JP2002290158A - 自励振動式電力増幅器 - Google Patents
自励振動式電力増幅器Info
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- H03F2200/541—Transformer coupled at the output of an amplifier
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来技術の回路と比べてはるかによい電力効
率を有する電力増幅器を提供すること。 【解決手段】 電力増幅器は、入力信号が印加される比
較器ＣＯＭＰ、帰還ローパスフィルタＬＰＦＢを介して
前記比較器ＣＯＭＰの第２の入力端子Ｃｉｎ２に結合さ
れたデジタルバッファＢＵＦを備える。それによって、
帰還ローパスフィルタの帯域幅に関係する振動周波数を
もつ不安定ループが生成される。入力信号の存在下で、
この自励振動周波数はシステムを線形化し、その結果、
優れた電力効率をもつ電力増幅器となる。差動型タイプ
のものには、これらの自励振動ループが２つ設けられて
いる。それによって２つのループを結合することによ
り、高周波の自励振動が負荷に伝わらないようにする。
率を有する電力増幅器を提供すること。 【解決手段】 電力増幅器は、入力信号が印加される比
較器ＣＯＭＰ、帰還ローパスフィルタＬＰＦＢを介して
前記比較器ＣＯＭＰの第２の入力端子Ｃｉｎ２に結合さ
れたデジタルバッファＢＵＦを備える。それによって、
帰還ローパスフィルタの帯域幅に関係する振動周波数を
もつ不安定ループが生成される。入力信号の存在下で、
この自励振動周波数はシステムを線形化し、その結果、
優れた電力効率をもつ電力増幅器となる。差動型タイプ
のものには、これらの自励振動ループが２つ設けられて
いる。それによって２つのループを結合することによ
り、高周波の自励振動が負荷に伝わらないようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、請求項１の非特徴
部分に記載のような電力増幅器に関する。
部分に記載のような電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】このような電力増幅器は、例えばＤ．Ｓ
ｕおよびＷ．ＭｃＦａｒｌａｎｄによる論文「Ａｎ Ｉ
Ｃ ｆｏｒ Ｌｉｎｅａｒｉｚｉｎｇ ＲＦ Ｐｏｗｅ
ｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ｕｓｉｎｇ Ｅｎｖｅｌｏ
ｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａ
ｔｉｏｎ」、ＩＳＳＣＣ １９９８ Ｔｅｃｈｎｉｃａ
ｌ Ｄｉｇｅｓｔ、ｐａｐｅｒ ３．６−２から当技術
分野ですでに知られている。その中で、Ｄ級緩衝器およ
びローパスフィルタと直列の比較器が抵抗負荷に結合さ
れている回路が図２ａに示されている。この回路は、シ
ステムの出力から入力への直接帰還を有する。
ｕおよびＷ．ＭｃＦａｒｌａｎｄによる論文「Ａｎ Ｉ
Ｃ ｆｏｒ Ｌｉｎｅａｒｉｚｉｎｇ ＲＦ Ｐｏｗｅ
ｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ｕｓｉｎｇ Ｅｎｖｅｌｏ
ｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａ
ｔｉｏｎ」、ＩＳＳＣＣ １９９８ Ｔｅｃｈｎｉｃａ
ｌ Ｄｉｇｅｓｔ、ｐａｐｅｒ ３．６−２から当技術
分野ですでに知られている。その中で、Ｄ級緩衝器およ
びローパスフィルタと直列の比較器が抵抗負荷に結合さ
れている回路が図２ａに示されている。この回路は、シ
ステムの出力から入力への直接帰還を有する。
【０００３】このような回路の欠点は、その動作が、図
２ｂに明示されているように、明らかにクロックする必
要があるスイッチコンデンサに基づいていることであ
る。しかし、このような高周波のサンプリングクロック
の存在により、電力消費が非常に増大する。このこと
は、特に、出力増幅器の電力消費が非常に問題となるｘ
ＤＳＬシステムで、この回路の使用をひどく妨げる。
２ｂに明示されているように、明らかにクロックする必
要があるスイッチコンデンサに基づいていることであ
る。しかし、このような高周波のサンプリングクロック
の存在により、電力消費が非常に増大する。このこと
は、特に、出力増幅器の電力消費が非常に問題となるｘ
ＤＳＬシステムで、この回路の使用をひどく妨げる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は上記の
知られているタイプの電力増幅器でありながら、従来技
術の回路と比べてはるかに電力効率のよい電力増幅器を
提供することである。
知られているタイプの電力増幅器でありながら、従来技
術の回路と比べてはるかに電力効率のよい電力増幅器を
提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この目
的は、請求項１の特徴部分にさらに記載されているよう
に、増幅装置の帰還ループ内のローパスフィルタの存在
によって達成される。
的は、請求項１の特徴部分にさらに記載されているよう
に、増幅装置の帰還ループ内のローパスフィルタの存在
によって達成される。
【０００６】このようにして、帰還パス内にローパスフ
ィルタを挿入することによって、このローパスフィルタ
の帯域幅に関係する振動周波数を有する、不安定な帰還
ループが作成される。このループ内でのリミットサイク
ル振動は、結果として、出力部でこの振動周波数をもつ
方形波となる。この不安定システムが、比較器の入力
で、この自励振動周波数よりも低い周波数を有する外部
信号Ｖｉｎが加えられると、この自励振動またはリミッ
トサイクル振動はディザ（ｄｉｔｈｅｒ）として働き、
比較器の各入力間の差分信号または誤差信号が比較器の
入力でのリミットサイクル振幅よりも小さい限り、シス
テムを線形化する。出力は、自励振動周波数および増幅
強化された信号を含む方形波である。リミットサイクル
振幅とは、外部入力信号が存在しない場合の比較器の各
入力の間の振幅を意味するものである。
