JP2002359570A

JP2002359570A - 広帯域受信用能動アンテナ

Info

Publication number: JP2002359570A
Application number: JP2002082672A
Authority: JP
Inventors: Heinz Lindenmeier; リンデンマイヤーハインツ; Jochen Hoff; ホッフヨチェン; Leopold Reiter; レイターレオポルド
Original assignee: Fuba Automotive GmbH and Co KG
Current assignee: Fuba Automotive GmbH and Co KG
Priority date: 2001-03-26
Filing date: 2002-03-25
Publication date: 2002-12-13
Also published as: EP1246294A2; US20020171600A1; US6603435B2; EP1246294A3; JP3124385U; EP1246294B1; DE10114769A1; DE10114769B4

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】受動アンテナ部材の有効長とインピーダンス
に独立な周波数依存性が得られ、かつ多重アンテナ装置
の場合多数の接続点との結合が受信信号との顕著な干渉
なしになされるようにした広帯域能動アンテナを提供す
る。【解決手段】増幅器回路（２１）およびその入力端に
接続される有効長さｌｅの受動アンテナ部材（１）から
構成され、増幅器回路（２１）は電界効果トランジスタ
（２）と、入力アドミッタンス（７）を備えたフィルタ
回路（３）とからなり、フィルタ回路（３）はその入力
（６）において電界効果トランジスタ（２）のソースに
接続され、その出力（４）は有効な実効抵抗（５）によ
り負荷され、フィルタ回路（３）のブラインド素子はフ
ィルタ回路（３）の入力（６）に有効な入力アドミッタ
ンス（７）の実効成分（Ｇ）の周波数依存性が広帯域、
かつ上記入力アドミッタンス（７）の量が遮断周波数に
おいて十分に小さいように調整され得るようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は周波数依存の有効長
さｌｅを備え、その出力接続が増幅器回路の入力接続
と接続されている受動アンテナ部材からなっている広帯
域受信用能動アンテナに関する。

【０００２】電気的に大きな本体と直接結合している１
つまたは複数の電気的に長いアンテナは周波数にわたっ
て一定に保持された電界強度を有する励起において、有
効長さｌ_ｅ（ｆ）によって表される周波数依存の無負
荷電圧を有している。とくに３０ＭＨｚを超える周波数
範囲においてアンテナ雑音温度Ｔ_Ａは、地球の周囲−
低周波数から生じる−において、受動アンテナ部材の側
部のバイポーラトランジスタに関して、トランジスタ雑
音によって実質上受信損失を受けないように、ソースイ
ンピーダンスはトランジスタに最適な雑音整合用インピ
ーダンスＺ_ｏ _ｐ _ｔの近くで供給されるかぎり減少され
る。この種の能動アンテナの基本的な形状は図２ｂに示
されておりかつ例えばＤＴ−ＡＳ２３１０６１６、ＤＴ
−ＡＳｘｘｘｘ３００から知られている。チャンネル選
択ではなく、例えばＵＫＷ−放送周波数範囲に広い帯域
で同調させられる広帯域能動アンテナにおいて、Ｚ
_Ａ（ｆ）の短いビームアンテナのアンテナインピーダン
スＺ_Ｓ（ｆ）をＺ_Ｏ _Ｐ _Ｔの近くに変換することは必
須である。それは、電気的に大きい、また同様に電気的
に小さいアンテナにさいしてトランジスタ入力において
周波数依存の無負荷電圧を導き、それは受動アンテナ部
材の強力な周波数依存の有効長さｌ_ｅとして表され、
それに対して電圧分割係数の周波数依存性に関連してＺ
_Ｏ _Ｐ _Ｔとそれから逸脱しているトランジスタの入力抵
抗との間に、能動回路の出力入力整合回路の助けによっ
て負荷抵抗ＺＬにおいて受信信号の結果として生じて
いる周波数特性を滑らかにする必然性が生じる。それ
は、また、レベル過負荷により非直線作用に対する以下
の受信装置の保護のために必須である。

【０００３】この種の能動アンテナの基本形状は図２ｂ
に示され、そして例えば、ＤＴ−ＡＳ２３１０６１６、
ＤＴ−ＡＳｘｘｘｘ３００から知られている。この従来
技術による能動アンテナは、例えば、大きな周囲におい
てアンテナ装置による周波数範囲にわたって、例えば、
ＥＰ０３９６０３３，ＥＰ０３４６５９１およびＥＰ０
２６９７２３に記載されるように、ガラス加熱用の熱パ
ネルとともに自動車の窓ガラスに取り付けられている。
熱パネルの受動アンテナ部材として利用された構造は最
初にアンテナとして設けられない自動車の部分に関し、
それは加熱に関するその機能に基づいて僅かだけ変更可
能である。このようなアンテナ素子に図２ｂにおけるよ
うな従来技術による能動アンテナが実現され、そこで熱
パネルにあるインピーダンスが１次整合回路によって雑
音整合用のインピーダンスＺ_Ｏ _Ｐ _Ｔの近くに変換しか
つ出力側の整合ネットワークによって能動アンテナの周
波数特性を滑らかにすることができる。この方法は２つ
のフィルタ回路の比較的長い寸法を制限し、それは能動
アンテナの好都合な全体関係に関して相互従属性に基づ
いて互いに各フィルタに関して分離して実現されること
ができない。さらに、増幅器回路は十分な直線特性の達
成のために図２ｂにおけるように簡単に増強している要
素として形成されることができず、それによって両方の
アンテナネットワークの創造的な自由はとくに限定され
ている。加えて、２つのフィルタの形成により高められ
た出費が結び付けられている。この種の能動アンテナの
さらに特記すべき欠点は同一の熱パネルから多数の能動
アンテナがアンテナダイバーシティ装置または特別な指
向性特性または他の目的を有するグループアンテナの形
成のために形成されるとき、次に接続される増幅器を備
えた熱パネルに接続された整合回路の負荷が明らかにな
る。この不都合な事態はすべてのアンテナ装置にさいし
て存在し、その受動アンテナ部材は特記すべき電磁放射
結合にある。例えば、従来技術によれば、熱パネルから
形成された多重アンテナ−走査−ダイバーシティ装置に
さいして熱パネルに形成されたアンテナ増幅器用の接続
点にスイッチダイオードが取り付けられ、それはその都
度その整合回路のみで増幅器により切り換えられ、その
信号は受信機に接続されそして残りの接続を接続解除す
る。それはかかる装置において高い出費およびアンテナ
選択と正確に同期のダイオードの切り換えを導いてい
る。

【０００４】

【発明が解決すべき課題】本発明の目的は、それゆえ、
高い雑音感知の保障により定められた受動アンテナ部材
において、有効長さの周波数依存および受動アンテナ部
材のインピーダンスから十分に独立した自由に選択可能
な受信性能の周波数依存性が達成され、そして多重アン
テナ装置に関して、互いに電磁線結合にある多数の接続
点との受動アンテナ装置の受信信号からの多数の結合が
能動の形成によって受信信号の顕著な相互の影響なしに
付与されるように広帯域受信用能動アンテナを形成する
ことにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この課題は、本発明によ
れば、増幅器回路が電界効果トランジスタおよび入力ア
ドミッタンスを備えた低損失のフィルタ回路を有しそし
てフィルタ回路がその入力において電界効果トランジス
タのソース接続に接続され、そして低損失のフィルタ回
路がその出力に有効な実効抵抗で負荷され、そして前記
低損失のフィルタ回路のブラインド素子は低損失のフィ
ルタ回路の入力に有効な入力アドミッタンスの実効成分
の周波数依存性が受動アンテナ部材の周波数依存の有効
長さｌ_ｅによって限定された高周波受信信号における周
波数特性の供給された受信効率において、自由に選択さ
れた視点により広い周波数帯域内に構成されかつ前記低
損失のフィルタ回路の入力に有効な入力アドミッタンス
の量がこの周波数帯域外で非直線作用の回避のために遮
断周波数において十分に小さいように調整される構成と
したので、高い雑音感知の保障により定められた受動ア
ンテナ部材において、有効長さの周波数依存および受動
アンテナ部材のインピーダンスから十分に独立した自由
に選択可能な受信性能の周波数依存性が達成され、そし
て多重アンテナ装置に関して、互いに電磁線結合にある
多数の接続点との受動アンテナ装置の受信信号からの多
数の結合が能動の形成によって受信信号の顕著な相互の
影響なしに付与され得る広帯域受信用能動アンテナによ
って解決される。

【０００６】本発明によって達成可能な利点は特に出費
の減少および信号雑音関係に関してかつ非直線作用によ
る危険に関して最適な受信信号の獲得の簡単性に存す
る。１次整合ネットワークの省略に基づいて増幅器回路
の入力側の高いオーム性に関連してさらに好都合な自由
が複雑な多重アンテナ装置の形成にさいして生じ、その
受動アンテナ部材は互いに放射線結合にある。ダイバー
シティ装置に関連して上述されたスイッチダイオードは
その都度受信機への接続のために利用されない接続点の
自由接続のために、それゆえ、好都合には必須ではな
い。

【０００７】本発明による広帯域受信用能動アンテナお
よびアンテナ装置の実施例を添付図面について以下に詳
細に説明する。

【０００８】

【実施の形態】図１は電界効果トランジスタ２と、低損
失のフィルタ回路３のソース回路内にある入力アドミッ
タンス７と、出力側に作用する実効抵抗５とを備えた受
動アンテナ部材１に直接接続された増幅器回路２１を有
する本発明による広帯域受信用能動アンテナの回路図で
ある。

【０００９】図２ａは伝送範囲外で入力側に高いオーム
の低損失のフィルタ回路３を備えた電界効果トランジス
タ２の直列雑音源ｕ_ｒと、その作用において構わす放
って置き得る並列雑音源ｉ_ｒとを備えた本発明による
広帯域受信用能動アンテナの電気等価回路図である。

【００１０】図２ｂは周波数特性の平滑のためにトラン
ジスタの接続点および出力側の整合ネットワークにおけ
る雑音ネットワークにおいて受動アンテナ部材１の周波
数依存の有効長さを備えた従来技術による広帯域受信用
能動アンテナを示す電気等価回路図である。

【００１１】図３ａは全体雑音に対する増幅器ユニット
１１の入力雑音の寄与による高周波回路１０およびそれ
に接続された増幅器ユニット１１を備えた低損失のフィ
ルタ回路３の出力側接続を備えた図２ａにおけると同様
な電気等価回路図である。

【００１２】図３ｂは高周波回路１０およびさらに他の
増幅器回路を備えた低損失のフィルタ回路３の出力にお
いて増幅器ユニット１１を備えた図３ａにおけると同様
な電気等価回路図である。

【００１３】図４はエミッタ列回路において入力−電界
効果トランジスタ１３およびソースによって制御される
バイホーラトランジスタ１４によって拡張される電界効
果トランジスタ２の形成を示す回路図である。

【００１４】図５は自動車の後部窓ガラスに取付けるた
めの能動アンテナの小型化して実施された前端と、高周
波回路１０と、フィルタ回路３とを備えた本発明による
広帯域受信用能動アンテナの例を示す説明図である。

【００１５】図６ａは放送範囲ＵＫＷラジオ放送ならび
にＶＨＦおよびＵＨＦテレビ放送の広い帯域のカバーの
例において周波数に関して図６ｂにおける本発明による
Ｔ−フィルタ装置の直列のブラインド抵抗Ｘ_１および
Ｘ_３ならびに並列のブラインドアドミッタンスＢ_２の
推移を示すグラフ図である。

【００１６】図６ｂは本発明によるＴ−フィルタ装置の
直列のブラインド抵抗Ｘ_１およびＸ_３ならびに並列の
ブラインドアドミッタンスＢ_２を有しかつ図６ａ説明
した周波数範囲に関する本発明のアンテナの電気等価回
路図である。

【００１７】図７は共通の有効な実効抵抗５での出力信
号の関連する伝送周波数範囲および電気的な相互接続に
関してバイポーラトランジスタ１４および続いて接続さ
れる低損失のフィルタ回路３を備えた入力−電界効果ト
ランジスタ１３の出力での種々の伝送周波数範囲および
信号路の分割のために２つの伝送路を備えた本発明によ
る能動アンテナを示す回路図である。

【００１８】図８は偶数の順位の非直線性の作用の補償
のためにさらに他の電界効果トランジスタ１７および出
力側の非対称部材２０を備えた本発明による能動アンテ
ナを示す回路図である。

【００１９】図９は低損失のフィルタ回路３の入力に非
対称部材２０を備えた図７におけるアンテナに対応する
信号分岐を備えた図８におけると同様な能動アンテナを
示す回路図である。

【００２０】図１０は十分な伝送関係の達成のための中
継器２４および直線性をさらに高めるための直線化抵抗
３０を備えた本発明による能動アンテナを示す回路図で
ある。

【００２１】図１１は有効長さｌ_ｅを広い奥行きで高
めるために十分に高い１次インダクタンスおよび十分に
大きな伝送比を備えた本発明による能動アンテナを示す
回路図である。

