JP2003529267A - アンテナ増幅器 - Google Patents
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Abstract
Description
動式超短波用ラジオ放送受信機に対するアンテナ増幅器に関する。ここでこの調
整素子は、インピーダンスのマッチングとアンテナ信号の減衰を行う。さらに本
発明はこの種の制御可能な調整素子に関する。
アンテナのマッチングが悪い場合および/またはアンテナの効率が低い場合にラ
ジオ放送の受信を改善する。放送局の近くで受信する場合には、非常に高いレベ
ルがアンテナ増幅器に、および後置接続された自動車用ラジオにも生じる。この
ような高いレベルは相互変調を引き起こす。相互変調は、その周波数における相
互変調積が調整された受信チャンネルに一致する場合に受信を妨害する。このよ
うな妨害を阻止するために、レベル調整部材を有するアンテナ増幅器が増幅器の
入力側で使用される。これによって、調整された制御閾値に達したときに、調整
素子の出力側でのレベルおよび相互変調積がそれ以上上昇しなくなる。このこと
はたとえ入力レベルがさらに高くなる場合、つまりさらに上昇する場合であって
も当てはまる。しかしこれは回路内で実現された制御領域に対してのみ当てはま
る。制御領域の上方では出力レベルは入力レベルと同じ程度に上昇する。
出されている。アメリカ合衆国への輸出用であるこの種の増幅器はとりわけ自動
車で使用される。公知の増幅器は以下の本質的な欠点を有する: 制御された出力レベルの大きさは周辺温度に強く依存する。さらに制御領域、
すなわち入力レベルが上昇している時に出力レベルが一定に保たれる領域の大き
さは不十分である。
るような寒い冬に制御される出力レベルは、アンテナ増幅器周辺の温度が約90
°まで上昇するような暑い夏とは異なった値を有してしまう。従って受信システ
ムの特性は信号の大きな領域を通過する場合、季節に依存する。
ことを意味する。そのため受信はほとんど改善されない。なぜなら相互変調は僅
かにしか抑圧されないからである。
テナ増幅器で出力レベルが制御される。アンテナ増幅器はここで、信号増幅器V
と、制御回路RSと、アンテナ整合部Aとを有する。この制御回路はPINダイ
オードPINを制御し、アンテナ整合部はアンテナ信号に対する入力側HF−E
と、増幅された信号に対する出力側HF−Aとを有する。信号増幅器Vの出力信
号から、出力の僅かな部分が整流器Dg、Rg、Cgへ分岐される。ガイド電圧
(Richtspannung)Ugは、制御回路RSにおいて第1の演算増幅器段階OP1
で増幅され、第2の段階OP2で積分される。出力信号はPINダイオードPI
Nを制御する。このPINダイオードのアノードはプラスの電圧と接続され、高
周波でコンデンサを介してアース接続されている。ダイオードPINは完全に導
通接続されている場合にHF電圧をアースへ短絡させる。温度依存性はHF(高
周波)整流器のダイオードDgで生じる。ここで生じた、順方向電圧の大きな変
動領域によって機能が損なわれないように、制御閾値のレベルは次のように選択
されなければならない。すなわち発生したガイド電圧が、温度に起因する順方向
電圧の変動領域に比べて大きくなるように選択されなければならない。このよう
な公知の増幅器装置での解決手段は、出力電圧を直列共振回路Ls/Csの高電
位点で取り出すことである。電圧はインピーダンスが高いため増幅器入力側付近
よりも高い。しかし整流器ダイオードDgには高電圧が印加され、この電圧はこ
こで相互変調の問題を引き起こす。
量は、ここではアンテナインピーダンスに依存する。このアンテナインピーダン
スはPINダイオードPINとともに分圧器を構成する。アンテナ信号を大きく
減衰するために、この分圧器の分圧比は大きくなければならない。これはアンテ
ナの高いソースインピーダンスによって得られるが、このインピーダンスは周波
数に依存して非常に激しく変化する。インピーダンスが変動することによって、
PINダイオードに最大の電流が流れたときに生じる、減衰量の周波数特性も不
規則になる。
号を整合させる回路を改善して、制御領域における相互変調の間隔を拡大できる
ようにすること、および制御された出力レベルの周辺温度への依存性を格段に改
善できるようにすることである。
テナ増幅器によって解決される。本発明の有利な構成は従属請求項に記載されて
いる。
する調整素子において2つのステップで行われる。第1のステップでは構成群と
して構成された第1の整合部においてアンテナからPINダイオードまでのマッ
