JP2003023328A - オーディオアンプ - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パワースイッチ１（ＩＣチップ１０）の小さ
な電源電圧ＶＤＤからスピーカ３において大きな出力電
力を得ることができるようにする。 【解決手段】 ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４に供給さ
れる電源電圧ＶＤＤに基づいてオーディオ信号を増幅し
て出力するパワースイッチ１とスピーカ３との間に、入
力電流を電圧出力に変換するトランス１１を設け、巻数
比（Ｎs／Ｎp）を適当に決めることにより、パワースイ
ッチ１の電源電圧ＶＤＤを大きくしなくても、当該小さ
な電源電圧ＶＤＤからスピーカ３の両端に大きな電圧Ｖ
sが発生するようにし、これによって大きな出力電力を
得ることができるようにする。
な電源電圧ＶＤＤからスピーカ３において大きな出力電
力を得ることができるようにする。 【解決手段】 ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４に供給さ
れる電源電圧ＶＤＤに基づいてオーディオ信号を増幅し
て出力するパワースイッチ１とスピーカ３との間に、入
力電流を電圧出力に変換するトランス１１を設け、巻数
比（Ｎs／Ｎp）を適当に決めることにより、パワースイ
ッチ１の電源電圧ＶＤＤを大きくしなくても、当該小さ
な電源電圧ＶＤＤからスピーカ３の両端に大きな電圧Ｖ
sが発生するようにし、これによって大きな出力電力を
得ることができるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はオーディオアンプに
関し、特に、ＭＯＳトランジスタのスイッチング動作に
よりスピーカを駆動するタイプのデジタルアンプ（Ｄ級
アンプ）に用いて好適なものである。
関し、特に、ＭＯＳトランジスタのスイッチング動作に
よりスピーカを駆動するタイプのデジタルアンプ（Ｄ級
アンプ）に用いて好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のＡ級／ＡＢ級アンプをアナログア
ンプと呼ぶのに対し、Ｄ級アンプは、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔをスイッチング動作させてスピーカを駆動する特徴を
有することから、デジタルアンプとも呼ばれる。デジタ
ルアンプは、従来のアナログアンプに比べて、電力効率
が良い。そのため、近年におけるオーディオ機器の小型
化・低消費電力化の要求を背景に、デジタルアンプを採
用するオーディオ機器が増えている。
ンプと呼ぶのに対し、Ｄ級アンプは、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔをスイッチング動作させてスピーカを駆動する特徴を
有することから、デジタルアンプとも呼ばれる。デジタ
ルアンプは、従来のアナログアンプに比べて、電力効率
が良い。そのため、近年におけるオーディオ機器の小型
化・低消費電力化の要求を背景に、デジタルアンプを採
用するオーディオ機器が増えている。
【０００３】図３は、従来のデジタルアンプの一部構成
例を示す図である。ここでは、いわゆる１ビット方式の
デジタルアンプを示している。１ビット方式は、全ての
サンプル点について量子化データの絶対量を記録する従
来のＰＣＭ方式と異なり、直前のデータに対する変化量
を２値信号として記録するだけで、ＰＣＭ方式のような
情報量の間引きや補間がない。そのため、量子化によっ
て得られる１ビット信号は極めてアナログに近い特性を
示している。したがって、Ｄ／Ａ変換器を必要とせず、
最終段に設けたローパスフィルタにより高周波成分のデ
ジタル信号を除去するだけの単純なプロセスで元のアナ
ログ信号を再現することができる。
例を示す図である。ここでは、いわゆる１ビット方式の
デジタルアンプを示している。１ビット方式は、全ての
サンプル点について量子化データの絶対量を記録する従
来のＰＣＭ方式と異なり、直前のデータに対する変化量
を２値信号として記録するだけで、ＰＣＭ方式のような
情報量の間引きや補間がない。そのため、量子化によっ
て得られる１ビット信号は極めてアナログに近い特性を
示している。したがって、Ｄ／Ａ変換器を必要とせず、
最終段に設けたローパスフィルタにより高周波成分のデ
ジタル信号を除去するだけの単純なプロセスで元のアナ
ログ信号を再現することができる。
【０００４】図３において、１０はＩＣチップである。
このＩＣチップ１０には、ｐＭＯＳトランジスタＱ１，
Ｑ２およびｎＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４のフルブリ
ッジ構成で成るパワースイッチ１が集積されている。ｐ
ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２は、端子４を介してチッ
プ外部の電源電圧ＶＤＤに接続されている。ｎＭＯＳト
ランジスタＱ３，Ｑ４は、端子５を介してチップ外部で
接地されている。
このＩＣチップ１０には、ｐＭＯＳトランジスタＱ１，
Ｑ２およびｎＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４のフルブリ
ッジ構成で成るパワースイッチ１が集積されている。ｐ
ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２は、端子４を介してチッ
プ外部の電源電圧ＶＤＤに接続されている。ｎＭＯＳト
ランジスタＱ３，Ｑ４は、端子５を介してチップ外部で
接地されている。
【０００５】また、図示は省略しているが、ＩＣチップ
１０には、パワースイッチ１の各ＭＯＳトランジスタＱ
１〜Ｑ４を駆動するための回路も集積されている。この
駆動のための回路は、入力オーディオ信号に対してΔΣ
変調あるいはパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modu
lation）を施し、当該オーディオ信号に応じたパルス幅
を有する駆動信号を生成するための回路を含む。
