JP4210594B2 - 差動出力スイッチング増幅器においてヌルスペクトルを生成するための回路及びその方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般的に集積回路に関し、特に、音声信号を処理するためのスイッチング増幅器に関する。

音声スイッチング電力増幅器は、よく知られており、また、広く用いられている。このような増幅器には、パルス変調デジタル信号等、変調された音声信号が入力される。ほとんどの高効率のデジタル音声スイッチング電力増幅器は、パルス幅変調（ＰＷＭ）に基づく。ＰＷＭは、デジタル音声増幅器やモータ制御装置を含む制御用途等、様々な用途に広く用いられる。これらの用途の多くは、高効率及び高精度を得るために、サンプリングしたデジタル信号をデジタルパルス幅変調信号に変換する。ＰＷＭ信号は、スイッチング増幅器に供給され、スイッチング増幅器は、レベルシフト機能を実行して、デジタルＰＷＭ入力信号を、電圧レベルがかなり大きいデジタルＰＷＭ信号に変換する。高圧電源を用いて、電力増幅を実現する。

クラスＡＤとして知られる或るクラスのスイッチング増幅器がある。クラスＡＤは、変調形式であり、この場合、例えば、1及び−１等、２つの離散的なレベルのみを用いる。
クラスＡＤの変調増幅器では、＋電源電圧、又は−電源電圧の何れかを負荷に印加する。

スイッチング増幅器の雑音源は、増幅時の出力信号の切換え周波数に関係する。雑音成分は、スイッチング周波数及びその高調波に存在する。スイッチング周波数及びその高調波の周波数スペクトルの雑音は、通常、通過帯域外であるが、それにもかかわらず、このような雑音は、循環電流のため待機電力損失を生じ、これによって効率が低下する。これらの好ましくない周波数成分を除去するために、通常、フィルタを用いて、スイッチング又は搬送波周波数を除去する必要がある。通常のシステムの場合、スイッチング周波数を充分に抑制するには、４極Ｌ−Ｃフィルタが必要である。その大きさや要求される誘導素子のため、フィルタは、集積化に不向きなシステムの一部である。更に、このようなフィルタのコストは、非常に大きく、このため、通常、安価な大量用途からこのようなスイッチング増幅器は省略される。

本発明は、限定のためではなく、一例として、添付の図に例示するが、図においては、同様な参照符号は、同様な構成要素を示す。
当業者は理解されるように、図中の要素は、説明を簡単にまた簡潔にするために示しており、必ずしも縮尺通りに描いていない。例えば、図の幾つかの要素は、他の要素と比べ寸法を誇張して、本発明による実施形態の理解の一助にする場合がある。

