JP2002515196A

JP2002515196A - ケーブル・テレビジョン用電界効果トランジスタ線路増幅器

Info

Publication number: JP2002515196A
Application number: JP50771997A
Authority: JP
Inventors: コーウェン，マーチン・エイ; シクラリ，スコット・アール; トンプソン，レオ・ジェイ; ヴェネマン，スコット・アール
Original assignee: Scientific Atlanta LLC
Current assignee: Scientific Atlanta LLC
Priority date: 1995-07-27
Filing date: 1996-07-26
Publication date: 2002-05-21
Also published as: WO1997005695A1; US5742205A; EP0840950A1; AU6762896A; CA2227862C; EP0840950A4; CA2227862A1; AU701635B2

Abstract

(57)【要約】ケーブル・アクセス・テレビジョン線路増幅器のための増幅回路が、プッシュ・プル形態で接続された第１のカスコード増幅器（Ｑ１、Ｑ３）と、第２のカスコード増幅器（Ｑ２、Ｑ４）とを含む。代替的な増幅回路は、プッシュ・プル形態で結合された第１のトランスインビーダンス増幅器（Ｑ１）と、第２のトランスインピーダンス増幅器（Ｑ２）とを含む。第１のトランスインピーダンス増幅器は更に、フィードバックを提供するように能動負荷としての電界効果トランジスタ（Ｑ３）を含み、第２のトランスインピーダンスは、フィードバックを提供するように能動負荷としての電界効果トランジスタ（Ｑ４）を含む。

Description

【発明の詳細な説明】ケーブル・テレビジョン用電界効果トランジスタ線路増幅器発明の背景１９９５年７月２７日出願の仮特許出願第６０／００１，５５７号の優先権の利益をここに主張する。発明の分野本発明は、ケーブル・アクセス・テレビジョン分配網で使用される如き線路増幅器に関する。特に、本発明は、ひ化ガリウム電界効果トランジスタを使用する線路増幅器に関する。関連技術の説明ケーブル・アクセス・テレビジョン（ＣＡＴＶ）システムは、その主要構成要素として、ケーブル・テレビジョン・システムの加入者に対して数百のケーブル・テレビジョン・チャネルを分配するための分配増幅器を有する。これらの分配増幅器は、種々のレベル制御回路及びチルト（ｔｉｌｔ）制御回路と共に出力結合及び（又は）分割装置を含んでいるが、加入者が住む地域のサービス・プロバイダからの距離を延長する電力増幅装置をその主機能として盛込んでいる。これら電力増幅装置は、ＣＡＴＶ業界の要件を満たすように特に設計される。帯域幅に次ぐ主な問題は、信号がシステム全体において増幅されるときの信号の歪みが小さいことである。ノイズもまた問題となるが、増幅器自体における利得とこれら増幅器が動作させられる出力電力レベルに起因して（従って、小さな歪みが必要）適正に設計されたシステムにおいてはこのノイズは通常さして問題とならない。しかし、ノイズが少ないことは、最終ユーザにとってより優れた性能を意味する。過去において、これら電力増幅器の設計に利用可能な唯一の能動型デバイス技術は、離散形態あるいはハイブリッド回路のいずれで使用されるかに拘わらず、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）であった。中程度の電力増幅器の設計において用いられる能動型デバイスとしてのＢＪＴの性能には、幾つかの制限がある。ＣＡＴＶ増幅器設計に関するこれらの制限は、帯域幅と歪みである。ＣＡＴＶ業界の信号帯域幅要件が増進するに伴い、より大きな帯域幅のデバイスに対する必要も増進する。ＢＪＴデバイスの帯域幅の増加は、デバイスの形状に固有である電気的な寄生効果を減じるためデバイスの物理的サイズを減少することを要求する。デバイスの物理的サイズの減少は、デバイスの内部電力消費能力を制限し、従って電力信号を線形に増幅するＢＪＴの固有能力を制限する。デバイスの内部電力消費能力が低減するに伴い、デバイスの内部温度が増加する。デバイスのこのような温度上昇は、特別なパッケージング設計上の配慮を必要とし、増幅器の設計を更にコスト高にしかつ信頼度を下げる。デバイスの過剰な内部発熱はまた、デバイスに予期されない歪みを生じる。あるいはまた、帯域幅の増加は、更に多くの信号を、従ってより大きな電力増幅要件を意味する。より大きな電力増幅要件はデバイスのより大きな内部電力消費要件を必要とし、このことは、前の論議から、より大きな帯域幅という要件を阻害する。要約すると、より大きな帯域幅の要件と小さな歪みとは、線路電力増幅器の設計における相互に独立的な問題ではなく、一方に対する要求が他方の設計要件としばしば衝突する。バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）型ケーブル・アクセス・テレビジョン（ＣＡＴＶ）用電力増幅器の設計に使用される現在のトポロジは、「プッシュ・プル」であり「電力二逓倍型（ｐｏｗｅｒｄｏｕｂｌｉｎｇ）」（あるいは、「並列ハイブリッド型（ｐａｒａｌｌｅｌｈｙｂｒｉｄ）」）である。図１は、典型的なＢＪＴ（カスコード）プッシュ・プル増幅器１０に対する典型的なデバイス形態を示している。このプッシュ・プル設計の基礎的原理は、Ｔ１及びＴ２の設計において示される。Ｔ１は、不平衡−平衡（ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ−ｔｏ−ｂａｌａｎｃｅｄ）線路電力分割デバイスとして働き、Ｑ１とＱ３の並列の入力インピーダンスをシステム・インピーダンスに整合させる。