JP2003046452A - 電子部品および設計方法 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 基本波を低損失で伝送できかつモジュール全
体で２倍高調波を所望の値以下に低減することが可能な
無線通信機用モジュールを実現する。 【解決手段】 少なくとも出力パワーアンプ（１１１）
と整合回路（１２１）とロウパスフィルタ（１３１）と
が１つの絶縁基板（１０）上に搭載され各回路が上記順
序で接続されてなる携帯電話機などの無線通信機用のフ
ロントエンド・モジュールにおいて、整合回路とロウパ
スフィルタとの接続点から整合回路側とロウパスフィル
タ側をそれぞれ見たときの２倍高調波のインピーダンス
の位相関係を１８０°±９０°の範囲内に設定するよう
にした。
体で２倍高調波を所望の値以下に低減することが可能な
無線通信機用モジュールを実現する。 【解決手段】 少なくとも出力パワーアンプ（１１１）
と整合回路（１２１）とロウパスフィルタ（１３１）と
が１つの絶縁基板（１０）上に搭載され各回路が上記順
序で接続されてなる携帯電話機などの無線通信機用のフ
ロントエンド・モジュールにおいて、整合回路とロウパ
スフィルタとの接続点から整合回路側とロウパスフィル
タ側をそれぞれ見たときの２倍高調波のインピーダンス
の位相関係を１８０°±９０°の範囲内に設定するよう
にした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信機におけ
る送信信号の基本波を低損失で伝送しかつ高調波を所定
のレベル以下に低減させる技術に関し、例えばマルチバ
ンド方式の携帯電話機を構成するフロントエンド・モジ
ュールに利用して有効な技術に関する。
る送信信号の基本波を低損失で伝送しかつ高調波を所定
のレベル以下に低減させる技術に関し、例えばマルチバ
ンド方式の携帯電話機を構成するフロントエンド・モジ
ュールに利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話機に内蔵されるシステムは、マ
イクロコンピュータやメモリ、信号の変復調を行なう高
周波回路などのＬＳＩと、セラミックのような絶縁基板
にトランジスタ素子や容量素子、インダクタンス素子な
どの複数のＩＣを搭載したモジュールと呼ばれる電子部
品とが、プリント基板上に実装されて構成されており、
実装密度を高めるために電子部品の点数を減らす努力が
なされている。例えば、現在、デュアルバンド方式の携
帯電話機システム用のモジュールとしては、送信用パワ
ーアンプとインピーダンス整合回路を搭載したモジュー
ルや送受信切換えスイッチ回路と分波器を搭載したモジ
ュールなどが実用化されており、フロントエンド部はこ
れらの２つのモジュールを主体として構成されている。
イクロコンピュータやメモリ、信号の変復調を行なう高
周波回路などのＬＳＩと、セラミックのような絶縁基板
にトランジスタ素子や容量素子、インダクタンス素子な
どの複数のＩＣを搭載したモジュールと呼ばれる電子部
品とが、プリント基板上に実装されて構成されており、
実装密度を高めるために電子部品の点数を減らす努力が
なされている。例えば、現在、デュアルバンド方式の携
帯電話機システム用のモジュールとしては、送信用パワ
ーアンプとインピーダンス整合回路を搭載したモジュー
ルや送受信切換えスイッチ回路と分波器を搭載したモジ
ュールなどが実用化されており、フロントエンド部はこ
れらの２つのモジュールを主体として構成されている。
【０００３】なお、本明細書においては、表面や内部に
プリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基
板に複数の電子部品が実装されて上記プリント配線やボ
ンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように
結合されることであたかも一つの電子部品として扱える
ように構成されたものをモジュールと称する。
プリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基
板に複数の電子部品が実装されて上記プリント配線やボ
ンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように
結合されることであたかも一つの電子部品として扱える
ように構成されたものをモジュールと称する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】携帯電話機は小型軽量
化の要求が非常に高い。携帯電話機の小型軽量化を図る
上で、電子部品の点数を減らし基板の実装密度を高める
ことが重要である。そこで、本発明者らは、従来は別の
部品とされていた上記２つのモジュールを一体化して１
つのモジュールとすることについて検討した。
化の要求が非常に高い。携帯電話機の小型軽量化を図る
上で、電子部品の点数を減らし基板の実装密度を高める
ことが重要である。そこで、本発明者らは、従来は別の
部品とされていた上記２つのモジュールを一体化して１
つのモジュールとすることについて検討した。
【０００５】ところで、携帯電話機のシステムにおいて
は、送受信用のアンテナ端子のインピーダンスは５０Ω
と規定されているが、送信用パワーアンプの出力インピ
ーダンスは５０Ωよりもずっと低いため、送信用パワー
アンプとアンテナ端子との間にインピーダンス整合回路
（以下、単に整合回路と呼ぶ）が設けられる。一方、送
信用パワーアンプからアンテナ端子までの伝送路におい
ては、基本波の伝送損失が小さくかつ基本波周波数の整
数倍の周波数の高調波を充分に低減できることが要求さ
れる。
は、送受信用のアンテナ端子のインピーダンスは５０Ω
と規定されているが、送信用パワーアンプの出力インピ
ーダンスは５０Ωよりもずっと低いため、送信用パワー
アンプとアンテナ端子との間にインピーダンス整合回路
（以下、単に整合回路と呼ぶ）が設けられる。一方、送
信用パワーアンプからアンテナ端子までの伝送路におい
ては、基本波の伝送損失が小さくかつ基本波周波数の整
数倍の周波数の高調波を充分に低減できることが要求さ
れる。
【０００６】従来、携帯電話機の送信系における高調波
を低減する技術として、例えば特開平１１−２３４０６
２号に開示されているように、出力パワーアンプと整合
回路との間に、インダクタンス素子と容量素子とを並列
に接続した共振回路を設け、該共振回路の共振点を高調
波の周波数と一致させることで、高調波成分を減衰させ
るようにした発明がある。また、高調波成分を減衰させ
るロウパスフィルタを、整合回路の後段すなわち整合回
路と送受信切換え回路との間に設ける技術もある。
を低減する技術として、例えば特開平１１−２３４０６
２号に開示されているように、出力パワーアンプと整合
回路との間に、インダクタンス素子と容量素子とを並列
に接続した共振回路を設け、該共振回路の共振点を高調
波の周波数と一致させることで、高調波成分を減衰させ
るようにした発明がある。また、高調波成分を減衰させ
るロウパスフィルタを、整合回路の後段すなわち整合回
路と送受信切換え回路との間に設ける技術もある。
【０００７】ここで、整合回路への高調波成分の飛び込
みなどを考慮すると、高調波成分を低減させるには、ロ
ウパスフィルタを整合回路の後段に設ける方が望ましい
といえる。そこで、本発明者らは、出力パワーアンプと
整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを１
モジュール化するに当たり、整合回路の後段に共振回路
を含むロウパスフィルタを設ける方式を採用することと
し、それについて検討を行なった。なお、出力パワーア
ンプで発生する基本波の高次高調波は、２倍高調波が最
も大きく３倍高調波、４倍高調波……となるほどレベル
が低くなる。従って、高調波の遮断には２倍高調波を低
減することが最も重要である。
みなどを考慮すると、高調波成分を低減させるには、ロ
ウパスフィルタを整合回路の後段に設ける方が望ましい
といえる。そこで、本発明者らは、出力パワーアンプと
整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを１
モジュール化するに当たり、整合回路の後段に共振回路
を含むロウパスフィルタを設ける方式を採用することと
し、それについて検討を行なった。なお、出力パワーア
ンプで発生する基本波の高次高調波は、２倍高調波が最
も大きく３倍高調波、４倍高調波……となるほどレベル
が低くなる。従って、高調波の遮断には２倍高調波を低
減することが最も重要である。
【０００８】例えば、ＧＳＭ（Global System for Mobi
le Communication）とＤＣＳ（Digital Cellular Syste
m）のデュアルバンド携帯電話機においては、９００Ｍ
Ｈｚを基本波とするＧＳＭ送信時に、１７６０〜１８０
４ＭＨｚの帯域での２倍高調波レベルが−３０ｄＢｍ以
下、また１８０５〜１８３０ＭＨｚの帯域での２倍高調
波レベルが−３６ｄＢｍ以下であることが規格によって
定められている。特に、ＤＣＳの基本波周波数は１．８
ＧＨｚであるため、ＧＳＭ送信側からＤＣＳ受信側への
ノイズの飛込みを防止するため上記のように１８００Ｍ
Ｈｚ近傍での条件が厳しくされている。
le Communication）とＤＣＳ（Digital Cellular Syste
m）のデュアルバンド携帯電話機においては、９００Ｍ
Ｈｚを基本波とするＧＳＭ送信時に、１７６０〜１８０
４ＭＨｚの帯域での２倍高調波レベルが−３０ｄＢｍ以
下、また１８０５〜１８３０ＭＨｚの帯域での２倍高調
波レベルが−３６ｄＢｍ以下であることが規格によって
定められている。特に、ＤＣＳの基本波周波数は１．８
ＧＨｚであるため、ＧＳＭ送信側からＤＣＳ受信側への
ノイズの飛込みを防止するため上記のように１８００Ｍ
Ｈｚ近傍での条件が厳しくされている。
【０００９】図３（ａ）には、インダクタンス素子Ｌ０
と容量素子Ｃ０とからなる共振回路を含み低損失で信号
を伝送可能なロウパスフィルタの一般的な回路例を示
す。容量素子Ｃ１，Ｃ２は、インピーダンスを整合させ
て低損失で信号を伝送させるためのものである。かかる
共振回路を含むロウパスフィルタを用いてその共振点を
基本波の２倍高調波の周波数に一致させることにより、
２倍高調波を充分に低減することができ、実際にモジュ
ールに組み込んだ場合にもロウパスフィルタそれ自身は
２倍高調波を所望の値（例えば−３０ｄＢ）以下に減衰
できることが分かった。ところが、出力パワーアンプと
整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを組
み込んだモジュール全体としては、２倍高調波を−３０
ｄＢｍ下に低減できないことが明らかになった。
と容量素子Ｃ０とからなる共振回路を含み低損失で信号
を伝送可能なロウパスフィルタの一般的な回路例を示
す。容量素子Ｃ１，Ｃ２は、インピーダンスを整合させ
て低損失で信号を伝送させるためのものである。かかる
共振回路を含むロウパスフィルタを用いてその共振点を
基本波の２倍高調波の周波数に一致させることにより、
２倍高調波を充分に低減することができ、実際にモジュ
ールに組み込んだ場合にもロウパスフィルタそれ自身は
２倍高調波を所望の値（例えば−３０ｄＢ）以下に減衰
できることが分かった。ところが、出力パワーアンプと
整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路とを組
み込んだモジュール全体としては、２倍高調波を−３０
ｄＢｍ下に低減できないことが明らかになった。
【００１０】この発明の目的は、少なくとも出力パワー
アンプと整合回路とロウパスフィルタとを含む無線通信
機用のモジュールであって、整合回路の後段に共振回路
からなるロウパスフィルタを設けた場合に基本波を低損
失で伝送できかつモジュール全体で２倍高調波を所望の
レベル以下に低減することが可能な無線通信機用のモジ
ュールを提供することにある。
アンプと整合回路とロウパスフィルタとを含む無線通信
機用のモジュールであって、整合回路の後段に共振回路
からなるロウパスフィルタを設けた場合に基本波を低損
失で伝送できかつモジュール全体で２倍高調波を所望の
レベル以下に低減することが可能な無線通信機用のモジ
ュールを提供することにある。
