KR20120028295A - 저소모 증폭기 - Google Patents

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Abstract

저소모, 저왜곡 증폭기는, 특히, 드라이버 및 메인 출력단의 출력에서 드라이버단의 입력 사이에 피드백 경로를 제공하는 다수의 임피던스 네트워크와 함께, 드라이버 증폭기단 및 메인 출력단을 포함한다. 임피던스 네트워크는 또한 드라이버 및 메인 출력단의 출력에서 부하 사이에 결합 경로를 제공한다. 임피던스 네트워크는 모두 저항, 커패시터, 또는 이들의 네트워크 조합으로 형성될 수 있다. 부하에서 드라이버단 사이에 추가적인 피드백 경로가 부가되어 저주파에서 주파수 응답을 평평하게 할 수 있다. 드라이버 및 메인 출력단은 각기 클래스 AB 및 B 모드에서, 및/또는 클래스 G 또는 H 모드에서 동작될 수 있다. 드라이버 및 메인 출력단 사이에는 중간 증폭기 드라이버단이 부가될 수 있다.

Description

저소모 증폭기{LOW DISSIPATION AMPLIFIER}
관련 출원 정보
본원은 2009년 2월 25일 출원된 미국 가출원 제61/155,382호(대리인 사건 번호 157835-0041)의 이익을 주장하며, 이 가출원은 본 명세서에서 충분히 기술되듯이 참조문헌으로 인용된다.
본 발명의 분야는 일반적으로 증폭기에 관한 것으로, 특히, 콤팩트한 증폭기에서의 왜곡 및 전력 소모를 최소화하는 개선된 방법에 관한 것이다.
증폭기는 오디오 신호 처리, 비디오 처리, 통신, 제어 시스템, 위성 등을 포함하여 많은 응용에 사용된다. 증폭기는 그 전력 소모 특성에 기초하여 클래스 A, B, AB, D, G 또는 H를 포함하는 하나 이상의 카테고리로 분류될 수 있다. 증폭기 분류를 달리하는 일반적인 배경은, 예를 들어, 알.보토니 등(R. Bortoni, et al.)의 "Analysis, Design and Assessment of Class A, B, AB, G and H Audio Power Amplifier Output Stages Based on MATLAB？ Software," 110th Convention of Audio Enginnering Society(AES), 2001년 5월 12-15일, pp. 1-14, 및 "Audio Power Amplification," J.Audio Eng. Soc., Vol.54, No. 4, 2006년 4월, pp. 319-323에서 찾아볼 수 있으며, 이 두 공개 문헌은 본 명세서에서 충분히 기술되듯이 참조문헌으로 인용된다.
클래스 A 증폭기는 비교적 큰 대기 전력(standing power)량을 필요로 하는 것으로 알려져 있어 비효율적이며 따라서 저 전력 소모를 필요로 하는 많은 응용에서 바람직하지 않다. 클래스 B 증폭기는 대기 전력 소모가 매우 낮을 수 있지만 왜곡을 발생시킨다. 클래스 AB 증폭기는 전술한 두 증폭기의 중간(somewhere) 정도인 것으로, 바이어스 전류를 이용하여 클래스 B 증폭기에 내재하는 왜곡을 저감시켜 준다. 클래스 AB 증폭기는 바이어스 전류로 인해 클래스 B 증폭기보다 전력 소모가 높다.
기기가 소형화됨에 따라, 증폭기는 점차 패키징 크기를 줄일 수 있는 역량을 제한시킨다. 증폭기 효율이 불가피하게 제한되면 증폭기의 과열을 방지하기 위해 전력 소모는 히트싱크에 의해 소산되어야 하지만, 대형 히트싱크는 패키징 공간량을 과도하게 차지할 수 있다. 그 효율을 표준 클래스 AB 증폭기 디자인의 효율보다 향상시키는 기술이 존재하고 있어, 히트싱크 요건을 감소시켜 주지만, 이러한 접근법에서는 종종 증폭기의 대역폭, 노이즈 또는 왜곡 성능을 절충해야 한다.
증폭기 시스템의 전력 소모에는 적어도 두 가지 면이 존재한다. 첫 번째는 흔히 아이들 또는 대기 소모, 즉, 증폭기가 부하에 전력을 전달하지 않을 때 소모되는 전력으로 알려져 있다. 통상적인 선형 증폭기에 따르면, 이러한 대기 소모는 증폭기에 인가되는 바이어스 전류를 포함하는 것으로, 주로 증폭기의 드라이버 및 출력단에 집중되고 일반적으로 통상적인 증폭기 디자인에서는 크로스오버 왜곡을 최소화하기 위해 필요하다. 8옴(Ω) 부하의 공칭 100와트(Watt) 사인파 전력 용량의 고성능 오디오 전력 증폭기에서, 예를 들어, 아이들 전류는 채널 당 약 100-200 정도의 밀리-암페어(the order of 100-200 milli-amps)일 수 있다. 전형적으로 +/- 45볼트의 대기 전원 전압에서, 이러한 아이들 전류는 채널 당 대략 9-18와트의 아이들 전력 소모를 야기한다. 이것은 스테레오 증폭기에서는 중요한 문제가 될 수 있지만, 다중 채널 증폭기에서는 증폭기의 개수가 증가할수록 아이들 소모가 빠르게 과도해지므로 훨씬 더 큰 문제가 된다.
가정용 오디오 증폭기의 경우, 대형 히트싱크는 대개 전력을 소산하고 전원 장치의 온도를 낮게 유지하는데 사용될 수 있지만, 자동차 엔터테인먼트 시스템과 같은 크기가 제한된 응용에서는 히트싱크의 크기 및 무게가 허용될 수 없다.
증폭 시스템의 아이들 전류는 일반적으로 생산시에 왜곡 성능을 최적화하도록 설정되어야 하며, 따라서 생산 비용을 증가시킨다. 아이들 전류 요건은 또한 온도 및 수명에 따라 변경될 수 있다. 따라서, 시간이 지남에 따라 또는 장시간 사용 후, 증폭기 출력의 품질은 떨어질 수 있다.
아이들 전력 소모 문제에 부가하여, 증폭기는 때때로 신호를 부하에 전달할때 동적 소모라고 지칭되는 소모를 추가로 발생한다. 실제로, 공칭 100와트 용량의 선형 전력 증폭기는 사인파 신호를 부하에 전달할 때 최악의 경우 40와트를 소모할 수 있다. 음악이 증폭기의 오디오 소스인 경우, 이 수치는 음악이 사인파보다 더 높은 파고율(crest factor)을 가지므로 더 낮지만, 여전히 채널 당 30와트에 근접할 수 있다.
선형 증폭기의 아이들 전력 소모 및 동적 전력 소모 모두를 줄이기 위해 다양한 기술이 채용되어 왔다. 아이들 전력 소모를 줄이는데 사용될 수 있는 한가지 기술은 출력단의 바이어스 전류를 감소시키는 것이다. 그러나, 이것은 증폭기 주위의 통상적인 음의 피드백(negative feedback)으로 근절하기가 어려운 크로스오버 왜곡의 증가를 야기한다. 또한, 이러한 기술은 동적 전력 소모에 거의 영향을 미치지 않는다.
아이들 및 동적 소모 둘 다를 줄여줄 수 있는 다른 접근법은 '클래스 G' 증폭기 구성을 이용하는 것이다. 이와 같은 '클래스 G' 명명법은 통상 히타치(Hitachi)("Highest Efficiency and Super Quality Audio Amplifier Using MOS Power FETs in Class G Operation," IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-24, No. 3, 1978년 8월 참조)의 것으로 여겨지고 있지만, 그 기본적인 기술은 이전에 설명된 것으로 보인다(예를 들면, 미국 특허 제3,622,899호 참조). '클래스 G' 증폭기 구성은 신호를 부하에 구동할 때 전원 장치에 대한 전압을 감소하도록 보장하여 동적 전력 소모도 줄여주면서 아이들 상태하에서 출력 장치에 대한 전압을 낮게 유지시켜 준다. 따라서 아이들 및 동적 전력 소모는 모두 저감된다. 그러나, 전력 레일(power rails) 간 출력 장치의 스위칭은 종종 왜곡으로 보이는 출력 파형에 글리치(glitches)를 야기한다. 이러한 글리치는 상당히 높은 주파수 에너지를 가지므로 음의 피드백으로 보정하기 어렵다. 디자인을 용의주도하게 하면 이러한 영향을 줄여줄 수 있지만 이를 제거할 수 없고 고주파 동적 전력 소모를 증가시키는 경향이 있다.
증폭기 소모를 줄여주는 대안의 방식은 스위칭 증폭기, 특히 소위 '클래스 D' 아키텍처를 구현하는 것이다. 이러한 디자인에 따라, 선형 증폭기는 고성능 오디오 증폭기의 경우 전형적으로 수백 킬로헤르츠에서 동작하는 전력 스위치로 대체된다. 비록 실제로 스위칭 손실 및 출력 필터 손실이 실제 효율을 상당히 줄여줄지라도, 저항성 부하에 대한 이러한 디자인의 공칭 효율은 이론상 매우 높을 수 있다. 스위칭 주파수가 높으면 상당한 EMI 문제를 유발하고 이는 이후에 전원 공급장치 및 출력 라인과의 결합을 막기 위해 부피가 큰(bulky) 인덕터뿐만 아니라, 방사를 막기 위해 신중한 차폐(screening)를 필요로 한다. 이와 같은 추가는 기본적인 증폭기 컴포넌트가 작고 저가일 수 있지만, 유도성 컴포넌트 및 필터 컴포넌트의 필요성으로 인해 전체 크기가 상당히 커지고 더 고가가 됨을 의미한다. 더욱이, 스위칭을 연속적으로 하면 동적 스위칭 손실 및 스위칭 신호를 발생하는데 사용되는 펄스 폭 변조(PWM) 프로세스로 인해 상당한 아이들 전류를 유발하여 선형 증폭기와 비교하여 왜곡 성능을 악화시킨다.