Ｑ１とＱ３は、同じトランジスタである。Ｔ２は、平衡−不平衡（ｂａｌａｎｃｅｄ− ｔｏ−ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ）線路電力結合デバイスとして働き、Ｑ２とＱ４の出力インピーダンスをシステム・インピーダンスに整合させる。Ｑ２及びＱ４は同じデバイスである。Ｑ１及びＱ２、ならびにＱ３及びＱ４は、カスコード増幅器対を形成する。基本信号は、分割され、同じカスコード増幅器において増幅され、次いで、結果としての基本信号が合同で位相コヒーレントであり、建設的に（ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅｌｙ）加算するように再結合される。しかし、増幅過程においては、基本信号はカスコード増幅器で使用されるデバイスの非線形性により歪められ、奇偶両方の歪み信号を生じる。プッシュ・プル設計の重要性は、カスコード増幅器の各々から生成される偶数次の歪みの生成結果もまた合同であるが、位相が正反対であり、破壊的に（ｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅｌｙ）加算されることである。カスコード増幅器は、ＢＪＴ設計に対して優れた性能特性を呈する。重要なことは、増幅デバイスが、プッシュ・プル形態で使用される時、ほとんど等しい利得性能を持ち、線形電力増幅器として性能の全体的な基本的改善を生じ得ることである。プッシュ・プル設計における各個の増幅器対が単一の増幅器設計で増幅される必要がある電力よりも少ない信号電力を増幅し、偶数次の歪み信号の打消しが達成されるので、増幅器全体の歪み性能が著しく改善される。図２は、電力二逓倍（あるいは、並列ハイブリッド）の形態を示している。増幅器全体の歪み特性における改善は、２つの段１０−１、１０−２間の利得要件の分散によって達成される。全体的な電力消費要件はプッシュ・プル設計で要求されるよりも大きい（このことは、ハイブリッド設計における重大な問題である）が、各デバイスの個々の内部電力消費要件は通常は少ない。図３は、従来使用されたＣＡＴＶ電力増幅器２０の回路を示している。電力二逓倍（カスコード）デバイスであるこの回路は、単一のセラミック基板上に実現される。単一基板は、デバイスの帯域幅性能を改善しかつスペースを節減するが、出力密度の増加と特別なパッケージングの必要という短所を持つ。このような設計においては、Ｔ１及びＴ３が入出力電力の分割／結合のための先に述べたと同じ目的に役立つ。Ｔ２は、両機能の２重の役割を供する。Ｒ２８、Ｃ１、Ｒ９及びＣＦ１（及び、同様な構成要素）は、フィードバック構成要素として働く。これらの構成要素は、個々の増幅器の信号利得特性を設定する。これらはまた、各デバイスの安定度及び等価の端子インピーダンスに影響を及ぼす。Ｃ５及びＣ６は、ＤＣ減結合デバイスとして働く。他の全ての抵抗は、トランジスタ・デバイスのバイアス付与と入出力端子のインピーダンス設定の目的を満たす。個々のデバイスの歪み特性は、ＤＣバイアス点によって定められる。図１１は、典型的なＣＡＴＶ分配線路増幅器２００を示している。線路増幅器２００は、電力回路２０２、２０４、２０６と、逆方向線路増幅器回路２０８、２１０、２１２、２１４、２１６と、順方向線路増幅器回路２０８、２１０、２２０とを含む。電力回路において、ＡＣバイパス回路２０２、２０４が出力搬送周波数（例えば、５０Ｈｚ、６０Ｈｚ、４００Ｈｚ、９００Ｈｚ）をＲＦ周波数（例えば、１ＭＨｚより大きい）から分離する。電力搬送周波数信号は、ＡＣバイパス２０２により、１２ボルト電源２０６及びＡＣバイパス２０４へ与えられる。１２ボルト電源２０６は、電力を消費する回路部分２０８ないし２２０の動作のための電力を提供する。ＡＣバイパス２０２からの電力搬送周波数信号もまた、ＡＣバイパス２０４へ与えられ、ここで電力搬送周波数信号は端子ＯＵＴへ、及びＣＡＴＶ分配網の配線の更に下流側の他の回路へ電力を送る。電力搬送周波数信号を除去した後、残りの周波数信号は、（端子ＩＮから）コンバイナ、スプリッタ、フィルタ２０８へ、あるいは（端子ＯＵＴから）コンバイナ、スプリッタ、フィルタ２１０へ与えられる。時にダイプレックス・フィルタと呼ばれるコンバイナ、スプリッタ、フィルタ２０８の機能は、典型的に逆方向伝送で用いられる低周波信号から順方向伝送において用いられる高周波信号を分離することである。例えば、順方向伝送信号は、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数帯域内で搬送される。このため、コンバイナ、スプリッタ、フィルタ２０８は、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数を持つ信号をＡＣバイパス２０２から順方向線路増幅器２２０へ送る。逆方向線路増幅器２１２は、一般に端子ＯＵＴから端子ＩＮへ送られる逆方向伝送信号を増幅する。逆方向フィルタ２１４は、例えば４０ＭＨｚより低い信号を通過させる低域通過フィルタであることが望ましい。コンバイナ、スプリッタ、フィルタ２０８は、逆方向フィルタ２１４からの信号をコンバイナ、スプリッタ、フィルタ２０８及びＡＣバイパス２０２を介して端子ＩＮへ送る。順方向線路増幅器２２０は、例えば４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの範囲の通過帯域内の伝送信号を増幅する。これらの信号は、コンバイナ、スプリッタ、フィルタ２１０及びＡＣバイパス２０４を介して端子ＯＵＴへ送られる。