【００１１】この発明の前記ならびにそのほかの目的と
新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面
から明らかになるであろう。
新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面
から明らかになるであろう。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のと
おりである。すなわち、少なくとも出力パワーアンプと
整合回路とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭
載して各回路を上記順序で接続してなる携帯電話機など
の無線通信機用のフロントエンド・モジュールにおい
て、整合回路とロウパスフィルタとの接続点から整合回
路側とロウパスフィルタ側をそれぞれ見たときの２倍高
調波のインピーダンスの位相関係を１８０°±９０°の
範囲内に設定するようにしたものである。
発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のと
おりである。すなわち、少なくとも出力パワーアンプと
整合回路とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭
載して各回路を上記順序で接続してなる携帯電話機など
の無線通信機用のフロントエンド・モジュールにおい
て、整合回路とロウパスフィルタとの接続点から整合回
路側とロウパスフィルタ側をそれぞれ見たときの２倍高
調波のインピーダンスの位相関係を１８０°±９０°の
範囲内に設定するようにしたものである。
【００１３】上記した手段によれば、ロウパスフィルタ
により２倍高調波のインピーダンスの位相が整合しない
位置に回転される（変える）ため、基本波の伝送損失の
低下を抑えつつ、整合回路とロウパスフィルタとの間に
所望の長さの伝送線路を挿入することなく基本波の２倍
高調波成分を所望の値以下に低減させることができるよ
うになる。
により２倍高調波のインピーダンスの位相が整合しない
位置に回転される（変える）ため、基本波の伝送損失の
低下を抑えつつ、整合回路とロウパスフィルタとの間に
所望の長さの伝送線路を挿入することなく基本波の２倍
高調波成分を所望の値以下に低減させることができるよ
うになる。
【００１４】ここで、フロントエンド・モジュールは、
出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタ以外
に、送信信号と受信信号の切換えを行なう送受信切換え
回路や、複数の周波数帯の受信信号の分波を行なう分波
回路等を搭載したものであってもよい。
出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィルタ以外
に、送信信号と受信信号の切換えを行なう送受信切換え
回路や、複数の周波数帯の受信信号の分波を行なう分波
回路等を搭載したものであってもよい。
【００１５】また、上記ロウパスフィルタとしては、イ
ンダクタンス素子と容量素子とを並列に接続した共振回
路と該共振回路の入力点および出力点と定電位点との間
に接続されるべき基本波の低損失化とインピーダンス整
合を図るための容量素子とからなり、出力点側の容量素
子のみ有し入力点側の容量素子を持たないようにしたロ
ウパスフィルタを用いるのが望ましい。
ンダクタンス素子と容量素子とを並列に接続した共振回
路と該共振回路の入力点および出力点と定電位点との間
に接続されるべき基本波の低損失化とインピーダンス整
合を図るための容量素子とからなり、出力点側の容量素
子のみ有し入力点側の容量素子を持たないようにしたロ
ウパスフィルタを用いるのが望ましい。
【００１６】また、上記整合回路は、容量素子とインダ
クタンス素子とが並列に接続されてなる共振回路を含ん
だ構成にすると良い。これにより、整合回路内で２倍高
調波成分を減衰させ、さらにロウパスフィルタで２倍高
調波成分を減衰させることで、一層低レベルに抑えるこ
とができる。
クタンス素子とが並列に接続されてなる共振回路を含ん
だ構成にすると良い。これにより、整合回路内で２倍高
調波成分を減衰させ、さらにロウパスフィルタで２倍高
調波成分を減衰させることで、一層低レベルに抑えるこ
とができる。
【００１７】さらに、少なくとも出力パワーアンプと整
合回路とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭載
され各回路が上記順序で接続されてなる上記モジュール
を設計するに当たっては、上記整合回路と上記ロウパス
フィルタとの接続点から上記ロウパスフィルタ側を見た
ときの２倍高調波のインピーダンスの位相を、上記接続
点から上記整合回路側を見たときの２倍高調波のインピ
ーダンスの位相に対して、１８０°±Ｘ（Ｘは９０°以
内）の範囲内に設定し、上記Ｘは規格値に所定のマージ
ン量を加えた値に基づいて決定するようにするのが望ま
しい。
合回路とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭載
され各回路が上記順序で接続されてなる上記モジュール
を設計するに当たっては、上記整合回路と上記ロウパス
フィルタとの接続点から上記ロウパスフィルタ側を見た
ときの２倍高調波のインピーダンスの位相を、上記接続
点から上記整合回路側を見たときの２倍高調波のインピ
ーダンスの位相に対して、１８０°±Ｘ（Ｘは９０°以
内）の範囲内に設定し、上記Ｘは規格値に所定のマージ
ン量を加えた値に基づいて決定するようにするのが望ま
しい。
【００１８】これにより、２倍高調波の減衰量がそれほ
ど大きくないフィルタ回路を用いても全体としての２倍
高調波の減衰量が大きなモジュールを得ることができ、
設計が容易となり、製造プロセスの条件も緩やかにな
る。つまり、フィルタのみで所望の減衰量を得ようとす
ると、そのような特性を有するフィルタを設計する設計
者の負担が大きくなったり製造プロセスの条件が厳しく
なったりするが、フィルタで位相を回すことで２倍高調
波をさらに減衰させることができるので、フィルタの設
計が容易となり、製造プロセスの条件も緩やかにでき
る。
ど大きくないフィルタ回路を用いても全体としての２倍
高調波の減衰量が大きなモジュールを得ることができ、
設計が容易となり、製造プロセスの条件も緩やかにな
る。つまり、フィルタのみで所望の減衰量を得ようとす
ると、そのような特性を有するフィルタを設計する設計
者の負担が大きくなったり製造プロセスの条件が厳しく
なったりするが、フィルタで位相を回すことで２倍高調
波をさらに減衰させることができるので、フィルタの設
計が容易となり、製造プロセスの条件も緩やかにでき
る。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施例を図
面に基づいて説明する。本発明者らは、出力パワーアン
プと整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路と
を１モジュール化する際の検討において、共振回路を含
むロウパスフィルタを用いた場合、ロウパスフィルタそ
れ自身は２倍高調波を所望のレベル以下に減衰できるが
モジュール全体としては２倍高調波を所望のレベル以下
に低減できないことを見出した。
面に基づいて説明する。本発明者らは、出力パワーアン
プと整合回路とロウパスフィルタと送受信切換え回路と
を１モジュール化する際の検討において、共振回路を含
むロウパスフィルタを用いた場合、ロウパスフィルタそ
れ自身は２倍高調波を所望のレベル以下に減衰できるが
モジュール全体としては２倍高調波を所望のレベル以下
に低減できないことを見出した。
【００２０】そして、その理由は、当初、出力パワーア
ンプから送受信切換え回路側への空中伝播による高調波
の飛び込みが原因であると考えて、図６のように、整合
回路を含むパワーアンプＨＰＡとロウパスフィルタを含
むアンテナ切換えスイッチＡＮＴＳＷとの間に所望の長
さの伝送線路（５０Ωセミリジッドケーブル(semi rigi
d cable)：以下、ケーブルと称する）Ｌを挿入するとと
もにその長さを変えて、図６の系全体での２倍高調波の
レベルを測定してみた。
ンプから送受信切換え回路側への空中伝播による高調波
の飛び込みが原因であると考えて、図６のように、整合
回路を含むパワーアンプＨＰＡとロウパスフィルタを含
むアンテナ切換えスイッチＡＮＴＳＷとの間に所望の長
さの伝送線路（５０Ωセミリジッドケーブル(semi rigi
d cable)：以下、ケーブルと称する）Ｌを挿入するとと
もにその長さを変えて、図６の系全体での２倍高調波の
レベルを測定してみた。
【００２１】その結果を図７に示す。この図７から、２
倍高調波のレベルはケーブルの長さに応じて変わるもの
の比例関係にはなく、ある周期性をもって変化している
ことに気がついた。このことから、ケーブルの挿入によ
る２倍高調波の低減効果は、２倍高調波の空中伝播では
なく出力パワーアンプと送受信切換え回路との間のある
位相関係が影響しているのではないかと考えるに至っ
た。そこで、ケーブルの長さと位相関係および周期性を
定量化するため、ケーブルの長さの変化量を２倍波イン
ピーダンスの位相変化量に換算してみた。
倍高調波のレベルはケーブルの長さに応じて変わるもの
の比例関係にはなく、ある周期性をもって変化している
ことに気がついた。このことから、ケーブルの挿入によ
る２倍高調波の低減効果は、２倍高調波の空中伝播では
なく出力パワーアンプと送受信切換え回路との間のある
位相関係が影響しているのではないかと考えるに至っ
た。そこで、ケーブルの長さと位相関係および周期性を
定量化するため、ケーブルの長さの変化量を２倍波イン
ピーダンスの位相変化量に換算してみた。
【００２２】具体的には、整合回路とケーブルとの接続
点からケーブル側を見た時の２倍波インピーダンスＺAN
Tを測定することによりケーブルの長さと２倍波インピ
ーダンスの相対的な位相関係を調べた。その結果を図８
に示す。図８より、ケーブルの長さと２倍波インピーダ
ンスの相対位相との間には明らかに相関があることが分
かる。これに基づいて、ケーブルの長さを変化させた場
合の上記２倍波インピーダンスＺANTと２倍高調波のレ
ベルを、周波数１８３０ＭＨｚの信号について調べた。
その結果を図９および図１０に示す。
点からケーブル側を見た時の２倍波インピーダンスＺAN
Tを測定することによりケーブルの長さと２倍波インピ
ーダンスの相対的な位相関係を調べた。その結果を図８
に示す。図８より、ケーブルの長さと２倍波インピーダ
ンスの相対位相との間には明らかに相関があることが分
かる。これに基づいて、ケーブルの長さを変化させた場
合の上記２倍波インピーダンスＺANTと２倍高調波のレ
ベルを、周波数１８３０ＭＨｚの信号について調べた。
その結果を図９および図１０に示す。
【００２３】図９は各２倍波インピーダンスＺANTを、
スミスチャートにおいてショート点（Ｚ＝０）を基準点
（位相０）として時計回りに位相を回してプロットした
もの、図１０は図９の各点〜の基準点「０」からの
相対的な位相と２倍高調波レベルとの関係を表わしたも
のである。なお、図９および図１０において、はケー
ブルの始端側のコネクタにおいて生じる位相回り、は
ケーブルの終端側のコネクタにおいて生じる位相回りで
ある。図１０より、２倍高調波レベルは２倍波インピー
ダンスの相対位相に対して周期的に変化していることが
分かる。
スミスチャートにおいてショート点（Ｚ＝０）を基準点
（位相０）として時計回りに位相を回してプロットした
もの、図１０は図９の各点〜の基準点「０」からの
相対的な位相と２倍高調波レベルとの関係を表わしたも
のである。なお、図９および図１０において、はケー
ブルの始端側のコネクタにおいて生じる位相回り、は
ケーブルの終端側のコネクタにおいて生じる位相回りで
ある。図１０より、２倍高調波レベルは２倍波インピー
ダンスの相対位相に対して周期的に変化していることが
分かる。
【００２４】ＧＳＭとＤＣＳのデュアルバンド方式の規
格では前述のように１８０５〜１８３０ＭＨｚの帯域で
の２倍波レベルが−３６ｄＢｍ以下であることが定めら
れている。従って、図１０よりとを除く〜およ
び〜の点で規格を満足している。さらに、約１０％
のマージンを考慮して、「２倍波レベル−４０ｄＢｍ以