클래스 D 증폭기의 일예는 네덜란드에 본사가 있는 기업인 NXP 세미컨덕터(NXP Semiconductors)에서 입수가능한 TDF8590TH라는 모델의 증폭기이다. 이 증폭기가 8옴 부하에 공칭 100와트 사인파 전력을 제공하도록 구성되면, 아이들 소모는 4와트/채널을 초과한다. 전체 고조파 왜곡률(THD)은 10와트 출력 이상의 모든 레벨에서 10kHz에서 0.1%이상이고 더 높은 출력 레벨에서 크게 상승하고 - 심지어 이 수치는 측정 기기의 잔여 스위칭 주파수 성분의 영향을 제거하는 AES17 필터의 사용으로 인해 실제 왜곡을 과소평가한 것이다. 변조간 왜곡(IMD) 성능은 잘 설계된 선형 증폭기보다 훨씬 더 악화된다. 또한 출력 인덕터는 일반적으로 이들이 다른 왜곡을 포화하거나 발생하지 않도록 하기 위해 대형이어야 하며, 전형적으로 전체 회로 및 패키지 소형화에 장애가 되는 4 내지 5 입방 센티미터이다.
따라서 전력 소모를 낮게 하면서 쉽게 소형화될 수 있는 증폭기 토폴로지의 필요성이 존재한다. 또한 낮은 아이들 및 동적 전력 소모 레벨을 제공할 수 있고, 바이어스 설정을 필요로 하지 않고, 또한 EMI 또는 필터링용의 인덕터가 필요치 않는 증폭기가 필요하다. 또한 매우 낮은 왜곡 레벨을 전달하는 증폭기가 필요하다.
하나 이상의 실시예에 따르면, 다음과 같은 특징, 즉, 왜곡 저감 토폴로지; 클래스 AB 드라이버단; 전류 보호 메커니즘; 특히 클래스 G 또는 클래스 H 증폭기로서 구성될 때 왜곡 저감; 및 내포(nested) 왜곡 저감 아키텍처 중 하나 이상을 포함할 수 있는 전력 증폭기 시스템 및 방법이 제공된다.
하나 이상의 실시예의 일 양태에 따르면, 저전력, 저왜곡 증폭기는 드라이버단으로 구성되거나 상기 드라이버단을 포함하는 제1 증폭기, 및 메인 출력단으로 구성되거나 상기 메인 출력단을 포함하는 제2 증폭기를 포함하고, 상기 메인 출력단은 상기 제1 증폭기 및 상기 제2 증폭기의 출력에서 상기 제1 증폭기의 입력 사이에 피드백 경로, 상기 제2 증폭기의 출력에서 부하 사이에 제1 결합 경로, 및 상기 제1 증폭기의 출력에서 상기 부하 사이에 제2 결합 경로를 제공하는 다수의 임피던스 네트워크를 갖는다. 상기 임피던스 네트워크는 저항, 커패시터, 또는 이들의 네트워크 조합일 수 있다. 상기 부하에서 상기 제1 증폭기의 입력 사이에 추가적인 피드백 경로가 제공될 수 있다. 또한 상기 제1 증폭기 및 상기 제2 증폭기 사이에 하나 이상의 중간 증폭기단(들)이 배치될 수 있다.
하나 이상의 실시예의 다른 양태에 따르면, 입력 소스 신호를 증폭하는 방법은 제1 증폭기에서 상기 입력 소스 신호를 수신하고 이를 통해 드라이버 신호를 발생시키는 단계; 상기 드라이버 신호를 메인 출력단으로서 작용하는 제2 증폭기의 입력에 제공하는 단계; 상기 제1 증폭기를 클래스 AB 또는 저전력 소모 모드에서 동작시키는 단계; 상기 제2 증폭기를 클래스 B, 클래스 G 클래서 H 및/또는 저전력 소모 모드에서 동작시키는 단계; 및 상기 제1 및 제2 증폭기의 출력에서 상기 제1 및 제2 증폭기의 입력 사이에 그리고 부하 사이에 선택적 결합 또는 피드백 연결을 제공하여 상기 제1 및 제2 증폭기의 동작을 이들 각각의 모드에서 유지시키는 단계를 포함한다.
본 명세서에서 개시된 바와 같은 하나 이상의 실시예의 또 다른 양태에 따르면, 저전력, 저왜곡 증폭기는 클래스 AB 모드에서 동작하도록 바이어스된 드라이버단, 저전력 소모 모드에서 동작하는 메인 출력단, 및 상기 증폭기가 저왜곡을 제공하고 광범위한 주파수에 걸쳐 실질적으로 일정한 주파수 응답을 유지하도록 종속접속된 다수의 단(a plurality of cascaded stages) 또는 부하의 출력 및 입력 사이에 피드백 경로 또는 결합을 제공하는 다수의 임피던스 네트워크를 갖는 상기 종속접속된 단을 포함한다. 상기 저전력 증폭기는 매우 낮은 대기 및 동적 전력 소모를 갖도록 구성될 수 있다.
특정 실시예 또는 변형예에 따르면, 상기 제1 증폭기는 클래스 G 또는 클래스 H 모드에서 동작할 수 있다.
다른 실시예, 대안예 및 변형예 또한 본 명세서에서 기술되거나 첨부의 도면에서 예시된다.
도 1은 종래 기술에서 공지된 바와 같은 통상적인 선형 증폭기의 일반적인 개략도이다.
도 2는, 특히, 본 명세서에서 개시된 일 실시예에 따른 임피던스 네트워크의 구성을 도시하는 증폭기의 개략도이다.
도 3은 도 2의 증폭기와 유사하지만, 추가적인 피드백 루프를 갖는 증폭기의 다른 실시예의 개략도이다.
도 4는 특정한 부하 파라미터하에서, 본 명세서에 개시된 원리에 따라 구축된 증폭기에 의해 성취될 수 있는 왜곡 파라미터의 일예를 도시하는 그래프이다.
도 5는 증폭기 다단 기술을 이용한 또 다른 증폭기 디자인의 블록도이다.
도 6은 본 명세서에서 개시된 여러 실시예에 따른 증폭기 디자인의 또 다른 예를 예시하는 블록도이다.
도 7a는 본 명세서에서 개시된 여러 실시예에 따라 사용될 수 있는 것으로서 종래 기술에서 공지된 바와 같은 전류 제한 회로의 개략도이며, 반면에 도 7b는 대안의 전류 제한 회로의 개략도이다.
도 8a 및 도 8b는 여러 증폭기 디자인의 주파수 응답을 비교하는 도면이다.
하나 이상의 실시예에 따르면, 저전력 증폭기는 적어도 드라이버단으로 구성되거나 드라이버단을 포함하는 제1 증폭기, 및 아이들 전력을 거의 필요로 하지 않고, 또한 활성 상태일 때 동적 전력을 거의 소모하지 않는 동작 모드로 바이어스된 메인 출력단으로 구성되거나 메인 출력단을 포함하는 제2 증폭기를 갖는 것으로 제공된다. 다수의 임피던스 네트워크는, 특히, 제1 증폭기 및 제2 증폭기의 출력에서 제1 증폭기 사이에 피드백 경로를 제공하여, 부분적으로 저 증폭기가 왜곡을 방지할 수 있는 기능을 가능하게 한다. 또한 임피던스 네트워크는 메인 출력단을 포함하여 제2 증폭기의 출력에서 부하 사이에 결합 경로, 및 드라이버단 증폭기를 포함하여 제1 증폭기의 출력에서 부하 사이에 다른 결합 경로를 제공할 수 있다. 임피던스 네트워크는 바람직하게 저항, 커패시터, 또는 이들의 네트워크 조합이다.
또한 부하에서 상기 제1 증폭기의 입력 사이에 추가적인 피드백 경로가 제공될 수 있다. 추가적인 피드백 경로는 로우 패스 필터 더욱 상세하게는 두 개의 저항과 하나의 커패시터로 된 T-네트워크를 포함할 수 있으며, 저주파에서 증폭기의 주파수 응답을 평평하게 하는데 도움을 줄 수 있다. 또한 드라이버단 증폭기 및 메인 출력단 사이에 중간 증폭기단이 추가되어 융통성 및 왜곡 저감을 추가로 제공할 수 있다.
비록 전력 소모가 중요하지 않은 일부 실시예에서, 예를 들어, 디자인을 단순하게 하거나, 나아가 (필요하다면) 왜곡을 줄여주기 위해서나, 또는 다른 이유로 증폭기 중 하나 또는 둘 다가 고전력 소모 모드에서 동작할 수 있을지라도, 제1 및 제2 증폭기 둘 다는 저전력 소모 모드에서 동작된다. 본 명세서에서 사용된 바와 같은 저전력 소모 모드 또는 저소모 모드는 일반적으로 대기 또는 아이들 전류 소모가 낮게 유지되는 그러한 동작 모드를 포함하며, 따라서 일반적으로 특정 구성에서 클래스 B, G 및 H 모드, 및 잠재적으로 AB 모드를 포함할 것이다.
