BRPI1008588B1 - Amplificador de baixa dissipação - Google Patents

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Abstract

amplificador de baixa dissipação. a presente invenção refere-se a um amplificador de baixa dissipação e baixa distorção que inclui um estágio amplificador impulsionador e um estágio de saída principal, com uma pluralidade de redes de impedância que fornecem, dentre outras coisas, vias de retorno a partir das saídas dos estágios impulsionador e de saída principal até a entrada do estágio impulsionador. as redes de impedância fornecem também vias de acoplamento a partir das saídas dos estágios impulsionador e de saída principal até a carga. as redes de impedância podem ser formadas por resistores, capacitores, ou suas combinações de redes. uma via de retorno adicional pode ser adicionada a partir de carga até o estágio impulsinador para aplainar a resposta de frequência em baixas frequências. os estágios impulsionador e de saída principal podem ser operados em modos da classe ab e b, respectivamente, e/ou em modos da classe g ou h. um estágio amplificador intermediário pode ser adicionado entre os estágios impulsionador e de saída principal.

Description

REFERÊNCIA CRUZADA A PEDIDOS DE PATENTE AFINS
[001] Este pedido de patente reivindica o benefício do pedido de patente provisório com número de série US 61/155.382 (protocolo do mandatário no 157835-0041), depositado em 25 de fevereiro de 2009, aqui incorporado como referência em sua totalidade.
ANTECEDENTES DA INVENÇÃO Campo Técnico da Invenção
[002] O campo técnico da invenção refere-se genericamente a amplificadores, e mais especificamente, um método aperfeiçoado para minimizar a distorção e dissipação de potência em um amplificador compacto.
Técnicas Anteriores
[003] Os amplificadores são usados para muitas aplicações, incluindo processamento de sinais de áudio, processamento de vídeo, comunicações, sistemas de controle, satélites, e assim por diante. Baseado nas suas características de consumo de energia, um amplificador pode ser classificado em uma ou mais categorias, incluindo Classe A, B, AB, D, G ou H. Um retrospecto genérico de diferentes classificações de amplificadores pode ser encontrado, por exemplo, em R. Bortoni et al., “Analysis, Design and Assessment of Class A, B, AB, G and H Audio Power Amplifier Output Stages Based on MATLAB® Software”, 110aConvenção da Sociedade de Áudio- Engenharia (AES), 12-15 de maio de 2001, páginas 1-14, e em “Audio Power Amplification”, J. Audio Eng. Soc. 54(4):319-323 (abril de 2006), sendo ambas publicações aqui incorporadas como referência em sua totalidade.
[004] Um amplificador Classe A reconhecidamente requer uma quantidade relativamente grande de reserva de potência e é ineficiente, e assim sendo, indesejável em muitas aplicações que requerem baixa dissipação de potência. Um amplificador Classe B pode ter dissipação de potência de reserva muito baixa, mas introduz distorção. Um amplificador Classe AB é alguma coisa entre os dois, e usa correntes de polarização para reduzir a distorção inerente em um amplificador Classe B. Um amplificador Classe AB tem dissipação de potência mais alta do que um amplificador Classe B devido às correntes de polarização.
[005] À medida que o equipamento fica menor, os amplificadores se tornam uma limitação crescente na capacidade para reduzir o tamanho do empacotamento. A eficiência limitada inevitável de um amplificador leva à dissipação de potência que deve ser dissipada por um dissipador de calor, para impedir que o amplificador fique quente demais; entretanto, um grande dissipador de calor pode ocupar uma quantidade excessiva do espaço de empacotamento. Existem técnicas para melhorar a eficiência em relação àquela de um projeto de amplificador Classe AB padrão, e assim sendo, reduzir os requisitos do dissipador de calor, mas estas abordagens frequentemente levam a compromissos no desempenho de largura da banda, ruído e distorção do amplificador.
[006] Há pelo menos dois aspectos para a dissipação de potência de um sistema amplificador. O primeiro é conhecido como dissipação inativa ou de reserva, isto é, a potência dissipada quando o amplificador não está fornecendo potência para a carga. Com um amplificador linear convencional, esta dissipação de reserva, que inclui a corrente de polarização aplicada ao amplificador, é concentrada principalmente no excitador e no estágio de saída do amplificador e é geralmente necessária em projetos de amplificadores convencionais para minimizar a distorção por cruzamento. Em um amplificador de potência de áudio de alto desempenho com capacidade de potência de onda senoidal nominal de 100 watts em uma carga de 8 Q, por exemplo, a corrente inativa pode ser da ordem de 100-200 miliampères por canal. Com uma tensão de alimentação de potência quiescente de tipicamente ± 45 volts, esta corrente inativa resulta em aproximadamente 9-18 watts de dissipação de potência inativa por canal. Isto pode ser um problema significativo para um amplificador estereofônico, mas para um amplificador multicanal isso é um problema ainda maior, pois a dissipação inativa se torna excessiva à medida que o número de amplificadores é aumentado.
[007] Para audioamplificadores residenciais, dissipadores de calor grandes podem ser frequentemente usados para dissipar a potência e manter a temperatura dos dispositivos de potência baixa, mas para aplicações com tamanho restrito, tais como sistemas de entretenimento automotivos, o tamanho e o peso do dissipador de calor não podem ser tolerados.
[008] A corrente inativa para um sistema de amplificação deve ser estabelecida no tempo de produção para ótimo desempenho de distorção, e assim sendo, aumenta os custos de produção. Os requisitos de corrente inativa podem mudar também com a temperatura e a idade. Portanto, no decorrer do tempo ou depois de uso prolongado, a qualidade da saída do amplificador pode deteriorar.
[009] Além do problema de dissipação de potência, um amplificador produz dissipação adicional, algumas vezes referida como dissipação dinâmica, quando ele está enviando um sinal para a carga. Na prática, um amplificador com potência linear nominal de 100 watts pode dissipar bem no pior caso 40 watts quando está emitindo sinais de ondas senoidais para uma carga. Com música como fonte de áudio para o amplificador, este valor é mais baixo pois a música tem um fator de crista mais alto do que as ondas senoidais, mas ainda pode se aproximar de 30 watts por canal.
[010] Várias técnicas foram empregadas para reduzir a dissipação de potência inativa e também a dissipação de potência dinâmica de amplificadores lineares. Uma técnica que pode ser empregada para reduzir a dissipação de potência inativa é diminuir a corrente de polarização no estágio de saída. Entretanto, isto faz com que a distorção por cruzamento aumente, o que é difícil de erradicar com retroalimentação negativa convencional ao redor do amplificador. Além disso, esta técnica tem pouco efeito sobre a dissipação de potência dinâmica.
