JP3124385U - 広帯域受信用能動アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】受動アンテナ素子の有効長さの周波数依存性および受動アンテナ素子のインピーダンスから独立して受信信号の周波数依存性を自由に選択させることができ、雑音に対して高い感度を確保する広帯域受信用能動アンテナの提供。
【解決手段】フィルタ回路３は入力６において電界効果トランジスタ２のソース接続に接続され、低損失のフィルタ回路３は入力４に高周波数抵抗５を設け、低損失のフィルタ回路３のブラインド素子を選択し、低損失のフィルタ回路３の入力６に作用する入力アドミッタンス７の実効成分Ｇの周波数依存性を調整させ、受動アンテナ部材１の周波数依存の有効長さｌ_ｅ による周波数曲線を必要な受信容量により広い周波数帯域内の高周波受信信号８におい取得し、低損失のフィルタ回路３の入力６に作用する入力アドミッタンス７の量を前記周波数帯域の範囲外で少なくした。
【選択図】図１

Description

本考案は周波数依存の有効長さを有する受動アンテナ素子を有する広帯域受信用能動ア
ンテナに関するものである。

受動アンテナ素子の出力接続は増幅器回路の入力接続に接続されている。電気的に長いアンテナ又は電気的に大きい本体に直接結合しているアンテナは周波数にわたって一定に保持されている電界強度で励起された時に、有効長さｌ_ｅ （ｆ）によって特定される周波数依存の無負荷電圧（開路電圧）を有している。特に、３０ＭＨｚ以上の周波数範囲において、低周波数から生じるアンテナ雑音温度Ｔ_Ａ は地球環境において低下されるので、二極性トランジスタに関して、最適インピーダンスＺ_{ｏ ｐ ｔ} 近くのソースインピーダンスはトランジスタの雑音のため感度の重大な損失の発生を避けるように、アンテナの受動素子の側部における雑音適合のため特定されねばならない。この種の能動アンテナの基本的な形状は図２ｂに示されておりかつ例えばＤＴ−ＡＳ２３１０６１６、ＤＴ−ＡＳ１５９１３００から公知である。チャンネル選択であるが、しかし例えばＶＨＦ放送周波数範囲のような周波数帯域に広い帯域で同調される能動広帯域アンテナに関し、Ｚ_Ａ （ｆ）中の短いエミッターのアンテナインピーダンスＺ_Ｓ （ｆ）をＺ_{Ｏ Ｐ Ｔ} の近くまで変換することが必要である。電気的に大きいアンテナと同様に電気的に小さいアンテナの双方において、これはトランジスタ入力に周波数依存の無負荷電圧（開路電圧）を導く。これはアンテナの受動素子の強力な周波数依存の有効長さｌ_ｅ によって表現され、Ｚ_{Ｏ Ｐ Ｔ} とそれから逸脱しているトランジスタの入力抵抗との間の電圧分割係数の周波数依存性に関して、負荷抵抗ＺＬから生じる周波数曲線は能動回路の出力上の整合回路により平らにされる。これはレベル過負荷のため非直線作用に対して下流に接続された受信装置を保護するためにも必要である。

この形式のアンテナの基本形状は図２ｂに示され、そして例えば、ＤＴ−ＡＳ２３１０６１６およびＤＴ−ＡＳ１５９１３００から公知である。この従来技術によるアンテナは、例えば、窓ガラスのパネルを加熱するための加熱場を有する自動車の窓ガラスパネルに装着されたアンテナ装置によって高周波数範囲以上の大きな範囲に取付けられている。これは例えば、ヨーロッパ特許第０３９６０３３号、同第０３４６５９１号および同第０２６９７２３号の明細書に記載されている。受動アンテナ素子として作動するために使用されている加熱場の構造は最初にアンテナとして使用することを意図していない自動車の構成部材である。このような自動車の構成部材は加熱を目的とする機能であるため僅かな方法においてのみ変更可能である。従来技術による能動アンテナが図２ｂにおけるようなアンテナ素子で形成された場合に、加熱場に存在するインピーダンスは一次適合回路によって雑音適応のためのインピーダンスＺ_{Ｏ Ｐ Ｔ} の近くに変換されねばならず、そして能動アンテナの周波数曲線は出力側に配置された適合ネットワークにより平らにされねばならない。この方法は２つのフィルタ回路の比較的複雑な構成を調整する。能動アンテナの好都合な全体の作用は２つのフィルタ回路の相互の従属性のため各フィルタ回路に関して分離して行うことはできない。さらに、適切な直線特性を達成するための増幅器回路は図２ｂにおけるような簡単な増幅素子として備えることはできない。これは顕著な方法において２つの適合ネットワークの構造上の自由を制限する。加えて、２つのフィルタ回路の使用は実質的な出費に関連している。この種の能動アンテナのさらに特記すべき欠点は適合回路の負荷によってもたらされる複数の能動アンテナがアンテナダイバーシチ装置を形成するか、または特別な指向特性を有するかまたは他の目的を有するグループアンテナを形成するために同じ加熱場から構成される場合に、加熱場の下流に接続された増幅器を有している。この不都合な構成は受動アンテナ素子が互いに関して電磁放射線の顕著な交差結合を受けるすべてのアンテナ装置に存在する。例えば、従来技術によれば、加熱場から形成された多重アンテナ走査ダイバーシチ装置において、アンテナ増幅器のために加熱場に形成された接続地点には切換えダイオードが取付けられている。これらの切換えダイオードの各々は増幅器により適合回路のみを切り換え、増幅器の信号は受信機に通され、そして他の接続地点を切り換える。これはかかる装置に高い出費とアンテナ選択と正確に同期させてダイオードを切り換えねばならない別の要求を導く。

従って、本考案の目的は受動アンテナ素子の有効長さの周波数依存性および受動アンテナ素子のインピーダンスから独立して受信信号の周波数依存性を自由に選択することができると共に雑音に対して高い感度を確保する特定の受動アンテナ素子を備えた広帯域受信用能動アンテナを提供することにある。多重アンテナ装置に関して、能動アンテナの形成のため受信信号の互いの顕著な相互作用の影響を有することなく、電磁放射により互いに結合されている複数の接続地点を有する受動アンテナ装置からの受信信号の多重減結合が可能である。

この課題は、本考案によれば、増幅器回路には高周波受信信号を受信するために受動アンテナ素子に接続させた電界効果トランジスタと入力アドミタンスを有する低損失フィルタ回路とを備え、該低損失フィルタ回路にはブラインド素子を設け、低損失フィルタ回路をその入力において電界効果トランジスタのソース接続に接続し、低損失フィルタ回路の出力において高周波数受信信号を互いに減結合させ、増幅器回路には低損失フィルタ回路の出力に接続させた高周波抵抗を設け、低損失フィルタ回路のブラインド素子を選択し、低損失フィルタ回路の入力に作用する入力アドミタンスの実効成分の周波数依存性を調整させ、受動アンテナ素子の周波数依存の有効長さｌ_ｅ によって条件づけられる高周波曲線を必要な受信容量により広周波数帯域内の高周波受信信号において取得し、低損失フィルタ回路の入力に作用する入力アドミタンスの量を遮断周波数範囲において非直線作用を制止させるように前記周波数帯域の範囲外で少なくさせたことを特徴とする広帯域受信用能動アンテナによって解決される。