下」を条件にすると、と〜の位相において条件を
満足し、と〜の位相において条件を満足していな
いことが分かる。これを図９において示すと、破線Ａで
囲まれた領域にある位相が条件を満たさないものであ
る。
格では前述のように１８０５〜１８３０ＭＨｚの帯域で
の２倍波レベルが−３６ｄＢｍ以下であることが定めら
れている。従って、図１０よりとを除く〜およ
び〜の点で規格を満足している。さらに、約１０％
のマージンを考慮して、「２倍波レベル−４０ｄＢｍ以
下」を条件にすると、と〜の位相において条件を
満足し、と〜の位相において条件を満足していな
いことが分かる。これを図９において示すと、破線Ａで
囲まれた領域にある位相が条件を満たさないものであ
る。
【００２５】次に、整合回路とケーブルとの接続点から
整合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPAの
位相を求めたところ約２００°であった。これを図１０
に示すと、符号ａ１，ａ２のような位相位置になる。こ
れより、整合回路とケーブルとの接続点からケーブル側
を見たときの２倍波インピーダンスＺANTの位相と、整
合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPAの位
相とが一致する位置で２倍高調波レベルが最も大きくな
り、逆に両者の位相関係が１８０°ずれた位置でレベル
が最も小さくなることが分かる。
整合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPAの
位相を求めたところ約２００°であった。これを図１０
に示すと、符号ａ１，ａ２のような位相位置になる。こ
れより、整合回路とケーブルとの接続点からケーブル側
を見たときの２倍波インピーダンスＺANTの位相と、整
合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPAの位
相とが一致する位置で２倍高調波レベルが最も大きくな
り、逆に両者の位相関係が１８０°ずれた位置でレベル
が最も小さくなることが分かる。
【００２６】一方、整合回路とケーブルとの接続点から
整合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPA
を、上記各点〜とともにスミスチャート上にプロッ
トすると、図１１に▲印で示すような位置になる。そし
て、この点を基準とすると上記各位相のうち上記「２倍
波レベル−４０ｄＢｍ以下」の条件を満たすものは、Ｚ
HPAの位相から９０°〜１８０°の範囲に包含されるこ
とが分かった。
整合回路側を見たときの２倍波インピーダンスＺHPA
を、上記各点〜とともにスミスチャート上にプロッ
トすると、図１１に▲印で示すような位置になる。そし
て、この点を基準とすると上記各位相のうち上記「２倍
波レベル−４０ｄＢｍ以下」の条件を満たすものは、Ｚ
HPAの位相から９０°〜１８０°の範囲に包含されるこ
とが分かった。
【００２７】ここで、前述のように、ＺHPAの位相から
１８０°ずれた位置で２倍波レベルが最も良くなること
から考えると、図１１にはプロットされているものはな
いが、１８０°〜２７０°の範囲の位相でも「２倍波レ
ベル−４０ｄＢｍ以下」の条件を満たすことが推測でき
る。つまり、ＺHPAの位相から１８０°±９０°の範囲
に入るような２倍波インピーダンスＺANTとなるように
ケーブルの長さを決定してやれば、条件を満たすことが
できる。
１８０°ずれた位置で２倍波レベルが最も良くなること
から考えると、図１１にはプロットされているものはな
いが、１８０°〜２７０°の範囲の位相でも「２倍波レ
ベル−４０ｄＢｍ以下」の条件を満たすことが推測でき
る。つまり、ＺHPAの位相から１８０°±９０°の範囲
に入るような２倍波インピーダンスＺANTとなるように
ケーブルの長さを決定してやれば、条件を満たすことが
できる。
【００２８】なお、１８０°±９０°の範囲は２倍波レ
ベルを−４０ｄＢｍ以下にするための条件であり、上限
値を変えればそれに応じて範囲も変わる。例えば、マー
ジンを２５％としてレベルを−４５ｄＢｍ以下に設定し
た場合には、図１０よりとの点しか条件を満たすこ
とができないので、その場合の範囲は図１１より１８０
°±４５°であることが分かる。
ベルを−４０ｄＢｍ以下にするための条件であり、上限
値を変えればそれに応じて範囲も変わる。例えば、マー
ジンを２５％としてレベルを−４５ｄＢｍ以下に設定し
た場合には、図１０よりとの点しか条件を満たすこ
とができないので、その場合の範囲は図１１より１８０
°±４５°であることが分かる。
【００２９】ところが、比誘電率が程度のセラミック
を基板とし、それにケーブルを配置して、該ケーブルで
上記のような位相関係を満足させようと考えたところ、
上記のような位相関係を満たすためのケーブルの長さは
１０数ｍｍにも達し、出力パワーアンプと整合回路とロ
ウパスフィルタと送受信切換え回路とを１モジュール化
する際に、モジュールの小型化に対する障害になること
が分かった。そこで、ロウパスフィルタにおいて位相を
調整することを思いつき、そのようなロウパスフィルタ
の形式について検討を行なった。その結果、図３（ｂ）
に示すようなロウパスフィルタを使用することで、基本
波を低損失で伝送できかつ２倍高調波を規格以下に低減
できるモジュールを実現できることを見出し、本発明に
至った。
を基板とし、それにケーブルを配置して、該ケーブルで
上記のような位相関係を満足させようと考えたところ、
上記のような位相関係を満たすためのケーブルの長さは
１０数ｍｍにも達し、出力パワーアンプと整合回路とロ
ウパスフィルタと送受信切換え回路とを１モジュール化
する際に、モジュールの小型化に対する障害になること
が分かった。そこで、ロウパスフィルタにおいて位相を
調整することを思いつき、そのようなロウパスフィルタ
の形式について検討を行なった。その結果、図３（ｂ）
に示すようなロウパスフィルタを使用することで、基本
波を低損失で伝送できかつ２倍高調波を規格以下に低減
できるモジュールを実現できることを見出し、本発明に
至った。
【００３０】なお、図３（ａ）に示す回路形式のロウパ
スフィルタを使用してインダクタンスと容量の定数を変
えることでも２倍波インピーダンスの位相を回転させる
ことは可能であるが、そのようにするとフィルタ本来の
２倍波に対する減衰量が劣化するので好ましくない。
スフィルタを使用してインダクタンスと容量の定数を変
えることでも２倍波インピーダンスの位相を回転させる
ことは可能であるが、そのようにするとフィルタ本来の
２倍波に対する減衰量が劣化するので好ましくない。
【００３１】図１は、ＧＳＭとＤＣＳの２つの方式によ
る送受信が可能なデュアルバンド方式の携帯電話機に利
用して好適なフロントエンド部の一実施例を示す。図１
において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１０
０は本発明を適用したフロントエンド・モジュール、２
００は受信信号を中間周波数にダウンコンバートして復
調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調した
りする高周波処理回路、３００は音声信号をベースバン
ド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したりす
るベースバンド回路、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号か
らノイズを除去するフィルタ、ＬＮＡ１，ＬＮＡ２は受
信信号を増幅するロウノイズ・アンプである。
る送受信が可能なデュアルバンド方式の携帯電話機に利
用して好適なフロントエンド部の一実施例を示す。図１
において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１０
０は本発明を適用したフロントエンド・モジュール、２
００は受信信号を中間周波数にダウンコンバートして復
調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調した
りする高周波処理回路、３００は音声信号をベースバン
ド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したりす
るベースバンド回路、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号か
らノイズを除去するフィルタ、ＬＮＡ１，ＬＮＡ２は受
信信号を増幅するロウノイズ・アンプである。
【００３２】なお、これらのうち例えばフィルタＦＬＴ
１とアンプＬＮＡ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ
２とアンプＬＮＡ２はＤＣＳ用の回路とされる。高周波
処理回路２００は１つあるいは数個の半導体集積回路で
構成されている。ベースバンド回路３００は、ＤＳＰ
（Digital Signal Processor）やマイクロプロセッサ、
半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成することが
できる。
１とアンプＬＮＡ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ
２とアンプＬＮＡ２はＤＣＳ用の回路とされる。高周波
処理回路２００は１つあるいは数個の半導体集積回路で
構成されている。ベースバンド回路３００は、ＤＳＰ
（Digital Signal Processor）やマイクロプロセッサ、
半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成することが
できる。
【００３３】フロントエンド・モジュール１００は、高
周波処理回路２００からの送信信号を増幅する出力パワ
ーアンプ１１１，１１２、インピーダンス整合回路１２
１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３
１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１
４２、受信信号から直流成分をカットする容量１５１，
１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と１．８Ｇ
Ｈｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波器１６０
などから構成され、これらの回路および素子は後述のよ
うに１つのセラミック基板上に実装されてモジュールを
構成する。
周波処理回路２００からの送信信号を増幅する出力パワ
ーアンプ１１１，１１２、インピーダンス整合回路１２
１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３
１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１
４２、受信信号から直流成分をカットする容量１５１，
１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と１．８Ｇ
Ｈｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波器１６０
などから構成され、これらの回路および素子は後述のよ
うに１つのセラミック基板上に実装されてモジュールを
構成する。
【００３４】この実施例のモジュールは、送受信用アン
テナＡＮＴが接続される端子１７０のインピーダンスが
５０Ωとなるように構成される。また、インピーダンス
整合回路１２１，１２２と高調波を減衰させるロウパス
フィルタ１３１，１３２との接続点のインピーダンスお
よびロウパスフィルタ１３１，１３２と送受信切替え用
のスイッチ回路１４１，１４２の接続点のインピーダン
スもそれぞれ５０Ωとなるように設計されている。
テナＡＮＴが接続される端子１７０のインピーダンスが
５０Ωとなるように構成される。また、インピーダンス
整合回路１２１，１２２と高調波を減衰させるロウパス
フィルタ１３１，１３２との接続点のインピーダンスお
よびロウパスフィルタ１３１，１３２と送受信切替え用
のスイッチ回路１４１，１４２の接続点のインピーダン
