖcnt2）が負の
温度特性を有するようにする温度特性補正回路（１４
４，４４３）を設けるようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＬＣ発振型ＶＣＯ
（電圧制御発振器）によりキャリア周波数信号を生成し
ながらＬＣ発振型ＶＣＯを送信データに基づいて制御し
て周波数変調を行なうとともに、キャリア周波数をとび
とびに変化させてデータ送信を行なう周波数ホッピング
方式を採用した無線通信システムの送信系に用いられる
変調用半導体集積回路（ＲＦモジュール）に適用して有
効な技術に関し、特にキャリア周波数を生成するＰＬＬ
ループをオープンにして変調動作を行なう際のＶＣＯの
発振周波数の温度補償技術に関する。
（電圧制御発振器）によりキャリア周波数信号を生成し
ながらＬＣ発振型ＶＣＯを送信データに基づいて制御し
て周波数変調を行なうとともに、キャリア周波数をとび
とびに変化させてデータ送信を行なう周波数ホッピング
方式を採用した無線通信システムの送信系に用いられる
変調用半導体集積回路（ＲＦモジュール）に適用して有
効な技術に関し、特にキャリア周波数を生成するＰＬＬ
ループをオープンにして変調動作を行なう際のＶＣＯの
発振周波数の温度補償技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信の発展に伴ない、様々な通信方
式による信号が飛び交っている中でデータ通信を行なっ
た場合、信号同士の干渉やフェージングにより正しいデ
ータ送信が保証されなくなるおそれがある。そこで、キ
ャリア周波数信号を変化させて、隣接周波数帯の信号同
士の混信を防止する無線通信システムがある。例えばパ
ソコンやプリンタなどの周辺装置間での無線通信による
データ送信に関する規定を定めているブルートゥースと
呼ばれる規格では、送信方式として図１３に示すよう
に、２．４ＧＨｚ〜２．４８ＧＨｚの周波数帯（以下、
２．４ＧＨｚ帯と称する）において１ＭＨｚごとの周波
数ホッピングによるスペクトラム拡散方式を採用して、
隣接周波数帯の信号同士の混信を防止するようにしてい
る。また、ブルートゥース規格では、２．４ＧＨｚ帯の
キャリア周波数信号に±１６０ｋＨｚで変調をかけてデ
ータを送信する周波数変調方式が採用されている。
式による信号が飛び交っている中でデータ通信を行なっ
た場合、信号同士の干渉やフェージングにより正しいデ
ータ送信が保証されなくなるおそれがある。そこで、キ
ャリア周波数信号を変化させて、隣接周波数帯の信号同
士の混信を防止する無線通信システムがある。例えばパ
ソコンやプリンタなどの周辺装置間での無線通信による
データ送信に関する規定を定めているブルートゥースと
呼ばれる規格では、送信方式として図１３に示すよう
に、２．４ＧＨｚ〜２．４８ＧＨｚの周波数帯（以下、
２．４ＧＨｚ帯と称する）において１ＭＨｚごとの周波
数ホッピングによるスペクトラム拡散方式を採用して、
隣接周波数帯の信号同士の混信を防止するようにしてい
る。また、ブルートゥース規格では、２．４ＧＨｚ帯の
キャリア周波数信号に±１６０ｋＨｚで変調をかけてデ
ータを送信する周波数変調方式が採用されている。
【０００３】このような周波数変調を行なう場合、送信
するデータにより直接ＶＣＯ回路を制御して周波数を制
御する方式が考えられる。また、ＶＣＯ回路には、制御
電圧で電流を変化させて発振周波数を制御する方式の回
路や制御電圧で可変容量の容量値を変化させて発振周波
数を制御するＬＣ発振型ＶＣＯと呼ばれる回路が知られ
ている。
するデータにより直接ＶＣＯ回路を制御して周波数を制
御する方式が考えられる。また、ＶＣＯ回路には、制御
電圧で電流を変化させて発振周波数を制御する方式の回
路や制御電圧で可変容量の容量値を変化させて発振周波
数を制御するＬＣ発振型ＶＣＯと呼ばれる回路が知られ
ている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】例えば周波数ホッピン
グ方式で送信データにより周波数変調をかける場合に
は、データによる周波数変調の他にキャリア周波数その
もののホッピング制御があるため、２つの制御系が必要
とされる。そこで、本発明者らは、上記無線通信システ
ムを採用した無線通信用ＬＳＩ（大規模半導体集積回
路）の開発に当たって、図２に示すようなバラクタダイ
オードを使用したＬＣ発振型ＶＣＯを用いるとともに、
ホッピングのキャリア周波数に応じて一方の制御電圧Ｖ
cnt1を変化させて周波数を切り換えてＰＬＬループで周
波数を安定させ、変調をかける際には制御電圧Ｖcnt1を
ループフィルタに保持したままＰＬＬループをオープン
状態にして送信データに応じた制御電圧Ｖcnt2でＶＣＯ
の発振周波数を変化させてキャリア周波数信号を変調さ
せる方式（以下、オープン・ループ方式と称する）につ
いて検討した。
グ方式で送信データにより周波数変調をかける場合に
は、データによる周波数変調の他にキャリア周波数その
もののホッピング制御があるため、２つの制御系が必要
とされる。そこで、本発明者らは、上記無線通信システ
ムを採用した無線通信用ＬＳＩ（大規模半導体集積回
路）の開発に当たって、図２に示すようなバラクタダイ
オードを使用したＬＣ発振型ＶＣＯを用いるとともに、
ホッピングのキャリア周波数に応じて一方の制御電圧Ｖ
cnt1を変化させて周波数を切り換えてＰＬＬループで周
波数を安定させ、変調をかける際には制御電圧Ｖcnt1を
ループフィルタに保持したままＰＬＬループをオープン
状態にして送信データに応じた制御電圧Ｖcnt2でＶＣＯ
の発振周波数を変化させてキャリア周波数信号を変調さ
せる方式（以下、オープン・ループ方式と称する）につ
いて検討した。
【０００５】ＬＣ発振型ＶＣＯを用いて送信データでＶ
ＣＯ直接制御して変調させる場合、ＰＬＬループをオー
プンにしないで変調を行なうクローズ・ループ方式で
は、ＶＣＯからの帰還発振信号と位相比較される基準ク
ロックとして温度変化に係わらず安定なものを使用すれ
ば、温度変化によってＬＣ発振型ＶＣＯの容量値が変化
しても所望の周波数でＶＣＯを発振させることができ
る。ところが、オープン・ループ方式を採用すると、温
度変化によってＶＣＯの変調周波数が大きく変動してし
まい、許容範囲に対してマージンが著しく低下するとい
う不具合があることが明らかとなった。なお、オープン
・ループ方式は、クローズ・ループ方式に比べて回路構
成が簡単になり回路占有面積を小さくすることができる
という利点がある。
ＣＯ直接制御して変調させる場合、ＰＬＬループをオー
プンにしないで変調を行なうクローズ・ループ方式で
は、ＶＣＯからの帰還発振信号と位相比較される基準ク
ロックとして温度変化に係わらず安定なものを使用すれ
ば、温度変化によってＬＣ発振型ＶＣＯの容量値が変化
しても所望の周波数でＶＣＯを発振させることができ
る。ところが、オープン・ループ方式を採用すると、温
度変化によってＶＣＯの変調周波数が大きく変動してし
まい、許容範囲に対してマージンが著しく低下するとい
う不具合があることが明らかとなった。なお、オープン
・ループ方式は、クローズ・ループ方式に比べて回路構
成が簡単になり回路占有面積を小さくすることができる
という利点がある。
【０００６】一方、例えば、ブルートゥース規格では、
２．４ＧＨｚ帯のキャリア周波数信号に±１６０ｋＨｚ
で変調をかけた信号を送信する場合に、±１４５〜１７
５ｋＨｚの範囲で変調をかければ良いとされている。つ
まり、±１５ｋＨｚのマージンが許容されているので、
これを満足できれば温度変化によって周波数の変動が多
少あっても構わない。ところが、温度変化によって周波
数のマージンが少なくなると、他の回路の設計にしわ寄
せが行ってしまい、規格を満足する特性を有する送信系
回路を設計することが非常に困難になる。
２．４ＧＨｚ帯のキャリア周波数信号に±１６０ｋＨｚ
で変調をかけた信号を送信する場合に、±１４５〜１７
５ｋＨｚの範囲で変調をかければ良いとされている。つ
まり、±１５ｋＨｚのマージンが許容されているので、
これを満足できれば温度変化によって周波数の変動が多
少あっても構わない。ところが、温度変化によって周波
数のマージンが少なくなると、他の回路の設計にしわ寄
せが行ってしまい、規格を満足する特性を有する送信系
回路を設計することが非常に困難になる。
【０００７】例えば、送信データに応じて同一の振幅で
変調をかけようとした場合、つまり図２のＶＣＯにおい
てキャリア周波数にかかわらず制御電圧Ｖcnt2の振幅を
一定にして発振周波数を制御しようとした場合、周波数
ホッピングのための他方の制御電圧Ｖcnt1で周波数を切
り換えたときに一方のバラクタダイオードＤｖ１１，Ｄ
ｖ１２の容量のみでなく、他方のバラクタダイオードＤ
ｖ２１，Ｄｖ２２との合成容量までもが変化して周波数
が変化し、これによって、ＶＣＯの変調利得が変化して
キャリア周波数に応じて変調周波数が偏移することが考
えられる。従って、温度変化に伴なう周波数の変動もで
きるだけ小さく抑えるのが望ましい。
変調をかけようとした場合、つまり図２のＶＣＯにおい
てキャリア周波数にかかわらず制御電圧Ｖcnt2の振幅を
一定にして発振周波数を制御しようとした場合、周波数
ホッピングのための他方の制御電圧Ｖcnt1で周波数を切
り換えたときに一方のバラクタダイオードＤｖ１１，Ｄ
ｖ１２の容量のみでなく、他方のバラクタダイオードＤ
ｖ２１，Ｄｖ２２との合成容量までもが変化して周波数
が変化し、これによって、ＶＣＯの変調利得が変化して
キャリア周波数に応じて変調周波数が偏移することが考
えられる。従って、温度変化に伴なう周波数の変動もで
きるだけ小さく抑えるのが望ましい。
【０００８】上記温度変化による周波数の変動は次のよ
うな理由によることが明らかとなった。すなわち、図２
のようなＬＣ発振型ＶＣＯにおいては、容量Ｃ１１，Ｃ
１２およびバラクタダイオードＤｖ１１，Ｄｖ１２の合
成容量をＣ１、容量Ｃ２１，Ｃ２２およびバラクタダイ
オードＤｖ２１，Ｄｖ２２の合成容量をＣ２とすると、
各合成容量Ｃ１，Ｃ２の電圧に対する特性は、図４
（Ａ）に示すようになる。図４（Ａ）より、合成容量Ｃ
１，Ｃ２は高温になるほど容量値が大きくなることが分
かる。
うな理由によることが明らかとなった。すなわち、図２
のようなＬＣ発振型ＶＣＯにおいては、容量Ｃ１１，Ｃ
１２およびバラクタダイオードＤｖ１１，Ｄｖ１２の合
成容量をＣ１、容量Ｃ２１，Ｃ２２およびバラクタダイ
オードＤｖ２１，Ｄｖ２２の合成容量をＣ２とすると、
各合成容量Ｃ１，Ｃ２の電圧に対する特性は、図４
（Ａ）に示すようになる。図４（Ａ）より、合成容量Ｃ
１，Ｃ２は高温になるほど容量値が大きくなることが分
かる。
【０００９】ここで、ＶＣＯの発振周波数ｆoscは、ｆo
sc＝１／｛２π√（Ｃ１＋Ｃ２）｝で表わされる。この
式より、高温になって合成容量Ｃ１，Ｃ２の容量値が大
きくなるとＶＣＯの発振周波数ｆoscは低くなることが
分かる。このＶＣＯの制御電圧Ｖcnt1に対する周波数特
性を調べたところ、図４（Ｂ）に示すようになることが
分かった。図４（Ｂ）より、高温になるほど周波数の変
化が大きくなるとともに、制御電圧範囲の上限と下限に
おける曲線の接線の傾きすなわちＶＣＯの電圧−周波数
制御感度の差も大きくなることが分かる。２．４０２Ｇ
Ｈｚ〜２．４８０ＧＨｚの範囲で周波数ポッピングを行
なうブルートゥース規格の通信システムでは、ＶＣＯの
発振周波数ｆoscは最大で２．４８０ＧＨｚ、最小で
２．４０２ＧＨｚとその差が非常に大きいため、ＶＣＯ
の電圧−周波数制御感度の差も大きくなると考えられ
る。
sc＝１／｛２π√（Ｃ１＋Ｃ２）｝で表わされる。この
式より、高温になって合成容量Ｃ１，Ｃ２の容量値が大
きくなるとＶＣＯの発振周波数ｆoscは低くなることが
分かる。このＶＣＯの制御電圧Ｖcnt1に対する周波数特
性を調べたところ、図４（Ｂ）に示すようになることが
分かった。図４（Ｂ）より、高温になるほど周波数の変
化が大きくなるとともに、制御電圧範囲の上限と下限に