本考案のアンテナ装置は雑音対信号比を最適にすると共に非直線作用により生じる危険に対して最適にした受信信号を得るために経費を軽減させかつその回路を簡単に構成した点にある。１次適合ネットワークが省略されていることにより、増幅器回路の入力側の高い抵抗に関して、受動アンテナ素子が放射により互いに結合されている複雑な多重アンテナ装置を極めて自由に構成することができる。従って受信機に通すための信号が使用されていない接続地点を自由に切り換える目的のためにダイバーシチ装置に関して上述したスイッチングダイオードは必要としない。

本考案は上述した構成であるから、有効長さの周波数依存性および受動アンテナ素子のインピーダンスから十分に独立して、自由に選択可能な受信性能の周波数依存性が達成され、多重アンテナ装置に関して、能動アンテナの形成によって受信信号の顕著な相互の影響なしに、電磁放射により互いに結合されている複数の接続地点を有する受動アンテナ装置からの受信信号の多重減結合が可能である広帯域受信用能動アンテナを構成することができる。

図１には本考案の基本形態によるアンテナを示し、該アンテナは受動アンテナ素子１に直接接続されている電界効果トランジスタ２を有する増幅器回路２１を備えている。低損失フィルタ回路３の入力アドミタンス７はトランジスタ２のソース路に接続されている。高周波抵抗５はフィルタ回路３の出力４に接続されている。自動車の窓ガラスにプリントされた自動車の加熱場の例はそれがアンテナとして利用された時にメートルおよびデシメートル波範囲において必要な電気特性を有するような受動アンテナ素子を得ることができないことを示す。従って、この受動アンテナはその幾何学的構造と窓の金属枠のため、その有効長さｌ_ｅ とそのインピーダンスの双方に不均一な周波数依存性を有している。本考案は低コストの能動アンテナにより予め定めた受動アンテナ素子１の周波数依存性のこの不均一性を改善することができる能動アンテナを提供することにある。更に能動アンテナは固有の雑音、直線性および入射波と電界強度Ｅとの間の予め定めた周波数曲線に関して簡単な方法で構成され得る。本考案によれば、アンテナ接続地点１８に得られる受信電圧は増幅器回路２１に供給され、それにより増幅器回路２１はそのソース路において低損失フィルタ回路３の入力アドミタンス７からの帰還と結合され、該低損失フィルタ回路３はその出力において高周波数抵抗５と接続されている。このアンテナにより、高周波受信信号８中に受動アンテナ素子１の有効長さｌ_ｅ によって生じる周波数上の無負荷受信電圧の高い依存性を補償するために入力アドミタンス７を形成させることができる。

本考案によるアンテナの作動形態および構成原理を図２ａおよび図３ａに示した電気的等価回路図により下記に説明する。

図２ａは電界効果トランジスタ２の直列雑音電圧源ｕ_ｒ と、並列雑音電流源ｉ_ｒ とを有する広帯域受信用能動アンテナの電気等価回路図を示す。該並列雑音電流源の作用は無視することができる。更に該電気等価回路図は入力アドミタンス７を入力側６の伝送範囲外に配置した高抵抗の低損失フィルタ回路３を備えている。

図２ｂは従来技術による広帯域受信用アンテナの電気等価回路図を示し、該従来技術のものは雑音適合ネットワークと、トランジスタの接続地点における受動アンテナ素子１の周波数依存の有効長さと、周波数曲線を滑らかにするために出力側に配置した適合ネットワークとを有している。

雑音に対する最適な感度を有する能動アンテナを構成するために特定された受動アンテナ素子１の適正は伝送周波数範囲に有効なアンテナの温度により評価され得る。図２ａに示した通り、電界効果トランジスタ２は極めて小さい並列雑音電流源ｉ_ｒ を有しているので、非常に小さいゲートｓｏ−ｓｕおよびゲートドレイン容量Ｃ_２ とＣ_１を有するその雑音付加ｉ_ｒ ＊Ｚ_Ａ および実際に生じるアンテナインピーダンスＺ_Ａ はその等価雑音抵抗Ｒ_{ａ Ｆ} により表わされる電界効果トランジスタの直列雑音電源ｕ_ｒ に比較して常に非常に小さい。それ故、感度要求はアンテナ温度Ｔ_Ａ 及びアンテナインピーダンスＺ_Ａ の実成分Ｒ_Ａ によって供給される受信雑音電圧源ｕ_{ｒ Ａ} ^２ ＝４ｋＴ_Ａ ＢＲ_Ａ に関して雑音電圧源ｕ_ｒ ^２ ＝４ｋＴ_０ ＢＲ_Ａ が小さいかまたは多くても等しい大きさであるという事実により減少される。従って、等しい量の雑音付加にさいして、式１の条件のみが適切な感度基準として検査するために容易である非常に小さい容量Ｃ_１ ，Ｃ_２ を

満たす。最近のヒ化ガリウムトランジスタは他の負荷と比較した際に非常に小さい容量Ｃ_１ とＣ_２ および並列雑音電流源ｉ_ｒ の作用を有し、該並列雑音電流源ｉ_ｒ の作用は意図した適用を考慮して雑音に対するそのトランジスタの適用において無視でき、それにより極めて小さい雑音温度Ｔ_{Ｎ ０} を備える。等価雑音抵抗は空電電流に依存し、３０ＭＨｚ以上では広帯域では３０オームになるように想定され、それて広帯域ではそれ以下である。従って、ＶＨＦ周波数範囲においてかつ約１０００Ｋの有効なアンテナ温度を有するアンテナの例に関して、Ｒ_Ａ （ｆ）＞約１０オームが低損失の電界効果トランジスタ２で放射線抵抗を示す複合アンテナインピーダンスの実成分用の雑音感度を考慮して適切な状態として伝送周波数範囲内に特定されることが必要である。

図３ａは出力側に低損失フィルタ回路３を有する図２ａに示したものと同様の電気等価回路図を示してあるが、しかしその出力に増幅器ユニット１１に接続させた高周波ライン１０を備え、増幅器ユニット１１の固有の雑音が全体雑音に付加する。増幅器回路２１で適切に増幅することにより、この雑音付加は対応して小さく保持される。非直線作用に対して増幅器ユニット１１を保護するために、その利得が伝送周波数範囲内の周波数から十分に独立している増幅器を備えることが必要である。これは低損失フィルタ回路３の出力における高周波抵抗５を対応して好ましくは低損失で適切な周波数依存の入力アドミタンス７に変換させることにより達成される。有効長さｌ_ｅ （ｆ）の周波数依存性の理由から入力アドミタンス７に要求されている周波数依存性が知られている場合に、この要求に対応するリアクタンスから成る回路を低損失フィルタ回路３のために見出すことが可能である。