【００２２】図１２は低損失のフィルタ回路３に形成さ
れた周波数選択の信号分岐を備えた本発明による能動ア
ンテナを示す回路図である。

【００２３】図１３はそれぞれ増幅器回路２１および高
周波回路１０と接続されかつその信号がアンテナ結合器
２２において統合される接続点１８間に電気放射線結合
を有する受動アンテナ装置２７を備えた指向性の形成の
ためのグループアンテナを示す回路図である。

【００２４】図１４はアンテナ結合器２２の点において
電子変換器２５と接続されないアンテナ分岐の負荷のた
めの等価負荷抵抗２６とを備えた図１３におけるような
装置を備えた走査ダイバーシティ−アンテナ装置を示す
回路図である。

【００２５】図１５ａはダイバーシティにより独立の受
信信号８の達成のためにダイバーシティに適して位置決
めされた接続点１８を備えた窓ガラスに取付けられた熱
パネルから形成された走査ダイバーシティ−アンテナ装
置を示す説明図である。

【００２６】図１５ｂは十分に小さい表面抵抗を有する
窓ガラスに取り付けられた導通面および電流または容量
結合のコレクタによる接続点１８の形成を備えた図１５
ａによると同様な走査ダイバーシティ−アンテナ装置を
示す説明図である。

【００２７】図１６は受信信号のダイバーシティによる
独立性を高めるためにダイバーシティに適した接続点１
８を備えた窓ガラスに取付けられた熱パネルおよび別々
に認められるブラインドアドミッタンス２３から形成さ
れた走査ダイバーシティ−アンテナ装置を示す説明図で
ある。

【００２８】図１７はその両方の接続がアース接続に対
して高い接続点１８と、電界効果トランジスタ２とさら
に他の電界効果トランジスタ１７と、アース対称に実施
された低損失のフィルタ回路３と、有効な実効抵抗５に
おいて非対称に存在する受信信号を発生するために出力
側の非対称部材２０とを備えかつ両方の接続がアース接
続に対して高い接続点１８を備えた受動アンテナ部材１
を示す回路図である。

【００２９】図１８ａは考え得る受動アンテナ部材１の
模範的なアンテナ形状を示す説明図である。

【００３０】図１８ｂは考え得る受動アンテナ部材１の
模範的なアンテナ形状を示す説明図である。

【００３１】図１８ｃは７６ないし１０８ＭＨｚの周波
数範囲およびＲ_Ａ _ｍｉｎ＜Ｒ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘに関
してハッチングされた範囲におけるインピーダンス平面
のアンテナ構造Ａ１，Ａ２およびＡ３のインピーダンス
推移を示すグラフ図である。

【００３２】図１８ｄは許容可能な値範囲Ｒ_Ａ _ｍ _ｅｉ
_ｎ＜Ｒ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘを有する図１８ｃによるア
ンテナインピーダンスの実数部を示すグラフ図である。

【００３３】図１には本発明の基本形状によるアンテナ
が示されている。自動車の窓ガラスに取付けられた熱パ
ネルの例において、受動アンテナ部材１は形状として形
成されてはおらず、それはアンテナとしての利用に関し
てメートルおよびデシメートルの波長範囲においてとく
に望ましい特性を有しかつそれによってその幾何学的構
造および窓の金属枠に対応して周波数依存性が有効長さ
ｌ_ｅと同様にそのインピーダンスを有している。本発
明の本質は、付与された受動アンテナ部材１の周波数依
存性を僅かな出費によってかつ簡単に検知しかつ実現す
べき能動アンテナを簡単に捕らえそして固有の雑音、直
線性および周波数特性に関して自由に形成しかつ電界強
度Ｅを有する入射波長と高周波受信信号８との間に定め
られた周波数特性を達成することを可能にする能動アン
テナを実現することにある。本発明によれば、接続点１
８にある受信電圧が増幅器回路２１に供給され、そのさ
い増幅器回路２１は、そのソース回路において、低損失
のフィルタ回路３の入力アドミッタンス７と対抗結合さ
れている電界効果トランジスタ２から、その出力におい
て有効な実効抵抗５と接続されている。この種のアンテ
ナにおいて入力アドミッタンス７は本発明によれば、例
えば、その受信無負荷電圧がそのように形成された受動
アンテナ部材１の有効な長さｌ_ｅによって表される強
力な周波数依存性が高周波受信信号８の入力と十分に比
較されるように形成されている。

【００３４】本発明によるアンテナの作動方法および形
成原理を図２ａおよび図３ａの電気的等価回路図に基づ
いて説明する。

【００３５】十分に雑音感知の能動アンテナの形成に関
する付与された受動アンテナ部材１の適正が伝送周波数
範囲にあるアンテナ温度に基づいて評価され得る。電界
効果トランジスタ２は通常極めて小さい並列雑音電流源
ｉ_ｒを有し、その結果その量ｉ_ｒ＊Ｚ_Ａは構わず放
って置き得るように小さいゲート−ソースおよびゲート
ドレイン容量Ｃ_２とＣ_１および直列雑音電圧源ｕ_ｒ
に比較して実際上生じるアンテナインピーダンスＺ_Ａ
において、その等価雑音抵抗Ｒ_ａ _Ｆで表し、常に構わ
ず放って置かれ得るように小さい。感知要求はそれにつ
いて減少され、アンテナ温度Ｔ_Ａおよびアンテナイン
ピーダンスＺ_Ａの実数部Ｒ_Ａによって付与される受信
雑音電圧源ｕ_ｒ _Ａ ^２＝４ｋＴ_ＡＢＲ_Ａに比して雑
音電圧源ｕ_ｒ ^２＝４ｋＴ_０ＢＲ_Ａは小さいかまたは
多くても等しい大きさである。等しい大きさの雑音寄与
にさいして、十分な感知基準として構わず放って置かれ
得るように小さい容量Ｃ_１，Ｃ_２にさいして簡単に検
査すべき要求

【００３６】

【式１】

【００３７】が実現できる。最近のガリウム−ヒ素トラ
ンジスタは構わず放って置き得る容量Ｃ_１とＣ_２の残
りの配線およびｉ_ｒからなる構わず放って置かれ得る
作用の設けられた利用に関して雑音電圧にさいしてのか
かるトランジスタの原因として極めて小さい雑音温度Ｔ
_Ｎ _０を有している。等価雑音抵抗は保持電流に依存し
かつ３０ＭＨｚ以上で広い帯域で３０オームおよびそれ
以下に定められている。ＵＫＷ−周波数範囲に関するア
ンテナかつそこに存在するおよそ１０００Ｋのアンテナ
温度の例に関して、それによって低損失の電界効果トラ
ンジスタ２において放射線抵抗を示す複合アンテナの実
数部の雑音感知性に関して伝送周波数範囲内でＲ_Ａ
（ｆ）＞およそ１０オームを十分な限定として供給する
ことができる。

【００３８】図３ａにおいて、増幅器ユニット１１の雑
音寄与は低損失のフィルタ回路３に出力側で接続された
高周波回路１０の端部において観察される。増幅器回路
２１の十分な増幅にさいしてこの寄与は対応して小さく
保持される。それは有効な実効抵抗５に対応して好まし
くは低損失のトランジスタによって低損失のフィルタ回
路３の出力において適切な周波数依存の入力アドミッタ
ンス７において達成される。入力アドミッタンス７に関
して有効長さｌ_ｅ（ｆ）の周波数依存性に基づいて供
給された周波数依存性が知られるので、回路はこの供給
がさらに対応する低損失のフィルタ回路３用のブライン
ド抵抗から認められ得る。

【００３９】伝送周波数範囲内での必須のかつ周波数依
存の放送受信の模範的な構成の本発明による基準は能動
自動車アンテナの地上放送受信に関して次の接続の受信
装置における受信性能に関して図３ａに基づいて説明す
る。さらに周波数依存の受信行動は一方で装置全体の感
度を能動アンテナに続いて接続された受信装置の雑音寄
与を減少し、かつ他方で、非直線の作用を伝送周波数範
囲内で周波数依存の受信行動の結果として増幅増大によ
って回避するように促すことである。能動アンテナに続
いて接続された受信装置は雑音数Ｆ_Ｖを有する増幅器
ユニット１１によって図３ａに示されている。全体の雑
音に対する雑音寄与が図３ｂにおいて等価の雑音抵抗Ｒ
_ａ _ｖとして増幅器回路２１の入力に示され、そのさい

【００４０】

【式２】

【００４１】を生じる。ここで、Ｇ（ｆ）により低損失
のフィルタ回路３の入力アドミッタンス７の周波数依存
の実数部を示している。この雑音寄与は、その場合に、

【００４２】

【式３】

【００４３】を生じるとき、Ｔ_Ａを有する雑音Ｒ_Ａの
裂けられない受信雑音に対して重要でない。

【００４４】感度制限を満たすために、本発明による能
動アンテナの模範的な実施の形態において、低損失のフ
ィルタ回路３の入力アドミッタンス７の実数部Ｇ（ｆ）
の周波数依存性は複合アンテナインピーダンスの実数部
Ｒ_Ａ（ｆ）の周波数特性に対して相互に選択すること
ができる。Ｆ_Ｖ〜４を有するＵＫＷ−放送の実施の形
態の例に関して、それゆえ、Ｇ（ｆ）＜１／（３＊Ｒ_Ａ
（ｆ））に近づいて選択することができる。大きな受
信レベルの前の受信機の保護のために、他方で、能動ア
ンテナの性能増強が装置全体の最適感度より大きくなく
かつしたがってＧ（ｆ）を方程式（３）の右辺に示され
るように幾らか大きく選ぶのが目的にかなっている。

【００４５】本発明によれば大きな利点は電界効果トラ
ンジスタ２の１／ｇ_ｍにより付与される低損失のフィ
ルタ回路３の入力側で制御している電源インピーダンス
でも、低損失のフィルタ回路３の出力での有効な実効抵
抗５でもない、回避できない実質的なブラインド成分を
有するので、Ｇ（ｆ）に関するＲ_Ａ（ｆ）から定めら
れた周波数特性がそれゆえ僅かに満たされ得る。これか
ら本発明による能動アンテナの周波数行動の好都合に自
由な形成可能性を生じる。これに対して、図２ｂの従来
技術による能動アンテナにおいて、周波数依存の放射線
インピーダンスＺ_Ｓ（ｆ）は強制的にかつ分離可能に
１次側の変換ネットワークの電源インピーダンスとして
存在する。その周波数行動はＺ_ｏ _ｐ _ｔの近傍で変換
されたインピーダンスの達成可能な帯域広さかつしたが
って能動回路の出力で信号−雑音関係の帯域広さを制限
する。

【００４６】次に、本発明による能動自動車アンテナの
Ｇ（ｆ）の周波数推移の模範的な形成は要求が能動アン
テナの続いて接続受信装置の入力での受信性能Ｐ_ａが
受動基準アンテナ、例えば、その共振長さ入力車両での
受動ロッドアンテナによるより大きいことからなる場合
として説明されている。強制的に異なる指向性図に基づ
いて、この要因は波長入射の定義された一定の上昇角度
θによりアジマス中間値に関連付けられている。受動ア
ンテナ部材１でのかつ比較アンテナでの自動車の回転キ
ャビンとのアンテナ距離によって対比しているアジマス
指向性測定によって、前回転に関するＮ角度ステップに
おいてかつ付与された受動アンテナ部材１の指向性Ｄ_ａ
（φ_ｎ，θ）およびその都度ｎの角度ステップに関し
て受動基準アンテナの指向性Ｄ_ｐ（φ_ｎ，θ）に対応
して、指向性に対する以下のアジマス中間値、

【００４７】

【式４ａ】

【００４８】または基準周波数において基準アンテナに
関して、

【００４９】

【式４ｂ】

【００５０】を生じる。

【００５１】図３ａにおいて増幅器ユニット１１によっ
て示されている能動アンテナに続いて接続される受信装
置は通常、高周波−回路装置の回路波長抵抗Ｚ_Ｌで関
連付けられている。負荷抵抗９における中間のアジマス
受信性能は電界効果トランジスタ２の入力特性曲線の十
分に大きな相互コンダクタンスｇ_ｍにおいて、

【００５２】

【式５】

【００５３】を生じ、そのさいｌ_ｅ _ｍ ^２（ｆ）は受
動アンテナ部材１のＤ_ａ _ｍ（ｆ）により方程式（２）
によって生じる有効面の考慮により受動アンテナ部材１
の２乗の有効長さの各周波数において生じるアジマス中
間値を以下のように示す。

【００５４】

【式６】

【００５５】受動基準アンテナの中間アジマス受信性能
はＤ_ｐ _ｍにより方程式（５）から、

【式７】

【００５６】となる。

【００５７】増幅要求Ｐ_ａ _ｍ／Ｐ_ｐ _ｍの考慮によ
り、Ｇ（ｆ）に関する本発明により要求すべき周波数推
移は、

【００５８】

【式８】

【００５９】を生じる。

【００６０】効率ηを有する浪費的な受動アンテナ部材
１の場合に関して、方程式（８）において指向性Ｄ_ａ
_ｍ（ｆ）はＤ_ａ _ｍ（ｆ）＊によって置き換えること
ができる。残りの寸法的規制はそれによって変更されな
い。

