JP2002325020A

JP2002325020A - 高周波回路及び通信システム

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Publication number: JP2002325020A
Application number: JP2001127133A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Yamaguchi; 恵一山口
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-04-25
Filing date: 2001-04-25
Publication date: 2002-11-08
Anticipated expiration: 2021-04-25
Also published as: KR20020082798A; EP1253727A2; EP1253727A3; KR100488893B1; US7526259B2; JP3664990B2; US7046974B2; US20020183024A1; US20060019621A1

Abstract

(57)【要約】【課題】送信電力制御を考慮した実効的な（特に低出
力時）消費電流を削減する高周波回路を、実装面積が少
なく、かつ、部品点数が少ない方式で実現する。【解決手段】高周波信号の電力を調節する電力調節手
段（１１）と、前記電力調節手段の出力を増幅して出力
する高周波増幅器（１４）と、外部からの出力電力指示
に応じて前記高周波増幅器を制御する制御部（１８）を
備え、前記制御部は、前記高周波増幅器の出力電力に対
応した、電力調節手段の出力と高周波増幅器の動作バイ
アス点に関する情報を予め保持しており、前記出力電力
指示に応じて、前記保持した情報を用いて前記高周波増
幅器の動作バイアス点を制御することによって、前記出
力電力指示が低いときには、前記高周波増幅器の消費電
流を下げることを特徴とする高周波回路。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、広範囲な出力（送
信）電力制御が行われる無線通信システム用の電力増幅
器（以下、高周波増幅器という）に関し、特に、低出力
時における電力利得を減じるとともに、消費電流を削減
し、出力電力制御の下において実効的な平均消費電流を
削減する回路方式及び通信システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信、特に移動体無線通信では送信
電力制御が行われる場合が多く、低出力電力時に高周波
増幅器及びこの高周波増幅器の前段に配置されるドライ
バ増幅器等の前段部の電力付加効率の劣化が問題とな
る。

【０００３】以下、この送信電力制御と低出力電力時に
おける電力付加効率の劣化について説明する。ここで、
電力付加効率とは、ＲＦ（高周波）出力電力をＤＣ（直
流）入力電力で除したものである。

【０００４】まず、図１０に送信電力制御を行う無線通
信システムの送信電力確率密度関数の一例を示す。この
例では送信電力が最大で30dBm（dBmW、以下dBmと略す）
に達するが、最も送信する確率の多い電力は10dBm付近
にある。また、送信電力は0dBm以下の値を取る場合もあ
る。

【０００５】次に、図９は一般的な移動体通信向け線形
アンプに用いられるＡＢ級にバイアスされた高周波増幅
器のRF（高周波）出力電力とDC（直流）消費電流の関係
を示したものである。

【０００６】一見すると、RF出力電力に伴い消費電流も
増加しているように見えるが、電力付加効率が出力電力
によらずに一定であれば、出力30dBm時に400mAであった
消費電流は、20dBm出力時には１／１０の40mAになって
いなければならない。しかし、この例では130mA消費し
ている。後で説明するが、高周波増幅器では原理的に電
力付加効率が出力電力の低下に伴い劣化するためであ
る。

【０００７】また、RF出力電力が１０dBm以下ではＲＦ
出力電力によらず消費電流が有限の一定値に漸近する。
図９の場合は約60mAである。これは、ＡＢ級にバイアス
するための設定電流（アイドル電流、セット電流又はqu
iescent currentという）である。

【０００８】尚、B級にバイアスすれば、低出力時の消
費電流は０に漸近する。しかし、線形変調用の増幅器の
場合、歪みを抑えるためにAB級にバイアスする必要があ
る。AB級では、低出力時において高周波電力に寄与しな
い無駄な電流を消費するという問題点がある。

【０００９】上述した図１０に示した送信電力の確率密
度関数を、図９に示したＲＦ出力電力に対するＤＣ消費
電流に当てはめると、消費電流の確率分布関数が得られ
る。この消費電流の確率分布関数を図１１に実線で示
す。破線で示したのが平均消費電流で、約84mAである。
50%以上の確率でアイドル電流である約60mAの電流が消
費され、100mA以上の電流が消費されるのは全体の14%、
200mA以上は3.5%、300mA以上は僅かに1%である。図１１
より、明らかに、平均消費電流はアイドル電流に依存し
ていることがわかる。広範囲の送信電力制御を行う無線
通信システムでは、高周波増幅器のアイドル電流削減が
重要であり、技術課題である。

【００１０】次に、高周波増幅器の電力付加効率が、飽
和出力付近で最大となり、低出力時に劣化するメカニズ
ムについて、アイドル電流が０となるＢ級アンプの場合
を例に取り、図１２を用いて説明する。図１２（ａ）は
電力付加効率とＲＦ出力電力の関係の一例である。ここ
で電力付加効率とは、前述したように、ＲＦ出力電力を
ＤＣ入力電力で除したものであり、バイポーラトランジ
スタの場合はコレクタ効率、電界効果トランジスタの場
合はドレイン効率のことである。図１２（ｂ）は同図
（ａ）の電力付加効率の逆数を対数目盛りで示したグラ
フである。出力されるＲＦ電力に対して、何倍の直流電
力を高周波増幅器に投入しているかを示している。図１
２の例では、出力電力３０ｄＢｍ時に７２％あった電力
付加効率が、２０ｄＢｍ出力時には２１．８％、１０ｄ
Ｂｍ出力時には４．７％、５ｄＢｍ出力時には１．５％
にまで劣化している。投入しているＤＣ入力電力はＲＦ
出力電力に対して３０ｄＢｍ出力時に１．４倍、２０ｄ
Ｂｍ出力時に４．６倍、１０ｄＢｍ出力時は２１．２
倍、５ｄＢｍ出力時には６７．１倍にまで増加し、低出
力時にはＲＦ出力電力に供さない無駄なＤＣ入力電力が
消費されていることがわかる。