[011] Outra abordagem que pode reduzir a dissipação inativa e dinâmica é usar uma configuração de amplificador “Classe G”. Esta nomenclatura “Classe G” é atribuída comumente à Hitachi (vide “Highest Efficiency and Super Quality Audio Amplifier Using MOS Power FETs in Class G Operation”, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Volume CD-24, No 3, agosto de 1978), embora a técnica básica pareça ter sido descrita anteriormente (vide, por exemplo, patente no US 3.622.899). Um arranjo de amplificador “Classe G” mantém uma tensão mais baixa através dos dispositivos de saída sob condições inativas, e ao mesmo tempo, isto reduz também a dissipação de potência dinâmica assegurando que a tensão através dos dispositivos de potência também seja reduzida que se está excitando sinais para a carga. Assim sendo, a dissipação de potência inativa e dinâmica é reduzida. Entretanto, a comutação dos dispositivos de saída entre trilhas de potência frequentemente causa falhas curtas na forma das ondas de saída que parecem distorções. Estas falhas curtas no sistema têm uma energia de frequência significativamente alta, e assim sendo, são difíceis de corrigir por retroalimentação negativa. Um projeto cuidadoso pode reduzir este efeito, mas não consegue eliminá-lo e tende a aumentar a dissipação de potência dinâmica de alta frequência.
[012] Uma maneira alternativa para reduzir a dissipação de amplificadores é implementar um amplificador de comutação, e especificamente uma arquitetura assim denominada “Classe D”. Com este projeto, o amplificador linear é substituído por comutações de potência que operam em tipicamente varas centenas de quilo-hertz para um audioamplificador de alto desempenho. A eficiência nominal deste projeto em uma carga resistiva pode ser teoricamente muito alta, embora na prática perdas de comutação e perdas no filtro de saída reduzam significativamente a eficiência real. A alta frequência de comutação pode causar problemas significativos de interferência eletromagnética (EMI) que requerem então indutores volumosos para impedir o acoplamento ao suprimento de energia e linhas de saída, bem como blindagem cuidadosa para evitar radiação. Estas adições significam que, embora os componentes básicos do amplificador possam ser pequenos e de baixo custo, o tamanho global é significativamente maior e mais oneroso devido à necessidade de componentes indutivos e filtrantes. Além disso, a comutação contínua causa uma corrente inativa significativa devido a perdas de comutação dinâmica, e o processo de modulação por largura de pulso (PWM) usado para gerar o sinal de comutação leva a um baixo desempenho de distorção em comparação com um amplificador linear.
[013] Um exemplo de um amplificador Classe D é o amplificador modelo TDF8590TH disponível na empresa NXP Semiconductors, com matriz estabelecida na Holanda. Quando este amplificador é configurado para fornecer uma potência de ondas senoidais de 10 watts para uma carga de 8 Q, a dissipação inativa é maior do que 4 watts/canal. A distorção harmônica total (THD) é acima de 0,1% a 10 kHz em todos os níveis acima de 10 watts de saída e sobre dramaticamente em níveis de saída mais altos, e mesmo estes valores são uma subestimação da distorção real devido ao uso de um filtro AES17 para remover o efeito dos componentes da frequência de comutação residual sobre o equipamento de medição. O desempenho de distorção por intermodulação (IMD) é muito pior do que o de um amplificador linear bem projetado. Os indutores da saída também precisam ser geralmente grandes, para que eles não saturem ou introduzam distorção adicional, e tipicamente medem 4 a 5 centímetros cúbicos, o que é uma barreira para o circuito global e para a miniaturização do empacotamento.
[014] Permanece existindo, portanto, uma necessidade de se obter uma configuração de amplificador que possa ser miniaturizada e ao mesmo tempo proporcionar baixa dissipação de potência. Existe ainda uma necessidade de se obter um amplificador que é capaz de proporcionar baixa dissipação de potência inativa e potência dinâmica, não requer ajuste de polarização, e nenhum indutor para EMI ou filtragem. Há ainda uma necessidade de se obter um amplificador que produz níveis de distorção muito baixos.
SUMÁRIO DA INVENÇÃO
[015] De acordo com uma ou mais modalidades, fornece-se um sistema de amplificador de potência e um método que pode incluir uma ou mais das seguintes características: uma configuração redutora de distorção; um estágio excitador Classe AB; um mecanismo de proteção de corrente; redução de distorção, especialmente quando configurado como um amplificador Classe G ou Classe H; e configuração de redução de distorção embutida.
[016] De acordo com um aspecto de uma ou mais modalidades, um amplificador de baixa potência e baixa distorção compreende um primeiro amplificador configurado como ou incluindo um estágio excitador, e um segundo amplificador configurado como ou incluindo um estágio de saída principal, com uma pluralidade de redes de impedância que proporcionam vias de retroalimentação a partir de saídas do dito primeiro amplificador e do dito segundo amplificador até uma entrada do dito primeiro amplificador, uma primeira via de acoplamento a partir da saída do dito segundo amplificador até uma carga, e uma segunda via de acoplamento a partir da saída do dito primeiro amplificador até a carga. As redes de impedância podem ser resistores, capacitores, ou combinações dessas redes. Uma via de retroalimentação adicional pode ser instalada a partir da carga até a entrada do primeiro amplificador. Um ou mais estágios amplificadores intermediários também podem ser dispostos entre o primeiro amplificador e o segundo amplificador.
[017] De acordo com outro aspecto de uma ou mais modalidades, um método para amplificar um sinal de fonte de entrada compreende as etapas de receber o sinal da fonte de entrada em um primeiro amplificador e gerar desta forma um sinal excitador; fornecer o sinal excitador para a entrada de um segundo amplificador que atua como um estágio de saída principal; operar o primeiro amplificador em um modo Classe AB ou de baixa dissipação de potência; operar o segundo amplificador em um modo Classe B, Classe G, Classe H e/ou de baixa dissipação de potência; e fornecer acoplamento seletivo ou conexões de retroalimentação a partir das saídas dos ditos primeiro e segundo amplificadores para as entradas dos ditos primeiro e segundo amplificadores e para uma carga a fim de manter a operação dos ditos primeiro e segundo amplificadores nos seus respectivos modos.
[018] De acordo com ainda outro aspecto de uma ou mais modalidades como aqui descritas, um amplificador de baixa potência e baixa distorção inclui uma pluralidade de estágios em cascata com uma estágio excitador polarizado para operar no modo Classe AB, um estágio de saída principal que opera em um modo de baixa dissipação de potência, e uma pluralidade de redes de impedância que proporcionam vias de retroalimentação ou acoplamentos entre as saídas e entradas dos estágios em cascata ou a carga, de tal modo que o amplificador produza baixa distorção e mantenha uma resposta de frequência substancialmente constante sobre uma ampla faixa de frequências. O amplificador de baixa potência pode ser configurado para ter dissipação de reserva e dinâmica muito baixa.
[019] De acordo com certas modalidades ou variações, o primeiro amplificador pode operar no modo Classe G ou Classe H.
[020] Outras modalidades, alternativas e variações também são aqui descritas ou ilustradas nas figuras apensadas.
BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS
[021] A Figura 1 é um diagrama esquemático genérico de um amplificador linear convencional das técnicas anteriores.
[022] A Figura 2 é um diagrama esquemático de um amplificador que ilustra, entre outras coisas, um arranjo de redes de impedância de acordo com uma modalidade aqui descrita.
[023] A Figura 3 é um diagrama esquemático de outra modalidade de um amplificador similar àquela da figura 2, mas tendo um laço de retroalimentação adicional.