【００６１】ほぼ等しいアジマス中間値Ｄ_ｐ _ｍおよび
Ｄ_ａ _ｍ（ｆ）の場合に関して、Ｇ（ｆ）の周波数依存
性は１／Ｒ_ａ（ｆ）に比例して形成することができ
る。Ｖが大きく選ばれると、

【００６２】

【式９】

【００６３】を生じ、その場合に能動アンテナに続いて
接続される受信装置の雑音寄与は全体の雑音に対して構
わず放って置き得るように小さい。加えて、方程式
（１）に示された条件が満たされ、その場合に感度は受
動アンテナ部材１の指向性によってかつ存在している妨
害放射線にもつぱら依存している。信号−妨害関係＝１
に関する最小の必須の中間アジマス放射線密度Ｓ_ａ _ｍ
は、その場合に、

【００６４】

【式１０】

【００６５】のように述べかつ、Ｄ_ａ _ｍ（ｆ）がＤ_ａ
_ｍ（ｆ）＊ηによって置き換えられるならば、１／η
により増大する。自動車自体から出ている放射線の考慮
により、本発明によるアンテナに適した車両に存在する
構造としての受動アンテナ部材１の選択は伝送信号範囲
に関する関係Ｔ_Ａ／Ｄ_ａ _ｍ（ｆ）が十分に大きいよ
うに認められることによって的確に生じる。

【００６６】図１８ａおよび図１８ｂにおいて、本発明
による能動アンテナの考え得る受動アンテナ部材１の模
範的なアンテナ形状が示されている。接続点１８には図
１８ｃに複合インピーダンス平面において示されたイン
ピーダス推移Ｚ_Ａ（ｆ）が周波数に依存して存在して
いる。図の左方の周辺範囲においてハッチングによって
特徴付けられた範囲は一方で値Ｒ_Ａ _ｍ _ｉ _ｎ＝一定に
よつて変更される。そのように特徴付けられた範囲外に
延びるインピーダンス推移はそれゆえ方程式（１）によ
って定められた電界効果トランジスタ２の構わず放って
置かれ得る雑音の条件をＴ_Ａによる一定の妨害放射線
の存在にさいして満たす。図は全体のアンテナ構造の入
力側の整合手段なしにこの条件が入力側の変換手段なし
に満たされる従来技術による図２ｂに記載の能動アンテ
ナに対して本発明による能動アンテナの利点を確かに示
している。図１８ｃにおいて、図１８ａおよび図１８ｂ
に示された受動アンテナ部材１の実数部は７６ないし１
０８ＭＨｚの周波数にわたってカバーされる。低損失の
フィルタ回路３の入力での本発明により形成すべき入力
アドミッタンス７の実数部の周波数推移はそれゆえ方程
式（３）および（８）に関連して検討されたような視点
により図１８ｄに示された曲線推移を形成するように反
転される。

【００６７】本発明による増幅器回路１１において、も
ちろん、相互変調のごとき考え得る非直線作用に基づい
て、また、受信電界において有効な長さｌ_ｅにわたっ
て生じる入力作用する許容可能な電圧の大きさに対する
上方限界が存在する。許容可能な最大電圧は適切な電界
効果トランジスタ２の選択によって、適切な作用点の選
択によってならびにそれ自体公知の他の回路手段によっ
て高められる。方程式（６）は本発明によれば、公知の
アジマス指向性Ｄ_ａ _ｍ（ｆ）における許容可能な最大
のアジマス中間値ｌ_ｅ _ｍに許容可能な最大の能動素子
Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘが割り当てられる。Ｒ_Ａ＞Ｒ_Ａ _ｍ _ａ
_ｘによる寸法付けに関する値の範囲は図１８ｃおよび
図１８ｄにおいて同様にハッチングで特徴付けられてい
る。受動アンテナ部材１として利用のためにとくに好都
合な構造のインピーダンス値の放射線抵抗ＲＡは、そ
れゆえ、Ｒ_Ａ _ｍ _ｉ _ｎ＜Ｒ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘを有
するハッチングされた値の範囲外にある。

【００６８】本発明のさらに他の好都合な実施の形態に
おいて、付与されたアンテナ構造は、図１１に示される
ように、伝送比ｕを有する中継器の利用によって補完さ
れ、この中継器はアンテナ構造とともに−例えば窓ガラ
ス上の熱パネルに−受動アンテナ部材１を形成する。広
い帯域の伝送比は好都合には、中継器の出力において測
定可能なインピーダンスがその実数部によりＲ_Ａ _ｍ _ｉ
_ｎ＜Ｒ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘを有する値の範囲において
位置決めされている。このさい１次インダクタンスを十
分に高いオームに形成するのが好都合である。

【００６９】直線要求は十分に大きなフィードバックに
よって、ソース回路にある入力アドミッタンス７によっ
て満たされる。それは伝送範囲に好ましくは低いフィー
ドバックを必要とし、それはしかしながら伝送範囲外で
できるかぎり大きい。本発明の好都合な実施の形態入力
において、かかる低損失のフィルタ回路３の実施のため
に、好ましくは、Ｔ−ハーフフィルタまたはＴ−フィル
タまたはかかるフィルタのチェーン接続が組み込まれ
る。かかるフィルタはその基本構造において図に示され
ている。Ｇ（ｆ）の複合周波数推移の対応のために、個
々の素子がさらに他のブラインド素子によつて補完され
得る。入力側の高いオームおよび遮断範囲における遮断
作用の関心において、ブラインド抵抗の組み合わせから
それぞれ直列または並列分岐を、並列分岐２９における
ブラインドアドミッタンスの絶対値と同様に直列分岐２
８におけるブラインド抵抗の絶対値がそれぞれ伝送周波
数範囲内で十分に小さくかつその範囲外で十分に大きい
ように形成するのが目的にかなっている（図６ｂ）。

【００７０】本発明のさらに他の好都合な利用におい
て、Ｇ（ｆ）の種々の特徴の推移に関して、ブラインド
素子用の最初に知られてない値を有する低損失のフィル
タ回路３に関する対応する基本構造を最新のデジタル計
算機において処理しそして指向性のアジマス中間値Ｄ_ａ
_ｍと同様に受動アンテナ部材１のインピーダンスＺ_Ａ
を測定でまたは計算で検知しそして同様にデジタル計算
機において処理することが提案されている。それゆえＧ
（ｆ）の方程式（８）に基づいて確かめられた周波数推
移が能動アンテナの付与された増幅Ｖに関する変化計算
の公知の方法によって適宜に選択されたフィルタ基本構
造に関して低損失のフィルタ回路３のブラインド素子の
その後での具体的な確認を可能にする。

【００７１】とくに、そのさい多数のアンテナが形成さ
れる、例えば、アンテナダイバーシティ装置、グループ
アンテナ装置または多数範囲のアンテナ装置のごとき、
かかるアンテナ装置において、本発明の好都合なさらに
他の形成において、図３ｂに示されるように、増幅器回
路２１の能動出力段として増幅器ユニット１１を形成す
るのが有益である。これは出力側抵抗により通常の同軸
回路の波長抵抗Ｚ_Ｌと同じに設けられ得る。有効な実効
抵抗５はそのさい増幅器ユニット１１の入力インピーダ
ンスによって形成されている。Ｇ（ｆ）はこのインピー
ダンスにより遮断された低損失のフィルタ回路３によっ
て形成するのが上述した実施の形態により意味に即して
いる。

【００７２】内部相互コンダクタンスかつそれゆえ電界
効果トランジスタ２の特別な直線性特性の増大を達成す
るために、本発明のさらに他の好都合な実施の形態にお
いて、図４に示されるように、拡張された電界効果トラ
ンジスタ２が入力電界効果トランジスタ１３およびその
ソースによって制御されるバイポーラトランジスタ１４
によってエミッタ列接続において形成され得る。

【００７３】能動窓ガラスアンテナとしての本発明によ
るアンテナの利用にさいして、図５に示されるように、
自動車の窓の非常に幅の狭い周辺範囲において目立たな
く取り付けることが好都合な方法において可能である。
それゆえ、接続点１８に取り付けるべき部材を小型化し
て実施しかつ増幅器回路２１のそこでの機能に必須な部
分のみを取り付けるのが好ましい。低損失のフィルタ回
路３のさらに他の部分は離して位置決めされかつ高周波
回路１０を介して接続される。

【００７４】本発明のさらに他の好都合な実施の形態に
おいて、能動アンテナは多数周波数範囲用の多数範囲ア
ンテナとして実施される。このために、図６ａにおいて
周波数範囲、ＵＫＷ−可聴ラジオ放送ならびにＶＨＦ−
およびＵＨＦテレビ放送に関してブラインド抵抗Ｘ
_１，Ｘ_２のまたは図６ｂに示される低損失のフィルタ
回路３のＴ−フィルタ装置のブラインドコンダクタンス
Ｂ_２が模範的に示されている。Ｔ−フィルタ形状はこ
のさい、周波数範囲において電界効果トランジスタ２の
十分に大きなフィードバックの達成のために低損失のフ
ィルタ回路３の入力側の高いオームを保証する。

【００７５】多数周波数範囲の達成は、本発明のさらに
他の好都合な実施の形態において、関連する伝送周波数
帯域の分離された伝送路に基づいて生じさせることがで
きる。このさい図７に示されるように、多数の伝送周波
数帯域の形成のために、電界効果トランジスタ２の拡張
のための多数のバイポーラトランジスタ１４が組み込ま
れ、そのベース電極は入力−電界効果トランジスタ１３
のソース電極に接続されそしてそれはそれぞれエミッタ
列回路において関連する周波数帯域の分離された伝送路
の形成のために分離された低損失のフィルタ回路３の入
力と接続されている。

【００７６】非直線性の作用の補償のために、増幅器回
路２１において偶数の順位およびそれから生じるインタ
ーバンド周波数変換は、電界効果トランジスタ２と並ん
で図８による本発明のさらに他の好都合な実施の形態に
おいて同一の電気的特性を有するさらに他の電界効果ト
ランジスタ１７が組み込まれている。このさい増幅器回
路２１の入力接続が電界効果トランジスタ１５および１
６の両方の制御接続によって形成されそして低損失のフ
ィルタ回路３の入力はソース接続１９ａおよび１９ｂと
接続されている。低損失のフィルタ回路３における非対
称部材２０が高周波受信信号８の非対称化のために役立
つ。かかる回路は、図１７におけるように、好都合に
は、接続点１８におけると同様にアース電圧に通じてい
る２つの接続と接続されている。

【００７７】本発明のさらに他の好都合な実施の形態に
おいて、図８に関して付与された説明による非直線の作
用の抑制および図７に関して付与された説明による分離
された伝送路の達成のための手段が図９におけるように
組み合わせられている。分離された周波数選択の伝送路
の形成は、好都合には、図１２に示されているように、
また、低損失のフィルタ回路３内の信号分岐に基づい
て、多数の出力での種々の伝送周波数帯域に関しての高
周波受信信号８の周波数選択カップリングのために形成
され得る。

【００７８】本発明のとくに好都合な実施の形態におい
て、能動アンテナはアンテナ装置において多数利用さ
れ、周波数依存のかつ入射波長に関連して量および／ま
たは位相においてのみ異なる有効長さｌ_ｅの指向性図
を備えた受動アンテナ部材１を有しており、それは、し
かしながら、電磁放射線結合にありかつ多数の接続点１
８を備えた受動アンテナ装置２７とともに形成されてい
る。本発明によれば、そのさい、各々の受動アンテナ部
材１は本発明による増幅器回路２１とそれぞれ接続さ
れ、その結果受動アンテナ部材１での高周波数受信信号
８の結合によって受信電圧の顕著な相互の影響は付与さ
れない。かかるアンテナ装置は極めて一般的に図１３に
示されている。増幅器回路２１の出力に存在する受信信
号８は、例えば、付与された受信特性を有するグループ
アンテナ装置の形成のために指向性およびアンテナ利得
に関して、受動アンテナ部材１に隣接する高周波受信信
号８についての反作用なしに、このために存在するアン
テナ結合器２２に量および位相により重畳される。

【００７９】アンテナダイバーシティ装置の効率は意の
ままになる互いにダイバーシティにより独立のアンテナ
信号の数により影響が及ぼされる。この独立性はレーリ
ー波長領域において走行中に生じる受信電圧間の相関係
数において表される。本発明のとくに好都合なさらに他
の実施の形態において、本発明による多数の能動受信ア
ンテナが自動車のアンテナダイバーシティ装置に利用さ
れ、そのさい受動アンテナ部材１は、それがレーリー受
信領域において無負荷作動で接続点１８に存在する受信
信号Ｅ＊ｌ_ｅでダイバーシティによりできるだけ互い
に独立するように選択されている。そのさい、接続点１
８がこの視点によりかつ自動車技術の観点を考慮して選
択されているかかる装置は模範的に図１５ａおよび図１
５ｂに示されている。接続点１８間に存在する電磁放射
線結合に基づいてこの独立性はその場合に無負荷作動に
おいて駆動される接続点１８にのみ該当する。本発明に
よる増幅器回路２１との接続点１８との接続によって、
構わず放って置き得る小さい容量の入力アドミッタンス
に基づいて高出力受信信号８が反作用なしにアンテナ出
力において調整される。接続点１８での受信信号のダイ
バーシティによる独立性は、それゆえ、この手段によっ
て好都合な方法において影響が及ぼされずかつこの独立
性はしたがってアンテナ出力において受信信号８に関し
てと同一の方法において存する。したがって、アンテナ
出力において互いに独立の受信信号８が走査ダイバーシ
ティ装置における選択のためにまたはさらに他の公知の
ダイバーシティ方法におけるさらに他の処理のために意
のままになる。これに対して接続点１８に流れている電
流に関して図２ｂによる従来技術による変換回路との接
続点１８の接続はアンテナ装置でのアンテナ信号の独立
性を引き起こしている。この関係は以下で２つの接続点
１８を有する受動アンテナ部材１に関して詳細に説明す
る。