１０には、パワースイッチ１の各ＭＯＳトランジスタＱ
１〜Ｑ４を駆動するための回路も集積されている。この
駆動のための回路は、入力オーディオ信号に対してΔΣ
変調あるいはパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modu
lation）を施し、当該オーディオ信号に応じたパルス幅
を有する駆動信号を生成するための回路を含む。
【０００６】パワースイッチ１の各ＭＯＳトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない回路により生成された駆動信
号に基づいてスイッチング動作する。すなわち、駆動信
号のパルス幅に応じて、各ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ
４をＯＮ状態とする時間が制御される。これにより、パ
ワースイッチ１は、制御された駆動時間分だけ電源電圧
ＶＤＤに基づきオーディオ信号を増幅して出力する。
Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない回路により生成された駆動信
号に基づいてスイッチング動作する。すなわち、駆動信
号のパルス幅に応じて、各ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ
４をＯＮ状態とする時間が制御される。これにより、パ
ワースイッチ１は、制御された駆動時間分だけ電源電圧
ＶＤＤに基づきオーディオ信号を増幅して出力する。
【０００７】このパワースイッチ１により増幅されたオ
ーディオ信号は、端子６，７を介してＩＣチップ１０の
外部に出力される。そして、コイルＬ１，Ｌ２およびコ
ンデンサＣから成るＬＰＦ２を通してアナログオーディ
オ信号となり、スピーカ３より出力される。
ーディオ信号は、端子６，７を介してＩＣチップ１０の
外部に出力される。そして、コイルＬ１，Ｌ２およびコ
ンデンサＣから成るＬＰＦ２を通してアナログオーディ
オ信号となり、スピーカ３より出力される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
たオーディオアンプにおいて、スピーカ３にて大きな出
力電力（例えば１０［Ｗ］以上）を得るためには、パワ
ースイッチ１に供給する電源電圧ＶＤＤを高くする必要
がある。しかしながら、そのためにはＩＣチップ１０内
の素子の耐圧を十分に大きくしなければならない。素子
の耐圧を大きくするためには、ＩＣチップ１０のプロセ
ス上特殊な工夫をしなければならず、専用の設備を備え
る必要もあるため、容易には実現できないという問題が
あった。
たオーディオアンプにおいて、スピーカ３にて大きな出
力電力（例えば１０［Ｗ］以上）を得るためには、パワ
ースイッチ１に供給する電源電圧ＶＤＤを高くする必要
がある。しかしながら、そのためにはＩＣチップ１０内
の素子の耐圧を十分に大きくしなければならない。素子
の耐圧を大きくするためには、ＩＣチップ１０のプロセ
ス上特殊な工夫をしなければならず、専用の設備を備え
る必要もあるため、容易には実現できないという問題が
あった。
【０００９】また、ＩＣチップ１０内には、パワースイ
ッチ１の他にも様々な回路が集積されており、その中に
は低電圧で動作する回路も存在する。したがって、パワ
ースイッチ１に対する電源電圧ＶＤＤを大きくした場合
には、高電圧で動作する回路と低電圧で動作する回路と
がＩＣチップ１０内に混在することになる。この場合
は、レベルシフト機能などを含め、高電圧の制御系と低
電圧の制御系とを混載した複雑な制御回路が必要にな
る。しかし、このように高電圧と低電圧の制御系を混載
するプロセスは容易には実現できない。また、ＩＣチッ
プ１０の構成が複雑で大きくなるという問題もあった。
ッチ１の他にも様々な回路が集積されており、その中に
は低電圧で動作する回路も存在する。したがって、パワ
ースイッチ１に対する電源電圧ＶＤＤを大きくした場合
には、高電圧で動作する回路と低電圧で動作する回路と
がＩＣチップ１０内に混在することになる。この場合
は、レベルシフト機能などを含め、高電圧の制御系と低
電圧の制御系とを混載した複雑な制御回路が必要にな
る。しかし、このように高電圧と低電圧の制御系を混載
するプロセスは容易には実現できない。また、ＩＣチッ
プ１０の構成が複雑で大きくなるという問題もあった。
【００１０】本発明は、このような問題を解決するため
に成されたものであり、パワースイッチ（ＩＣチップ）
に対する電源電圧が低電圧のままで、スピーカに大きな
出力電力を得ることができるようにすることを目的とし
ている。
に成されたものであり、パワースイッチ（ＩＣチップ）
に対する電源電圧が低電圧のままで、スピーカに大きな
出力電力を得ることができるようにすることを目的とし
ている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のオーディオアン
プは、供給される電源電圧に基づきオーディオ信号を増
幅して出力する増幅手段と、上記増幅手段の後段に設け
られ、入力側の電圧から出力側の電圧へと電圧変換を行
う電圧変換手段とを備えたことを特徴とする。
プは、供給される電源電圧に基づきオーディオ信号を増
幅して出力する増幅手段と、上記増幅手段の後段に設け
られ、入力側の電圧から出力側の電圧へと電圧変換を行
う電圧変換手段とを備えたことを特徴とする。
【００１２】本発明の他の態様では、供給される駆動信
号のパルス幅に応じてトランジスタがスイッチング動作
し、上記トランジスタに供給される電源電圧に基づきオ
ーディオ信号を増幅して出力するパワースイッチと、上
記パワースイッチの後段に設けられ、上記パワースイッ
チより入力される信号に基づいて電圧変換を行うトラン
スとを備えたことを特徴とする。
号のパルス幅に応じてトランジスタがスイッチング動作
し、上記トランジスタに供給される電源電圧に基づきオ
ーディオ信号を増幅して出力するパワースイッチと、上
記パワースイッチの後段に設けられ、上記パワースイッ
チより入力される信号に基づいて電圧変換を行うトラン
スとを備えたことを特徴とする。