[024] A Figura 4 é um gráfico que ilustra um exemplo do desempenho de distorção que pode ser atingido por um amplificador construído de acordo com os princípios aqui descritos, sob certos parâmetros de carga.
[025] A Figura 5 é um diagrama de blocos de outro projeto de amplificador, usando uma técnica em cascata de amplificadores.
[026] A Figura 6 é um diagrama de blocos que ilustra outro exemplo de um projeto de amplificador de acordo com várias modalidades aqui descritas.
[027] A Figura 7a é um diagrama esquemático de um circuito limitador de corrente como conhecido nas técnicas anteriores, enquanto que a Figura 7b é um diagrama esquemático de um circuito limitador de corrente alternativo como pode ser usado com relação a várias modalidades aqui descritas.
[028] As Figuras 8a e 8b são diagramas que comparam as respostas de frequência de diferentes projetos de amplificadores.
DESCRIÇÃO DETALHADA DE MODALIDADES PREFERIDAS
[029] De acordo com uma ou mais modalidades, é fornecido um amplificador de baixa potência que tem pelo menos um amplificador configurado como ou incluindo um estágio excitador e um segundo amplificador configurado como ou incluindo um estágio de saída principal, polarizado para entrar em modos operacionais nos quais eles puxam baixa potência inativa, e mesmo assim consomem muito pouca potência dinâmica quando ativos. Uma pluralidade de redes de impedância proporciona, dentre outras coisas, vias de retroalimentação a partir das saídas do primeiro amplificador e do segundo amplificador para o primeiro amplificador, habilitando em parte a capacidade do baixo amplificador combater distorção. As redes de impedância podem proporcionar também uma via de acoplamento a partir da saída do segundo amplificador incluindo o estágio de saída principal até a carga, e outra via de acoplamento a partir da saída do primeiro amplificador incluindo o amplificador com estágio excitador até a carga. As redes de impedância são, de preferência, resistores, capacitores ou combinações dessas redes.
[030] Uma via de retroalimentação adicional também pode ser instalada a partir da carga até a entrada do primeiro amplificador. A via de retroalimentação adicional pode incluir um filtro passa-baixo, e mais especificamente, uma rede em T de dois resistores e um capacitor, e pode ajudar a “achatar” a resposta de frequência do amplificador em baixas frequências. Um estágio amplificador intermediário também pode ser adicionado entre o amplificador no estágio excitador e o estágio de saída principal para proporcionar versatilidade adicional e redução da distorção.
[031] O primeiro e o segundo amplificadores são ambos, de preferência, operados em modos de baixa dissipação de potência, embora em algumas modalidades nas quais a dissipação de potência não seja crítica, um ou ambos amplificadores podem ser operados em um modo de dissipação mais alta para, por exemplo, simplificar o projeto, reduzir ainda mais a distorção (caso necessário), ou por outras razões. Como aqui utilizado, um modo de baixa dissipação de potência ou baixa dissipação inclui genericamente os modos operacionais nos quais a dissipação de corrente reserva ou inativa é mantida baixa, e assim sendo, incluiriam genericamente os modos Classe B, G e H, e potencialmente o modo Classe AB em certas configurações.
[032] Como um exemplo, o primeiro amplificador que inclui o estágio excitador do amplificador pode ser operado em um modo Classe AB, enquanto que o segundo amplificador que inclui o estágio de saída principal pode ser operado em um modo Classe B e/ou Classe G ou H. Assim sendo, a puxação global de potência do amplificador pode ser mantida muito baixa. O segundo amplificador pode ser alternativamente operado no modo Classe AB à custa de maior dissipação de potência que pode baixar ainda mais a distorção. Como outro exemplo, o primeiro e o segundo amplificadores podem ser operados no modo Classe G, ou ambos podem ser operados no modo Classe H, ou um no modo Classe G e o outro no modo Classe H. Os projetos inusitados dos amplificadores aqui descritos e enunciados proporcionam, portanto, um grande grau de flexibilidade versatilidade em termos de seleção do modo operacional e configuração global do projeto. O projeto do amplificador pode ser individualizado para propósitos específicos, incluindo dissipação de potência extremamente baixa, distorção muito baixa, estrutura compacta, etc., ou combinações delas.
[033] A Figura 1 é um diagrama esquemático genérico de um exemplo de um amplificador linear convencional 100 como conhecido nas técnicas anteriores. Como ilustrado na Figura 1, o amplificador linear 100 inclui um estágio de entrada 110, um estágio excitador 120, e um estágio de saída 150 que pode incluir, por exemplo, um par de transistores 131 e 132 (indicados também como Q1 e Q2 na Figura 1) acoplados às trilhas de tensão positiva e negativa 130, 135 (indicadas também como +V e -V na Figura 1). O estágio de entrada 110, o estágio excitador 120, e o estágio de saída 150 são conectados em um arranjo serial. O estágio de entrada 110 recebe um sinal de entrada 106 a partir de uma fonte de sinal de entrada 105. Os transistores Q1, Q2 do estágio de saída são normalmente polarizados por uma fonte de tensão 128 (indicada também como Vb) para dentro da operação Classe B ou Classe AB. Embora ilustrados na Figura 1 como transistores individuais, os transistores Q1 e Q2 do estágio de saída podem ser corporificados como diferentes tipos de circuitos, tais como transistores individuais, arranjos de transistores compostos ou transistores de efeito de campo (FETs). O estágio de saída 150 fornece um sinal de saída amplificado 140 para uma carga 145 (representada como uma impedância na Figura 1).
[034] Um capacitor de retroalimentação 124 (indicado também como Z2 na Figura 1), também ilustrado na Figura 1, aplica uma retroalimentação local ao redor do estágio excitador 120, e ao mesmo tempo, assegurando estabilidade por introduzir uma atenuação (roll-off) de 6 dB por oitava na resposta de frequência em laço aberto do amplificador 100. O estágio excitador 120 é polarizado tipicamente na operação Classe A. O estágio de entrada 110 é implementado tipicamente como um estágio de transcondutância. Resistores adicionais 115 e 112 (indicados também como R4 e Rg na Figura 1) proporcionam retroalimentação negativa global ao redor do amplificador completo.
[035] Como mencionado anteriormente, um amplificador deste tipo genérico geralmente padece de desempenho deficiente de dissipação inativa e dinâmica quando polarizado na operação Classe AB, e desempenho deficiente de distorção quando polarizado na operação Classe B. A dissipação pode ser reduzida operando no modo Classe G, mas então mais mecanismos de distorção são introduzidos, os quais são difíceis de contornar por meio de retroalimentação negativa convencional.