【００８０】Ｕ０１およびＵ０２が受動アンテナ装置２
７の接続点１８での無負荷作動電圧振幅そしてＺ１１，
Ｚ２２がそこで測定されたアンテナインピーダンスであ
りそしてさらにＺ１２が接続点１８の結合に基づく相互
作用インピーダンスそしてＹ１およびＹ２が増幅器の入
力アドミッタンスで、それにより接続点１８が負荷され
ると、この負荷により生じる電圧振幅に関して接続点１
８において以下の関係を生じる。

【００８１】

【式１１】

【００８２】電圧振幅Ｕ１およびＵ２との間のかつそれ
ゆえアンテナ出力電圧との間の相関係数は電圧Ｕ１およ
びＵ２の時間的中間値によって、

【００８３】

【式１２】

【００８４】を生じる。

【００８５】これを前提条件とした場合に関して、走行
にさいしてレーリー受信領域において互いに独立の無負
荷受信電圧振幅Ｕ１０およびＵ２０を生じる。これは僅
かな相関係数、すなわち、

【００８６】

【式１３】

【００８７】によって表される。

【００８８】接続点１８がそれによって負荷される増幅
器の入力アドミッタンスが本発明にしたがって構わず放
って置かれ得るように小さい、すなわち、Ｙ１＝０およ
びＹ２＝０ならば、その場合に、方程式（１１）から電
圧Ｕ１およびＵ２を以下のごとく、

【００８９】

【式１４】

【００９０】を生じる。

【００９１】方程式（１３）の単位行列において数０に
より占められる相互作用は、方程式（１３）に記載され
た僅かな装飾関係が電圧Ｕ１およびＵ２において本発明
による増幅器回路２１に保持されたままであることを示
している。それに対して方程式（１３）の評価は負荷に
際してそれぞれの電圧により相互作用パラメータＺ１２
＊Ｙ２またはＺ１２＊Ｙ１にわたって利用法の無負荷作
動電圧の結合を生じ、そこでその場合に、

【００９２】

【式１５】

【００９３】を生じる。

【００９４】接続点１８の僅かでない結合、すなわち、
僅かでないＺ１２にさいして、相関係数は、Ｙ１＝Ｙ２
＝０であるならば、その場合にのみなくなることは明ら
かである。

【００９５】他方で、前述の考察が示すことは、無負荷
作動電圧Ｕ１０およびＵ２０の現存する相互の依存性に
おいて、Ｙ１およびＹ２に関して特別な値が認められる
ことができ、それは方程式（１５）に記載された変換に
わたって増幅器入力電圧Ｕ１およびＵ２における相互の
依存性を減少するかまたはなくならせるということであ
る。それゆえ、本発明の好都合な他の実施の形態におい
て、図１５に示されるように、受動アンテナ装置２７が
その接続点１８においてこれに適するアドミッタンス−
好ましくは感度の基礎から−ブラインドアドミッタンス
２３によって、大きなダイバーシティ効率の関心におい
て接続点１８での電圧間の相関が小さいように配線する
ことが提案されている。本発明による能動アンテナは、
そのさい、かかる適宜なブラインド素子の固定が感度考
察から十分に独立して向けられるという重大な利点を有
している。そのさい種々の接続点１８に付与された放射
線抵抗Ｒ_Ａ（ｆ）に関して、その場合に正確な調整は
必要なく、しかも図１８に記載された許容し得る値の範
囲に属することだけを要求し得る。

【００９６】

【発明の効果】本発明は上述した構成であるから、有効
長さの周波数依存および受動アンテナ部材のインピーダ
ンスから十分に独立した自由に選択可能な受信性能の周
波数依存性が達成され、多重アンテナ装置に関して、互
いに電磁線結合にある多数の接続点と受動アンテナ装置
の受信信号からの多数の結合が能動の形成によって受信
信号の顕著な相互の影響なしに付与され得る広帯域受信
用能動アンテナを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による広帯域受信用能動アンテナを示す
回路図である。

【図２ａ】本発明による広帯域受信用能動アンテナの電
気等価回路図である。

【図２ｂ】従来技術による広帯域受信用能動アンテナを
示す電気等価回路図である。

【図３ａ】図２ａと同様の本発明による広帯域受信用能
動アンテナの電気等価回路図である。

【図３ｂ】図３ａと同様の電気等価回路図である。

【図４】電界効果トランジスタの形成を示す回路図であ
る。

【図５】自動車の後部窓ガラスに取付けた本発明による
広帯域受信用能動アンテナの例を示す説明図である。

【図６ａ】ＵＫＷラジオ放送ならびにＶＨＦおよびＵＨ
Ｆテレビ放送の周波数に関して図６ｂにおける本発明に
よるＴ−フィルタ装置の直列のブラインド抵抗Ｘ_１お
よびＸ_３ならびに並列のブラインドアドミッタンスＢ
_２の推移を示すグラフ図である。

【図６ｂ】図６ａに説明した周波数範囲に関する本発明
によるアンテナの電気等価回路図である。

【図７】２つの伝送路を備えた本発明による能動アンテ
ナを示す回路図である。

【図８】本発明による能動アンテナを示す回路図であ
る。

【図９】図８と同様の本発明による能動アンテナを示す
回路図である。

【図１０】十分な伝送関係の達成のための本発明による
能動アンテナを示す回路図である。

【図１１】有効長さｌ_ｅを広い奥行きで高めるための
本発明による能動アンテナを示す回路図である。

【図１２】周波数選択の信号分岐を備えた本発明による
能動アンテナを示す回路図である。

【図１３】指向性の形成のためのグループアンテナ装置
を示す回路図である。

【図１４】図１３に示したようなグループアンテナ装置
を備えた走査ダイバーシティ−アンテナ装置を示す回路
図である。

【図１５ａ】窓ガラスに取付けられた熱パネルから形成
された走査ダイバーシティ−アンテナ装置を示す説明図
である。

【図１５ｂ】図１５ａと同様の走査ダイバーシティ−ア
ンテナ装置を示す説明図である。

【図１６】受信信号のダイバーシティによる独立性を高
めるための走査ダイバーシティ−アンテナ装置を示す説
明図である。

【図１７】両方の接続がアース接続に対して高い接続点
を備えた受動アンテナ部材を示す回路図である。

【図１８ａ】受動アンテナ部材の模範的なアンテナ形状
を示す説明図である。

【図１８ｂ】受動アンテナ部材の模範的なアンテナ形状
を示す他の説明図である。

【図１８ｃ】アンテナ構造Ａ１，Ａ２およびＡ３のイン
ピーダンス推移を示すグラフ図である。

【図１８ｄ】図１８ｃによるアンテナインピーダンスの
実数部を示すグラフ図である。

【符号の説明】

０アース接続１受動アンテナ部材２電界効果トランジスタ３低損失のフィルタ回路４出力５有効な実効抵抗６入力７入力アドミッタンス８高周波受信信号９負荷抵抗１０高周波回路１１増幅器ユニット１２エミッタ接続１３入力−電界効果トランジスタ１４バイポーラトランジスタ１５制御接続１６制御接続１７さらに他の電界効果トランジスタ１８接続点１９ソース接続２０非対称部材２１増幅器回路２２アンテナ結合器２３ブラインドアドミッタンス２４中継器２５電子変換器２６等価負荷抵抗２７受動アンテナ装置２８直列分岐２９並列分岐３０直線抵抗Ｆ_Ｖ雑音数Ｇ能動アドミッタンスｌ_ｅ有効長さ λ 波長ｋボルツマン定数Ｚ_０自由空間の特性インピーダンスＢアース帯域幅

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１４年９月１２日（２００２．９．１
２）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】明細書

【発明の名称】広帯域受信用能動アンテナ

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は周波数依存の有効長
さｌｅを有する受動アンテナ素子から構成された広帯
域受信用能動アンテナに関するものである。

【０００２】受動アンテナ素子の出力接続は増幅器回路
の入力接続に接続されている。電気的に長いアンテナ又
は電気的に大きい本体と直接結合しているアンテナは周
波数にわたって一定に保持されている電界強度で励起さ
れた時に、有効長さｌ_ｅ（ｆ）によって表される周波
数依存の無負荷電圧（開路電圧）を有している。特に、
３０ＭＨｚ以上の周波数範囲において、低周波数から生
じるアンテナ雑音温度Ｔ_Ａはバイポーラートランジス
タに関して、インピーダンスＺ_ｏ _ｐ _ｔの近くの電源
インピーダンスがトランジスタの雑音によって感度の重
大な損失を受けないように、アンテナの受動素子の側部
における雑音適応のため特定されねばならないような範
囲まで地球の周囲において減少される。この種の能動ア
ンテナの基本的な形状は図２ｂに示されておりかつ例え
ばＤＴ−ＡＳ２３１０６１６、ＤＴ−ＡＳｘｘｘｘ３０
０から公知である。チャンネル選択ではなく、例えばＶ
ＨＦ放送周波数範囲に広い帯域で同調させる能動広帯域
アンテナに関し、Ｚ_Ａ（ｆ）中の短いエミッターのア
ンテナインピーダンスＺ_Ｓ（ｆ）をＺ_Ｏ _Ｐ _Ｔの近く
まで変換することが必要である。電気的に大きいアンテ
ナと同様に電気的に小さいアンテナの双方において、こ
れはトランジスタ入力に周波数依存の無負荷電圧（開路
電圧）を導き、該無負荷電圧はアンテナの受動素子の強
力な周波数依存の有効長さｌ_ｅとして表され、該周波
数依存の有効長さｌ_ｅからＺ_Ｏ _Ｐ _Ｔとそれから逸脱
しているトランジスタの入力抵抗との電圧分割係数の周
波数依存性に関して能動回路の出力に整合回路の助けで
負荷抵抗ＺＬから生じる周波数曲線を滑らかにする必要
性を導く。これはレベル過負荷により非直線作用に対し
て下流に接続された受信装置を保護することも必要であ
る。

【０００３】この形式のアンテナの基本形状は図２ｂに
示され、そして例えば、ＤＴ−ＡＳ２３１０６１６、Ｄ
Ｔ−ＡＳｘｘｘｘ３００から公知である。この従来技術
によるアンテナは、例えば、窓ガラスのパネルを加熱す
るための加熱場を有する自動車の窓ガラスパネルに装着
されたアンテナ装置によって高周波数範囲以上の大きな
範囲に取付けられている。これは例えば、ヨーロッパ特
許第０３９６０３３号，同第０３４６５９１号および同
第０２６９７２３号の特許明細書に記載されている。受
動アンテナ素子として作動するために使用されている加
熱場の構造体は最初にアンテナとして使用されていない
自動車の構成部材である。このような自動車の構成部材
は加熱を目的とする機能であるため僅かな方法において
のみ変更可能である。従来技術による能動アンテナが図
２ｂにおけるようなアンテナ素子で形成された場合に、
加熱場に存在するインピーダンスは主適合回路によって
雑音適応のためのインピーダンスＺ_Ｏ _Ｐ _Ｔの近くに
変換されねばならず、そして能動アンテナの周波数曲線
は出力側に配置された適合ネットワークで滑らかにされ
ねばならない。この方法は２つのフィルタ回路の比較的
長い寸法を調整する。能動アンテナの好都合な全体の作
用に対して、これは２つのフィルタ回路の相互の従属性
のため各フィルタに関して分離して形成させることはで
きない。さらに、適切な直線特性を達成するための増幅
器回路は図２ｂにおけるような簡単な増幅素子の形状で
は実現させることはできない。これは顕著な方法におい
て２つの適合ネットワークの構造上の自由を制限する。
加えて、２つのフィルタの実現は実質的な出費に関連し
ている。この種の能動アンテナのさらに特記すべき欠点
は複数の能動アンテナがアンテナダイバーシチ装置を形
成するため特別な指向特性を有するかまたは他の目的を
有するグループアンテナを形成するために同じ加熱場か
ら実現される場合に、加熱場の下流に接続された増幅器
からなる適合回路の負荷によってもたらされる。この不
都合な事態は受動アンテナ素子が互いに電磁放射による
顕著な結合を受けるすべてのアンテナ装置に存在する。
例えば、従来技術によれば、加熱場から形成された多重
アンテナ走査ダイバーシチ装置において、アンテナ増幅
器のために加熱場に形成された接続地点にはスイッチン
グダイオードが取付けられている。これらのスイッチン
グダイオードの各々は増幅器により適合回路のみを切り
換え、増幅器の信号は受信機に通され、そして他の接続
地点を自由に切り換える。これはかかる装置に高い出費
とアンテナ選択と正確に同期させてダイオードを切り換
えねばならない別の要求を導く。