【００１１】低出力時に電力付加効率が劣化するメカニ
ズムを単純理想化したトランジスタモデルを用いて説明
する（図１３）。電流、電圧の瞬時値を静特性上に重ね
合わせた動的な負荷線が折れ線ＫＢＣで表され、出力電
圧はバイアス電圧を平均値とした正弦波で表され、出力
電流は半波整流波で表されると仮定する。点Ｂがバイア
ス点に相当する。図１３の場合はＢ級動作である。ＲＦ
出力電力は、出力電圧の基本波成分Vout(t)の実効値と
出力電流の基本波成分I₁(t)の実効値の積で与えられ
る。点Rと点Bを対角とする四角形の面積の１／２がRF出
力電力に相当する。図中点線で示した四角形がこれに相
当する。DC入力電力はバイアス電圧と出力電流Iout(t)
の平均値の積で与えられるので、図中では点Dと点Bを対
角とする破線で示した四角形の面積に相当する。電力付
加効率は両者（破線と点線の四角形）の面積比で与えら
れる。また、ここで、点Ｒと点Ｂを結んだ直線が、基本
波に対する負荷線となる。

【００１２】図１３（ａ）に対して同図（ｂ）は電流振
幅および電圧振幅が半減しており、ＲＦ出力電力は１／
４となっている。一方、直流電流はＲＦ電流の平均値で
あるので同じ割合で半減するが、直流電圧は点Ｂで固定
であるため、四角形ＤＢの面積は１／２である。この結
果、ＲＦ出力電力が１／４（−６ｄＢ）となる毎に電力
付加効率は半減していく。このように、高周波増幅器で
低出力時に電力付加効率が劣化するのは動作原理に基づ
く本質的な問題である。

【００１３】従来、この様な本質的な電力付加効率の劣
化を補償する手段として、図１５に示す高周波回路があ
る。すなわち、出力電力の低下に合わせて、バイアス電
圧を変化させて、例えば、出力電力が１／４になる時に
は、図１５（ｂ）に示すようにバイアス電圧をB2からB1
に変化させることで、電力付加効率の劣化を抑止しよう
とするものである。しかし、この方式を実現するには大
電流が供給可能な可変電圧源V1が必要である。一般的に
は図１５（ｃ）で示すようなDC-DCコンバータが用いら
れるが、部品点数の増加、実装面積の増加、価格の増加
を招く。また、この方法では、低出力時になるにつれて
バイアス電圧に占めるニー電圧の割合が増して効率の維
持が困難になる。加えて、可変電源Ｖ１の最低出力電圧
が内部のレギュレータの基準電圧の関係で約１Ｖ程度で
あること、低電圧出力時にはDC-DCコンバータの効率が
劣化することなどの理由で、広い出力電力範囲において
高い効率を維持することは難しい。

【００１４】また、図１５（ａ）に示すように、可変電
源Ｖ２を併用してバイアス電流を制御することも行われ
る。しかし、従来のこの方式においては、出力低下に伴
う電力付加効率劣化の抑制が目的であるために、増幅器
の電力利得を維持しつつ（低出力時においても電力利得
を極力低下させないように）、アイドル電流（バイアス
電流）を調整している。

【００１５】同様に、図１５（ａ）において、電源Ｖ１
は固定にして固定バイアス電圧の下で、可変電源Ｖ２に
よるバイアス電流制御のみを行う方法も提案されてい
る。但し、従来のこの方法においても上述同様に、出力
低下に伴う電力付加効率劣化の抑制が目的であるため
に、増幅器の電力利得を維持しつつ（低出力時において
も電力利得を極力低下させないように）、アイドル電流
（バイアス電流）を調整している。例えば、増幅段が２
段の高周波増幅器において、最大出力時の電力利得が約
２４ｄＢの場合は低出力時であっても２１ｄＢ程度の電
力利得を有するようにバイアス点が調整されている。

【００１６】図８を用いて、従来の可変電源Ｖ２による
バイアス電流制御のみを行う方法の原理を説明する。図
８に示すように、可変電源V2を固定した場合、V２の値
は、出力電力に対して歪みが基準値Rに対して一定の余
裕をもって推移し、最大出力Pにおいて基準値Rを超える
様に調整されている。アンプのバイアス点を上記固定時
のV２の値よりもＢ級寄りのV2’に設定すると、歪み特
性は全体的に図８のグラフの上側に移動する（若干形状
が変化する）。このとき、歪み特性が、最大出力電力よ
り低電力側で一旦持ち上がる個所が基準値Rを越えなけ
れば、最大出力電力Ｐが若干低下するだけですむ。従来
の方法は、この特性を利用している。

【００１７】別の電力付加効率の劣化を補償する方法と
して、図１４に示す高周波回路がある。すなわち、従来
の高周波回路では、最大出力電力の異なる複数の増幅
器、AMP1（最大出力電力 −20dBm）、AMP2（最大出力電
力 5dBm）、AMP3（最大出力電力 30dBm）を直列に配置
するとともに、後段のAMP2及びAMP3にバイパス回路７
５，７６を設け、スイッチ回路Ｓ７１，Ｓ７２，Ｓ７
３，Ｓ７４を切り換えることによって接続形態を選択し
て適切な電力増幅を行う。

【００１８】低出力時に不要な電力増幅段を取り除くこ
とで、高出力用電力増幅段が低出力時に消費するアイド
ル電流を削減するのがこの方法の狙いである。例えば、
スイッチＳ７１乃至Ｓ７４、および、バイパス経路の７
５、７６の損失が無いものと仮定すると、５ｄＢｍ以上
の電力を出力するにはＡＭＰ３が必要であるが、５ｄＢ
ｍ以下であればＡＭＰ２で出力可能なためＡＭＰ３は切
り離すことが出来る。同様に、−２０ｄＢｍ以下であれ
ば、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３の両方を切り離すことが出来
て、ＡＭＰ３やＡＭＰ２が消費するアイドル電流を削減
できる。