図1は、本発明に基づくヌル（零）スペクトルを有するスイッチング増幅器１０を示す
。説明のために、音声信号を用いて、一例を示す。本発明は、音声信号以外にも、ヌルスペクトルを生成することが望ましい任意のタイプの信号に適用可能であることをよく理解されたい。音声源１２は、信号処理ユニット１４の入力部に信号を供給する。音声源１２は、音声信号の供給に用いる任意のタイプの音声源であってよい。例えば、音声源１２は、コンパクトディスク（ＣＤ）プレーヤ音声源、受信無線信号、受信テレビ音声信号、インターネット音声信号、又は他の任意のタイプの音声信号であってよい。音声源１２は、デジタル又はアナログのいずれでもよい。信号処理ユニット１４の出力部は、Ｐ−チャネルトランジスタ１６及びＮ−チャネルトランジスタ１８の形態の第１半ブリッジスイッチ
ング増幅器に接続する。例示の形態では、Ｐ−チャネルトランジスタ１６は、Ｖ_ＤＤと表記した正の電源端子に接続するソースを有する。トランジスタ１６のゲートは、Ｎ−チャネルトランジスタ１８のゲートと、信号処理ユニット１４の出力部との両方に接続する。トランジスタ１６のドレインは、Ｎ−チャネルトランジスタ１８のドレインに接続する。Ｎ−チャネルトランジスタ１８のソースは、接地基準端子即ち電圧基準端子に接続する。トランジスタ１６及び１８のドレインは、インダクタンス２０の第１端子に接続する。インダクタンス２０の第２端子は、スピーカ２２の第１端子と、コンデンサ２４の第１電極とに接続する。スピーカ２２の第２端子は、コンデンサ２４の第２電極に接続する。また、信号処理ユニット１４の出力部は、反転遅延ユニット２６の入力部に接続する。反転遅延ユニット２６の出力部は、Ｐ−チャネルトランジスタ２８及びＮ−チャネルトランジスタ３０によって形成された第２半ブリッジスイッチング増幅器に接続する。反転遅延ユニット２６の出力部は、トランジスタ２８及び３０の各ゲートに接続する。トランジスタ２８は、Ｖ_ＤＤと表記した電源端子に接続するソース電極を有する。トランジスタ２８のドレインは、トランジスタ３０のドレインと、インダクタンス３２の第１端子とに接続する。トランジスタ３０のソースは、接地基準端子即ち電圧基準端子に接続する。インダクタンス３２の第２端子は、スピーカ２２の第２端子と、コンデンサ２４の第２電極とに接続する。スイッチング増幅器１０の様々な要素は、設計の選択に依存して、単一の集積回路に組み込み得ることを理解されたい。例えば、トランジスタ１６、１８、２８及び３０が形成する全ブリッジ増幅器は、特定用途の所要駆動電力に依存して、信号処理ユニット１４と反転遅延２６とを有する集積回路上に組み込み得る。非常に大きいワット数の出力の場合、トランジスタ１６、１８、２８及び３０は、大出力電力を供給し得る個別の電力ユニットとして実装することが望ましいことがある。トランジスタ１６、１８、２８及び３０が形成する全ブリッジ増幅器は、例示した装置以外の他の回路や他の回路技術によって実現し得ることをよく理解されたい。選択した全ブリッジ増幅器のタイプは、用いる電圧範囲及び製品用途のタイプに依存する。

動作中、音声源１２は、信号処理ユニット１４に音声信号を供給する。信号処理ユニット１４については、図８を参照して詳述する。音声源１２が供給する音声信号は、パルス密度変調（ＰＤＭ）、パルス幅変調（ＰＷＭ）、又はパルス符号変調（ＰＣＭ）等、任意の変調技術に基づく変調形態である。変調のタイプは、信号タイプとも呼ぶ。信号処理ユニット１４は、音声信号を受け取り、変調変換を行ない、音声信号をデジタルパルス幅変調信号に変換する機能を果たす。音声信号がＰＷＭ信号として信号処理ユニット１４に供給される場合、変調変換技術は不要である。更に、信号処理ユニット１４は、図８を参照して後述するように、音声信号のサンプリングレートを修正してフィルタ処理を行ない得る。入力サンプリングレートは、通常小さいため、信号をアップサンプリングして、所望のサンプリング周波数に上げる。高入力サンプリングレートの用途では、信号をダウンサンプリングして、所望のサンプリング周波数に下げる。所望のサンプリング周波数は、通常、両側ＰＷＭに必要なスイッチング周波数の２倍である。両側ＰＷＭは、変調対象のＰＷＭ信号の立ち上がり及び立ち下がり端の両方によって特徴付けられる。所望のサンプリング周波数は、通常、片側ＰＷＭのスイッチング周波数に等しい。