ィルタを挿入することによって、このローパスフィルタ
の帯域幅に関係する振動周波数を有する、不安定な帰還
ループが作成される。このループ内でのリミットサイク
ル振動は、結果として、出力部でこの振動周波数をもつ
方形波となる。この不安定システムが、比較器の入力
で、この自励振動周波数よりも低い周波数を有する外部
信号Ｖｉｎが加えられると、この自励振動またはリミッ
トサイクル振動はディザ（ｄｉｔｈｅｒ）として働き、
比較器の各入力間の差分信号または誤差信号が比較器の
入力でのリミットサイクル振幅よりも小さい限り、シス
テムを線形化する。出力は、自励振動周波数および増幅
強化された信号を含む方形波である。リミットサイクル
振幅とは、外部入力信号が存在しない場合の比較器の各
入力の間の振幅を意味するものである。
【０００７】この増幅器はスイッチング型増幅器である
ので、ｘＤＳＬでのようにバッファリング信号が高い波
高率を持つときでさえも、高い効率を得ることができ
る。それゆえ、従来技術のシステムと比べて、クロック
を使用せず、電力効率が大いに改善される。
ので、ｘＤＳＬでのようにバッファリング信号が高い波
高率を持つときでさえも、高い効率を得ることができ
る。それゆえ、従来技術のシステムと比べて、クロック
を使用せず、電力効率が大いに改善される。
【０００８】本発明の別の特徴的な点が、請求項２に記
載されている。
載されている。
【０００９】このようにして、増幅装置の出力と負荷の
間に追加のローパスフィルタを挿入することによって、
高周波の変調成分がフィルタリングされる。
間に追加のローパスフィルタを挿入することによって、
高周波の変調成分がフィルタリングされる。
【００１０】本発明のさらに別の特徴的な点が、請求項
３に記載されている。
３に記載されている。
【００１１】このことは、帰還パス内のローパスフィル
タのカットオフ周波数によって主に決定される最小自励
振動周波数が、増幅すべき入力信号の帯域幅より３倍大
きくするだけでよいことを意味している。すでに述べた
従来技術のシステムでは、スイッチングまたはクロック
周波数は、量子化雑音を十分に抑圧するためには一般に
入力信号の帯域幅よりも１０倍以上大きくなければなら
ない。これは、従来技術のシステムでは、信号が不連続
振幅の、不連続時間信号によって表されるが、本増幅器
では、信号は、不連続振幅の、連続時間信号であるから
である。これは、より高い達成可能な帯域幅に関して、
本増幅器の付加的な利点をもたらす。
タのカットオフ周波数によって主に決定される最小自励
振動周波数が、増幅すべき入力信号の帯域幅より３倍大
きくするだけでよいことを意味している。すでに述べた
従来技術のシステムでは、スイッチングまたはクロック
周波数は、量子化雑音を十分に抑圧するためには一般に
入力信号の帯域幅よりも１０倍以上大きくなければなら
ない。これは、従来技術のシステムでは、信号が不連続
振幅の、不連続時間信号によって表されるが、本増幅器
では、信号は、不連続振幅の、連続時間信号であるから
である。これは、より高い達成可能な帯域幅に関して、
本増幅器の付加的な利点をもたらす。
【００１２】請求項４は、差動タイプの出力増幅装置を
記載している。
記載している。
【００１３】シングルエンドタイプのものに比べて、差
動型構造は、電源変調の除去とよりよい雑音余裕を提供
する。これは、本発明の増幅器で達成可能な最大信号対
雑音比を高める。
動型構造は、電源変調の除去とよりよい雑音余裕を提供
する。これは、本発明の増幅器で達成可能な最大信号対
雑音比を高める。
【００１４】２つの振動ループが互いに引き寄せられる
ので、効率の増大が達成される。したがって主スイッチ
ング周波数は、負荷にとって共通のモードになるので、
負荷に転送されない。このこともまた電力効率を高め
る。
ので、効率の増大が達成される。したがって主スイッチ
ング周波数は、負荷にとって共通のモードになるので、
負荷に転送されない。このこともまた電力効率を高め
る。
【００１５】本発明のさらに別の特徴的な点が、請求項
７で述べられている。
７で述べられている。
【００１６】変圧器を介して負荷を結合することによっ
て、高周波の共通モード成分を完全にフィルタリングす
ることができ、負荷は増幅器から直流電気的に（ｇａｌ
ｖａｎｉｃａｌｌｙ）減結合される。
て、高周波の共通モード成分を完全にフィルタリングす
ることができ、負荷は増幅器から直流電気的に（ｇａｌ
ｖａｎｉｃａｌｌｙ）減結合される。
【００１７】本発明のさらに別の特徴的な点が、請求項
８で述べられている。
８で述べられている。
【００１８】コンデンサの存在によって、２つの振動ル
ープ間の結合が改善され、よりよい信号の一体化（inte
grity）が得られる。また、このコンデンサと変圧器の
組合せにより、変圧器コイルの巻線の直列インピーダン
スが低下し、増幅器の効率がさらに改善される。
ープ間の結合が改善され、よりよい信号の一体化（inte
grity）が得られる。また、このコンデンサと変圧器の
組合せにより、変圧器コイルの巻線の直列インピーダン
スが低下し、増幅器の効率がさらに改善される。
【００１９】添付の図面に関連した実施形態についての
以下の記述を参照すると、本発明の上記および他の目的
および特徴がより明らかになり、本発明自体もまたよく
理解できるであろう。
以下の記述を参照すると、本発明の上記および他の目的
および特徴がより明らかになり、本発明自体もまたよく
理解できるであろう。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１に、本発明の出力増幅装置Ａ
Ｓのシングルエンドの略図を示す。この増幅装置は、入
力信号ｖｉｎを供給することができる入力端子ＩＮを備
える。入力端子ＩＮは、比較器ＣＯＭＰの第１の入力端
子Ｃｉｎ１と結合される。この比較器は、第２の入力端
子Ｃｉｎ２を備え、また両入力端子に供給された入力信
号を互いに比較するように構成されている。この比較の
結果は、デジタルバッファＢＵＦの入力端子Ｂｉｎとさ
らに結合された比較器の出力端子Ｃｏｕｔに伝達され
る。デジタルバッファは、Ｂｉｎに存在するデジタル入
力信号を増幅して、出力増幅装置ＡＳの出力端子ＯＵＴ
とさらに結合されたその出力端子Ｂｏｕｔに、増幅した
信号を伝達する。Ｂｏｕｔはまた、帰還ループ内で、帰