【００１９】しかし、図１４のようなスイッチによる方
法は簡便であるが、スイッチの挿入損失が問題となる。
特に最終段増幅器となるAMP3の出力側に設けられたスイ
ッチＳ７４の挿入損失は、増幅段全体を見た場合の電力
付加効率を大きく劣化させる。

【００２０】スイッチの挿入損失を１ｄＢと仮定する
と、ＡＭＰ３の出力電力は３１ｄＢｍでなければならな
い。ＡＭＰ３の最大出力時の電力付加効率が４０％、電
源電圧が３．５Ｖ、電力利得２５ｄＢと仮定すると、消
費電流は８９６ｍＡである。スイッチが無ければ３０ｄ
Ｂｍを出力すればよく、電力付加効率４０％、電源電圧
３．５Ｖ、電力利得２５ｄＢと仮定すると、消費電流は
７１２ｍＡで済む。ＡＭＰ３の出力側に１ｄＢのスイッ
チを挿入することにより消費電流は１．２６倍になりか
えって増加する。これは、１ｄＢ出力電力を増すため
に、デバイスのサイズを１．２６倍にしていることに他
ならず、全出力電力の範囲において消費電流が１．２６
倍になる。当然のことながらアイドル電流も１．２６倍
になる。また、ＡＭＰ２とＡＭＰ３の間に設けたスイッ
チＳ７３とＳ７２の挿入損失各１ｄＢを補償するため
に、ＡＭＰ２はＳ７４も含めた合計３ｄＢを補償する必
要がある。また、ＡＭＰ２にはＡＭＰ３よりも厳しい歪
み基準が課せられる場合が多く、線形性を確保するため
に電力付加効率は４％程度と低くなるのが一般的であ
る。ＡＭＰ２の特性を出力電力８ｄＢｍ、電力付加効率
４％、電源電圧３Ｖ、電力利得２５ｄＢと仮定すると、
消費電流は５２．４ｍＡとなる。一方、Ｓ７４とＳ７３
を廃して、常にＡＭＰ３を接続している状態を仮定する
と、ＡＭＰ２は６ｄＢｍを出力すればよく、消費電流は
３３．１ｍＡで済む。ＡＭＰ３をバイパスする場合の６
３％に相当する。ＡＭＰ３とＡＭＰ２の合計では、７８
％低消費電流になる。

【００２１】スイッチによりバイパスする方法は、一見
簡単で効果があるように思われるが、出力電力が高くな
るのに伴い消費電流の増加が大きくなるため、従来はＡ
ＭＰ２のバイパス７５は積極的に利用される反面、ＡＭ
Ｐ３のバイパス７６は殆ど行われていない。また、スイ
ッチによる実装面積の増加、部品点数の増加、スイッチ
による歪みも問題であった。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ＡＢ
級高周波増幅器における低出力時の消費電流（例えばア
イドル電流）を削減し、送信電力制御の下での実効的な
直流消費電力を削減した、広いダイナミックレンジの高
周波増幅器及びその前段に配置される前段部を、実装面
積が少なく、かつ、部品点数が少ない簡易な方式で実現
することである。

【００２３】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、高周波信
号の電力を調節する電力調節手段（１１）と、前記電力
調節手段の出力を増幅して出力する高周波増幅器（１
４）と、外部からの出力電力指示に応じて前記高周波増
幅器を制御する制御部（１８）を備え、前記制御部は、
前記高周波増幅器の出力電力に対応した、電力調節手段
の出力と高周波増幅器の動作バイアス点に関する情報を
予め保持しており、前記出力電力指示に応じて、前記保
持した情報を用いて前記高周波増幅器の動作バイアス点
を制御することによって、前記出力電力指示が低いとき
には、前記高周波増幅器の消費電流を下げることを特徴
とする高周波回路である。

【００２４】第２の発明は、前記制御部は、前記出力電
力指示に応じて、前記情報を用いて前記電力調節手段の
出力を制御することを特徴とする第１の発明記載の高周
波回路である。

【００２５】第３の発明は、前記情報を記憶するテーブ
ルを備えたことを特徴とする第１の発明記載の高周波回
路である。

【００２６】第４の発明は、前記情報がソフトウェアプ
ログラムで記述されていることを特徴とする第１の発明
記載の高周波回路である。

【００２７】第５の発明は、前記情報がハードウェアに
よりアナログ的に出力されていることを特徴とする第１
の発明記載の高周波回路である。

【００２８】第６の発明は、所定の無線通信システムで
定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出
力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、前記出力電
力指示が前記最大出力電力よりも低い出力電力を指示し
た時には、前記制御部は、前記最大出力電力を指示した
時に比べて、前記第２の動作バイアス点をB級寄りに制
御することを特徴とする第１の発明記載の高周波回路で
ある。

【００２９】第７の発明は、前記情報は、所定の無線通
信システムで定められている全出力電力範囲において、
前記高周波増幅器から出力される不要波と所望信号成分
の比率が、前記所定の無線通信システムの歪み基準値以
下で、かつ、この歪み基準値の近傍であるという条件下
で、前記高周波増幅器がＡ級動作からＢ級動作するまで
の各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得及
び出力電力のうち少なくとも二つの情報を測定すること
によって、求められていることを特徴とする第１の発明
記載の高周波回路である。

【００３０】第８の発明は、所定の無線通信システムで
定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出
力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、前記制御部
から前記高周波回路に供給される制御信号は少なくとも
第１の値と第２の値を有し、前記第１の値は、前記高周
波増幅器の出力電力が前記最大出力電力になるように前
記テーブルから求められ、前記第２の値は、前記高周波
増幅器の最大出力時の電力利得の１／８以下になるよう
に前記情報から求められることを特徴とする第１の発明
記載の高周波回路である。