【００１３】本発明のその他の態様では、上記パワース
イッチを構成する上記トランジスタの面積を、上記電源
電圧に基づいて所望の大きさの電流を上記トランスに入
力するのに必要な大きさに形成したことを特徴とする。
イッチを構成する上記トランジスタの面積を、上記電源
電圧に基づいて所望の大きさの電流を上記トランスに入
力するのに必要な大きさに形成したことを特徴とする。
【００１４】本発明のその他の態様では、上記パワース
イッチに接続された電源電圧の他に、上記トランスに接
続された第２の電源電圧を備え、上記第２の電源電圧を
上記電源電圧よりも大きくしたことを特徴とする。
イッチに接続された電源電圧の他に、上記トランスに接
続された第２の電源電圧を備え、上記第２の電源電圧を
上記電源電圧よりも大きくしたことを特徴とする。
【００１５】本発明のその他の態様では、上記パワース
イッチの出力信号に基づいてスイッチング動作し、上記
第２の電源電圧に基づいて上記トランスに電流を入力す
る２つのトランジスタを備え、上記２つのトランジスタ
を交互に駆動するようにしたことを特徴とする。
イッチの出力信号に基づいてスイッチング動作し、上記
第２の電源電圧に基づいて上記トランスに電流を入力す
る２つのトランジスタを備え、上記２つのトランジスタ
を交互に駆動するようにしたことを特徴とする。
【００１６】本発明のその他の態様では、トランジスタ
のスイッチング動作により音声出力手段を駆動するよう
になされたオーディオアンプにおいて、上記トランジス
タに供給される電源電圧に基づいてオーディオ信号を増
幅して出力する増幅手段と上記音声出力手段との間に、
入力電流を電圧出力に変換する電圧変換手段を設けたこ
とを特徴とする。
のスイッチング動作により音声出力手段を駆動するよう
になされたオーディオアンプにおいて、上記トランジス
タに供給される電源電圧に基づいてオーディオ信号を増
幅して出力する増幅手段と上記音声出力手段との間に、
入力電流を電圧出力に変換する電圧変換手段を設けたこ
とを特徴とする。
【００１７】上記のように構成した本発明によれば、増
幅手段と音声出力手段との間に設けられた電圧変換手段
によって、小さな入力電圧から大きな出力電圧へと変換
が行われ、これによって音声出力手段に大きな出力電力
が与えられることとなる。
幅手段と音声出力手段との間に設けられた電圧変換手段
によって、小さな入力電圧から大きな出力電圧へと変換
が行われ、これによって音声出力手段に大きな出力電力
が与えられることとなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】（第１の実施形態）まず、本発明
の第１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、
第１の実施形態によるオーディオアンプの一部構成例を
示す図である。なお、図１において、図３に示した構成
要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付
している。
の第１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、
第１の実施形態によるオーディオアンプの一部構成例を
示す図である。なお、図１において、図３に示した構成
要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付
している。
【００１９】図１において、１０はＩＣチップである。
このＩＣチップ１０には、ｐＭＯＳトランジスタＱ１，
Ｑ２およびｎＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４のフルブリ
ッジ構成で成るパワースイッチ１が集積されている。ｐ
ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２は、端子４を介してチッ
プ外部の電源電圧ＶＤＤに接続されている。ｎＭＯＳト
ランジスタＱ３，Ｑ４は、端子５を介してチップ外部で
接地されている。
このＩＣチップ１０には、ｐＭＯＳトランジスタＱ１，
Ｑ２およびｎＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４のフルブリ
ッジ構成で成るパワースイッチ１が集積されている。ｐ
ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２は、端子４を介してチッ
プ外部の電源電圧ＶＤＤに接続されている。ｎＭＯＳト
ランジスタＱ３，Ｑ４は、端子５を介してチップ外部で
接地されている。
【００２０】また、図示は省略しているが、ＩＣチップ
１０には、パワースイッチ１の各ＭＯＳトランジスタＱ
１〜Ｑ４を駆動するための回路も集積されている。この
駆動のための回路は、入力オーディオ信号に対してΔΣ
変調あるいはパルス幅変調を施し、当該オーディオ信号
に応じたパルス幅を有する駆動信号を生成するための回
路を含む。
１０には、パワースイッチ１の各ＭＯＳトランジスタＱ
１〜Ｑ４を駆動するための回路も集積されている。この
駆動のための回路は、入力オーディオ信号に対してΔΣ
変調あるいはパルス幅変調を施し、当該オーディオ信号
に応じたパルス幅を有する駆動信号を生成するための回
路を含む。
【００２１】パワースイッチ１の各ＭＯＳトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない回路により生成された駆動信
号に基づいてスイッチング動作する。すなわち、駆動信
号のパルス幅に応じて、各ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ
４をＯＮ状態とする時間が制御される。これにより、パ
ワースイッチ１は、制御された駆動時間分だけ電源電圧
ＶＤＤに基づきオーディオ信号を増幅して出力する。
Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない回路により生成された駆動信
号に基づいてスイッチング動作する。すなわち、駆動信
号のパルス幅に応じて、各ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ
４をＯＮ状態とする時間が制御される。これにより、パ
ワースイッチ１は、制御された駆動時間分だけ電源電圧
ＶＤＤに基づきオーディオ信号を増幅して出力する。
【００２２】このパワースイッチ１により増幅されたオ
ーディオ信号は、端子６，７を介してＩＣチップ１０の
外部に出力される。本実施形態においては、ＩＣチップ
１０の出力段に、パワースイッチ１からの入力電圧を所
望の電圧に変換するトランス１１を設けている。トラン
ス１１の１次側コイルの巻数はＮp、２次側コイルの巻
数はＮsである。
ーディオ信号は、端子６，７を介してＩＣチップ１０の
外部に出力される。本実施形態においては、ＩＣチップ
１０の出力段に、パワースイッチ１からの入力電圧を所
望の電圧に変換するトランス１１を設けている。トラン
ス１１の１次側コイルの巻数はＮp、２次側コイルの巻
数はＮsである。
【００２３】トランス１１の出力段には、コイルＬ１，
Ｌ２およびコンデンサＣから成るＬＰＦ１２が設けられ
ている。パワースイッチ１から出力されトランス１１を
通過した信号は、ＬＰＦ１２を通してアナログオーディ
オ信号となり、スピーカ３より出力される。
Ｌ２およびコンデンサＣから成るＬＰＦ１２が設けられ
ている。パワースイッチ１から出力されトランス１１を
通過した信号は、ＬＰＦ１２を通してアナログオーディ
オ信号となり、スピーカ３より出力される。
【００２４】上記図１に示すように、本実施形態では、
パワースイッチ１とスピーカ３との間にトランス１１を
設け、パワースイッチ１に供給される低電源電圧ＶＤＤ
からトランス１１により高電圧を得て、より大きな電力
をスピーカ３に出力できるようにしている。
パワースイッチ１とスピーカ３との間にトランス１１を
設け、パワースイッチ１に供給される低電源電圧ＶＤＤ
からトランス１１により高電圧を得て、より大きな電力
をスピーカ３に出力できるようにしている。
【００２５】いま、トランス１１の１次側コイルに流れ
込む電流をＩp、２次側コイルから流れ出る電流をＩs、
１次側コイルの両端に生じる電圧をＶp、２次側コイル
の両端に生じる電圧をＶsとする。このとき、 Ｎp・Ｉp＝Ｎs・Ｉs …(1) Ｎs／Ｎp＝Ｖs／Ｖp …(2) が成り立つ。
込む電流をＩp、２次側コイルから流れ出る電流をＩs、
１次側コイルの両端に生じる電圧をＶp、２次側コイル
の両端に生じる電圧をＶsとする。このとき、 Ｎp・Ｉp＝Ｎs・Ｉs …(1) Ｎs／Ｎp＝Ｖs／Ｖp …(2) が成り立つ。
【００２６】上記式(1)より、電流Ｉpは、
Ｉp＝（Ｎs／Ｎp）・Ｉs …(3)
となる。また、コイルＬ１，Ｌ２の抵抗値がほぼ０
［Ω］であるとすると、スピーカ３の負荷Ｒに電力ＰR
を供給する場合、電流Ｉsは、 Ｉs＝Ｖs／Ｒ …(4) と表せる。
［Ω］であるとすると、スピーカ３の負荷Ｒに電力ＰR
を供給する場合、電流Ｉsは、 Ｉs＝Ｖs／Ｒ …(4) と表せる。
【００２７】また、上記式(2)から、
Ｖs＝Ｖp（Ｎs／Ｎp） …(5)
となる。上記式(5)より、負荷Ｒに供給される電力Ｐ
Rは、 ＰR＝Ｖs2／Ｒ＝Ｖp2（Ｎs／Ｎp）2／Ｒ …(6) となる。
Rは、 ＰR＝Ｖs2／Ｒ＝Ｖp2（Ｎs／Ｎp）2／Ｒ …(6) となる。
【００２８】例えば、負荷Ｒの抵抗値を４［Ω］とする
と、これに１０［Ｗ］の電力ＰRを出力したい場合に、
トランス１１の２次側コイルの両端に生じる電圧Ｖsと
して必要な値は、上記式(6)より、 Ｖs＝（ＰR・Ｒ）1/2＝（１０×４）1/2≒６．３２
［Ｖ］ となる。このとき、２次側コイルの電流Ｉsには、上記
式(4)より、 Ｉs＝Ｖs／Ｒ＝６．３２／４＝１．５８［Ａ］ が必要となる。
と、これに１０［Ｗ］の電力ＰRを出力したい場合に、
トランス１１の２次側コイルの両端に生じる電圧Ｖsと
して必要な値は、上記式(6)より、 Ｖs＝（ＰR・Ｒ）1/2＝（１０×４）1/2≒６．３２
［Ｖ］ となる。このとき、２次側コイルの電流Ｉsには、上記
式(4)より、 Ｉs＝Ｖs／Ｒ＝６．３２／４＝１．５８［Ａ］ が必要となる。
【００２９】また、パワースイッチ１に供給される電源
電圧をＶＤＤ、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオン抵
抗をＲon、トランス１１の１次側コイルの直流抵抗をＲ
pとすると、１次側コイルの両端に生じる電圧Ｖpは、 Ｖp＝ＶＤＤ−（Ｒon＋Ｒp）×Ｉp …(7) と表される。ここでは、直流抵抗Ｒpはほぼ０［Ω］で
あるとする。
電圧をＶＤＤ、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオン抵
抗をＲon、トランス１１の１次側コイルの直流抵抗をＲ
pとすると、１次側コイルの両端に生じる電圧Ｖpは、 Ｖp＝ＶＤＤ−（Ｒon＋Ｒp）×Ｉp …(7) と表される。ここでは、直流抵抗Ｒpはほぼ０［Ω］で
あるとする。
【００３０】式(7)から分かるように、電源電圧ＶＤＤ
が５［Ｖ］の場合、１次側コイルの電圧Ｖpは５［Ｖ］
以上にはならないので、トランス１１の最小巻数比は、
式(2)より、 Ｎs／Ｎp＝Ｖs／Ｖp＝６．３２／５＝１．２６４ となる。この場合、１次側コイルの電流Ｉpは、式(3)よ
り、 Ｉp＝（Ｎs／Ｎp）・Ｉs＝１．２６４×１．５８≒２
［Ａ］ となる。
が５［Ｖ］の場合、１次側コイルの電圧Ｖpは５［Ｖ］
以上にはならないので、トランス１１の最小巻数比は、
式(2)より、 Ｎs／Ｎp＝Ｖs／Ｖp＝６．３２／５＝１．２６４ となる。この場合、１次側コイルの電流Ｉpは、式(3)よ
り、 Ｉp＝（Ｎs／Ｎp）・Ｉs＝１．２６４×１．５８≒２
［Ａ］ となる。
【００３１】つまり、トランス１１の１次側コイルから
の入力電力が５［Ｖ］×２［Ａ］＝１０［Ｗ］で、負荷
Ｒへの供給電力も１０［Ｗ］となる。電力変換効率が１
００％の場合はこれが成り立つ。しかし、実際にはＭＯ
ＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオン抵抗Ｒonが存在するの
で、１次側コイルの電圧Ｖpは電源電圧ＶＤＤの５
［Ｖ］より小さくなる。そのため、トランス１１の巻数