일예로서, 드라이버 증폭기단을 포함하는 제1 증폭기는 클래스 AB 모드에서 동작될 수 있으며, 반면에 메인 출력단을 포함하는 제2 증폭기는 클래스 B 및/또는 클래스 G 또는 H 모드에서 동작될 수 있다. 따라서, 증폭기의 전체 전력 소모는 매우 낮게 유지될 수 있다. 제2 증폭기는 대안으로 전력 소모를 증가시키면서 클래스 AB 모드에서 동작되어 왜곡을 훨씬 더 낮출 수 있다. 다른 예로서, 제1 및 제2 증폭기 둘 다는 클래스 G 모드에서 동작될 수 있거나, 또는 둘 다 H 모드에서, 또는 하나는 클래스 G 모드에서 그리고 다른 하나는 클래스 H 모드에서 동작될 수 있다. 따라서 본 명세서에서 개시되고 교시된 신규한 증폭기 디자인은 동작 모드 선택 및 전체 디자인 구성 측면에서 상당한 융통성 및 다양성을 제공한다. 이러한 증폭기 디자인은 매우 낮은 전력 소모, 매우 낮은 왜곡, 콤팩트한 구조 등, 또는 이들의 조합을 포함하는 특정한 목적에 적합할 수 있다.
도 1은 종래 기술에서 공지된 바와 같은 통상의 선형 증폭기(100)의 일반적인 개략도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 선형 증폭기(100)는 입력단(110), 드라이버단(120), 및, 예를 들어, 양전압 및 음전압 레일(130, 135)(도 1에서 +V 또는 -V라고도 표시됨)에 결합된 한 쌍의 트랜지스터(131 및 132)(도 1에서 Q1 및 Q2라고도 표시됨)를 포함할 수 있는 출력단(150)을 포함한다. 입력단(110), 드라이버단(120), 및 출력단(150)은 직렬 구성으로 연결된다. 입력단(110)은 입력 신호원(105)으로부터 입력 신호(106)를 수신한다. 출력단 트랜지스터(Q1, Q2)는 통상 전압원(128)(Vb라고도 표시됨)에 의해 클래스 B 또는 클래스 AB 동작으로 바이어스된다. 도 1에서 단일 트랜지스터로 도시되어 있지만, 출력단 트랜지스터(Q1 및 Q2)는 단일 트랜지스터, 복합 트랜지스터 구성 또는 FET와 같은 다른 형태의 회로로 구현될 수 있다. 출력단(150)은 증폭된 출력 신호(140)를 부하(145)(도 1에서 임피던스로 표시됨)에 제공한다.
또한 도 1에서, 피드백 커패시터(124)(도 1에 Z2로도 표시됨)는 6dB/옥타브 롤오프(roll-off)를 증폭기(100)의 개방 루프 주파수 응답에 도입하여 안정성을 확보하면서 드라이버단(120) 주위에 로컬 피드백을 적용한다. 드라이버단(120)은 전형적으로 클래스 A 동작으로 바이어스된다. 입력단(110)은 전형적으로 상호컨덕턴스(transconductance)단으로 구현된다. 추가적인 저항(115 및 112)(도 1에서 R4 및 Rg라고도 표시됨)은 전체 증폭기 주위에 전체적으로 음의 피드백을 제공한다.
전술한 바와 같이, 이와 같은 일반적인 형태의 증폭기는 통상 클래스 AB 동작으로 바이어스될 때 아이들 및 동적 소모 성능이 열악하고, 클래스 B 동작으로 바이어스될 때 왜곡 성능이 열악하다. 소모는 클래스 G 모드에서 동작하여 저감될 수 있지만, 많은 왜곡 메커니즘들이 도입되어 통상의 음의 피드백을 통해 해결하기가 어렵다.
본 명세서에서 개시되고, 예를 들어 도 2와 관련하여 설명된 바와 같은 하나 이상의 실시예에 따르면, 왜곡은 다른 임피던스 네트워크(Z1)를 도입하면서 임피던스 네트워크(Z3)를 통해 이득/드라이버단(X1)에서 출력 사이에 신호 경로를 제공함으로써 도 1의 통상의 선형 증폭기에 비해 상당히 감소된다. 도 2는 본 명세서에서 개시된 바와 같은 일 실시예에 따른 신규한 증폭기 디자인의 개략도로, 일예로서 유용한 임피던스 네트워크 구성 및 다른 증폭기 회로를 예시한다. 도 2에서, 증폭기(200)는, 특히, 이득/드라이버단(210)(도 2에서 X1라고도 표시됨) 및, 예를 들어, 도 1과 유사하게, 양전압 및 음전압 레일(+V 및 -V)(도 2에 도시되지 않음)에 결합된 한 쌍의 트랜지스터(231 및 232)(도 2에서 Q1 및 Q2라고도 표시됨)를 포함할 수 있는 출력단(250)을 한다. 이득/드라이버단(210)은 입력 신호원(205)으로부터 입력 신호(206)를 수신한다. 도 2에서 도 1에서와 같이 그리고 본 명세서에서 설명되는 다른 모든 실시예에서와 같이 단일 트랜지스터로 도시되지만, 출력단 트랜지스터(Q1 및 Q2)는 단일 트랜지스터, 복합 트랜지스터 또는 FET와 같은 다른 형태의 회로로 구현될 수 있다. 출력단(250)은 증폭된 출력 신호(240)를 부하(245)(도 2에서 임피던스로 표시됨)에 제공한다.
보다 일반적으로, 이득/드라이버 단(210)은, 개념상 도 2에서 단일 증폭기로서 도시되지만, 다수의 증폭기단으로 구성될 수 있거나 또는 더 큰 증폭기 블록 중 일부로 포함될 수 있다. 마찬가지로, 출력단(250)은, 주로 트랜지스터(Q1 및 Q2)로 구성되는 것으로 도시되지만, 하나 이상의 단을 포함할 수 있는 더 큰 증폭기 블록의 일부로 포함될 수 있거나, 또는 바이어스 컴포넌트, 보호 소자, 및 간략함을 위해 도 2에 상세히 도시되지 않은 다른 통상의 특징부를 포함하는 것으로 또한 이해될 것이다. 당업자라면 증폭기(200)의 이득/드라이버단(210) 및 출력단(250)을 구현하는 데에는 많은 다른 방식이 있음을 인식할 것이다.
전술한 바와 같이, 이득/드라이버단(210)의 출력 및 부하(245) 사이에 임피던스 네트워크(290)(도 2에서 Z3라고도 표시됨)가 제공된다. 출력단(250) 및 부하(240) 사이에 다른 임피던스 네트워크(280)(도 2에서 Z1이라고도 표시됨)가 제공된다. 이득/드라이버단(210)의 출력과 이득/드라이버단(210)의 차동 입력 중 하나 사이에 또 다른 임피던스 네트워크(270)(도 2에서 Z2라고도 표시됨)가 제공된다. 출력단(250)과 이득/드라이버단(210)의 동일한 차동 입력 사이에 제4 임피던스 네트워크(260)(도 2에서 Z4라고도 표시됨)가 제공된다. 임피던스 네트워크(260 및 270)는 다른 임피던스 네트워크(212)(도 2에서 Zg라고도 표시됨)를 통해 접지(또는 어떤 다른 기준 전위)에 결합된다.
도 2의 예에서, 임피던스 네트워크(290)는 병렬로 연결된 커패시터(291) 및 저항(292)으로 구현된다. 임피던스 네트워크(280)는 저항(281)으로 구현된다. 또한 임피던스 네트워크(270)는 저항(271)으로도 구현된다. 임피던스 네트워크(260)는 직렬로 연결된 저항(262) 및 커패시터(261)로 구현된다.
임피던스 네트워크(Z1, Z2, Z3, Z4)가 Z1(s)ㆍZ2(s) = Z3(s)ㆍZ4(s) 관계를 충족시키도록 이들의 값을 선택하면, 증폭기(200) 왜곡은 도 1에 도시된 형태의 표준 피드백 증폭기와 비교하여 상당히 저감될 수 있다. 전술한 바와 같이, 비록 다른 등가의 임피던스 네트워크가 사용될 수 있을지라도 본 예에서 임피던스 네트워크(Z1)는 저항으로 구현되는 것이 바람직하고, 임피던스 네트워크(Z2)는 커패시터로 구현되는 것이 바람직하고, 임피던스 네트워크(Z3)는 저항 및 커패시터를 병렬로 결합하여 구현되는 것이 바람직하고, 그리고 임피던스 네트워크(Z4)는 저항 및 커패시터를 직렬로 결합하여 구현되는 것이 바람직하다. 임피던스 네트워크(Z3)의 시상수는 바람직하게 임피던스 네트워크(Z4)의 시상수와 일치한다. Z3의 임피던스가 용량성이되는 주파수 이하의 저주파에서, 임피던스 네트워크(Z3)는 본질적으로 저항성으로 나타나고 임피던스 네트워크(Z4)는 용량성으로 나타난다. 임피던스 네트워크(Z3)의 존재로 인해 드라이버단에 의해 임피던스 네트워크(Z3)를 통한 부하 출력 연결부와의 출력 단(250)의 크로스오버 니(crossover knee)가 약화된다.
최대의 왜곡 저감을 얻기 위해, 임피던스 네트워크(Z4)는 Z2:Z4라는 임피던스 비율이 Z3:Z1과 같도록 본질적으로 용량성인 것이 바람직하다. 그러나, 이것은 출력단(250) 주위의 피드백 루프의 개방 루프 이득이 주파수에 따라 더 이상 저하되지 않음을 의미한다. Z4 내에 직렬 저항을 포함하면 주파수에 따른 이득 저하를 Z4가 용량성으로 나타나지 않도록 하고 본질적으로 저항성이 되는 중단점(breakpoint) 이상으로 회복시켜 준다. 임피던스 네트워크(Z4) 내 저항(262)은 안정성을 보장하는 단일 루프 이득 주파수를 설정하도록 선택된다.