還ローパスフィルタＬＰＦＢを介して比較器の第２の入
力端子Ｃｉｎ２に結合される。すなわち、ＢｏｕｔはＬ
ＰＦＢの入力端子ＬＰＦＢｉｎに結合されるが、このロ
ーパスフィルタの出力端子ＬＰＦＢｏｕｔは、Ｃｉｎ２
に結合される。増幅装置ＡＳは、増幅装置ＡＳの出力端
子ＯＵＴをこの負荷インピーダンスの端子に結合するこ
とによって、負荷Ｒｌｏａｄに電力を伝達することにな
る。図１に示す実施形態では、バッファ出力端子Ｂｏｕ
ｔと増幅装置の出力端子ＯＵＴの間に第２のローパスフ
ィルタＬＰＳが示されている。しかし、まずこの第２の
ローパスフィルタＬＰＳのない実施形態について、増幅
装置ＡＳの機能性を説明する。
Ｓのシングルエンドの略図を示す。この増幅装置は、入
力信号ｖｉｎを供給することができる入力端子ＩＮを備
える。入力端子ＩＮは、比較器ＣＯＭＰの第１の入力端
子Ｃｉｎ１と結合される。この比較器は、第２の入力端
子Ｃｉｎ２を備え、また両入力端子に供給された入力信
号を互いに比較するように構成されている。この比較の
結果は、デジタルバッファＢＵＦの入力端子Ｂｉｎとさ
らに結合された比較器の出力端子Ｃｏｕｔに伝達され
る。デジタルバッファは、Ｂｉｎに存在するデジタル入
力信号を増幅して、出力増幅装置ＡＳの出力端子ＯＵＴ
とさらに結合されたその出力端子Ｂｏｕｔに、増幅した
信号を伝達する。Ｂｏｕｔはまた、帰還ループ内で、帰
還ローパスフィルタＬＰＦＢを介して比較器の第２の入
力端子Ｃｉｎ２に結合される。すなわち、ＢｏｕｔはＬ
ＰＦＢの入力端子ＬＰＦＢｉｎに結合されるが、このロ
ーパスフィルタの出力端子ＬＰＦＢｏｕｔは、Ｃｉｎ２
に結合される。増幅装置ＡＳは、増幅装置ＡＳの出力端
子ＯＵＴをこの負荷インピーダンスの端子に結合するこ
とによって、負荷Ｒｌｏａｄに電力を伝達することにな
る。図１に示す実施形態では、バッファ出力端子Ｂｏｕ
ｔと増幅装置の出力端子ＯＵＴの間に第２のローパスフ
ィルタＬＰＳが示されている。しかし、まずこの第２の
ローパスフィルタＬＰＳのない実施形態について、増幅
装置ＡＳの機能性を説明する。
【００２１】帰還ローパスループフィルタＬＰＦＢは、
また入力信号の存在下でループが不安定であるように構
成されている。これは、システムが外部入力信号の存在
なしに振動する自励振動周波数が、システムの入力周波
数の帯域幅より少なくとも３倍大きいように、ローパス
フィルタのオーダおよびカットオフ周波数を注意深く選
択することによって実現されている。この考えは、例え
ばＡ．ＧｅｌｂおよびＷ．Ｖａｎｄｅｒ Ｖｅｌｄｅ著
の学習用ハンドブック「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ
ｄｅｓｃｒｉｂｉｎｇ ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ａｎｄ
ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ ｓｙｓｔｅｍ ｄｅｓｉｇ
ｎ」、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ ＢｏｏｋＣｏｍｐａｎ
ｙ、１９６８で見ることができる。この場合も、入力信
号の存在下で不安定性が保たれる。したがって、ループ
もまた、入力信号ｖｉｎの存在下で、以下リミットサイ
クル振動数と呼ぶこの自励振動周波数で振動することに
なる。この状態では、リミットサイクルまたは振動サイ
クルはディザとして働き、比較器ＣＯＭＰの２つの入力
間の誤差信号が比較器の入力でのリミットサイクル振幅
よりも小さい限りシステムを線形化する。この場合、出
力はリミットサイクル振動数と駆動入力信号を含む方形
波である。リミットサイクル振幅とは、外部入力信号が
ない場合の比較器の入力間の振幅を意味する。
また入力信号の存在下でループが不安定であるように構
成されている。これは、システムが外部入力信号の存在
なしに振動する自励振動周波数が、システムの入力周波
数の帯域幅より少なくとも３倍大きいように、ローパス
フィルタのオーダおよびカットオフ周波数を注意深く選
択することによって実現されている。この考えは、例え
ばＡ．ＧｅｌｂおよびＷ．Ｖａｎｄｅｒ Ｖｅｌｄｅ著
の学習用ハンドブック「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ
ｄｅｓｃｒｉｂｉｎｇ ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ａｎｄ
ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ ｓｙｓｔｅｍ ｄｅｓｉｇ
ｎ」、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ ＢｏｏｋＣｏｍｐａｎ
ｙ、１９６８で見ることができる。この場合も、入力信
号の存在下で不安定性が保たれる。したがって、ループ
もまた、入力信号ｖｉｎの存在下で、以下リミットサイ
クル振動数と呼ぶこの自励振動周波数で振動することに
なる。この状態では、リミットサイクルまたは振動サイ
クルはディザとして働き、比較器ＣＯＭＰの２つの入力
間の誤差信号が比較器の入力でのリミットサイクル振幅
よりも小さい限りシステムを線形化する。この場合、出
力はリミットサイクル振動数と駆動入力信号を含む方形
波である。リミットサイクル振幅とは、外部入力信号が
ない場合の比較器の入力間の振幅を意味する。
【００２２】これらの高周波振動成分をフィルタリング
するために、バッファ出力端子Ｂｏｕｔと増幅装置の入
力端子ＯＵＴの間に第２のローパスフィルタを結合する
ことができる。
するために、バッファ出力端子Ｂｏｕｔと増幅装置の入
力端子ＯＵＴの間に第２のローパスフィルタを結合する
ことができる。
【００２３】線形化システムの伝達関数は、リミットサ
イクル振幅に依存している。このことは、以下の数学的
考察から理解することができる。
イクル振幅に依存している。このことは、以下の数学的
考察から理解することができる。
【００２４】比較器ＣＯＭＰ、バッファＢＵＦおよび帰
還フィルタＬＰＦＢから成るシステムを、記述関数手法
を使用して解析することができる。この手法では、デジ