逆方向伝送信号（例えば、４０ＭＨｚより小さな周波数を持つ信号）は、端子ＯＵＴからＡＣバイパス２０４及びコンバイナ、スプリッタ、フィルタ２１０を経て逆方向フィルタ２１６へ進む。逆方向フィルタ２１６は、（例えば、４０ＭＨｚより小さな周波数を通す）低域通過フィルタであることが望ましい。図１２において、順方向線路増幅器２２０が更に詳細に示される。典型的には、順方向線路増幅器２２０は、幾つかの段階を経て順方向の信号（例えば、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの通過帯域内の伝送信号）を処理する。その入力端子ＩＮから、信号が入力順方向等化器２３０、パッド２３２（即ち、減衰器）を経て増幅器２３４へ送られる。増幅器２３４からの信号は、ジャンパ又はプラグイン型トリム回路２３６、パッド２３８を経てオンボード・トリム等化器２４０、ジャンパ又はプラグイン型可変等化器あるいは熱可変等化器２４２を介して増幅器２４４へ送られる。増幅器２４４からの信号は、ジャンパ又はプラグイン型ＡＧＣを経て出力端子ＯＵＴへ進む。回路２３０、２３６、２４０、２４２及び２４６は、典型的に、任意の特定用途に適合するよう順方向線路増幅器２２０が技術者により容易に構成されるように、他の更に複雑な回路をバイパスするジャンパを含んでいる。これら回路の機能は、通過帯域内の全ての周波数の振幅を等化し、熱的条件による等化損失を補償すると共に、自動利得制御（即ち、回路２４２、２４６）を提供することである。増幅器２３４及び２４４が、本発明の主題である。発明の概要本発明の目的は、従来技術における欠点を克服することである。本発明の更なる目的は、少ない電力を消費する広帯域の低歪み線路増幅器を提供することである。上記及び他の目的は、ケーブル・アクセス・テレビジョン線路増幅器用の増幅回路において達成され、かかる増幅回路は回路入力と回路出力とを有する。この増幅回路は、第１の入力と第１の出力とを持つ第１のカスコード増幅器と、第２の入力と第３の出力とを持つ第２のカスコード増幅器とを含み、第２のカスコード増幅器が第１のカスコード増幅器とプッシュ・プル構成で結合される。増幅回路は更に、回路入力を第１及び第２の入力に結合するための入力回路と、第１及び第２の出力を回路出力に結合するための出力回路とを含んでいる。第１のカスコード増幅器は、第１の入力に結合された第１の電界効果トランジスタを含み、第２のカスコード増幅器は第２の入力に結合された第２の電界効果トランジスタを含み、第１のカスコード増幅器は更に第１の出力に結合された第３の電界効果トランジスタを含み、第２のカスコード増幅器は更に第２の出力に結合された第４の電界効果トランジスタを含んでいる。上記及び他の目的は、ケーブル・アクセス・テレビジョン線路増幅器用の代替的な増幅回路において達成され、この増幅回路は回路入力と回路出力とを有する。増幅回路は、第１の入力と第１の出力とを持つ第１のトランスインピーダンス増幅器と、第２の入力と第２の出力とを持つ第２のトランスインピーダンス増幅器とを含み、第２のトランスインピーダンス増幅器は第１のトランスインピーダンス増幅器とプッシュ・プル構成で結合されている。増幅回路は更に、回路入力を第１及び第２の入力に結合する入力回路と、第１及び第２の出力を回路出力に結合する出力回路とを含んでいる。第１のトランスインピーダンス増幅器は、ゲートが第１の入力に結合されドレインが第１の出力に結合された第１の電界効果トランジスタを含み、第２のトランスインピーダンス増幅器は、ゲートが第２の入力に結合されドレインが第２の出力に結合された第２の電界効果トランジスタを含み、第１のトランスインピーダンス増幅器は更に、フィードバックを提供するように第１の出力に結合された能動負荷としての第３の電界効果トランジスタを含み、第２のトランスインピーダンス増幅器は更に、フィードバックを提供するように第２の出力に結合された能動負荷としての第４の電界効果トランジスタを含んでいる。本発明については、添付図面に関して望ましい実施の形態の以降の記述において詳細に記述する。図面の簡単な説明図１は、従来のバイポーラ接合トランジスタ増幅回路の回路図、図２は、電力増幅器が後置される前置増幅器としてタンデムに構成された２つの増幅器のブロック図、図３は、従来のバイポーラ接合トランジスタ増幅回路の回路図、図４は、プッシュ・プル単一段ＦＥＴ電力増幅器の回路図、図５は、図４に示されたＦＥＴデバイスのバイアス形態の回路図、図６は、フィードバックのために用いられる能動負荷を有するトランスインピーダンス増幅器の回路図、図７は、能動負荷がプッシュ・プル構成で接続された２つのトランスインピーダンス増幅器の回路図、図８は、自動／手動利得制御用のアクティブなフィードバックがプッシュ・プル構成で接続された２つのカスコード増幅器の回路図、図９は、本発明によるモノリシック増幅集積回路の等価概略図、図１０は、本発明による２段の増幅回路の概略ブロック図、図１１は、本発明が組込まれるＣＡＴＶ分配線路増幅器のブロック図、及び図１２は、本発明が組込まれる順方向線路増幅器のブロック図である。望ましい実施の形態の詳細な説明本発明は、ＣＡＴＶ分配増幅器に対するひ化ガリウム電界効果トランジスタ（ＧａＡｓＦＥＴ）の適用に関する。ＦＥＴデバイスの物理的構造及び関連する動作原理により、ＢＪＴデバイスを組込む設計に勝る幾つかの固有の特徴的な利点がＦＥＴ増幅器設計に存在する。これらの利点は、ＣＡＴＶにおける重要性の順に、帯域幅、歪み及びノイズである。これら全ての特質は、（デバイスの電気的動作を記述する）数学モデルの適用により、種々の文献において理論的に開発された基本原理を有する。これらの特質はまた、これらデバイスの幾つかの用途において既に立証されている。