충분한 왜곡 저감을 유지하기 위하여, 임피던스 네트워크(Z3)는 고주파에서 본질적으로 용량성으로 나타나도록 이루어져야 하며; 따라서 임피던스 네트워크(Z3 및 Z4)의 시상수가 일치하도록 이루어져야 한다. 일반적으로 임피던스 네트워크(Z3 및 Z4)의 컴포넌트의 시상수는 자유롭게 선택된다. 그러나, 시상수가 클수록, 임피던스 네트워크(Z3) 내 커패시터는 더 커야 하고, 고주파에서 이득/드라이버단(210)(즉, X1)으로부터 유도되는 전류는 더 커야 한다. 증폭기(200)의 크기를 최소화하기 위해, 임피던스 네트워크(Z3 및 Z4)의 시상수는 낮게 유지되어야 한다.
임피던스 네트워크들은 임피던스 네트워크 내에 기생 소자가 존재하여도 균형을 이룰 것이다. 예를 들면, 저항(281)과 직렬인 기생 인덕턴스는 적절한 값의 저항을 커패시터(291)와 직렬로 배치함으로써 균형을 이룰 수 있다. 도 2의 예에서 반영된 바와 같이, 임피던스 네트워크(Z1-Z4)의 모든 컴포넌트는 저항, 커패시터 또는 이들의 조합(기생 소자 제외)으로 실현될 수 있다. 이러한 디자인 접근법은 매우 콤팩트한 증폭기 패키지를 얻을 수 있다. 이와 같은 문맥에서 용어 "저항"은 적용가능한 동작 주파수 범위 전체에 걸쳐 실질적으로 일정한 임피던스 관계를 나타내는 모든 저항성 소자를 포함하지만, 전형적으로 반드시 통상의 이산 저항 컴포넌트를 포함하지는 않을 것이다.
도 2의 임피던스 네트워크의 선택 및 구성 그 자체는 적절히 이루어지지만 개선될 수 있다. 예를 들면, 임피던스 네트워크(Z4) 내 직렬 커패시터(262)를 포함하는 것은 소자(261 및 262)의 직렬 저항/커패시터 조합으로 형성된 차단 주파수(break frequency) 이하에서, 주파수가 감소함에 따라 6dB/옥타브에서 전체 증폭기(200)의 폐루프 이득이 증가함을 의미한다. 부가적으로, 임피던스 네트워크(Z2 및 Z4) 및 이득/드라이버단(210)의 구성으로 인한 트랜지스터(Q1, Q2) 주위의 개방 루프 이득은 통상적인 피드백 증폭기에서처럼 주파수가 감소함에 따라 6dB/옥타브로 상승하기보다는 저주파수에서 일정하게 된다. 따라서, 음의 피드백에 의한 트랜지스터(Q1 및 Q2) 주위의 왜곡 저감은 이와 같이 임피던스 네트워크를 선택하는 통상의 증폭기와 비교할 때 저하될 것이다. 임피던스 네트워크(Z3)를 증폭기(20)에 포함함으로써 여전히 추가적인 왜곡 저감이 성취될 것이지만, 아래에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이 아직 향상될 여지가 있다. 또한, 증폭기(200)의 출력 저항은 임피던스 네트워크(Z1 및 Z3)를 병렬로 결합한 것과 대략 동일하다. 제1 임피던스 네트워크(Z1)가 저항으로 구현된 경우, 저주파에서 증폭기(200)의 출력 저항은 대체로 도 1에 예시된 바와 같은 완전히 통상적인 피드백 증폭기의 경우보다 크다.
도 3은 도 2의 기본적인 증폭기 디자인에서 왜곡 성능 및 폐루프 응답에 대한 다른 개선이 어떻게 이루어질 수 있는지를 예시한다. 도 3에서, 3xx로 표시된 소자들은 대체로 도 2에서 2xx로 표시된 유사 소자들과 일치한다. 도 3에서, 증폭기(300)는 입력 신호원(305)으로부터 입력 신호(306)를 수신한다. 도 2의 증폭기(200)와 유사하게, 도 3의 증폭기(300)는 이득/드라이버단(310), 트랜지스터(331 및 332)(Q1 및 Q2라고도 표시됨)를 포함하는 출력단(350), 및 임피던스 네트워크(360, 370, 380 및 390)(도 3에서 Z4, Z2, Z1 및 Z3이라고도 표시됨)를 포함한다. 저항(352, 353)(도 3에서 R5, R6이라고도 표시됨) 및 커패시터(354)(도 3에서 C7이라고도 표시됨)를 포함하는 네트워크(356)는 증폭기(300)에 부가되어 추가적인 피드백 루프를 형성한다. 이 피드백은 비록 임피던스 네트워크(Z2 및 Z4)에 기초하는 기존의 피드백 루프와 동일한 이득/드라이버단(310)의 피드백 입력 단자에 제공될지라도 직접적으로 출력단(350)이라기 보다는 증폭기(300)의 최종 출력(340)으로부터 취한 것이다. 이것에도 불구하고, 이와 같은 추가적인 피드백 루프의 연결은 최대의 왜곡 저감에 필요한 조건을 뒤엎지는 못한다.
다른 저항성 피드백 경로를 도 2의 증폭기 구성에 단순히 부가하면 추가적인 피드백 루프가 도 2의 폐루프 시스템 주위에 배치되므로 대체로 주파수 응답이 평평하지 않게 될 것이며, 폐루프 이득은 증폭기의 최종 폐루프 응답이 확실하게 도 2의 폐루프 이득값과 독립적이도록 충분히 크지 않다. 그러나, 추가적인 피드백 네트워크(356)가 임피던스 네트워크(Z3 및 Z4)의 중단점 주파수와 매칭하는 차단 주파수를 갖고 적절한 이득을 갖는 로우 패스 필터를 갖도록 설계함으로써, 전체 증폭기(300)는 평평한 응답을 갖도록 설계될 수 있다. 따라서 도 2의 증폭기 시스템의 상승하는 저주파 응답은 도 3의 디자인 추가에 의해 완전히 보상된다.
또한 피드백 네트워크(356)를 부가하여 제공되는 도 3의 추가적인 피드백 루프는 저주파에서 왜곡을 추가로 저감하여, 도 2의 증폭기 구현예의 절충된 저주파 왜곡 성능을 보상한다. 또한, 이와 같은 추가적인 피드백 루프는 이러한 피드백이 부하(345) 양단에서 직접 취하고 그래서 임피던스 네트워크(Z1)가 이 피드백 루프 내에 있기 때문에 저주파에서 증폭기의 출력 임피던스 또한 저감한다.
추가적인 전체 주파수 의존성 피드백 루프가 증폭기(300)의 출력 임피던스를 저하시키면 브리지 임피던스 네트워크(Z1)는 임피던스 네트워크(Z1)의 저항(381) 내 전력 손실의 제한 내에서, 그렇지 않은 경우 가능한 것보다 더 높은 임피던스를 갖게 되며; 따라서, 소자(Z3)의 임피던스는 병렬 커패시턴스의 값을 저하하도록 유사하게 증가될 수 있으며 이득/드라이버단(310)에서 제공받은 고주파 전류를 수반한다.
임피던스 네트워크(Z1-Z4)의 커패시터 및 저항값의 이용가능한 선택은 도 3의 증폭기 디자인에 사용되는 커패시터 및 저항값들이 정밀한 제조 허용오차(close manufacturing tolerances)로 쉽게 얻을 수 있으므로 고주파 범위에서 균형이 더 정확하게 성취될 수 있음을 의미한다. 임피던스 네트워크(Z3) 내 커패시터(391) 양단에 나타나는 전압은 아주 작으므로(이것은 단지 출력단에서의 이득/에러 손실에 출력 전류 곱하기 Z1의 임피던스의 결과를 더한 것이다) 커패시터(391)의 전압 요건이 낮다면 그 패키지 크기 또한 그에 맞게 작아, 증폭기(300)의 소형화가 가능해진다. 도 3에 도시된 디자인을 이용한 다수의 증폭기는 인덕터가 균형을 이루지 못하면 증폭기들 사이에서 자기 결합의 가능성이 낮다는 것을 의미하므로 임피던스 네트워크 간에 상호작용을 거의 하지 않고 근접 배치될 수 있다.
추가적인 임피던스 네트워크(Z1, Z3 및 Z4) 및 추가적인 피드백 네트워크(356)에 의해 제공된 추가적인 피드백 루프를 이용하면 증폭기(300)의 고주파 왜곡이 통상의 피드백 증폭기보다 크게 낮아져서 출력단(350)은 여전히 크로스오버 왜곡을 방지하면서 잠재적으로, 예를 들어, 클래스 B 모드에서 동작될 수 있다. 따라서, 통상의 증폭기 출력단을 클래스 AB 모드로 바이어스하는데 필요한 대기 전류(quiescent current)로 인해 통상 발생되는 아이들 전력 소모는 도 3의 디자인에 의해 제거된다. 이것은 증폭기(300)의 이득/드라이버단(310)이 높은 아이들 전류 드레인을 갖는 것이 필요한 경우 사용이 제한될 수 있다. 그러나, 이 예에서 이득/드라이버단(310)은 트랜지스터(Q1 및 Q2)에 기초한 메인 출력단(350)보다 훨씬 낮은 전력에서 동작하며, 그래서 이득/드라이버단(310)은 선형의, 고속 출력 소자(트랜지스터 Q1 및 Q2)를 갖는 클래스 AB 출력단(350)으로 구성될 수 있으므로 메인 출력단(350)에 비해 여전히 저왜곡으로 동작할 수 있다. 따라서 이득/드라이버단(310)에서 소모 또한 매우 낮을 수 있다.
