JP2002534832A - 部分分割電荷補償手段を有する周波数シンセサイザ - Google Patents
部分分割電荷補償手段を有する周波数シンセサイザInfo
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
Description
可変電荷ポンプ装置の使用による部分−N電荷補償方法および装置に関するもの
である。
えば、それらは数多くの通信応用およびコンピューティング応用で実現されてい
る。それらの応用はAM/FMラジオ、デジタル・セルラー電話、およびスプレ
ッド・スペクトラム受信機ならびにコンピューティング装置などの電子装置を含
む。周波数シンセサイザは、基準入力源の倍数である周波数を確実に発生するた
めに、フェーズ・ロック・ループ回路(PLL)と、電圧制御発振器に結合され
ている分割器とを従来利用している。
がある。最初のものはチャネル間隔である。このパラメータは、次式で示されて
いるように、比較周波数の倍数である個別周波数を達成する能力を反映している
。
器の分割比、fCompは比較周波数である。
たがって、望ましい。これは低い比較周波数を使用することによって達成できる
。しかし狭いチャネル間隔は第2のパラメータ、すなわち、チャネル・スイッチ
ング時間との妥協を要する。チャネル・スイッチング時間は、所与のチャネル(
VCO周波数)から別のチャネル(周波数)へのPLL回路の能力を表す。チャ
ネルのスイッチングは分割比を修正することからの結果である。スイッチング時
間に影響を及ぼす他のパラメータはVCO利得と、電荷ポンプ電流と、ループ・
フィルタ特性とを含む。狭いチャネル間隔はチャネル・スイッチング時間を必然
的に長くする。スイッチング時間を短くし、かつノイズを小さくするためには、
高い比較周波数を求められるが、その結果チャネル間隔が広くなる。
1つの既知の方法は可変比較周波数を実現している。このやり方の下では、非常
に高い比較周波数を生ずるために、基準分割器およびVCO分割器の分割比が操
作される。その後で、実際の周波数を微同調するために一定の分割比が使用され
る。第2の方法は低域フィルタ(LPF)および電荷ポンプのパラメータを動的
に変更することである。本発明の主題である、第3の種類の方法は非整数分割器
(すなわち、分数−N PLL)を使用することである。
ている)を維持しながら比較周波数を高くできる(それは、たとえば、より高い
位相分解度を提供し、したがって、スイッチング時間を短くする)。これは達成
できる。その理由は、方程式(1)の乗数NVCOが分数だからである。実際に
行う際には、発振器出力信号の周波数が相互に異なる整数(たとえば、N、その
後でN+1)定期的に分割されて、周波数が、平均して、整数Nプラスまたはマ
イナス、絶対値が1より小さい分数に等しい値で分割されるようにする。
が得られる結果となるように、1より小さいか、1より大きい整数分割比が用い
られる。1つの副作用は、スペクトルのピークがチャネル間隔に出現することで
ある。より狭いループ・フィルタ帯域幅がそのピークを小さくするが、それらを
無くすことはない。間隔におけるそれらのピークは付近のチャネルに妨害をひき
起こす。分数−N補償はそれらの望ましくないピークを減衰する効果的なやり方
を提供する。このやり方で、狭いチャネル間隔を得ることができ、しかもスイッ
チングの速さが高くなる。
ンセサイザを示す。基準源101は、分割された基準信号を位相比較器105に
生ずる基準分割器103に基準信号を出力する。位相比較器105は分割された
基準信号(比較周波数とも呼ばれる)の周波数と電圧制御される発振器(VCO
)分割器109の周波数との間の位相差を検出する。VCO分割器109への入
力はVCO113から発生される。VCO分割器109はアキュムレータ111
を駆動する。このアキュムレータは、あふれた時に、信号をVCO分割器109
に出力する。層するとそのVCO分割器はN+1で分割する。VCO分割器10
9により出力された情報はVCO分割器109が用いている分割比数を表す。し
たがって、アキュムレータ111は補償電荷ポンプ117にアキュムレータの内
容に比例してほぼ補償させることができる。位相比較器105の出力は比較周波
数と分割されたVCO周波数との間の位相誤差であって、この位相誤差は主電荷
ポンプ107に供給される。主電荷ポンプは位相誤差に比例する電流パルスを発