[036] De acordo com uma ou mais modalidades aqui descritas, e como explicado, por exemplo, com relação à Figura 2, a distorção é reduzida significativamente sobre o amplificador linear convencional da Figura 1, fornecendo uma via de sinal a partir do estágio de ganho/excitação X1 até a saída por meio de uma rede de impedância Z3, e ao mesmo tempo, introduzindo também outra rede de impedância Z1. A Figura 2 é um diagrama esquemático de um projeto inovador de amplificador de acordo com uma modalidade aqui descrita, ilustrando um arranjo útil de redes de impedância e outro conjunto de circuitos do amplificador por meio de um exemplo. Na Figura 2, um amplificador 200 inclui, entre outras coisas, um estágio de ganho/excitação 210 (indicado também como X1 na Figura 2) e um estágio de saída 250 que pode incluir, por exemplo, um par de transistores 231 e 232 (indicados também como Q1 e Q2 na Figura 2) acoplados, similarmente à Figura 1, às trilhas positiva e negativa +V e -V (não ilustradas na Figura 2). O estágio de ganho/excitação 210 recebe um sinal de entrada 206 a partir de uma fonte de sinal de entrada 205. Embora ilustrados na Figura 2 como transistores individuais, como na Figura 1 e em todas as outras modalidades que serão aqui descritas, os transistores do estágio de saída, Q1 e Q2, podem ser materializados como diferentes tipos de circuito tais como transistores individuais, arranjos compostos de transistores ou FETs. O estágio de saída 250 produz um sinal de saída amplificado 240 para uma carga 245 (representada como uma impedância na Figura 2).
[037] Mais genericamente, o ganho/estágio 210, embora conceitualmente ilustrado como um único amplificador na Figura 2, pode ser construído a partir de múltiplos estágios amplificadores ou pode ser incluído como parte de um bloco de amplificador maior. Similarmente, o estágio de saída 250, embora ilustrado como consistindo principalmente em transistores Q1 e Q2, pode ser incluído como parte de um bloco amplificador maior que pode conter um ou mais estágios, e seria entendido também como incluindo componentes de polarização, elementos de proteção, e outras características convencionais que não estão ilustrados na Figura 2 por motivo de simplificação. Os versados nessas técnicas devem avaliar que há muitas maneiras para implementar o estágio de ganho/excitação 210 e o estágio de saída 250 do amplificador 200.
[038] Como assinalado acima, uma rede de impedância 290 (indicada também como Z3 na Figura 2) é instalada entre a saída do estágio de ganho/excitação 210 e a carga 245. Outra rede de impedância 280 (indicada também como Z1 na Figura 2) é instalada entre o estágio de saída 250 e a carga 240. Outra rede de impedância 270 (indicada também como Z2 na Figura 2) é instalada a partir da saída do estágio de ganho/excitação 210 até uma das entradas diferenciais do estágio de ganho/excitação 210. Uma quarta rede de impedância 260 (indicada também como Z4 na Figura 2) é instalada a partir do estágio de saída 250 até a mesma entrada diferencial do estágio de ganho/excitação 210. As redes de impedância 260 e 270 são acopladas à terra (ou algum outro potencial de referência) por outra rede de impedância 212 (indicada também como Zg na Figura 2).
[039] No exemplo da Figura 2, a rede de impedância 290 é materializada como um capacitor 291 e um resistor 292 conectados em paralelo. A rede de impedância 280 é materializada como um resistor 281. A rede de impedância 270 também é materializada como um resistor 271. A rede de impedância 260 é materializada como um resistor 262 e um capacitor 261 conectados em série.
[040] Escolhendo os valores das redes de impedância Z1, Z2, Z3, Z4 de tal modo que elas satisfaçam à relação Z1(s\Z2(s) = Z3(s)-Z4(s), a distorção no amplificador 200 pode ser reduzida significativamente em comparação com um amplificador de retroalimentação padrão do tipo ilustrado na Figura 1. Como assinalado acima, neste exemplo, a rede de impedância Z1 é, de preferência, materializada como um resistor, a rede de impedância Z2 é, de preferência, materializada como um capacitor, a rede de impedância Z3 é, de preferência, materializada como uma combinação em paralelo de resistor e capacitor, e a rede de impedância Z4 é, de preferência, materializada como uma combinação serial de resistor e capacitor, embora outras redes de impedância equivalentes possam ser usadas. A constante de tempo da rede de impedância Z3, de preferência, equivale àquela da rede de impedância Z4. Em baixas frequências, abaixo da frequência na qual a impedância de Z3 se torna capacitiva, a rede de impedância Z3 parece resistiva em natureza, e a rede de impedância Z4 parece ser capacitiva. A presença da rede de impedância Z3 atenua o joelho de crossover do estágio de saída 250 em virtude da conexão do estágio excitador até a saída da carga através da rede de impedância Z3.
[041] Para ganhar redução máxima da distorção, a rede de impedância Z4 tem, de preferência, natureza capacitiva de tal modo que a razão das impedâncias de Z2:Z4 seja igual a Z3:Z1. Entretanto, isto significa que o ganho de laço aberto do laço de retroalimentação ao redor do estágio de saída 250 não recua mais com a frequência. Incorporando um resistor serial dentro de Z4 restabelece a queda no ganho com frequência acima do ponto de interrupção no qual Z4 para de parecer capacitiva e se torna resistiva em natureza. O resistor 262 na rede de impedância Z4 é escolhido para estabelecer uma frequência em ganho de laço que assegura estabilidade.
[042] Para reter redução completa da distorção, a rede de impedância Z3 deve ser forçada a ter natureza capacitiva em altas frequências; assim sendo, a equiparação das constantes de tempo das redes de impedância Z3 e Z4. Há genericamente uma livre escolha da constante de tempo para os componentes das redes de impedância Z3 e Z4. Entretanto, quanto maior a constante de tempo, maior tem de ser o capacitor na rede de impedância Z3, e maior será corrente puxada a partir do estágio de ganho/excitação 210 (isto é, X1) em altas frequências. Para minimizar o tamanho do amplificador 200, a constante de tempo para as redes de impedância Z3 e Z4 deve ser mantida baixa.
[043] O equilíbrio das redes de impedância não funcionará mesmo na presença de elementos parasitas nas redes de impedância. Por exemplo, uma indutância parasita em série com o resistor 281 pode ser equilibrada colocando um resistor de valor apropriado em série com o capacitor 291. Como refletido pelo exemplo da Figura 2, todos os componentes das redes de impedância Z1 - Z4 podem ser concretizados como resistores, capacitores ou combinações deles (excluindo elementos parasitas). Esta abordagem de projeto pode levar a um pacote de amplificador muito compacto. O termo “resistor” neste contexto inclui qualquer elemento resistivo que apresenta uma relação de impedância substancialmente constante sobre a faixa de frequências operacionais aplicável, e tipicamente, porém não necessariamente, envolverá um componente resistor convencional distinto.