저전력 클래스 AB 출력단을 이득/드라이버단(310) 내에 내부적으로 포함함으로써, 이득/드라이버단(310)의 클래스 AB 동작에 의해 에러 신호에 포함된 왜곡은 크게 작아질 수 있다. 전형적으로, 100와트 공칭 출력 전력을 16옴의 부하에 전달할 수 있는 도 3에 도시된 디자인에 따른 오디오 전력 증폭기의 경우, 이득/드라이버단(310)은 예를 들어 대기 전류 중 매우 낮은 단지 1-2 밀리암페어만으로 동작하도록 구성될 수 있다.
출력단(350)의 주파수 왜곡이 상당히 저감된다면, 증폭기(300)의 동적 전력 소모 또한 클래스 G 또는 클래스 H 아키텍처를 이용하여 저감될 수 있다. 통상의 피드백 증폭기와 달리, 클래스 G 레일 스위칭 트랜지스터 또는 클래스 H 추적 방식에 의해 발생되는 고주파 왜곡 성분은 본 명세서에서 개시된 실시예 중 일부의 증폭기 피드백 구성을 이용하여 저감되어 매우 낮은 왜곡, 매우 낮은 아이들 전력 소모, 낮은 동적 전력 소모의 증폭기가 실현될 수 있다. 본 명세서에서 개시된 증폭기 디자인과 함께 사용되어 추가적인 전력 절감을 제공할 수 있는 추적 전력 공급장치(tracking power supply)의 일예는 2008년 10월 16일 출원되고 본 발명의 양수인에게 양도되어 동시 계류중인 미국 특허출원 제12/253,047호에 기술되며, 이 특허출원은 본 명세서에서 충분히 기술되듯이 참조문헌으로 인용된다. 이득/입력단을 포함하는 제1 증폭기의 클래스 G 또는 H 아키텍처를 이용하면 제어되거나 또는 그와 달리 고려될 필요가 있을 수 있는 시스템에 비선형성을 도입할 가능성이 있을 수 있다.
클래스 G 또는 H 아키텍처가 제1 및 제2 증폭기 둘 다에 적용되는 경우, 상이한 전력 레일(상이한 전력 레벨을 가짐)이 제1 증폭기 및 제2 증폭기에 제공되어, 예를 들어, 분리를 돕고, 비선형성을 저감하고, 그리고 전력 소모를 최소화할 수 있다.
도 4는 도 3에 따라 구성된 증폭기 디자인을 이용하여 56볼트의 피크 신호를 16옴의 부하에 구동할 수 있을 때, 앞에서 개략적으로 설명된 원리에 따라 구축된 증폭기에 의해 성취될 수 있는 왜곡 성능의 일예를 도시한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 전체 고조파 왜곡은 비교적 저주파(대체로 1kHz에서 약 0.0003 내지 0.0010 퍼센트 왜곡 레벨의 범위를 가짐)에서 매우 낮고, 고주파(대체로 10kHz에서 약 0.0020 내지 0.0050 퍼센트 왜곡 레벨의 범위를 가짐)에서도 낮게 유지된다.
도 8a 및 도 8b는 도 3의 실시예에서 추가적인 피드백 루프(356)의 영향을 보여주는 이상적인 주파수 응답 그래프이다. 도 8a는 비교적 저주파에서 전체 증폭기 이득은 저하되고, 이후 쉘프 영역(shelf region)에서 평평하게 되고, 이후 주파수가 증가함에 따라 다시 저하된다. 도 3의 추가적인 피드백 루프를 이용하면, 이와 같은 주파수 응답은 도 8b에 도시된 바와 같이 변경될 수 있다. 저주파 응답은 외부 피드백 루프에 의해 완벽하게 보상되어, 비교적 고주파에 대해 평평한 주파수 응답이 출력될 수 있다. 외부 주파수 루프는 또한 추가 목적, 이를 테면 고주파에서 추가로 제로 및 폴을 도입하여 증폭기의 동작 주파수를 확장하는데 사용될 수 있다.
또한 전술한 증폭기 아키텍처에 대해 다른 변형 또는 개선이 이루어질 수 있다. 예를 들면, 클래스 AB의 이득/드라이버단(310)의 왜곡이 출력단(350)의 왜곡에 비해 낮아질 수 있지만, 그것은 여전히 약간의 잔여 왜곡을 발생할 것이다. 이를 극복하기 위하여, 클래스 AB 이득/드라이버단(310)은 자체적으로 도 2와 관련하여 앞에서 개략적으로 설명된 출력단(250) 주위에 사용된 바와 동일한 왜곡 저감 기술을 채용할 수 있다.
이와 같은 "다단(cascaded)" 접근법은 도 5에 도시된 증폭기 디자인에서 예시된다. 도 5에서 "5xx"로 표시된 소자는 대체로 도 3에서 "3xx"로 표시된 유사 소자와 일치한다. 도 5에서, 증폭기(500)는 입력 신호원(505)으로부터 입력 신호(506)를 수신한다. 도 3의 디자인과 유사하게, 증폭기(500)는 이득/드라이버단(510), 트랜지스터(531 및 532)(Q1 및 Q2라고도 표시됨)를 포함하는 출력단(550), 및 임피던스 네트워크(560, 570, 580 및 590)(도 5에서 각기 Z4, Z2, Z1 및 Z3이라고도 표시됨)를 포함한다. 저항(552, 553)(도 5에서 R5, R6이라고도 표시됨) 및 커패시터(554)(도 5에서 C7이라고도 표시됨)을 포함하는 추가적인 피드백 네트워크(556)가 증폭기(500)에 포함되어, 도 3에서와 동일한 일반적인 목적을 가지며, 이때 피드백은 증폭기(500)의 최종 출력(540)에서 취하여 이득/드라이버단(350)의 피드백 입력 단자에 제공된다. 또한 도 5에는 일 양태에서 트랜지스터(543 및 544)(Q3 및 Q4라고도 표시됨) 및 전압 바이어스 컴포넌트(546 및 547)를 포함하는 제2 또는 보조 드라이버단으로서 작용할 수 있는 중간단(542)이 부가되어 있다. 트랜지스터(543 및 544)는 각기 정전압 레일(+V) 및 부전압 레일(-V)에 결합되며, 바이어스 컴포넌트(546 및 547)에 의해 클래스 AB 동작 모드로 바이어스될 수 있다.
중간단(542)의 출력은 저항(529)(도 5에서 Z1i이라고도 표시됨)을 통해 출력단(550)의 입력에 결합된다. 출력단(550)의 입력에서 중간단(542)의 입력 사이에 추가의 저항(528)(Z3i라고도 표시됨)이 연결된다. 이와 같이 임피던스 네트워크(590)(Z3)에서 취한 피드백은 비록 이 피드백이 여전히 출력단(550)의 입력에 직접 적용될지라도 중간단(542)의 목적상 저항(528)을 통과한다. 이득/드라이버단(510)의 출력에서 그의 피드백 입력 단자 사이에 추가의 커패시터(548)(도 5에서 Z2i라고도 표시됨)가 제공된다. 임피던스 네트워크(570)(Z2)에서 유도된 피드백은 이득/드라이버단(510)의 출력 대신 중간단(542)의 출력에서 취한 것이다. 임피던스 네트워크(570)(Z2)가 내부 및 외부 피드백 루프 사이에서 그 동작을 공유하는 동안, 추가 소자(529, 548 및 528)(Z1i, Z2i 및 Z3i)는 내부 피드백 루프의 일부를 구성한다.
이득/드라이버단(510) 및 중간단(542) 둘 다는 메인 출력단(550)이 비교적 이상적일 경우 둘 다가 부하에 전류를 제공한다는 면에서 피드-포워드(feed-forward) 동작의 일부 양태를 제공하며, 그래서 두 단은 어느 정도 드라이버 기능을 갖는 것으로 볼 수 있다. 두 단은 또 다시 공급할 수 있다. 이러한 관점에서, 특정 단을 "이득" 또는 "드라이버"단으로 지정한 것은 제한하고자 하는 것은 아니다.
도 5에 도시된 예에서, 내부 루프 컴포넌트(529, 548 및 528)(Z1i, Z2i 및 Z3i)는 임피던스 네트워크(570)와 함께 선택되어, 내부 루프가 도 3의 증폭기 디자인에서 기술된 왜곡 저감 조건을 실현하도록 하며, 이때 클래스 AB단(즉, 특정 실시예에서 이득/드라이버단(510)의 내부 출력단)이 외부 루프에서 볼 수 있는 동작에 대해 적분기 형태의 응답을 유지한다. 저항(572)(R2)이 임피던스 네트워크(570)(Z2)에 부가되어 트랜지스터(Q3 및 A4) 주위의 내부 피드백 루프의 안정성 보장을 돕는 반면, 다른 저항(592)(R3i)이 임피던스 네트워크(590)(Z3)에 부가되어 저항(572)에 의해 적분기 응답에 발생된 외부 피드백 루프의 제로를 보상한다. 이러한 구성은 임피던스 네트워크(Z1-Z4)의 다른 외부 루프 컴포넌트가 도 3에 예시된 예와 동일하게 유지할 수 있도록 한다. 이득/드라이버단(510) 및 중간단(542)을 포함하는 개선된 드라이버단의 고주파 롤오프를 유지하면 출력단(550) 주위의 피드백 루프를 안정되게 하고, 최종 전체 피드백 루프가 여전히 오디오 주파수에서 증폭기(500)의 출력 임피던스를 낮게 한다.