チングが行われる。これは僅かな周波数特性でできるだけ大きな減衰量を得るこ
とを目的にして行われる。第2のステップでは、第2の整合回路において増幅器
のインピーダンスに整合される。これは直列接続された第2の構成群で行われる
。
る。ダイオードが並列に接続されている場合、アンテナインピーダンスは第1の
整合部によって高抵抗領域に変換される。ダイオードが直列に接続されている場
合、アンテナインピーダンスは第1の整合部によって低抵抗領域に変換される。
素子のPINダイオードは制御増幅器によって制御信号が印加される。ここでこ
のアンテナ増幅器は信号増幅器と、調整素子と、制御増幅器とを有する。調整素
子は、アンテナインピーダンスを信号増幅器のインピーダンスに整合させ、また
アンテナ信号を減衰させる。
する。ここでこの制御増幅器は、信号増幅器の出力側に印加されているHF信号
から制御信号を導出する。温度の変動を補償するため2つのダイオードは、熱的
に相互に結合されている。これは例えば2つのダイオードが共通の支持体エレメ
ント上に配置されていることで行われる。
回路図が示されており、 図2には、直列のPINダイオードを有する本発明の調整素子を表すブロック回
路図が示されており、 図3には、PINダイオードの並列接続と直列接続に対する、PINダイオード
とアンテナの複素数の反射係数が示されており、 図4には、整流器比例制御増幅器ないし整流器積分制御増幅器を有する、本発明
のアンテナ増幅器が示されており、 図5には、従来技術によるアンテナ増幅器が示されている。
した場合に限定される。複数のPINダイオードをT分岐部またはPi分岐部な
いしは半分岐部として配置することに比べて、PINダイオードを1つだけ使用
することの利点は、その駆動制御にかかるコストが僅かであるということにある
。しかし1つより多いPINダイオードを調整素子で使用することは排除されて
いない。この場合、PINダイオードの電流は相互に調整されなければならない
。また並列接続されたダイオードは、直列接続されたダイオードに対して180
°ずれた位相で駆動制御されなければならない。これによってPINダイオード
を1つ有する解決手段に比べてコストは格段に高くなる。
ンピーダンスZAを有するアンテナ1と、入力インピーダンスZVを有するアン
テナ増幅器3とのあいだに接続されている。調整素子2は、並列接続されたPI
Nダイオード4を有する。このダイオード4の前後にはそれぞれ整合部5ないし
6が配置されている。さらに調整素子2は制御部入力側7を有する。アンテナイ
ンピーダンスZAを増幅器3のインピーダンスZVへ整合させるのは、2つのス
テップで行われる。すなわち第1の整合部5と整合部6によって行われる。第1
の整合部はアンテナインピーダンスを第1の中間インピーダンスZAP*に変換
し、PINダイオード4のインピーダンスZPPに整合させる。第2の整合部は
この第1の中間インピーダンスZAP*を第2の中間インピーダンスZV*に変
換し、PINダイオード4を増幅器3のインピーダンスZVに整合させる。
図1のようにPINダイオード4が並列な場合、高抵抗領域に実軸に対して対称
に変換されなければならない(ZAP*)。
スと対比されている。すなわちPINダイオードインピーダンスZPPと接続さ
れた増幅器の変換された入力インピーダンスZV*が並列接続された場合に生じ
るインピーダンス(図3ではZPP//ZV*)と対比して示されている。図示
されたインピーダンス比では、ダイオード4がオンにされている場合、インピー
ダンスZAP*を有するソースと、インピーダンスZPP//ZV*を有する負
荷との間のミスマッチングが最大であり、出力は最小である。最大減衰は伝送周
波数領域の中央に位置する。このような手段によって完全な増幅器の周波数特性
は、減衰されなかった場合のみ広範囲に平坦なのではなく、上述のような減衰さ
れた場合にも広範囲に平坦である。2つの整合部構成群が共同してこれが実現さ
れる。参照符号fmで、矢印によって示された中央周波数が示される。
ここでも調整素子2はアンテナ1と増幅器3との間に配置されている。ここで調
整素子2は、第1の整合部5と第2の整合部6を有している。第1の整合部は、
アンテナインピーダンスZAをPINダイオード4に整合させる。第2の整合部
は、PINダイオード4を増幅器インピーダンスZVに整合させる。さらに調整
素子2は制御部入力側7を有する。この制御部入力側は、インダクタンス8を介
してダイオード4のアノードと接続されている。カソード側では別のインダクタ
ンス9がアース接続されている。