信号処理ユニット１４は、対応する周期時間Ｔｓを有する所定のクロックレートで単一ＰＷＭ信号を供給するが、この単一ＰＷＭ信号は、スイッチング信号として機能する。ＰＷＭスイッチング信号は、トランジスタ１６及び１８が形成する半ブリッジに直接接続する。従って、第１スイッチング信号は、トランジスタ１６及び１８のゲート電極が形成する第１入力部に接続する。この結果、論理1又は論理０の値のいずれかが、インダクタン
ス２０に接続する。信号内容は、Ｖ_ＤＤ又は接地の値のいずれかがインダクタンス２０に結合する時間の長さの関数である。同時に、トランジスタ２８及び３０が形成する半ブリッジは、第２スイッチング信号を受信するが、この信号は、信号処理ユニット１４が供給する第１スイッチング信号（ＰＷＭ出力信号）を遅延・反転した信号である。反転遅延ユ
ニット２６は、第２スイッチング信号を生成するが、この信号は、反転され、また、第１スイッチング信号と比べて、或る遅延量だけ遅延されている。第２スイッチング信号は、トランジスタ２８及び３０のゲート電極が形成する第２入力部に接続する。１つの形態では、遅延量は、少なくともスイッチング周波数のおよそ４分の１周期である。他の形態では、遅延量は、周期時間のほぼ半分の倍数である。従って、第２スイッチング信号の各パルスは、第１スイッチング信号の対応するパルスと同じパルス幅を有する。このブリッジの他方の半分は、このブリッジの一方の半分におけるＰＷＭ信号を遅延・反転した信号を用いるため、信号処理ユニット１４は、このブリッジの他方の半分に対しては、更に演算を必要としない。通常、全ブリッジ用途の場合、このような演算には、２個のスイッチング信号に対するアップサンプリング及びＰＷＭデューティ比への変換が含まれる。演算コストは、スイッチング増幅器システムのコストの重要な部分であるため、このような演算を無くすと、安価で大量の音声製品に対して、この解決策が利用可能になる。

他の形態では、第２スイッチング信号は、スイッチング周波数の奇数個の半周期によって遅延される。本明細書に用いる用語“スイッチング周波数”は、“搬送波周波数”又は“搬送波”と同じであることを理解されたい。２つのデジタルＰＷＭ信号は、トランジスタ１６、１８、２８及び３０が形成する全ブリッジ電力段に入力される。全ブリッジ電力段は、ＰＷＭ信号を増幅する。ＰＷＭ電力信号は、インダクタ２０及び３２並びにコンデンサ２４が形成する低域通過フィルタに入力される。低域通過フィルタは、従来の受動ＬＣ回路網である。奇数個の半周期による遅延によって、搬送波及びその奇数高調波は、同じ信号が全ブリッジ出力部の両側に存在するため、ほぼ抑制される。これら２個の同じ信号が全ブリッジ動作によって減算されると、搬送波及び奇数高調波が、相殺される。低域通過フィルタの出力は、スピーカ２２である負荷を駆動する。

図２は、全ブリッジスイッチング増幅器の出力部におけるＰＷＭ信号の周波数スペクトルを示すグラフである。大量のスイッチング雑音が、搬送波即ちスイッチング周波数ｆ_Ｓ及び全ての整数高調波に存在することに留意されたい。通過帯域内の雑音は、雑音整形によって最小限に抑えられている。スイッチング周波数及びその高調波は、通過帯域内には無く、従って、スピーカ内では聞こえないが、電力損失を招いたり、音声システム内の他の回路（図示せず）と干渉したりする場合がある。電力損失は、通常、システムにとって好ましくない過剰な熱となって顕在化する。用語“通過帯域”を用いるが、本発明の用途には、用語“基底帯域”の方が適切な用途もある。

図３は、搬送波抑圧がある場合と、無い場合におけるスイッチング増幅器の波形振幅を示すグラフである。搬送波抑圧がない場合、ブリッジの左半分及び右半分上のＰＷＭ信号は、大きさが等しく、符号が反対である。結果的に生じる全ブリッジの差分信号は、大きさが、全ブリッジの片側での信号のほぼ２倍である。搬送波抑圧がある場合、ブリッジの左半分及び右半分上のＰＷＭ信号もまた、大きさが等しく、符号が反対である。しかしながら、ブリッジの右側は、奇数個の半周期だけ、左側から遅延されている。結果的に生じる全ブリッジ出力信号は、搬送波周波数を有さない。Ｎが奇数の整数である場合、Ｎ半周期の遅延によって、搬送波周波数をＮで分周した周波数、及びその全ての奇数高調波にヌルが生成される。

図４は、抑圧された搬送波の周波数スペクトルを示し、この場合、反転遅延ユニット２６で半周期遅延を用いる。この結果、スイッチング周波数の１周期の逆数であるスイッチング周波数ｆ_Ｓにヌルスペクトルが存在する。更に、第１ヌルの全奇数高調波にヌルが存在する。