能動アンテナの地上無線放送受信用の伝送周波数範囲内での周波数依存の受信容量を備えるため、本考案を受信装置における受信容量を考慮して図３ａにより説明する。一方において装置全体の感度を著しく減少させないために、かつ他方で、伝送周波数範囲内における周波数依存の受信作動の結果として過度の増幅によって生じる非直線作用を回避するために周波数依存の受信が要求されねばならない。図３ａには、能動アンテナの下流に接続された受信装置が増幅器ユニット１１によって表示されており、増幅器ユニット１１は雑音数Ｆ_Ｖ を有している。その雑音付加が増幅器回路２１の入力に等価雑音抵抗Ｒ_{ａ ｖ} として図３ｂに示され、それにより次の式を適用し、

ここで、Ｇ（ｆ）は低損失フィルタ回路３の入力アドミタンス７の周波数依存の実成分を示している。この雑音付加は、その後、次の式を適用する場合に、

Ｔ_Ａ を有するＲ_Ａ の避けられない受信雑音に対して重要でない。

本考案による能動アンテナの有利な実施形態において、感度要求を満たすために、低損失フィルタ回路３の入力アドミタンス７の実成分Ｇ（ｆ）の周波数依存性は複合アンテナインピーダンスの実成分Ｒ_Ａ （ｆ）の周波数曲線に関して相互に選択されねばならない。それゆえＦ_Ｖ 〜４を有するＶＨＦ無線放送受信機の実施例に対して、Ｇ（ｆ）＜１／（３＊Ｒ_Ａ （ｆ））が選択されねばならない。他方において、過度の受信レベルに対して受信機を保護するために、能動アンテナの電力の増幅は装置全体の最適感度よりも大きくしてはならず、したがって、Ｇ（ｆ）は式（３）の右側部分に示されるように大きく選択されねばならない。

本考案に有する利点は電界効果トランジスタ２の１／ｇ_ｍ として与えられている入力側を制御する低損失フィルタ回路３のソースインピーダンスや、低損失フィルタ回路３の出力に作用する高周波抵抗５のいずれもが回避できない重要なブラインド又はダミー成分を有していないため、Ｇ（ｆ）に関する周波数曲線がＲ_Ａ （ｆ）に基づいて予め定められかつ容易に満たされ得る。この電子回路から本考案による能動アンテナの周波数作動の有利な自由を生じる。これに対して、図２ｂに示した従来技術の能動アンテナでは、周波数依存のエミッターインピーダンスＺ_Ｓ （ｆ）が必要であり、かつ１次側の変換ネットワークのソースインピーダンスとして存在する。その周波数作動はＺ_{ｏ ｐ ｔ} の近傍内に変換されたインピーダンスの達成可能な帯域幅を制限し、そして能動回路の出力に信号対雑音比の帯域幅を制限する。

本考案による能動自動車アンテナのためのＧ（ｆ）の周波数曲線の例を以下に説明する。能動アンテナの下流に接続された受信装置の入力との受信電力Ｐ_ａ は受動基準アンテナ、例えば、その共振長さでの自動車上の受動ロッドアンテナを有するものよりも要因Ｖにより大きくされねばならない。必然的に異なる指向性図のため、この要因は入射波の特定された一定仰角θ以下の方位平均値に基づいている。受動アンテナ素子１と比較アンテナ上の自動車の回転によるアンテナ測定距離と方位指向性要因との比較測定によって、１回転に関するＮ数の角度ステップ（増分）における指向性要因について及び受動アンテナ素子１の指向性要因Ｄ_ａ （φ_ｎ ，θ）を有しかつｎ個の角度ステップに対して各場合における指向性要因Ｄ_ｐ （φ_ｎ ，θ）に対応して、次の方位平均値が得られ、

そして基準周波数において基準アンテナに関して、次の方位平均値が

得られる。

図３ａに増幅器ユニット１１によって示されている能動アンテナの下流に接続されている受信装置は高周波ケーブルライン装置のライン波抵抗Ｚ_Ｌ に基づいている。電界効果トランジスタ２の入力特性の適度の急勾配ｇ_ｍ を有する負荷抵抗９における平均方位受信容量は：

に達し、その場合に、ｌ_{ｅ ｍ} ^２ （ｆ）は次のように式（２）により得られた受動アンテナ素子１の有効区域Ｄ_{ａ ｍ} （ｆ）を考慮に入れて各周波数において生じる受動アンテナ素子１の２乗の有効長さの平均値を示す。

方程式（５）から取られたＤ_{ｐ ｍ} を有する受動基準アンテナの平均方位受信容量は：

に達する。

増幅条件Ｐ_{ａ ｍ} ／Ｐ_{ｐ ｍ} ＝Ｖを考慮に入れて、本考案によりＧ（ｆ）に対する要求すべき周波数曲線は：

である。

受動アンテナ素子１が効率ηを有する損失を受ける場合に、指向性要因Ｄ_{ａ ｍ} （ｆ）は式（８）においてＤ_{ａ ｍ} （ｆ）＊ηによって置き換えられねばならない。これは残りの寸法的規則を変更するものではない。

方位平均値Ｄ_{ｐ ｍ} およびＤ_{ａ ｍ} （ｆ）がほぼ等しい場合に、Ｇ（ｆ）の周波数依存性は１／Ｒ_ａ （ｆ）に比例して実現されねばならない。Ｖが非常に大きく選ばれる場合に、

が適用され、能動アンテナの下流に接続された受信装置により全体雑音に付加される雑音は非常に小さい。式（１）に示された条件が満たされる場合に、感度は受動アンテナ素子１の指向性作用及び存在している入射妨害放射線にのみ依存する。１に等しい信号−妨害比率に対して最小限度に必要とする平均方位放射線密度Ｓ_{ａ ｍ} は次の通りであり、

そして、Ｄ_{ａ ｍ} （ｆ）がＤ_{ａ ｍ} （ｆ）＊ηによって置き換えられねばならない場合に、１／ηにより増大する。

自動車自体から発生する妨害（又は混乱）放射線を考慮し、本考案により特定されたアンテナに適した受動アンテナ素子１は比率Ｔ_Ａ ／Ｄ_{ａ ｍ} （ｆ）を十分に高い伝送周波数範囲用に設定することによりＲ_Ａ （ｆ）用の条件に関連して自動車上の構造の形態における目標を確実に選択され得る。