おける曲線の接線の傾きすなわちＶＣＯの電圧−周波数
制御感度の差も大きくなることが分かる。２．４０２Ｇ
Ｈｚ〜２．４８０ＧＨｚの範囲で周波数ポッピングを行
なうブルートゥース規格の通信システムでは、ＶＣＯの
発振周波数ｆoscは最大で２．４８０ＧＨｚ、最小で
２．４０２ＧＨｚとその差が非常に大きいため、ＶＣＯ
の電圧−周波数制御感度の差も大きくなると考えられ
る。
【００１０】この発明の目的は、上記のような課題を解
決するためになされたもので、ＬＣ発振型ＶＣＯ回路を
用いオープン・ループ方式で送信データに応じてＶＣＯ
回路を制御して変調を行なう周波数ホッピング方式の無
線通信システムに使用する変調用半導体集積回路におけ
る温度変化に伴なうＶＣＯの変調周波数の変動を低減す
ることにある。
決するためになされたもので、ＬＣ発振型ＶＣＯ回路を
用いオープン・ループ方式で送信データに応じてＶＣＯ
回路を制御して変調を行なう周波数ホッピング方式の無
線通信システムに使用する変調用半導体集積回路におけ
る温度変化に伴なうＶＣＯの変調周波数の変動を低減す
ることにある。
【００１１】この発明の他の目的は、混信が少なくかつ
正確なデータ送信を行なえる無線通信システムを構成可
能な変調用半導体集積回路を提供することにある。
正確なデータ送信を行なえる無線通信システムを構成可
能な変調用半導体集積回路を提供することにある。
【００１２】この発明の前記ならびにそのほかの目的と
新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面
から明らかになるであろう。
新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面
から明らかになるであろう。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のと
おりである。
発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のと
おりである。
【００１４】すなわち、ＬＣ発振型ＶＣＯによりキャリ
ア周波数信号を生成しながらＬＣ発振型ＶＣＯを送信デ
ータに基づいて制御して周波数変調を行なうとともに、
キャリア周波数をとびとびに変化させてデータ送信を行
なう変調用半導体集積回路において、ＶＣＯの制御電圧
を発生する回路（例えばＤＡ変換回路）の基準電流値に
負の温度特性を与えることりよりＶＣＯを制御する変調
側制御入力電圧（Ｖcnt2）が負の温度特性を有するよう
にする温度特性補正回路を設けるようにしたものであ
る。
ア周波数信号を生成しながらＬＣ発振型ＶＣＯを送信デ
ータに基づいて制御して周波数変調を行なうとともに、
キャリア周波数をとびとびに変化させてデータ送信を行
なう変調用半導体集積回路において、ＶＣＯの制御電圧
を発生する回路（例えばＤＡ変換回路）の基準電流値に
負の温度特性を与えることりよりＶＣＯを制御する変調
側制御入力電圧（Ｖcnt2）が負の温度特性を有するよう
にする温度特性補正回路を設けるようにしたものであ
る。
【００１５】上記した手段によれば、ＶＣＯが正の温度
特性を有していても、これを制御する電圧が負の温度特
性を有するようにされるため、温度補償された温度依存
性のない発振周波数が得られるようになり、これによっ
て周波数マージンを大きくすることができ、回路設計が
容易になる。また、上記のような構成を有する変調用半
導体集積回路を周波数ホッピング方式の無線通信システ
ムに適用した場合には、得られる発振周波数の精度が高
くなるため、混信が少なくかつ正確なデータ送信を行な
える無線通信システムを実現することができる。
特性を有していても、これを制御する電圧が負の温度特
性を有するようにされるため、温度補償された温度依存
性のない発振周波数が得られるようになり、これによっ
て周波数マージンを大きくすることができ、回路設計が
容易になる。また、上記のような構成を有する変調用半
導体集積回路を周波数ホッピング方式の無線通信システ
ムに適用した場合には、得られる発振周波数の精度が高
くなるため、混信が少なくかつ正確なデータ送信を行な
える無線通信システムを実現することができる。
【００１６】なお、本発明は、電圧制御発振回路と、該
電圧制御発振回路の発振出力と基準クロック信号の位相
を比較する位相比較回路と、該位相比較回路で検出され
た位相差に応じて該位相差をなくすような電圧を発生し
て上記電圧制御発振回路に上記第１の制御電圧として印
加する制御電圧生成回路とを設け、上記電圧制御発振回
路と上記位相比較回路と上記制御電圧生成回路とにより
構成されるフェーズ・ルックド・ループにより、キャリ
ア周波数を与え、変調用の第２の制御電圧は、上記フェ
ーズ・ルックド・ループとは別個の経路から上記電圧制
御発振回路に供給されるように構成するとともに、第２
の制御電圧で変調動作を行なうときには上記フェーズ・
ルックド・ループをオープン状態にする場合に特に有効
である。
電圧制御発振回路の発振出力と基準クロック信号の位相
を比較する位相比較回路と、該位相比較回路で検出され
た位相差に応じて該位相差をなくすような電圧を発生し
て上記電圧制御発振回路に上記第１の制御電圧として印
加する制御電圧生成回路とを設け、上記電圧制御発振回
路と上記位相比較回路と上記制御電圧生成回路とにより
構成されるフェーズ・ルックド・ループにより、キャリ
ア周波数を与え、変調用の第２の制御電圧は、上記フェ
ーズ・ルックド・ループとは別個の経路から上記電圧制
御発振回路に供給されるように構成するとともに、第２
の制御電圧で変調動作を行なうときには上記フェーズ・
ルックド・ループをオープン状態にする場合に特に有効
である。
【００１７】また、上記温度特性補正回路は、第２の制
御電圧を発生する回路がディジタル伝送データ信号をサ
ンプリングして演算を行なうディジタルフィルタと、該
ディジタルフィルタの出力をＤＡ変換するＤＡ変換回路
とから構成されている場合に、このＤＡ変換回路の基準
電流が負の温度特性を有するように補正するものであっ
てもよいし、上記ＤＡ変換回路の基準電流の大きさを調
整するトリミング回路を備え該トリミング回路がトリミ
ング情報をＤＡ変換してトリミング情報に応じた電流を
上記ＤＡ変換回路に基準電流として与える第２のＤＡ変
換回路で構成されている場合には、このトリミング用の
第２のＤＡ変換回路の基準電流が負の温度特性を有する
ように補正するものであってもよい。
御電圧を発生する回路がディジタル伝送データ信号をサ
ンプリングして演算を行なうディジタルフィルタと、該
ディジタルフィルタの出力をＤＡ変換するＤＡ変換回路
とから構成されている場合に、このＤＡ変換回路の基準
電流が負の温度特性を有するように補正するものであっ
てもよいし、上記ＤＡ変換回路の基準電流の大きさを調
整するトリミング回路を備え該トリミング回路がトリミ
ング情報をＤＡ変換してトリミング情報に応じた電流を
上記ＤＡ変換回路に基準電流として与える第２のＤＡ変
換回路で構成されている場合には、このトリミング用の
第２のＤＡ変換回路の基準電流が負の温度特性を有する
ように補正するものであってもよい。
【００１８】さらに、上記温度特性補正回路は、温度依
存性のない電流を流す複数の第１電流源と、正の温度特
性を有する電流を流す複数の第２電流源と、上記複数の
第１電流源と上記複数の第２電流源の中からそれぞれ１
または２以上の電流源を選択する選択手段とを備え、選
択された電流源の合成電流を上記基準電流して出力する
ように構成することができる。
存性のない電流を流す複数の第１電流源と、正の温度特
性を有する電流を流す複数の第２電流源と、上記複数の
第１電流源と上記複数の第２電流源の中からそれぞれ１
または２以上の電流源を選択する選択手段とを備え、選
択された電流源の合成電流を上記基準電流して出力する
ように構成することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施例を図
面に基づいて説明する。
面に基づいて説明する。
【００２０】図１には、本発明に係る変調用半導体集積
回路を利用して好適な無線通信システムの構成例が示さ
れている。
回路を利用して好適な無線通信システムの構成例が示さ
れている。
【００２１】図１において、ＡＴは信号電波の送受信用
アンテナ、ＳＷは送受信切替え用のスイッチ、１１０は
アンテナＡＴより受信された信号を中間周波数にダウン
コンバートしてから復調、増幅しベースバンド信号に変
換する受信系回路１１０、１３０はアンテナＡＴより送
信するベースバンド信号を変調し周波数変換する送信系
回路である。
アンテナ、ＳＷは送受信切替え用のスイッチ、１１０は
アンテナＡＴより受信された信号を中間周波数にダウン
コンバートしてから復調、増幅しベースバンド信号に変
換する受信系回路１１０、１３０はアンテナＡＴより送
信するベースバンド信号を変調し周波数変換する送信系
回路である。
【００２２】送信系回路１３０は、入力矩形波信号をサ
ンプリングして変調のためのコードを生成するガウスフ
ィルタ１３１と、該フィルタの出力をＤＡ変換して階段
波形の信号を生成するＤＡ変換回路１３２と、生成され
た階段波形の信号を滑らかな波形にするローパス・フィ
ルタ１３３と、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）からなりロ
ーパス・フィルタ１３３の出力電圧により発振周波数が
制御されることで変調を行なう周波数変換回路１３４
と、周波数変換された信号を受けてアンテナＡＴを駆動
して信号電波の送信を行なうパワーアンプ１３５などか
ら構成される。
ンプリングして変調のためのコードを生成するガウスフ
ィルタ１３１と、該フィルタの出力をＤＡ変換して階段
波形の信号を生成するＤＡ変換回路１３２と、生成され
た階段波形の信号を滑らかな波形にするローパス・フィ
ルタ１３３と、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）からなりロ
ーパス・フィルタ１３３の出力電圧により発振周波数が
制御されることで変調を行なう周波数変換回路１３４
と、周波数変換された信号を受けてアンテナＡＴを駆動
して信号電波の送信を行なうパワーアンプ１３５などか
ら構成される。
【００２３】さらに、この実施例の送信系回路１３０に
は、上記ＶＣＯ１３４の出力を分周するカウンタ１３６
と、該カウンタ１３６の出力の位相と例えば１３ＭＨｚ
のような基準クロックφｃの位相とを比較して位相差に
応じた電圧を発生して上記ＶＣＯ１３４の発振周波数を
制御する位相比較回路１３７とが設けられており、ＶＣ
Ｏ１３４とカウンタ１３６と位相比較回路１３７とでＰ
ＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）回路が構成され、
キャリア周波数信号を発生する。そして、送信データを
反映しているローパス・フィルタ１３３の出力電圧によ
りＶＣＯ１３４の発振周波数を変化させることでキャリ
ア周波数信号を変調させるように構成されている。
は、上記ＶＣＯ１３４の出力を分周するカウンタ１３６
と、該カウンタ１３６の出力の位相と例えば１３ＭＨｚ
のような基準クロックφｃの位相とを比較して位相差に
応じた電圧を発生して上記ＶＣＯ１３４の発振周波数を
制御する位相比較回路１３７とが設けられており、ＶＣ
Ｏ１３４とカウンタ１３６と位相比較回路１３７とでＰ
ＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）回路が構成され、
キャリア周波数信号を発生する。そして、送信データを
反映しているローパス・フィルタ１３３の出力電圧によ
りＶＣＯ１３４の発振周波数を変化させることでキャリ
ア周波数信号を変調させるように構成されている。
【００２４】また、この実施例の無線通信システムで
は、上記カウンタ１３６に付随して設けられているレジ
スタに設定されているカウンタ１３６が計数すべきカウ