生する。補償された電流(すなわち、誤差信号)は低域フィルタ(LPF)11
5により濾波されてからVCO113の制御入力端子に加えられて、比較信号の
位相に一層正確に従う出力信号を生ずる。その後でVCO出力信号はVCO11
3に帰還されて分割されたVCO信号を比較周波数に合わせる。このプロセスは
、零位相誤差が達成されるまで続き、それによって2つの周波数は適正に合わさ
れる。
のシステム・パラメータが既知であり、したがって、PLL回路の望ましくない
影響を軽減するためにそれらのパラメータを使用できるので、分数−N補償は効
果的に実行できる。比較信号201が時間領域内に示されている。主N VCO
サイクル203がVCO分割器109に対応する。平均が分数Nを生ずるように
その分割器はNで、およびその後でN+1で、分割する。分割比は正確でないの
で、比較信号201の縁部と主N VCOサイクル203の縁部は、位相比較器
出力205により明らかなように、一致しない。
荷ポンプ117は逆電流を供給して、分数補償電流グラフ209により示されて
いるように位相誤差(すなわち、遅延)を補償する。アキュムレータ・カウンタ
の内容207が位相誤差についての情報を提供し、補償電流を生ずるためにそれ
が用いられる。この例では、分数比は5であり、分数アキュムレータ値は2であ
る。分数アキュムレータ値は、用途に応じて零と分数比との間の任意の整数に設
定できる。アキュムレータ・カウンタの内容207は分数分割によりひき起こさ
れた分数位相リップルに比例する。
て蓄積および追従できる。グラフ211は、主電荷ポンプ107の出力と補償電
荷ポンプ117の出力との和である信号を示す。グラフ211は、水平軸の上と
下とでは尺度が異なるにもかかわらず、和信号を表すことに注目されたい。適切
な分数−N補償のために、分数補償パルスの面積は電荷ポンプリップル出力の面
積に等しくなければならない。
生ずるので、その電流は最小にすべきである。電荷ポンプからの電荷(すなわち
、分数ノイズ)は次式により支配される。
は他・カウンタ値、tVCOはVCOの周期、Frac ratioは分数比で
ある。それらのパラメータは既知であるので、電荷Qは容易に計算できる。した
がって、追加の電荷ポンプ(すなわち、補償ポンプ)を介してLPF115に−
Q電荷を提供することにより望ましくない電荷Qを打ち消すことができる。
の技術は次の一般式に従って補償電荷を提供する。
) ここに、Qcompは補償ポンプにより発生された補償電荷を示し、Icomp
は単一の補償ポンプにより発生された電流(すなわち、FRDは1)、FRDは
アキュムレータ・カウンタ値、Comp pulse lengthは補償パル
スの持続時間である。Qcompを全補償電流に尺度を合わせるためにFRDが
式(3)に存在する、Icomp×FRD。
用いる(ここにTXTALは推奨の周期である)。QをQcompに等しくする
と次式が得られる。
Comp pulse length(4a) Ipump×FRD×(tVCO/Frac ratio)=Icomp×
Comp pulse length(4b) Ipump×FRD×(tVCO/Frac ratio)= Icomp×2×TXTAL(4c) 式(4c)は最後の数学的帰納法を構成している。それは、この補償法がそれら
のパラメータに主として依存していることを示す(ここにFRDは特定の時点に
おけるアキュムレータ値であり、Frac ratioは分数比値である)。
果としてこの従来の補償技術に関連する多くの欠点が生ずる。式(4c)は、I
pump、FRD、TXTALおよびTVCOに関して、Icompの重要な同
調が必要とされることをとくに明らかにしている。整合問題の主な理由は、Ip
umpの振幅とIcompの振幅が大きく異なり、Ipumpが大きい振幅(m
Aのオーダー)を持ち、Icompははるかに小さい振幅(μAのオーダー)を
持つ。そのような相違はComp pulse lengthがTVCO/Fr
ac ratioより通常極めて長い(たとえば、200ns対0.1ns)た
めに生ずる。同調電圧の変化と温度変化に関して2つの電流を整合することは困
難な作業である。従来の種々の整合法は、たとえば、外部電流同調、および電荷
ポンプのソフトウエア制御を含む。
るので不便である。振幅レベルの相違のために、IpumpとIcompの発生
のために用いられる部品は異なる。PNPトランジスタは大振幅電流をより良く