図１８ａおよび図１８ｂは本考案による能動アンテナの考え得る受動アンテナ素子１のアンテナ形状の例を示している。接続地点１８において、図１８ｃに示された複合インピーダンス平面におけるインピーダス曲線Ｚ_Ａ （ｆ）が周波数に依存して存在している。図の左側限界地帯において黒くぬりつぶされた特徴の区域は片側が値Ｒ_{Ａ ｍ ｉ ｎ} ＝一定によって縁どられている。従って、黒くぬりつぶされた区域外に延伸するインピーダンス曲線はＴ_Ａ による一定の妨害入射放射線の存在において電界効果トランジスタ２のわずかな雑音の条件を満たす。図は従来技術による図２ｂに記載の能動アンテナに対して本考案による能動アンテナを使用する利点を示し、この利点は入力側に適用手段なしに、全てのアンテナ構造が入力側に変換手段なしの条件を満たす。図１８ｃにおいて、図１８ａおよび図１８ｂに示した受動アンテナ素子１の実成分は７６ないし１０８ＭＨｚの周波数にわたって図に書き込まれている。従って、低損失フィルタ回路３の入力上の入力アドミタンス７の実成分から得られた周波数曲線は式（３）および（８）に関連して説明された条件下で図１８ｄに示された曲線に関して各々の場合に転化されねばならない。

増幅器回路２１には、相互変調のような考え得る非直線作用のために、許容可能な有効電圧の上方限界が存在し、有効長さｌ_ｅ 以上の受信電界においてその電圧が得られる。最大の許容可能な電圧は適切な電界効果トランジスタ２を選択することによって、適切な作用地点を選択することによってならびにそれ自体公知の他の回路手段によって上昇され得る。本考案によれば、式（６）は方位指向性要因Ｄ_{Ａ ｍ} （ｆ）が知られている場合に、最大に許容可能な方位平均値ｌ_{ｅ ｍ} を関連させることができ、そして最大に許容可能有効な成分Ｒ_{Ａ ｍ ａ ｘ} と関連され得る。寸法付けに関する許せないＲ_Ａ ＞Ｒ_{Ａ ｍ ａ ｘ} を有する値の範囲は図１８ｃおよび図１８ｄにおいて同様に黒くぬりつぶされて示されている。受動アンテナ素子１として利用するためにとくに好都合な構造体のインピーダンス値の放射線抵抗Ｒ_Ａ は、それゆえ、Ｒ_{Ａ ｍ ｉ ｎ} ＜Ｒ_Ａ ＜Ｒ_{Ａ ｍ ａ ｘ} で黒くぬりつぶされた値の範囲外に配置されている。

図１１は特定のアンテナ構造体が伝送比ｕを有する低損失送信機の使用によって補足される本考案の他の実施例を示している。例えば窓ガラス上に配設した加熱場であるアンテナ構造体はその送信機と共に受動アンテナ素子１を形成する。広帯域伝送比は好都合には送信機の出力上で測定されたインピーダンスがＲ_{Ａ ｍ ｉ ｎ} ＜Ｒ_Ａ ＜Ｒ_{Ａ ｍ ａ ｘ} を有する値の範囲においてその実成分で設定されるように選択されている。ここで、主インダクタンスは十分に高い抵抗を備えねばならない。

直線性要求はソース路に配置された入力アドミタンス７を通して十分に大きなカウンター結合によって満たされる。これは伝送範囲において比較的に低いカウンター結合を必要とする。増幅要求によって、カウンター結合は式（８）により大きさ決めされているが、しかしながら伝送範囲外ではできるかぎり大きく大きさ決めされている。本考案の好都合な実施例において、このようなフィルタのＴ型セミフィルタまたはＴ−フィルタまたはチェーン回路が使用されている。このようなフィルタの基本構造は図に示されている。Ｇ（ｆ）の非常に複雑な複合周波数曲線に適合させるために、他のブラインド素子によって個々の素子を補足することができる。入力側に高い抵抗を有しかつ遮断範囲に遮断作用を有するために、各直列分岐又は並列分岐がリアクタンスの結合により形成されるので直列分岐２８におけるリアクタンスの絶対値及び並列分岐２９におけるサスセプタンスの絶対値の双方は付与された伝送周波数範囲内においてそれぞれ十分に低いが、しかしその伝送周波数範囲外では十分に高い。

本考案の他の実施例において、基本構造に対応するＧ（ｆ）の異なる特徴の曲線は最初に知られていない値でデジタル計算機に貯蔵され、その後受動アンテナ素子１のインピーダンスＺ_Ａ と指向性要因の方位平均値Ｄ_{ａ ｍ} とを測定手段により技術的又は計算的に決定することができる。同様にデジタル計算機に該インピーダンスと平均値とが貯蔵され得る。それゆえ式（８）により決定されたＧ（ｆ）の周波数曲線は能動アンテナの特定された増幅Ｖに関する変化計算の公知の手段によって適宜に選択されたフィルタ構造について損失フィルタ回路３のブラインド素子のその後の具体的な決定を可能にする。

図３ｂは図３ａに示したものと同様の電気等価回路図であり、低損失フィルタ回路３の出力には高周波ライン１０と他の素子の下流に案内されている増幅器回路２１とに接続させた増幅器ユニット１１有している。この回路はアンテナダイバーシチ装置、グループアンテナ装置または多重作用範囲のアンテナ装置のような多数のアンテナを有するアンテナ装置に関して有益である、増幅器ユニット１１が図３ｂに示されるように、増幅器回路２１の能動出力段階として形成されている場合に、本考案の好都合なさらに他の実施例においても有益である。この能動出力段階は普通に使用されている同軸ライン（又は同軸ケーブル）の波抵抗Ｚ_Ｌ と同じ出力抵抗を備えることができる。有効な能動抵抗５はこの関係において増幅器ユニット１１の入力インピーダンスによって形成されている。Ｇ（ｆ）はこのようなインピーダンスにより終端されている低損失フィルタ回路３によって上述したように実現されねばならない。

図４はエミッタシーケンス回路においてソース１５によって制御される二極性トランジスタ１４に結合された入力電界効果トランジスタ１３を有する電界効果トランジスタ２の構成を示す。この回路は電界効果トランジスタ２の大きな内部勾配および電界効果トランジスタ２の特別な直線特性を備える。これは入力電界効果トランジスタ１３により達成され、二極性トランジスタ１４はエミッター回路に配置されており、二極性トランジスタ１４は入力電界効果トランジスタ１３により制御される。

図５は自動車の後部の窓ガラスに取付けるために小型化した能動アンテナの前端と、高周波ライン１０と、フィルタ回路３とを有する本考案による広帯域受信用能動アンテナの実施例を示す。このアンテナが能動窓ガラスアンテナとして利用された時に、増幅器回路２１を好都合な方法において自動車の窓の非常に幅の狭い外周区域内に目立たなく収納させることができる。更に、接続地点１８に取り付けるべき部材は小型化した形態で構成され、機能的に必要である増幅器回路２１の構成部材のみがそこに取り付けられている。低損失フィルタ回路３の他の構成部材は図４に示されているように離して位置決めされかつ高周波ライン１０を介して接続されている。