ント値をベースバンド回路３５０からの設定で変更する
ことにより、キャリア周波数を例えば１ＭＨｚのような
単位でずらして、いわゆる周波数ホッピングによるスペ
クトラム拡散方式のデータ送信を行なうことができるよ
うにされている。
は、上記カウンタ１３６に付随して設けられているレジ
スタに設定されているカウンタ１３６が計数すべきカウ
ント値をベースバンド回路３５０からの設定で変更する
ことにより、キャリア周波数を例えば１ＭＨｚのような
単位でずらして、いわゆる周波数ホッピングによるスペ
クトラム拡散方式のデータ送信を行なうことができるよ
うにされている。
【００２５】この実施例では、上記ガウスフィルタ１３
１として、入力データを順次取り込むシフトレジスタ
と、取り込まれたデータとフィルタ係数とを掛け算し順
次加算する積和演算器とから構成されたＦＩＲ（Finite
Impulse Response）型フィルタが用いられている。特
に制限されるものでないが、入力シフトレジスタは７段
であり、フィルタ係数は５ビット、フィルタ出力も５ビ
ットである。
１として、入力データを順次取り込むシフトレジスタ
と、取り込まれたデータとフィルタ係数とを掛け算し順
次加算する積和演算器とから構成されたＦＩＲ（Finite
Impulse Response）型フィルタが用いられている。特
に制限されるものでないが、入力シフトレジスタは７段
であり、フィルタ係数は５ビット、フィルタ出力も５ビ
ットである。
【００２６】受信系回路１１０は、アンテナＡＴより受
信された信号を増幅する低雑音増幅回路（ＬＮＡ）１１
１と、増幅された受信信号と上記送信側ＶＣＯからの発
振信号とを合成することで中間周波数（例えば２ＭＨ
ｚ）の信号にダウンコンバートするミクサ（ＭＩＸ）１
１２と、隣接チャネルからの漏洩信号を除去して当該チ
ャネルの信号成分を抽出するバンドパス・フィルタ１１
３と、受信信号を所定の振幅まで増幅する利得可変なプ
ログラマブル・ゲイン・アンプ（ＡＧＣ）１１４と、ア
ナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路１
１５と、受信データを復調する復調整回路１１６と、復
調された信号から高周波成分（ノイズ）を除去してベー
スバンド回路３５０へ受信データを渡すローパス・フィ
ルタ（ＬＰＦ）１１７などから構成される。
信された信号を増幅する低雑音増幅回路（ＬＮＡ）１１
１と、増幅された受信信号と上記送信側ＶＣＯからの発
振信号とを合成することで中間周波数（例えば２ＭＨ
ｚ）の信号にダウンコンバートするミクサ（ＭＩＸ）１
１２と、隣接チャネルからの漏洩信号を除去して当該チ
ャネルの信号成分を抽出するバンドパス・フィルタ１１
３と、受信信号を所定の振幅まで増幅する利得可変なプ
ログラマブル・ゲイン・アンプ（ＡＧＣ）１１４と、ア
ナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路１
１５と、受信データを復調する復調整回路１１６と、復
調された信号から高周波成分（ノイズ）を除去してベー
スバンド回路３５０へ受信データを渡すローパス・フィ
ルタ（ＬＰＦ）１１７などから構成される。
【００２７】図２には、上記送信系回路１３０を構成す
るＶＣＯ１３４として用いられるＬＣ発振型発振回路の
一実施例を示す。この実施例の発振回路は、図２に示さ
れているように、エミッタ共通接続されかつ互いにベー
スとコレクタとが交差結合された一対のバイポーラ・ト
ランジスタＱ１１，Ｑ１２と、該トランジスタＱ１１，
Ｑ１２の共通エミッタと接地点との間に接続された定電
流源Ｉｃと、各トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ
と電源電圧端子Ｖｃｃとの間にそれぞれ接続されたイン
ダクタンスＬ１，Ｌ２と、上記トランジスタＱ１１，Ｑ
１２のコレクタ端子間に直列に接続された容量Ｃ１１，
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，容量Ｃ１２およびこれらと並列に
接続された容量Ｃ２１，抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，容量Ｃ２
２と、上記各容量Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２と抵
抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２との接続ノードｎ１
１，ｎ１２，ｎ２１，ｎ２２と接地点との間に接続され
たバラクタダイオードＤｖ１１，Ｄｖ１２，Ｄｖ２１，
Ｄｖ２２とから構成されている。
るＶＣＯ１３４として用いられるＬＣ発振型発振回路の
一実施例を示す。この実施例の発振回路は、図２に示さ
れているように、エミッタ共通接続されかつ互いにベー
スとコレクタとが交差結合された一対のバイポーラ・ト
ランジスタＱ１１，Ｑ１２と、該トランジスタＱ１１，
Ｑ１２の共通エミッタと接地点との間に接続された定電
流源Ｉｃと、各トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ
と電源電圧端子Ｖｃｃとの間にそれぞれ接続されたイン
ダクタンスＬ１，Ｌ２と、上記トランジスタＱ１１，Ｑ
１２のコレクタ端子間に直列に接続された容量Ｃ１１，
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，容量Ｃ１２およびこれらと並列に
接続された容量Ｃ２１，抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，容量Ｃ２
２と、上記各容量Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２と抵
抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２との接続ノードｎ１
１，ｎ１２，ｎ２１，ｎ２２と接地点との間に接続され
たバラクタダイオードＤｖ１１，Ｄｖ１２，Ｄｖ２１，
Ｄｖ２２とから構成されている。
【００２８】そして、抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続ノー
ドｎ１０に、図１に示されている位相比較回路１３７か
らの制御電圧Ｖcnt1が印加されてキャリア周波数を決定
し、抵抗Ｒ２１とＲ２２との接続ノードｎ２０に、図１
に示されているローパス・フィルタ１３３からの周波数
変調用制御電圧Ｖcnt2が印加されて変調周波数を制御す
るように構成されている。このように閉ループのＰＬＬ
回路で安定した正確なキャリア周波数信号を発生させ、
外から制御電圧を与えて周波数を変調させるように構成
することにより、ＰＬＬ回路のループ内部に変調のため
の信号を与えて制御する方式に比べて回路構成が簡単に
なり回路面積を小さくすることができる。
ドｎ１０に、図１に示されている位相比較回路１３７か
らの制御電圧Ｖcnt1が印加されてキャリア周波数を決定
し、抵抗Ｒ２１とＲ２２との接続ノードｎ２０に、図１
に示されているローパス・フィルタ１３３からの周波数
変調用制御電圧Ｖcnt2が印加されて変調周波数を制御す
るように構成されている。このように閉ループのＰＬＬ
回路で安定した正確なキャリア周波数信号を発生させ、
外から制御電圧を与えて周波数を変調させるように構成
することにより、ＰＬＬ回路のループ内部に変調のため
の信号を与えて制御する方式に比べて回路構成が簡単に
なり回路面積を小さくすることができる。
【００２９】なお、ＶＣＯ１３４に周波数変調用制御電
圧Ｖcnt2を与える際には、ＰＬＬ回路部のキャリア周波
数が安定した状態でチャージポンプ１３８からループフ
ィルタ１３９への電流経路を遮断し、直前の制御電圧Ｖ
cnt1をループフィルタ１３９の容量に保持させておくよ
うにすれば、キャリア周波数がずれるのを防止すること
ができる。また、変調が終了したら直ちにＰＬＬのフィ
ードバックを復活させることで、再び所望の周波数で正
確な発振動作をさせることができる。
圧Ｖcnt2を与える際には、ＰＬＬ回路部のキャリア周波
数が安定した状態でチャージポンプ１３８からループフ
ィルタ１３９への電流経路を遮断し、直前の制御電圧Ｖ
cnt1をループフィルタ１３９の容量に保持させておくよ
うにすれば、キャリア周波数がずれるのを防止すること
ができる。また、変調が終了したら直ちにＰＬＬのフィ
ードバックを復活させることで、再び所望の周波数で正
確な発振動作をさせることができる。
【００３０】次に、ＶＣＯ１３４におけるキャリア周波
数の切替えとそれに関連したＤＡ変換回路１３２へ供給
される基準電流の温度補償の仕組みについて説明する。
図３は、図1に示されている送信系回路１３０の構成を
もう少し詳細に示したものである。図1と同一の回路ブ
ロックには同一の符号を付してある。
数の切替えとそれに関連したＤＡ変換回路１３２へ供給
される基準電流の温度補償の仕組みについて説明する。
図３は、図1に示されている送信系回路１３０の構成を
もう少し詳細に示したものである。図1と同一の回路ブ
ロックには同一の符号を付してある。
【００３１】図1には示されていないが、位相比較回路
１３７とＶＣＯ１３４との間には、位相比較回路１３７
で検出された位相差に応じた電圧（正、負を含む）を発
生するチャージポンプ１３８と、該チャージポンプ１３
８の出力を平滑するループフィルタ１３９とが設けられ
ており、ＶＣＯ１３４と分周器としてのカウンタ１３６
と位相比較回路１３７とチャージポンプ１３８とループ
フィルタ１３９からなる閉ループにより、カウンタ１３
６の出力の位相と基準クロックφ０との位相を一致させ
るようにフィードバックをかけ、所定の周波数で発振す
るＰＬＬ回路が構成される。この閉ループのＰＬＬ回路
で発生される発振信号がキャリア周波数信号とされる。
また、チャージポンプ１３８とループフィルタ１３９と
の間には、チャージポンプ１３８からループフィルタ１
３９に供給される電流を遮断可能なスイッチ１５０が設
けられており、このスイッチ１５０によってＰＬＬルー
プをオープン・ループとすることができるようにされて
いる。
１３７とＶＣＯ１３４との間には、位相比較回路１３７
で検出された位相差に応じた電圧（正、負を含む）を発
生するチャージポンプ１３８と、該チャージポンプ１３
８の出力を平滑するループフィルタ１３９とが設けられ
ており、ＶＣＯ１３４と分周器としてのカウンタ１３６
と位相比較回路１３７とチャージポンプ１３８とループ
フィルタ１３９からなる閉ループにより、カウンタ１３
６の出力の位相と基準クロックφ０との位相を一致させ
るようにフィードバックをかけ、所定の周波数で発振す
るＰＬＬ回路が構成される。この閉ループのＰＬＬ回路
で発生される発振信号がキャリア周波数信号とされる。
また、チャージポンプ１３８とループフィルタ１３９と
の間には、チャージポンプ１３８からループフィルタ１
３９に供給される電流を遮断可能なスイッチ１５０が設
けられており、このスイッチ１５０によってＰＬＬルー
プをオープン・ループとすることができるようにされて
いる。
【００３２】さらに、この実施例においては、カウンタ
１３６に付随して、カウンタ１３６が計数すべきカウン
ト値をベースバンド回路３５０からの設定で変更するこ
とにより、キャリア周波数を１ＭＨｚのような単位でず
らすためのレジスタ１４１が設けられている。ブルート
ゥース規格の場合には、例えば２．４０２ＧＨｚ〜２．
４８０ＧＨｚの間で１ＭＨｚおきに設定される７９チャ
ネルのいずれのチャネルにもホッピングできるようにす
るため、レジスタ１４１は少なくとも７ビットで構成さ
れる。レジスタ１４１の値は、図１に示されているベー
スバンド回路３５０が直接書き替えることができるよう
に構成されている。
１３６に付随して、カウンタ１３６が計数すべきカウン
ト値をベースバンド回路３５０からの設定で変更するこ
とにより、キャリア周波数を１ＭＨｚのような単位でず