タルバッファＢＵＦへと続く比較器ＣＯＭＰを、以下に
記載する関数Ｎ’（Ａ）によってモデル化することがで
きる。
還フィルタＬＰＦＢから成るシステムを、記述関数手法
を使用して解析することができる。この手法では、デジ
タルバッファＢＵＦへと続く比較器ＣＯＭＰを、以下に
記載する関数Ｎ’（Ａ）によってモデル化することがで
きる。
【数１】 ここで、ｐ１は比較器の１次の極であり、Ｎ（Ａ）は、
入力振幅Ａに依存する複素ゲインである。このゲイン
は、以下の方程式を用いて計算することができる。
入力振幅Ａに依存する複素ゲインである。このゲイン
は、以下の方程式を用いて計算することができる。
【数２】
【００２５】振幅Ａを持つループ内に存在する、理想的
な比較器ＣＯＭＰおよびただ１つの周波数ω０に対し
て、結果は以下のようになる。
な比較器ＣＯＭＰおよびただ１つの周波数ω０に対し
て、結果は以下のようになる。
【数３】
【００２６】このことから、以下の複素方程式を解くこ
とによって、リミットサイクル振幅および振動数を計算
することができる。
とによって、リミットサイクル振幅および振動数を計算
することができる。
【数４】 これは固有の非線形システムであるので、これらの方程
式を使用して入力ＩＮでの入力信号ｖｉｎのシステム応
答を計算することはできない。これは、重ね合わせの原
理がもはや当てはまらないためである。これを解析する
ために二正弦波記述関数（Ｔｗｏ−Ｓｉｎｕｓｏｉｄ
Ｄｅｓｃｒｉｂｉｎｇ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を計算し
た。
式を使用して入力ＩＮでの入力信号ｖｉｎのシステム応
答を計算することはできない。これは、重ね合わせの原
理がもはや当てはまらないためである。これを解析する
ために二正弦波記述関数（Ｔｗｏ−Ｓｉｎｕｓｏｉｄ
Ｄｅｓｃｒｉｂｉｎｇ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を計算し
た。
【００２７】
【数５】 Ｎ’２は、入力信号ｖｉｎを入力ＩＮに印加したときに
生じるｃｉｎ１とｃｉｎ２の間のリミットサイクル振幅
Ａおよび誤差信号ｅの振幅に依存する卓越極（ｄｏｍｉ
ｎａｎｔ ｐｏｌｅ）ｐ１および複素ゲインＮ２によっ
て比較器ＣＯＭＰを表したものである。この複素振幅
は、以下のように計算することができる。
生じるｃｉｎ１とｃｉｎ２の間のリミットサイクル振幅
Ａおよび誤差信号ｅの振幅に依存する卓越極（ｄｏｍｉ
ｎａｎｔ ｐｏｌｅ）ｐ１および複素ゲインＮ２によっ
て比較器ＣＯＭＰを表したものである。この複素振幅
は、以下のように計算することができる。
【数６】 ここで、Ｆ（ｙ（ｘ））は、比較器のＤＣ伝達特性ｙ
（ｘ）のフーリエ変換であり、Ｊ０は、０次の第１種ベ
ッセル関数である。Ｊ１は、１次の第１種ベッセル関数
である。理想的な比較器のフーリエ変換を用いてこの方
程式を解くと、
（ｘ）のフーリエ変換であり、Ｊ０は、０次の第１種ベ
ッセル関数である。Ｊ１は、１次の第１種ベッセル関数
である。理想的な比較器のフーリエ変換を用いてこの方
程式を解くと、
【数７】
【数８】 となる。ここで、２Ｆ１は、２次の分子（ｎｏｍｉｎａ
ｔｏｒ）および１次の分母（ｄｅｎｏｍｉｎａｔｏｒ）
を持つ超幾何関数である。ｅ＜Ａのとき、２Ｆ１は１に
なり、伝達関数は入力信号に依存せず、したがって、ひ
ずみを低下させる。この方程式は、あるひずみレベルが
要求されたときに最大出力電圧に制限を与える。ＣＯＭ
Ｐ、ＢＵＦ、ＬＰＦＢから成る完全なシステムの伝達関
数は、次のようになる。
ｔｏｒ）および１次の分母（ｄｅｎｏｍｉｎａｔｏｒ）
を持つ超幾何関数である。ｅ＜Ａのとき、２Ｆ１は１に
なり、伝達関数は入力信号に依存せず、したがって、ひ
ずみを低下させる。この方程式は、あるひずみレベルが
要求されたときに最大出力電圧に制限を与える。ＣＯＭ
Ｐ、ＢＵＦ、ＬＰＦＢから成る完全なシステムの伝達関
数は、次のようになる。
【数９】
【００２８】このことから、システムが自己適応性であ
ると考えることができる。変化する負荷条件が、デジタ
ルドライバの入出力特性に影響を与えるので、リミット
サイクル振幅および振動数が変化する。しかし、ＬＰＦ
Ｂの伝達関数は影響されないので、加えられる信号につ
いての完全なシステムの伝達関数は変化しない。
ると考えることができる。変化する負荷条件が、デジタ
ルドライバの入出力特性に影響を与えるので、リミット
サイクル振幅および振動数が変化する。しかし、ＬＰＦ
Ｂの伝達関数は影響されないので、加えられる信号につ
いての完全なシステムの伝達関数は変化しない。
【００２９】リミットサイクル振幅がデジタルバッファ
に結合された負荷に依存することもまた明らかになるの
で、完全なシステムは荷重変動に対して自己適応性にな
る。自励振動周波数をフィルタリングするエクストラロ
ーパスフィルタＬＰＳの存在下では、この影響はあまり
目立たなくなる。
に結合された負荷に依存することもまた明らかになるの
で、完全なシステムは荷重変動に対して自己適応性にな
る。自励振動周波数をフィルタリングするエクストラロ
ーパスフィルタＬＰＳの存在下では、この影響はあまり
目立たなくなる。
【００３０】図２は、本発明の増幅装置の差動型タイプ
を示す。この実施形態は、主に第１の実施形態で記載し
たものと類似した２つのループから成る。第１のループ
は、比較器ＣＯＭＰ１、デジタルバッファＢＵＦ１およ
びローパスフィルタＬＰＦＢ１から成り、第２のループ
は、比較器ＣＯＭＰ２、デジタルバッファＢＵＦ２およ
びローパスフィルタＬＰＦＢ２から成る。第１のループ
は、差動増幅装置ＡＤの第１差動入力端子ＩＮ１に結合
され、一方、第２のループは、差動増幅装置ＡＤの第２
の差動入力端子ＩＮ２に結合される。両差動入力端子Ｉ
Ｎ１とＩＮ２の間に、差動入力信号ｖｄｉｆｆを印加す
ることができる。差動電力増幅装置ＡＤは、負荷インピ
ーダンスＲｌｏａｄの２つの端子を結合することができ
る、１対の差動出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２を備える。
両ループは、両ループのリミットサイクル振動周波数が
同じになるように、類似した構成部品を備える。
を示す。この実施形態は、主に第１の実施形態で記載し