図６ａは音声放送用のＶＨＦラジオ信号範囲ならびにＶＨＦおよびＵＨＦテレビ信号伝送の広帯域有効範囲の例により、その周波数上でグラフに記入した本考案によって構成された図６ｂのＴ−フィルタ装置の直列リアクタンスＸ_１ およびＸ_３ の曲線ならびに並列サスセプタンスＢ_２ の曲線を示す。能動アンテナは複数の周波数範囲用の多重作用範囲アンテナの形態で構成されている。ＶＨＦラジオ放送ならびにＶＨＦおよびＵＨＦテレビ放送用の周波数範囲に関し、図６ｂの電気等価回路にこの目的のために、低損失フィルタ回路３のＴ−フィルタ装置のリアクタンスＸ_１ ，Ｘ_３ 又はサスセプタンスＢ_２ の周波数曲線が示されている。このＴ−フィルタ形状は制止作用範囲中に電界効果トランジスタ２の十分に高いフィードバックを得るために低損失フィルタ回路３の入力側に高抵抗を配置する。

図７は入力電界効果トランジスタ１３の出力上で信号通路が分割されている異なる伝送周波数範囲用の２つの伝送ラインを有する本考案の能動アンテナを示す。各伝送ラインは関連する伝送周波数範囲のために下流に低損失フィルタ回路３を備えた二極性トランジスタ１４を有し、そして出力信号は共通の能動高周波抵抗５に共に連通されている。多数の伝送周波数帯域を形成するために、電界効果トランジスタ１３の拡張のため複数の二極性トランジスタ１４が使用されている。そのベース電極は入力電界効果トランジスタ１３のソース電極に接続されそしてエミッタ回路の下流において関連する周波数帯域用の分離伝送路を形成するために分離された低損失フィルタ回路３の入力にそれぞれ接続されている。

図８は偶数順の非直線性の作用を補償するために他の電界効果トランジスタ１７を有すると共に出力側に配置させた非対称部材２０を備えた本考案による能動アンテナを示す。これは増幅器回路２１においてそれから生じる偶数順の非直線性の作用および帯域間周波数変換の作用を補償する。本考案のこの実施例において、増幅器回路２１の入力接続は電界効果トランジスタ２，１７の２つの制御接続１５，１６によって形成され、そして低損失フィルタ回路３の入力はソース接続１９ａおよび１９ｂに接続されている。低損失フィルタ回路３に配設された非対称部材２０は高周波受信信号８を非対称化するための作用をなす。図１７に示した通り、この回路はアース接続された２つの接続部と出力電圧を有する接続地点１８とに接続されている。

図９は図８に示したものと同様の能動アンテナを示しているが、しかし図７におけるアンテナによる信号分岐を有しており、各信号分岐は低損失フィルタ回路３の入力に配置させた非対称部材２０を備えている。この回路は非直線性の作用を抑制させるためかつ分離された伝送路を形成するために使用されている。

図１０は良好な伝送状態を形成するために送信機２４を有すると共に直線性をさらに高めるために電界効果トランジスタ２の出力に接続させた直線性化抵抗３０を有する本考案の能動アンテナを示す。

図１１は有効長さｌ_ｅ の広帯域を高めるために非常に高い抵抗性の１次インダクタンスと非常に大きな変換比とを有する送信機２４を備えている本考案による能動アンテナを示す。

図１２は低損失フィルタ回路３に形成された周波数選択の信号分岐を備えた本考案による能動アンテナを示す。別個の周波数選択伝送路は多数の出力に種々の伝送周波数帯域のための高周波数受信信号を周波数選択減結合させるために低損失フィルタ回路３に備えた信号分岐により達成され得る。

図１３は本考案の能動アンテナがアンテナ装置において多数使用されている本考案のとくに好都合な実施例を示す。ここでは、指向性作用を備えるためにグループアンテナ装置が使用されている。グループアンテナ装置は接続地点１８間の電磁放射線により減結合されている受動アンテナ装置２７を有しており、各接続地点１８は増幅器回路２１と高周波ケーブル１０とにそれぞれ接続されている。高周波ケーブル１０からの信号はアンテナ結合器２２で結合される。その受動アンテナ素子１は入射波に関してその量または位相によって互いに異なっている有効長さｌ_ｅ を有する周波数依存指向性図をそれぞれ備えている。各接続地点１８は増幅器回路２１の入力に接続されており、受信電圧は受動アンテナ素子１に対して高周波数受信信号８の減結合を生じさせるために互いに対して顕著な相互の影響を付与しない。指向性作用およびアンテナ利得に関して、特定の受信特性を有するグループアンテナ装置を備えるために、増幅器回路２１の出力に存在する受信信号は受動アンテナ素子１に付加された高周波受信信号８について何等のフィードバック作用なしにアンテナ結合器２２において量および位相により重合される。

図１４は図１３に示したような装置を有する走査ダイバーシチアンテナ装置を示しているが、しかしアンテナ結合器２２に代えて用いた電子切換えスイッチ２５と切換えられていないアンテナ分岐を負荷するために各アンテナ用の置換負荷抵抗２６とを備えている。

図１５ａはダイバーシチにより独立している受信信号８を得るためにダイバーシチにより適切に位置決めされた接続地点１８を備えた窓ガラスにプリントさせた加熱場により形成された走査ダイバーシチアンテナ装置を示す。これらの信号８は高周波ケーブル１０に接続されている増幅器回路２１に供給する。ケーブル１０の出力はアンテナ結合器２２又は切換えスイッチ２５に連結されている。

図１５ｂは図１５ａに示したものと同様の走査ダイバーシチアンテナ装置を示すが、しかし窓ガラスに取付けられた十分に小さい表面抵抗を有すると共にアース接続されているかまたは容量結合のコレクタ電極による接続地点１８の形成を有する導通面を備えている。

アンテナダイバーシチ装置の効率はダイバーシチにより互いに独立しているアンテナ信号の数により定められている。このような独立性は自動車が走行している間にレイリー波領域に生じる受信電圧間の相関係数により表される。本考案のとくに好都合な実施例において、多数の能動受信アンテナが自動車用のアンテナダイバーシチ装置に利用され、それにより受動アンテナ素子１は接続地点１８において無負荷状態でレイリー波の受信領域に使用されるその受信信号Ｅ＊ｌ_ｅ がダイバーシチによりできるだけ互いに独立するように選択されている。接続地点１８がこのような条件に基づきかつ自動車の特別な技術的態様を考慮して選択されているこのような装置は例えば図１５ａおよび図１５ｂに示されている。接続地点１８間に存在する電磁放射線結合のため、この独立性は無負荷状態で作動している接続地点１８にのみ適合する。本考案による増幅器回路２１と接続地点１８との接続によって、高周波数受信信号８は非常に低い容量のサスセプタンスのため正のフィードバックなしにアンテナ出力にタップ接続されている。接続地点１８でのダイバーシチによる受信信号の独立性は、それゆえ、この手段によって好都合には影響が及ぼされず、そしてこの独立性はアンテナ出力上の受信信号８のために存在する。これは互いに独立している受信信号８が走査ダイバーシチ装置における選択のために使用できるか、または他の公知のダイバーシチ方法の１つによりさらに処理するために使用できることを意味する。