らすためのレジスタ１４１が設けられている。ブルート
ゥース規格の場合には、例えば２．４０２ＧＨｚ〜２．
４８０ＧＨｚの間で１ＭＨｚおきに設定される７９チャ
ネルのいずれのチャネルにもホッピングできるようにす
るため、レジスタ１４１は少なくとも７ビットで構成さ
れる。レジスタ１４１の値は、図１に示されているベー
スバンド回路３５０が直接書き替えることができるよう
に構成されている。
【００３３】また、本実施例において、レジスタ１４１
はカウンタ１３６と双方向にデータを伝達できるように
構成されており、カウンタ１３６の計数値はレジスタ１
４１を介して図示しない外部端子からチップ外へ読み出
せるようにされている。さらに、カウンタ１３６の前段
にはＶＣＯ１３４の発振出力を例えば１／６４に分周す
る分周器１４０が設けられている。このように分周器１
４０を設けておくことにより、レジスタ１４１への設定
によりカウンタ１３６の計数値を変更する回路構成が簡
単になる。さらに、ＤＡ変換回路１３２に流される基準
電流を供給する基準電流生成回路１４４とが設けられて
いる。そして、この実施例においては、基準電流生成回
路１４４によって生成される基準電流Ｉref負の温度特
性を有するように構成されている。
はカウンタ１３６と双方向にデータを伝達できるように
構成されており、カウンタ１３６の計数値はレジスタ１
４１を介して図示しない外部端子からチップ外へ読み出
せるようにされている。さらに、カウンタ１３６の前段
にはＶＣＯ１３４の発振出力を例えば１／６４に分周す
る分周器１４０が設けられている。このように分周器１
４０を設けておくことにより、レジスタ１４１への設定
によりカウンタ１３６の計数値を変更する回路構成が簡
単になる。さらに、ＤＡ変換回路１３２に流される基準
電流を供給する基準電流生成回路１４４とが設けられて
いる。そして、この実施例においては、基準電流生成回
路１４４によって生成される基準電流Ｉref負の温度特
性を有するように構成されている。
【００３４】ここで、先ず本実施例の送信系回路におけ
る温度補償の原理を、図５を用いて説明する。一般に、
高精度のＤＡ変換回路においては、バンドギャップリフ
ァランス回路のような温度依存性のない定電圧を発生す
る回路を用いてＤＡ変換動作に必要な基準電流を生成す
る基準電流生成回路が設けられる。つまり、通常のＤＡ
変換回路に流される基準電流を生成する基準電流生成回
路は、温度依存性がないように設計される。これに対
し、本実施例の送信系回路においては、ＤＡ変換回路に
供給される基準電流を生成する基準電流生成回路１４４
が負の温度特性を有するようにされている。これによっ
て、ローパス・フィルタ１３３を介してＶＣＯ１３４に
供給される変調用の制御電圧Ｖcnt2の変化率は図５
（ｂ）のように負の温度特性を有するようにされる。一
方、ＶＣＯ１３４の電圧−周波数制御感度は図５（ａ）
のような正の温度特性を有している。そのため、変調周
波数変化率は図５（ｃ）のように温度依存性を有しない
ようにされる。
る温度補償の原理を、図５を用いて説明する。一般に、
高精度のＤＡ変換回路においては、バンドギャップリフ
ァランス回路のような温度依存性のない定電圧を発生す
る回路を用いてＤＡ変換動作に必要な基準電流を生成す
る基準電流生成回路が設けられる。つまり、通常のＤＡ
変換回路に流される基準電流を生成する基準電流生成回
路は、温度依存性がないように設計される。これに対
し、本実施例の送信系回路においては、ＤＡ変換回路に
供給される基準電流を生成する基準電流生成回路１４４
が負の温度特性を有するようにされている。これによっ
て、ローパス・フィルタ１３３を介してＶＣＯ１３４に
供給される変調用の制御電圧Ｖcnt2の変化率は図５
（ｂ）のように負の温度特性を有するようにされる。一
方、ＶＣＯ１３４の電圧−周波数制御感度は図５（ａ）
のような正の温度特性を有している。そのため、変調周
波数変化率は図５（ｃ）のように温度依存性を有しない
ようにされる。
【００３５】図６には、温度特性を調整可能な基準電流
生成回路１４４の具体的な回路例が示されている。
生成回路１４４の具体的な回路例が示されている。
【００３６】この実施例の基準電流生成回路１４４は、
バンドギャップリファランス回路のような定電圧回路４
４１と電圧−電流変換回路４４２と温度特性補正回路４
４３とを備えている。バンドギャップリファランス回路
は、互いにベースが共通接続されたバイポーラ・トラン
ジスタ（以下、単にトランジスタと呼ぶ）Ｑ１，Ｑ２を
有し、Ｑ２はベースとコレクタが結合されＱ２のコレク
タ電圧がＱ１，Ｑ２のベースに印加されると共に、トラ
ンジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ３を介して接地点ＧＮ
Ｄに、またトランジスタＱ２のエミッタは直接接地点Ｇ
ＮＤに接続され、Ｑ１，Ｑ２のコレクタは抵抗Ｒ１，Ｒ
２を介して互いに接続されている。
バンドギャップリファランス回路のような定電圧回路４
４１と電圧−電流変換回路４４２と温度特性補正回路４
４３とを備えている。バンドギャップリファランス回路
は、互いにベースが共通接続されたバイポーラ・トラン
ジスタ（以下、単にトランジスタと呼ぶ）Ｑ１，Ｑ２を
有し、Ｑ２はベースとコレクタが結合されＱ２のコレク
タ電圧がＱ１，Ｑ２のベースに印加されると共に、トラ
ンジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ３を介して接地点ＧＮ
Ｄに、またトランジスタＱ２のエミッタは直接接地点Ｇ
ＮＤに接続され、Ｑ１，Ｑ２のコレクタは抵抗Ｒ１，Ｒ
２を介して互いに接続されている。
【００３７】また、例えば５Ｖのような電源電圧Ｖｃｃ
と接地点ＧＮＤとの間には定電流源（抵抗でも可）ＣＣ
０とトランジスタＱ３とが直列形態に接続され、このト
ランジスタＱ３のベースに上記トランジスタＱ１のコレ
クタ電圧が印加され、このトランジスタＱ３のコレクタ
電圧をベースに受けるトランジスタＱ４が設けられ、Ｑ
４のエミッタは前記抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードｎ０に
接続されてそのコレクタ電流が前記トランジスタＱ１，
Ｑ２に分配されている。そして、トランジスタＱ４のコ
レクタと電源電圧Ｖｃｃとの間にベースとコレクタが結
合されたいわゆるダイオード接続のトランジスタＱ５と
抵抗Ｒ５が直列に接続されている。
と接地点ＧＮＤとの間には定電流源（抵抗でも可）ＣＣ
０とトランジスタＱ３とが直列形態に接続され、このト
ランジスタＱ３のベースに上記トランジスタＱ１のコレ
クタ電圧が印加され、このトランジスタＱ３のコレクタ
電圧をベースに受けるトランジスタＱ４が設けられ、Ｑ
４のエミッタは前記抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードｎ０に
接続されてそのコレクタ電流が前記トランジスタＱ１，
Ｑ２に分配されている。そして、トランジスタＱ４のコ
レクタと電源電圧Ｖｃｃとの間にベースとコレクタが結
合されたいわゆるダイオード接続のトランジスタＱ５と
抵抗Ｒ５が直列に接続されている。
【００３８】この実施例の定電圧回路４４１は、ワイド
ラー形と呼ばれる公知のバンドギャップリファランス回
路であり、−２ｍＶ／℃の負の温度特性を有するバイポ
ーラ・トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶbe、
温度をＴとすると、接続ノードｎ０の電位Ｖ０は、次式 Ｖ０＝Ｖbe＋（Ｒ２／Ｒ３）・（ｋＴ／ｑ）・ｌn(Ｒ２
／Ｒ１) で表わされる。以下、第２項の（Ｒ２／Ｒ３）・（ｋＴ
／ｑ）・ｌn(Ｒ２／Ｒ１)をＫＶTと記す。
ラー形と呼ばれる公知のバンドギャップリファランス回
路であり、−２ｍＶ／℃の負の温度特性を有するバイポ
ーラ・トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶbe、
温度をＴとすると、接続ノードｎ０の電位Ｖ０は、次式 Ｖ０＝Ｖbe＋（Ｒ２／Ｒ３）・（ｋＴ／ｑ）・ｌn(Ｒ２
／Ｒ１) で表わされる。以下、第２項の（Ｒ２／Ｒ３）・（ｋＴ
／ｑ）・ｌn(Ｒ２／Ｒ１)をＫＶTと記す。
【００３９】上記式において、第１項は負の温度特性を
有し、第２項は温度Ｔを含むので正の温度特性を有す
る。そこで、第１項のＶbeの負の温度特性を打ち消すよ
うに第２項の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の値を設定してやる
ことによって、接続ノードｎ０の電位Ｖ０は温度が変化
しても一定つまり温度依存性を有しないようにしたのが
ワイドラー形バンドギャップリファランス回路である。
有し、第２項は温度Ｔを含むので正の温度特性を有す
る。そこで、第１項のＶbeの負の温度特性を打ち消すよ
うに第２項の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の値を設定してやる
ことによって、接続ノードｎ０の電位Ｖ０は温度が変化
しても一定つまり温度依存性を有しないようにしたのが
ワイドラー形バンドギャップリファランス回路である。
【００４０】この実施例の基準電流生成回路１４４は、
上記バンドギャップリファランス回路のトランジスタＱ
４のベース電位と同一の電位Ｖ１をベースに受ける電圧
−電流変換用のトランジスタＱ６を設けてこのトランジ
スタＱ６に温度依存性を有しない電流Ｉ０を流すように
構成されている。上記トランジスタＱ６のエミッタと接
地点との間には抵抗Ｒ６が接続され、Ｑ６のコレクタと
電源電圧Ｖｃｃとの間にはダイオード接続のｐｎｐトラ
ンジスタＱ７と抵抗Ｒ７が直列に接続されている。な
お、ここで抵抗Ｒ６等は正の温度特性を有するが、適当
な製造プロセスを使用することによりその変化はトラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの温度特性に比較
すると無視できる程度に小さくすることができる。従っ
て、トランジスタＱ６に流れる電流Ｉ０も温度依存性を
有しない電流とすることができる。
上記バンドギャップリファランス回路のトランジスタＱ
４のベース電位と同一の電位Ｖ１をベースに受ける電圧
−電流変換用のトランジスタＱ６を設けてこのトランジ
スタＱ６に温度依存性を有しない電流Ｉ０を流すように
構成されている。上記トランジスタＱ６のエミッタと接
地点との間には抵抗Ｒ６が接続され、Ｑ６のコレクタと
電源電圧Ｖｃｃとの間にはダイオード接続のｐｎｐトラ
ンジスタＱ７と抵抗Ｒ７が直列に接続されている。な
お、ここで抵抗Ｒ６等は正の温度特性を有するが、適当
な製造プロセスを使用することによりその変化はトラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの温度特性に比較
すると無視できる程度に小さくすることができる。従っ
て、トランジスタＱ６に流れる電流Ｉ０も温度依存性を
有しない電流とすることができる。
【００４１】そして、温度特性補正回路４４３には、上
記ｐｎｐトランジスタＱ７とカレントミラー接続された
ｐｎｐトランジスタＱ２１が設けられている。従って、
トランジスタＱ２１にはＱ７と同様に温度依存性のない
電流Ｉref’が流される。さらに、温度特性補正回路４
４３には、上記ｐｎｐトランジスタＱ２１のベース電圧
と同一の電圧がスイッチＳＷ１１，ＳＷ１０を介してベ
ースに印加されるようにされたｐｎｐトランジスタＱ２
２，Ｑ２３と、上記ｎｐｎトランジスタＱ６のエミッタ
電圧がスイッチＳＷ２１，ＳＷ２０を介してベースに印
加されるようにされたｎｐｎトランジスタＱ２４および
Ｑ２５が設けられ、上記各トランジスタＱ２１〜Ｑ２５
のコレクタは共通のノードｎ１に接続されているととも
に、各トランジスタＱ２１〜Ｑ２５のエミッタには電源
電圧Ｖｃｃまたは接地点との間にそれぞれエミッタ抵抗
Ｒｅ１〜Ｒｅ５が接続されている。従って、上記トラン