【０００４】

【発明が解決すべき課題】従って、本発明の課題は特定
の受動アンテナ素子において、高い雑音感知を確保し、
かつ受動アンテナ素子の有効長さの周波数依存性および
受動アンテナ素子のインピーダンスから十分に独立して
受信性能の自由に選択可能な周波数依存性が達成され、
そして多重アンテナ装置に関して、能動アンテナの形成
によって受信信号の顕著な相互の影響なしに、電磁放射
により互いに結合されている複数の接続地点を有する受
動アンテナ装置からの受信信号の多重減結合が可能であ
るような方法で広帯域受信用能動アンテナを構成するこ
とにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この課題は、本発明によ
れば、増幅器回路を電界効果トランジスタと入力アドミ
タンスを備えた低損失フィルタ回路とから構成し、該低
損失フィルタ回路をその入力において電界効果トランジ
スタのソース接続に接続し、低損失フィルタ回路の出力
に高周波数受信信号を減結合させ、低損失フィルタ回路
をその出力に作用する高周波抵抗で負荷させ、必要な受
信性能において受動アンテナ素子の周波数依存の有効長
さｌ_ｅによって調整された高周波曲線が自由に選択さ
れた視点により広周波数帯域内の高周波受信信号で構成
されかつ低損失フィルタ回路の入力に作用する入力アド
ミタンスの量が遮断周波数範囲において非直線作用を回
避するために十分に少ないような方法で低損失フィルタ
回路の入力に作用する入力アドミタンスの実効成分の周
波数依存性が調整されるように低損失フィルタ回路のブ
ラインド素子を選択可能としたことを特徴とする広帯域
受信用能動アンテナによって解決される。

【０００６】本発明によって達成可能な利点は特に雑音
対信号の比率を最適にすると共に非直線作用により生じ
る危険に対して最適にした受信信号を得るために経費を
軽減させかつその構成を簡単にした点にある。主適合ネ
ットワークが省略されていることにより、増幅器回路の
入力側の高い抵抗に関して、受動アンテナ素子が放射に
より互いに結合されている複雑な多重アンテナ装置を極
めて自由に構成することができる。従って受信機に通す
ための信号が使用されない接続地点を自由に切り換える
目的のためにダイバーシチ装置に関して上述したスイッ
チングダイオードは必要としない。

【０００７】本発明による広帯域受信用能動アンテナと
アンテナ装置の実施例を添付図面について以下に詳細に
説明する。

【０００８】

【実施の形態】図１は本発明による広帯域受信用能動ア
ンテナを示し、該広帯域受信用能動アンテナは受動アン
テナ素子１に直接接続されている電界効果トランジスタ
２を有する増幅器回路２１と、ソース回路内に接続され
ている低損失フィルタ回路３の入力アドミタンス７と、
出力側に配置されている高周波抵抗５とから構成されて
いる。

【０００９】図２ａは電界効果トランジスタ２の直列雑
音電圧源ｕ_ｒと、並列雑音電流源ｉ_ｒとから成る本発
明による広帯域受信用能動アンテナの電気等価回路図で
ある。該電流源の作用は無視することができる。更に入
力側の伝送範囲外に配置した高抵抗の低損失フィルタ回
路３を備えている。

【００１０】図２ｂは従来技術による広帯域受信用能動
アンテナの電気等価回路図を示し、該従来技術のものは
雑音適合ネットワークと、トランジスタの接続地点にお
ける受動アンテナ素子１の周波数依存の有効長さと、周
波数曲線を滑らかにするために出力側に配置した適合ネ
ットワークとから構成されている。

【００１１】図３ａは図２ａに示したものと同様の電気
等価回路図であるが、しかし全体雑音に対して増幅器ユ
ニット１１の固有の雑音を寄与させるために低損失フィ
ルタ回路３の出力側に高周波ライン１０を接続させ、高
周波ライン１０に増幅器ユニット１１を接続させてあ
る。

【００１２】図３ｂは図３ａに示したものと同様の電気
等価回路図であり、低損失フィルタ回路３の出力に高周
波ライン１０と他の増幅器回路とを備えた増幅器ユニッ
ト１１を設けてある。

【００１３】図４は入力の電界効果トランジスタ１３と
エミッタ順序回路においてソースによって制御されるバ
イホーラートランジスタ１４とを有する電界効果トラン
ジスタ２の構成を示す。

【００１４】図５は自動車の後部の窓ガラスに取付ける
ために小型化した能動アンテナの前端と、高周波ライン
１０と、フィルタ回路３とから成る本発明による広帯域
受信用能動アンテナの実施例を示す。

【００１５】図６ａは音声放送用のＶＨＦラジオ信号範
囲ならびにＶＨＦおよびＵＨＦテレビ信号伝送の広帯域
有効範囲の例により、周波数上でグラフに記入した本発
明によって構成された図６ｂのＴ−フィルタ装置の直列
のリアクタンスＸ_１およびＸ_３の曲線ならびに並列の
サスセプタンスＢ_２の曲線を示す。

【００１６】図６ｂは本発明によるＴ−フィルタ装置の
直列のリアクタンスＸ_１およびＸ _３ならびに並列のサ
セプタンスＢ_２を有しかつ図６ａに説明した周波数範
囲につての本発明によるアンテナの電気等価回路図を示
す。

【００１７】図７は入力電界効果トランジスタ１３の出
力に異なる伝送周波数範囲のためおよび信号路の分割の
ために２つの伝送ラインを備えた本発明による能動アン
テナを示す。各伝送ラインは関連する伝送周波数範囲の
ために下流に低損失フィルタ回路３を備えたバイポーラ
ートランジスタ１４を有し、そして出力信号は共通の能
動高周波抵抗５に共に連通されている。

【００１８】図８は偶数順の非直線性の作用を補償する
ために他の電界効果トランジスタ１７と出力側に配置さ
せた非対称部材２０とを備えた本発明による能動アンテ
ナを示す。

【００１９】図９は図８に示したものと同様の能動アン
テナを示しているが、しかし低損失フィルタ回路３の入
力に配置させた非対称部材２０を有する図７におけるア
ンテナによる信号分岐を備えている。

【００２０】図１０は良好な伝送状態を形成するために
送信機２４と線形性をさらに高めるために線形化抵抗３
０とを備えた本発明による能動アンテナを示す。

【００２１】図１１は本発明による能動アンテナを示し
ているが、しかし有効長さｌ_ｅの広帯域を高めるため
に非常に高い抵抗性の１次インダクタンスと非常に大き
な変換比とを有する送信機２４を備えている。

【００２２】図１２は低損失フィルタ回路３に形成され
た周波数選択の信号分岐を備えた本発明による能動アン
テナを示す。

【００２３】図１３は増幅器回路２１と高周波ライン１
０に接続されかつ信号がアンテナ結合器２２において結
合される接続地点１８と電磁放射により結合されている
受動アンテナ装置２７を備えた指向性作用を形成するた
めのグループアンテナを示す。

【００２４】図１４は図１３に示したような装置を有す
る走査ダイバーシチアンテナ装置を示しているが、しか
しアンテナ結合器２２に代えて用いた電子切換えスイッ
チ２５と接続されないアンテナ分岐を負荷するために等
価負荷抵抗２６とを備えている。

【００２５】図１５ａはダイバーシチにより独立してい
る受信信号８を得るためにダイバーシチにより適切に位
置決めされた接続地点１８を備えた窓ガラスにプリント
させた加熱場により熱パネルから形成された走査ダイバ
ーシチアンテナ装置を示す。

【００２６】図１５ｂは図１５ａに示したものと同様の
走査ダイバーシチアンテナ装置を示すが、しかし窓ガラ
スに取付けられた十分に小さい表面抵抗を有すると共に
電流または容量結合のコレクタ電極による接続地点１８
の形成を有する導通面を備えている。

【００２７】図１６は窓ガラスにプリントされた加熱場
により形成され、ダイバーシチに適した接続地点１８を
備え、かつダイバーシチによる受信信号の独立性を高め
るために別々に定めたサセプタンス２３を有する走査ダ
イバーシチアンテナ装置を示す。

【００２８】図１７は２つの接続が質量接続と相対して
高いレベルで配置されている接続地点１８を有し、電界
効果トランジスタ１７と、質量対称に構成された低損失
フィルタ回路３と、能動抵抗５に非対称に存在する受信
信号を発生するために出力側に配置させた非対称部材２
０とを備えた受動アンテナ素子１を示す。

【００２９】図１８ａおよび図１８ｂは受動アンテナ素
子１にとって可能であるアンテナ形状の例を示す。

【００３０】図１８ｃは７６ないし１０８ＭＨｚの周波
数範囲およびＲ_ＡＲ_Ａ _ｍｉｎとＲ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ
_ｘについて暗くぬりつぶした範囲におけるインピーダ
ンス平面のアンテナ構造体Ａ１，Ａ２およびＡ３のイン
ピーダンス曲線を示す。

【００３１】図１８ｄは許容可能な値範囲Ｒ_Ａ _ｍ _ｉ
_ｎ＜Ｒ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘを有する図１８ｃによるア
ンテナインピーダンスの実成分を示す。

【００３２】図１は本発明の基本形状によるアンテナを
示している。自動車の窓ガラスにプリントされた自動車
の加熱場の例はそれがアンテナとして利用された時にメ
ートルおよびデシメートル波長範囲においてとくに所望
された特性を有するような形態で受動アンテナ素子１を
実現することができないことを示す。従ってこれは受動
アンテナがその幾何学的構造と窓の金属枠とによって有
効長さｌ_ｅとそのインピーダンスの双方に不均一な周
波数依存性を有していることを意味する。本発明の本質
は入射波長と電界強度Ｅとを得ることができるように少
ない経費でかつ簡単な方法で実現することができ、そし
て固有の雑音、直線性および周波数曲線に関して自由に
構成できる能動アンテナにより予め定めた受動アンテナ
素子１の周波数依存性の前記不均一を改善することがで
き能動アンテナを実現することにある。本発明によれ
ば、接続地点１８に得られる受信電圧は増幅器回路２１
に供給され、それにより増幅器回路２１はその供給源ラ
インにおいて低損失フィルタ回路３の入力アドミタンス
７からの帰還と結合され、該低損失フィルタ回路３はそ
の出力において有効な能動抵抗５と接続されている。こ
の種のアンテナにおいて、例えば、そのように形成され
た受動アンテナ素子１の有効な長さｌ_ｅとによって表
される周波数上の無負荷受信電圧の高い依存性が高周波
受信信号８において高度に補償されるような方法で本発
明によって入力アドミタンス７を実現させることができ
る。

【００３３】本発明によるアンテナの作動方法および形
成原理を図２ａおよび図３ａに示した電気的等価回路図
に基づいて説明する。

【００３４】雑音に対する最適な感知性を有する能動ア
ンテナを構成するために特定された受動アンテナ素子１
の適正は伝送周波数範囲に有効なアンテナの温度により
評価され得る。電界効果トランジスタ２は通常極めて小
さい並列雑音電流源ｉ_ｒを有しているので、非常に小
さいゲート源およびゲートドレイン容量Ｃ_２とＣ
_１と、実際の寿命に生じるアンテナインピーダンスＺ_Ａ
とを有するその付加量ｉ _ｒ＊Ｚ_Ａはその等価雑音抵
抗Ｒ_ａ _Ｆにより表わされる電界効果トランジスタの直
列雑音電源ｕ_ｒに比較して常に非常に小さい。感知性
の必要条件はアンテナ温度Ｔ_Ａおよびアンテナインピ
ーダンスＺ_Ａの実数部Ｒ_Ａによって供給される受信雑
音電圧源ｕ_ｒ _Ａ ^２＝４ｋＴ_ＡＢＲ_Ａに関して雑音
電圧源ｕ_ｒ ^２＝４ｋＴ_０ＢＲ_Ａが小さいかまたは多
くても等しい大きさであるように減少される。従って、
等しい量の雑音付加量にさいして、式１の必要条件のみ
が適切な感知基準として検査するために容易である非常
に小さい容量Ｃ_１，Ｃ_２を

【００３５】

【式１】

【００３６】満たす。最近のヒ化ガリウムトランジスタ
は他の負荷と比較した際に非常に小さい容量Ｃ_１とＣ
_２および意図した適用を考慮して極めて小さい雑音温
度Ｔ_Ｎ _０のための原因として雑音に対するかかるトラ
ンジスタの適用において無視できるｉ_ｒの作用を有し
ている。等価雑音抵抗は空電電流に依存しかつ３０ＭＨ
ｚ以上では広帯域で３０オームおよびそれ以下になるよ
うに選定され得る。従って、ＶＨＦ周波数範囲用であっ
てかつそこに存在する約１０００Ｋのアンテナ温度を有
するアンテナの例に関して、Ｒ_Ａ（ｆ）＞約１０オー
ムが低損失の電界効果トランジスタ２において放射線抵
抗を示す複合アンテナインピーダンスの実部分用の雑音
感知性を考慮して適切な状態として伝送周波数範囲内に
特定されねばならない。