上述とは反対に、接続地点１８に流れている電流を介して図２ｂに示した従来技術の回路により接続地点１８が変圧器回路に接線されている場合に、アンテナ信号はアンテナ出力に依存する。このような相互関係は２つの接続地点１８を有する受動アンテナ素子１に関して以下に詳細に説明する。

Ｕ０１およびＵ０２が受信領域における受動アンテナ装置２７の接続地点１８での無負荷電圧振幅であって、そしてＺ１１，Ｚ２２がそこで測定されたアンテナインピーダンスであり、そしてさらにＺ１２が接続地点１８の結合のため相互作用インピーダンスであって、そしてＹ１およびＹ２が接続地点１８が負荷されている増幅器の入力アドミタンスである場合に、この負荷に基づいて接続地点１８に生じる電圧振幅に関して以下の関係が得られる。

電圧振幅Ｕ１およびＵ２との間かつそれゆえアンテナ出力電圧間の相関係数は次の式によって電圧Ｕ１およびＵ２の平均時間値で得られる。

これを前提とした場合において、互いに独立している無負荷受信電圧振幅Ｕ１０およびＵ２０が走行中にレイリー波の受信領域において得られる。これは消滅する相関係数、すなわち、

によって表される。

接続地点１８が負荷される増幅器の入力アドミタンスが本考案にしたがって非常に少ない場合、すなわち、Ｙ１＝０およびＹ２＝０の量である場合に、式（１１）から生じる電圧Ｕ１およびＵ２は以下の通りである。

式（１３）の単位行列において数０により占められる相互作用は式（１３）に記載された消滅する相互関係が電圧Ｕ１およびＵ２において本考案による増幅器回路２１に保持されたままであることを示している。他方において、式（１３）の評価は次の式がその場合に適用できるため、負荷に基づきそれぞれの電圧を有する相互作用パラメータＺ１２＊Ｙ２およびＺ１２＊Ｙ１を介して２つの無負荷電圧の結合を生じる。

接続地点１８の結合が消滅しない場合、すなわち、Ｚ１２が消滅しない場合に、相関係数はＹ１＝Ｙ２＝０である場合にのみ消滅する。

他方において、前述の考察が示すことは、無負荷電圧Ｕ１０とＵ２０との間に相互依存性が存在する場合に、Ｙ１およびＹ２に関して特別な値を見出すことができる。そのような特別な値は増幅器入力電圧Ｕ１およびＵ２における相互依存性を減少するかまたは式（１５）に記載された変換を介してそれを消滅させることにある。

図１６は窓ガラスにプリントされた加熱場により形成され、ダイバーシチにより適した接続地点１８を備え、かつダイバーシチによる受信信号の独立性を高めるために別々に定めたサセプタンス２３を有する走査ダイバーシチアンテナ装置を示す接続地点１８に接続された増幅器回路２１は受信信号を高周波ケーブル１０を通してアンテナ結合器２２またはアンテナ切換えスイッチ２５に供給する。ここでは、ダイバーシチにより受信信号のインピーダンスを増加させるためかつその感度を改善させるために、受動アンテナ装置２７はその接続地点にサスセプタンス２３のコンダクタンスを通して配線されているので、電圧間の相互関係が高いダイバーシチ効率のために接続地点１８において小さくなる。

図１７は２つの接続部がアース接続に関して高レベルで配置され、電界効果トランジスタ２と１７に接続され、対称的にアース接続されている１対の接続地点１８を有する受動アンテナ素子１を示す。それらの出力１９ａと１９ｂは低損失フィルタ回路３と、能動抵抗５に非対称的に使用できる受信信号を発生させるために出力側に配置させた非対称部材２０とに供給される。

本考案による能動アンテナはこのような適宜なブラインド素子が固定され得るしかつ感度考察から十分に独立して構成され得るという重大な利点を有している。これは接続地点１８に保証される放射線抵抗Ｒ_Ａ （ｆ）の正確な調整を必要としないためである。該放射線抵抗は図１８ｃ及び図１８ｄに記載された値の範囲内であることだけが必要である。

受動アンテナ素子１のインピーダンスを貯蔵するためかつ測定により技術的又は計数的に確実された指向性係数の方位角平均値Ｄ_ｍ を貯蔵するために、デジタルコンピュータが使用され得る。種々の特性のため、アンテナインピーダンスの周波数曲線及び低損失フィルタ回路３の基本構造もデジタルコンピュータに貯蔵することもでき、そして変化計算の公知の戦略により能動アンテナの特別平均利得のために低損失フィルタ回路のダミー素子が確定され得る。

受動アンテナ素子に接続された増幅器回路を有する本考案による広帯域受信用能動アンテナの回路図である。 本考案による広帯域受信用能動アンテナの電気等価回路図である。 雑音適合ネットワークを有する従来技術による広帯域受信用能動アンテナの電気等価回路図である。 図２ａと同様の本考案による広帯域受信用能動アンテナの電気等価回路図である。 図３ａと同様の電気等価回路図である。 電界効果トランジスタと二極性トランジスタを有する能動電界効果トランジスタ回路の回路図である。 自動車の後部窓ガラスに取付けた本考案による広帯域受信用能動アンテナの例を示す説明図である。 図６ｂに示した回路のＴ−フィルタ装置の直列リアクタンスＸ_１ およびＸ_３ ならびに並列サスセプタンスＢ_２ の曲線を示すグラフ図である。 図６ａに説明した周波数範囲についての本考案によるアンテナの電気等価回路図である。 種々の伝送周波数範囲のために２つの伝送路を備えた本考案による能動アンテナの回路図である。 非直線性の作用を補正するために別の電界効果トランジスタを有する本考案による能動アンテナの回路図である。 図７のアンテナによる単一の信号分岐を有する図８と同様の本考案による能動アンテナの回路図である。 有効な伝送状態を発生させるための送信機を有する本考案の能動アンテナの回路図である。 十分に高い抵抗性の一次インダクタンスを有する送信機を有する本考案の能動アンテナの回路図である。 低損失フィルタ回路に形成された周波数選択の信号分岐を備えた本考案の能動アンテナの回路図である。 接続地点間の電磁放射線により結合している受動アンテナ装置を有する指向性の形成のためのグループアンテナ装置の回路図である。 アンテナ結合装置に代えて電子切換えスイッチを用いる図１３に示したようなグループアンテナ装置を備えた走査ダイバーシチアンテナ装置の回路図である。 窓ガラスにプリントされた熱パネルから形成された走査ダイバーシチアンテナ装置の説明図である。 図１５ａと同様の走査ダイバーシチアンテナ装置の説明図である。 受信信号のダイバーシチによる独立性を高めるための走査ダイバーシチアンテナ装置の説明図である。 両方の接続がアース接続に対して高レベルで配置された受動アンテナ素子の回路図である。 受動アンテナ素子を使用することができるアンテナ形態を示す説明図である。 受動アンテナ素子を使用することができるアンテナ形態を示す他の説明図である。 ７６ないし１０８ＭＨｚ周波数範囲におけるインピーダンス平面のアンテナ構造のインピーダンス曲線を示すグラフ図である。 許容可能な値範囲Ｒ_{Ａ ｍ ｉ ｎ} ＜Ｒ_Ａ ＜Ｒ_{Ａ ｍ ａ ｘ} を有する図１８ｃによるアンテナインピーダンスの実成分を示すグラフ図である。