ジスタＱ２１〜Ｑ２５のうちＱ２１〜Ｑ２３にはＱ１１
と同様に温度依存性のないコレクタ電流が流される。
記ｐｎｐトランジスタＱ７とカレントミラー接続された
ｐｎｐトランジスタＱ２１が設けられている。従って、
トランジスタＱ２１にはＱ７と同様に温度依存性のない
電流Ｉref’が流される。さらに、温度特性補正回路４
４３には、上記ｐｎｐトランジスタＱ２１のベース電圧
と同一の電圧がスイッチＳＷ１１，ＳＷ１０を介してベ
ースに印加されるようにされたｐｎｐトランジスタＱ２
２，Ｑ２３と、上記ｎｐｎトランジスタＱ６のエミッタ
電圧がスイッチＳＷ２１，ＳＷ２０を介してベースに印
加されるようにされたｎｐｎトランジスタＱ２４および
Ｑ２５が設けられ、上記各トランジスタＱ２１〜Ｑ２５
のコレクタは共通のノードｎ１に接続されているととも
に、各トランジスタＱ２１〜Ｑ２５のエミッタには電源
電圧Ｖｃｃまたは接地点との間にそれぞれエミッタ抵抗
Ｒｅ１〜Ｒｅ５が接続されている。従って、上記トラン
ジスタＱ２１〜Ｑ２５のうちＱ２１〜Ｑ２３にはＱ１１
と同様に温度依存性のないコレクタ電流が流される。
【００４２】一方、トランジスタＱ６のベースにはＱ４
のベース電圧と同一の電圧が印加されているためＱ６の
エミッタ電圧はノードｎ０と同一電位Ｖ０（＝Ｖbe＋Ｋ
ＶT）となる。従って、トランジスタＱ２４，Ｑ２５の
ベースには温度依存性のない電圧Ｖbe＋ＫＶTが印加さ
れる。そのため、トランジスタＱ２４，Ｑ２５のエミッ
タの電位はベース電位よりもＶbeだけ低い電位ＫＶTと
される。従って、各抵抗Ｒｅ４，Ｒｅ５には正の温度特
性を有するＫＶTに比例した電流Ｉ２１，Ｉ２０が流さ
れることとなる。
のベース電圧と同一の電圧が印加されているためＱ６の
エミッタ電圧はノードｎ０と同一電位Ｖ０（＝Ｖbe＋Ｋ
ＶT）となる。従って、トランジスタＱ２４，Ｑ２５の
ベースには温度依存性のない電圧Ｖbe＋ＫＶTが印加さ
れる。そのため、トランジスタＱ２４，Ｑ２５のエミッ
タの電位はベース電位よりもＶbeだけ低い電位ＫＶTと
される。従って、各抵抗Ｒｅ４，Ｒｅ５には正の温度特
性を有するＫＶTに比例した電流Ｉ２１，Ｉ２０が流さ
れることとなる。
【００４３】さらに、この実施例の温度特性補正回路４
４３は、上記エミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ５の抵抗比を適
当に設定することによって、トランジスタＱ２１に流れ
るコレクタ電流Ｉrefを１００とすると、Ｑ２２とＱ２
３にはそれぞれ１０と５の割合のコレクタ電流Ｉ１１，
Ｉ１０が流れるように、またトランジスタＱ２４とＱ２
５にはそれぞれ常温（例えば２５℃）でＱ２２とＱ２３
と同じコレクタ電流Ｉ２１，Ｉ２０が流されるように設
計されている。また、上記トランジスタＱ２２，Ｑ２３
のベースと電源電圧Ｖｃｃとの間にはそれぞれスイッチ
ＳＷ１１，ＳＷ１０と相補的にオン、オフされるスイッ
チ／ＳＷ１１，／ＳＷ１０が、またトランジスタＱ２
４，Ｑ２５のベースと接地点との間にはそれぞれスイッ
チＳＷ２１，ＳＷ２０と相補的にオン、オフされるスイ
ッチ／ＳＷ２１，／ＳＷ２０が設けられている。
４３は、上記エミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ５の抵抗比を適
当に設定することによって、トランジスタＱ２１に流れ
るコレクタ電流Ｉrefを１００とすると、Ｑ２２とＱ２
３にはそれぞれ１０と５の割合のコレクタ電流Ｉ１１，
Ｉ１０が流れるように、またトランジスタＱ２４とＱ２
５にはそれぞれ常温（例えば２５℃）でＱ２２とＱ２３
と同じコレクタ電流Ｉ２１，Ｉ２０が流されるように設
計されている。また、上記トランジスタＱ２２，Ｑ２３
のベースと電源電圧Ｖｃｃとの間にはそれぞれスイッチ
ＳＷ１１，ＳＷ１０と相補的にオン、オフされるスイッ
チ／ＳＷ１１，／ＳＷ１０が、またトランジスタＱ２
４，Ｑ２５のベースと接地点との間にはそれぞれスイッ
チＳＷ２１，ＳＷ２０と相補的にオン、オフされるスイ
ッチ／ＳＷ２１，／ＳＷ２０が設けられている。
【００４４】そして、この実施例においては、レジスタ
ＲＥＧ１に設定された制御データＢ１，Ｂ２をデコーダ
ＤＥＣ１でデコードした信号により、上記スイッチＳＷ
１１〜ＳＷ２０は、次の表１のようにオン、オフ制御さ
れるように構成されている。上記レジスタＲＥＧ１への
制御データＢ１，Ｂ２は予め測定された結果に基づいて
例えばベースバンド回路３５０がシステムのイニシャラ
イズの際に設定することができる。また、レジスタＲＥ
Ｇ１の代わりに不揮発性素子やヒューズを用いて所望の
レベルの信号がデコーダＤＥＣ１に入力されてスイッチ
ＳＷ１１〜ＳＷ２０のオン、オフ状態が所望の状態に設
定されるように構成するようにしても良い。
ＲＥＧ１に設定された制御データＢ１，Ｂ２をデコーダ
ＤＥＣ１でデコードした信号により、上記スイッチＳＷ
１１〜ＳＷ２０は、次の表１のようにオン、オフ制御さ
れるように構成されている。上記レジスタＲＥＧ１への
制御データＢ１，Ｂ２は予め測定された結果に基づいて
例えばベースバンド回路３５０がシステムのイニシャラ
イズの際に設定することができる。また、レジスタＲＥ
Ｇ１の代わりに不揮発性素子やヒューズを用いて所望の
レベルの信号がデコーダＤＥＣ１に入力されてスイッチ
ＳＷ１１〜ＳＷ２０のオン、オフ状態が所望の状態に設
定されるように構成するようにしても良い。
【００４５】
【表１】
【００４６】図７には上記温度特性補正回路４４３にお
ける補正の原理と、上記スイッチＳＷ１１〜ＳＷ２０が
表１のようなオン、オフ状態に設定された場合において
当該基準電流生成回路１４４からそれぞれ出力される合
成基準電流Ｉrefの特性を示す。図７に示されているよ
うに、本実施例の温度特性補正回路４４３はトランジス
タＱ２１に流れるコレクタ電流Ｉref’にトランジスタ
Ｑ２２またはＱ２３のコレクタ電流Ｉ１１，Ｉ１０を加
算し、さらにトランジスタＱ２４またはＱ２５のコレク
タ電流Ｉ２１，Ｉ２０を減算することで合成電流Ｉref
の温度特性を変更させるものである。
ける補正の原理と、上記スイッチＳＷ１１〜ＳＷ２０が
表１のようなオン、オフ状態に設定された場合において
当該基準電流生成回路１４４からそれぞれ出力される合
成基準電流Ｉrefの特性を示す。図７に示されているよ
うに、本実施例の温度特性補正回路４４３はトランジス
タＱ２１に流れるコレクタ電流Ｉref’にトランジスタ
Ｑ２２またはＱ２３のコレクタ電流Ｉ１１，Ｉ１０を加
算し、さらにトランジスタＱ２４またはＱ２５のコレク
タ電流Ｉ２１，Ｉ２０を減算することで合成電流Ｉref
の温度特性を変更させるものである。
【００４７】具体的には、制御データＢ１，Ｂ２が“０
０”にされてスイッチＳＷ１１〜ＳＷ２０がすべてオフ
された状態では、合成電流はトランジスタＱ２１のコレ
クタ電流Ｉref’のみであるので、出力される基準電流
Ｉrefは温度依存性を有しない図７（ｄ）の直線ａのよ
うな特性となる。一方、制御データＢ１，Ｂ２が“０
１”にされてスイッチ／ＳＷ１１，ＳＷ１０がオンさ
れ、スイッチ／ＳＷ２１，ＳＷ２０がオンされた状態で
は、合成電流はトランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉre
f’にトランジスタＱ２３のコレクタ電流Ｉ１０を加算
し、さらにトランジスタＱ２５のコレクタ電流Ｉ２０を
減算した電流（Ｉref’＋Ｉ１０−Ｉ２０）であるの
で、出力される基準電流Ｉrefは若干負の温度特性を有
する図７（ｄ）の直線ｂのような特性となる。
０”にされてスイッチＳＷ１１〜ＳＷ２０がすべてオフ
された状態では、合成電流はトランジスタＱ２１のコレ
クタ電流Ｉref’のみであるので、出力される基準電流
Ｉrefは温度依存性を有しない図７（ｄ）の直線ａのよ
うな特性となる。一方、制御データＢ１，Ｂ２が“０
１”にされてスイッチ／ＳＷ１１，ＳＷ１０がオンさ
れ、スイッチ／ＳＷ２１，ＳＷ２０がオンされた状態で
は、合成電流はトランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉre
f’にトランジスタＱ２３のコレクタ電流Ｉ１０を加算
し、さらにトランジスタＱ２５のコレクタ電流Ｉ２０を
減算した電流（Ｉref’＋Ｉ１０−Ｉ２０）であるの
で、出力される基準電流Ｉrefは若干負の温度特性を有
する図７（ｄ）の直線ｂのような特性となる。
【００４８】また、制御データＢ１，Ｂ２が“１０”に
されてスイッチＳＷ１１，／ＳＷ１０がオンされ、スイ
ッチＳＷ２１，／ＳＷ２０がオンされた状態では、合成
電流はトランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉref’にト
ランジスタＱ２２のコレクタ電流Ｉ１１を加算し、さら
にトランジスタＱ２４のコレクタ電流Ｉ２１を減算した
電流（Ｉref’＋Ｉ１１−Ｉ２１）であるので、出力さ
れる基準電流Ｉrefは中間の大きさの負の温度特性を有
する図７（ｄ）の直線ｃのような特性となる。制御デー
タＢ１，Ｂ２が“１１”にされてスイッチＳＷ１１，Ｓ
Ｗ１０およびスイッチＳＷ２１，ＳＷ２０がオンされた
状態では、合成電流はトランジスタＱ２１のコレクタ電
流Ｉref’にトランジスタＱ２２，Ｑ２３のコレクタ電
流Ｉ１１，Ｉ１０を加算し、さらにトランジスタＱ２
４，Ｑ２５のコレクタ電流Ｉ２１，Ｉ２０を減算した電
流（Ｉref’＋Ｉ１１＋Ｉ１０−Ｉ２１−Ｉ２０）であ
るので、出力される基準電流Ｉrefは最も大きな負の温
度特性を有する図７（ｄ）の直線ｄのような特性とな
る。
されてスイッチＳＷ１１，／ＳＷ１０がオンされ、スイ
ッチＳＷ２１，／ＳＷ２０がオンされた状態では、合成
電流はトランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉref’にト
ランジスタＱ２２のコレクタ電流Ｉ１１を加算し、さら
にトランジスタＱ２４のコレクタ電流Ｉ２１を減算した
電流（Ｉref’＋Ｉ１１−Ｉ２１）であるので、出力さ
れる基準電流Ｉrefは中間の大きさの負の温度特性を有
する図７（ｄ）の直線ｃのような特性となる。制御デー
タＢ１，Ｂ２が“１１”にされてスイッチＳＷ１１，Ｓ
Ｗ１０およびスイッチＳＷ２１，ＳＷ２０がオンされた
状態では、合成電流はトランジスタＱ２１のコレクタ電
流Ｉref’にトランジスタＱ２２，Ｑ２３のコレクタ電
流Ｉ１１，Ｉ１０を加算し、さらにトランジスタＱ２
４，Ｑ２５のコレクタ電流Ｉ２１，Ｉ２０を減算した電
流（Ｉref’＋Ｉ１１＋Ｉ１０−Ｉ２１−Ｉ２０）であ
るので、出力される基準電流Ｉrefは最も大きな負の温
度特性を有する図７（ｄ）の直線ｄのような特性とな
る。
【００４９】従って、ＶＣＯ１３４の温度特性（正）に
よる変調周波数のずれを測定して、その温度特性を打ち
消すのに最適な基準電流Ｉrefを選択するようにレジス
タＲＥＧ１に設定する制御コードＢ１，Ｂ２を決定して
やればよい。なお、上記実施例においては、温度特性補
正回路４４３にスイッチで選択可能な電流加算、減算用
のトランジスタを２組設けて出力される基準電流Ｉref
の温度特性を４段階に切り換えることができるように構
成されているものを示したが、電流加算、減算用のトラ
ンジスタの数をさらに多くして、切り換え可能な温度特
性の段数を増加させることも可能である。
よる変調周波数のずれを測定して、その温度特性を打ち
消すのに最適な基準電流Ｉrefを選択するようにレジス
タＲＥＧ１に設定する制御コードＢ１，Ｂ２を決定して
やればよい。なお、上記実施例においては、温度特性補
正回路４４３にスイッチで選択可能な電流加算、減算用
のトランジスタを２組設けて出力される基準電流Ｉref
の温度特性を４段階に切り換えることができるように構
成されているものを示したが、電流加算、減算用のトラ
ンジスタの数をさらに多くして、切り換え可能な温度特
性の段数を増加させることも可能である。