取り扱うことができ、かつ速さ要求が伴うのでIpumpを供給するためにPN
Pトランジスタを使用できる。対照的に、IcompはPMOSトランジスタを
使用する。PMOSトランジスタは、面積が小さく、確度が高く、かつ高速では
るかに低い信号レベルを取り扱うことができる。
連する、認識された諸問題を軽減しようとして新しい技術が開発されている。こ
の儀るは、たとえば、次式を用いて補償電荷を発生することを含む。
は補償ポンプにより発生された電流、tVCOはVCOの周期である。QをQc
ompに等しくした結果としての式は次の通りである。
。たとえば、いくつかの応用のために64の代わりに128を使用できる。64
では、FRDを1、Frac ratioを5と仮定すると、電流比(Ipum
p/Icomp)が320である。これは振幅の相違に起因する問題を整合に課
する。
る諸欠点は残る。とくに、より高い周波数を要する応用は不整合問題のより多く
の影響に遭遇する。
ポンプが求められるので、あらゆる電荷ポンプの設定のために適合させる必要が
あることが欠点である。要するに、実現が困難である。小さい尺度の電流が与え
られるならば補償ポンプの動的な挙動が重要である。これは容量性結合問題によ
って大きな衝撃が加えられる。たとえば、電流は1μsで切り替えられる約20
nAであり、補償電荷は20fCのように小さくできる。
である。他の欠点は望ましくない周波数成分を濾波する困難に関するものである
。更に別の欠点は、近くのチャネルに妨害を与える、スペクトル出力への分数電
荷の導入である。
入されたた望ましくない周波数成分を濾波する装置に対する需要がある。また、
狭いチャネル間隔を示し、しかも高速スイッチングおよび低いノイズレベルを保
持する装置に対する需要もある。また、低域フィルタへの部分電荷を減少または
解消する装置に対する需要も存在する。
準入力周波数よりも早くターンオンし、その後で電荷ポンプ装置の残りの部分を
子の基準入力周波数よりも遅くターンオンする、本発明により達成される。
値を蓄積するためのアキュムレータを備えている。VCO分割器が電圧制御発振
器(VCO)パルス列を受けて分割し、分割されたVCOパルス列を発生する。
Nを整数として、分割されたVCOパルス列はアキュムレータの出力に応答して
NおよびN+1によりそれぞれ分割され、アキュムレータは制御信号をVCO分
割器に供給して、VCO分割器がNで分割するならば分割をNからN+1へ変更
し、VCO分割器がN+1で分割するならば分割をN+1からNへ変更する、こ
とをVCO分割器に指令する。位相比較器が分割された基準パルス列および分割
されたVCOパルス列を受け、分割された基準パルス列と分割されたVCOパル
ス列との間のタイミング差に比例する幅を持つ位相誤差パルスを出力する。電荷
ポンプ装置が複数の電荷ポンプを有する。位相比較器は電荷ポンプ装置を選択的
に駆動するための補償論理を含み、補償論理は電荷ポンプの第1の部分を早くタ
ーンオンし、かつ電荷ポンプの第2の部分を遅くターンオンして、電荷ポンプ装
置を駆動して位相誤差パルスに比例する補償された電流を出力する。説明されて
いるこの分数−N法は、補償された電流を生ずるために、類似する尺度および類
似する構造の電荷ポンプを複数個有する電荷ポンプ装置を用いることによって、
主電荷ポンプを補償電荷ポンプに整合する諸問題を解消するので有利である。
レータを備える分数−N周波数シンセサイザ回路を提供する。遅延回路が、分割
されたVCO信号と遅延されかつ分割されたVCO信号を供給し、かつVCO信
号を分割するために構成されており、分割されたVCO信号と遅延されかつ分割
されたVCO信号との間のタイミング差はVCOサイクルの整数倍である。電荷
ポンプ装置が補償された電流を供給するために構成されている。位相補償器が、
分割されたVCO装置に応答して電荷ポンプ装置の一部を駆動するため、および
遅延されかつ分割されたVCO信号に応答して電荷ポンプ装置の残りの部分を駆
動するために構成されている。この構成の下では、分数−N補償の利点(たとえ
ば、チャネル間隔が狭く、スイッチング時間が短い)が従来の整合問題なしに保
存される。
、当業者には以下の説明を読むことによって明らかになるであろうし、あるいは
、本発明の実施により学習できる。本発明の利点は添付されている特許請求の範
囲にとくに述べられている諸手段および組合わせにより実現でき、達成できる。