比は、１．２６４よりも大きくする必要がある。どれく
らいの巻数比にするかは、２次側コイルの電流Ｉsとオ
ン抵抗Ｒonとの関係による。
の入力電力が５［Ｖ］×２［Ａ］＝１０［Ｗ］で、負荷
Ｒへの供給電力も１０［Ｗ］となる。電力変換効率が１
００％の場合はこれが成り立つ。しかし、実際にはＭＯ
ＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオン抵抗Ｒonが存在するの
で、１次側コイルの電圧Ｖpは電源電圧ＶＤＤの５
［Ｖ］より小さくなる。そのため、トランス１１の巻数
比は、１．２６４よりも大きくする必要がある。どれく
らいの巻数比にするかは、２次側コイルの電流Ｉsとオ
ン抵抗Ｒonとの関係による。
【００３２】以上のことから、例えばＭＯＳトランジス
タＱ１，Ｑ２のオン抵抗Ｒonが数［Ω］以上であると、
トランス１１の巻数比をかなり大きくしても、１次側コ
イルの電流Ｉpを大きくできないので、１次側コイルの
電圧Ｖpが上がらず、そのため２次側コイルの電圧Ｖsも
上がらない。よって、２次側コイルに１．５８［Ａ］程
度の大きな電流Ｉsを流すことができない。
タＱ１，Ｑ２のオン抵抗Ｒonが数［Ω］以上であると、
トランス１１の巻数比をかなり大きくしても、１次側コ
イルの電流Ｉpを大きくできないので、１次側コイルの
電圧Ｖpが上がらず、そのため２次側コイルの電圧Ｖsも
上がらない。よって、２次側コイルに１．５８［Ａ］程
度の大きな電流Ｉsを流すことができない。
【００３３】一方、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオ
ン抵抗Ｒonを十分に小さな０．１［Ω］とし、１次側コ
イルの電流Ｉpを３［Ａ］と想定すると、１次側コイル
の電圧Ｖpは、式(7)より、 Ｖp＝５［Ｖ］−（０．１［Ω］×２）×３［Ａ］＝
４．４［Ｖ］ となる。
ン抵抗Ｒonを十分に小さな０．１［Ω］とし、１次側コ
イルの電流Ｉpを３［Ａ］と想定すると、１次側コイル
の電圧Ｖpは、式(7)より、 Ｖp＝５［Ｖ］−（０．１［Ω］×２）×３［Ａ］＝
４．４［Ｖ］ となる。
【００３４】上述のように、２次コイルの電圧Ｖsには
６．３２［Ｖ］が必要なので、トランス１１の巻数比
は、式(2)より、 Ｎs／Ｎp＝Ｖs／Ｖp＝６．３２／４．４≒１．４４ となる。この場合、２次側コイルの電流Ｉsは１．５８
［Ａ］なので、１次側コイルの電流Ｉpは、式(3)より、 Ｉp＝（Ｎs／Ｎp）・Ｉs＝１．４４×１．５８≒２．２
８［Ａ］ となる。
６．３２［Ｖ］が必要なので、トランス１１の巻数比
は、式(2)より、 Ｎs／Ｎp＝Ｖs／Ｖp＝６．３２／４．４≒１．４４ となる。この場合、２次側コイルの電流Ｉsは１．５８
［Ａ］なので、１次側コイルの電流Ｉpは、式(3)より、 Ｉp＝（Ｎs／Ｎp）・Ｉs＝１．４４×１．５８≒２．２
８［Ａ］ となる。
【００３５】このように、想定した電流Ｉp＝３［Ａ］
よりも、実際に必要となる電流Ｉp＝２．２８［Ａ］の
方が小さいので、動作可能である。よって、電源電圧Ｖ
ＤＤが５［Ｖ］の場合、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２
のオン抵抗Ｒonを０．１〜０．２［Ω］程度まで十分に
小さくしなければ、トランス１１を用いても、抵抗値が
４［Ω］の負荷Ｒに大きな出力電力を供給することはで
きない。
よりも、実際に必要となる電流Ｉp＝２．２８［Ａ］の
方が小さいので、動作可能である。よって、電源電圧Ｖ
ＤＤが５［Ｖ］の場合、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２
のオン抵抗Ｒonを０．１〜０．２［Ω］程度まで十分に
小さくしなければ、トランス１１を用いても、抵抗値が
４［Ω］の負荷Ｒに大きな出力電力を供給することはで
きない。
【００３６】ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオン抵抗
Ｒonを小さくするには、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２
の面積を大きくすれば良い。なお、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２の面積を大きくすることにより、その分だけ
ＩＣチップ１０の面積が増大する。しかし、トランス１
１を用いずに、パワースイッチ１の電源電圧ＶＤＤを５
［Ｖ］より大きくすることによって大電力を得るように
していた従来方式と異なり、素子の耐圧を大きくするた
めにプロセス上特殊な工夫をしたり、電源系の複雑な制
御回路をＩＣチップ１０内に設ける必要がない。したが
って、従来方式に比べれば、ＩＣチップ１０内の回路は
簡素化されており、全体としてのチップ面積も大きくな
らない。
Ｒonを小さくするには、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２
の面積を大きくすれば良い。なお、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２の面積を大きくすることにより、その分だけ
ＩＣチップ１０の面積が増大する。しかし、トランス１
１を用いずに、パワースイッチ１の電源電圧ＶＤＤを５
［Ｖ］より大きくすることによって大電力を得るように
していた従来方式と異なり、素子の耐圧を大きくするた
めにプロセス上特殊な工夫をしたり、電源系の複雑な制
御回路をＩＣチップ１０内に設ける必要がない。したが
って、従来方式に比べれば、ＩＣチップ１０内の回路は
簡素化されており、全体としてのチップ面積も大きくな
らない。
【００３７】なお、本実施形態のトランス１１は、真空
管を用いたパワーアンプなどで周波数の低いアナログ信
号を通す従来のトランスと異なり、高速のパルス信号を
通すものであるから、その規模は小さくできる。
管を用いたパワーアンプなどで周波数の低いアナログ信
号を通す従来のトランスと異なり、高速のパルス信号を
通すものであるから、その規模は小さくできる。
【００３８】以上のように、本実施形態によれば、トラ