【００３７】低損失フィルタ回路３に出力側で接続され
た高周波ライン１０の端部に配置された増幅器ユニット
１１の雑音付加量が図３ａに示されている。増幅器回路
２１の十分な増幅にさいしてこの付加量は対応して小さ
く保持される。非線形作用に対して増幅器ユニット１１
の下流を保護するために、それが伝送周波数範囲内の周
波数から十分に独立しているような方法で増幅を実現す
ることが必要である。これは低損失フィルタ回路３の出
力における高周波抵抗５を対応して好ましくは低損失で
適切な周波数依存の入力アドミタンス７に変流させるこ
とにより達成される。有効長さｌ_ｅ（ｆ）の周波数依
存性の理由から入力アドミタンス７に要求されている周
波数依存性が知られている場合に、この要求に広範囲ま
で対応するリアクタンスから成る回路を低損失フィルタ
回路３のために見出すことが可能である。

【００３８】能動アンテナの地上無線放送受信用の伝送
周波数範囲内での周波数依存の受信性能を実現するため
の本発明による基準を受信装置における受信性能を考慮
して図３ａにより説明する。一方において装置全体の感
度を著しく減少させないために、かつ他方で、伝送周波
数範囲内における周波数依存の受信作動の結果として過
度の増幅によって生じる非直線作用を回避するために周
波数依存の受信作動が要求されねばならない。図３ａに
は、能動アンテナの下流に接続された受信装置は雑音数
Ｆ_Ｖを有する増幅器ユニット１１によって示されてい
る。雑音付加量が増幅器回路２１の入力に等価雑音抵抗
Ｒ_ａ _ｖとして図３ｂに示され、それにより次の式を適
用し、

【００３９】

【式２】

【００４０】ここで、Ｇ（ｆ）は低損失フィルタ回路３
の入力アドミタンス７の周波数依存の実成分を示してい
る。この雑音付加量は、その後、次の式を適用する場合
に、

【００４１】

【式３】

【００４２】Ｔ_Ａを有する雑音Ｒ_Ａの避けられない受
信雑音に対して重要でない。

【００４３】感度条件を満たすために、本発明による能
動アンテナの有利な実施形態において、低損失フィルタ
回路３の入力アドミタンス７の実成分Ｇ（ｆ）の周波数
依存性は複合アンテナインピーダンスの実成分Ｒ_Ａ
（ｆ）の周波数曲線に関して相互に選択されねばならな
い。それゆえＦ_Ｖ〜４を有するＶＨＦ無線放送受信機
の実施例に関して、Ｇ（ｆ）＜１／（３＊Ｒ_Ａ
（ｆ））が選択されねばならない。他方において、過度
の受信レベルに対して受信機を保護するために、能動ア
ンテナの能力の増幅が装置全体の最適感度より大きくな
い場合に有益であり、したがって、Ｇ（ｆ）は式（３）
の右側部分に示されるように大きく選択されねばならな
い。

【００４４】本発明に関する大きな利点は電界効果トラ
ンジスタ２の１／ｇ_ｍにより付与される入力側を制御
する低損失フィルタ回路３の電源インピーダンスが回避
できない重要なブラインド成分を有することがなく、又
低損失フィルタ回路３の出力に作用する高周波抵抗５が
回避できない重要なブラインド成分を有することもない
ため、Ｒ_Ａ（ｆ）に基づいて予め定めたＧ（ｆ）に関
する周波数曲線は容易に満たされ得る。これから本発明
による能動アンテナの周波数作動の実現に有利な自由を
生じる。これに対して、図２ｂの従来技術による能動ア
ンテナにおいて、周波数依存のエミッターインピーダン
スＺ_Ｓ（ｆ）は１次側の変換ネットワークの電源イン
ピーダンスとして存在する。その周波数作動はＺ_ｏ _ｐ
_ｔの近傍で変換されたインピーダンスの達成可能な帯
域幅を制限し、そして能動回路の出力で信号−雑音比率
の帯域幅を制限する。

【００４５】本発明による能動自動車アンテナにより実
現されるＧ（ｆ）の周波数曲線は能動アンテナの下流に
接続された受信装置の入力受信電力Ｐ_ａが受動基準ア
ンテナ、例えば、その共振長さでの自動車上の受動ロッ
ドアンテナを有するものよりも要因Ｖにより大きくされ
ねばならない必要条件の存在において以下に説明されて
いる。必然的に異なる指向性図のため、この要因は波長
入射の一定の上昇角度θ以下の方位平均値に基づいてい
る。受動アンテナ素子１と比較アンテナ上の自動車の回
転によるアンテナ測定距離に基づく方位指向性要因の比
較測定によって、１回転に関するＮ数の角度ステップに
おける指向性要因について及び受動アンテナ素子１の指
向性要因Ｄ_ａ（φ_ｎ，θ）を有しかつその都度ｎの角
度ステップに関して受動基準アンテナの指向性要因Ｄ_ｐ
（φ_ｎ，θ）に対応して、次の方位平均値が得られ、

【００４６】

【式４ａ】

【００４７】そして基準周波数において基準アンテナに
関して、次の方位平均値が

【００４８】

【式４ｂ】

【００４９】得られる。

【００５０】図３ａにおいて増幅器ユニット１１によっ
て示されている能動アンテナの下流に接続されている受
信装置は一般に高周波ケーブルライン装置のライン波抵
抗Ｚ _Ｌに基づいている。電界効果トランジスタ２の入
力特性の適度の急勾配ｇ_ｍを有する負荷抵抗９におけ
る平均方位受信容量は：

【００５１】

【式５】

【００５２】に達し、その場合に、ｌ_ｅ _ｍ ^２（ｆ）
は次のように式（２）により得られた受動アンテナ素子
１のＤ_ａ _ｍ（ｆ）を考慮に入れて各周波数において生
じる受動アンテナ素子１の２乗の有効長さの平均値を示
す。

【００５３】

【式６】

【００５４】方程式（５）から取られたＤ_ｐ _ｍを有す
る受動基準アンテナの平均方位受信容器は：

【００５５】

【式７】

【００５６】に達する。

【００５７】増幅要求Ｐ_ａ _ｍ／Ｐ_ｐ _ｍを考慮に入れ
て、本発明によりＧ（ｆ）に対する要求すべき周波数曲
線は：

【００５８】

【式８】

【００５９】に達する。

【００６０】受動アンテナ素子１が効率ηを有する損失
に苦しんでいる場合に指向性要因Ｄ _ａ _ｍ（ｆ）はＤ_ａ
_ｍ（ｆ）＊によって置き換えられねばならない。これ
は残りの寸法的規則を変更するものではない。

【００６１】方位平均値Ｄ_ｐ _ｍおよびＤ_ａ _ｍ（ｆ）
がほぼ等しい場合に、Ｇ（ｆ）の周波数依存性は１／Ｒ
_ａ（ｆ）に比例して実現されねばならない。Ｖが非常
に大きく選ばれる場合に、

【００６２】

【式９】

【００６３】が適用され、能動アンテナの下流に接続さ
れた受信装置により付加される雑音は全体の雑音に対し
て小さい。式（１）に示された条件が満たされる場合
に、感度は受動アンテナ素子１の指向性作用及び存在し
ている入射妨害放射線に依存している。１に等しい信号
−妨害比率に対して最小限度に必要とする平均方位放射
線密度Ｓ_ａ _ｍは次の通りであり、

【００６４】

【式１０】

【００６５】そして、Ｄ_ａ _ｍ（ｆ）がＤ_ａ _ｍ（ｆ）
＊ηによって置き換えられねばならない場合に、１／η
により増大する。

【００６６】自動車自体から発生する妨害放射線を考慮
し、本発明によるアンテナに適した受動アンテナ素子１
は比率Ｔ_Ａ／Ｄ_ａ _ｍ（ｆ）を十分に大きい伝送周波
数範囲用に設定することによりＲ_Ａ（ｆ）用の条件に
関連して自動車上の構造の形態における目的物を安全に
選択され得る。

【００６７】図１８ａおよび図１８ｂは本発明による能
動アンテナの考え得る受動アンテナ素子１の模範的なア
ンテナ形状を示している。接続地点１８には図１８ｃに
複合インピーダンス平面において図１８ｃに示したイン
ピーダス曲線Ｚ_Ａ（ｆ）が周波数に依存して存在して
いる。図の左側限界地帯において黒くぬりつぶされた特
徴の区域は片側が値Ｒ_Ａ _ｍ _ｉ _ｎ＝一定によって縁ど
られている。従って、黒くぬりつぶされた区域外に延伸
するインピーダンス曲線はＴ_Ａによる一定の妨害入射
放射線の存在にさいして電界効果トランジスタ２のわず
かな雑音の条件を満たす。図は従来技術による図２ｂに
記載の能動アンテナに対して本発明による能動アンテナ
の利点を、即ち入力側に変換手段を有ることなしに、全
てのアンテナ構造が入力側の変換手段なしにこの条件を
満たすことを確かな方法で示している。図１８ｃにおい
て、図１８ａおよび図１８ｂに示された受動アンテナ素
子１の実成分は７６ないし１０８ＭＨｚの周波数にわた
って記入されている。従って、低損失フィルタ回路３の
入力での本発明により形成すべき入力アドミタンス７の
実成分の周波数曲線は式（３）および（８）に関連して
説明した視点により図１８ｄに示された曲線に関して実
現されねばならない。

【００６８】本発明による増幅器回路１１は、相互変調
のような考え得る非直線作用のために、有効な許容可能
な電圧用の上方限界が存在し、該電圧は有効な長さｌ_ｅ
以上の受信電界において得られる。最大の許容可能な
電圧は適切な電界効果トランジスタ２を選択することに
よって、適切な作用地点を選択することによってならび
にそれ自体公知の他の回路手段によって上昇され得る。
本発明によれば、式（６）は最大の許容可能な最大の方
位平均値ｌ_ｅ _ｍを関連させることができ、そして方位
指向性原因Ｄ_Ａ _ｍ（ｆ）が知られている場合に最大の
許容可能な有効な成分Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘと関連され得る。
寸法付けに関する許せないＲ_Ａ＞Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘを有す
る値の範囲は図１８ｃおよび図１８ｄにおいて同様に黒
くぬりつぶされて示されている。受動アンテナ素子１と
して利用するためにとくに好都合な構造体のインピーダ
ンス値の放射線抵抗Ｒ_Ａは、それゆえ、Ｒ_Ａ _ｍ _ｉ _ｎ
＜Ｒ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘを有する黒くぬりつぶされた
値の範囲外に配置されている。

【００６９】本発明のさらに他の好都合な実施例におい
て、特定されたアンテナ構造体は、伝送比ｕを有する低
損失送信機の使用によって図１１に示されるように補足
されている。この送信器は例えば窓ガラス上の加熱場で
あるアンテナ構造体と結合することにより受動アンテナ
素子１を形成する。広帯域伝送比は好都合には送信機の
出力上で測定可能なインピーダンスがＲ_Ａ _ｍ _ｉ _ｎ＜
Ｒ_Ａ＜Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘを有する値の範囲においてその実
成分で位置決めされているような方法で選択されてい
る。この関係において次インダクタンスが十分に高い抵
抗を備えている場合に好都合である。

【００７０】直線要求は電源ラインに配置された入力ア
ドミタンス７を通して十分に大きなカウンター結合によ
って満たされる。これは伝送範囲において比較的に低い
カウンター結合を必要とする。増幅要求によって、その
ようなカウンター結合は式（８）により寸法付けされる
が、それはしかしながら伝送範囲外でできるかぎり大き
い。本発明の好都合な実施例において、そのようなフィ
ルタのＴ型セミフィルタまたはＴ−フィルタまたはチェ
ーン回路が使用される。かかるフィルタの基本構造は図
に示されている。Ｇ（ｆ）の非常に複雑な複合周波数曲
線に適合させる目的のために、他のブラインド素子によ
って個々の素子を補足することができる。入力側の高い
抵抗および遮断範囲における遮断作用の関心において、
直列分岐２８におけるリアクタンスの絶対値及び並列分
岐２９におけるサスセプタンスの絶対値の双方が付与さ
れた伝送周波数範囲内で十分に低いが、しかしその伝送
周波数範囲外で十分に高いような方法で各直列分岐又は
並列分岐がリアクタンスの結合により形成される場合に
有益である。

【００７１】本発明のさらに他の好都合な実施例におい
て、基本構造に対応するＧ（ｆ）の種々の特徴の曲線に
関するに最初に知られてない値を最新のデジタル計算機
にファイルすること、そして受動アンテナ素子１のイン
ピーダンスＺ_Ａと指向性要因の方位平均値Ｄ_ａ _ｍと
を測定手段または計算手段で検知することそして同様に
デジタル計算機に該インピーダンスと平均値とを貯蔵す
ることが提案されている。それゆえ式（８）により確定
されたＧ（ｆ）の周波数曲線は能動アンテナの特定され
た増幅Ｖに関する変化計算の公知の手段によって適宜に
選択されたフィルタ基本構造について損失フィルタ回路
３のブラインド素子のその後の具体的な決定を可能にす
る。