내부 루프 임피던스 네트워크의 다른 구성도 또한 가능하다. 예를 들어, 추가적인 이득단이 이득/드라이버단(510) 앞에 도입되면, 임피던스 네트워크(570)(Z2) 내의 커패시터(571)(C2)는 생략되고 저항(528)(Z3i)은 커패시터로 대체될 수 있다. 그러면 이러한 내부 루프의 이득은 주파수에 따라 평평하게 되어, 추가적인 이득단에는 적분기 응답이 주어질 수 있고 외부 브리지 및 루프 컴포넌트(Z4, R5, R6, C7, Zg)는 추가적인 적분기 이득단의 입력에 연결될 수 있다.
이러한 구성은 도 6에 상세히 기술되어 있다. 도 6에서 "6xx"로 표시된 소자는 대체로 도 5에서 "5xx"로 표시된 유사 소자와 일치한다. 도 6에서, 증폭기(600)는 입력 신호원(605)으로부터 입력 신호(606)를 수신한다. 도 5와 유사하게, 증폭기(600)는 임피던스 네트워크(660, 670, 680 및 690)(도 6에서 각기 Z4, Z2, Z1 및 Z3이라고도 표시됨)와 함께, 이득/드라이버단(610B), 트랜지스터(643 및 644)(Q3 및 Q4라고도 표시됨) 및 전압 바이어스 컴포넌트(646 및 647)을 포함하는 중간단(642), 및 트랜지스터(631 및 632)(Q1 및 Q2라고도 표시됨)를 포함하는 출력단(650)을 포함한다. 이득/드라이버단(610B) 앞에는 추가적인 이득단(610A)(도 6에서 X2라고도 표시됨)이 부가되어 있다. 증폭기(600)는 저항(652, 653)(R5, R6이라고 표시됨) 및 커패시터(654)(C7이라고 표시됨)를 포함하는 바깥쪽의 피드백 네트워크(656)를 더 포함하여, 도 3 및 도 5에서와 유사한 목적을 가지며, 여기서 피드백은 증폭기(600)의 최종 출력(640)에서 취하여 이득단(610A)의 피드백 입력 단자에 제공된다. 이 경우, 이득단(610A)의 출력 및 이득단(610A)의 피드백 입력 단자 사이에는 임피던스 네트워크(670)(Z2)가 배치된다. 유사하게, 드라이버단(650)의 출력 및 이득단(610A)의 피드백 입력 단자 사이에는 임피던스 네트워크(660)(Z4)가 배치된다.
이득/드라이버단(610B)의 출력으로부터의 피드백은 계속해서 커패시터(648)(Z2i)를 통해 이득/드라이버단(610B)의 피드백 입력 단자로 이어진다. 또한 중간단(642)의 출력에서 이득/드라이버단(610B)의 피드백 입력 단자 사이에 피드백 연결이 이루어진다. 이 경우, 피드백 소자는 저항(619)(R2라고도 표시됨)이며, 이득/드라이버단(610B)의 피드백 입력 단자를 접지(또는 어떤 다른 기준 전위)에 결합하는 다른 저항(618)(Rgi라고도 표시됨)이 부가되었다. 커패시터(628) 및 저항(629)(각기 Z3i 및 Z1i라고도 표시됨)은 도 5에서 이들의 대응 컴포넌트와 유사한 기능을 수행하며, 그들 모두는 내부 피드백 루프의 일부를 구성한다.
도 6의 디자인에서, 추가된 이득단(610A)은 적분기 응답(임피던스 네트워크(Z2)의 커패시터(671)를 이용)으로 구성되며, 외부 브리지 및 루프 컴포넌트(Z4, R5, R6, C7, Zg)는 이득/드라이버단(610B) 대신에 추가된 이득단(610A)의 피드백 입력에 연결된다. 저항(618 및 619)(Rgi 및 R2)을 포함하는 내부 피드백 루프의 이득은 주파수에 따라 평평하다.
도 5와 같이, 도 6의 예에서 다른 내부 루프 컴포넌트(629, 648 및 628)(Z1i, Z2i 및 Z3i)는 임피던스 네트워크(670)(Z2)와 함께 선택되어, 내부 루프가 도 3의 증폭기 디자인에서 기술된 왜곡 저감 조건을 실현하도록 하며, 이때 클래스 AB단(즉, 일부 실시예에서, 이득/드라이버단(510)의 내부 출력단)은 외부 루프에서 볼 수 있는 동작에 대해 적분기 형태의 응답을 유지한다. 최대의 왜곡 저감을 보장하도록 외부 루프 임피던스 네트워크 값을 선택하면 이제 Z2의 유효 임피던스(Z2)를 [R2+Rgi]/Rgi 비율로 증가시키는 내부 루프의 이득이 고려되어야 한다. 임피던스 네트워크(670)(Z2) 내의 저항은 트랜지스터(Q3 및 Q4) 주위의 내부 피드백 루프의 안정성을 위해 필요하지 않다. 이러한 구성은 또한 도 3의 증폭기 디자인의 임피던스 네트워크(Z1-Z4)의 다른 외부 루프 컴포넌트들이 동일하게 유지할 수 있게 해준다. 이득단(610A), 이득/드라이버단(610B), 및 중간단(642)을 포함하는 내부 증폭기 서브시스템의 고주파 롤오프를 유지하면 출력단(650) 주위의 피드백 루프의 안정성을 가능하게 하고, 최종 전체 피드백 루프는 여전히 오디오 주파수에서 증폭기(600)의 저출력 임피던스를 가능하게 한다.
내부 증폭기 서브시스템의 출력 임피던스가 Z3의 임피던스와 비교하여 적용가능한 값이면, 임피던스 네트워크(Z3)는 정확한 왜곡 저감을 보장하기 위해 수정될 수 있다.
도 5 및 도 6의 증폭기 디자인에서 이러한 추가적인 네트워크 구성을 이용하면, 클래스 AB 드라비어단(즉, 일부 실시예에서 이득/드라이버단(510 또는 610B)의 내부 출력단)의 소모는 클래스 AB 대기 전류를 더욱 저감하여 훨씬 낮아질 수 있는데, 그 이유는 그 왜곡이 설명된 기술을 통해 크게 저감될 수 있기 때문이다. 이득/드라이버단(510 또는 610B)의 클래스 AB단은 자체적으로 클래스 B에 바이어스되어, 아이들 소모를 저감시킬 수 있다.
이득/드라이버단(210, 310, 510 또는 610B)을 클래스 G 또는 H 모드에서 동작시킴으로써 아이들 소모가 추가로 저감될 수 있는데, 그 이유는 이득/드라이버단으로의 대기 전원 전압이 그렇지 않은 경우보다 더 낮기 때문이다. 이것은 도 5 또는 도 6의 추가 네트워크(들) 없이도 수행될 수 있지만, 이득/드라이버단의 출력에 미치는 어떤 전원 스위칭 스파이크를 제거하기 위해 주위가 더 필요할 것이다. 추가적인 네트워크 회로는 이득/드라이버단에 발생되는 어떤 스위칭 왜곡을 상당히 저감하게 해준다.
증폭기는 일반적으로 전류 제한 보호 회로를 제공하기 위해 출력 트랜지스터와 직렬로 소형의 전류 감지 저항을 포함한다. 도 2, 도 3, 도 5 및 도 6의 여러 증폭기 디자인에 채용된 임피던스 네트워크(Z1)는 도 7a 및 도 7b에 도시된 바와 같은 이들 전류 감지 저항을 대체하는데 사용될 수 있다. 도 7a는, 푸쉬-풀 출력 단(700)이 트랜지스터(721, 722 및 723)(각기 Q3, Q4 및 Q5라고도 표시됨), 전류원(724)(I1이라고도 표시됨), 및 저항(714 및 715)을 포함하는 회로의 조합과 상호 연결된 n형 트랜지스터(711) 및 p형 트랜지스터(712)(Q1 및 Q2라고도 표시됨)를 포함하며, 이를 통해 출력 신호는 출력단(700)의 최종 출력(720)에 이르도록 통과하는 통상의 전류 제한 회로 구성을 도시한다. 트랜지스터(711)로부터 출력될 수 있는 전류량은 트랜지스터(714)를 통과하는 전류에 의해 제한되며, 그 전류량은 다시 트랜지스터(721)의 베이스-에미터 전압에 의해 결정된다. 저항(715) 및 저항(722)은 트랜지스터(712)의 과도한 출력 전류를 막기 위해 유사한 방식으로 동작한다.
한편, 도 7b는 존재하는 임피던스 네트워크(Z1)를 이용하고 저항(714 및 715)을 생략한 변형된 전류 제한 회로 구성을 도시한다. 도 7b에서, 출력단(750)은 트랜지스터(751, 752 및 753)(각기 Q3, Q4 및 Q5라고도 표시됨), 전류원(754)(I1으로도 표시됨), 및 이 경우 본 명세서에서 기술된 이전의 실시예 중 어느 실시예의 임피던스 네트워크(Z1) 내의 저항일 수 있는 저항(781)을 포함하는 회로의 조합과 다시 상호 연결된 n형 트랜지스터(731) 및 p형 트랜지스터(732)(Q1 및 Q2라고도 표시됨)를 포함한다. 이 경우, 트랜지스터(731)(Q1)가 온(ON)이면, 저항(781)은 저항(714)과 동일한 방식으로, 즉, n형 트랜지스터(751)의 비교적 일정한 베이스-에미터 전압을 이용하여 출력 전류를 제한하는 역할을 하며, 트랜지스터(732)(Q2)가 온일 경우, 저항(781)이 저항(715)과 동일한 방식으로, 즉, p형 트랜지스터(752)의 비교적 일정한 에미터-베이스 전압을 이용하여 출력 전류를 제한한다.