如何なる設計においても、ある技術を所与の用途に適用することには何らかの利点及び短所がある。ＣＡＴＶ業界の紫明期から、使用可能であった唯一の商業的に入手可能な能動型デバイス技術はＢＪＴであった。過去十年間に、ＦＥＴデバイスが商業的用途に利用可能になったが、ユーザにとってはＢＪＴより大きな経済的負担において初めて利用可能であった。従って、これらＦＥＴデバイスは、性能要件が高いコストを正当化する「ハイ・エンド」な用途においてのみ、従って低出力用途においてのみ用いられた。「中程度の」電カデバイスないし「高」電カデバイスは入手できなかった。ひ化ガリウム製造技術の進歩と共に、電子産業における経済的情況は、ＦＥＴデバイス（及び技術）がコストと性能に関してＣＡＴＶ増幅器の設計に適すると見なされる状況を創出した。中電力増幅器の設計において用いられる能動型デバイスとしてのＦＥＴの性能の利点は、帯域幅、歪み及びノイズである。帯域幅の利点は、（物理的な）ＦＥＴデバイス動作と関連する電気的応答を引出すため必要な製造形態のゆえに得られる。ＧａＡｓＦＥＴは、通常は、材料特性とデバイス形態による優れた寄生的な性質を有する。ＧａＡｓＦＥＴにおける利得と帯域幅の積は、等しい内部平均電力消費設計を得る上でＢＪＴデバイスのそれに勝っている。歪みの利点は、ＦＥＴデバイス自体の非線形特性動作と関連している。ＢＪＴデバイスが指数的特性を呈するに対して、ＦＥＴデバイスは、大入力信号励振に応答する二乗則の非線形特性を呈する。ＦＥＴの非線形性（即ち、二乗則）の「大きさ」の方がＢＪＴの非線形性（即ち、三乗以上の成分を持つ指数関数）の「大きさ」より小さいので、所与の信号励振に対する歪みも小さく、等しい内部平均電力消費に対する歪みもまた小さい。ＧａＡｓＦＥＴにおけるノイズの利点もまた、材料特性とデバイス構造によるものである。図４は、簡素化されたプッシュ・プル単一段ＦＥＴ電力増幅器３０を示している。Ｔ１及びＴ２は、プッシュ・プル増幅器設計について先に述べたと同じ目的に供する。コンデンサＣＢは、ＤＣ減結合のためのものである。ＦＥＴデバイスは電圧制御された電流源として非常に正確にモデル化されるため、これらＦＥＴデバイスは、無限大の入力インピーダンスと大きな出力インピーダンスの略々理想的な増幅器特性を呈する。従って、ＲＧ及びＲＤは、入力と出力のインピーダンス終端として働く。バイアス条件（従って利得と歪みの特性）は、主としてＶＧＧにより設定される。ＶＤＤ及びＲＤに対して適切に選定された設計値が、波形の「クリッピング」による歪みのない信号増幅を可能にする。図５は、ＦＥＴデバイスに対する共通バイアス形態を示し、かつ図４で用いられたバイアス形態である。しかし、かかる形態には幾つかの短所がある。ＦＥＴは、ＣＡＴＶにとって重要な周波数において、通常は不安定である。広帯域の周波数安定性を達成するのに必要なＲＤの値は、しばしば、デバイスの利得の如き他の性能要件を達成するため必要な値と相容れない。実際の周波数安定性は、しばしば、ネガティブ・フィードバック補償により最もよく達成される。バイアス安定度及び一定なインピーダンス設計もまた、ネガティブ・フィードバック補償によってしばしば最もよく達成され得る。ＣＡＴＶ用の理想的な増幅器は、最小電源（バイアス）電圧及び電力の要件に加えて、大きな帯域幅、低ノイズ及び高電圧利得の諸特性を呈するものである。ＦＥＴはこのように構成される。特に、ＦＥＴは、いわゆる「トランスインピーダンス」増幅器設計として構成される。図６において、トランスインピーダンス増幅器４０は、通常は、ダイオード・ディテクタ及び送信機デバイス用の低ノイズの電圧増幅器として用いられる。このような用途の一例は、光ファイバ装置及び技術において使用されるレーザ・ダイオード・ディテクタ及び送信機である。このような設計において用いられるＦＥＴは、しばしば「デュアル・ゲートＭＥＳＦＥＴ」である。デュアル・ゲート構造は、ＦＥＴが、無線周波信号が印加されるゲート・ピンとは異なるゲート・ピンからＤＣバイアスされることを可能にする。これにより、特性の利点とバイアスの利点とを提供することができる。このような構造は、Ｒ及びＬと共に、その構造にフィードバックの利点を組込む能動負荷を提供するＱ１をも含んでいる。バイアス、利得及び安定性は全て、このような設計及び類似設計によって達成することができる。図７は、図６に関して述べた形式の構造のプッシュ・プル構成を示している。このような構成は、本発明の一実施形態に係わるＣＡＴＶ電力増幅器設計における増幅器として望ましい構成である。図８において、Ｑ１及びＱ３、ならびにＱ２及びＱ４が、プッシュ・プル構成に構成されたカスコード増幅器対を形成している。このような形態においては、各Ｒ_sは、動作のためその各（ＭＥＳＦＥＴ）トランジスタＱ１及びＱ２のゲート・ソース間電圧を適切にバイアスするように働く。Ｔ１及びＴ２は、「プッシュ・プル」増幅器設計について先に述べたと同じ目的を供する。ＲＢ１、ＲＢ２及びＬＢは、フィードバック制御という特別の目的に供する。利得及び安定度、ならびに入出力インピーダンスは、Ｑ１及びＱ２に対するこれらの構成要素の値の選択によって生成される。Ｌ_F、Ｃ_P及びＲ_Fは、低域通過フィルタと段間インピーダンスの整合とを形成する。増幅器の利得、安定度及び周波数応答は、全体として、このような構成要素によって生成される。Ｒ_DD及び、程度は小さいが、Ｒ_Fは、トランジスタＱ３及びＱ４に対する所要のドレイン・ソース間電圧を生じるように選定される。Ｒ_DDはまた、（出力）増幅器段の出力インピーダンスを設定するという２重の役割も有する。Ｒ_GはＱ３及びＱ４に対するフィードバック要素である。Ｒ_Gは、トランジスタＱ３及びＱ４に対する出力利得と終端インピーダンスの設定を助ける。