スもそれぞれ５０Ωとなるように設計されている。
【００３５】また、特に制限されるものでないが、この
実施例においては、送受信切替え用のスイッチ回路１４
１，１４２はベースバンド回路３００から供給される切
換え制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２によって切換えが行な
われるように構成されている。
実施例においては、送受信切替え用のスイッチ回路１４
１，１４２はベースバンド回路３００から供給される切
換え制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２によって切換えが行な
われるように構成されている。
【００３６】図２は、図１のフロントエンド・モジュー
ル１００における一方の送信部（例えばＧＳＭ）の具体
的な回路構成例を示す。図２において、Ｔｒ１は出力パ
ワーアンプ１１１の最終段のトランジスタで、このトラ
ンジスタＴｒ１のゲート端子に送信信号が入力され、ド
レイン端子には基本波の１／４波長の電気長を有するλ
／４伝送線路ＴＬ１を介して電源電圧Ｖｄが印加されて
おり、λ／４伝送線路ＴＬ１とトランジスタＴｒ１のド
レイン端子との接続ノードにインピーダンス整合回路１
２１が接続されている。なお、ＴＬ１は、λ／４線路で
なく、コイルインダクタンスであっても良い。
ル１００における一方の送信部（例えばＧＳＭ）の具体
的な回路構成例を示す。図２において、Ｔｒ１は出力パ
ワーアンプ１１１の最終段のトランジスタで、このトラ
ンジスタＴｒ１のゲート端子に送信信号が入力され、ド
レイン端子には基本波の１／４波長の電気長を有するλ
／４伝送線路ＴＬ１を介して電源電圧Ｖｄが印加されて
おり、λ／４伝送線路ＴＬ１とトランジスタＴｒ１のド
レイン端子との接続ノードにインピーダンス整合回路１
２１が接続されている。なお、ＴＬ１は、λ／４線路で
なく、コイルインダクタンスであっても良い。
【００３７】特に制限されるものでないが、この実施例
においては、インピーダンス整合回路１２１は、インダ
クタンス素子と容量素子とからなる並列共振回路ＰＲ
と、伝送線路と容量素子とからなる整合手段ＩＭと、ロ
ウパスフィルタ１３１側からパワーアンプ側への直流ノ
イズをカットする容量素子ＤＣが設けられており、イン
ピーダンス整合回路１２１の出力ノードのインピーダン
スは５０Ωになるように回路の定数が設定されている。
出力用トランジスタＴｒ１は、図２にはＭＯＳＦＥＴと
して示されているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイ
ポーラトランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接
合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（high
-electron-mobility transistor）等であってもよい。
においては、インピーダンス整合回路１２１は、インダ
クタンス素子と容量素子とからなる並列共振回路ＰＲ
と、伝送線路と容量素子とからなる整合手段ＩＭと、ロ
ウパスフィルタ１３１側からパワーアンプ側への直流ノ
イズをカットする容量素子ＤＣが設けられており、イン
ピーダンス整合回路１２１の出力ノードのインピーダン
スは５０Ωになるように回路の定数が設定されている。
出力用トランジスタＴｒ１は、図２にはＭＯＳＦＥＴと
して示されているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイ
ポーラトランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接
合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（high
-electron-mobility transistor）等であってもよい。
【００３８】送受信切替え用のスイッチ回路１４１は、
入力端と出力端のインピーダンスが５０Ωであり、ロウ
パスフィルタ１３１側から見たインピーダンスの位相を
変化させないものが望ましいが、かかる特性を有するス
イッチ回路は一般的な設計者であれば比較的容易に設計
できるとともに、従来より携帯電話機用のアンテナスイ
ッチ回路モジュールで用いられているスイッチ回路によ
って実現できるので、具体的な回路例は省略する。
入力端と出力端のインピーダンスが５０Ωであり、ロウ
パスフィルタ１３１側から見たインピーダンスの位相を
変化させないものが望ましいが、かかる特性を有するス
イッチ回路は一般的な設計者であれば比較的容易に設計
できるとともに、従来より携帯電話機用のアンテナスイ
ッチ回路モジュールで用いられているスイッチ回路によ
って実現できるので、具体的な回路例は省略する。
【００３９】分波器１６０は、並列共振回路および該並
列共振回路のアンテナ端子１７０と反対側のノードと接
地電位点との間に接続された容量素子と共振回路と送受
信切替え用のスイッチ回路１４１との間に設けられたＤ
Ｃ遮断用容量素子Ｃ１１とからなるロウパスフィルタＬ
ＰＦと、並列共振回路および該並列共振回路のアンテナ
端子１７０と反対側のノードと接地電位点との間に接続
されたインダクタンス素子と共振回路と送受信切替え用
のスイッチ回路１４２との間に設けられたＤＣ遮断用容
量素子Ｃ１２からなるハイパスフィルタＨＰＦと、から
構成されている。
列共振回路のアンテナ端子１７０と反対側のノードと接
地電位点との間に接続された容量素子と共振回路と送受
信切替え用のスイッチ回路１４１との間に設けられたＤ
Ｃ遮断用容量素子Ｃ１１とからなるロウパスフィルタＬ
ＰＦと、並列共振回路および該並列共振回路のアンテナ
端子１７０と反対側のノードと接地電位点との間に接続
されたインダクタンス素子と共振回路と送受信切替え用
のスイッチ回路１４２との間に設けられたＤＣ遮断用容
量素子Ｃ１２からなるハイパスフィルタＨＰＦと、から
構成されている。
【００４０】ロウパスフィルタ１３１は、インダクタン
ス素子Ｌ０と容量素子Ｃ０とからなる並列共振回路およ
び該共振回路の出力点と接地電位点との間に接続され基
本波の低損失化とインピーダンス整合を図るための容量
素子Ｃ２とから構成されている。このような形式のロウ
パスフィルタを使用することにより、２倍波インピーダ
ンスの位相を所望の位置に回転させて２倍高調波レベル
を−４０ｄＢｍ以下にしている。以下、このフィルタの
特性について詳しく説明する。
ス素子Ｌ０と容量素子Ｃ０とからなる並列共振回路およ
び該共振回路の出力点と接地電位点との間に接続され基
本波の低損失化とインピーダンス整合を図るための容量
素子Ｃ２とから構成されている。このような形式のロウ
パスフィルタを使用することにより、２倍波インピーダ
ンスの位相を所望の位置に回転させて２倍高調波レベル
を−４０ｄＢｍ以下にしている。以下、このフィルタの
特性について詳しく説明する。
【００４１】図３（ａ）に示すインダクタンス素子Ｌ０
と容量素子Ｃ０とを並列に接続した共振回路と該共振回
路の入力点および出力点と接地電位点との間に接続され
基本波の低損失化とインピーダンス整合を図るための容
量素子Ｃ１，Ｃ２からなる一般的なロウパスフィルタの
２倍波減衰特性を示すと図４（ａ）のようになる。ま
た、図３（ａ）の回路から入力端側の容量Ｃ１を省略し
た図３（ｂ）のロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示
すと図４（ｂ）のようになる。図４（ａ）と（ｂ）を比
較すると分かるように、いずれのフィルタもフィルタそ
れ自身は２倍高調波を同じ程度に減衰することができ
る。
と容量素子Ｃ０とを並列に接続した共振回路と該共振回
路の入力点および出力点と接地電位点との間に接続され
基本波の低損失化とインピーダンス整合を図るための容
量素子Ｃ１，Ｃ２からなる一般的なロウパスフィルタの
２倍波減衰特性を示すと図４（ａ）のようになる。ま
た、図３（ａ）の回路から入力端側の容量Ｃ１を省略し
た図３（ｂ）のロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示
すと図４（ｂ）のようになる。図４（ａ）と（ｂ）を比
較すると分かるように、いずれのフィルタもフィルタそ
れ自身は２倍高調波を同じ程度に減衰することができ
る。
【００４２】一方、図３（ａ）と（ｂ）のフィルタの位
相特性をスミスチャートで表わすと図５のようになる。
図５において、ＬＰＦａは図３（ａ）のフィルタの位相
特性を、ＬＰＦｂは図３（ｂ）のフィルタの位相特性を
それぞれ示している。また、▼印は図３（ａ）のフィル
タにおける２倍波（１．８ＧＨｚ）インピーダンスの位
相位置を、また▽印は図３（ｂ）のフィルタにおける２
倍波インピーダンスの位相位置を示す。
相特性をスミスチャートで表わすと図５のようになる。
図５において、ＬＰＦａは図３（ａ）のフィルタの位相
特性を、ＬＰＦｂは図３（ｂ）のフィルタの位相特性を
それぞれ示している。また、▼印は図３（ａ）のフィル
タにおける２倍波（１．８ＧＨｚ）インピーダンスの位
相位置を、また▽印は図３（ｂ）のフィルタにおける２
倍波インピーダンスの位相位置を示す。
【００４３】図５より、図３（ｂ）のフィルタを使用す
れば、図３（ａ）のフィルタの２倍波インピーダンス位
相に対して約９０°位相を回転できることが分かる。こ
れによって、２倍高調波に対してわざとフィルタ回路が
位相マッチングしないようにして、フィルタを通過する
間に２倍高調波を低減させることができる。
れば、図３（ａ）のフィルタの２倍波インピーダンス位
相に対して約９０°位相を回転できることが分かる。こ
れによって、２倍高調波に対してわざとフィルタ回路が
位相マッチングしないようにして、フィルタを通過する
間に２倍高調波を低減させることができる。
【００４４】発明の課題の欄で説明したように、図３
（ａ）のような一般的なロウパスフィルタを整合回路の
後段に接続したモジュールでは２倍高調波を−３０ｄＢ
ｍ以下に低減できないが、図３（ｂ）のフィルタを使用
した図１の実施例のモジュールでは２倍波インピーダン
スの位相を約９０°回転させることで２倍高調波を−３
０ｄＢｍ以下に低減させることができる。
（ａ）のような一般的なロウパスフィルタを整合回路の
後段に接続したモジュールでは２倍高調波を−３０ｄＢ
ｍ以下に低減できないが、図３（ｂ）のフィルタを使用
した図１の実施例のモジュールでは２倍波インピーダン
スの位相を約９０°回転させることで２倍高調波を−３
０ｄＢｍ以下に低減させることができる。
【００４５】なお、図３（ａ）のフィルタの基本波（９
００ＭＨｚ）に対するインピーダンスの位相は、図５の
スミスチャートでは▲印で示すように中央（５０Ωで損
失無しの点）に位置する。一方、図３（ｂ）のフィルタ
の基本波に対するインピーダンスの位相は、図５のスミ
スチャートでは△印のような所に位置する。図３（ａ）
のフィルタも図３（ｂ）のフィルタも、もともと基本波
に対する挿入損失は非常に小さいので、インピーダンス
の位相不整合による減衰作用は無視できる程度に低い。
００ＭＨｚ）に対するインピーダンスの位相は、図５の
スミスチャートでは▲印で示すように中央（５０Ωで損
失無しの点）に位置する。一方、図３（ｂ）のフィルタ
の基本波に対するインピーダンスの位相は、図５のスミ
スチャートでは△印のような所に位置する。図３（ａ）
のフィルタも図３（ｂ）のフィルタも、もともと基本波
に対する挿入損失は非常に小さいので、インピーダンス
の位相不整合による減衰作用は無視できる程度に低い。
【００４６】ところで、図３（ｂ）のフィルタは、低損
失化の容量Ｃ１，Ｃ２のうちＣ１を持たないため、図４
（ａ）と（ｂ）とを比較すると明らかなように、図３
（ａ）のロウパスフィルタに比べると伝送損失が多少増
加する。しかし、その増加量は比較的小さいので、伝送
損失の低下があっても２倍高調波を−３０ｄＢｍ以下に
低減することができるという利点から、モジュールのト
ータルの性能としては本実施例のモジュールの方が高い
と考え、図３（ｂ）の回路形式のフィルタを採用するこ
ととした。
失化の容量Ｃ１，Ｃ２のうちＣ１を持たないため、図４
（ａ）と（ｂ）とを比較すると明らかなように、図３
（ａ）のロウパスフィルタに比べると伝送損失が多少増
加する。しかし、その増加量は比較的小さいので、伝送