【００３１】第９の発明は、前記第１及び第２の値は、
前記情報から補間されて求まることを特徴とする第８の
発明記載の高周波回路である。

【００３２】第１０の発明は、前記制御部から前記高周
波回路へ供給される制御信号を一旦入力し、前記制御信
号の代わりに、前記制御信号を変換した信号を前記高周
波増幅器に供給する制御信号変換器（２１）をさらに備
えることを特徴とする第１の発明記載の高周波回路であ
る。

【００３３】第１１の発明は、高周波信号の電力を調節
する電力調節手段（１１）、前記電力調節手段の出力を
増幅して出力する高周波増幅器（１４）、及び外部から
の出力電力指示に応じて前記高周波増幅器を制御する制
御部（１８）を有し、前記制御部は、前記高周波増幅器
の出力電力に対応した、電力調節手段の出力と高周波増
幅器の動作バイアス点に関する情報を予め保持してお
り、前記出力電力指示に応じて、前記保持した情報を用
いて前記高周波増幅器の動作バイアス点を制御すること
によって、前記出力電力指示が低いときには、前記高周
波増幅器の消費電流を下げる高周波回路と、前記高周波
回路の高周波増幅器から出力された信号を出力するアン
テナ（１０１）を備えることを特徴とする通信システム
である。

【００３４】本発明によれば、高周波増幅器の動作バイ
アス点を制御することによって、電力利得をほぼ０とな
るスルーの状態を作り上げ、消費電流を大幅に削減する
ことができる。

【００３５】また、高周波増幅器の動作バイアス点を制
御することによって、アイドル電流も大幅に削減するこ
ともでき、また、電力付加効率も改善される。これら
は、Ｂ級に近い動作級を選べば良い。

【００３６】さらに、高周波増幅器の入力電力を不要波
のレベル（高周波増幅器から出力される不要波と所望信
号成分の比率）が所定の所定の無線通信システムのひず
み基準値以下で、かつ、このひずみ基準値の近傍になる
ように制御することもできる。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照しながら説明する。

【００３８】まず、図８〜図１１を用いて、本発明の原
理を説明する。図８は一般的なＡＢ級線形増幅器の出力
電力と歪み成分の関係を示すグラフである。ＡＢ級の動
作点にバイアスされた高周波線形増幅器の、出力電力と
出力信号に含まれる増幅器の歪みに起因する不要波と所
望信号成分の比率（以下、不要波のレベルという）の関
係を示した。縦軸が不要波のレベル、横軸が出力電力で
ある。ここで言う不要波とは、３次高調波歪や隣接チャ
ネル漏洩電力などの、無線通信システムで重要な、歪み
に関して規定した項目である。この不要波には使用する
無線通信システム毎に歪み基準値が設けられている。さ
らに、無線システム内部で各コンポーネントに歪みの配
分が行われて、高周波増幅器に対する最終的な歪み基準
が決定される。使用する高周波増幅器にはこの歪み基準
値を満足することが要求されている。すなわち、高周波
増幅器は、不要波のレベルがこの歪基準値以下の値にな
るような出力電力を出さなければならない。図中では歪
み基準値をＲとして記した。歪み基準値Ｒを満足する最
大の出力電力をＰとした。

【００３９】ここに示したような一般的な高周波線形増
幅器の場合、出力電力の増加に伴い不要波のレベルが増
加する傾向にあるため、高周波増幅器の整合回路やバイ
アス点は出力電力Ｐにて最適化される。従って、出力電
力に応じてバイアス点を制御しなければ、実線で示した
グラフのように変曲点を持った形状なる。出力電力の増
加に伴い、一旦、不要波の増加が緩やかになり、場合に
よっては図８に示すように一旦減少し、その後急激に増
加するのが特徴である。一般的に、このカーブはＡ級動
作になるにつれて直線的になり、Ｂ級になるにつれて増
減が激しくなる傾向にある。

【００４０】高周波増幅器においては、Ａ級になるにつ
れて歪みが低減するが電力付加効率も劣化し、Ｂ級にな
るにつれ歪みは増加するが電力付加効率も改善される。
歪みと電力付加効率はトレードオフの関係にある。

【００４１】また、Ａ級動作では、図１３において負荷
線が点Ｋと点Ｃを結んだ線であり、電流Iout(t)は正弦
波になり、アイドル電流は振幅の半分に相当する電流に
なる。B級では図１３同様アイドル電流が０になる（点
Ｂ）。すなわち、電力付加効率改善とアイドル電流削減
の観点から、Ｂ級に近い動作級を選ぶのが有利である。
そこで、図８に示すように、出力電力の増加に伴い、基
準値Ｒと一定のマージンをもって不要波レベルが推移す
るように、可能な限り動作級をＡＢ級の中でもＢ級寄り
に設定するよう、バイアス点を制御すればよい。

【００４２】図８から明らかなように、出力電力が低下
するに従い、歪み基準値Ｒに対するマージンが生じ、低
出力時にはより深いバイアス点（可能な限りB級寄り）
で動作させることが重要である。

【００４３】（第１の実施形態）図１は、本発明の第１
の実施形態に係る高周波回路のブロック図である。１１
は出力電力調節手段である信号源、１２は高周波増幅
器、１３は信号源１１から高周波増幅器へ供給されるＲ
Ｆ入力信号、１４は高周波増幅器から出力されるＲＦ出
力信号、１５は高周波増幅器の制御端子、１６は信号源
１１の出力電力を制御する第１の制御信号、１７は制御
端子１５に供給され、前記高周波増幅器の動作バイアス
点を制御する第２の制御信号、１８は第１及び第２の制
御信号を生成する制御部、１９は高周波増幅器の各動作
バイアス点に対応する、入力電力、電力利得及び出力電
力の３つのうちいずれか２つの情報を格納するテーブ
ル、２０はＣＰＵなどの通信システム全体の制御装置
（不図示）から供給された出力電力指示を示す。