Ｒ１及びＲ２は、適正にバイアスするように、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のゲート・ソース間電圧の設定を助ける。カスコード増幅器は、増幅器の利得が可変であることが必要な設計によく適合するという有利な特性を有する。従って、カスコード増幅器は、内部の利得制御、あるいは「自動調整」利得制御（即ち、ＡＧＣ）を持つ手段を本質的に有する増幅器として最適である。このことは、下記のように図８における増幅器で立証できる。Ｒ２及び（又は）Ｒ１が可変に作られているとすれば、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のゲート・ソース間電圧は変化させ得る。これにより、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のバイアスが変更可能に調整される。このような作用は、増幅器の電力利得を最終的に調整する。このような利得制御設計（即ち、Ｒ１、Ｒ２の調整）の制約は、増幅器のバイアスを変化させる結果生じる増幅器の歪み特性に対する影響である。ＧａＡｓＦＥＴは可変抵抗としての使用にも適するので、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ６の組込みによる増幅器の利得制御のための優れた機構が図８に示されている。トランジスタＱ５及びＱ６はカスコード増幅器の出力増幅段に直接接続されるので、これらトランジスタはある量のＤＣ電流をそらす。しかし、このことは、適切なゲート・ソース間電圧値（例えば、Ｖｃｏｎｔｒｏｌ）が選定されるならば、回路に問題をもたらすことはない。「軽くバイアスされた」条件が存在するならば、言い換えれば、トランジスタＱ５及びＱ６を流れるトルイン・ソース間電流がＱ３／Ｑ１及びＱ４／Ｑ２を流れるドレイン・ソース間電流と比較して小さいようなＶｃｏｎｔｒｏｌであるならば、トランジスタＱ５及びＱ６はカスコード増幅器出力段におけるフィードバック抵抗として働く。トランジスタＱ５及びＱ６を流れるＤＣ電流をＶｃｏｎｔｒｏｌの値により変化させると、カスコード増幅器における利得の制御が可能になる。図示されるように、全てのトランジスタＱ１〜Ｑ６は電界効果トランジスタを含み、回路のモノリシック集積に向いている。望ましくは、個々の増幅回路はひ化ガリウム技術で作られたモノリシック集積回路である。しかし、本発明の増幅回路は、図２に示されるようにタンデムに構成された複数の個別のモノリシック集積増幅回路を含む。各モノリシック集積増幅回路は、「外部の」バイアス・埋込み（ｅｍｂｅｄｄｉｎｇ）回路と共働して動作する。図９は、関連するバイアス・埋込み回路を持つモノリシック集積増幅回路の制御要素の一形態を示す簡素化された等価回路図である。図９において、モノリシック集積増幅回路１００は、図８に示した構成と実質的に同じ構成で示されており、トランジスタＱ３、Ｑ４（図９）が図８のトランジスタＱ５及びＱ６に対応する。しかし、フィルタ要素Ｌ_F、Ｒ_F及びＣ_F（図８）が（寄生インピーダンス以外）除かれ、モノリシック集積回路の優れた高周波性能及び集積化のためにフィードバック・バイアス要素Ｃ_B、Ｌ_B及びＲ_B2（図８）が（寄生インピーダンス以外）除かれているが、これは用途に依存する。図９において、トランジスタＱ１及びＱ２はデュアル・ゲートＦＥＴであることが望ましい。各ＦＥＴの第１のゲートは、ＤＣ阻止（ＲＦ通過）コンデンサＣをそれぞれ介してＲＦ_in1及びＲＦ_in2としてそれぞれ結合される。各トランジスタの第２のゲートは、ゲート・ソース間バイアス電圧を調整することによりバイアス点を調整するために、Ｒ_v を介してＶ_ADJに結合される。同様に、トランジスタＱ３及びＱ４のゲートは、トランジスタＱ３及びＱ４における電流バイアスを調整し、これによりフィードバックを制御するために、抵抗Ｒ₁を介してＩ_ADJに結合される。ＲＦチョーク誘導子Ｌが電圧源Ｖ_DDと集積回路１００に対する電力入力との間に設けられる。集積回路１００の出力は、それぞれＤＣ阻止（ＲＦ通過）コンデンサＣを介してＲＦ_out1及びＲＦ_out2としてそれぞれ結合される。図１０は、第１の増幅回路部１００−１及び第２の増幅回路部１００−２が図２に示したようにタンデムに結合された望ましい増幅回路（図１２の増幅器２３４又は２４４の如き）を示している。第１の増幅回路部１００−１は、これと関連したＲＦチョーク誘導子Ｌ２０、Ｌ２１（図９におけるＲＦチョーク誘導子Ｌに対応）と、電圧調整抵抗Ｒ５（図９の抵抗Ｒ_vに対応）と、電流調整抵抗Ｒ６（図９の抵抗Ｒ¹に対応）と、入力ＤＣ阻止コンデンサＣ３４、Ｃ３５（図９の阻止コンデンサＣに対応）と、モノリシック集積増幅回路Ｕ３（図９の集積回路１００に対応）と、電源・接地間ＡＣバイパス・コンデンサＣ３９、Ｃ４８とを有する。第２の増幅回路部１００−２は、これと関連したＲＦチョーク誘導子Ｌ２２、Ｌ２３（図９のＲＦチョーク誘導子Ｌに対応）と、電圧調整抵抗Ｒ７（図９の抵抗Ｒ_vに対応）と、電流調整抵抗Ｒ８（図９の抵抗Ｒ₁に対応）と、出力ＤＣ阻止コンデンサＣ２８、Ｃ２９（図９の阻止コンデンサに対応）と、モノリシック集積増幅回路Ｕ２（図９の集積回路１００に対応）と、電源・接地間ＡＣバイパス・コンデンサＣ５０、Ｃ５２とを有する。第１及び第２の増幅回路部１００−１及び１００−２は、段間ＤＣ阻止コンデンサＣ２６、Ｃ２７（図９のＤＣブロック・コンデンサＣに対応）を介して結合される。図１０において、増幅回路は、入力バラン型変成器Ｕ６（図８における入力変成器Ｔ１に対応）と、出力バラン型変成器Ｕ７（図８の出力変成器Ｔ２に対応）とを含んでいる。