[044] Por si só, a escolha e o arranjo de redes de impedância na Figura 2 funciona adequadamente, mas pode ser melhorada. Por exemplo, a incorporação do capacitor serial 262 dentro de rede de impedância Z4 significa que uma frequência abaixo da ruptura se formou por sua combinação serial de resistor/capacitor de elementos 261 e 262, o ganho de laço fechado do amplificador completo 200 aumenta em 6 dB por oitava à medida que a frequência diminui. Adicionalmente, o ganho de laço aberto ao redor dos transistores Q1, Q2, devido ao arranjo das redes de impedância Z2 e Z4 e o estágio de ganho/excitação 210 se torna constante em baixas frequências, ao invés de subir em 6 dB por oitava com a frequência decrescente como acontece com um amplificador de retroalimentação convencional. Assim sendo, a redução da distorção ao redor dos transistores Q1 e Q2 por meio de retroalimentação negativa será baixada em comparação com um amplificador convencional com esta escolha de redes de impedância. Uma redução adicional da distorção ainda será atingida em virtude da incorporação da rede de impedância Z3 no amplificador 200, mas ainda há espaço para melhora, como será explicado mais detalhadamente abaixo. Além disso, a resistência de saída do amplificador 200 é aproximadamente igual à combinação paralela das redes de impedância Z1 e Z3. No caso em que a primeira rede de impedância Z1 é materializada como um resistor, a resistência de saída do amplificador 200 em baixas frequências é genericamente mais alta do que seria no caso para um amplificador de retroalimentação convencional, tal como ilustrado na Figura 1.
[045] A Figura 3 ilustra como outros aperfeiçoamentos podem ser feitos no desempenho de distorção resposta em laço fechado no projeto do amplificador fundamental da Figura 2. Na Figura 3, os elementos indicados como 3xx correspondem genericamente aos elementos similares indicados como 2xx na Figura 2. Na Figura 3, um amplificador 300 recebe um sinal de entrada 306 a partir de uma fonte de sinal de entrada 305. Similarmente ao amplificador 200 da Figura 2, o amplificador 300 da Figura 3 inclui um estágio de ganho/excitação 310, um estágio de saída 350 que compreende os transistores 331 e 332 (indicados também como Q1 e Q2), e as redes de impedância 360, 370, 380 e 390 (indicadas também respectivamente como Z4, Z2, Z1 e Z3 na Figura 3). Uma rede 356 que compreende os resistores 352, 353 (indicados também como R5, R6 na Figura 3) e um capacitor 354 (indicado também como C7 na Figura 3) foi adicionado ao amplificador 300 para formar um laço de retroalimentação adicional. A retroalimentação é retirada da saída final 340 do amplificador 300 ao invés do que a partir do estágio de saída 350 diretamente, embora ela seja então alimentada para dentro do mesmo terminal de entrada da retroalimentação do estágio de ganho/excitação 310 que o laço de retroalimentação existente que se baseia nas redes de impedância Z2 e Z4. Não obstante isto, esta conexão do laço de retroalimentação suplementar não perturba as condições necessárias para uma redução máxima da distorção.
[046] Simplesmente adicionar outra via de retroalimentação resistiva ao arranjo do amplificador da Figura 2 resultaria genericamente em uma resposta de frequência não-plana porque o laço de retroalimentação suplementar é colocado ao redor do sistema de laço fechado da Figura 2, e o ganho de laço fechado não é grande o suficiente para assegurar que a resposta de laço final do amplificador seja independente do valor do ganho de laço fechado final da Figura 2. Entretanto, projetando a rede de retroalimentação suplementar 356 para ter uma resposta do filtro passa-baixo com uma frequência de corte que equivale à frequência do ponto de ruptura das redes de impedância Z3 e Z4 e com um ganho apropriado, então o amplificador global 300 pode ser projetado para ter uma resposta plana. Assim sendo, a resposta de frequência baixa crescente do sistema amplificador da Figura 2 é perfeitamente compensada pelas adições de projeto da Figura 3.
[047] O laço de retroalimentação suplementar da Figura 3 disponibilizado pela adição da rede de retroalimentação 356 reduz também adicionalmente a distorção em baixas frequências, compensando o desempenho comprometido da distorção em baixa frequência da implementação do amplificador da Figura 2. Além disso, este laço de retroalimentação suplementar reduz também a impedância de saída do amplificador em baixas frequências, pois a retroalimentação é tirada a partir diretamente através da carga 345, e assim sendo, a rede de impedância Z1 fica dentro deste laço de retroalimentação.
[048] Tendo o laço de retroalimentação suplementar dependente da frequência global para baixar a impedância de saída do amplificador 300 permite que a rede de impedância ponte Z1 a fim de ter uma impedância mais alta do que seria possível de outra forma, dentro das restrições das perdas de potência dentro do resistor 381 da rede de impedância Z1; assim sendo, a impedância do elemento Z3 pode ser similarmente aumentada para baixar o valor da capacitância em paralelo e com ele a corrente de alta frequência que deve ser fornecida a partir do estágio de ganho/excitação 310.
[049] As escolhas disponíveis dos valores de capacitores e resistores para as redes de impedância Z1-Z4 significam que equilibrar em faixas de alta frequência pode ser conseguido mais precisamente, pois os capacitores e resistores dos valores usados para o projeto do amplificador 300 podem ser obtidos facilmente com tolerâncias de fabricação estreitas. A tensão que aparece através do capacitor 391 dentro da rede de impedância Z3 é bem pequena (ela é apenas a perda de ganho/erro no estágio de saída mais o produto da corrente de saída vezes a impedância de Z1), e assim sendo, seu tamanho de pacote dados os requisitos de baixa tensão do capacitor 391, também é correspondentemente pequeno, permitindo a miniaturização do amplificador 300. Múltiplos amplificadores que usam o projeto ilustrado na Figura 3 podem ser colocados em proximidade estreita com pouca interação entre as redes de impedância, porque a falta de indutores equilibradores significa que há menos possibilidade de acoplamento magnético entre os amplificadores.
[050] O uso das redes de impedância adicionais Z1, Z3 e Z4 e do laço de retroalimentação suplementar disponibilizado pela adição da rede de retroalimentação 356 permite que a distorção de alta frequência do amplificador 300 seja significativamente mais baixa do que um amplificador de retroalimentação convencional, e assim sendo, o estágio de saída 350 poderia ser potencialmente operado, por exemplo, no modo Classe B e ao mesmo tempo evitando a distorção crossover. Assim sendo, a dissipação de potência inativa que normalmente ocorre devido à corrente quiescente necessária para polarizar um estágio de saída do amplificador convencional no modo Classe AB é eliminada pelo projeto da Figura 3. Isto poderia ser de uso limitado caso o estágio de ganho/excitação 310 do amplificador 300 fosse requerido a ter uma alta drenagem de corrente inativa. Entretanto, o estágio de ganho/excitação 310 neste exemplo opera em potência muito mais baixa do que o estágio de saída principal 350 baseado ao redor dos transistores Q1 e Q2, e assim sendo, o estágio de ganho/excitação 310 pode ser configurado com um estágio de saída da Classe AB 350 que tem dispositivos de saída lineares rápidos (transistores Q1 e Q2), e assim sendo, ainda opera com baixa distorção em comparação com o estágio de saída principal 350. Assim sendo, a dissipação no estágio de ganho/excitação 310 também pode ser muito baixa.