ンス１１を設けるとともに、ＭＯＳトランジスタＱ１，
Ｑ２の面積を大きくしてオン抵抗Ｒonを小さくすること
により、ＩＣチップ１０の小さい電源電圧ＶＤＤからス
ピーカ３において大きさ出力電力ＰRを得ることができ
る。その際、トランス１１の巻数比を変えるだけで、所
望の大きさの出力電力ＰRを得ることができる。
ンス１１を設けるとともに、ＭＯＳトランジスタＱ１，
Ｑ２の面積を大きくしてオン抵抗Ｒonを小さくすること
により、ＩＣチップ１０の小さい電源電圧ＶＤＤからス
ピーカ３において大きさ出力電力ＰRを得ることができ
る。その際、トランス１１の巻数比を変えるだけで、所
望の大きさの出力電力ＰRを得ることができる。
【００３９】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態について説明する。図２は、第２の実施形態に
よるオーディオアンプの構成例を示す図である。図２に
おいて、図１に示した構成要素と同一の機能を有する構
成要素には同一の符号を付している。
実施形態について説明する。図２は、第２の実施形態に
よるオーディオアンプの構成例を示す図である。図２に
おいて、図１に示した構成要素と同一の機能を有する構
成要素には同一の符号を付している。
【００４０】図２において、ＩＣチップ１０の内部構成
は図示していないが、図１と同様にパワースイッチ１を
備えている。パワースイッチ１より出力された信号は、
ＩＣチップ１０の外部に設けた２つのｎＭＯＳトランジ
スタＱ５，Ｑ６のゲートに供給される。ｎＭＯＳトラン
ジスタＱ５，Ｑ６のソースは共に接地され、各々のドレ
インがトランス１１の１次コイルの両端に接続されてい
る。
は図示していないが、図１と同様にパワースイッチ１を
備えている。パワースイッチ１より出力された信号は、
ＩＣチップ１０の外部に設けた２つのｎＭＯＳトランジ
スタＱ５，Ｑ６のゲートに供給される。ｎＭＯＳトラン
ジスタＱ５，Ｑ６のソースは共に接地され、各々のドレ
インがトランス１１の１次コイルの両端に接続されてい
る。
【００４１】本実施形態では、パワースイッチ１に対す
る電源電圧ＶＤＤとは別に、第２の電源電圧ＶＤＤ’を
設け、これをトランス１１の１次コイルの適当な位置
（例えば中間位置）に接続している。この第２の電源電
圧ＶＤＤ’の値は、電源電圧ＶＤＤの値よりも大きく設
定する。例えば、電源電圧ＶＤＤは５［Ｖ］、第２の電
源電圧ＶＤＤ’は１２［Ｖ］である。
る電源電圧ＶＤＤとは別に、第２の電源電圧ＶＤＤ’を
設け、これをトランス１１の１次コイルの適当な位置
（例えば中間位置）に接続している。この第２の電源電
圧ＶＤＤ’の値は、電源電圧ＶＤＤの値よりも大きく設
定する。例えば、電源電圧ＶＤＤは５［Ｖ］、第２の電
源電圧ＶＤＤ’は１２［Ｖ］である。
【００４２】上記２つのｎＭＯＳトランジスタＱ５，Ｑ
６は、パワースイッチ１より出力されるパルス信号に基
づいてスイッチング動作し、交互にオンとなる。これに
よって、第２の電源電圧ＶＤＤ’に基づいてトランス１
１に対して電流を交互に入力する。
６は、パワースイッチ１より出力されるパルス信号に基
づいてスイッチング動作し、交互にオンとなる。これに
よって、第２の電源電圧ＶＤＤ’に基づいてトランス１
１に対して電流を交互に入力する。
【００４３】パワースイッチ１の出力段に１つのＭＯＳ
トランジスタを接続し、当該１つのＭＯＳトランジスタ
を駆動してトランス１１に電流を供給する方法も考えら
れる。しかし、図２のように２つのｎＭＯＳトランジス
タＱ５，Ｑ６を設け、一方がオフの期間中でも他方をオ
ンとして電流を供給することにより、トランス１１の電
圧変換効率を向上させることができる。
トランジスタを接続し、当該１つのＭＯＳトランジスタ
を駆動してトランス１１に電流を供給する方法も考えら
れる。しかし、図２のように２つのｎＭＯＳトランジス
タＱ５，Ｑ６を設け、一方がオフの期間中でも他方をオ
ンとして電流を供給することにより、トランス１１の電
圧変換効率を向上させることができる。
【００４４】上記図２のような構成によれば、パワース
イッチ１を構成するＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオ
ン抵抗を小さくするために当該ＭＯＳトランジスタＱ
１，Ｑ２の面積を大きくしなくても、パワースイッチ１
の電源電圧ＶＤＤより大きな第２の電源電圧ＶＤＤ’に
基づいて、トランス１１の１次コイルに対してより大き
な電流Ｉpを供給して、大きな出力電圧Ｖsを得ることが
できる。また、大きな出力電圧Ｖsを得るためにトラン
ス１１の巻数比を大きくする必要もない。
イッチ１を構成するＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオ
ン抵抗を小さくするために当該ＭＯＳトランジスタＱ
１，Ｑ２の面積を大きくしなくても、パワースイッチ１
の電源電圧ＶＤＤより大きな第２の電源電圧ＶＤＤ’に
基づいて、トランス１１の１次コイルに対してより大き
な電流Ｉpを供給して、大きな出力電圧Ｖsを得ることが
できる。また、大きな出力電圧Ｖsを得るためにトラン
ス１１の巻数比を大きくする必要もない。
【００４５】さらに、ＩＣチップ１０の電源電圧ＶＤＤ
は低電圧のままであるから、素子の耐圧を大きくするた
めにプロセス上特殊な工夫をしたり、電源系の複雑な制
御回路をＩＣチップ１０内に設ける必要がない。したが
って、ＩＣチップ１０に対する電源電圧ＶＤＤそのもの
を大きくしていた従来方式に比べて、ＩＣチップ１０内
の回路を簡素化し、全体としてのチップ面積を小さくす
ることができる。
は低電圧のままであるから、素子の耐圧を大きくするた
めにプロセス上特殊な工夫をしたり、電源系の複雑な制
御回路をＩＣチップ１０内に設ける必要がない。したが
って、ＩＣチップ１０に対する電源電圧ＶＤＤそのもの
を大きくしていた従来方式に比べて、ＩＣチップ１０内
の回路を簡素化し、全体としてのチップ面積を小さくす
ることができる。
【００４６】また、第２の電源電圧ＶＤＤ’に基づいて
トランス１１の１次コイルに電流Ｉpを供給するｎＭＯ
ＳトランジスタＱ５，Ｑ６は、ＩＣチップ１０の外部に