損失の低下があっても２倍高調波を−３０ｄＢｍ以下に
低減することができるという利点から、モジュールのト
ータルの性能としては本実施例のモジュールの方が高い
と考え、図３（ｂ）の回路形式のフィルタを採用するこ
ととした。
【００４７】また、２つのモジュールで構成された従来
のフロントエンド部では、２つのモジュールの配置を変
えることでモジュール間を結合する伝送線路（配線）の
長さを変えて２倍高調波を低減させていたが、モジュー
ルの配置は設計者の経験による感で決定しており、モジ
ュールの配置を正確に決定する有効な手段がないととも
に、伝送線路の長さが長くなってシステムの小型化を妨
げる原因となっていた。
のフロントエンド部では、２つのモジュールの配置を変
えることでモジュール間を結合する伝送線路（配線）の
長さを変えて２倍高調波を低減させていたが、モジュー
ルの配置は設計者の経験による感で決定しており、モジ
ュールの配置を正確に決定する有効な手段がないととも
に、伝送線路の長さが長くなってシステムの小型化を妨
げる原因となっていた。
【００４８】これに対し、本実施例を適用することによ
りモジュールの小型化が容易になるとともに、確実に２
倍高調波を低減させることができるようになる。なお、
２モジュールで構成された従来のフロントエンド部で、
２つのモジュールの配置を変えるということは、モジュ
ール間を結合する伝送線路（配線）の長さを変えること
に相当し、伝送線路の長さを変えることによって結果と
して本実施例のフィルタ回路のようにインピーダンスの
位相を回転させていたものと考えることはできる。しか
し、従来の設計は、伝送線路（配線）の長さを変えるこ
とでインピーダンスの位相を回転させるという積極的な
意図を持って行なっていたものではなかった。仮にその
ような意図で行なっているのならば、経験によらず計算
で伝送線路の長さを決定できたはずだからである。
りモジュールの小型化が容易になるとともに、確実に２
倍高調波を低減させることができるようになる。なお、
２モジュールで構成された従来のフロントエンド部で、
２つのモジュールの配置を変えるということは、モジュ
ール間を結合する伝送線路（配線）の長さを変えること
に相当し、伝送線路の長さを変えることによって結果と
して本実施例のフィルタ回路のようにインピーダンスの
位相を回転させていたものと考えることはできる。しか
し、従来の設計は、伝送線路（配線）の長さを変えるこ
とでインピーダンスの位相を回転させるという積極的な
意図を持って行なっていたものではなかった。仮にその
ような意図で行なっているのならば、経験によらず計算
で伝送線路の長さを決定できたはずだからである。
【００４９】図１２には、図１に示されている回路をモ
ジュール化したときのデバイス構造を示す。なお、図１
２は実施例のフロントエンド・モジュールの構造を正確
に表わしたものではなく、その概略が分かるように細部
を省略した構造図として表わしたものである。
ジュール化したときのデバイス構造を示す。なお、図１
２は実施例のフロントエンド・モジュールの構造を正確
に表わしたものではなく、その概略が分かるように細部
を省略した構造図として表わしたものである。
【００５０】図１２に示されているように、本実施例の
モジュールの本体１０は、アルミナなどのセラミック板
からなる複数の誘電体板１１を積層して一体化した構造
にされている。各誘電体板１１の表面または裏面には、
所定のパターンに形成し表面に金メッキを施した銅など
の導電体からなる導体層１２が設けられている。１２ａ
は導体層１２からなる配線パターンである。また、各誘
電体板１１の表裏の導体層１２もしくは配線パターン同
士を接続するために、各誘電体板１１にはスルーホール
と呼ばれる孔１３が設けられ、この孔内には導電体が充
填されている。
モジュールの本体１０は、アルミナなどのセラミック板
からなる複数の誘電体板１１を積層して一体化した構造
にされている。各誘電体板１１の表面または裏面には、
所定のパターンに形成し表面に金メッキを施した銅など
の導電体からなる導体層１２が設けられている。１２ａ
は導体層１２からなる配線パターンである。また、各誘
電体板１１の表裏の導体層１２もしくは配線パターン同
士を接続するために、各誘電体板１１にはスルーホール
と呼ばれる孔１３が設けられ、この孔内には導電体が充
填されている。
【００５１】図１２の実施例のモジュールでは、６枚の
誘電体板１１が積層されており、上から第１層目と第３
層目と第６層目の裏面側にはほぼ全面にわたって導体層
１２が形成され、それぞれ接地電位ＧＮＤを供給するグ
ランド層とされている。そして、残りの各誘電体板１１
の表裏面の導体層１２は、伝送線路等を構成するのに使
用されている。この導体層１２の幅と誘電体板１１の厚
みを適宜に設定することにより、伝送線路はインピーダ
ンスが５０Ωとなるように形成される。
誘電体板１１が積層されており、上から第１層目と第３
層目と第６層目の裏面側にはほぼ全面にわたって導体層
１２が形成され、それぞれ接地電位ＧＮＤを供給するグ
ランド層とされている。そして、残りの各誘電体板１１
の表裏面の導体層１２は、伝送線路等を構成するのに使
用されている。この導体層１２の幅と誘電体板１１の厚
みを適宜に設定することにより、伝送線路はインピーダ
ンスが５０Ωとなるように形成される。
【００５２】第１層目から第３層目の誘電体板１１に
は、ＧＳＭ系のパワーアンプＩＣ２１とＤＣＳ系のパワ
ーアンプＩＣ２２を設置するために矩形状の穴が設けら
れ、この穴の内側に各ＩＣが挿入され穴の底に接合材１
４によって固定されているとともに、その穴の底に相当
する第４層目の誘電体板１１とそれよりも下側の各誘電
体板１１にはビアホールと呼ばれる孔１５が設けられ、
この孔内にも導電体が充填されている。このビアホール
内の導電体は、ＩＣ２１，ＩＣ２２で発生した熱を最下
層の導体層に伝達して放熱効率を向上させる役目を担っ
ている。
は、ＧＳＭ系のパワーアンプＩＣ２１とＤＣＳ系のパワ
ーアンプＩＣ２２を設置するために矩形状の穴が設けら
れ、この穴の内側に各ＩＣが挿入され穴の底に接合材１
４によって固定されているとともに、その穴の底に相当
する第４層目の誘電体板１１とそれよりも下側の各誘電
体板１１にはビアホールと呼ばれる孔１５が設けられ、
この孔内にも導電体が充填されている。このビアホール
内の導電体は、ＩＣ２１，ＩＣ２２で発生した熱を最下
層の導体層に伝達して放熱効率を向上させる役目を担っ
ている。
【００５３】ＩＣ２１，ＩＣ２２の上面の電極と所定の
配線パターン１２ａとはボンディングワイヤ３１により
電気的に接続されている。また、第１層目の誘電体板１
１の表面には、前記整合回路１２１やフィルタ回路１３
１等を構成するための容量素子や抵抗素子、インダクタ
ンス素子などのチップ型電子部品３２が複数個搭載され
ている。なお、これらの素子は、電子部品を使用せずに
誘電体板１１の表裏面の導体層を利用して基板内部に形
成することも可能である。
配線パターン１２ａとはボンディングワイヤ３１により
電気的に接続されている。また、第１層目の誘電体板１
１の表面には、前記整合回路１２１やフィルタ回路１３
１等を構成するための容量素子や抵抗素子、インダクタ
ンス素子などのチップ型電子部品３２が複数個搭載され
ている。なお、これらの素子は、電子部品を使用せずに
誘電体板１１の表裏面の導体層を利用して基板内部に形
成することも可能である。
【００５４】実施例のモジュールをプリント基板に実装
して電気的接続を図るための外部端子は、図１３に示す
ように、モジュール本体１０の裏面に所定の形状に形成
された導体層からなる電極パッド４１として設けられて
おり、この電極パッドとシステムのプリント基板上に設
けられている対応する部位（配線の一部もしくは配線と
接続されている導電層）との間に半田ボール等を介在さ
せることによりプリント基板上に実装させることができ
るように構成されている。なお、図１３に示されている
電極パッド４１の配置と形状は一例であり、これに限定
されるものでない。また、図１３において、電極パッド
４１以外の部位には、前述したように、接地電位を供給
するグランド層となる導体層１２がほぼ全面的に形成さ
れている。
して電気的接続を図るための外部端子は、図１３に示す
ように、モジュール本体１０の裏面に所定の形状に形成
された導体層からなる電極パッド４１として設けられて
おり、この電極パッドとシステムのプリント基板上に設
けられている対応する部位（配線の一部もしくは配線と
接続されている導電層）との間に半田ボール等を介在さ
せることによりプリント基板上に実装させることができ
るように構成されている。なお、図１３に示されている
電極パッド４１の配置と形状は一例であり、これに限定
されるものでない。また、図１３において、電極パッド
４１以外の部位には、前述したように、接地電位を供給
するグランド層となる導体層１２がほぼ全面的に形成さ
れている。
【００５５】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。
【００５６】例えば、図１のモジュールでは、出力パ
ワーアンプ１１１，１１２と、インピーダンス整合回
路１２１，１２２と、ロウパスフィルタ１３１，１３
２と、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２
と、直流カット用の容量１５１，１５２と、分波器
１６０とを１つのセラミック基板に搭載しモジュールと
して構成したが、出力パワーアンプ１１１，１１２
と、インピーダンス整合回路１２１，１２２と、ロ
ウパスフィルタ１３１，１３２とを１つのモジュールと
して構成する場合や出力パワーアンプ１１１，１１２
と、インピーダンス整合回路１２１，１２２と、ロ
ウパスフィルタ１３１，１３２と、送受信切替え用の
スイッチ回路１４１，１４２とを１つのモジュールとし
て構成する場合等にも本発明を適用することができ、そ
れによって同様な効果を得ることができる。
ワーアンプ１１１，１１２と、インピーダンス整合回
路１２１，１２２と、ロウパスフィルタ１３１，１３
２と、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２
と、直流カット用の容量１５１，１５２と、分波器
１６０とを１つのセラミック基板に搭載しモジュールと
して構成したが、出力パワーアンプ１１１，１１２
と、インピーダンス整合回路１２１，１２２と、ロ
ウパスフィルタ１３１，１３２とを１つのモジュールと
して構成する場合や出力パワーアンプ１１１，１１２
と、インピーダンス整合回路１２１，１２２と、ロ
ウパスフィルタ１３１，１３２と、送受信切替え用の
スイッチ回路１４１，１４２とを１つのモジュールとし
て構成する場合等にも本発明を適用することができ、そ
れによって同様な効果を得ることができる。
【００５７】さらに、従来の高周波電力増幅器モジュー
ルには、通話に必要な出力電力となるようにパワーアン
プの後段にパワーアンプの出力レベルを検出するカプラ
と、該カプラの出力に基づいて出力トランジスタ素子の
バイアス電圧を制御するＡＰＣ（Automatic Power Cont
rol）回路とを設けたものがあるが、本実施例のフロン
トエンド・モジュールにおいても同様なカプラとＡＰＣ
回路をも含んで１モジュールとして構成するようにして
も良い。
ルには、通話に必要な出力電力となるようにパワーアン
プの後段にパワーアンプの出力レベルを検出するカプラ
と、該カプラの出力に基づいて出力トランジスタ素子の
バイアス電圧を制御するＡＰＣ（Automatic Power Cont
rol）回路とを設けたものがあるが、本実施例のフロン
トエンド・モジュールにおいても同様なカプラとＡＰＣ
回路をも含んで１モジュールとして構成するようにして
も良い。
【００５８】また、図２の実施例においては、整合回路
１２１の後段にロウパスフィルタ１３１を一つだけ接続
したものを示しているが、さらにその後段にロウパスフ
ィルタを接続して３次以上の高調波を減衰できるように
しても良い。さらに、図２の実施例においては、整合回
路１２１内にも共振回路ＰＲが設けられているが、この
共振回路を省略した伝送線と容量素子とからなる整合回
路とするようにしてもよい。送受信切替え用のスイッチ
回路１４１も図２に示されている構成のものに限定され
ない。
１２１の後段にロウパスフィルタ１３１を一つだけ接続