[051] Incorporando um estágio de saída de potência da Classe AB internamente dentro do estágio de ganho/excitação 310, a distorção introduzida no sinal de erro pela operação Classe AB do estágio de ganho/excitação 310 pode ser tornada extraordinariamente pequena. Tipicamente, para um amplificador de potência de áudio de acordo com o projeto ilustrado na Figura 3 capaz de distribuir potência de saída nominal de 100 watts para dentro de uma carga de 16 ohms, o estágio de ganho/excitação 310 pode ser configurado para operar, por exemplo, com apenas 1-2 miliampères de corrente quiescente, que é bem baixa.
[052] Dada a redução significativa na distorção de alta frequência do estágio de saída 350, a dissipação da potência dinâmica do amplificador 300 também pode ser reduzida empregando uma arquitetura Classe G ou Classe H. Diferentemente de um amplificador de retroalimentação convencional, os componentes da alta distorção de frequência introduzidos pelas transições comutadoras de trilhas da Classe G ou o esquema de trilhamento da Classe H será reduzida usando as configurações de retroalimentação do amplificador de algumas das modalidades aqui descritas, de tal modo que um amplificador com uma distorção muito baixa, uma dissipação de potência inativa muito baixa, e baixa dissipação de potência dinâmica possa ser concretizado. Um exemplo de suprimento de potência de trilhamento pode ser usado em conjunto com os projetos de amplificadores aqui descritos, para proporcionar economia de potência adicional, está descrito no pedido de patente co-pendente número de série US 12/253.047, depositado em 16 de outubro de 2008, cedido para a cessionária da presente invenção, e aqui incorporado por referência como se aqui inteiramente enunciado. O uso de uma arquitetura da Classe G ou H é aplicado para o primeiro amplificador que contém o estágio de ganho/entrada pode ter o potencial para introduzir não-linearidades no sistema, o que poderia precisar ser controladas ou levadas em conta de outra forma.
[053] Quando uma arquitetura da Classe G ou H é aplicada ao primeiro e também ao segundo amplificadores, diferentes trilhas de potência (com diferentes níveis de tensão) podem ser disponibilizadas para o primeiro amplificador e para o segundo amplificador, por exemplo, para ajudar o isolamento, reduzir não-linearidades, e minimizar a dissipação de potência.
[054] A Figura 4 ilustra um exemplo do desempenho de distorção que pode ser atingido por um amplificador construído de acordo com os princípios delineados acima, quando capaz de excitar um sinal de pico de 56 volts dentro de uma carga de 26 ohms, usando um projeto de amplificador construído de acordo com a Figura 3. Como ilustrado na Figura 4, a distorção harmônica total é bem baixa em frequências relativamente baixas (na faixa genericamente entre cerca de 0,0003 e 0,0010 por cento de nível de distorção a 1 KHz), e permanece baixa mesmo em frequências altas (genericamente na faixa entre cerca de 0,0020 e 0,0050 por cento de nível de distorção a 10 KHz).
[055] As Figuras 8a e 8b são gráficos de respostas de frequência idealizadas, que ilustram o efeito do laço de retralimentação adicional 356 na modalidade da Figura 3. A Figura 8a ilustra que em frequências relativamente baixas, o ganho do amplificador global cai, e depois “achata” em uma região de plataforma, e então mais tarde cai novamente com a frequência crescente. Usando o laço de retroalimentação adicional da Figura 3, esta resposta de frequência pode ser alterada como ilustrado na Figura 8b. A resposta de frequência baixa é perfeitamente compensada pelo laço de retroalimentação externo, resultando em uma resposta de frequência plana para fora em frequências relativamente altas. O laço de frequência externo pode ser usado também para propósitos adicionais, tais como estender a faixa operacional do amplificador através da introdução de um zero e polo adicional em altas frequências.
[056] Outras modificações ou intensificações também podem ser feitas as arquiteturas do amplificador descritas acima. Por exemplo, embora a distorção do estágio de ganho/excitação 310 da Classe AB possa ser tornada baixa em comparação com aquela do estãgio de saída 350, ela ainda gerará alguma distorção residual. Para superar isto, o estágio de ganho/excitação da Classe AB 310 pode ele próprio empregar a mesma técnica de redução de distorção usada ao redor do estágio de saída 250, como delineado anteriormente com relação à Figura 2.
[057] Esta abordagem “cascateada” está ilustrada no projeto de amplificador lustrado na Figura 5. Os elementos na Figura 5 indicados como “5xx” correspondem genericamente aos elementos similares indicados como “3xx” na Figura 3. Na Figura 5, um amplificador 500 recebe um sinal de entrada 506 a partir de uma fonte de sinais de entrada 505. Similarmente ao projeto da Figura 3, o amplificador 500 inclui um estágio de ganho/excitação 510, um estágio de saída 550 que compreende os transistores 531 e 532 (indicados também como Q1 e Q2), e as redes de impedância 560, 570, 580 e 590 (indicadas também como Z4, Z2, Z1 e Z3 na Figura 5). Uma rede de retroalimentação adicional 556 que compreende os resistores 552, 553 (indicados também como R5, R6 na Figura 5), e um capacitor 554 (indicado também como C7 na Figura 5) está incluído no amplificador 500, tendo o mesmo propósito genérico que na Figura 3, sendo a retroalimentação tirada da saída final 540 do amplificador 500 e alimentada para dentro do terminal de entrada de retroalimentação do estágio de ganho/excitação 350. Está adicionado também na Figura 5 um estágio intermediário 542, que é um aspecto que pode atuar como um segundo estágio excitador ou um estágio excitador suplementar, compreendendo os transistores 543 e 544 (indicados também como Q3 e Q4) e componentes de polarização da tensão 546 e 547. Os transistores 543 e 544 são acoplados à trilha de tensão positiva +V e à trilha de tensão negativa -V, respectivamente, e podem ser polarizados no modo operacional da Classe AB pelos componentes de polarização 546 e 547.
[058] A saída do estágio intermediário 542 é acoplada à entrada do estágio de saída 550 por intermédio de um resistor 529 (indicado também como Z1i na Figura 5). Um resistor adicional 528 (indicado também como Z3i) é conectado a partir da entrada do estágio de saída 550 à entrada do estágio intermediário 542. A retroalimentação retirada da rede de impedância 590 (Z3), então, atravessa o resistor 528 para os propósitos do estágio intermediário 542, embora ela ainda esteja acoplada diretamente à entrada do estágio de saída 550. Um capacitor adicional 548 (indicado também como Z2i na Figura 5) é instalado a partir da saída do estágio de ganho/excitação 510 até seu terminal de entrada de retroalimentação. A retroalimentação derivada a partir da rede de impedância 570 (Z2) é retirada pela saída do estágio intermediário 542 ao invés da saída do estágio de ganho/excitação 510. Os elementos adicionais 529, 548 e 528 (Z1i, Z2i e Z3i) fazem parte de um laço de retroalimentação interno, enquanto que a rede de impedância 570 (Z2) compartilha sua operação entre os laços de retroalimentação interno e externo.
[059] O estágio de ganho/excitação 510 e também o estágio intermediário 542 produzem algum aspecto da operação de alimentação por antecipação (feed forward), pelo fato de que ambos fornecem corrente para a carga quando o estágio de saída principal 550 está relativamente inativo, e assim sendo, ambos podem ser considerados como tendo uma função excitadora até algum grau. Ambos estágios podem também proporcionar ganho. A este respeito, a designação de estágios específicos como estágios de “ganho” ou “excitação” não pretende ser limitativa.