設けているので、ＩＣチップ１０の回路面積という制約
を受けることなく、自由に構成することが可能である。
したがって、当該ｎＭＯＳトランジスタＱ５，Ｑ６の面
積を大きくしてオン抵抗を小さくすることにより、更に
大きな電流Ｉpをトランス１１の１次コイルに供給し、
より大きな出力電力を得ることができる。
トランス１１の１次コイルに電流Ｉpを供給するｎＭＯ
ＳトランジスタＱ５，Ｑ６は、ＩＣチップ１０の外部に
設けているので、ＩＣチップ１０の回路面積という制約
を受けることなく、自由に構成することが可能である。
したがって、当該ｎＭＯＳトランジスタＱ５，Ｑ６の面
積を大きくしてオン抵抗を小さくすることにより、更に
大きな電流Ｉpをトランス１１の１次コイルに供給し、
より大きな出力電力を得ることができる。
【００４７】なお、上記各実施形態では、ＩＣチップ１
０の低電源電圧ＶＤＤから高出力電圧Ｖsを得るための
構成としてトランス１１を用いたが、同様のレベルシフ
ト（昇圧など）を行うことが可能な回路であれば、トラ
ンス１１の代わりに適用することが可能である。ただ
し、トランス１１を用いた場合は、巻数比を変えるだけ
の簡単な調整で、所望の大きさの出力電力を得ることが
可能というメリットを有する。
０の低電源電圧ＶＤＤから高出力電圧Ｖsを得るための
構成としてトランス１１を用いたが、同様のレベルシフ
ト（昇圧など）を行うことが可能な回路であれば、トラ
ンス１１の代わりに適用することが可能である。ただ
し、トランス１１を用いた場合は、巻数比を変えるだけ
の簡単な調整で、所望の大きさの出力電力を得ることが
可能というメリットを有する。
【００４８】また、上記第２の実施形態では、ＩＣチッ
プ１０外部のＭＯＳトランジスタとして２つのｎＭＯＳ
トランジスタＱ５，Ｑ６を用いているが、２つのｐＭＯ
Ｓトランジスタにより構成することも可能である。ま
た、１つのｎＭＯＳトランジスタと１つのｐＭＯＳトラ
ンジスタとにより構成することも可能である。
プ１０外部のＭＯＳトランジスタとして２つのｎＭＯＳ
トランジスタＱ５，Ｑ６を用いているが、２つのｐＭＯ
Ｓトランジスタにより構成することも可能である。ま
た、１つのｎＭＯＳトランジスタと１つのｐＭＯＳトラ
ンジスタとにより構成することも可能である。
【００４９】その他、上記説明した各実施形態は、本発
明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに
過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に
解釈されてはならないものである。すなわち、本発明は
その精神、またはその主要な特徴から逸脱することな
く、様々な形で実施することができる。
明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに
過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に
解釈されてはならないものである。すなわち、本発明は
その精神、またはその主要な特徴から逸脱することな
く、様々な形で実施することができる。
【００５０】
【発明の効果】以上詳しく説明したように、本発明によ
れば、トランジスタに供給される電源電圧に基づいてオ
ーディオ信号を増幅して出力する増幅手段と音声出力手
段との間に、電圧変換を行う電圧変換手段を設けたの
で、上記トランジスタに供給される電源電圧を大きくし
なくても、当該小さな電源電圧から音声出力手段におい
て大きな出力電力を得ることができる。
れば、トランジスタに供給される電源電圧に基づいてオ
ーディオ信号を増幅して出力する増幅手段と音声出力手
段との間に、電圧変換を行う電圧変換手段を設けたの
で、上記トランジスタに供給される電源電圧を大きくし
なくても、当該小さな電源電圧から音声出力手段におい
て大きな出力電力を得ることができる。
【００５１】また、上記電圧変換手段としてトランスを
用いた場合は、その巻数比を変えるだけの簡単な調整
で、所望の大きさの出力電力を得ることができる。ま
た、上記トランジスタの面積を大きくした場合は、その
オン抵抗を小さくしてトランスに大電流を流し込むこと
ができる。その結果、トランスの巻数比を大きくしなく
ても、上記トランジスタに対する小さな電源電圧から音
声出力手段において大きな出力電力を得ることができ
る。
用いた場合は、その巻数比を変えるだけの簡単な調整
で、所望の大きさの出力電力を得ることができる。ま
た、上記トランジスタの面積を大きくした場合は、その
オン抵抗を小さくしてトランスに大電流を流し込むこと
ができる。その結果、トランスの巻数比を大きくしなく
ても、上記トランジスタに対する小さな電源電圧から音
声出力手段において大きな出力電力を得ることができ
る。
【００５２】また、上記増幅手段に接続された電源電圧
の他に、上記電圧変換手段に接続された第２の電源電圧
を設け、第２の電源電圧を電源電圧よりも大きくした場
合には、上記増幅手段に接続された電源電圧を大きくし
たり、オン抵抗を小さくするために増幅手段のトランジ
スタの面積を大きくしたり、トランスの巻数比を大きく
したりしなくても、増幅手段に対する小さな電源電圧か
ら大きな出力電力を得ることができる。
の他に、上記電圧変換手段に接続された第２の電源電圧
を設け、第２の電源電圧を電源電圧よりも大きくした場
合には、上記増幅手段に接続された電源電圧を大きくし
たり、オン抵抗を小さくするために増幅手段のトランジ
スタの面積を大きくしたり、トランスの巻数比を大きく
したりしなくても、増幅手段に対する小さな電源電圧か
ら大きな出力電力を得ることができる。
【図１】第１の実施形態によるオーディオアンプの構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図２】第２の実施形態によるオーディオアンプの構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図３】従来のオーディオアンプの構成例を示す図であ
る。
る。
１ パワースイッチ
３ スピーカ
１０ ＩＣチップ
１１ トランス
１２ ＬＰＦ
Ｑ１，Ｑ２ ｐＭＯＳトランジスタ