【００７２】特に、例えば、アンテナダイバーシチ装
置、グループアンテナ装置または多重範囲のアンテナ装
置のごとき、多数のアンテナが形成される。アンテナ装
置に関し、増幅器ユニット１１が図３ｂに示されるよう
に、増幅器回路２１の能動出力段階の形状で実現される
場合に本発明の好都合なさらに他の実施例において有益
である。このような能動出力段階は普通に使用されてい
る同軸ライン（又は同軸ケーブル）の波長抵抗Ｚ_Ｌと
同じ出力抵抗を設けられ得る。有効な能動抵抗５はこの
関係において増幅器ユニット１１の入力インピーダンス
によって形成される。Ｇ（ｆ）はこのようなインピーダ
ンスにより遮断される低損失フィルタ回路３によって上
述したように形成されねばならない。

【００７３】電界効果トランジスタ２の大きな内部勾配
かつそれゆえ電界効果トランジスタ２の特別な直線特性
を得るために、本発明のさらに他の好都合な実施例にお
いて、拡張された電界効果トランジスタ２を形成するこ
とができる。これは入力電界効果トランジスタ１３およ
びそのエミッター回路に配置された制御されたバイポー
ラートランジスタ１４によって達成され得る。バイポー
ラートランジスタ１４は図４に示されている通り入力電
界効果トランジスタ１３により制御される。

【００７４】本発明によるアンテナが能動窓ガラスアン
テナとして利用された時に、増幅器回路２１を好都合な
方法において自動車の窓の非常に幅の狭い外周区域に目
立たなく収納させることができる。それゆえ、接続地点
１８に取り付けるべき部材を小型化して形成しかつ増幅
器回路２１の機能的に必須な部分のみをそこに取り付け
るのが好ましい。低損失フィルタ回路３の他の構成部材
は図４に示されているように離して位置決めされかつ高
周波ライン１０を介して接続されている。

【００７５】本発明のさらに他の好都合な実施例におい
て、能動アンテナは複数の周波数範囲用の多重範囲アン
テナの形状で構成されている。この目的のために、図６
ａに、例えばＶＨＦラジオ放送ならびにＶＨＦおよびＵ
ＨＦテレビ放送用の周波数範囲に関し、リアクタンスＸ
_１，Ｘ_２又はサスセプタンスＢ_２の周波数曲線が示
されている。Ｔ−フィルタ形状はこの関係において閉鎖
範囲中に電界効果トランジスタ２の十分に高いフィード
バックを得るために低損失フィルタ回路３の入力側に高
抵抗を保証する。

【００７６】本発明のさらに他の好都合な実施例におい
て、多数の周波数範囲の形成は関連する伝送周波数帯域
の分離された伝送路により達成させることができる。図
７に示したように、多数の伝送周波数帯域を形成するた
めに、電界効果トランジスタ１３の拡張のためこの関係
において複数のバイポーラートランジスタ１４が使用さ
れている。そのベース電極は入力電界効果トランジスタ
１３のソース電極に接続されそしてそれはそれぞれエミ
ッタ回路の下流において関連する周波数帯域の分離伝送
路を形成するために分離された低損失フィルタ回路３の
入力に接続されている。

【００７７】増幅器回路２１において偶数の順序および
それから生じるインターバンド周波数変換の非直線性の
作用を補償するために本発明のさらに他の好都合な実施
例は、電界効果トランジスタ２に加えて同じ電気的特性
を有する他の電界効果トランジスタ１７を使用してい
る。本発明のこの実施例において、増幅器回路２１の入
力接続は電界効果トランジスタ２，１７の２つの制御接
続１５，１６によって形成され、そして低損失フィルタ
回路３の入力はソース接続１９ａおよび１９ｂに接続さ
れている。低損失フィルタ回路３における非対称部材２
０は高周波受信信号８を非対称化するための作用をな
す。図１７に示した通り、そのような回路はアース電圧
に通じている２つの接続部を有する接続地点１８に接続
されている。

【００７８】本発明のさらに他の好都合な実施例におい
て、図８について付与させた説明による非直線性の作用
を抑制させるための手段と図７に関して説明した通りの
分離された伝送路を達成させるための手段は図９に示さ
れた通り結合されている。図１２に示されているよう
に、分離された周波数選択の伝送路の形成は好都合に
は、多数の出力での種々の伝送周波数帯域についての高
周波受信信号８の周波数選択減結合のために低損失フィ
ルタ回路３中の信号分岐により達成され得る。

【００７９】本発明のとくに好都合な実施例において、
本発明の能動アンテナはアンテナ装置において多数利用
されている。その受動アンテナ素子１は入射波長に関連
して量および／または位相において互いに異なっている
が、しかし電磁放射線により互いに結合されかつ多数の
接続地点１８を備えた受動アンテナ装置２７をともにす
る有効長さｌ_ｅを有する周波数依存の指向性図を備え
たている。本発明によれば、各接続地点はこの関係にお
いて本発明による増幅器回路２１とそれぞれ接続されて
いるので、受信電圧は受動アンテナ素子１での高周波数
受信信号８の減結合に対して顕著な相互の影響を付与し
ない。このようなアンテナ装置は極めて一般的に図１３
に示されている。例えば、指向性作用およびアンテナ利
得に関して、特定の受信特性を有するグループアンテナ
装置を形成するために、増幅器回路２１の出力に存在す
る受信信号８は受動アンテナ素子１に付加された高周波
受信信号８についての逆作用なしに重合される。このよ
うな重合はこのために備えられたアンテナ結合器２２に
おいて量および位相により達成される。

【００８０】アンテナダイバーシチ装置の効率はダイバ
ーシチにより互いに独立しているアンテナ信号の数によ
り定められている。このような独立性は自動車が走行し
ている間にレイリー波長領域に生じる受信電圧間の相関
係数により表される。本発明のとくに好都合なさらに他
の実施例において、本発明による多数の能動受信アンテ
ナは自動車用のアンテナダイバーシチ装置に利用され、
それにより受動アンテナ素子１は接続地点１８におい
て、無負荷状態でレイリー波受信領域に存在するその受
信信号Ｅ＊ｌ_ｅがダイバーシチによりできるだけ互い
に独立するような方法で選択されている。接続地点１８
がこの視点に基づきかつ自動車の特別な技術観点を考慮
して選択されているこのような装置は例えば図１５ａお
よび図１５ｂに示されている。接続地点１８間に存在す
る電磁放射線結合のため、この独立性は無負荷状態で作
動している接続地点１８にのみ適合する。本発明による
増幅器回路２１と接続地点１８との接続によって、高周
波数受信信号８は非常に低い容量のサスセプタンスのた
め逆作用なしにアンテナ出力に接続されている。接続地
点１８でのダイバーシチによる受信信号の独立性は、そ
れゆえ、この手段によって好都合な方法において影響が
及ぼされず、そしてその結果このような独立性はアンテ
ナ出力との受信信号８のものと同一の方法において存在
する。これは互いに独立している受信信号８が走査ダイ
バーシチ装置における選択のためにまたは他の公知のダ
イバーシチ方法におけるさらに他の処理のために利用で
きることを意味する。

【００８１】上述とは反対に、接続地点１８に流れてい
る電流を介して図２ｂによる従来技術による変換回路と
接続地点１８との接続はアンテナ出力でのアンテナ信号
の独立性を発生させる。この相互関係は２つの接続地点
１８を有する受動アンテナ素子１に関して以下に詳細に
説明する。

【００８２】Ｕ０１およびＵ０２が受信領域における受
動アンテナ装置２７の接続地点１８での無負荷電圧振幅
であってそしてＺ１１，Ｚ２２がそこで測定されたアン
テナインピーダンスでありそしてさらにＺ１２が接続地
点１８の結合のため相互作用インピーダンスであってそ
してＹ１およびＹ２が接続地点１８が負荷されている増
幅器の入力アドミタンスである場合に、この負荷に基づ
いて接続地点１８に生じる電圧振幅に関して以下の関係
が生じる。

【００８３】

【式１１】

【００８４】電圧振幅Ｕ１およびＵ２との間かつそれゆ
えアンテナ出力電圧間の相関係数は次の式によって電圧
Ｕ１およびＵ２の平均時間値で得られる。

【００８５】

【式１２】

【００８６】これを前提とした場合において、走行中に
レイリー波受信領域において互いに独立している無負荷
受信電圧振幅Ｕ１０およびＵ２０が得られる。これは消
滅する相関係数、すなわち、

【００８７】

【式１３】

【００８８】によって表される。

【００８９】接続地点１８が負荷される増幅器の入力ア
ドミタンスが本発明にしたがって非常に少ない場合、す
なわち、Ｙ１＝０およびＹ２＝０の量である場合に、式
（１１）から生じる電圧Ｕ１およびＵ２は以下の通りで
ある。

【００９０】

【式１４】

【００９１】式（１３）の単位行列において数０により
占められる相互作用は式（１３）に記載された消滅する
相互関係が電圧Ｕ１およびＵ２において本発明による増
幅器回路２１に保持されたままであることを示してい
る。他方において、式（１３）の評価は次の式がその場
合に適用できるため、負荷に基づきそれぞれの電圧を有
する相互作用パラメータＺ１２＊Ｙ２およびＺ１２＊Ｙ
１を介して２つの無負荷電圧の結合を生じる。

【００９２】

【式１５】

【００９３】接続地点１８の結合が消滅しない場合、す
なわち、Ｚ１２が消滅しない場合に、相関係数はＹ１＝
Ｙ２＝０である場合にのみ消滅する。

【００９４】他方において、前述の考察が示すことは、
無負荷電圧Ｕ１０とＵ２０との間に相互依存性が存在す
る場合に、Ｙ１およびＹ２に関して特別な値を見出すこ
とができる。そのような特別な値は増幅器入力電圧Ｕ１
およびＵ２における相互依存性を減少するかまたは式
（１５）に記載された変換を介してそれを消滅させるこ
とにある。それゆえ、本発明のさらに好都合な他の実施
例において、図１５に示されるように、電圧間の相互関
係が高いダイバーシチ効率の関心において接続地点１８
において小さくなるような方法において、その目的に適
しかつ感度のために好ましいサスセプタンス２３のコン
ダクタンスを通して、受動アンテナ装置２７をその接続
地点１８に配線することが提案されている。本発明によ
る能動アンテナはこの関係においてこのような適宜なブ
ラインド素子が感度考察から十分に独立して固定するこ
とができるという重大な利点を有し、接続地点１８に保
証される放射線抵抗Ｒ_Ａ（ｆ）に関して正確な調整を
必要としない。該放射線抵抗は図１８に記載された値の
範囲内であることだけを要求し得る。

【００９５】

【発明の効果】本発明は上述した構成であるから、有効
長さの周波数依存性および受動アンテナ素子のインピー
ダンスから十分に独立して、自由に選択可能な受信性能
の周波数依存性が達成され、多重アンテナ装置に関し
て、能動アンテナの形成によって受信信号の顕著な相互
の影響なしに、電磁放射により互いに結合されている複
数の接続地点を有する受動アンテナ装置からの受信信号
の多重減結合が可能であるような方法で広帯域受信用能
動アンテナを形成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による広帯域受信用能動アンテナの回路
図である。

【図２ｂ】従来技術による広帯域受信用能動アンテナの
電気等価回路図である。

【図３ｂ】図３ａと同様の電気等価回路図である。

【図６ａ】ＶＨＦラジオ放送ならびにＶＨＦおよびＵＨ
Ｆテレビ放送の周波数に関して図６ｂのＴ−フィルタ装
置の直列リアクタンスＸ_１およびＸ_３ならびに並列の
サスセプタンスＢ_２の曲線を示すグラフ図である。

【図６ｂ】図６ａに説明した周波数範囲についての本発
明によるアンテナの電気等価回路図である。

【図７】２つの伝送路を備えた本発明による能動アンテ
ナの回路図である。

【図８】本発明による能動アンテナの回路図である。

【図９】図８と同様の本発明による能動アンテナの回路
図である。

【図１０】十分な伝送関係の達成のための本発明による
能動アンテナの回路図である。

【図１１】有効長さｌ_ｅを広い奥行きで高めるための
本発明による能動アンテナの回路図である。

【図１２】周波数選択の信号分岐を備えた本発明による
能動アンテナの回路図である。

【図１３】指向性の形成のためのグループアンテナ装置
の回路図である。

【図１４】図１３に示したようなグループアンテナ装置
を備えた走査ダイバーシチアンテナ装置の回路図であ
る。

【図１５ａ】窓ガラスに取付けられた熱パネルから形成
された走査ダイバーシチアンテナ装置の説明図である。

【図１５ｂ】図１５ａと同様の走査ダイバーシチアンテ
ナ装置の説明図である。

【図１６】受信信号のダイバーシチによる独立性を高め
るための走査ダイバーシチアンテナ装置の説明図であ
る。

【図１７】両方の接続がアース接続に対して高い接続点
を備えた受動アンテナ素子の回路図である。

【図１８ａ】受動アンテナ素子の模範的なアンテナ形状
を示す説明図である。

【図１８ｂ】受動アンテナ素子の模範的なアンテナ形状
を示す他の説明図である。

【図１８ｃ】アンテナ構造Ａ１，Ａ２およびＡ３のイン
ピーダンス曲線を示すグラフ図である。

【図１８ｄ】図１８ｃによるアンテナインピーダンスの
実成分を示すグラフ図である。

【符号の説明】０アース接続１受動アンテナ素子２電界効果トランジスタ３低損失フィルタ回路４出力５高周波抵抗６入力７入力アドミタンス８高周波受信信号９負荷抵抗１０高周波ライン１１増幅器ユニット１２エミッタ接続１３入力−電界効果トランジスタ１４バイポーラートランジスタ１５制御接続１６制御接続１７さらに他の電界効果トランジスタ１８接続地点１９ソース接続２０非対称部材２１増幅器回路２２アンテナ結合器２３ブラインドアドミタンス２４中継器２５電子変換器２６等価負荷抵抗２７受動アンテナ装置２８直列分岐２９並列分岐３０直線抵抗Ｆ_Ｖ雑音数Ｇ能動アドミタンスｌ_ｅ有効長さ λ 波長ｋボルツマン定数Ｚ_０自由空間の特性インピーダンスＢアース帯域幅