본 발명은 특별히 오디오 전력 증폭기를 참조하여 개괄적으로 예시되거나 설명되었지만, 결코 이러한 적용 분야로 제한되는 것은 아니다. 또한 개시된 기술은, 예를 들어, 특히 저전력 오디오 증폭기, 비디오 증폭기 및 무선 주파수 증폭기에 적용된다.
본 명세서에서 개시된 여러 실시예에 따르면, 전력 증폭기는 저전력 소모를 갖는 것으로 제공되며, 더욱 상세하게는 낮은 아이들 및 동적 전력 소모 레벨을 가질 수 있다. 이러한 전력 증폭기는 바이어스 설정을 필요로 하지 않을 수 있으며, 또한 EMI 또는 필터링용 인덕터를 필요로 하지 않을 수 있다. 또한 이러한 전력 증폭기는 매우 낮은 왜곡 레벨을 전달할 수 있다.
본 명세서에서 기술된 특정 실시예에서, 저전력, 저왜곡 증폭기는 다단 구성에서 이득/드라이버단, 선택적 중간단, 및 출력단을 포함한다. 이득/드라이버단의 출력에서 부하 사이에 일 양태에서 피드-포워드 경로라고 볼 수 있는 결합 경로가 병렬로 연결된 커패시터 및 저항을 포함할 수 있는 피드-포워드 임피던스 네트워크를 통해 제공된다. 출력단은 저항과 같은 다른 임피던스 네트워크를 통해 부하에 결합될 수 있다. 또한 출력단은 직렬 구성에서 커패시터 및 저항의 형태를 취할 수 있는 또 다른 임피던스 네트워크를 통해 이득/드라이버단의 입력에도 결합될 수 있다. 이득/드라이버단의 출력은 또한 커패시터의 형태를 취할 수 있는 또 다른 임피던스 네트워크를 통해 그의 입력에 결합될 수 있다.
또한, 안정화를 위해 부하에서 이득/드라이버단의 입력 사이에 피드백 네트워크가 제공될 수 있으며, 이는 저주파에서 전체 주파수 응답을 평평하게 하는데 영향을 주어 고주파에서 그 응답이 변하지 않게 할 수 있다. 추가적인 피드백 네트워크는 로우 패스 필터의 형태, 더욱 상세하게는 이들의 공통 모드 및 기준 전위(이를 테면 접지) 사이에 연결된 두 개의 직렬 저항 및 하나의 커패시터로 된 T-네트워크를 취할 수 있다. 추가적인 피드백 네트워크는 저주파에서 피드-포워드 임피던스 네트워크의 주파수 응답의 저항성 특성을 제거하는데 사용될 수 있다. 추가적인 피드백 네트워크가 이득/드라이버단의 음극성 입력에 제공되므로, 이것은 피드-포워드 임피던스 네트워크가 제공한 증폭기의 주파수 응답의 저주파 성분을 효과적으로 제거한다.
일부 실시예에서, 특정 관점에서 드라이버단으로서 기능하고, 제3 임피던스 소자를 통해 부하에 결합하는 피드-포워드 경로를 갖는 추가적인 중간 증폭기단이 제공될 수 있다.
특정 실시예에서, 메인 출력단은 클래스 B 모드에서 동작되며, 반면에 이득/드라이버단은 클래서 AB 모드에서 동작하여, 저전력 소모 구성이 형성된다. 저신호 레벨에서, 이득/드라이버단(및/또는 중간 증폭기단)은 고신호 레벨에서 메인 출력단이 부하를 구동하는 동안, 임피던스 네트워크(Z3)를 통해, 이득/드라이버단(및/또는 중간 증폭기단) 및 부하 사이에 피드-포워드 또는 결합을 통해 출력 신호를 구동할 수 있다. 대안의 실시예에서, 이득/드라이버단 및 메인 출력단 중 하나 또는 둘 다는 클래스 G 또는 H 모드에서 동작될 수 있으며, 이때 증폭기에 적절한 전력 공급 장치가 추가된다. 대안의 실시예에서, 메인 출력단은 클래스 AB 모드에서, 그렇지 않으면 클래스 A 모드에서 동작될 수 있다. 그렇게 하면 전력 소모를 증가시킬 수 있지만, 이러한 구성은 여전히 본 명세서에서 설명된 신규한 디자인에 의해 제공된 다른 이익을 활용할 수 있다.
도 2, 도 3, 도 5 및 도 6의 신규한 전력 증폭기 실시예는 매우 작은 패키지로 실현될 수 있으며, 특히 전적으로 단일 칩 상에서 구현될 수 있으며, 어떤 경우에는, 대형일 수 있지만 인덕터와 비교할 때 상대적으로 여전히 소형일 수 있는 임피던스 네트워크(Z3)의 용량성 성분은 예외로 하여, 그래서 전체 패키징 크기를 더 작게 할 수 있다. 증폭기의 저전력 소모로 인해, 과열 위험없이 단일 칩 상에 다수의 증폭기(이를 테면 4개, 8개, 어쩌면 그 이상)가 포함될 수 있다. 이러한 칩은 특히 오디오 응용에 또는 다른 목적으로 사용된 바와 같은 다중 채널 증폭기 시스템에 편리할 수 있다.
전술한 바와 같이, 본 명세서에서 개시된 증폭기 디자인은 오디오 또는 사운드 재생, 통신, 위성, 및 다른 응용을 포함하여 많은 다른 형태의 응용에 적합할 수 있다. 이러한 신규한 증폭기 디자인은 저전력 소모 및 저왜곡을 유지하면서 잠재적으로 실질적으로 이득이 평평하거나 또는 일정한 매우 폭넓은 주파수 범위를 가질 수 있다. 예를 들면, 증폭기는 오디오 응용의 경우 20Hz 내지 20KHz의 범위에서 비교적 평평하거나 일정한 이득을 제공할 수 있지만, 그것으로 한정되지 않고, 개념적으로 특정한 응용에 따라서, 매우 큰 통과 대역에서 평평하거나 일정한 이득을 제공할 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예들이 본 명세서에서 설명되었지만, 본 발명의 개념 및 범주 내에 드는 많은 변형이 가능하다. 이러한 변형은 본 명세서 및 도면을 검토하고 나면 당업자에게 명백해질 것이다. 따라서 본 발명은 첨부의 모든 청구범위의 정신 및 범주를 제외하고는 제한되지 않을 것이다.

Claims (44)

  1. 증폭기로서,
    입력 소스 신호를 수신하기 위한 제1 증폭기;
    상기 제1 증폭기의 하류(downstream)에 있는 제2 증폭기; 및
    (i) 상기 제1 증폭기 및 상기 제2 증폭기의 출력들로부터 상기 제1 증폭기의 입력으로의 피드백 경로들, (ii) 상기 제2 증폭기의 출력으로부터 부하로의 제1 결합(coupling) 경로, 그리고 (iii) 상기 제1 증폭기의 출력으로부터 상기 부하로의 제2 결합 경로를 제공하는 복수의 임피던스 네트워크들
    을 포함하고,
    상기 임피던스 네트워크들은 모두 저항들, 커패시터들, 또는 이들의 네트워크 조합들로 구성된 증폭기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 결합 경로를 제공하는 제1 임피던스 네트워크는 상기 제2 증폭기의 출력과 상기 부하 사이에 연결된 저항을 포함하는 증폭기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 증폭기의 출력으로부터 상기 제1 증폭기의 입력으로의 제1 피드백 경로를 제공하는 상기 복수의 임피던스 네트워크들 중 제2 임피던스 네트워크는 커패시터를 포함하는 증폭기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제2 결합 경로를 제공하는 상기 복수의 임피던스 네트워크들 중 제3 임피던스 네트워크는, 상기 제1 증폭기의 출력과 상기 부하 사이에 병렬로 연결된 저항 및 커패시터를 포함하는 증폭기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제2 증폭기의 출력으로부터 상기 제1 증폭기의 입력으로의 제2 피드백 경로를 제공하는 상기 복수의 임피던스 네트워크들 중 제4 임피던스 네트워크는 직렬로 연결된 커패시터 및 저항을 포함하는 증폭기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 부하로부터 상기 제1 증폭기의 입력으로의 제3 피드백 경로를 제공하는 상기 복수의 임피던스 네트워크들 중 제5 임피던스 네트워크는 로우 패스 필터를 포함하는 증폭기.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제2 증폭기는 클래스(Class) AB 모드, 클래스 G 또는 클래스 H 모드에서 동작되는 증폭기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제1 증폭기는 클래스 AB 모드에서 동작되는 증폭기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 전력 증폭기는 저주파수 대역에 걸쳐서 실질적으로 일정한 주파수 응답을 갖는 증폭기.
  10. 증폭기로서,
    증폭하여 부하에 공급할 입력 신호를 수신하는 제1 증폭기;
    상기 제1 증폭기의 하류에 있는 제2 증폭기 - 상기 제2 증폭기는 저전력 소모 모드에서 동작됨 - ;
    상기 제1 증폭기의 출력을 상기 부하에 결합하는 피드-포워드 네트워크(feed-forward network) - 상기 피드-포워드 네트워크는 병렬로 연결된 커패시터 및 저항을 포함함 -;
    상기 제2 증폭기를 상기 부하에 결합하는 저항; 및
    상기 제1 증폭기 및 제2 증폭기의 각각의 출력들로부터 상기 제1 증폭기의 입력으로의 복수의 음의 피드백 경로들
    을 포함하는 증폭기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 부하로부터 상기 제1 증폭기의 입력으로의 추가적인 피드백 경로를 더 포함하는 증폭기.