【００５０】次に、本発明の第２の実施例を、図８を用
いて説明する。
いて説明する。
【００５１】この実施例は、ＬＣ発振型ＶＣＯ１３４の
変調周波数を調整するためのトリミング回路を設けたも
のである。ＬＣ発振型ＶＣＯは容量素子を使用してお
り、この容量素子は容量値の製造ばらつきが大きく容量
のばらつきでＶＣＯの発振周波数も大きく変動するの
で、一般にトリミング回路を設けて発振周波数のばらつ
きを補正することが行われている。本実施例において
は、トリミング回路としてレジスタに設定された値に応
じてＤＡ変換回路１３２に供給される基準電流ＩREFを
調整するトリミング用ＤＡ変換回路１４５を設けるとと
もに、このトリミング用ＤＡ変換回路１４５の基準電流
Ｉrefを上記実施例の基準電流生成回路１４４で温度補
正することにより、ＶＣＯの変調周波数が温度変化で変
動しないようにしている。
変調周波数を調整するためのトリミング回路を設けたも
のである。ＬＣ発振型ＶＣＯは容量素子を使用してお
り、この容量素子は容量値の製造ばらつきが大きく容量
のばらつきでＶＣＯの発振周波数も大きく変動するの
で、一般にトリミング回路を設けて発振周波数のばらつ
きを補正することが行われている。本実施例において
は、トリミング回路としてレジスタに設定された値に応
じてＤＡ変換回路１３２に供給される基準電流ＩREFを
調整するトリミング用ＤＡ変換回路１４５を設けるとと
もに、このトリミング用ＤＡ変換回路１４５の基準電流
Ｉrefを上記実施例の基準電流生成回路１４４で温度補
正することにより、ＶＣＯの変調周波数が温度変化で変
動しないようにしている。
【００５２】さらに、本実施例では、周波数ポッピング
を行なうシステムに使用される変調用半導体集積回路で
は、周波数ポッピングを行なうためキャリア周波数を切
り換えたときに図４からも分かるように電圧−周波数制
御感度が大きく変化するので、キャリア周波数の切り換
えのためレジスタ１４１の設定値を書き換えるとそれに
応じて基準電流生成回路１４４内の温度特性補正回路４
４３における補正電流特性（図７参照）も切り換えるよ
うにしている。従って、この実施例に適用される基準電
流生成回路１４４にあっては、図８に示されているレジ
スタ１４１が図６に示されているレジスタＲＥＧ１に相
当することとなる。
を行なうシステムに使用される変調用半導体集積回路で
は、周波数ポッピングを行なうためキャリア周波数を切
り換えたときに図４からも分かるように電圧−周波数制
御感度が大きく変化するので、キャリア周波数の切り換
えのためレジスタ１４１の設定値を書き換えるとそれに
応じて基準電流生成回路１４４内の温度特性補正回路４
４３における補正電流特性（図７参照）も切り換えるよ
うにしている。従って、この実施例に適用される基準電
流生成回路１４４にあっては、図８に示されているレジ
スタ１４１が図６に示されているレジスタＲＥＧ１に相
当することとなる。
【００５３】具体的には、キャリア周波数が高い時は補
正電流特性を例えば図７（ｄ）の直線ｂのように傾きの
小さな方へ切り換え、キャリア周波数が高い時は補正電
流特性を例えば図７（ｄ）の直線ｄのように傾きの大き
な方へ切り換えると良い。ただし、レジスタ１４１はキ
ャリア周波数を７９段階で切り換えられるだけの情報を
持つように７ビットで構成されているのに対し、図６の
基準電流生成回路１４４は４段階で基準電流の温度特性
を切り換える構成であるので、レジスタ１４１の例えば
上位２ビットのコードを用いて４段階で基準電流Ｉref
の温度特性を切り換えるようにするのが良い。なお、基
準電流Ｉrefの温度特性は４段階に限定されるものでな
く、基準電流生成回路１４４の温度特性補正回路４４３
の加減算用の電流トランジスタの数を多くして、さらに
多くの段階で温度特性を切り換えるように構成すること
ができる。
正電流特性を例えば図７（ｄ）の直線ｂのように傾きの
小さな方へ切り換え、キャリア周波数が高い時は補正電
流特性を例えば図７（ｄ）の直線ｄのように傾きの大き
な方へ切り換えると良い。ただし、レジスタ１４１はキ
ャリア周波数を７９段階で切り換えられるだけの情報を
持つように７ビットで構成されているのに対し、図６の
基準電流生成回路１４４は４段階で基準電流の温度特性
を切り換える構成であるので、レジスタ１４１の例えば
上位２ビットのコードを用いて４段階で基準電流Ｉref
の温度特性を切り換えるようにするのが良い。なお、基
準電流Ｉrefの温度特性は４段階に限定されるものでな
く、基準電流生成回路１４４の温度特性補正回路４４３
の加減算用の電流トランジスタの数を多くして、さらに
多くの段階で温度特性を切り換えるように構成すること
ができる。
【００５４】図９には、上記トリミング用ＤＡ変換回路
１４５の一実施例を示す。この実施例のＤＡ変換回路１
４５には、図６に示されている基準電流生成回路１４４
から供給される基準電流Ｉrefを流す基準電流源ＣＳ０
と、該基準電流源ＣＳ０を構成するダイオード接続のト
ランジスタとカレントミラー接続されそれぞれ基準電流
Ｉrefの１／１０２４，１／５１２，……１／８，１／
４，１／２の電流を流す重み電流源Ｃｗ１０〜Ｃｗ１９
と、これらの重み電流源Ｃｗ１０〜Ｃｗ１９と直列に接
続された切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１９とから構成
されている。上記スイッチＳＷ１０〜ＳＷ１９の他方の
端子はそれぞれ接地点に接続されており、重み電流源Ｃ
ｗ１０〜Ｃｗ１９の電流はスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１９
により、電流出力端子Ｉoutまたは電源電圧端子Ｖｃｃ
のいずれかから流されるように構成されている。
１４５の一実施例を示す。この実施例のＤＡ変換回路１
４５には、図６に示されている基準電流生成回路１４４
から供給される基準電流Ｉrefを流す基準電流源ＣＳ０
と、該基準電流源ＣＳ０を構成するダイオード接続のト
ランジスタとカレントミラー接続されそれぞれ基準電流
Ｉrefの１／１０２４，１／５１２，……１／８，１／
４，１／２の電流を流す重み電流源Ｃｗ１０〜Ｃｗ１９
と、これらの重み電流源Ｃｗ１０〜Ｃｗ１９と直列に接
続された切替えスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１９とから構成
されている。上記スイッチＳＷ１０〜ＳＷ１９の他方の
端子はそれぞれ接地点に接続されており、重み電流源Ｃ
ｗ１０〜Ｃｗ１９の電流はスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１９
により、電流出力端子Ｉoutまたは電源電圧端子Ｖｃｃ
のいずれかから流されるように構成されている。
【００５５】このトリミング用ＤＡ変換回路１４５は、
トリミングレジスタＲＥＧ２の出力ｂ９〜ｂ０によって
スイッチＳＷ０〜ＳＷ９が切替え制御されることで、電
流出力端子Ｉout側へ切り替えられたスイッチを流れる
電流を合成した電流ＩREFが出力される（正確にはＤＡ
変換回路１３２から引き抜かれる）。なお、トリミング
レジスタＲＥＧ２の代わりに、ヒューズ素子や不揮発性
記憶素子などのプログラム要素とプローブを接触して電
圧を印加するためのパッドなどにより構成することがで
きる。
トリミングレジスタＲＥＧ２の出力ｂ９〜ｂ０によって
スイッチＳＷ０〜ＳＷ９が切替え制御されることで、電
流出力端子Ｉout側へ切り替えられたスイッチを流れる
電流を合成した電流ＩREFが出力される（正確にはＤＡ
変換回路１３２から引き抜かれる）。なお、トリミング
レジスタＲＥＧ２の代わりに、ヒューズ素子や不揮発性
記憶素子などのプログラム要素とプローブを接触して電
圧を印加するためのパッドなどにより構成することがで
きる。
【００５６】図１０には、上記ＤＡ変換回路１３２の一
実施例を示す。この実施例のＤＡ変換回路は、図９のよ
うな構成を有するトリミング用ＤＡ変換回路１４５から
供給される基準電流ＩREF（トリミング用ＤＡ変換回路
１４５を使用しない第１の実施例の場合には基準電流生
成回路１４４から供給される基準電流Ｉref）を流す基
準電流源ＣＳ０と、該基準電流源ＣＳ０と直列に接続さ
れた電流源ＣＳ１と、この電流源ＣＳ１とカレントミラ
ー接続されそれぞれ基準電流ＩREFの１／３２，１／１
６，１／８，１／４，１／２の電流を流す重み電流源Ｃ
ｗ０〜Ｃｗ４と、これらの重み電流源Ｃｗ０〜Ｃｗ４と
直列に接続された切替えスイッチＳＷ０〜ＳＷ４と、こ
れらのスイッチＳＷ０〜ＳＷ４の共通接続端子側に接続
された電流−電圧変換用抵抗Ｒｅとから構成されてい
る。上記スイッチＳＷ０〜ＳＷ４の他方の端子はそれぞ
れ接地点に接続されており、重み電流源Ｃｗ０〜Ｃｗ４
の電流はスイッチＳＷ０〜ＳＷ４により、電流−電圧変
換用抵抗Ｒｅまたは接地点のいずれかに流されるように
構成されている。
実施例を示す。この実施例のＤＡ変換回路は、図９のよ
うな構成を有するトリミング用ＤＡ変換回路１４５から
供給される基準電流ＩREF（トリミング用ＤＡ変換回路
１４５を使用しない第１の実施例の場合には基準電流生
成回路１４４から供給される基準電流Ｉref）を流す基
準電流源ＣＳ０と、該基準電流源ＣＳ０と直列に接続さ
れた電流源ＣＳ１と、この電流源ＣＳ１とカレントミラ
ー接続されそれぞれ基準電流ＩREFの１／３２，１／１
６，１／８，１／４，１／２の電流を流す重み電流源Ｃ
ｗ０〜Ｃｗ４と、これらの重み電流源Ｃｗ０〜Ｃｗ４と
直列に接続された切替えスイッチＳＷ０〜ＳＷ４と、こ
れらのスイッチＳＷ０〜ＳＷ４の共通接続端子側に接続
された電流−電圧変換用抵抗Ｒｅとから構成されてい
る。上記スイッチＳＷ０〜ＳＷ４の他方の端子はそれぞ
れ接地点に接続されており、重み電流源Ｃｗ０〜Ｃｗ４
の電流はスイッチＳＷ０〜ＳＷ４により、電流−電圧変
換用抵抗Ｒｅまたは接地点のいずれかに流されるように
構成されている。
【００５７】このＤＡ変換回路１３２は、上記ガウスフ
ィルタ１３１の出力Ｂ４〜Ｂ０によってスイッチＳＷ０
〜ＳＷ４が切替え制御されることで、抵抗側へ切り替え
られたスイッチを流れる電流を合成した電流が抵抗Ｒｅ
に流されて電圧に変換され、これによってガウスフィル
タ１３１の出力Ｂ４〜Ｂ０に応じて２5すなわち３２段
階のいずれかの電圧ＤＡＶｏｕｔが出力される。
ィルタ１３１の出力Ｂ４〜Ｂ０によってスイッチＳＷ０
〜ＳＷ４が切替え制御されることで、抵抗側へ切り替え
られたスイッチを流れる電流を合成した電流が抵抗Ｒｅ
に流されて電圧に変換され、これによってガウスフィル
タ１３１の出力Ｂ４〜Ｂ０に応じて２5すなわち３２段
階のいずれかの電圧ＤＡＶｏｕｔが出力される。
【００５８】次に、上記トリミング回路（１４５）を用
いてＤＡ変換回路１３２の基準電流ＩREFを調整する手
順を、図１１を用いて説明する。
いてＤＡ変換回路１３２の基準電流ＩREFを調整する手
順を、図１１を用いて説明する。
【００５９】先ず、ＶＣＯ１３４に適当な大きさの制御
電圧Ｖcnt1を印加してＶＣＯ１３４を発振動作させる
（ステップＳ１，Ｓ２）。次に、レジスタ１４１にイネ
ーブル信号ＥＮを与えてＶＣＯ１３４の発振出力を所定
時間だけカウンタ１３６で計数させ、その計数値をレジ
スタ１４１を介して読み出してＶＣＯ１３４の発振周波
数を知る（ステップＳ３）。そして、ＶＣＯ１３４が
２．４４ＧＨｚで動作するように制御電圧Ｖcnt1の値を
変更して発振動作させる（ステップＳ４）。なお、この
ときの発振出力も所定時間だけカウンタ１３６で計数さ
せ、その計数値を記憶しておく。
電圧Ｖcnt1を印加してＶＣＯ１３４を発振動作させる
（ステップＳ１，Ｓ２）。次に、レジスタ１４１にイネ
ーブル信号ＥＮを与えてＶＣＯ１３４の発振出力を所定
時間だけカウンタ１３６で計数させ、その計数値をレジ
スタ１４１を介して読み出してＶＣＯ１３４の発振周波
数を知る（ステップＳ３）。そして、ＶＣＯ１３４が
２．４４ＧＨｚで動作するように制御電圧Ｖcnt1の値を