【００４４】制御端子１５は、高周波増幅器１２の出力
電力に応じて、高周波増幅器１２の動作バイアス点を第
２の制御信号１７により設定変更するためのものであ
る。制御端子の一例としては、高周波増幅器１２がエミ
ッタ接地バイポーラトランジスタの場合は直接あるいは
バイアス回路等を介してベースに接続されている端子が
挙げられる。

【００４５】制御端子１５に与えられる第２の制御信号
１７は少なくとも２つ以上の離散的な値を取り（デジタ
ル制御の場合）、制御部１８により発生される。制御部
１８と高周波増幅器１２の制御端子１５との間の信号の
電流の向き、および駆動方式（電流駆動、電圧駆動）
は、制御端子１５以降の、高周波増幅器内部の回路構成
に依存する。

【００４６】動作の説明を明確にするために、以下では
電圧駆動として、高電圧側でバイアスが浅くなり（Ａ級
寄り）、低電圧側でバイアスが深くなる（Ｂ級寄り）も
のとして説明する。もちろん、実際の回路ではこの論理
が逆転していても差し支えない。また、よりきめ細やか
に制御を行うには、高周波増幅器１２に含まれる増幅段
数に相当するだけの制御端子が存在し、個別に制御をか
けることが望ましいが、ここでは、動作説明を簡単にす
るため、１つの制御端子による例を示す。

【００４７】先ず、図８を使って動作説明する。従来に
おいては不要波レベルが最大出力Ｐ以上の電力において
基準値Ｒを超える様に、最大出力Ｐにおいて、バイアス
点、整合点を最適化しており、このときの不要波レベル
の出力電力依存性を、便宜上、「従来の不要波レベ
ル」、またこの時与えられていたバイアスを「従来のバ
イアス点」と呼ぶことにする。図８には制御端子１５に
与えられる第２の制御信号１７が「従来のバイアス点」
で固定されたときの「従来の不要波レベル」が示されて
いる。

【００４８】本発明は、不要波レベルが、最大出力Ｐ以
下の出力電力において、「従来の不要波レベル」以上か
つ、歪み基準値Ｒ以下になるように制御することを特徴
としている。

【００４９】本実施形態では第２の制御信号１７により
「従来のバイアス点」よりもＢ級寄りのバイアス点を選
ぶ。このため、基準値Ｒを満足できる最大出力電力はＰ
よりも下がる。また、一般的に、バイアス点がＢ級寄り
になれば電力利得も低下する。従って、本実施形態で
は、動作バイアス点を変更した場合にも歪み基準Ｒを満
足できるようにするため、各動作バイアス点に対応す
る、出力電力（Pout）、電力利得（Gain）、入力電力
（Pin）の３つのうちいずれか２つの情報をテーブル１
９に格納している。尚、出力電力（Pout）、電力利得
（Gain）、入力電力（Pin）の３つのうちいずれか２つ
の情報を持てば、Pin＋Gain＝Poutの式より残りの情報
を求めることができる。

【００５０】そして、システムからの出力電力指示２０
（Pout）に応じて、最適な（すなわち、不要波のレベル
が歪み基準値以下で、かつこの歪み基準値の近傍であ
る）動作バイアス点を第２の制御信号１７により設定す
る。すると、高周波増幅器１２の電力利得（Gain）が決
まる。従って、高周波増幅器１２に入力するＲＦ入力信
号１３の電力（Pin）を、上式Pin＋Gain＝Poutを満たす
ように第１の制御信号により調整する。

【００５１】本実施形態では、動作バイアス点を「従来
のバイアス点」よりも深く（Ｂ級寄り）に設定するため
に、制御端子１５に与える第２の制御信号１７の電圧
を、最大出力Ｐの時よりも低出力側において、下げる操
作を行っている。

【００５２】テーブル１９の作り方は、まず、使用する
無線通信システムに応じて高周波増幅器１２を決め、こ
の決めた高周波増幅器１２のＲＦ入力信号１３、ＲＦ出
力信号１４、第２の制御信号１７の三つうちの一つを定
めて他の二つが歪み基準値Ｒを満足する条件を測定すれ
ばよい。例えば、ＲＦ入力信号１３を定めて、第２の制
御信号１７を調整して、歪みレベルが歪み基準値Ｒを満
足する値を探す。そしてこの入力信号１３のレベルと第
２の制御信号１７の値を選んだときの、ＲＦ出力信号１
４を測定する場合がある。

【００５３】信号源１１は、出力電力調節機能（例え
ば、可変利得増幅器、減衰器）を少なくとも含んでおれ
ばよい。さらに、ベースバンド部、Ｄ／Ａ変換器、変調
器、アップコンバータなどを含んでいても良い。この出
力電力調節機能により高周波増幅器１１に入力されるＲ
Ｆ入力信号１６の出力電力が調整される。

【００５４】制御部１８は、信号源１１や高周波増幅器
１２を第１の制御信号１６および第２の制御信号１７に
より制御することによって、ＲＦ出力１４の出力電力を
任意に設定したり、また、ＲＦ出力が無い場合には、信
号源１１や高周波増幅器１２を電流を消費しないＯＦＦ
状態（シャットダウン状態）に切り替える機能を持つ。

【００５５】ＣＰＵなどの通信システム全体の制御装置
から供給された出力電力指示２０が制御部１８に与えら
れると、制御部１８は、出力電力指示２０に対応する、
高周波増幅器１２の入力電力および第２の制御信号をテ
ーブル１９から読み出す。このとき、テーブル１９に入
力電力、出力電力のセットではなく、入力電力と電力利
得、あるいは、電力利得と出力電力のセットで格納され
ている場合にはこれから換算して求める。

【００５６】尚、テーブル１９に記録されてる対応表は
離散的なデータなので、制御部１８で必要に応じて補間
される。補間方法としては、直線補間又はスプライン補
間などが挙げられる。また、補完は真数で行っても、対
数で行ってもよい。