[060] No exemplo ilustrado na Figura 5, os componentes do laço interno 529, 548 e 528 (Z1i, Z2i e Z3i) foram escolhidos, junto com a rede de impedância 570 (Z2), de tal modo que o laço interno realize a condição de redução de distorção descrita para o projeto de amplificador da Figura 3, com o estágio Classe AB (isto é, o estágio de saída interno do estágio de ganho/excitação 510, em certas modalidades) retendo uma resposta do tipo integradora com relação à ação observada pelo laço externo. Um resistor 572 (R2) foi adicionado à rede de impedância 570 (Z2) para ajudar a assegurar a estabilidade do laço de retroalimentação interno ao redor dos transistores Q3 e Q4, enquanto que outro resistor 592 (R3i) foi adicionado à rede de impedância 590 (Z3) para compensar o laço de retroalimentação externo pelo zero introduzido na resposta integradora pelo resistor 572. Este arranjo torna possível que os outros componentes do laço externo das redes de impedância Z1 - Z4 permaneçam os mesmos que o exemplo ilustrado na Figura 3. A retenção da alta frequência roll-off do estágio excitador aperfeiçoado que compreende estágio de ganho/excitação 510 e o estágio intermediário 542 possibilita estabilidade do laço de retroalimentação ao redor do estágio de saída 550, e o laço de retroalimentação global final possibilita ainda a baixa impedância de saída do amplificador 500 em frequências de áudio.
[061] Outros arranjos das redes de impedância do laço interno também são possíveis. Por exemplo, caso um estágio de ganho suplementar seja introduzido antes do estágio de ganho/excitação 510, então o capacitor 571 (C2) na rede de impedância 570 (Z2) poderia ser dispensado e o resistor 528 (Z3i) substituído por um capacitor. O ganho deste laço interno poderia ser então nivelado com a frequência, e então o estágio de ganho suplementar poderia receber uma resposta integradora e a ponte externa e os componentes de laço Z4, R5, R6, C7, Zg poderiam ser conectados à entrada do estágio de ganho integrador adicional.
[062] Esse arranjo está detalhado na Figura 6. Os elementos na Figura 6 indicados como “6xx” correspondem genericamente aos elementos similares indicados como “5xx” na Figura 5. Na Figura 6, um amplificador 600 recebe um sinal de entrada 606 a partir de uma fonte de sinais de entrada 605. Similarmente à Figura 5, o amplificador 600 inclui um estágio de ganho/excitação 610B, um estágio intermediário 642 que compreende os transistores 643 e 644 (indicados também como Q3 e Q4) e os componentes de polarização da tensão 646 e 647, e um estágio de saída 650 que compreende os transistores 631 e 632 (indicados também como Q1 e Q2), junto com as redes de impedância 660, 670, 680 e 690 (indicadas também respectivamente como Z4, Z2, Z1 e Z3 na Figura 6). Um estágio de ganho adicional 610A (indicado também como X2 na Figura 6) também foi adicionado antes do estágio de ganho/excitação 610B. O amplificador 600 inclui ainda uma rede de retroalimentação externa 656 que compreende os resistores 652, 653 (indicados como R5, R6) e o capacitor 654 (indicado como C7), tendo um propósito similar ao das Figuras 3 e 5, sendo a retroalimentação tirada a partir da saída final 640 do amplificador 600 e alimentada para dentro de um terminal de entrada de retroalimentação do estágio de ganho 610A. Neste caso, a rede de impedância 670 (Z2) fica posicionada entre a saída do estágio de ganho 610A e terminal de entrada da retroalimentação do estágio de ganho 610A. Similarmente, a rede de impedância 660 (Z4) fica posicionada entre a saída do estágio excitador 650 e o terminal de entrada da retroalimentação do estágio de ganho 610A.
[063] A retroalimentação a partir da saída do estágio de ganho/excitação 610B continua a percorrer através do capacitor 648 (Z2i) para dentro do terminal de entrada de retroalimentação do estágio de ganho/excitação 610B. Uma conexão de retroalimentação também é feita a partir da saída do estágio intermediário 642 até o terminal de entrada da retroalimentação do estágio de ganho/excitação 610B. Neste caso, o elemento de retroalimentação é um resistor 619 (indicado também como R2) e outro resistor 618 (indicado também como Rgi) foi adicionado acoplando o terminal de entrada de retroalimentação do estágio de ganho/excitação 610B à terra (ou algum outro potencial de referência). O capacitor 628 e o resistor 629 (indicados também como Z3i e Z1i respectivamente) realizam funções similares aos seus equivalentes na Figura 5, sendo que ambos fazem parte do laço de retroalimentação interno.
[064] No projeto da Figura 6, o estágio de ganho adicionado 610A é configurado com uma resposta integradora (usando o capacitor 671 da rede de impedância Z2), e a ponte externa e os componentes do laço Z4, R5, R6, C7, Zg são conectados à entrada da retroalimentação do estágio de ganho adicionado 610A ao invés do estágio de ganho/excitação 610B. O ganho do laço de retroalimentação interno que inclui os resistores 618 e 619 (Rgi e R2) é nivelado com a frequência.
[065] Do mesmo modo que na Figura 5, no exemplo da Figura 6 os outros componentes do laço interno 629, 648 e 628 (Z1i, Z2i e Z3i) foram escolhidos, junto com a rede de impedância 670 (Z2), de tal modo que o laço interno realize a condição de redução da distorção descrita no projeto de amplificador da Figura 3, como estágio Classe AB (isto é, o estágio de saída interno do estágio de ganho/excitação 510, em algumas modalidades) retendo uma resposta do tipo integradora com relação à ação observada pelo laço externo. A escolha dos valores da rede de impedância do laço externo para assegurar redução máxima da distorção agora tem de levar em conta o ganho do laço interno que aumenta a impedância efetiva de Z2 na relação de [R2+Rgi]/Rgi. Um resistor da rede de impedância 670 (Z2) não é necessário para a estabilidade do laço de retroalimentação interno ao redor dos transistores Q3 e Q4. Este arranjo novamente torna possível que os outros componentes do laço externo das redes de impedância Z1-Z4 do projeto de amplificador da Figura 3 permaneçam os mesmos. A retenção da alta frequência roll-off do subsistema amplificador interno que compreende o estágio de ganho 610A, o estágio de ganho/excitação 610B e o estágio intermediário 642 possibilita a estabilidade do laço de retroalimentação ao redor do estágio de saída 650, e o laço de retroalimentação global final ainda possibilita a baixa impedância de saída do amplificador 600 em frequências de áudio.
[066] Caso a impedância de saída do subsistema amplificador interno seja um valor apreciável em comparação com a impedância de Z3, então a rede de impedância Z3 pode ser modificada (isto é, aumentada) para assegurar a redução da distorção correta.