したものを示しているが、さらにその後段にロウパスフ
ィルタを接続して３次以上の高調波を減衰できるように
しても良い。さらに、図２の実施例においては、整合回
路１２１内にも共振回路ＰＲが設けられているが、この
共振回路を省略した伝送線と容量素子とからなる整合回
路とするようにしてもよい。送受信切替え用のスイッチ
回路１４１も図２に示されている構成のものに限定され
ない。
【００５９】以上の説明では主として本発明者によって
なされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭ
とＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバ
ンド携帯電話機に使用して有効なフロントエンド・モジ
ュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限
定されるものでなく、３以上の方式による送受信が可能
なマルチバンド携帯電話機や移動電話機などの無線通信
システムに利用することができる。
なされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭ
とＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバ
ンド携帯電話機に使用して有効なフロントエンド・モジ
ュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限
定されるものでなく、３以上の方式による送受信が可能
なマルチバンド携帯電話機や移動電話機などの無線通信
システムに利用することができる。
【００６０】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。すなわち、整合回路の後段に共振回路
からなるロウパスフィルタを設けた場合にも基本波を低
損失で伝送できかつモジュール全体で２倍高調波を所望
の値以下に低減することが可能な無線通信機用のモジュ
ールを得ることができる。また、これにより、従来は２
つのモジュールで構成されていたものを１つのモジュー
ルで構成することができ、このモジュールを使用した携
帯電話機などの無線通信機の小型化が可能になるという
効果がある。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。すなわち、整合回路の後段に共振回路
からなるロウパスフィルタを設けた場合にも基本波を低
損失で伝送できかつモジュール全体で２倍高調波を所望
の値以下に低減することが可能な無線通信機用のモジュ
ールを得ることができる。また、これにより、従来は２
つのモジュールで構成されていたものを１つのモジュー
ルで構成することができ、このモジュールを使用した携
帯電話機などの無線通信機の小型化が可能になるという
効果がある。
【図１】ＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受信が可
能なデュアルバンド携帯電話機に利用して好適なフロン
トエンド部の一実施例を示すブロック図である。
能なデュアルバンド携帯電話機に利用して好適なフロン
トエンド部の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１のフロントエンド・モジュールにおける一
方の送信部（例えばＧＳＭ）の具体的な回路構成例を示
す回路図である。
方の送信部（例えばＧＳＭ）の具体的な回路構成例を示
す回路図である。
【図３】図３（ａ）は共振回路を含むロウパスフィルタ
の一般的な回路例を示す回路図、図３（ｂ）は本発明を
適用したモジュールに用いたロウパスフィルタの回路例
を示す回路図である。
の一般的な回路例を示す回路図、図３（ｂ）は本発明を
適用したモジュールに用いたロウパスフィルタの回路例
を示す回路図である。
【図４】図４（ａ）は図３（ａ）のロウパスフィルタの
２倍波減衰特性を示すグラフ、図４（ｂ）は図３（ｂ）
のロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示すグラフであ
る。
２倍波減衰特性を示すグラフ、図４（ｂ）は図３（ｂ）
のロウパスフィルタの２倍波減衰特性を示すグラフであ
る。
【図５】図３（ａ）と（ｂ）のフィルタの位相特性を示
すスミスチャートである。
すスミスチャートである。
【図６】パワーアンプとアンテナ切換えスイッチとを接
続するケーブルの長さと２倍高調波レベルとの関係を調
べるために構成した系を示す概念図である。
続するケーブルの長さと２倍高調波レベルとの関係を調
べるために構成した系を示す概念図である。
【図７】図６の系でケーブルの長さを変えたときの２倍
高調波レベルと周波数との関係を示すグラフである。
高調波レベルと周波数との関係を示すグラフである。
【図８】図６の系におけるケーブルの長さと２倍高調波
のインピーダンスの相対位相との関係を示すグラフであ
る。
のインピーダンスの相対位相との関係を示すグラフであ
る。
【図９】図６の系において、パワーアンプとケーブルと
の接続点からアンテナスイッチ側を見たときのケーブル
の長さに対応した各２倍高調波のインピーダンスＺANT
の位相をスミスチャートに示した説明図である。
の接続点からアンテナスイッチ側を見たときのケーブル
の長さに対応した各２倍高調波のインピーダンスＺANT
の位相をスミスチャートに示した説明図である。
【図１０】図９の各点〜の基点「０」からの相対的
な位相と２倍高調波レベルとの関係を表わしたグラフで
ある。
な位相と２倍高調波レベルとの関係を表わしたグラフで
ある。
【図１１】図６の系において、パワーアンプとケーブル
との接続点からアンテナスイッチ側を見たときのケーブ
ルの長さに対応した各２倍高調波のインピーダンスＺAN
Tの位相と、パワーアンプとケーブルとの接続点からパ
ワーアンプ側を見たとき２倍高調波のインピーダンスＺ
HPAの位相との関係をスミスチャートに示した説明図で
ある。
との接続点からアンテナスイッチ側を見たときのケーブ
ルの長さに対応した各２倍高調波のインピーダンスＺAN
Tの位相と、パワーアンプとケーブルとの接続点からパ
ワーアンプ側を見たとき２倍高調波のインピーダンスＺ
HPAの位相との関係をスミスチャートに示した説明図で
ある。
【図１２】図１に示されている回路をモジュール化した
ときのデバイス構造を示す一部断面斜視図である。
ときのデバイス構造を示す一部断面斜視図である。
【図１３】実施例のモジュールの裏面の構成例を示す底
面図である。
面図である。
ＡＮＴ 送受信用アンテナ
ＦＬＴ１，ＦＬＴ２ フィルタ
ＬＮＡ１，ＬＮＡ２ ロウノイズ・アンプ
１００ フロントエンド・モジュール
１１１，１１２ 出力パワーアンプ
１２１，１２２ インピーダンス整合回路
１３１，１３２ ロウパスフィルタ
１４１，１４２ 送受信切替え用のスイッチ回路
１６０ 分波器
２００ 高周波処理回路
１０ モジュール本体
１１ 誘電体板
１２ 導体層
２１，２２ パワーアンプＩＣ
３１ ボンディングワイヤ
３２ チップ型電子部品（容量素子、インダクタンス
素子） ４１ 電極パッド
素子） ４１ 電極パッド
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 赤嶺 均
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
(72)発明者 伊藤 太加志
東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株
式会社日立製作所半導体グループ内
(72)発明者 新井 聡
東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株
式会社日立超エル・エス・アイ・システム
ズ内
Ｆターム(参考） 5J091 AA01 AA41 CA27 CA36 CA75
FA19 HA09 HA29 HA33 HA38
KA13 KA29 KA41 KA42 KA66
KA68 QA04 SA14 TA01 TA02
TA03 TA05
5K011 DA21 DA27 JA01
5K052 AA02 BB01 EE02 GG03 GG12
Claims (18)
- 【請求項１】 少なくとも出力パワーアンプと整合回路
とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭載され各
回路が上記順序で接続されてなる無線通信機用の電子部
品であって、 上記整合回路と上記ロウパスフィルタとの接続点から上
記ロウパスフィルタ側を見たときの２倍高調波のインピ
ーダンスの位相が、上記接続点から上記整合回路側を見
たときの２倍高調波のインピーダンスの位相に対して、
１８０°±９０°の範囲内に設定されていることを特徴
とする電子部品。 - 【請求項２】 上記ロウパスフィルタは、容量素子とイ
ンダクタンス素子とが並列に接続されてなる共振回路
と、該共振回路の出力点と定電位点との間に接続された
容量素子とから構成されていることを特徴とする請求項
１に記載の電子部品。 - 【請求項３】 上記整合回路は、容量素子とインダクタ
ンス素子とが並列に接続されてなる共振回路を含んで構
成されていることを特徴とする請求項２に記載の電子部
品。 - 【請求項４】 送信信号と受信信号の切換えを行なう送
受信切換え回路が、さらに上記絶縁基板に搭載されてい
ることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電
子部品。 - 【請求項５】 上記出力パワーアンプと整合回路とロウ
パスフィルタの組が、２以上の周波数帯の各周波数帯に
応じてそれぞれ設けられ、いずれか１つの周波数帯の２
倍高調波は他のいずれかの周波数帯にあることを特徴と
する請求項１〜４のいずれかに記載の電子部品。 - 【請求項６】 上記２以上の周波数帯の受信信号の分波
を行なう分波回路が、さらに上記絶縁基板に搭載されて
いることを特徴とする請求項５に記載の電子部品。 - 【請求項７】 ２以上の周波数帯で送信を行なう無線通
信機用の電子部品であって、 少なくとも出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィ
ルタの組が上記各周波数帯に応じてそれぞれ設けられか
つそれらが１つの絶縁基板上に搭載され、各組の出力パ
ワーアンプと整合回路とロウパスフィルタはそれぞれこ
の順序で接続されており、 上記整合回路と上記ロウパスフィルタとの接続点から上
記ロウパスフィルタ側を見たときの２倍高調波のインピ
ーダンスの位相が、上記ロウパスフィルタによって位相
整合しない位置に回転されていることを特徴とする電子
部品。 - 【請求項８】 上記ロウパスフィルタは、容量素子とイ
ンダクタンス素子とが並列に接続されてなる共振回路
と、該共振回路の出力点と定電位点との間に接続された
容量素子とから構成されていることを特徴とする請求項
７に記載の電子部品。 - 【請求項９】 上記整合回路は、容量素子とインダクタ
ンス素子とが並列に接続されてなる共振回路を含んで構
成されていることを特徴とする請求項８に記載の電子部
品。 - 【請求項１０】 送信信号と受信信号の切換えを行なう
送受信切換え回路が、さらに上記絶縁基板に搭載されて
いることを特徴とする請求項７〜９のいずれかに記載の
電子部品。 - 【請求項１１】 上記複数の周波数帯の受信信号の分波
を行なう分波回路が、さらに上記絶縁基板に搭載されて
いることを特徴とする請求項７〜１０のいずれかに記載
の電子部品。 - 【請求項１２】 ２以上の周波数帯で送信を行なう無線
通信機用の電子部品であって、 少なくとも出力パワーアンプと整合回路とロウパスフィ
ルタの組が上記各周波数帯に応じてそれぞれ設けられか
つそれらが１つの絶縁基板上に搭載され、各組の出力パ
ワーアンプと整合回路とロウパスフィルタはそれぞれこ
の順序で接続されており、 いずれか１つの周波数帯の高次高調波の減衰量が、２倍
高調波に対して第１レベルに規定されている場合に、上
記ロウパスフィルタのフィルタ特性により２倍高調波が
低減され、 上記整合回路と上記ロウパスフィルタとの接続点から上
記ロウパスフィルタ側を見たときの２倍高調波のインピ
ーダンスの位相が、上記ロウパスフィルタによって位相
整合しない位置に回転されることにより、２倍高調波が