抵抗Ｒ５〜Ｒ８の適切な選定により、安定度、帯域幅（即ち、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚ）にわたる利得、などを提供するよう集積回路Ｕ２、Ｕ３における動作状態が制御される。図１０の回路は、従来のＢＪＴに勝る改善された性能を提示する。例えば、性能の改善は、利得の均一性、リターンロス、雑音指数及び複合２次歪みにおいて達成される。各集積増幅回路（例えば、Ｕ２及びＵ３）は、設計されたバイアス点で動作する時、最適化された性能（例えば、利得、帯域幅、低歪み、など）を提供するよう設計されることが望ましい。例えば、前置増幅器１０−１（図２）は、電力増幅器１０−２（図２）より低いバイアス電流で動作するよう設計される。集積増幅回路を流れる電流は、その電力消費を規定し、主としてＶ_ADJ（図９）又はＶＯＬＴＡＤＪ（図１０）により制御される。設計者により大きな自由度を与えるため、集積増幅回路のグループが設計され、このグループの各回路は異なるバイアス点（例えば、２００ｍａ、２７５ｍａ、３３０ｍａ、及び５１５ｍａ）で最適に動作するように設計される。例えば、図１０に示された回路の設計者は、２００ｍａで動作するよう集積増幅回路Ｕ３を選定し、３３０ｍａで動作するよう集積増幅回路Ｕ２を選定することができる。あるいはまた、設計者は、２７５ｍａ及び５１５ｍａでそれぞれ動作するよう集積増幅回路Ｕ３及びＵ２を選定することができる。このように、設計者は、集積増幅回路、ＣＡＴＶ線路増幅器及び更に大規模のＣＡＴＶ信号分配網で消費される電力を最小化しながら最適の性能を得ることができる。これら集積増幅器の任意の増幅器（例えば、図１０のＵ２又はＵ３）は、例えばプラグイン・ソケットによる接続又はハンダ付け接続により、増幅回路に取外し自在に取付けられる。バラン型変成器Ｕ６、Ｕ７は、望ましくは環状のフェライト・コア（例えば、０．１３３”ないし０．１４３”の外径×０．０６７”ないし０．０７３”の内径×０．０４７”ないし０．０５３”の厚さの、例えば、米国ニューヨーク州ＷａｌｌｋｉｌｌのＦａｉｒ−ＲｉｔｅＰｒｏｄｕｃｔｓ社製のコア・タイプ４３）の周囲に形成される広帯域の平衡−不平衡変成器である。バランは、予め定めた周波数範囲（例えば、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚ）にわたり、モノリシック集積増幅器Ｕ３（図１０）の端子ＩＮにおける入力インピーダンスが、端子ＲＦＩＮ１及び端子ＲＦＩＮ２における並列インピーダンスと整合するように構成される。バランは、予め定めた周波数範囲にわたり、モノリシック集積増幅器Ｕ２（図１０）の端子ＯＵＴにおける出力インピーダンスが端子ＲＦＯＵＴ１及び端子ＲＦＯＵＴ２における並列インピーダンスと整合するように構成される。入力バランＵ６の磁気コアは、端子ＩＮが静電放電に感応しないように飽和し得ることが望ましく（図１０）、出力バランＵ７の磁気コアは、端子ＯＵＴが静電放電に感応しないように飽和し得ることが望ましい（図１０）。このコアは１０回巻きであり、二重被覆バイファイラ巻きの各巻線は「ヘビー・ビルド（ｈｅａｖｙｂｕｉｌｄ）」３４番線として一部に知られており、通過帯域（即ち、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚ）において出力アーム１、２間に１８０°から２°より小さい位相のずれを、通過帯域において出力アーム１、２間に０．５ｄＢより小さい振幅不平衡を、かつ各アームにおいて７５０ＭＨｚで０．７５ｄＢより小さい挿入損失を達成する。端子ＩＮにおけるＲＦ電力は、図１０の端子ＲＦＩＮ１及びＲＦＩＮ２において、挿入損失だけ小さい実質的に等しい部分に分けられる。図１０の集積増幅回路Ｕ２の端子ＲＦＯＵＴ１及びＯＵＴ２におけるＲＦ電力は挿入損失だけ小さくなって合成されて、図１０における端子ＯＵＴに与えられる。このように、入力バランＵ６は、Ｕ３の端子ＲＦＩＮ１の第１の信号とＵ３の端子ＲＦＩＮ２の第２の信号との位相差が１８０°±位相オフセットであり、予め定めた周波数範囲（例えば、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚ）にわたり該位相オフセットが２°にすぎず、第１の信号の第１の振幅が第２の信号の第２の振幅±振幅不平衡に等しく、該振幅不平衡が予め定めた周波数範囲にわたり０．５ｄＢにすぎないように、入力端子ＩＮの入力信号を第１の信号と第２の信号とに分けることができる（図１０）。同様に、出力バランＵ７は、Ｕ２の端子ＲＦＯＵＴ１からの第１の信号をＵ２の端子ＲＦＯＵＴ２からの第２の信号に組合わせて端子ＯＵＴ（図１０）に出力信号を形成することができ、第１の信号と第２の信号との間の位相差は１８０°±位相オフセットであり、該位相差は予め定めた周波数範囲にわたり２°にすぎず、第１の信号の第１の振幅は第２の信号の第２の振幅±振幅不平衡に等しく、振幅不平衡は予め定めた周波数範囲にわたり０．５ｄＢにすぎない。新規なひ化ガリウム電界効果トランジスタＣＡＴＶ線路増幅器の望ましい実施の形態（例示であって限定ではない）について述べたが、当業者には、本文の教示に照らして修正及び変更が可能であることが判る。例えば、本文に述べた増幅回路は、図１１の逆方向線路増幅器２１２又は順方向線路増幅器２２０に用いることができる。従って、請求の範囲により定義される如き本発明の範囲及び趣旨に含まれる本発明の特定の実施の形態において変更が可能であることを理解すべきである。本発明について特許法に特に要求される詳細について記述したが、特許により請求され保護されるべきことは請求の範囲に記載されている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＡＵ，ＣＡ，ＪＰ (72)発明者シクラリ，スコット・アールアメリカ合衆国ペンシルバニア州19426, カレッジヴィル，ブリッジ・ストリート 207 (72)発明者トンプソン，レオ・ジェイアメリカ合衆国ジョージア州30247，リルバーン，ニューポート・レーン 131 (72)発明者ヴェネマン，スコット・アールアメリカ合衆国メリーランド州21085，ジョッパ，フランクリンヴィル・ロード 2610