実施例として分数−N補償装置をここに説明する。しかし、本発明は他の分数比
およびVCO周波数にも応用できることが明らかになるであろう。
る本発明の好適な実施例を示す。この回路の動作は次の通りである。水晶発振器
または外部入力周波数源賭することができる基準源(Ref Source)3
01からの基準信号が基準分割器303に供給される。また、基準分割された信
号が位相比較器305に供給される。位相比較器305は2つの追加の入力、す
なわち、VCO分割されたおよびVCO(分割された+1)を、遅延回路317
からも受ける。VCO分割されたというのは分割された周波数を示し、VCO
(分割された+1)は分割されたVCO周波数プラス1VCOサイクルである。
あるいは、遅延はVCOサイクルの整数倍とすることができる。遅延回路317
はそれの入力をVCO分割器309の出力とVCO313自体の出力から得る。
たとえば、Nを整数(たとえば、287)、Pを分数(たとえば、0.2)、R
を分数比(たとえば、0.5)として、VCO分割器309がN+P/Rで分割
するものとすると。この例の下では分割は287.4によって行われる。電荷ポ
ンプ307の全出力電荷を計算するためにそれの値を使用するデジタルカウンタ
であるアキュムレータ311が、VCO分割器309から出力信号を受ける。ア
キュムレータ311は比較サイクルごとにPだけ増加され、Rであふれる。あふ
れると、アキュムレータ311はVCO分割器309に現在の分割器値より1大
きい値で分割することを合図し、補償電流を決定するためにFRD値(アキュム
レータの現在の値)が用いられる。
プで構成される。遅延回路317は部分電荷の正確な補償を行う。したがって、
回路の正確なタイミングが必須である。あるいは、VCO信号およびVCO+1
信号を提供するために、同様な遅延回路を有する分割器回路を使用できる。VC
O信号およびVCO+1信号を提供するVCO分割器は当業者に知られており、
たとえば、ヨーロッパ特許第0517335号に開示されている。
ンプ装置307は、一実施例では、分数比に等しい数の個々の電荷ポンプを有す
る。それら個々の電荷ポンプは部分電荷を補償するために位相比較器305の補
償論理501を介して操作できる。他の実施例では、電荷ポンプ装置307は重
み付けられた電荷ポンプを含む。位相比較器305はアップ−コマンド信号(U
P)とダウン−コマンド信号(DO)を供給して電荷ポンプ装置307を駆動す
る。位相比較器305内の、電荷ポンプ装置307を駆動する、補償論理501
については図5を参照して後で説明する。この例での電荷ポンプ装置307は5
つの別々の同じ電荷ポンプを有する。この分数−N補償法の下では、電荷ポンプ
の数は分数比の倍数(好適な実施例では5)でなければならない。5が好適な理
由は、設計の複雑さのためである。数が多いとより複雑な装置が生じ、過度に大
きいアキュムレータが不正確な補償を一層行いがちである。あるいは、この電荷
ポンプ装置は、重み付けが分数比を基にするように重み付けられたいくつかの電
荷ポンプを有することができる。たとえば、同じように重み付けられた5つの電
荷ポンプの代わりに、重みが1、1および2である3つの電荷ポンプを使用でき
る。この重み付け構成を用いると、0と4の間の任意の分数アキュムレータ(F
RD)値を得ることができる。また、重み付けられたある電荷ポンプ装置の下で
はより大きい分数比を容易に取り扱うことができる。電荷ポンプ装置307(重
み付けられているまたは重み付けられていない)の主な利点は、別々の補償電荷
ポンプを必要としないことである。これによって、主ポンプからのそのような本
質的に異なる電流レベルを取り扱う別々の補償電荷ポンプを有することに関連す
る整合問題が解消される。
与の時刻にUP信号またはDO信号を受ける。位相比較器305がUP信号とD
O信号を適切なタイミングで発生できるように、分数アキュムレータ(FRD)
値が位相比較器に供給される。UP信号とDO信号を基にして、分割されたVC
Oに対応する時刻に電荷ポンプのいくつかがオンにされ、残りが+1で分割され
たたVCOに対応する時刻にオンにされる。その時刻は1VCOサイクル後であ
る。たとえば、3つの電荷ポンプを最初にオンにでき、それの1ns後(VCO
周波数が1GHzと仮定して)に、残りの2つの電荷ポンプがトリガされるであ
ろう。
UP信号がPpump401aを起動し、DO信号がNpump401bを起動