上記第１レベル以下に低減されるように構成されている
ことを特徴とする電子部品。 - 【請求項１３】 上記２以上の周波数帯のうち１つはＧ
ＳＭ方式の９００ＭＨｚ帯であり、上記第１レベルはＧ
ＳＭ方式の規格である−３６ｄＢｍであることを特徴と
する請求項１２に記載の電子部品。 - 【請求項１４】 上記フィルタ特性により、−３０ｄＢ
ｍ以下に低減されることを特徴とする請求項１３に記載
の電子部品。 - 【請求項１５】 上記２以上の周波数帯のうち他の１つ
は、ＤＣＳ方式の１．８ＧＨｚ帯であることを特徴とす
る請求項１２に記載の電子部品。 - 【請求項１６】 少なくとも出力パワーアンプと整合回
路とロウパスフィルタとが１つの絶縁基板上に搭載さ
れ、各回路が上記順序で接続されてなる電子部品の設計
方法であって、 上記整合回路と上記ロウパスフィルタとの接続点から上
記ロウパスフィルタ側を見たときの２倍高調波のインピ
ーダンスの位相を、上記接続点から上記整合回路側を見
たときの２倍高調波のインピーダンスの位相に対して、
１８０°±Ｘ（Ｘは９０°以内）の範囲内に設定し、 上記Ｘは規格値に所定のマージン量を加えた値に基づい
て決定することを特徴とする電子部品の設計方法。 - 【請求項１７】 上記Ｘは、上記マージン量が上記規格
値の約１０％である場合に９０°であることを特徴とす
る請求項１６に記載の電子部品の設計方法。 - 【請求項１８】 上記Ｘは、上記マージン量が上記規格
値の約２５％である場合に４５°であることを特徴とす
る請求項１６に記載の電子部品の設計方法。
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Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004289428A (ja) * | 2003-03-20 | 2004-10-14 | Ube Ind Ltd | マルチバンド用電力増幅器モジュール |
| JP2005086248A (ja) * | 2003-09-04 | 2005-03-31 | Toshiba Corp | Ｒｆフロントエンド回路 |
| JP2005277075A (ja) * | 2004-03-24 | 2005-10-06 | Kyocera Corp | 配線基板 |
| JP2006157917A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-06-15 | Alcatel | 電力増幅器 |
| US7206551B2 (en) | 2003-08-08 | 2007-04-17 | Tdk Corporation | High frequency switch module and multi-layer substrate for high frequency switch module |
| JP2008182703A (ja) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Research In Motion Ltd | 電子デバイスにおける無線周波数伝送を制御するためのシステムおよび方法 |
| JP2009207060A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波半導体増幅器 |
| JP2009290896A (ja) * | 2006-01-17 | 2009-12-10 | Hitachi Metals Ltd | 高周波回路部品及びこれを用いた通信装置 |
| US8008971B2 (en) | 2007-01-25 | 2011-08-30 | Research In Motion Limited | System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device |
| US8023995B2 (en) | 2004-03-31 | 2011-09-20 | Renesas Electronics Corporation | Radio frequency device and mobile communication terminal using the same |
| US8081048B2 (en) | 2008-08-27 | 2011-12-20 | Renesas Electronics Corporation | Branching filter, semiconductor integrated circuit device, and communication mobile terminal |
| JP2012527852A (ja) * | 2009-05-21 | 2012-11-08 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 電力増幅器および他の回路のための統合インピーダンス整合、電力結合およびフィルタリングを備えた出力回路 |
| KR20150122126A (ko) * | 2013-03-06 | 2015-10-30 | 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드 | Ｒｆ 프런트 엔드 모듈에 단극 삼투 스위치를 이용하여 ｌｎａ 바이패스 모드에서의 삽입 손실 감소 |
| US10985715B2 (en) | 2018-09-04 | 2021-04-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplifier circuit |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3874241B2 (ja) * | 2001-07-27 | 2007-01-31 | 株式会社ルネサステクノロジ | 電子部品および設計方法 |
| DE10229153A1 (de) * | 2002-06-28 | 2004-02-05 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung für ein Mobiltelefon |
| JP3752230B2 (ja) * | 2003-02-14 | 2006-03-08 | Ｔｄｋ株式会社 | フロントエンドモジュール |
| US7049893B2 (en) * | 2003-04-14 | 2006-05-23 | M/A-Com, Inc. | Apparatus, methods and articles of manufacture for power amplifier control in a communication system |
| JP4744786B2 (ja) * | 2003-04-23 | 2011-08-10 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 高周波電力増幅モジュール |
| CN100342581C (zh) * | 2003-04-25 | 2007-10-10 | 松下电器产业株式会社 | 天线双工器及其设计方法、制造方法和通信设备 |
| JP2005033596A (ja) * | 2003-07-08 | 2005-02-03 | Nec Corp | 高周波増幅回路 |
| EP1515449A1 (en) * | 2003-09-11 | 2005-03-16 | Seiko Epson Corporation | Coupling device for interfacing power amplifier and antenna in differential mode |
| DE102004039674A1 (de) * | 2004-08-16 | 2005-11-10 | Siemens Ag | Anordnung zur Signalübertragung zwischen einer ersten Basisstation und einem Funkkommunikationsendgerät |
| US7808342B2 (en) * | 2006-10-02 | 2010-10-05 | Skyworks Solutions, Inc. | Harmonic phase tuning filter for RF switches |
| US7839234B2 (en) * | 2006-10-02 | 2010-11-23 | Skyworks Solutions, Inc. | Switching module with harmonic phase tuning filter |
| US7817966B2 (en) * | 2007-07-13 | 2010-10-19 | Skyworks Solutions, Inc. | Switching device with reduced intermodulation distortion |
| US7646260B2 (en) * | 2007-07-13 | 2010-01-12 | Skyworks Solutions, Inc. | Switching device with selectable phase shifting modes for reduced intermodulation distortion |
| US8275151B2 (en) * | 2007-12-19 | 2012-09-25 | Agere Systems Inc. | Speakerphone using adaptive phase rotation |
| JP5333446B2 (ja) * | 2008-04-25 | 2013-11-06 | 日本電気株式会社 | 無線通信装置 |
| JP2011030001A (ja) * | 2009-07-27 | 2011-02-10 | Sony Ericsson Mobile Communications Ab | 携帯電話端末、高周波複合装置、および高周波切替装置 |
| KR101526235B1 (ko) * | 2011-03-04 | 2015-06-05 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | 고주파 스위치 모듈 |
| US8843081B2 (en) | 2011-05-16 | 2014-09-23 | Qualcomm Incorporated | Receiver with transmit signal cancellation |
| US9083441B2 (en) * | 2011-10-26 | 2015-07-14 | Qualcomm Incorporated | Impedance balancing for transmitter to receiver rejection |
| US8971219B2 (en) | 2012-03-30 | 2015-03-03 | Qualcomm Incorporated | Hybrid transformer based integrated duplexer for multi-band/multi-mode radio frequency (RF) front end |
| US20130259099A1 (en) | 2012-03-30 | 2013-10-03 | Qualcomm Incorporated | Tunable notch filter using feedback through an existing feedback receiver |
| US9887462B2 (en) * | 2013-10-31 | 2018-02-06 | Motorola Solutions, Inc. | Antenna with embedded wideband matching substrate |
| TWI561003B (en) * | 2014-07-11 | 2016-12-01 | Advanced Semiconductor Eng | Diplexer with electrostatic discharge protection |