たものと類似した２つのループから成る。第１のループ
は、比較器ＣＯＭＰ１、デジタルバッファＢＵＦ１およ
びローパスフィルタＬＰＦＢ１から成り、第２のループ
は、比較器ＣＯＭＰ２、デジタルバッファＢＵＦ２およ
びローパスフィルタＬＰＦＢ２から成る。第１のループ
は、差動増幅装置ＡＤの第１差動入力端子ＩＮ１に結合
され、一方、第２のループは、差動増幅装置ＡＤの第２
の差動入力端子ＩＮ２に結合される。両差動入力端子Ｉ
Ｎ１とＩＮ２の間に、差動入力信号ｖｄｉｆｆを印加す
ることができる。差動電力増幅装置ＡＤは、負荷インピ
ーダンスＲｌｏａｄの２つの端子を結合することができ
る、１対の差動出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２を備える。
両ループは、両ループのリミットサイクル振動周波数が
同じになるように、類似した構成部品を備える。
【００３１】差動型タイプのＡＤの動作は、個々のルー
プが両方とも同じリミットサイクル振動周波数で振動す
るという意味で、シングルエンドタイプのＡＳの動作と
類似している。また、この場合、入力信号の帯域幅を各
ループの自励振動周波数より少なくとも３分の１まで小
さくしなければならない。
プが両方とも同じリミットサイクル振動周波数で振動す
るという意味で、シングルエンドタイプのＡＳの動作と
類似している。また、この場合、入力信号の帯域幅を各
ループの自励振動周波数より少なくとも３分の１まで小
さくしなければならない。
【００３２】負荷を介して２つの振動ループを結合する
ことによって、発振器はお互いのほうへ誘引され、リミ
ットサイクルを同位相で振動させる。したがって、増幅
された入力信号のみが負荷に転送され、高周波振動はこ
の負荷に伝わらないようにする。したがって、差動型構
造は、電源の変調を阻止する。リミットサイクル振動数
が負荷に転送されないので、図１のシングルエンドの実
施形態の場合でのように、追加のローパスフィルタを直
列に加える必要はない。
ことによって、発振器はお互いのほうへ誘引され、リミ
ットサイクルを同位相で振動させる。したがって、増幅
された入力信号のみが負荷に転送され、高周波振動はこ
の負荷に伝わらないようにする。したがって、差動型構
造は、電源の変調を阻止する。リミットサイクル振動数
が負荷に転送されないので、図１のシングルエンドの実
施形態の場合でのように、追加のローパスフィルタを直
列に加える必要はない。
【００３３】両振動ループ間の誘引は、図２にも示すよ
うな、負荷と並列の変圧器Ｔを用いて実現化されるよう
な誘導結合の存在によって高めることができる。そのよ
うにして、リミットサイクルは変圧器の１次巻線に対し
て共通モードになる。これが変圧器自体によって負荷か
ら減結合されるので、共通モード除去比（ｃｏｍｍｏｎ
ｍｏｄｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ ｒａｔｉｏ）が改善
される。これにより、雑音余裕が改善される。ＤＳＬ出
力増幅器への適用においては、このような変圧器がライ
ンを減結合するために存在しているので、別個に設ける
必要はないことに留意されたい。
うな、負荷と並列の変圧器Ｔを用いて実現化されるよう
な誘導結合の存在によって高めることができる。そのよ
うにして、リミットサイクルは変圧器の１次巻線に対し
て共通モードになる。これが変圧器自体によって負荷か
ら減結合されるので、共通モード除去比（ｃｏｍｍｏｎ
ｍｏｄｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ ｒａｔｉｏ）が改善
される。これにより、雑音余裕が改善される。ＤＳＬ出
力増幅器への適用においては、このような変圧器がライ
ンを減結合するために存在しているので、別個に設ける
必要はないことに留意されたい。
【００３４】図２にも示すように、コンデンサＣも、２
つの差動出力端子の間に結合することができる。コンデ
ンサは、低いインピーダンスを提供するという利点があ
り、２つのループ間の誘引を促進する。上記に述べた変
圧器Ｔと組み合わせると、このコンデンサは変圧器の高
い固有インピーダンスを低減させる。
つの差動出力端子の間に結合することができる。コンデ
ンサは、低いインピーダンスを提供するという利点があ
り、２つのループ間の誘引を促進する。上記に述べた変
圧器Ｔと組み合わせると、このコンデンサは変圧器の高
い固有インピーダンスを低減させる。
【００３５】図３は、図１および図２の異なる部品のト
ランジスタレベルでの詳細な実施形態を示す。ループフ
ィルタＬＰＦＢ、ＬＰＦＢ１およびＬＰＦＢ２は、図３
で「帰還フィルタ」と表示した、帰還電子回路内の高い
線形性を維持するための、３次のＲＣフィルタとして作
られている。比較器を通る転送時間を短縮するために、
ＣＯＭＰ、ＣＯＭＰ１およびＣＯＭＰ２に正の帰還を用
いる３段階構造を選択して、自己バイアス型後増幅器
（ｓｅｌｆ−ｂｉａｓｉｎｇ ｐｏｓｔ ａｍｐｌｉｆ
ｉｅｒ）の前で迅速な比較ができるようにした。これ
は、図３で「比較器」と表示したブロック内にすべて含
まれる。スイッチング中の大きな貫通電流（ｓｈｏｏｔ
−ｔｈｒｏｕｇｈ ｃｕｒｒｅｎｔ）を防止するため
に、非オーバーラップ（ｎｏｎ−ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎ
ｇ）スイッチング回路を加えた。この非オーバーラップ
信号体系の遅延をデジタルバッファと組み合わせて、大
型の出力ドライバの立上り時間を短縮させる。「ＤＣ電
流回路を組み込んでいないデジタルバッファ」と表示し
たブロック内に含まれるトランジスタはすべて、「出力
ドライバ」ブロック内のものと共に、図１のデジタルバ
ッファＢＵＦと図２のＢＵＦ１およびＢＵＦ２の実施形
態を共に形成している。
ランジスタレベルでの詳細な実施形態を示す。ループフ
ィルタＬＰＦＢ、ＬＰＦＢ１およびＬＰＦＢ２は、図３
で「帰還フィルタ」と表示した、帰還電子回路内の高い
線形性を維持するための、３次のＲＣフィルタとして作
られている。比較器を通る転送時間を短縮するために、
ＣＯＭＰ、ＣＯＭＰ１およびＣＯＭＰ２に正の帰還を用
いる３段階構造を選択して、自己バイアス型後増幅器