クタンスによってインピーダンス比に応じて、信号を少なくとも0. 5から2db
減衰させる。これによって信号/ノイズ間隔は同じ値だけ劣化させる。他方でP
INダイオード4が遮断されている場合、一般的に並列接続の場合よりも高い減
衰値が得られる。
列のPINダイオード4が遮断されているときに減衰量が最大になるため、アン
テナインピーダンスZAは低抵抗領域に実軸に対して対称に変換されなければな
らない。このため図3では例として、変換されたアンテナインピーダンスZAS *が、次のようなインピーダンスと対比されている。すなわちPINダイオード
インピーダンスZPSと変換された増幅器入力インピーダンスZV*とからなる
直列接続で図2の直列の場合において生じるインピーダンス、すなわちZPS+
ZV*と対比されている。図示されたインピーダンス比では、ダイオード4が遮
断されている場合にインピーダンスZAS*を有するソースと、インピーダンス
ZPS+ZV*を有する負荷との間のミスマッチングが最大であり、従って出力
は最小である。
ド4が並列でも直列でも最大減衰量に目立った影響を与えない。なぜなら入力イ
ンピーダンスは、並列接続の場合にはPINダイオードインピーダンスより大き
く、直列接続の場合にはPINダイオードインピーダンスより小さいからである
。
素子を使用する場合、個々のダイオードの電流が相互に調整されなければならな
いという問題が生じるということである。さらに並列接続されたダイオードは、
直列接続されたダイオードに対して180°ずらされた位相で駆動制御されなけ
ればならない。これによってコストは高くなるので、車両用アンテナ増幅器では
並列接続されたダイオードを1つだけ有する解決手段が有利である。複数のPI
Nダイオードを有する回路構成には、Pi分岐部またはT分岐部、ないしはPi
分岐部またはT半分岐部が対象となる。
増幅器は信号増幅器3と、制御増幅器10と、調整素子2を有する。ここで調整
素子2のPINダイオード4は、制御増幅器10の出力信号によって制御される
。さらにアンテナ増幅器はアンテナ(図示されていない)の信号に対する入力側
HF−Eと、増幅された信号に対する出力側HF−Aとを有する。まず初めに図
4の制御増幅器10の上部で抵抗R2が接続され、キャパシタンスC2が接続さ
れていない場合を考える。この場合に制御増幅器10は整流器比例制御増幅器と
して作用する。演算増幅器OPは、4つの抵抗R1、R2、R1*、R2*とと
もに減算器を構成する。ここでこの減算器は入力電圧U1を入力側E2で有し、
総合電圧U1+Urefを入力側E1で有する。有利な実施形態において抵抗R
1とR1*は同じであり、R2とR2*も同じである。演算増幅器OPにアース
電位に比べてプラスの動作電圧とマイナスの動作電圧が供給されている場合、演
算増幅器OPの出力電圧Uaは制御閾値の下方で、Ua=−Uref×(R2/
R1)である。プラスの動作電圧のみが供給されている場合はUa=0Vである
。2つのダイオードD1とD2は、演算増幅器OPの入力側に対して直列に接続
された電圧源を構成する。これら2つのダイオードには同じ大きさの静電流が流
される。この静電流は主に電圧U1とUrefと抵抗Rgによって定められる。
ここでUrefはU1と比べて小さい。熱的に結合するために、2つのダイオー
ドD1とD2は同じケーシング内に配置されるか、ないしは同じチップ上に配置
される。それ故これらのダイオードは近似的に同じ温度係数を有する。それ故に
周辺温度が変わった場合に、ダイオードD1、D2の順方向電圧は同じ程度変化
する。出力電圧は不変に保たれる。
電圧URを引き起こす。このガイド電圧は係数R2/R1によって増幅される。
制御閾値は抵抗Rrefによって調整される。URがUrefより大きくなって
はじめて、演算増幅器OPのプラスの出力電圧が生じ、PINダイオード4に電
流が流れる。制御特性曲線の勾配は抵抗比R2/R1によって調整される。制御
特性曲線の勾配は、制御領域内での、HF入力電圧に比例するHF出力電圧の上
昇に対する尺度である。このような制御原則では、制御偏差が残るが制御は非常
に迅速である。なぜならHF整流器内のコンデンサCgだけが再充電されなけれ
ばならないからである。
が接続されている場合、整流器積分制御増幅器10を有するアンテナ増幅器が得
られる。積分器ではガイド電圧が次の式によって積分されて、増幅される。
れた出力レベルが制御領域内で一定に保たれる。整流器積分制御増幅器10の出
力電圧は、制御閾値の下方のHFレベルではUa=0Vである。制御された出力
電圧の値はUrefによって調整される。差分Uref−URがプラスの値を示