する。Ppump401aの1つの実現が複数のPNPバイポーラ・トランジス
タを使用する。Npump401bを複数のPNPトランジスタで同様に構成で
きる。それらのトランジスタのコレクタ電流が、NPNバイポーラ・トランジス
タによって構成されている電流ミラーの入力端子に結合されている。とくに、P
pump401aおよびNpump401b内のPNPトランジスタは同一の構
造のものである。これは整合目的には望ましい。それらのポンプの上記実現がD
ufourに付与された米国特許第5,465,061号に記載されている。そ
の米国特許の全体は参照することによりここに組み込まれる。トランジスタは同
一の構造のものであって、整合された対を構成することにより、Ppump40
1aとNpump401bの対称的な動作を確実に行わせる。Dufourに付
与された米国特許第5,465,061号に開示されている電荷ポンプ回路は迅
速なプログラミング性能を有する。とくに、この回路は種々の時刻にオンにでき
る多数のポンプを有する。
307に関連して保証論理501の一実施例を示す。図5(a)に示されている
装置は、個々の電荷ポンプCP1〜CP5のいくつかのNpump401bの、
残りの電荷ポンプのNpumpのターンオンとは異なる時刻におけるターンオン
の機構を提供するものである。このようにして、分割された基準信号より前のあ
る時刻に小さい電荷ポンプCP1〜CP5のいくつかのNpumpのみをオンに
することによって、典型的な補償ポンプが早く動作することが抑制される。分割
器信号が早くなるほど最初のVCO周期の出力電流が小さくなる。ある時間にわ
たって、電化の総量がポンプが正確な時刻にオンにされたとした時の電荷量に等
しいように、Npumpの残りは後で(分割された基準信号に対して)オンにさ
れる。いいかえると、電荷ポンプ401の装置の部分的なオンにより発生される
振幅は、電荷量が正しくオフセットされるように、遅延に比例しなければならな
い。
較器501を示す。また、図5(a)は、電荷ポンプCP1〜CP5の各Npu
mp401(b)が、それぞれのORゲート(513.1〜513.5)に供給
される出力を生ずるそれぞれのANDゲート(511.1〜511.5)を含む
ように改変されていることを示す。各ORゲート513.1〜513.5の出力
はDO信号を各電荷ポンプのそれぞれのNpump401(b)に供給する。フ
リップフロップ503、505、507へのD入力は論理的に高い。フリップフ
ロップ503はそれのクロック情報を基準分割器303(すなわち、水晶(XT
AL)分割器)から受け、それのQ出力がUP信号である。その信号はその後で
ANDゲート509に入力される。ANDゲート509への他の入力はフリップ
フロップ505のQ出力により供給される。フリップフロップ505はそれのク
ロックをVCO分割器から受ける。ANDゲート509の出力は全てのフリップ
フロップ503、505、507をリセットする。更に、フリップフロップ50
5のQ出力はANDゲート511.1〜511.5への入力となる。各ANDゲ
ートは、それの他の入力端子にアキュムレータ311(図3)から分数アキュム
レータ(FRD)内容情報FRD[0]、FRD[1]、FRD「2」、FRD
[3]、FRD[4]、FRD[5]も受ける。それらの内容情報については更
に説明する。そうすると、FRD内容情報は個々の電荷ポンプの各1つに供給さ
れる。各ANDゲート511の出力はORゲート513.1〜513.5のそれ
ぞれ各1つに供給される。フリップフロップ507はフリップフロップ505の
クロックの1VCOサイクル・オフ(すなわち、VCO分割された+1)からク
ロックされる。各ORゲート513.1〜513.5はそれぞれのANDゲート
511の出力に加えてフリップフロップ506のQ出力も受ける。その後でOR
ゲート513はDO(すなわち、ダウン)信号をそれぞれの各Npumpに出力
する。したがって、各フリップフロップ503、505、507は個々のポンプ
駆動信号の発生に寄与する。
pumpの相互間のターンオン・タイミングを制御する。図2のアキュムレータ
・カウンタ207の内容は、回路がロックされている時の時間にわたるアキュム
レータ311(図3)の値を表す。図5(a)の実施例における電荷ポンプ装置
307は重み付けられていないので、アキュムレータ311の出力は、次のよう
にアキュムレータ値0〜5を表すために温度計で5ビットに符号化される。