図５は、抑圧された搬送波の周波数スペクトルを示し、この場合、反転遅延ユニット２６で３半周期遅延を用いる。この結果、スイッチング周波数の３周期逆数である第３のス
イッチング周波数ｆ_Ｓ／３にヌルスペクトルが存在する。更に、第１ヌルの全ての奇数高調波（３ｆ_Ｓ／３、５ｆ_Ｓ／３、７ｆ_Ｓ／３、９ｆ_Ｓ／３等）にヌルが存在する。

本発明は、他のスイッチング変調技術に同様に適用可能であることをよく理解されたい。例えば、図６は、パルス密度変調（ＰＤＭ）信号の周波数スペクトルを示す。通過帯域内の雑音は小さく、通過帯域を超える全周波数に量子化雑音が存在することに留意されたい。

図７は、ヌルスペクトルが生成されたＰＤＭ信号の周波数スペクトルを示す。図７では、周波数ｆ_ｎｕｌｌを有するものとして、周波数ヌル示す。周波数ｆ_ｎｕｌｌは、反転遅延ユニット２６において、遅延を変更することによって調整し得ることに留意されたい。従って、本明細書中で教示したヌルスペクトル法は、ほとんどのスイッチング変調技術に適用可能であることをよく理解されたい。

図８は、図１の信号処理ユニット１４のブロック図を示す。音声信号を再び用いるが、これは、単に一例としてであって、限定するものではない。音声信号は、入力信号として供給され、また、サンプリングレート変換器５０の入力部に接続される。サンプリングレート変換器５０の出力部は、補償フィルタ５２の入力部に接続する。補償フィルタ５２の出力部は、変調変換ユニット５４の入力部に接続する。変調変換ユニット５４の出力部は、トランジスタ１６及び１８のゲート並びに反転遅延ユニット２６の入力部に接続するスイッチング信号を供給する。

動作中、サンプリングレート変換器５０は、音声信号のサンプリング周波数を修正する機能を果たす。例えば、音声信号がＣＤプレーヤから受信される場合、音声信号は、毎秒４４．１Ｋサンプルから毎秒７０５．６Ｋサンプルまでアップサンプリングし得る。補償フィルタ５２を用いて、ヌルスペクトルの挿入によって生成した信号ドループの通過帯域における周波数応答を補償する。本明細書中で教示した方法の遅延及び反転は、ＤＣで歪みがないが、通過帯域内の高い音声周波数では、小さな振幅ドループがある。ＤＶＤオーディオを含む高級な音声システムの場合、このドループを許容できない場合がある。従って、補償フィルタ５２を用いて、その後生成される通過帯域内のドループを補正する。１つの形態では、補償フィルタ５２は、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）である。

以上、差動出力スイッチング増幅器において、ヌルスペクトル周波数を生成するための回路及びその方法を提供したことを理解されたと考える。単一変調信号を処理して、反転及び奇数半周期遅延を介して、２個の信号を形成することによって、通過帯域周波数又は基底周波数外のヌルの奇数スイッチング高調波を実現し得る。この結果、所要のフィルタ処理が減少し、従って、システムのコストが下がる。反転・遅延ユニットを加えるという追加をしても、システム用の全回路の観点からは、無視でき、また複雑な回路を伴わない。また２個のスイッチング信号を互いに遅延すると、ある程度、例えば１から２ｄＢだけ、バンド内信号対雑音比（ＳＮＲ）が改善され、バンド外雑音は、更に、例えば１０ｄＢまで、低減されることを留意されたい。

本発明を組み込む装置は、ほとんど、当業者には公知の電子部品及び回路で構成されるため、本発明の基本概念を理解し解釈するために、また、本発明の教示内容が不明瞭になったり教示内容から逸脱したりしないように、回路の詳細については、上述したように、必要と考えられる範囲を超える説明は行なわない。

前述の明細書では、本発明について、具体的な実施形態を参照して説明してきた。しかしながら、前述の請求項において述べた本発明の範囲から逸脱することなく、様々な修正や変更を成し得ることを当業者は理解されるであろう。例えば、反転遅延回路を、クロッ
ク制御レジスタ、１つ又は複数のインバータ段、又はバッファ段等の任意のタイプの遅延回路もしくは他の回路によって実現して、奇数個の半周期による反転・遅延機能を実現し得る。また、反転遅延機能は、ソフトウェアで制御したり、ユーザプログラミング可能にしたりして、様々なプロダクト用途に柔軟に対応してもよい。トランジスタ１６、１８、２８及び３０の形態で実装するスイッチング増幅器回路は、差動スイッチング機能を実行する他の様々な回路形態によって実現し得る。従って、本明細書及び図は、限定的な意味よりむしろ説明的であると見なすべきであるため、全てのこのような修正は、本発明の範囲に含まれるものとする。