符号の説明

０ アース接続
１ 受動アンテナ素子
２ 電界効果トランジスタ
３ 低損失フィルタ回路
４ 出力
５ 高周波抵抗
６ 入力
７ 入力アドミタンス
８ 高周波受信信号
９ 負荷抵抗
１０ 高周波ライン
１１ 増幅器ユニット
１２ エミッタ接続
１３ 入力電界効果トランジスタ
１４ 二極性トランジスタ
１５ 制御接続部
１６ 制御接続部
１７ さらに他の電界効果トランジスタ
１８ 接続地点
１９ ソース接続
２０ 非対称部材
２１ 増幅器回路
２２ アンテナ結合器
２３ ブラインドアドミタンス
２４ 中継器
２５ 電子切換えスイッチ
２６ 等価負荷抵抗
２７ 受動アンテナ装置
２８ 直列分岐
２９ 並列分岐
３０ 直線抵抗

Claims (23)

1. 出力接続が増幅器回路（２１）の入力接続に接続されている周波数依存の有効長さｌ_ｅ を有する受動アンテナ素子（１）を備えた広帯域受信用能動アンテナであって、
   増幅器回路（２１）には高周波受信信号（８）を受信するために受動アンテナ素子（１）に接続させた電界効果トランジスタ（２）を備え、
   増幅器回路（２１）には入力アドミタンス（７）を有する少なくとも１つの低損失フィルタ回路（３）を備え、低損失フィルタ回路（３）にはブラインド素子を設け、低損失フィルタ回路（３）をその入力（６）において電界効果トランジスタ（２）のソース接続に接続させ、高周波受信信号（８）を低損失フィルタ回路（３）の出力（４）において互いに減結合させ、
   増幅器回路（２１）には低損失フィルタ回路（３）の出力（４）に接続させた高周波抵抗（５）を設け、低損失フィルタ回路（３）のブラインド素子を選択し、低損失フィルタ回路（３）の入力（６）に作用する入力アドミタンス（７）の実成分（Ｇ）の周波数依存性を調整させ、受動アンテナ素子（１）の周波数依存の有効長さｌ_ｅ によって条件づけられる周波数曲線を必要な受信容量により広い周波数帯域内の高周波受信信号（８）において取得し、低損失フィルタ回路（３）の入力（６）に作用する入力アドミタンス（７）の量を遮断周波数範囲において非直線作用を制止させるように前記周波数帯域の範囲外で少なくさせたことを特徴とする広帯域受信用能動アンテナ。
2. ３０ＭＨｚ以上の高周波数信号を受信するための請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナであって、前記電界効果トランジスタ（２）がその作用がわずかである並列雑音電流源ｉ_ｒ と、非常に低いゲート−ドレイン容量Ｃ_１ と、非常に低いソース容量Ｃ_２ を有するゲートと、わずかな１／ｆ雑音とを有しているので、雑音整合にさいしてその最小雑音温度Ｔ_{ｎ ｏ} が周囲温度Ｔ_Ｏ より低いことを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
3. 低損失フィルタ回路（３）の出力（４）にその一端を接続させた高周波ライン（１０）と、該高周波ライン（１０）の他端に接続させた増幅器ユニット（１１）と、該増幅器ユニット（１１）の出力に接続させた負荷抵抗（９）とを有する請求項２に記載の広帯域受信用能動アンテナであって、負荷抵抗（９）を有する高周波ライン（１０）によりその端部において能動コンダクタンス（５）が得られ、負荷抵抗（９）が雑音数Ｆ_Ｖ を有する増幅器ユニット（１１）の入力インピーダンスによって形成され、低損失フィルタ回路（３）の入力（６）に作用するアドミタンス（７）の実成分（Ｇ）が高く選択されているので、増幅器ユニット（１１）の雑音付加が電界効果トランジスタ（２）の雑音付加よりも少ないことを特徴とする請求項２に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
4. 電界効果トランジスタ（２）が少なくとも１つの二極性トランジスタ（１４）と、ソースがエミッタ回路の下流の二極性トランジスタ（１４）を制御する入力拡張電界効果トランジスタ（１３）とから構成され、拡張電界効果トランジスタ（２）のソース電極がそのエミッター接続（１２）により形成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
5. 前記少なくとも１つの二極性トランジスタが電界効果トランジスタ（２）を拡張するために複数の二極性トランジスタ（１４）から構成され、前記少なくとも１つの低損失フィルタ回路が複数の低損失フィルタ回路（３）から構成され、該二極性トランジスタ（１４）のベース電極が前記入力電界効果トランジスタ（１３）のソース電極に接続され、前記二極性トランジスタ（１４）のエミッタ回路が複数の伝送周波数帯域を得るために各周波数帯域用の別個の伝送通路を形成するように複数の低損失フィルタ回路の各々の入力に接続されていることを特徴とする請求項４に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
6. 前記複数の二極性トランジスタ（１４）が増幅器回路（２１）に配置させた複数の低損失フィルタ回路（３）に接続され、複数の伝送周波数帯域を受信するために増幅器回路（２１）に別個の伝送通路を備えたことを特徴とする請求項５に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
7. 自動車においてＶＨＦ無線放送を受信するための請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナであって、受動アンテナ素子（１）が窓ガラス上に取付けたプリント回路構造体から構成され、低損失フィルタ回路（３）がＶＨＦ−周波数範囲の通路を有すると共にＶＨＦ−周波数の範囲外では高い抵抗の入力インピーダンスを有する帯域フィルタから構成されていることを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
8. 低損失フィルタ回路（３）に配置させた高周波ライン（１０）を備え、該高周波ライン（１０）が周波数依存方法において能動アドミタンス（７）を変圧する素子として形成されていることを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
9. 複数の伝送周波数帯域を受信するための請求項１に記載の広帯域受信用アンテナであって、周波数曲線が各々の周波数帯域内の高周波受信信号（８）において広帯域方法で補正されるように低損失フィルタ回路（３）の有効な入力アドミタンス（７）のコンダクタンス（Ｇ）の周波数依存性が形成され、そして少なくとも１つの低損失フィルタ回路（３）の入力（６）に作用する入力アドミタンス（７）の量が前記周波数帯域の範囲外で少ないことを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
10. 少なくとも１つの低損失フィルタ回路（３）がＴ−ハーフフィルタ、またはＴ−フィルタ、またはそのようなフィルタのチェーン回路から構成され、該フィルタの１つ又はそれ以上の直列または並列分岐がリアクタンスの結合によりそれぞれ形成されているので、直列分岐（２８）におけるリアクタンスの絶対値と並列分岐（２９）におけるサスセプタンスの絶対値とがそれぞれ伝送周波数範囲内では小さくかつその伝送周波数範囲の範囲外は大きいことを特徴とする請求項９項に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