| US9647703B2 (en) | 2014-09-16 | 2017-05-09 | Skyworks Solutions, Inc. | Multi-band device with reduced band loading |
| JP2018064261A (ja) * | 2016-10-12 | 2018-04-19 | 株式会社村田製作所 | 整合回路 |
| CN109586735B (zh) * | 2018-11-12 | 2021-09-07 | 维沃移动通信有限公司 | 阻抗匹配电路、收发装置及收发设备 |
| CN113904701B (zh) * | 2021-08-19 | 2023-03-07 | 上海龙旗科技股份有限公司 | 一种防止天线自干扰的系统及方法 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4656364A (en) * | 1984-07-10 | 1987-04-07 | Pioneer Electronic Corporation | Antenna switching circuit for a diversity receiving system and branching circuit with a signal attenuation operation |
| JPH09246889A (ja) * | 1996-03-06 | 1997-09-19 | Kokusai Electric Co Ltd | 高周波電力増幅器 |
| SE508506C2 (sv) * | 1997-02-25 | 1998-10-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning och förfarande vid telekommunikation |
| JPH11234062A (ja) | 1998-02-13 | 1999-08-27 | Sharp Corp | 高周波増幅器 |
| JP2000312122A (ja) * | 1999-04-27 | 2000-11-07 | Fujitsu Quantum Devices Ltd | 高周波入力整合回路装置及び高周波出力整合回路装置及び、半導体集積回路 |
| US6469919B1 (en) * | 1999-07-22 | 2002-10-22 | Eni Technology, Inc. | Power supplies having protection circuits |
| US6466770B1 (en) * | 1999-08-31 | 2002-10-15 | Skyworks Solutions, Inc. | BALUN circuit for combining differential power amplifier outputs |
| US7555263B1 (en) * | 1999-10-21 | 2009-06-30 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver |
| US6917789B1 (en) * | 1999-10-21 | 2005-07-12 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with an antenna matching circuit |
| US6625470B1 (en) * | 2000-03-02 | 2003-09-23 | Motorola, Inc. | Transmitter |
| EP1223634A3 (en) * | 2000-12-26 | 2003-08-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency switch, laminated high-frequency switch, high-frequency radio unit, and high-frequency switching method |
| JP3874241B2 (ja) * | 2001-07-27 | 2007-01-31 | 株式会社ルネサステクノロジ | 電子部品および設計方法 |
| JP4184739B2 (ja) * | 2002-09-17 | 2008-11-19 | 三菱電機株式会社 | 高周波電力増幅器 |
-
2001
- 2001-07-27 JP JP2001227190A patent/JP3874241B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-06-03 TW TW091111898A patent/TWI287910B/zh not_active IP Right Cessation
- 2002-06-14 US US10/170,375 patent/US7050769B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2005
- 2005-08-19 US US11/206,766 patent/US20060051038A1/en not_active Abandoned
Cited By (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004289428A (ja) * | 2003-03-20 | 2004-10-14 | Ube Ind Ltd | マルチバンド用電力増幅器モジュール |
| US7206551B2 (en) | 2003-08-08 | 2007-04-17 | Tdk Corporation | High frequency switch module and multi-layer substrate for high frequency switch module |
| JP2005086248A (ja) * | 2003-09-04 | 2005-03-31 | Toshiba Corp | Ｒｆフロントエンド回路 |
| JP2005277075A (ja) * | 2004-03-24 | 2005-10-06 | Kyocera Corp | 配線基板 |
| US8023995B2 (en) | 2004-03-31 | 2011-09-20 | Renesas Electronics Corporation | Radio frequency device and mobile communication terminal using the same |
| US8359067B2 (en) | 2004-03-31 | 2013-01-22 | Renesas Electronics Corporation | Radio frequency device and mobile communication terminal using the same |
| JP2006157917A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-06-15 | Alcatel | 電力増幅器 |
| JP4531687B2 (ja) * | 2004-12-01 | 2010-08-25 | アルカテル−ルーセント | 電力増幅器 |
| JP5245413B2 (ja) * | 2006-01-17 | 2013-07-24 | 日立金属株式会社 | 高周波回路部品及びこれを用いた通信装置 |
| JP2009290896A (ja) * | 2006-01-17 | 2009-12-10 | Hitachi Metals Ltd | 高周波回路部品及びこれを用いた通信装置 |
| US8547171B2 (en) | 2007-01-25 | 2013-10-01 | Research In Motion Limited | System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device |
| JP2008182703A (ja) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Research In Motion Ltd | 電子デバイスにおける無線周波数伝送を制御するためのシステムおよび方法 |
| US8269554B2 (en) | 2007-01-25 | 2012-09-18 | Research In Motion Limited | System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device |
| US8723598B2 (en) | 2007-01-25 | 2014-05-13 | Blackberry Limited | System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device |
| US8008971B2 (en) | 2007-01-25 | 2011-08-30 | Research In Motion Limited | System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device |
| US8362834B2 (en) | 2007-01-25 | 2013-01-29 | Research In Motion Limited | System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device |
| JP2009207060A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波半導体増幅器 |
| US8081048B2 (en) | 2008-08-27 | 2011-12-20 | Renesas Electronics Corporation | Branching filter, semiconductor integrated circuit device, and communication mobile terminal |
| US8432237B2 (en) | 2009-05-21 | 2013-04-30 | Qualcomm, Incorporated | Output circuit with integrated impedance matching, power combining and filtering for power amplifiers and other circuits |
| JP2012527852A (ja) * | 2009-05-21 | 2012-11-08 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 電力増幅器および他の回路のための統合インピーダンス整合、電力結合およびフィルタリングを備えた出力回路 |
| KR20150122126A (ko) * | 2013-03-06 | 2015-10-30 | 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드 | Ｒｆ 프런트 엔드 모듈에 단극 삼투 스위치를 이용하여 ｌｎａ 바이패스 모드에서의 삽입 손실 감소 |
| KR102154086B1 (ko) * | 2013-03-06 | 2020-09-10 | 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드 | Ｒｆ 프런트 엔드 모듈에 단극 삼투 스위치를 이용하여 ｌｎａ 바이패스 모드에서의 삽입 손실 감소 |
| US10985715B2 (en) | 2018-09-04 | 2021-04-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplifier circuit |
| US11658622B2 (en) | 2018-09-04 | 2023-05-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power amplifier circuit |
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