【００５７】読み出されたデータである高周波増幅器１
２の入力信号１３に基づき、制御部１８で第１の制御信
号１６が生成され、この第１の制御信号によって信号源
１１の出力電力が、高周波増幅器１２に入力すべきRF入
力電力の所望の値に調整される。さらに、制御部１８で
出力電力指示２０に応じてテーブル１９から求められた
第２の制御信号１７が生成され、高周波増幅器１２は、
制御端子１５に供給された第２の制御信号１７によって
動作バイアス点が制御される。上述したように、本実施
形態では、制御端子１５に与える第２の制御信号１７の
電圧を、最大出力Ｐの時よりも低出力側において、下げ
る操作を行っている。この結果、あらゆる出力電力にお
いても歪み基準Ｒを満足する範囲で動作バイアス点を
「従来のバイアス点」よりも深く（Ｂ級寄り）設定する
ことが可能になる。

【００５８】また、本方式は、制御信号により動作バイ
アス点を深く（Ｂ級寄りに）すると共に、高周波増幅器
１２の電力利得を低下させてゲインコントロールの機能
をもたせ、更に、ピンチオフ（遮断領域）近傍に動作バ
イアス点を設定することで、電力利得がほぼ０となるス
ルーの状態を作り上げ、消費電流を大幅に削減すること
を特徴としている。このスルー状態によりAB級増幅器特
有のアイドル電流を大幅に削減でき、送信電力制御を行
う無線通信システムにおける消費電流も大幅に削減でき
る。

【００５９】（変形例）図２は、図１で説明した高周波
回路の変形例のブロック図である。図１と同じ符号につ
いては図１の説明を参照していただき、ここでは図１と
異なる点のみ説明する。

【００６０】図１と異なる点は、制御部１８から供給さ
れる第２の制御信号１７がそのまま高周波増幅器１２の
制御端子１５に入力されるのではなく、第２の制御信号
１７は制御信号変換器２１に入力し、対応する第３の制
御信号２２が制御端子１５に供給される点である。この
ような制御信号変換器２１は高周波増幅器１１のバイア
ス回路としての機能も備えるので、高周波増幅器１１の
温度補償ができる点で有効である。

【００６１】図２では制御信号変換器２１は高周波増幅
器１とは別のブロックで記載したが、両者が物理的に同
一のパッケージもしくはモジュールもしくは集積回路に
組み込まれる場合もある。

【００６２】図３から図６に、歪みの基準値が−３８ｄ
Ｂｃの時の図１で説明した高周波回路の実験結果を示
す。

【００６３】図３は出力電力−制御電圧の特性、図４は
出力電力−隣接チャネル漏洩電力の特性である。従来の
制御電圧を固定する方式（すなわち、第２の制御信号１
７が無い場合）（点線）では出力電力の低下に伴い隣接
チャネル漏洩電力が減少し、基準値−３８ｄＢｃよりも
かなり低い値をとるようになる。一方、本実施形態に基
づく制御方式（実線）では、隣接チャネル漏洩電力が−
３８ｄＢｃとなるように、出力電力が低下するにつれ
て、制御端子１５に与える第２の制御信号１７である制
御電圧を２．９Ｖから２Ｖへ変化させている。この制御
電圧が変化することにより、高周波増幅器の電力利得も
変化する。

【００６４】図５は、出力電力−電力利得Ｇａの特性、
出力電力−入力電力Ｐｉｎの特性を示すグラフである。
従来の制御電圧固定の方式（点線）では電力利得Ｇａは
出力電力に殆ど依存していないが、本実施形態の方式
（実線）では低出力時に電力利得Ｇａが０ｄＢ付近まで
低下している。電力利得制御範囲は２５ｄＢ確保できて
いることがわかる。

【００６５】本実施形態の方式では、隣接チャネル漏洩
電力の基準値−３８ｄＢｃを満たすために、制御電圧に
応じて入力電力Ｐｉｎに制限がかかるのが特徴である。

【００６６】図６は出力電力と消費電流の関係を示して
いる。従来の制御電圧固定の方式（点線）では低出力時
に７０ｍＡのアイドル電流に漸近するが、本実施形態の
方式（実線）では、約１／１０の７ｍＡにまで消費電流
が削減されている。この結果を送信電力制御による送信
電力の確率密度関数に当てはめ評価した結果、最高で５
０％の消費電流の削減が実現できた。

【００６７】図５と図６より、本実施形態の方式によれ
ば、電力利得Gaを２４ｄBから１５ｄBへ９ｄB下げれ
ば、すなわち、最大出力時の電力利得の１／８以下にす
れば、消費電流も格段と下げることができる。さらに、
電力利得Gaを６ｄBまで下げれば、消費電流はさらに下
げることができる。尚、電力利得Ｇａが０ｄB〜−３ｄ
Ｂの範囲であっても、同様に消費電流は下がった。つま
り、電力利得Gaを６ｄＢ〜−３ｄＢのほぼ０ｄBにすれ
ば、消費電流はさらに下げることができる。

【００６８】（第２の実施形態）第１の実施形態に係る
高周波回路は、特に出力電力範囲の広い高周波増幅器を
必要とするシステムに好適である。例えば、移動局との
通信や、あるいは固定局同士であっても電波伝播の環境
が変化しやすい場合に有効である。特に携帯電話などの
移動体通信システムや無線ＬＡＮ機器などに代表される
無線アクセスシステム、とりわけ広いダイナミックレン
ジを必要とするＣＤＭＡ（Code DivisionMultiple Acce
ss；符号分割多元接続）方式によるシステムでは有効で
ある。