Ｑ３，Ｑ４ ｎＭＯＳトランジスタ
Ｑ５，Ｑ６ ｎＭＯＳトランジスタ
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5J091 AA02 AA41 CA35 FA03 FA20
HA10 HA17 HA29 HA33 HA35
HA39 KA18 KA42 KA47 KA53
KA62 MA21 SA05 UW09
5J092 AA02 AA41 CA35 FA03 FA20
HA10 HA17 HA29 HA33 HA35
HA39 KA18 KA42 KA47 KA53
KA62 MA21 SA05 VL08
Claims (6)
- 【請求項１】 供給される電源電圧に基づきオーディオ
信号を増幅して出力する増幅手段と、 上記増幅手段の後段に設けられ、入力側の電圧から出力
側の電圧へと電圧変換を行う電圧変換手段とを備えたこ
とを特徴とするオーディオアンプ。 - 【請求項２】 供給される駆動信号のパルス幅に応じて
トランジスタがスイッチング動作し、上記トランジスタ
に供給される電源電圧に基づきオーディオ信号を増幅し
て出力するパワースイッチと、 上記パワースイッチの後段に設けられ、上記パワースイ
ッチより入力される信号に基づいて電圧変換を行うトラ
ンスとを備えたことを特徴とするオーディオアンプ。 - 【請求項３】 上記パワースイッチを構成する上記トラ
ンジスタの面積を、上記電源電圧に基づいて所望の大き
さの電流を上記トランスに入力するのに必要な大きさに
形成したことを特徴とする請求項２に記載のオーディオ
アンプ。 - 【請求項４】 上記パワースイッチに接続された電源電
圧の他に、上記トランスに接続された第２の電源電圧を
備え、上記第２の電源電圧を上記電源電圧よりも大きく
したことを特徴とする請求項２に記載のオーディオアン
プ。 - 【請求項５】 上記パワースイッチの出力信号に基づい
てスイッチング動作し、上記第２の電源電圧に基づいて
上記トランスに電流を入力する２つのトランジスタを備
え、上記２つのトランジスタを交互に駆動するようにし
たことを特徴とする請求項４に記載のオーディオアン
プ。 - 【請求項６】 トランジスタのスイッチング動作により
音声出力手段を駆動するようになされたオーディオアン
プにおいて、 上記トランジスタに供給される電源電圧に基づいてオー
ディオ信号を増幅して出力する増幅手段と上記音声出力
手段との間に、入力電流を電圧出力に変換する電圧変換
手段を設けたことを特徴とするオーディオアンプ。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP2001205634A JP2003023328A (ja) | 2001-07-06 | 2001-07-06 | オーディオアンプ |
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| PCT/JP2002/006782 WO2003005571A1 (fr) | 2001-07-06 | 2002-07-04 | Amplificateur audio |
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| US10/711,382 US6937092B2 (en) | 2001-07-06 | 2004-09-15 | Audio amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001205634A JP2003023328A (ja) | 2001-07-06 | 2001-07-06 | オーディオアンプ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=19041907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001205634A Withdrawn JP2003023328A (ja) | 2001-07-06 | 2001-07-06 | オーディオアンプ |
Country Status (4)
| Country | Link |
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| WO (1) | WO2003005571A1 (ja) |
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| CN102055409A (zh) * | 2009-11-02 | 2011-05-11 | 三星电机株式会社 | 多级cmos功率放大器 |
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| KR101110291B1 (ko) | 2010-02-18 | 2012-06-12 | 주식회사 디엠비테크놀로지 | 오디오 파워스위치용 펄스 구동장치 |
| CN102006345B (zh) * | 2010-11-22 | 2013-12-11 | 惠州Tcl移动通信有限公司 | 一种手机装置 |
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- 2001-07-06 JP JP2001205634A patent/JP2003023328A/ja not_active Withdrawn
-
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- 2002-07-01 TW TW091114543A patent/TW586265B/zh not_active IP Right Cessation
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- 2003-12-02 US US10/725,290 patent/US6844777B2/en not_active Expired - Fee Related
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