（ｓｅｌｆ−ｂｉａｓｉｎｇ ｐｏｓｔ ａｍｐｌｉｆ
ｉｅｒ）の前で迅速な比較ができるようにした。これ
は、図３で「比較器」と表示したブロック内にすべて含
まれる。スイッチング中の大きな貫通電流（ｓｈｏｏｔ
−ｔｈｒｏｕｇｈ ｃｕｒｒｅｎｔ）を防止するため
に、非オーバーラップ（ｎｏｎ−ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎ
ｇ）スイッチング回路を加えた。この非オーバーラップ
信号体系の遅延をデジタルバッファと組み合わせて、大
型の出力ドライバの立上り時間を短縮させる。「ＤＣ電
流回路を組み込んでいないデジタルバッファ」と表示し
たブロック内に含まれるトランジスタはすべて、「出力
ドライバ」ブロック内のものと共に、図１のデジタルバ
ッファＢＵＦと図２のＢＵＦ１およびＢＵＦ２の実施形
態を共に形成している。
【００３６】図３に見られるように、この増幅器は、Ｃ
ＭＯＳ技術を使用して実現することができる。図２の構
成を実現する特定の実施形態では、図３の回路は、０．
３５μｍＣＭＯＳ技術で実現され、標準の変圧器Ｔおよ
び標準の結合コンデンサＣが使用された。この完全な回
路は、下は２．４Ｏｈｍまでのどんな負荷の駆動も実現
可能であることが確認された。このことは、技術のスケ
ーリングに関して重要である。実際、ＤＳＬ出力増幅器
として使用するとき、ライン上の信号レベルは同じ大き
さ（１５Ｖ）を保つものであるが、電源電圧は各技術世
代で低下する。この問題を克服し、電流絶縁（ｇａｌｖ
ａｎｉｃ ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）を行うために変圧器を
使用する。なお、その場合抵抗は変圧率の平方だけ減少
する。
ＭＯＳ技術を使用して実現することができる。図２の構
成を実現する特定の実施形態では、図３の回路は、０．
３５μｍＣＭＯＳ技術で実現され、標準の変圧器Ｔおよ
び標準の結合コンデンサＣが使用された。この完全な回
路は、下は２．４Ｏｈｍまでのどんな負荷の駆動も実現
可能であることが確認された。このことは、技術のスケ
ーリングに関して重要である。実際、ＤＳＬ出力増幅器
として使用するとき、ライン上の信号レベルは同じ大き
さ（１５Ｖ）を保つものであるが、電源電圧は各技術世
代で低下する。この問題を克服し、電流絶縁（ｇａｌｖ
ａｎｉｃ ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）を行うために変圧器を
使用する。なお、その場合抵抗は変圧率の平方だけ減少
する。
【００３７】３．３Ｖの電源電圧、２．４Ｏｈｍの抵抗
負荷、４０ｎＦの線形オーディオコンデンサ（ａｕｄｉ
ｏｃａｐａｃｉｔｏｒ）、１：１の比率のＡＤＴＴ１−
６変圧器について、ピークトゥピーク１．２Ｖの出力電
圧、０．９の電圧ゲインおよび４８％の効率が、ピーク
トゥピーク１．３Ｖの入力信号に対して得られた。この
効率は、使用した変圧器の損失を含むことに留意された
い。変圧器の損失を較正して除去した場合、６１％の効
率が達成される。効率は準線形的（ｓｕｂ−ｌｉｎｅａ
ｒ）に低下し、結果として、１．２以上の波高率をもつ
入力信号に対して、理想的なＢ級増幅器の効率よりもよ
い効率になることに留意することが重要である。
負荷、４０ｎＦの線形オーディオコンデンサ（ａｕｄｉ
ｏｃａｐａｃｉｔｏｒ）、１：１の比率のＡＤＴＴ１−
６変圧器について、ピークトゥピーク１．２Ｖの出力電
圧、０．９の電圧ゲインおよび４８％の効率が、ピーク
トゥピーク１．３Ｖの入力信号に対して得られた。この
効率は、使用した変圧器の損失を含むことに留意された
い。変圧器の損失を較正して除去した場合、６１％の効
率が達成される。効率は準線形的（ｓｕｂ−ｌｉｎｅａ
ｒ）に低下し、結果として、１．２以上の波高率をもつ
入力信号に対して、理想的なＢ級増幅器の効率よりもよ
い効率になることに留意することが重要である。
【００３８】図４は、変圧器および結合コンデンサを備
えるこのように実現された差動増幅構造の２０ＭＨｚま
での出力スペクトルを示す。２００ｋＨｚの入力信号を
印加した。自励振動周波数は３．８ＭＨｚに等しい。こ
の図から、両ループを結合することによって、自励振動
周波数およびその高調波が明らかに抑制されている。こ
の図は、約１ＭＨｚまでのより高い信号周波数に対して
もほとんど変わらない。８００ｋＨｚの入力信号に対し
ては、５４．４ｄＢのスピリアスフリーダイナミックレ
ンジ、ＳＦＤＲと略記される、が計測される。９００ｋ
Ｈｚの入力信号に対しては、ＳＦＤＲは５１．２ｄＢの
レベルまで低下する。より高い信号周波数に対しては、
この場合入力信号が自励振動周波数より少なくとも３倍
小さくなければならないということを示す条件が満たさ
れないので、線形化の影響は劇的に低下する。
えるこのように実現された差動増幅構造の２０ＭＨｚま
での出力スペクトルを示す。２００ｋＨｚの入力信号を
印加した。自励振動周波数は３．８ＭＨｚに等しい。こ
の図から、両ループを結合することによって、自励振動
周波数およびその高調波が明らかに抑制されている。こ
の図は、約１ＭＨｚまでのより高い信号周波数に対して
もほとんど変わらない。８００ｋＨｚの入力信号に対し
ては、５４．４ｄＢのスピリアスフリーダイナミックレ
ンジ、ＳＦＤＲと略記される、が計測される。９００ｋ
Ｈｚの入力信号に対しては、ＳＦＤＲは５１．２ｄＢの
レベルまで低下する。より高い信号周波数に対しては、
この場合入力信号が自励振動周波数より少なくとも３倍
小さくなければならないということを示す条件が満たさ
れないので、線形化の影響は劇的に低下する。
【００３９】特殊な装置との関連で本発明の原理を上記
で説明してきたが、この説明は、実施例としてのみ行わ
れるものであり、頭記の請求項で定義するような本発明
の範囲を制限するものではないことを明確に理解された
い。
で説明してきたが、この説明は、実施例としてのみ行わ
れるものであり、頭記の請求項で定義するような本発明
の範囲を制限するものではないことを明確に理解された
い。
【図１】本発明のシングルエンド型増幅装置ＡＳの概略
図である。
図である。
【図２】本発明の差動増幅装置ＡＤの概略図である。
【図３】図１および図２に示す異なるブロックのトラン
ジスタレベルの実施形態を示す図である。