【００６９】以下では、第２の実施形態として、第１の
実施形態に係る高周波回路が、通信システムの送受信用
増幅器に適用できることを説明する。

【００７０】即ち、図７（ａ）に示すように、本実施形
態に係る無線通信システムは、電波信号を送受信するア
ンテナ１０１及び１０２と、これらアンテナ１０１や１
０２を切り換え接続するアンテナ共用器／切り換え器１
０３と、上述した第１の実施形態にかかる高周波回路を
内蔵した送信用増幅器１０４及び受信用増幅器１０５
と、これらの送受信用増幅器１０４及び１０５に対して
変調又は復調された信号を入出力する変調器１０６及び
復調器１０８と、送受周波数を生成し、またベースバン
ド信号処理部１０９との同期処理を行うシンセ部（シン
セサイザ）１０７とを有する無線部１００を備えてい
る。

【００７１】また、本実施形態に係る無線通信システム
は、無線部１００から入出力される信号を変換処理する
ベースバンド信号処理部１０９と、このベースバンド信
号処理部１０９に対して外部からの信号を入出力する入
出力部１１０を有しており、これら無線部１００、ベー
スバンド信号処理部１０９、及び入出力部１１０は、電
源１１２から供給される電源電圧により駆動するととも
に、制御部１１１によりその動作が制御される。なお、
入出力部１１０は、外部からの音声や入力操作を受ける
インターフェースとしてマイク１１０ａ、キー１１０ｄ
を有しており、また外部への出力インターフェースとし
てスピーカ１１０ｂや表示部１１０ｃ、バイブ１１０
ｅ、データ入出力装置１１０ｆを有している。データ入
出力装置１１０ｆとは、Bluetoothモジュールや、USB、
IEEE1394などのインターフェース、メモリカードやＣＦ
カードやSDカード等の各種カード類のインターフェー
ス、PDAやＰＣとの接続に用いるインターフェースなど
をいう。

【００７２】そして、このような無線システムによれ
ば、マイク１１０ａ、キー操作１１０ｄ及びデータ入出
力装置１１０ｆ等の入出力部１１０により入力された音
声、操作信号及びデータは、制御部１１１の制御により
ベースバンド信号処理部１０９で信号処理され、変調器
１０６を介して送信用増幅器１０４に入力される。この
送信用増幅器１０４では、上述した第１の実施形態に係
る増幅処理によって増幅され、アンテナ共用器／切り替
え器１０３を介して、アンテナ１０１や１０２より送信
される。

【００７３】なお、アンテナ１０１や１０２で受信され
た電波は、制御部１１１の制御によりアンテナ共用器／
切り替え器１０３を介して受信用増幅器１０５により増
幅され、復調器１０８、ベースバンド信号処理部１０９
により制御信号に変換され、入出力部１１０のスピーカ
１１０ｂや表示部１１０ｃ、バイブ１１０ｅ、データ入
出力装置１１０ｆの動作を制御する。

【００７４】また、本発明は図７（ｂ）に示すような、
移動体通信システムの基地局についても採用することが
できる。

【００７５】即ち、同図（ｂ）に示すように、本実施形
態に係る移動体通信システムは、電波信号を送受信する
アンテナ２０１及び２０２と、これらアンテナ２０１や
２０２を切り換え接続するアンテナ共用器／切り換え器
２０３と、上述した第１の実施形態に係る高周波回路を
内蔵した送信用増幅器２０４及び受信用増幅器２０５
と、これらの送受信用増幅器２０４及び２０５に対して
変調又は復調された信号を入出力する変復調器２０６と
を有する無線部２００を１以上備えている。

【００７６】また、本実施形態に係る移動体通信システ
ムは、無線部２００から入出力される信号を処理するベ
ースバンド信号処理部２０７と、このベースバンド信号
処理部２０７に対して外部からの信号を入出力する伝送
路接続部２０８を有しており、これら無線部２００、ベ
ースバンド信号処理部２０７、及び伝送路接続部２０８
は、電源２１０から供給される電源電圧により駆動する
とともに、制御部２０９によりその動作が制御される。

【００７７】そして、このような移動体通信システムで
は、外部から入力された信号は、伝送路接続部２０８を
通じてベースバンド信号処理部２０７に入力され、この
ベースバンド信号処理部２０７において信号処理され、
変調器２０６を介して送信用増幅器２０４に入力され
る。この送信用増幅器２０４では、上述した第１の実施
形態に係る増幅処理によって増幅され、アンテナ共用器
／切り替え器２０３を介して、アンテナ２０１や２０２
より送信される。

【００７８】なお、アンテナ２０１や２０２で受信され
た電波は、アンテナ共用器／切り替え器２０３を介して
受信用増幅器２０５により増幅され、変復調器２０６、
ベースバンド信号処理部２０７により制御信号に変換さ
れ、伝送路接続部２０８を通じて外部に出力される。

【００７９】以上、第１及び第２の実施形態を説明した
が、本発明はこれらに限定されるものではなく、例え
ば、図１のテーブル１９の代わりに、高周波増幅器１２
の各動作バイアス点に対応する入力電力、電力利得及び
出力電力のうち少なくとも二つの情報が関数で記述（ソ
フトウェアプログラム）されていても良い。また、これ
らの情報は、例えばオペアンプ等のハードウェアにより
アナログ的に出力されても良い。その他本発明の主旨を
逸脱しない範囲内で適宜変形できる。

【００８０】上述した本発明によれば、送信電力制御を
行う高周波増幅器において、低出力時の消費電流を従来
比で1／10に削減できる。この優れた特性により、送信
電力制御を考慮した実効的な平均消費電流を最高で５０
％まで削減する効果がある。本発明に必要な回路はMMIC
あるいはLSIに搭載可能であるため、小型、低価格が要
求される、携帯電話用の高周波増幅器などに応用出来
る。

【００８１】

【発明の効果】本発明によれば、ＡＢ級高周波増幅器に
おける低出力時の消費電流を削減し、送信電力制御の下
での実効的な直流消費電力を削減した、広いダイナミッ
クレンジの高周波増幅器及びその前段に配置される前段
部を、実装面積が少なく、かつ、部品点数が少ない簡易
な方式で実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係る高周波回路の
ブロック図。