めに含まれる。5ビットコードは、最上位のビット(MSB)が電荷ポンプCP
1に加えられ、最下位のビットが電荷ポンプCP5に加えられるようにして、各
電荷ポンプのFRD入力端子に加えられる。たとえば、図5(a)および上のF
RDチャートを参照して、FRD値が「3」であると、以後のビット、FRD
[0]=0、FRD[1]=0、FRD[2]=1、FRD[3]=2、FRD
[4]=3、が電荷ポンプCP1〜CP5のFRD入力端子に加えられる。
、全ての電荷ポンプのPpump401(a)が同期して動作する。それらはフ
リップフロップ503のQ出力により制御されて全て一緒にオンおよびオフにさ
れる。分割された信号XTALが高くなる結果としてフリップフロップ503の
Q出力が高くなると、全てのPpump401がオンになる。分割された信号X
TALが低くなると、全てのPpump401がオフになる。以前に述べたよう
に、5(a)の回路の目的はNpump401(b)のいくつかをNpumpの
他のものより早くオンにすることである。Npumpは分割された信号VCOと
、分割された+1信号VCOと、FRD値とにより制御される。各電荷ポンプC
P1〜CP5内のそれぞれのANDゲートおよびORゲートから明らかなように
、(i)分割された+1信号VCOが高くなる、(ii)分割された信号VCO
が高くかつそれぞれのFRDビットが高い、のいずれかまたは両方の時にNpu
mpはオンになる。上記のいずれも真でない時にNpumpはオフになる。
ト501は分割された信号VCOと、分割された+1信号VCOと、分割された
信号XTALの例を、FRD値「4」、「2」および「0」のそれぞれに対応す
る3つの異なる例(左、中および右の行)に対して示す。各場合に、分割された
信号XTALが高くなった時にPpumpがオンになる(信号UPが高くなる)
ことに注目されたい。図5(b)は電荷ポンプCP1に対する、および電荷ポン
プCP2〜CP5に対するFRD値「4」(左行)についてのDO信号も示す。
電荷ポンプCP2〜CP5へのFRDビット入力は論理的に高いので、それらの
電荷ポンプに対するDO信号は早くオンになる、すなわち、VCO分割された信
号が高くなると直ちにオンになる。逆に、ポンプCP1に対するDO信号は遅れ
てオン二なる、すなわち、VCO分割された+1信号が高くなるまではオンにな
らない。FRD値が「2」であると(中の行)、論理的に低い(「0」)信号が
ANDゲート511.1、511.2および511.3に加えられ、かつ論理的
に高い(「1」)信号が各ANDゲート511.4と511.5に加えられる。
FRDビットはポンプCP4とCP5に対しては論理的に高いので、信号VCO
分割されたが高くなるとDO信号がANDゲート511のために高くなる。FR
DビットはポンプCP1〜CP3に対しては論理的に低いので、信号VCO分割
されたが高くなるとDO信号は高くならない。むしろ、信号VCO分割された+
1が高くなるまでDO信号は高くならない。同様に、FRDが値「0」を有する
と、各電荷ポンプへのFRDビット入力は論理的に低い。したがって、信号VC
O分割された+1が高くなるまでNpump401(b)のいずれもオンになら
ない。それはUP信号に同期している。
になるものとして示されていないことに注目されたい。むしろUP信号とDO信
号は、ANDゲート509における遅延のためにVCO分割された+1信号の発
生後のある時刻にオフになる。また、図5(a)の論理は、VCO分割された+
1立上がり縁部の後で来るリセット信号を基にしてフリップフロップ507のリ
セットを確実に行う。
るが、この論理は電荷ポンプの外側に配置できることにも注目されたい。
て制御されて、電荷ポンプ装置307全体としての出力を表す。分数分割のため
に、Npump401b(上側の波形601)はPpump401a(下側の波
形603)に対して既知の値FRD×VCO周期/Frac ratioだけ早
くオンにされる。たとえば、VCO周波数が1GHzであると、VCO周期(す
なわち、VCOサイクル)は1nsである。分数比が5で分数アキュムレータ値
が2(図5(b)、行2に対応する)である例では、Npumpに対する電荷の
総量はしたがってVCO周期×(5−FRD)×Ipumpに等しい。Ppum
pに対する総電荷はNpumpに対するそれに等しい。部分ターンオン中のIp