Claims

【特許請求の範囲】１．ケーブル・アクセス・テレビジョン線路増幅器における、回路入力と回路出力とを持つ増幅回路であって、第１の入力と第１の出力とを持つ第１の増幅器と、第２の入力と第２の出力とを持ち、前記第１の増幅器とプッシュ・プル形態で接続される第２の増幅器と、前記回路入力を前記第１および第２の入力に結合する入力回路と、前記第１および第２の出力を前記回路出力に結合する出力回路とを備え、前記第１の増幅器が、前記第１の入力に結合された第１の電界効果トランジスタを含み、前記第２の増幅器が、前記第２の入力に結合された第２の電界効果トランジスタを含み、前記第１の増幅器が更に、前記第１の出力に結合された第３の電界効果トランジスタを含み、前記第２の増幅器が更に、前記第２の出力に結合された第４の電界効果トランジスタを含む線路増幅回路。２．前記第１と第２と第３と第４の電界効果トランジスタの各々が、ひ化ガリウム電界効果トランジスタである請求項１記載の増幅回路。３．前記第１の電界効果トランジスタと前記第１の出力との間に結合された第５の電界効果トランジスタと、前記第２の電界効果トランジスタと前記第２の出力との間に結合された第６の電界効果トランジスタとを更に備える請求項１記載の増幅回路。４．前記第１の増幅器が第１のカスコード増幅器であり、前記第２の増幅回路が第２のカスコード増幅器である請求項１記載の増幅回路。５．前記入力回路と前記出力回路とがバランを含む請求項１記載の増幅回路。６．前記入力回路がバランを含み、該バランが、回路入力における入力信号を前記第１の入力における第１の信号と前記第２の入力における第２の信号とに分割することができ、前記第１の信号の第１の振幅が前記第２の信号の第２の振幅と実質的に等しく、前記第１の信号と前記第２の信号との間の位相差が１８０°± 位相オフセットであり、該位相オフセットが予め定めた周波数範囲にわたり２° にすぎない請求項１記載の増幅回路。７．前記予め定めた周波数範囲が４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数を含む請求項６記載の増幅回路。８．前記出力回路がバランを含み、該バランが前記第１の出力からの第１の信号を前記第２の出力からの第２の信号と組合わせて回路出力における出力信号を形成し、前記第１の信号の第１の振幅が前記第２の信号の第２の振幅と実質的に等しく、前記第１の信号と前記第２の信号との位相差が１８０°±位相オフセットであり、該位相オフセットが予め定めた周波数範囲にわたり２°にすぎない請求項１記載の増幅回路。９．前記予め定めた周波数範囲が４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数を含む請求項８記載の増幅回路。１０．前記入力回路がバランを含み、該バランが前記回路入力における入力信号を前記第１の入力における第１の信号と前記第２の入力における第２の信号とに分割することができ、前記第１および第２の信号が実質的に逆相であり、前記第１の信号の第１の振幅が前記第２の信号の第２の振幅に±振幅不均衡に等しく、該振幅不均衡が予め定めた周波数範囲にわたり０．５ｄＢにすぎない請求項１記載の増幅回路。１１．前記予め定めた周波数範囲が４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数を含む請求項１０記載の増幅回路。１２．前記出力回路がバランを含み、該バランが前記第１の出力からの第１の信号を前記第２の出力からの第２の信号と組合わせて回路出力における出力信号を形成し、前記第１および第２の信号が実質的に逆相であり、前記第１の信号の第１の振幅が前記第２の信号の第２の振幅±振幅不均衡に等しく、該振幅不均衡が予め定めた周波数範囲にわたり０．５ｄＢにすぎない請求項１記載の増幅回路。１３．前記予め定めた周波数範囲が４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数を含む請求項１２記載の増幅回路。１４．前記入力回路がバランを含み、該バランが前記回路入力における入力信号を前記第１の入力における第１の信号と前記第２の入力における第２の信号とに分割することができ、前記第１の信号と前記第２の信号との位相差が１８０°± 位相オフセットであり、該位相オフセットが予め定めた周波数範囲にわたり２° にすぎず、前記第１の信号の第１の振幅が前記第２の信号の第２の振幅±振幅不均衡に等しく、該振幅不均衡が予め定めた周波数範囲にわたり０．５ｄＢにすぎない請求項１記載の増幅回路。１５．前記予め定めた周波数範囲が４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数を含む請求項１４記載の増幅回路。１６．前記出力回路がバランを含み、該バランが前記第１の出力からの第１の信号を前記第２の出力からの第２の信号と組合わせて前記回路出力における出力信号を形成し、前記第１の信号と前記第２の信号との位相差が１８０°±位相オフセットであり、該位相オフセットが予め定めた周波数範囲にわたり２°にすぎず、前記第１の信号の第１の振幅が前記第２の信号の第２の振幅±振幅不均衡に等しく、該振幅不均衡が予め定めた周波数範囲にわたり０．