ジスタレベルの実施形態を示す図である。
【図４】図３のような構造ブロックの実施形態を用い
て、図２のような差動構造で計測した出力スペクトルを
示す図である。
て、図２のような差動構造で計測した出力スペクトルを
示す図である。
ＡＤ 差動電力増幅装置 ＡＳ 電力増幅装置 ＢＵＦ デジタルバッファ ＢＵＦ１ 第１のデジタルバッファ ＢＵＦ２ 第２のデジタルバッファ Ｂｉｎ バッファ入力端子 Ｂｏｕｔ バッファ出力端子 Ｃ コンデンサ Ｃｉｎ１ 比較器の第１の入力端子 Ｃｉｎ２ 比較器の第２の入力端子 Ｃｏｕｔ 比較器の出力端子 ＣＯＭＰ 比較器 ＣＯＭＰ１ 第１の比較器 ＣＯＭＰ２ 第２の比較器 ＩＮ 入力端子 ＩＮ１、ＩＮ２ 差動入力端子 ＬＰＦＢ 帰還ローパスフィルタ ＬＰＦＢ１ 第１のローパスフィルタ ＬＰＦＢ２、ＬＰＳ 第２のローパスフィルタ ＬＰＦＢｉｎ ＬＰＦＢ入力端子 ＬＰＦＢｏｕｔ ＬＰＦＢ出力端子 ＯＵＴ 出力端子 ＯＵＴ１、ＯＵＴ２ 差動出力端子 Ｒｌｏａｄ 負荷 Ｔ 変圧器 ｖｉｎ 入力信号 Ｖｉｎ 外部信号 ｖｄｉｆｆ 差動入力信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J091 AA01 AA41 CA36 FA17 HA09 HA25 HA29 HA35 HA39 KA03 KA42 MA11 MA21 5J092 AA01 AA41 CA36 FA17 HA09 HA25 HA29 HA35 HA39 KA03 KA42 MA11 MA21
Claims (8)
- 【請求項１】 入力信号（ｖｉｎ）源に結合するための
入力端子（ＩＮ）を備える電力増幅装置（ＡＳ）であっ
て、前記増幅装置が比較器（ＣＯＭＰ）をさらに備え、
比較器の第１の入力端子（Ｃｉｎ１）が前記増幅装置の
前記入力端子（ＩＮ）に結合され、比較器の出力端子
（Ｃｏｕｔ）が前記増幅装置のデジタルバッファ（ＢＵ
Ｆ）の入力端子（Ｂｉｎ）に結合され、前記デジタルバ
ッファのバッファ出力端子（Ｂｏｕｔ）が前記増幅装置
（ＡＳ）の出力端子（ＯＵＴ）と、前記比較器（ＣＯＭ
Ｐ）の第２の入力端子（Ｃｉｎ２）とに結合され、 前記バッファ出力端子（Ｂｏｕｔ）が、前記増幅装置
（ＡＳ）の帰還ローパスフィルタ（ＬＰＦＢ）を介して
前記比較器（ＣＯＭＰ）の前記第２の入力端子（Ｃｉｎ
２）に結合されていることを特徴とする装置。 - 【請求項２】 前記バッファ出力端子（Ｂｏｕｔ）が、
前記増幅装置（ＡＳ）の第２のローパスフィルタ（ＬＰ
Ｓ）を介して前記出力端子（ＯＵＴ）に結合されている
ことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置（Ａ
Ｓ）。 - 【請求項３】 前記入力信号（ｖｉｎ）の帯域幅が、前
記電力増幅装置の自励振動周波数より少なくとも３倍小
さいことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置
（ＡＳ）。 - 【請求項４】 差動入力電圧（ｖｄｉｆｆ）を印加する
ことのできる１対の差動入力端子（ＩＮ１、ＩＮ２）、
および負荷（Ｒｌｏａｄ）に結合するための１対の差動
出力端子（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）を備える差動電力増幅
装置（ＡＤ）であって、 前記差動電力増幅装置が、前記１対の差動入力端子の第
１の端子（ＩＮ１）に結合された入力端子を備える第１
の自励振動ループを備え、前記第１の自励振動ループ
が、第１のデジタルバッファ（ＢＵＦ１）に結合された
第１の比較器（ＣＯＭＰ１）を備え、第１のデジタルバ
ッファの出力端子が第１のローパスフィルタ（ＬＰＦＢ
１）を介して前記第１の比較器の第２の入力端子に結合
されており、 前記差動電力増幅装置が、前記１対の差動入力端子の第
２の端子（ＩＮ２）に結合された入力端子を備える第２
の自励振動ループを備え、前記第２の自励振動ループ
が、第２のデジタルバッファ（ＢＵＦ２）に結合された
第２の比較器（ＣＯＭＰ２）を備え、第２のデジタルバ
ッファの出力端子が第２のローパスフィルタ（ＬＰＦＢ
２）を介して前記第２の比較器の第２の入力端子に結合
されている、差動電力増幅装置。 - 【請求項５】 前記第１の自励振動ループが、前記第２
の自励振動ループとほぼ同一であることを特徴とする請
求項４に記載の差動電力増幅装置（ＡＤ）。 - 【請求項６】 前記差動入力信号（ｖｄｉｆｆ）の帯域
幅が、前記差動電力増幅装置（ＡＤ）の自励振動周波数
より少なくとも３倍小さいことを特徴とする請求項５に
記載の差動電力増幅装置（ＡＤ）。 - 【請求項７】 前記負荷が、変圧器を介して前記１対の
差動出力端子に結合されており、変圧器の１次巻線が前
記１対の差動出力端子（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）の間に結
合され、変圧器の２次巻線が前記負荷と並列に結合され
ていることを特徴とする請求項４に記載の差動電力増幅
装置（ＡＤ）。 - 【請求項８】 前記負荷が、前記１対の差動出力端子
（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）の間に結合されたコンデンサ
（Ｃ）と並列に結合されていることを特徴とする請求項
４または７に記載の差動電力増幅装置（ＡＤ）。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP01400257.0A EP1229641B1 (en) | 2001-02-01 | 2001-02-01 | Self oscillating power amplifier |
| EP01400257.0 | 2001-02-01 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002290158A true JP2002290158A (ja) | 2002-10-04 |
Family
ID=8182613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002017922A Withdrawn JP2002290158A (ja) | 2001-02-01 | 2002-01-28 | 自励振動式電力増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6861902B2 (ja) |