umpお振幅は、正しい時刻にターンオンされている電荷を生ずるようなものに
おける遅延に正比例する。したがって、早い分割器信号によって最初のVCO周
期に対してはより小さい出力電流となる。
ラフ601と603の斜線を施されている領域は、適正な補償が起きた時は、等
しい。この方法を用いると、VCO周波数、基準周波数(すなわち、XTAL周
波数)、および電荷ポンプの設定とは無関係に、補償は非常に正確である。
り方で分数−N補償を行うものである。個々にオンおよびオフできる小さい個々
の電荷ポンプの装置を用いることによって、そのような電荷ポンプ装置を分割さ
れた基準信号の発生より早い時刻に部分的にオンにできる。その後で、装置内の
残りの個々の電荷ポンプは、分割された基準信号の後の、遅れた時刻にオンにさ
れる。この補償法は整合に関連する事柄を解消し、分数−Nシンセサイザの職利
点を保持するものである。
おもに関連して説明してきたが、本発明は開示した実施例に限定されるものでは
なく、それとは逆に、添付されている特許請求の範囲の要旨および範囲内に含ま
れる種々の変更および均等な構成を包含することを意図するものである。
Claims (16)
- 【請求項1】 部分比に対応する値を蓄積するためのアキュムレータ(311)と、 電圧制御発振器(VCO)パルス列を受けて分割し、分割されたVCOパルス
列を発生するVCO分割器(309)と、 分割された基準パルス列および分割されたVCOパルス列を受け、分割された
基準パルス列と分割されたVCOパルス列との間のタイミング差に比例する幅を
持つ位相誤差パルスを出力する位相比較器(305)と、 複数の電荷ポンプを有する電荷ポンプ装置(307)と、 を備え、 Nを整数として、分割されたVCOパルス列はアキュムレータ(311)の出
力に応答してNおよびN+1によりそれぞれ分割され、アキュムレータ(311
)は制御信号をVCO分割器(309)に供給して、VCO分割器(309)が
Nで分割するならば分割をNからN+1へ変更し、VCO分割器(309)がN
+1で分割するならば分割をN+1からNへ変更する、ことをVCO分割器(3
09)に指令する、部分分割電荷補償手段を有する周波数シンセサイザにおいて
、 位相比較器(305)は電荷ポンプ装置(307)を選択的に駆動するための
補償論理を含み、補償論理は電荷ポンプの第1の部分を早くターンオンし、かつ
電荷ポンプの第2の部分を遅くターンオンして、電荷ポンプ装置(307)を駆
動して位相誤差パルスに比例する補償された電流を出力する部分−N周波数シン
セサイザ。 - 【請求項2】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、複数の電荷ポンプのお
のおのは同一であり、複数は多数の部分比である部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項3】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、複数の電荷ポンプは部
分比を基にして重み付けられる部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項4】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、補償論理(501)は
、 電荷ポンプ装置(307)の第1の部分を駆動するためのアップ−コマンド信
号出力と、 電荷ポンプ装置(307)の第2の部分を駆動するためのダウン−コマンド信
号出力と、 を更に備え、 アップ−コマンド信号出力とダウン−コマンド信号出力は分割された基準パル
ス列と、分割されたVCOパルス列と、遅延させられたVCOパルス列との関数
として発生される部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項5】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、VCOパルス列と分割
されたVCOパルス列を受けて、分割されたVCOパルス列と遅延させられかつ
分割されたVCOパルス列を位相補償器(305)に供給し、遅延させられかつ
分割されたVCOパルス列は分割されたVCOパルス列から離れているVCOサ
イクルの整数倍である部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項6】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、部分比は5であり、ア