変更して発振動作させる（ステップＳ４）。なお、この
ときの発振出力も所定時間だけカウンタ１３６で計数さ
せ、その計数値を記憶しておく。
【００６０】それから、トリミング回路（１４５）を制
御してＤＡ変換回路１３２の基準電流ＩREFを最大値
（２ｍＡ）に設定する（ステップＳ５）。そして、ＶＣ
Ｏ１３４の変調側制御端子（Ｖcnt2）にＤＡ変換回路１
３２の最大出力振幅（１００ｍＶ）を印加させ、ＶＣＯ
１３４を発振動作させる（ステップＳ６）。なお、この
とき制御電圧Ｖcnt1は、ＶＣＯ１３４を２．４４ＧＨｚ
で発振させたときと同じ電圧にする。次に、この発振状
態でのＶＣＯ１３４の発振出力をカウンタ１４１で計数
し、その計数値とステップＳ４で得られた計数値との差
分を計算して変調周波数を求め、それに基づいて期待し
ている発振周波数（１６００ｋＨｚ）からのずれ量を算
出し、そのずれをなくすようにトリミング値を決定する
（ステップＳ７〜Ｓ９）。
御してＤＡ変換回路１３２の基準電流ＩREFを最大値
（２ｍＡ）に設定する（ステップＳ５）。そして、ＶＣ
Ｏ１３４の変調側制御端子（Ｖcnt2）にＤＡ変換回路１
３２の最大出力振幅（１００ｍＶ）を印加させ、ＶＣＯ
１３４を発振動作させる（ステップＳ６）。なお、この
とき制御電圧Ｖcnt1は、ＶＣＯ１３４を２．４４ＧＨｚ
で発振させたときと同じ電圧にする。次に、この発振状
態でのＶＣＯ１３４の発振出力をカウンタ１４１で計数
し、その計数値とステップＳ４で得られた計数値との差
分を計算して変調周波数を求め、それに基づいて期待し
ている発振周波数（１６００ｋＨｚ）からのずれ量を算
出し、そのずれをなくすようにトリミング値を決定する
（ステップＳ７〜Ｓ９）。
【００６１】その後、決定したトリミング値をトリミン
グ回路（１４５）のトリミングレジスタに設定して、ト
リミングされた電流値でＤＡ変換回路１３２を動作さ
せ、ＤＡ変換回路からＶＣＯ１３４へ通常動作時と同一
のレベルの制御電圧Ｖcnt2を印加して発振動作させる
（ステップＳ１０，Ｓ１１）。それから、この発振状態
でのＶＣＯ１３４の発振出力をカウンタ１４１で計数
し、その計数値とステップＳ４で得られた計数値との差
分を計算して変調周波数を求め、期待している発振周波
数（１６０ｋＨｚ）と一致しているか確認する（ステッ
プＳ１２，Ｓ１３）。そして、一致していればトリミン
グを終了し、一致していないときはステップＳ９へ戻っ
て再度トリミング値を決定し、設定し直すようにしても
よい。
グ回路（１４５）のトリミングレジスタに設定して、ト
リミングされた電流値でＤＡ変換回路１３２を動作さ
せ、ＤＡ変換回路からＶＣＯ１３４へ通常動作時と同一
のレベルの制御電圧Ｖcnt2を印加して発振動作させる
（ステップＳ１０，Ｓ１１）。それから、この発振状態
でのＶＣＯ１３４の発振出力をカウンタ１４１で計数
し、その計数値とステップＳ４で得られた計数値との差
分を計算して変調周波数を求め、期待している発振周波
数（１６０ｋＨｚ）と一致しているか確認する（ステッ
プＳ１２，Ｓ１３）。そして、一致していればトリミン
グを終了し、一致していないときはステップＳ９へ戻っ
て再度トリミング値を決定し、設定し直すようにしても
よい。
【００６２】図１２は、前記実施例の無線通信用ＬＳＩ
を応用した携帯電話器の全体構成を示すブロック図であ
る。
を応用した携帯電話器の全体構成を示すブロック図であ
る。
【００６３】この実施例の携帯電話器は、表示部として
の液晶パネル２００、送受信用のアンテナ３２１、音声
出力用のスピーカ３２２、音声入力用のマイクロホン３
２３、上記液晶パネル２００を駆動して表示を行なわせ
る液晶コントロールドライバ３１０、スピーカ３２２や
マイクロホンの信号の入出力を行なう音声インタフェー
ス３３０、アンテナ３２１を介してＧＳＭ方式で携帯電
話通信を行なう高周波インタフェース３４０、アンテナ
３２１を介してブルートゥース規格の方式で通信を行な
う本発明を適用した無線通信用ＬＳＩ１００、音声信号
や送受信信号に係る信号処理を行うＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor）３５１、カスタム機能（ユーザ論理）
を提供するＡＳＩＣ（Application Specific Integra
ted Circuits）３５２、表示制御を含め装置全体の制
御を行なうマイクロプロセッサもしくはマイクロコンピ
ュータなどからなるシステム制御装置３５３およびデー
タやプログラムの記憶用メモリ３６０、発振回路（ＯＳ
Ｃ）３７０等を備えてなる。
の液晶パネル２００、送受信用のアンテナ３２１、音声
出力用のスピーカ３２２、音声入力用のマイクロホン３
２３、上記液晶パネル２００を駆動して表示を行なわせ
る液晶コントロールドライバ３１０、スピーカ３２２や
マイクロホンの信号の入出力を行なう音声インタフェー
ス３３０、アンテナ３２１を介してＧＳＭ方式で携帯電
話通信を行なう高周波インタフェース３４０、アンテナ
３２１を介してブルートゥース規格の方式で通信を行な
う本発明を適用した無線通信用ＬＳＩ１００、音声信号
や送受信信号に係る信号処理を行うＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor）３５１、カスタム機能（ユーザ論理）
を提供するＡＳＩＣ（Application Specific Integra
ted Circuits）３５２、表示制御を含め装置全体の制
御を行なうマイクロプロセッサもしくはマイクロコンピ
ュータなどからなるシステム制御装置３５３およびデー
タやプログラムの記憶用メモリ３６０、発振回路（ＯＳ
Ｃ）３７０等を備えてなる。
【００６４】上記ＤＳＰ３５１、ＡＳＩＣ３５２および
システム制御装置としてのマイコン３５３により、いわ
ゆるベースバンド部３５０が構成される。図には、ベー
スバンド部３５０が１つだけ示されているが、高周波イ
ンタフェース３４０用のベースバンド部とブルートゥー
ス規格の無線通信用ＬＳＩ１００のためのベースバンド
部を別々に構成することも可能である。なお、図１２に
おいて、３７１は水晶振動子のような振動子で、発振回
路３７０は例えば２６ＭＨｚのような周波数のクロック
を発生する。
システム制御装置としてのマイコン３５３により、いわ
ゆるベースバンド部３５０が構成される。図には、ベー
スバンド部３５０が１つだけ示されているが、高周波イ
ンタフェース３４０用のベースバンド部とブルートゥー
ス規格の無線通信用ＬＳＩ１００のためのベースバンド
部を別々に構成することも可能である。なお、図１２に
おいて、３７１は水晶振動子のような振動子で、発振回
路３７０は例えば２６ＭＨｚのような周波数のクロック
を発生する。
【００６５】また、この実施例の携帯電話器システムで
は、ＧＳＭ方式で携帯電話通信を行なう高周波インタフ
ェース３４０と、ブルートゥース規格の方式で通信を行
なう前記実施例の無線通信用ＬＳＩ１００とを備えてい
るが、現在のＧＳＭ方式の携帯電話通信システムでは高
周波用ＬＳＩの動作クロックとして２６ＭＨｚのシステ
ムクロックを使用し、ベースバンド部にはそれを分周し
た１３ＭＨｚのクロックを供給するようにしているもの
がある。一方、ブルートゥース規格の方式で通信を行な
う前記実施例の無線通信用ＬＳＩ１００も前述したよう
に１３ＭＨｚのクロックを使用している。
は、ＧＳＭ方式で携帯電話通信を行なう高周波インタフ
ェース３４０と、ブルートゥース規格の方式で通信を行
なう前記実施例の無線通信用ＬＳＩ１００とを備えてい
るが、現在のＧＳＭ方式の携帯電話通信システムでは高
周波用ＬＳＩの動作クロックとして２６ＭＨｚのシステ
ムクロックを使用し、ベースバンド部にはそれを分周し
た１３ＭＨｚのクロックを供給するようにしているもの
がある。一方、ブルートゥース規格の方式で通信を行な
う前記実施例の無線通信用ＬＳＩ１００も前述したよう
に１３ＭＨｚのクロックを使用している。
【００６６】そのため、共通の発振回路（ＯＳＣ）３７
０で発生されたシステムクロックφｃを高周波インタフ
ェース３４０に供給し、この高周波インタフェース３４
０からベースバンド部３５０に供給される１３ＭＨｚの
クロックφｓをブルートゥース規格の前記実施例の無線
通信用ＬＳＩ１００にも供給して動作させることができ
る。あるいは、発振回路３７０で発生された２６ＭＨｚ
のクロックをＧＳＭの高周波インタフェース３４０に供
給して動作させる一方、上記２６ＭＨｚのクロックを分
周した１３ＭＨｚのクロックをベースバンド部３５０と
ブルートゥース規格の無線通信用ＬＳＩ１００とに供給
して動作させることができる。
０で発生されたシステムクロックφｃを高周波インタフ
ェース３４０に供給し、この高周波インタフェース３４
０からベースバンド部３５０に供給される１３ＭＨｚの
クロックφｓをブルートゥース規格の前記実施例の無線
通信用ＬＳＩ１００にも供給して動作させることができ
る。あるいは、発振回路３７０で発生された２６ＭＨｚ
のクロックをＧＳＭの高周波インタフェース３４０に供
給して動作させる一方、上記２６ＭＨｚのクロックを分
周した１３ＭＨｚのクロックをベースバンド部３５０と
ブルートゥース規格の無線通信用ＬＳＩ１００とに供給
して動作させることができる。
【００６７】これによって、ブルートゥース用に別の発
振回路を設ける必要がなく、既存の携帯電話器にブルー
トゥース規格の無線通信を行なうＬＳＩを追加してもそ
れに伴なうハードウェアの追加量を極めて少なくするこ
とができる。そして、このように、ブルートゥース規格
の無線通信用ＬＳＩ１００を搭載することで、携帯電話
器をトランシーバとして利用したり、携帯電話で受信し
たデータをプリンタで出力させたり、携帯電話器にパソ
コンから画像データや音声データを送信するような多様
な機能を持たせることができるようになる。
振回路を設ける必要がなく、既存の携帯電話器にブルー
トゥース規格の無線通信を行なうＬＳＩを追加してもそ
れに伴なうハードウェアの追加量を極めて少なくするこ
とができる。そして、このように、ブルートゥース規格
の無線通信用ＬＳＩ１００を搭載することで、携帯電話
器をトランシーバとして利用したり、携帯電話で受信し
たデータをプリンタで出力させたり、携帯電話器にパソ
コンから画像データや音声データを送信するような多様
な機能を持たせることができるようになる。
【００６８】また、上記高周波インタフェース３４０と
ブルートゥース規格の前記実施例の無線通信用ＬＳＩ１
００とをノートパソコンやハンドヘルドＰＣ、パームＰ
Ｃなどに搭載すれば、ブルートゥース規格のパソコンや
周辺装置とデータ送信する機能とインターネットに接続
できる機能とを持たせることができる。
ブルートゥース規格の前記実施例の無線通信用ＬＳＩ１
００とをノートパソコンやハンドヘルドＰＣ、パームＰ
Ｃなどに搭載すれば、ブルートゥース規格のパソコンや
周辺装置とデータ送信する機能とインターネットに接続
できる機能とを持たせることができる。
【００６９】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上
記実施例においては、データを周波数変調して送信する
ディジタルデータ伝送システムに使用されるＶＣＯにつ
いて説明したが、２つの制御端子を備えそれぞれの制御
端子からの制御電圧によって発振周波数が制御されるよ
うに構成されたＶＣＯ一般に本発明を適用することがで
きる。また、実施例ではＤＡ変換回路として５ビットの
ものが用いられているが、ビット数は５ビットに限定さ
れるものでないことはいうまでもない。また、重み電流
を用いたＤＡ変換回路に限定されず、他の形式のＤＡ変
換回路であっても良い。
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上
記実施例においては、データを周波数変調して送信する
ディジタルデータ伝送システムに使用されるＶＣＯにつ
いて説明したが、２つの制御端子を備えそれぞれの制御
端子からの制御電圧によって発振周波数が制御されるよ