【図２】図１で説明した高周波回路の変形例のブロッ
ク図。

【図３】第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力
−制御電圧の特性図。

【図４】第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力
−隣接チャネル漏洩電力の特性図。

【図５】第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力
−電力利得Ｇａの特性及び出力電力−入力電力Ｐｉｎの
特性図。

【図６】第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力
と消費電流の関係を示すグラフ。

【図７】本発明の第２の実施形態に係る通信システム
のブロック図。

【図８】一般的なＡＢ級線形増幅器の出力電力と歪成
分の関係を示すグラフ。

【図９】一般的なＡＢ級高周波増幅器のRF出力電力と
DC消費電流の関係を示すグラフ。

【図１０】送信電力制御を行う無線通信システムに用
いられる高周波増幅器の送信電力確率密度関数の一例を
示すグラフ。

【図１１】図１０の確率密度関数を用いた場合の、消
費電流の確率分布関数のグラフ。

【図１２】Ｂ級高周波増幅器のRF出力電力と電力付加
効率の関係の一例を示すグラフ。

【図１３】高周波増幅器の低出力時における電力付加
効率の低下を説明する原理図。

【図１４】従来の高周波回路の説明図。

【図１５】従来の別の高周波回路の説明図。

【符号の説明】

１１信号源１２高周波増幅器１３ＲＦ入力信号１４ＲＦ出力信号１５制御端子１６第１の制御信号１７第２の制御信号１８制御部１９テーブル２０出力電力表示２１制御信号発生回路２２第３の制御信号１００，２００通信部１０１，１０２，２０１，２０２アンテナ１０３，２０３アンテナ共用器／切り換え器１０４，２０４送信用増幅器１０５，２０５受信用増幅器１０６変調器１０７シンセ部１０８復調部１０９，２０７ベースバンド信号処理部１１０入出力部１１１，２０９制御部１１２，２１０電源２０８伝送路接続部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J091 AA01 AA41 AA63 CA36 CA92 FA10 HA29 HA33 HA38 KA01 KA34 KA49 KA53 KA55 SA14 TA01 TA02 TA06 5J092 AA01 AA41 AA63 CA36 CA92 FA10 GR09 HA29 HA33 HA38 KA01 KA34 KA49 KA53 KA55 SA14 TA01 TA02 TA06 5K060 BB00 CC04 CC12 DD04 HH05 HH06 HH31 HH32 KK01 LL01 LL11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波信号の電力を調節する電力調節手
段と、前記電力調節手段の出力を増幅して出力する高周波増幅
器と、外部からの出力電力指示に応じて前記高周波増幅器を制
御する制御部を備え、前記制御部は、前記高周波増幅器の出力電力に対応した、電力調節手段
の出力と高周波増幅器の動作バイアス点に関する情報を
予め保持しており、前記出力電力指示に応じて、前記保持した情報を用いて
前記高周波増幅器の動作バイアス点を制御することによ
って、前記出力電力指示が低いときには、前記高周波増
幅器の消費電流を下げることを特徴とする高周波回路。
【請求項２】前記制御部は、前記出力電力指示に応じ
て、前記情報を用いて前記電力調節手段の出力を制御す
ることを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項３】前記情報を記憶するテーブルを備えたこ
とを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項４】前記情報がソフトウェアプログラムで記
述されていることを特徴とする請求項１記載の高周波回
路。
【請求項５】前記情報がハードウェアによりアナログ
的に出力されていることを特徴とする請求項１記載の高
周波回路。
【請求項６】所定の無線通信システムで定められた歪
み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち
最大の値を最大出力電力とし、前記出力電力指示が前記最大出力電力よりも低い出力電
力を指示した時には、前記制御部は、前記最大出力電力
を指示した時に比べて、前記第２の動作バイアス点をB
級寄りに制御することを特徴とする請求項１記載の高周
波回路。
【請求項７】前記情報は、所定の無線通信システムで定められている全出力電力範
囲において、前記高周波増幅器から出力される不要波と
所望信号成分の比率が、前記所定の無線通信システムの
歪み基準値以下で、かつ、この歪み基準値の近傍である
という条件下で、前記高周波増幅器がＡ級動作からＢ級
動作するまでの各動作バイアス点に対応する、入力電
力、電力利得及び出力電力のうち少なくとも二つの情報
を測定することによって、求められていることを特徴とする請求項１記載の高周波
回路。
【請求項８】所定の無線通信システムで定められた歪
み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち
最大の値を最大出力電力とし、前記制御部から前記高周波回路に供給される制御信号は
少なくとも第１の値と第２の値を有し、前記第１の値は、前記高周波増幅器の出力電力が前記最
大出力電力になるように前記テーブルから求められ、前記第２の値は、前記高周波増幅器の最大出力時の電力
利得の１／８以下になるように前記情報から求められる
ことを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項９】前記第１及び第２の値は、前記情報から
補間されて求まることを特徴とする請求項８記載の高周
波回路。
【請求項１０】前記制御部から前記高周波回路へ供給
される制御信号を一旦入力し、前記制御信号の代わり
に、前記制御信号を変換した信号を前記高周波増幅器に
供給する制御信号変換器をさらに備えることを特徴とす
る請求項１記載の高周波回路。
【請求項１１】高周波信号の電力を調節する電力調節
手段、前記電力調節手段の出力を増幅して出力する高周
波増幅器、及び外部からの出力電力指示に応じて前記高
周波増幅器を制御する制御部を有し、前記制御部は、前
記高周波増幅器の出力電力に対応した、電力調節手段の
出力と高周波増幅器の動作バイアス点に関する情報を予
め保持しており、前記出力電力指示に応じて、前記保持
した情報を用いて前記高周波増幅器の動作バイアス点を
制御することによって、前記出力電力指示が低いときに
は、前記高周波増幅器の消費電流を下げる高周波回路
と、前記高周波回路の高周波増幅器から出力された信号を出
力するアンテナを備えることを特徴とする通信システ
ム。