恩恵、他の利点及び問題の解決策について、具体的な実施形態で上述した。しかしながら、恩恵、利点、問題の解決策、及び何らかの恩恵、利点、又は解決策を生じ得る又はより明白にし得るあらゆる要素を、全ての請求項における重要な、必要な、又は本質的な特徴又は要素として解釈してはならない。本発明書に用いた用語“含む”、“含んでいる”、又はそのあらゆる他の変形語も、非排他的な包含を網羅するものとし、従って、一覧の要素を含むプロセス、方法、項目、又は装置は、これらの要素だけを含むのではなく、特に一覧してない他の要素や、このようなプロセス、方法、項目又は装置に固有な他の要素も含み得る。

本発明に基づくスイッチング増幅器を示すブロック図。 スイッチング増幅器の出力信号の周波数スペクトルを示すグラフ。 搬送波抑圧がある場合と、無い場合におけるスイッチング増幅器の差動出力の左、右、及び全ブリッジ信号に関係する波形を示す図。 １半周期遅延を用いる図１に示すスイッチング増幅器の出力信号の周波数スペクトルを示すグラフ。 ３半周期遅延を用いる図１に示すスイッチング増幅器の出力信号の周波数スペクトルを示すグラフ。 搬送波抑圧が無い場合のスイッチング増幅器処理パルス密度変調信号の周波数スペクトルを示すグラフ。 搬送波抑圧がある場合のスイッチング増幅器処理パルス密度変調信号の周波数スペクトルを示すグラフ。 図１の信号処理装置を示すブロック図。

Claims (4)

1. 差動出力スイッチング増幅器において少なくとも１つのヌルスペクトルを生成するための回路であって、
   入力信号を受信する入力部と、
   前記入力部に接続して、前記入力信号から第１スイッチング信号を生成するための変調変換回路であって、前記第１スイッチング信号は、所定のスイッチング周波数を有する前記変調変換回路と、
   前記変調変換回路に接続して、前記第１スイッチング信号から第２スイッチング信号を生成するための反転遅延回路であって、前記第２スイッチング信号は、反転され、また前記第１スイッチング信号と比べて、スイッチング周波数の半周期の奇数倍だけ遅延され、前記遅延によって前記少なくとも１つのヌルスペクトルを生成させる、前記反転遅延回路と、
   が含まれる回路。
2. 請求項１に記載の回路であって、更に、
   前記第１スイッチング信号を前記差動出力スイッチング増幅器の第１入力部に供給するための第１出力部と、
   前記第２スイッチング信号を前記差動出力スイッチング増幅器の第２入力部に供給するための第２出力部と、
   が含まれる回路。
3. 請求項１に記載の回路であって、更に、
   前記入力信号を受信し、フィルタ処理するために接続され、また、前記フィルタ処理された入力信号を前記変調変換回路に供給するために接続された補償フィルタ回路が含まれ、
   前記第１スイッチング信号は、前記フィルタ処理された入力信号から生成される、回路。
4. 差動出力スイッチング増幅器において少なくとも１つのヌルスペクトルを生成するための方法であって、
   入力信号を受信する段階と、
   前記差動出力スイッチング増幅器の第１入力部に対する第１スイッチング信号を前記入力信号から生成する段階であって、前記第１スイッチング信号は、所定のスイッチング周波数を有する前記段階と、
   前記差動出力スイッチング増幅器の第２入力部に対する第２スイッチング信号を前記第１スイッチング信号から生成する段階であって、前記第２スイッチング信号は、反転され、また、前記第１スイッチング信号と比べて、スイッチング周波数の半周期の奇数倍だけ遅延され、前記遅延によって、前記少なくとも１つのヌルスペクトルを生成させる、前記段階と、
   が含まれる方法。

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