キュムレータ(311)は蓄積されている値を2だけ増加する部分−N周波数シ
ンセサイザ。 - 【請求項7】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、分割された基準パルス
列水晶発振器からとりだされる部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項8】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、各電荷ポンプは、 位相比較器(305)から発生されたアップ−コマンド信号に応答して主電流
を出力する第1の電流源(401a)と、 位相比較器(305)から発生されたダウン−コマンド信号に応答してオフセ
ット電流を出力する第2の電流源(401b)と、 を備える部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項9】 請求項1記載の部分−N周波数シンセサイザであって、 基準源信号に応答して分割された基準パルス列を出力する基準周波数分割器(
303)と、 VCOパルス列を出力する電圧制御発振器(VCO)(313)と、 補償された電流を濾波し、関連する制御電圧を出力するループ・フィルタ(3
15)と、 を更に備え、制御電圧は電圧制御発振器を制御する部分−N周波数シンセサイザ
。 - 【請求項10】 部分比に対応する値を蓄積するために構成されたアキュムレータ(311)と
、 分割されたVCO信号と遅延されかつ分割されたVCO信号を供給するために
構成された遅延回路(317)と、 補償された電流を供給するために構成された電荷ポンプ装置(307)と、 分割されたVCO装置に応答して電荷ポンプ装置(307)の一部を駆動する
ため、および遅延されかつ分割されたVCO信号に応答して電荷ポンプ装置(3
07)の残りの部分を駆動するために構成された位相補償器(305)と、 を備え、分割されたVCO信号と遅延されかつ分割されたVCO信号との間のタ
イミング差はVCOサイクルの整数倍である、部分−N周波数周波数シンセサイ
ザ回路。 - 【請求項11】 請求項10記載の部分−N周波数シンセサイザであって、電荷ポンプ装置(3
07)は複数の同一の電荷ポンプを備え、その複数は部分比の倍数である部分−
N周波数シンセサイザ。 - 【請求項12】 請求項10記載の部分−N周波数シンセサイザであって、電荷ポンプ装置(3
07)は複数の電荷ポンプを備え、複数の電荷ポンプは部分比を基にして重み付
けられる部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項13】 請求項10記載の部分−N周波数シンセサイザであって、補償論理(501)
を更に備え、この補償論理は、 電荷ポンプ装置(307)の部分を駆動するためのアップ−コマンド信号出力
と、 電荷ポンプ装置(307)の残りの部分を駆動するためのダウン−コマンド信
号出力と、 を含み、 アップ−コマンド信号出力とダウン−コマンド信号出力は分割された基準パル
ス列と、分割されたVCOパルス列と、遅延されかつ分割されたVCO信号との
関数として発生される部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項14】 請求項11記載の部分−N周波数シンセサイザであって、各電荷ポンプは、 第1の電流源(401a)から発生されたアップ−コマンド信号に応答して主
電流を出力する第1の電流源と、 位相比較器(305)から発生されたダウン−コマンド信号に応答してオフセ
ット電流を出力する第2の電流源(401b)と、 を備える部分−N周波数シンセサイザ。 - 【請求項15】 請求項10記載の部分−N周波数シンセサイザであって、部分比は5であり、
アキュムレータ(311)は蓄積されている値を2だけ増加する部分−N周波数
シンセサイザ。 - 【請求項16】 請求項10記載の部分−N周波数シンセサイザであって、Nを整数として、分
割されたVCO信号はアキュムレータ(311)の出力に応答してそれぞれNお
よびN+1によって分割される部分−N周波数シンセサイザ。
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