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ヨチェンホッフドイツ国，85540 ハーアル，サルムドルファーストラッセ３エー (72)発明者レオポルドレイタードイツ国，82205 ギルチング，ルトビッグ−トーマ−ストラッセ９Ｆターム(参考） 5J021 AA03 AA09 AB02 CA04 CA05 CA06 DB05 FA01 FA04 FA23 FA26 FA31 FA32 GA03 HA06 HA10 JA02 JA03 JA04 5J046 AA04 AB10 AB17 LA04 LA05 LA13 LA15 LA20 5K062 AA11 AB02 AC01 AE02 BC01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力接続が増幅器回路（２１）の入力接
続に接続されている周波数依存の有効長さｌ_ｅを備え
た受動アンテナ部材（１）から構成されている広帯域受
信用能動アンテナにおいて、増幅器回路（２１）には電界効果トランジスタ（２）と
入力アドミッタンス（７）を備えた低損失のフィルタ回
路（３）とを備え、フィルタ回路（３）をその入力
（６）において電界効果トランジスタ（２）のソース接
続に接続させ、低損失のフィルタ回路（３）をその出力
（４）において有効な実効抵抗（５）に負荷させ、低損
失のフィルタ回路（３）の入力（６）に有効な入力アド
ミッタンス（７）の実効成分（Ｇ）の周波数依存性が受
動アンテナ部材（１）の周波数依存の有効長さｌ_ｅに
よって限定された高周波受信信号（８）における周波数
特性の供給された受信効率において自由に選択された視
点により広い周波数帯域内で構成されそして低損失のフ
ィルタ回路（３）の入力（６）に有効な入力アドミッタ
ンス（７）の量がこの周波数帯域外で非直線作用の回避
のために遮断周波数において十分に小さくなるように低
損失のフィルタ回路（３）のブラインド素子を調整させ
ることを特徴とする広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項２】電界効果トランジスタ（２）にはその作
用において構わず放って置かれ得る並列雑音電流源ｉ_ｒ
と、非常に小さいゲート−ドレイン容量Ｃ、および非
常に小さいゲート−ソース容量Ｃ_２と、構わず放って
置かれ得る１／ｆ雑音を備え、雑音整合にさいしてその
最小雑音温度Ｔ_ｎ _ｏを周囲温度ＴＯより実質上小さく
したことを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能
動アンテナ。
【請求項３】低損失のフィルタ回路（３）の出力
（４）において有効な実効抵抗（５）をその端部で負荷
抵抗（９）によって負荷された高周波回路（１０）の入
力抵抗によって構成し、負荷抵抗（９）を雑音数Ｆ_Ｖ
を有するさらに先に導いている増幅器ユニット（１１）
の入力インピーダンスによって形成し、低損失のフィル
タ回路（３）の入力（６）に作用するアドミッタンス
（７）の実効成分（Ｇ）を増幅器ユニット（１１）の雑
音寄与が電界効果トランジスタ（２）の雑音寄与より小
さいように構成したことを特徴とする請求項２に記載の
広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項４】電界効果トランジスタ（２）を拡張電界
効果トランジスタとして形成し、バイポーラトランジス
タ（１４）のそのソースがエミッタシーケンス回路（１
２）によって拡張電界効果トランジスタ（２）のソース
電極となるように電界効果トランジスタを形成したこと
を特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の
広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項５】受動アンテナ部材（１）を誘電性支持
体、例えば、窓ガラスまたは合成樹脂支持体上に取付け
られた導体構造によって形成し、低損失のフィルタ回路
（３）をＵＫＷ−周波数範囲およびこのＵＫＷ−周波数
範囲外の高い抵抗の入力インピーダンスにおける通過を
有する帯域通過として実施したことを特徴とする請求項
１ないし４のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動ア
ンテナ。
【請求項６】低損失のフィルタ回路（３）における能
動アンテナの小型化されて実施された前端の空間的分離
のために高周波回路（１０）が有効なアドミッタンス
（７）を周波数依存変換素子として含んでいることを特
徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の広帯
域受信用能動アンテナ。
【請求項７】多数の伝送周波数帯域の形成のために、
低損失のフィルタ回路（３）の有効なアドミッタンス
（７）の実効アドミッタンス（Ｇ）の周波数依存性が、
高周波受信信号（８）における周波数特性が周波数帯域
の各々の内で広帯域であるように保証され、そして低損
失のフィルタ回路（３）の入力（６）で作用する入力ア
ドミッタンス（７）の量がこの周波数帯域外で十分に小
さいことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項
に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項８】多数の伝送周波数範囲の形成のために、
電界効果トランジスタ（２）の拡張のための多数のバイ
ポーラトランジスタ（１４）を備え、そのベース電極が
前記入力−電界効果トランジスタ（１３）のソース電極
に接続され、そしてそれぞれエミッタシーケンス回路に
おいて関連の周波数帯域用の分離した伝送回路の形成の
ために低損失のフィルタ回路（１３）の入力と接続され
ることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に
記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項９】電界効果トランジスタ（２）に並んだ増
幅器回路（２１）において偶数の順位を有すると共にそ
れからインターバンド周波数変換の非直線性の作用の補
償のために、同一の電気的特性を有するさらに他の電界
効果トランジスタ（１７）を備え、増幅器回路（２１）
の入力接続を電界効果トランジスタ（１５，１６）の両
制御接続によって形成し、低損失のフィルタ回路（３）
の入力をソース接続（１９ａおよび１９ｂ）と接続さ
せ、低損失のフィルタ回路（３）に高周波数受信信号
（８）の非対称のための非対称部材（２０）を備えたこ
とを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載
の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項１０】請求項９における増幅器回路（２１）
に関して、周波数帯域用の多数の伝送周波数帯域を形成
するために、請求項８による分離された伝送路が形成さ
れることを特徴とする請求項９と組み合わせた請求項８
に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項１１】低損失のフィルタ回路（３）がＴ−ハ
ーフフィルタまたはＴ−フィルタまたはかかるフィルタ
のチェーン接続として形成され、その直列のまたは並列
の分岐はブラインド抵抗の組み合わせから、並列分岐
（２９）におけるブラインドアドミッタンスの絶対値と
同様に直列分岐（２８）におけるブラインド抵抗の絶対
値がそれぞれ伝送周波数範囲内で十分に小さくその範囲
外で十分に大きいことを特徴とする請求項７ないし１０
のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項１２】電界効果トランジスタ（２）のソース
接続とフィルタ回路（３）の入力接続との間に、オーム
直線抵抗（３０）が直線性をさらに高めるために形成さ
れ、その抵抗値が電界効果トランジスタ（２）の等価雑
音抵抗Ｒｅより小さいことを特徴とする請求項１ないし
１１のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテ
ナ。
【請求項１３】フィルタ回路（３）における十分な伝
送関係の広帯域の達成のために、適切な伝送関係ｕを備
えた中継器（２４）を設けたことを特徴とする請求項１
ないし１２のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動ア
ンテナ。
【請求項１４】接続点（１８）と増幅器回路（２１）
の入力との間の受動アンテナ部材（１）の有効長さｌｅ
の広帯域の向上のために、十分に高いオームの１次イ
ンダクタンスおよび適切に選択された伝送関係を備えた
中継器（２４）を設けたことを特徴とする請求項１ない
し３のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテ
ナ。
【請求項１５】低損失フィルタ回路（３）には信号分
岐に基づいて異なる周波数帯域用の高周波受信信号
（８）の周波数選択カップリング用の周波数選択伝送路
を形成させることを特徴とする請求項１ないし１４のい
ずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項１６】周波数依存のかつ入射する波長に関連
して量および位置が異なる有効長さｌ_ｅの指向性図を
有する多数の受動アンテナ部材（１）を備え、それらが
互いに電磁線結合にありかつともに多数の接続点（１
８）を備えた受動アンテナ装置（２７）を形成し、その
各々をそれぞれ請求項１ないし１２による増幅器回路
（２１）と接続させ、その結果受動アンテナ部材（１）
において高周波受信信号（８）のカップリングによって
受信電圧の顕著な相互の作用が付与されないことを特徴
とする請求項１ないし１５のいずれか１項に記載の広帯
域受信用能動アンテナ。
【請求項１７】増幅器回路（２１）の出力に存在する
受信信号（８）が指向性作用およびアンテナ利得に関し
て定められた受信特性を有するグループアンテナ装置を
形成するために受動アンテナ部材（１）に隣接する高周
波数受信信号（８）について反作用なしにこのために存
在するアンテナ結合器（２２）において量および位相に
より重畳されることを特徴とする請求項１ないし１６の
いずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項１８】能動受信アンテナが自動車用のアンテ
ナダイバーシティ装置に利用されそしてレーリー受信電
界に存在する受信信号ができるだけダイバーシティ的に
互いに独立しかつ高周波数受信信号が反作用なしに、す
なわち影響を及ぼすような受信信号のダイバーシティ的
独立性なしに、走査ダイバーシティ装置における選択の
ためにまたはさらに他の公知のダイバーシティ方法の１
つにおける次の作用のために自由になるように受動アン
テナ部材（１）が選ばれることを特徴とする請求項１６
に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項１９】受動アンテナ部材（１）の受信信号の
ダイバーシティ的独立性の改善のために、その接続点
（１８）が増幅器回路（２１）の入力に対して平行にす
るために別個に放出されたブラインドアドミッタンスに
より負荷されることを特徴とする請求項１６に記載の広
帯域受信用能動アンテナ。
【請求項２０】受動アンテナ装置（２７）が伝導性の
自動車の車体の空間に設けられた合成樹脂支持体上また
は自動車の窓ガラス上の導体構造体として、例えば、１
つまたは複数の熱パネルまたは／および熱から隔離され
た導体構造体の形状でありそしてその導体構造体に多数
の接続点（１８）が増幅器回路（２１）の接続のための
受動アンテナ部材（１１）の形成のために備えたことを
特徴とする請求項１７および１８のいずれか１項に記載
の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項２１】受動アンテナ装置（２７）が自動車の
窓ガラスの十分に小さい表面抵抗を有する実質上関連す
る放射線伝達の負圧のために赤外線範囲に取り付けられ
た導電面として形成され、受信信号のカップリングのた
めに導電性車体と接続されない導電性面の周辺において
増幅器回路（２１）と適宜に位置決めされた接続点（１
８）が形成され、その高周波受信信号（８）が指向性の
アンテナの形成のために高周波回路（１０）を介してア
ンテナ結合器（２２）にまたは走査ダイバーシティ装置
の形成のために電子スイッチ（２５）に、または任意の
他の方法により作用するダイバーシティ装置の形成のた
めに供給されることを特徴とする請求項１７ないし２０
のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
【請求項２２】受動アンテナ部材が最初はアンテナと
しての利用に設けられない自動車の部材から引き出され
かつその形成において僅かだけ変更可能であり、この素
子に受動アンテナ部材（１）の形成のために接続点（１
８）が形成され、そして入射波長の利用周波数範囲に該
当する分極および上昇のために指向性の一定のアジマス
中間値Ｄ_ｍが確認され、受動アンテナ部材（１）のイ
ンピーダンスＺ_Ａの実数部分Ｒ_Ａが伝送周波数範囲に
おいて最小値Ｒ_Ａ _ｍ _ｉ _ｎと最大値Ｒ_Ａ _ｍ _ａ _ｘと
の間の範囲に付与されることを特徴とする請求項１ない
し２１のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテ
ナ。
【請求項２３】最新のデジタル計算機を備え、受動ア
ンテナ部材（１）のインピーダンスＺＡが測定でまた
は計算で検知され、同様に指向性の測定でまたは計算で
一定アジマス中間値Ｄ_ｍがデジタル計算機において処
理され、そのさい低損失のフィルタ回路（３）に関する
このために適切な基礎構造のアンテナインピーダンスの
種々の特徴的な考え得る周波数推移のために、低損失の
フィルタ回路（３）のブラインド素子が能動アンテナの
定められた中間の利得に関して検知されることを特徴と
する請求項１ないし２２のいずれか１項に記載の広帯域
受信用能動アンテナ。