11. 電界効果トランジスタ（２）と同じ電気特性を有しかつ受動アンテナ素子（１）のアース接続に接続させたその制御接続（１６）を有する他の電界効果トランジスタ（１７）を備え、増幅器回路（２１）においてそこから生じる相互帯域の周波数変換及び偶数の順序の非直線性の作用を補正し、電界効果トランジスタ（２，１７）の２つの制御接続（１５，１６）が増幅器回路（２１）の入力接続を形成し、低損失フィルタ回路（３）が電界効果トランジスタ（２，１７）の出力をソース接続（１９ａおよび１９ｂ）に接続させ、高周波受信信号（８）の対称を変えるために低損失フィルタ回路（３）に配置させた非対称部材（２０）を備えたことを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
12. 電界効果トランジスタ（２）のソース接続と低損失フィルタ回路（３）の入力接続との間を相互接続させたオーム直線化抵抗（３０）を備え、直線性をさらに高めるためにフィルタ回路（３）の抵抗値が電界効果トランジスタ（２）の等価雑音抵抗Ｒａより小さいことを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
13. 少なくとも１つの低損失フィルタ回路（３）が有効な伝送状態を有する広帯域増幅器回路を形成するために変圧非ｕ を有する変圧器（２４）を備えていることを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
14. 受動アンテナ素子（１）の有効長さｌｅ の広帯域の向上のために高い抵抗の１次インダクタンスと選択された変圧比とを有する変圧器（２４）を受動アンテナ素子（１）の接続地点（１８）と増幅器回路（２１）の入力との間に設けたことを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
15. 少なくとも１つの低損失フィルタ回路（３）が異なる伝送周波数帯域用の高周波受信信号（８）の周波数選択減結合用のその複数の出力上で低損失フィルタ回路に周波数選択伝送路を備えるため信号分岐を形成していることを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
16. 受動アンテナ素子（１）が有効長さｌ_ｅ の指向性図を有する多数の受動アンテナ素子（１）から構成され、該指向性図が周波数に依存しかつ入射波に関してその量および位相に依存して異にされ、そして電磁放射線により互いに結合され、ともに結合させて多数の接続地点（１８）を有する受動アンテナ装置（２７）を形成し、各々の接続地点（１８）が増幅器回路（２１）と接続されているので、受動アンテナ素子（１）上の高周波受信信号（８）の減結合が受信電圧の相互作用を発生させないことを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
17. 能動受信アンテナが自動車用のアンテナダイバーシチ装置に使用され、レイリー波受信領域に存在する受信信号がダイバーシチにより互いに独立しているように受動アンテナ素子（２１）が選択され、高周波数受信信号（８）がダイバーシチにより受信信号の独立性に影響を及ぼさないように高周波受信信号がフィードバックすることがなく、走査ダイバーシチ装置における選択のためにまたはさらに他の公知のダイバーシチ方法の１つにより更に処理するために高周波数受信信号（８）が有効に形成されることを特徴とする請求項１６に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
18. ダイバーシチにより受動アンテナ素子（１）の受信信号の独立性を増大させるために複数のサスセプタンス（２３）を備え、該サスセプタンスが増幅器回路（２１）の入力と平行に接続され、該サスセプタンスがその目的のために別々に設けられていることを特徴とする請求項１７に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
19. 増幅器回路（２１）の出力に接続させたアンテナ結合器（２２）を備え、指向性作用およびアンテナ利得に関してフィードバックなしで、受動アンテナ素子（１）に付加された高周波数受信信号（８）についてその量および位相に基づいてアンテナ結合器（２２）において受信信号を重複することを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
20. 受動アンテナ装置（２７）が自動車の窓ガラス上の１つまたは複数の過熱場から隔離された導体装置として自動車の窓ガラス上の導体構造体から構成され、その導体構造体には増幅器回路（２１）の接続のための受動アンテナ素子（１１）を形成するために多数の接続地点（１８）を備えたことを特徴とする請求項１９に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
21. 受動アンテナ装置（２７）が自動車の窓ガラスの小さい表面抵抗を有する導電面から構成され、該導電面が放射線の伝達を抑制するために赤外線範囲に適用され、自動車の導電性車体と接続されない導電面の端縁で受信信号を互いに減結合させるため、適宜に位置決めさせた複数の接続地点（１８）が増幅器回路（２１）に接続され、その高周波受信信号（８）が高周波ライン（１０）を介して指向性アンテナを備えるためアンテナ信号を結合するアンテナ結合器（２２）に供給されるか、または走査ダイバーシチ装置を形成のための電子切り換えスイッチ（２５）に供給されるか、またはダイバーシチ装置を形成するためダイバーシチ機構に供給させることを特徴とする請求項１９に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
22. 受動アンテナ素子が最初はアンテナとして使用することを意図しない自動車の部材から形成され、その部材を僅かだけ変更可能にし、この部材に受動アンテナ素子（１）を形成のための接続地点（１８）が形成され、指向性係数の一定の方位平均値Ｄ_ｍ が有益な周波数範囲における入射波の分極および上昇のために定められ、受動アンテナ素子（１）のインピーダンスＺ_Ａ の実成分Ｒ_Ａ が最小値Ｒ_{Ａ ｍ ｉ ｎ} と最大値Ｒ_{Ａ ｍ ａ ｘ} との間の範囲の伝送周波数範囲に使用され得ることを特徴とする請求項１に記載の広帯域受信用能動アンテナ。
23. 受動アンテナ素子（１）のインピーダンスＺ_Ａ と指向性係数の方位平均値Ｄ_ｍ との双方を貯蔵するためのデジタル計算機を備え、該インピーダンスＺ_Ａ と平均値Ｄ_ｍ とを測定でまたは計算で検知し、アンテナインピーダンスの種々の特徴、アンテナインピーダンスの周波数曲線、低損失フィルタ回路（３）に関する基礎構造がデジタル計算機に貯蔵され、低損失フィルタ回路（３）のブラインド素子が能動アンテナの特定の平均利得に関して定められることを特徴とする請求項２２に記載の広帯域受信用能動アンテナ。

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