| EP (1) | EP1229641B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002290158A (ja) |
| CN (1) | CN1288836C (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| DE10233391C1 (de) * | 2002-07-23 | 2003-12-11 | Infineon Technologies Ag | Analog/Digital-Wandlerschaltung sowie entsprechendes Verfahren zur Analog/Digital-Wandlung und Verwendung einer selbstoszillierenden Schaltung zur Analog/Digital-Wandlung |
| EP1401095A1 (en) | 2002-09-20 | 2004-03-24 | Alcatel | Operational amplifier arrangement |
| EP1560412A1 (en) * | 2004-01-27 | 2005-08-03 | Infineon Technologies AG | xDSL-Line-Interface-Circuit |
| DE602004009527D1 (de) | 2004-01-27 | 2007-11-29 | Infineon Technologies Ag | XDSL Leitungsschnittstellensschaltung |
| US7383500B2 (en) * | 2004-04-30 | 2008-06-03 | Microsoft Corporation | Methods and systems for building packages that contain pre-paginated documents |
| US7046727B2 (en) | 2004-05-05 | 2006-05-16 | Monolithic Power Systems, Inc. | Method and apparatus for self-oscillating differential feedback class-D amplifier |
| DE102004025437B4 (de) * | 2004-05-24 | 2007-04-05 | Ordin Wladimir | Selbstschwingender Verstärker D-Klasse mit Frequenzteiler |
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| US7535393B1 (en) | 2007-10-24 | 2009-05-19 | Infineon Technologies Ag | Sampling error reduction in PWM-MASH converters |
| US7659842B2 (en) | 2007-10-24 | 2010-02-09 | Infineon Technologies Ag | Quantization error reduction in PWM full-MASH converters |
| EP2221964B1 (en) * | 2009-02-18 | 2015-06-24 | Hypex Electronics B.V. | Self oscillating class D amplification device |
| KR101153552B1 (ko) | 2010-12-07 | 2012-06-12 | 한국과학기술원 | 선형 증폭기 |
| US9143100B2 (en) | 2013-09-30 | 2015-09-22 | Texas Instruments Incorporated | Method and circuitry for multi-stage amplification |
| DE102022118419A1 (de) | 2022-07-22 | 2024-01-25 | Robert Bosch Gmbh | Nachführender Verstärker für induktive Lasten |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| NL8203428A (nl) * | 1982-09-02 | 1984-04-02 | Philips Nv | Inrichting voor het omzetten van een elektrisch signaal in een akoestisch signaal. |
| JPH07272186A (ja) * | 1994-03-29 | 1995-10-20 | Yokogawa Electric Corp | プロセス入力装置 |
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-
2001
- 2001-02-01 EP EP01400257.0A patent/EP1229641B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-01-28 JP JP2002017922A patent/JP2002290158A/ja not_active Withdrawn
- 2002-01-31 US US10/059,439 patent/US6861902B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-02-01 CN CN02103162.2A patent/CN1288836C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050405 |