してはじめて、演算増幅器OPの出力電圧もプラスになり、PINダイオード4
に電流が流れる。
。
ナの複素数の反射係数を表した図である。
ンテナ増幅器を表す概略図である。
Claims (11)
- 【請求項1】 アンテナ(1)のインピーダンス(ZA)を信号増幅器(3
)のインピーダンス(ZV)に整合させる少なくとも1つのPINダイオード(
4)を有する制御可能な調整素子において、 当該調整素子(2)は第1の制御部(5)と第2の制御部(6)を有しており
、 前記第1の制御部は、アンテナインピーダンス(ZA)をPINダイオード(
4)のインピーダンス(ZPS, ZPP)に整合させ、 前記第2の制御部は、PINダイオード(4)のインピーダンスを増幅器(3
)のインピーダンス(ZV)に整合させる、 ことを特徴とする調整素子。 - 【請求項2】 前記PINダイオード(4)は並列接続されているか、また
は直列接続されている、請求項1記載の調整素子。 - 【請求項3】 前記ダイオード(4)が並列接続されている場合、アンテナ
インピーダンス(ZA)は第1の整合部(5)によって高抵抗領域(ZAP *)
に変換される、請求項2記載の調整素子。 - 【請求項4】 前記ダイオード(4)が直列接続されている場合、アンテナ
インピーダンス(ZA)は第1の整合部(5)によって低抵抗領域(ZAP *)
に変換される、請求項2記載の調整素子。 - 【請求項5】 前記調整素子(2)は複数のPINダイオード(4)をPi
分岐部またはT分岐部ないし半分岐部として有している、請求項1から4までの
いずれか1項記載の調整素子。 - 【請求項6】 信号増幅器(3)と、 アンテナインピーダンス(ZA)を当該信号増幅器のインピーダンス(ZV)
に整合させる、請求項1から5までのいずれか1項記載の調整素子(2)と、 当該調整素子(2)を制御する制御増幅器(10)とを有している、 ことを特徴とする、移動式超短波用ラジオ放送受信機に対するアンテナ増幅器。 - 【請求項7】 前記制御増幅器(10)はガイド電圧に対する整流器と、 当該ガイド電圧を増幅する演算増幅器(OP)とを有している、請求項6記載
のアンテナ増幅器。 - 【請求項8】 前記制御増幅器(10)の演算増幅器(OP)は、4つの抵
抗(R1,R2,R1*,R2*)とともに減算器を構成しており、 当該減算器は第2の入力側(E2)に第1の入力電圧(U1)を、制御増幅器
の第1の入力側(E1)に第2の入力電圧(U1+Uref)を有しており、 2つのダイオード(D1, D2)は、演算増幅器の入力側に対して直列に接続
された電圧源であり、 前記2つのダイオードには近似的に同じ大きさの静電流が流され、 当該静電流は電圧(U−, U+)と抵抗(Rg)によって定められ、 前記2つのダイオード(D1, D2)は、近似的に同じ温度係数を有するよう
に熱的に機械結合されており、 増幅器(3)の出力側で取り出されたHF電圧(UHF)は2つのダイオード
のうちの一方のダイオード(D1)にガイド電圧(UR)を引き起こし、 前記ガイド電圧は係数(R2/R1)で増幅される、請求項7記載のアンテナ
増幅器。 - 【請求項9】 前記演算増幅器(OP)は、3つの抵抗(R1,R1*,R2* )とコンデンサ(C2)とともに積分減算器を構成し、 当該積分減算器は第1の入力側(E1)に第1の入力電圧(U1)を、制御増
幅器(10)の第2の入力側に第2の入力電圧(U1+Uref)を有しており
、 2つのダイオード(D1, D2)は、演算増幅器の入力側に対して直列に接続
された電圧源であり、 前記2つのダイオードには近似的に同じ大きさの静電流が流され、 当該静電流は電圧(U−, U+)と抵抗(Rg)によって定められ、 前記2つのダイオード(D1, D2)は、近似的に同じ温度係数を有するよう
に熱的に機械結合されており、 増幅器の出力側で取り出されたHF電圧(UHF)は2つのダイオードのうち
の一方のダイオード(D1)にガイド電圧(UR)を引き起こし、 前記ガイド電圧は係数(R2/R1)で増幅される、請求項7記載のアンテナ
増幅器。 - 【請求項10】 前記アンテナ増幅器は、ダイオードの静電流を調節する抵
抗(Rr)と、制御閾値を調節する抵抗(Rref)を有している、請求項8ま
たは9記載のアンテナ増幅器。 - 【請求項11】 前記制御増幅器(10)へ分岐された出力を低減させる抵
抗(Rv)を有している、請求項8から10までのいずれか1項記載のアンテナ
増幅器。
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