うに構成されたＶＣＯ一般に本発明を適用することがで
きる。また、実施例ではＤＡ変換回路として５ビットの
ものが用いられているが、ビット数は５ビットに限定さ
れるものでないことはいうまでもない。また、重み電流
を用いたＤＡ変換回路に限定されず、他の形式のＤＡ変
換回路であっても良い。
【００７０】上記実施例では、電圧制御発振回路が正の
温度特性を有する場合について説明したが、当該発振回
路が負の温度特性を有する場合には、温度特性補正回路
によって、当該発振回路に供給される制御電圧Ｖcnt2に
正の温度特性を与える様にすればよい。即ち、電圧制御
発振回路の温度特性に対して反対の温度特性を、当該発
振回路に供給される制御電圧に与える様にすればよい。
電圧制御回路に供給される制御電圧に正の温度特性を与
えるためには、例えば、図７（ｃ）に示されている温度
特性が、負の温度特性を持つ様にすればよい。
温度特性を有する場合について説明したが、当該発振回
路が負の温度特性を有する場合には、温度特性補正回路
によって、当該発振回路に供給される制御電圧Ｖcnt2に
正の温度特性を与える様にすればよい。即ち、電圧制御
発振回路の温度特性に対して反対の温度特性を、当該発
振回路に供給される制御電圧に与える様にすればよい。
電圧制御回路に供給される制御電圧に正の温度特性を与
えるためには、例えば、図７（ｃ）に示されている温度
特性が、負の温度特性を持つ様にすればよい。
【００７１】以上の説明では主として本発明者によって
なされた発明をその背景となった利用分野である無線通
信システムに使用されるＶＣＯに適用した場合について
説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、Ｖ
ＣＯを有するシステム一般に利用することができる。
なされた発明をその背景となった利用分野である無線通
信システムに使用されるＶＣＯに適用した場合について
説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、Ｖ
ＣＯを有するシステム一般に利用することができる。
【００７２】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。
【００７３】すなわち、ＬＣ発振型ＶＣＯ回路を用いオ
ープン・ループ方式で送信データに応じてＶＣＯ回路を
制御して変調を行なう周波数ホッピング方式の無線通信
システムに使用する変調用半導体集積回路における温度
変化に伴なうＶＣＯの変調周波数の変動を低減すること
ができ、これによって、それを用いた周波数ホッピング
方式の無線通信システムでは混信が少なくかつ正確なデ
ータ送信を行なえるようになる。
ープン・ループ方式で送信データに応じてＶＣＯ回路を
制御して変調を行なう周波数ホッピング方式の無線通信
システムに使用する変調用半導体集積回路における温度
変化に伴なうＶＣＯの変調周波数の変動を低減すること
ができ、これによって、それを用いた周波数ホッピング
方式の無線通信システムでは混信が少なくかつ正確なデ
ータ送信を行なえるようになる。
【図１】本発明に係る変調用半導体集積回路を利用して
好適な無線通信システムの構成例を示すブロック図であ
る。
好適な無線通信システムの構成例を示すブロック図であ
る。
【図２】本発明に係る変調用半導体集積回路に用いられ
るＬＣ発振型ＶＣＯの一実施例を示す回路図である。
るＬＣ発振型ＶＣＯの一実施例を示す回路図である。
【図３】本発明に係る変調用半導体集積回路の送信系回
路の第１の実施例を示すブロック図である。
路の第１の実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明に係る変調用半導体集積回路に用いられ
るＬＣ発振型ＶＣＯにおける容量素子とＶＣＯの発振周
波数の温度特性を示すグラフである。
るＬＣ発振型ＶＣＯにおける容量素子とＶＣＯの発振周
波数の温度特性を示すグラフである。
【図５】本実施例の送信系回路における温度補償の原理
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図６】温度特性を調整可能な基準電流生成回路の具体
的な回路例を示す回路図である。
的な回路例を示す回路図である。
【図７】温度特性補正回路における補正の原理を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図８】本発明に係る変調用半導体集積回路の送信系回
路の第２の実施例を示すブロック図である。
路の第２の実施例を示すブロック図である。
【図９】トリミング回路の具体的な回路例を示す回路図
である。
である。
【図１０】本発明に係る変調用半導体集積回路に用いら
れるディジタル伝送データ信号をＤＡ変換するＤＡ変換
回路の一実施例を示す回路図である。
れるディジタル伝送データ信号をＤＡ変換するＤＡ変換
回路の一実施例を示す回路図である。
【図１１】トリミング回路を用いてＤＡ変換回路の基準
電流を調整する手順の一例を示すフローチャートであ
る。
電流を調整する手順の一例を示すフローチャートであ
る。
【図１２】実施例の無線通信用ＬＳＩを応用した携帯電
話器の全体構成を示すブロック図である。
話器の全体構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明を適用して有効なブルートゥース規格
の無線通信における周波数ポッピングの様子を示す概念
図である。
の無線通信における周波数ポッピングの様子を示す概念
図である。
１１０ 受信系回路
１１１ ロウノイズアンプ
１１２ ミクサ
１１３ バンドパス・フィルタ
１１４ 利得可変アンプ
１１５ ＡＤ変換回路
１１６ 復調整回路
１１７ ローパス・フィルタ
１３０ 送信系回路
１３１ ガウスフィルタ
１３２ ＤＡ変換回路
１３３ ローパス・フィルタ
１３４ 電圧制御発振回路（ＶＣＯ）
１３５ 送信用パワーアンプ
１３６ カウンタ回路
１３７ 位相比較回路
１３８ チャージポンプ
１３９ ループフィルタ
１４０ 分周器
１４１ レジスタ
１４４ 基準電流生成回路
１４５ トリミング用ＤＡ変換回路
４４１ バンドギャップリファランス回路
４４２ 電圧−電流変換回路
４４３ 温度特性補正回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 松浦 達治
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
(72)発明者 大崎 勝美
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
Ｆターム(参考） 5J106 AA04 BB08 CC01 CC24 CC41
CC46 CC53 DD17 DD35 DD38
EE19 GG01 KK13
Claims (11)
- 【請求項１】 電圧制御発振回路と、該電圧制御発振回
路の発振出力と基準クロック信号の位相を比較する位相
比較回路と、該位相比較回路で検出された位相差に応じ
て該位相差をなくすような電圧を発生して上記電圧制御
発振回路に第１の制御電圧として印加する制御電圧生成
回路とを備え、上記電圧制御発振回路と上記位相比較回
路と上記制御電圧生成回路とがフェーズ・ルックド・ル
ープを構成し、上記第１の制御電圧により上記電圧制御
発振回路を制御して基本となる周波数信号を生成し、伝
送データに基づく第２の制御電圧により上記電圧制御発
振回路を制御して周波数を変化させてデータ送信を行な
う変調用半導体集積回路であって、上記第２の制御電圧
により周波数変調動作を行なうときは上記フェーズ・ル
ックド・ループがオープン状態にされ、上記電圧制御発
振回路が有する温度特性に対して反対の温度特性を上記
第２の制御電圧に与える温度特性補正回路を設けてなる
ことを特徴とする変調用半導体集積回路。 - 【請求項２】 上記フェーズ・ルックド・ループ内に上
記電圧制御発振回路の発振出力を計数する可変カウンタ
回路が設けられ、該可変カウンタの計数値が変更される
ことにより上記基本となる周波数が変化されるように構
成されていることを特徴とする請求項１に記載の変調用
半導体集積回路。 - 【請求項３】 上記第２の制御電圧を発生する回路は、
ディジタル伝送データ信号をサンプリングして演算を行
なうディジタルフィルタと、該ディジタルフィルタの出
力をＤＡ変換するＤＡ変換回路とからなり、上記温度特
性補正回路は上記ＤＡ変換回路の基準電流が上記電圧制
御発振回路が有する温度特性に対して反対の温度特性を
有するように補正することを特徴とする請求項１または
２に記載の変調用半導体集積回路。 - 【請求項４】 上記温度特性補正回路は、上記基準電流
の温度特性を互いに異なる複数の特性のうち１つを選択
して補正可能に構成されていることを特徴とする請求項
３に記載の変調用半導体集積回路。 - 【請求項５】 上記温度特性補正回路は、温度依存性の
少ない電流を流す複数の第１電流源と、正または負の温
度特性を有する電流を流す複数の第２電流源と、上記複
数の第１電流源と上記複数の第２電流源の中からそれぞ
れ１または２以上の電流源を選択する選択手段とを備
え、選択された電流源の合成電流を上記基準電流して出
力可能に構成されていることを特徴とする請求項４に記
載の変調用半導体集積回路。 - 【請求項６】 上記温度特性補正回路が上記基準電流の
温度特性を互いに異なる複数の特性のうち１つを選択し
て補正するための選択情報を設定可能な第１レジスタを
備えていることを特徴とする請求項４または５に記載の
変調用半導体集積回路。 - 【請求項７】 上記可変カウンタ回路が計数を行なう値
を設定する第２レジスタを備え、該第２レジスタの設定
値が変更されることにより上記基本周波数が変化され、
上記第２レジスタの設定値に応じて上記基準電流の大き
さが制御されるように構成されていることを特徴とする
請求項４または５に記載の変調用半導体集積回路。 - 【請求項８】 上記ＤＡ変換回路の基準電流の大きさを
調整するトリミング回路を備えていることを特徴とする
請求項２〜７に記載の変調用半導体集積回路。 - 【請求項９】 上記トリミング回路は、トリミング情報
をＤＡ変換してトリミング情報に応じた電流を上記ＤＡ
変換回路に基準電流として与える第２のＤＡ変換回路で
構成され、上記温度特性補正回路は上記第２のＤＡ変換
回路の基準電流が上記電圧制御発振回路が有する温度特
性に対して反対の温度特性を有するように補正すること
を特徴とする請求項８に記載の変調用半導体集積回路。 - 【請求項１０】 上記電圧制御発振回路は、第１の可変
容量手段および第２の可変容量手段を備え、上記第１の
可変容量手段の容量値が上記第１の制御電圧により、ま
た上記第２の可変容量の容量値が上記第２の制御電圧に
より変化されることでそれぞれ発振周波数が変化される
ように構成されていることを特徴とする請求項１〜９の
いずれかに記載の変調用半導体集積回路。 - 【請求項１１】 上記温度特性補正回路は、負の温度特
性を上記第２の制御電圧に与えることを特徴とする請求
項１に記載の変調用半導体集積回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001320677A JP3972091B2 (ja) | 2001-10-18 | 2001-10-18 | 変調用半導体集積回路 |
| US10/256,149 US6677788B2 (en) | 2001-10-18 | 2002-09-27 | Semiconductor integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001320677A JP3972091B2 (ja) | 2001-10-18 | 2001-10-18 | 変調用半導体集積回路 |
Publications (2)
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