  12. 제10항에 있어서, 상기 추가적인 피드백 경로는 로우 패스 필터를 포함하고, 상기 추가적인 피드백 경로없이 저주파수들에서 상기 전력 증폭기의 주파수 응답을 소거하여 저주파수들에 걸쳐 일정한 주파수 응답을 제공하는 역할을 하는 증폭기.
  13. 제10항에 있어서, 상기 제2 증폭기는 클래스 B 모드에서 동작되는 증폭기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제1 증폭기는 클래스 AB 모드에서 동작되는 증폭기.
  15. 제10항에 있어서, 상기 제2 증폭기는 클래스 G 또는 클래스 H 모드에서 동작되는 증폭기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 제1 증폭기는 클래스 AB 모드에서 동작되는 증폭기.
  17. 제10항에 있어서, 상기 음의 피드백 경로들 각각은 하나 이상의 저항들, 커패시터들, 또는 이들의 네트워크 조합들만을 포함하는 피드백 네트워크를 포함하는 증폭기.
  18. 제10항에 있어서, 상기 제1 증폭기와 상기 제2 증폭기 사이에 배치된 중간 증폭기단을 더 포함하는 증폭기.
  19. 저소모 증폭기로서,
    입력 신호를 수신하기 위한 드라이버 증폭기;
    출력 증폭기;
    상기 출력 증폭기를 부하에 결합하는 제1 임피던스 네트워크(Z1);
    상기 드라이버 증폭기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 상기 드라이버 증폭기의 입력에 제공하는 제2 임피던스 네트워크(Z2);
    상기 드라이버 증폭기의 출력을 상기 부하에 결합하는 제3 임피던스 네트워크(Z3); 및
    상기 출력 증폭기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 상기 드라이버 증폭기의 입력에 제공하는 제4 임피던스 네트워크(Z4)
    를 포함하고,
    상기 제3 임피던스 네트워크(Z3)는 병렬로 연결된 커패시터 및 제1 저항을 포함하고, 상기 제1 임피던스 네트워크는 제2 저항을 포함하는 저소모 증폭기.
  20. 제19항에 있어서, 상기 제2 임피던스 네트워크(Z2)는 제3 저항을 포함하고, 상기 제4 임피던스 네트워크(Z4)는 직렬로 연결된 제4 저항 및 제2 커패시터를 포함하는 저소모 증폭기.
  21. 제20항에 있어서, 상기 제1, 제2, 제3 또는 제4 임피던스 네트워크(Z1, Z2, Z3, Z4) 각각은 하나 이상의 저항들, 커패시터들 또는 이들의 네트워크 조합들로 구성되는 저소모 증폭기.
  22. 제19항에 있어서, 상기 저소모 증폭기는 상기 임피던스 네트워크들(Z1, Z2, Z3 및 Z4) 중 임의의 임피던스 네트워크 내에 균형 인덕터(balancing inductor)를 포함하지 않는 저소모 증폭기.
  23. 제19항에 있어서, 상기 부하로부터 상기 드라이버 증폭기의 입력으로의 피드백 경로를 제공하는 제5 임피던스 네트워크를 더 포함하는 저소모 증폭기.
  24. 제19항에 있어서, 상기 제1, 제2, 제3 및 제4 임피던스 네트워크들(Z1, Z2, Z3, 및 Z4)의 값들은 Z1(s)ㆍZ2(s)=Z3(s)ㆍZ4(s) 관계를 만족시키는 저소모 증폭기.
  25. 제19항에 있어서, 상기 제3 임피던스 네트워크(Z3)의 시상수(time constant)는 대략 상기 제4 임피던스 네트워크(Z4)의 시상수와 일치하는 저소모 증폭기.
  26. 제25항에 있어서, 고주파수들에서 임피던스 네트워크(Z3)의 임피던스 특성은 본질적으로 용량성으로 나타나는 저소모 증폭기.
  27. 제26항에 있어서, 저주파수들 - 상기 저주파수들 아래에서는 상기 제3 임피던스 네트워크(Z3)의 임피던스 특성이 용량성으로 나타남 - 에서, 상기 제3 임피던스 네트워크(Z3)의 임피던스 특성은 저항성으로 나타나는 저소모 증폭기.
  28. 제19항에 있어서, 상기 제4 임피던스 네트워크(Z4)는 직렬 저항 및 직렬 커패시터를 포함하고, 상기 직렬 저항의 값은 단일 루프 이득 주파수를 제공하여 상기 저소모 증폭기의 안정성을 도모하도록 선택되는 저소모 증폭기.
  29. 제19항에 있어서, 상기 출력 증폭기는 클래스 B 모드에서 동작되는 저소모 증폭기.
  30. 제29항에 있어서, 상기 드라이버 증폭기는 클래스 AB 모드에서 동작되는 저소모 증폭기.
  31. 제19항에 있어서, 상기 출력 증폭기 및 상기 드라이버 증폭기 양쪽 모두는 클래스 G 또는 클래스 H 모드에서 동작되는 저소모 증폭기.
  32. 제19항에 있어서, 상기 드라이버 증폭기 및 상기 출력 증폭기 사이에 배치된 중간 증폭기단을 더 포함하는 저소모 증폭기.
  33. 입력 소스 신호를 증폭하기 위한 방법으로서,
    제1 증폭기에서 상기 입력 소스 신호를 수신하고 이에 따라 드라이버 신호를 발생시키는 단계;
    상기 드라이버 신호를 메인 출력단으로서 작용하는 제2 증폭기의 입력에 제공하는 단계;
    상기 제1 증폭기를 클래스 AB 모드에서 동작시키는 단계;
    상기 제2 증폭기를 클래스 B, 클래스 G 또는 클래스 H 모드에서 동작시키는 단계; 및
    상기 제1 증폭기 및 제2 증폭기의 출력들로부터 상기 제1 증폭기 및 제2 증폭기의 입력들로, 그리고 부하로의 선택적 결합 또는 피드백 연결들을 제공하여 상기 제1 증폭기 및 상기 제2 증폭기로부터 상기 부하를 교대로(alternately) 구동하면서, 상기 제1 증폭기 및 제2 증폭기의 동작을 이들 각각의 모드들에서 유지시키는 단계
    를 포함하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  34. 제33항에 있어서, 상기 드라이버 신호를 상기 제2 증폭기에 제공하기 전에, 상기 드라이버 신호를 중간 증폭단에 제공하는 단계를 더 포함하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  35. 제33항에 있어서, 상기 선택적 결합 또는 피드백 연결들을 제공하는 단계는, 병렬로 연결된 커패시터 및 저항을 통해 상기 부하를 상기 제1 증폭기의 출력에 결합하는 단계를 포함하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  36. 제35항에 있어서, 상기 선택적 결합 또는 피드백 연결들을 제공하는 단계는, 저항을 통해 상기 부하를 상기 제2 증폭기의 출력에 결합하는 단계를 포함하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  37. 제36항에 있어서, 상기 선택적 결합 또는 피드백 연결들을 제공하는 단계는, 피드백 네트워크를 통해 상기 부하로부터 상기 제1 증폭기의 입력으로의 피드백 경로를 제공하는 단계를 포함하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  38. 제37항에 있어서, 상기 피드백 네트워크는 로우 패스 필터를 포함하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  39. 제37항에 있어서, 상기 피드백 네트워크는, 부하 및 상기 제1 증폭기의 출력 사이에서 상기 병렬로 연결된 저항 및 커패시터와 관련된 저주파수 응답 부스트(low frequency response boost)를, 상기 주파수 응답을 저주파수 범위들에 걸쳐 실질적으로 일정하게 함으로써 보상하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  40. 제33항에 있어서, 상기 방법은 낮은 아이들 전력 소모를 제공하는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  41. 제40항에 있어서, 상기 입력 신호는 실질적으로 왜곡없이 유지되는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  42. 제33항에 있어서, 상기 제1 증폭기 및 제2 증폭기의 출력들로부터 상기 제1 증폭기 및 제2 증폭기의 입력들로, 그리고 부하로의 결합 또는 피드백 연결들은 균형 인덕터(balancing inductor)없이, 저항들, 커패시터들 또는 이들의 조합들로 형성되는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  43. 제33항에 있어서, 상기 제2 증폭기는 클래스 B 모드에서 동작되는 입력 소스 신호 증폭 방법.
  44. 저소모 증폭기로서,
    입력 신호에 결합된 드라이버 증폭기;
    출력 증폭기;
    상기 출력 증폭기를 부하에 결합하는 제1 임피던스 네트워크(Z1);
    상기 드라이버 증폭기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 상기 드라이버 증폭기의 입력에 제공하는 제2 임피던스 네트워크(Z2);
    상기 드라이버 증폭기의 출력을 상기 부하에 결합하는 제3 임피던스 네트워크(Z3); 및
    상기 출력 증폭기의 출력을 나타내는 피드백 신호를 상기 드라이버 증폭기의 입력에 제공하는 제4 임피던스 네트워크(Z4)
    를 포함하고,
    상기 제1, 제2, 제3 및 제4 임피던스 네트워크들의 값들은 Z1(s)ㆍZ2(s)=Z3(s)ㆍZ4(s) 관계를 만족시키고, 상기 임피던스 네트워크들 모두는 저항들, 커패시터들, 또는 이들의 네트워크 조합들로 구성된 저소모 증폭기.
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