５ｄＢにすぎない請求項１記載の増幅回路。１７．前記予め定めた周波数範囲が４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数を含む請求項１６記載の増幅回路。１８．前記入力回路と前記出力回路の少なくとも一方が、バランと少なくとも１つのコンデンサとを含む請求項１記載の増幅回路。１９．前記入力回路が、前記回路入力における入力インピーダンスが第１および第２の入力における並列インピーダンスと予め定めた周波数範囲にわたり整合するように選定された、バランと少なくとも１つのコンデンサとを含む請求項１記載の増幅回路。２０．前記出力回路が、前記回路出力における出力インピーダンスが第１および第２の出力における並列インピーダンスと予め定めた周波数範囲にわたり整合するように選定された、バランと少なくとも１つのコンデンサとを含む請求項１記載の増幅回路。２１．前記出力回路がバランを含み、該バランが磁気コアを含み、該磁気コアが、前記回路出力が静電放電に感応しないように飽和し得る請求項１記載の増幅回路。２２．前記出力回路がバランを含み、該バランが磁気コアを含み、該磁気コアが、前記回路出力が静電放電に感応しないように飽和し得る請求項１記載の増幅回路。２３．前記第１の増幅器が、前記第３の電界効果トランジスタと前記第１の出力との間に結合された抵抗と誘導子との並列構成を含む請求項１記載の増幅回路。２４．前記第１の電界効果トランジスタがゲートとドレインとを含み、前記第１の増幅器が更に、コンデンサと、誘導子と、第１および第２の抵抗とを含み、該第１の抵抗が前記ゲートと前記第１の入力との間に結合され、前記第２の抵抗と前記コンデンサと前記誘導子との直列構成が前記ドレインと前記第１の入力との間に結合される請求項１記載の増幅回路。２５．前記第１の電界効果トランジスタのドレインと前記第１の出力との間に結合された第５の電界効果トランジスタを更に備える請求項２４記載の増幅回路。２６．前記第１の電界効果トランジスタと前記第３の電界効果トランジスタとの間に結合された低域通過フィルタを更に備える請求項１記載の増幅回路。２７．前記第１の電界効果トランジスタと前記第３の電界効果トランジスタとの間に結合されたフィルタを更に備え、該フィルタが、コンデンサと、抵抗と誘導子との直列構成とを含み、該コンデンサが、接地と、前記抵抗と前記誘導子との間の接続点との間に接続される請求項１記載の増幅回路。２８．前記第１の増幅器と前記第２の増幅器とが、第１のモノリシック集積増幅器形態に形成された増幅器であり、前記増幅回路が更に、前記第１のモノリシック集積増幅器と前記出力回路との間に結合された第２のモノリシック集積増幅器を含み、前記第２のモノリシック集積増幅器が第３の増幅器と第４の増幅器とを含み、該第４の増幅器が前記第３の増幅器とプッシュ・プル形態で結合され、前記第３の増幅器が、前記第１の出力に結合された第５の電界効果トランジスタを含み、前記第４の増幅器が、前記第２の出力に結合された第６の電界効果トランジスタを含み、前記第３の増幅器が更に、前記出力回路に結合された第７の電界効果トランジスタを含み、前記第４の増幅器が更に、前記出力回路に結合された第８の電界効果トランジスタを含む請求項１記載の増幅回路。２９．前記第１および第２のモノリシック集積増幅器の各々が、モノリシック集積増幅器の群から選択され、前記モノリシック集積増幅器の群の各構成要素が、独特の最適バイアスで最適に動作するように設計され、前記第１のモノリシック集積増幅器の最適バイアスが、前記第２のモノリシック集積増幅器の最適バイアスと異なる請求項２８記載の増幅回路。３０．前記第１および第２の増幅器が、モノリシック集積増幅器形態で形成された増幅器であり、該モノリシック集積増幅器が、結線により増幅回路に取外し自在に取付け可能であり、該結線がプラグイン・ソケットおよびハンダ付け接続のいずれか１つを含む請求項１記載の増幅回路。３１．予め定めた周波数範囲にわたり動作可能であり、該予め定めた周波数範囲が、４０ＭＨｚないし７５０ＭＨｚの周波数と、１ＭＨｚないし４０ＭＨｚの周波数とのいずれか１つを含む請求項１記載の増幅回路。３２．ケーブル・アクセス・テレビジョンの線路増幅器における、回路入力と回路出力とを持つ増幅回路であって、第１の入力と第１の出力とを持つ第１のトランスインピーダンス増幅器と、第２の入力と第２の出力とを持ち、前記第１のトランスインピーダンス増幅器とプッシュ・プル形態で結合される第２のトランスインピーダンス増幅器と、前記回路入力を前記第１および第２の入力に結合する入力回路と、前記第１および第２の出力を前記回路出力に接続する出力回路とを備え、前記第１のトランスインピーダンス増幅器が、ゲートが前記第１の入力に結合されドレインが前記第１の出力に結合された第１の電界効果トランジスタを含み、前記第２のトランスインピーダンス増幅器が、ゲートが前記第２の入力に結合されドレインが前記第２の出力に結合された第２の電界効果トランジスタを含み、前記第１のトランスインピーダンス増幅器が更に、フィードバックを提供するように前記第１の出力に結合された能動負荷としての第３の電界効果トランジスタを含み、前記第２のトランスインピーダンス増幅器が更に、フィードバックを提供するように前記第２の出力に結合された能動負荷としての第４の電界効果トランジスタを含む増幅回路。３３．前記第１と、第２と、第３と、第４の電界効果トランジスタがひ化ガリウム電界効果トランジスタである請求項４記載の増幅回路。３４．前記第１と、第２と、第３と、第４の電界効果トランジスタが、デュアル・ゲートひ化ガリウム電界効果トランジスタである請求項４記載の増幅回路。