[067] Utilizando estes arranjos de redes suplementares nos projetos de amplificadores das Figuras 5 e 6, a dissipação do estágio excitador da Classe AB (isto é, o estágio de saída interno do estágio de ganho/excitação 510 ou 610B, em algumas modalidades) pode ser tornada ainda mais baixa reduzindo a corrente quiescente da Classe AB ainda mais, pois sua distorção pode ser grandemente reduzida pelas técnicas descritas. O estágio Classe AB do estágio de ganho/excitação 510 ou 610B poderia ser ele próprio polarizado na Classe B, resultando em uma redução da dissipação inativa.
[068] Uma redução adicional na dissipação inativa pode ser obtida operando o estágio de ganho/excitação 210, 310, 510 ou 610B no modo da Classe G ou H, pois a tensão de alimentação de potência quiescente para o estágio de ganho/excitação será mais baixa do que seria no caso diverso. Isto poderia ser feito também sem a(s) rede(s) suplementar(es) da Figura 5 ou 6, mas um cuidado adicional deve ser tomado para eliminar quaisquer picos de comutação do suprimento de potência que afetem a saída do estágio de ganho/excitação. O conjunto de circuitos de rede suplementares possibilita que qualquer distorção de comutação introduzida no estágio de ganho/excitação seja significativamente reduzida.
[069] Os amplificadores incorporam genericamente pequenos resistores sensores de corrente em série com os transistores de saída em ordem para proporcionar circuitos de proteção limitadores de corrente. A rede de impedância Z1 empregada nos vários projetos de amplificadores das Figuras 2, 3, 5 e 6 pode ser usada para substituir estes resistores sensores de corrente, como representado nas Figuras 7a e 7b. A Figura 7a ilustra um arranjo de circuitos limitadores de corrente convencionais no qual um estágio de saída equilibrado 700 compreende um transistor do tipo doador (n) 711 e um transistor do tipo aceptor (p) 712 (indicados também como Q1 e Q2) que são interconectados com uma combinação conjunto de circuitos que incluem os transistores 721, 722 e 723 (indicados também como Q3, Q4 e Q5, respectivamente), a fonte de corrente 724 (indicada também como I1), e os resistores 714 e 715 através dos quais o sinal de saída passa para atingir a saída final 720 do estágio de saída 700. A quantidade de corrente que pode ser emitida a partir do transistor 711 é limitada pela corrente que atravessa o resistor 714, e esta quantidade de corrente é por sua vez determinada pela tensão base/emissor do transistor 721. O resistor 715 e o transistor 722 operam de uma maneira similar para proteger o transistor 712 contra corrente de saída excessiva.
[070] A Figura 7b, por outro lado, ilustra um arranjo de circuitos limitadores de corrente modificado que se beneficia da presença da rede de impedância Z1 para prescindir dos resistores 714 e 715. Na Figura 7b, o estágio de saída 750 compreende o transistor de tipo doador (n) 731 o transistor do tipo aceptor (p) 732 (indicados também como Q1 e Q2) que são novamente interconectados com uma combinação de conjuntos de circuitos que incluem os transistores 751, 752 e 753 (indicados também como Q3, Q4 e Q5, respectivamente), a fonte de corrente 754 (indicada também como I1) e, neste caso, o resistor 781 que pode ser o resistor na rede de impedância Z1 de qualquer uma das modalidades anteriores aqui descritas. Neste caso, quando o transistor 731 (Q1) está “ON”, então o resistor 781 serve para limitar a corrente de saída da mesma maneira que o resistor 714, isto é, usando a tensão base/emissor relativamente fixa do transistor do tipo doador (n) 751 para limitar a corrente de saída, e quando o transistor 732 (Q2) está “ON”, então o resistor 781 limita a corrente de saída da mesma maneira que o transistor 715, isto é, usando a tensão base/emissor relativamente fixa do transistor do tipo aceptor (p) 752 para limitar a corrente saída.
[071] A invenção foi ilustrada ou discutida genericamente fazendo referência específica a um amplificador de potência de áudio, mas não está de forma alguma limitada a esta área de aplicação. As técnicas descritas se aplicam também, por exemplo, os amplificadores de áudio de baixa potência, amplificadores de vídeo e amplificadores de radiofrequência, dentre outros.
[072] De acordo com várias modalidades aqui descritas, fornece-se um amplificador de potência que tem baixa dissipação de potência e, mais especificamente, é capaz de baixos níveis de dissipação de potência inativa e dinâmica. O amplificador de potência pode não requerer um ajuste de polarização, e além disso pode não requerer indutores para interferência eletromagnética (EMI) ou filtragem. O amplificador de potência pode também gerar baixos níveis de distorção.
[073] Em certas modalidades aqui descritas, um amplificador de baixa potência e baixa distorção inclui um estágio de ganho/excitação, um estágio intermediário opcional, e um estágio de saída em um arranjo em cascata. Uma via de acoplamento, que pode em um aspecto ser vista como uma via de alimentação por antecipação (feed-forward), é instalada a partir da saída do estágio de ganho/excitação até a carga, por intermédio de uma rede de impedância com alimentação por antecipação (feed-forward), que pode incluir um capacitor e um resistor conectados em paralelo. O estágio de saída pode ser acoplado à carga por outra rede de impedância, tal como um resistor. O estágio de saída pode ser também acoplado à entrada do estágio de ganho/excitação por outra rede de impedância, que pode tomar a forma de um capacitor e um resistor em um arranjo serial. A saída do estágio de ganho/excitação também pode ser acoplada à sua entrada por outra rede de impedância, que pode tomar a forma de um capacitor.
[074] Além disso, uma rede de retroalimentação pode ser instalada a partir da carga até a entrada do estágio de ganho/excitação para estabilização, que pode ter o efeito de “achatar” a resposta de frequência global em baixas frequências mantendo a resposta inalterada em frequências mais altas. A rede de retroalimentação adicional pode tomar a forma de filtro passa-baixo e, mais especificamente, uma rede em T de dois resistores seriais e um capacitor conectados entre seu nó comum e um potencial de referência (tal como uma terra). A rede de retroalimentação adicional pode ser usada para contrabalançar a natureza resistiva da resposta de frequência da rede de impedância com alimentação por antecipação (feed-forward) em baixas frequências. Devido ao fato de que a rede de retroalimentação adicional é alimentada para dentro da entrada negativa do estágio de ganho/excitação, ela cancela efetivamente o componente de baixa frequência da resposta de frequência do amplificador contribuída pela rede de impedância com alimentação por antecipação (feed-forward).
[075] Em algumas modalidades, um estágio amplificador intermediário adicional pode ser instalado, que funciona em certos aspectos como um estágio excitador, e tem um acoplamento de via com alimentação por antecipação (feed-forward) à carga por intermédio do terceiro elemento de impedância.
[076] Em certas modalidades, o estágio de saída principal é operado no modo Classe B, enquanto que o estágio de ganho/excitação é operado no modo classe AB, levando assim a uma configuração com baixa dissipação de potência. Em níveis baixos de sinal, o estágio de ganho/excitação (e/ou um estágio do amplificador intermediário) pode fornecer a excitação para o sinal de saída por intermédio de alimentação por antecipação (feed-forward) ou acoplamento entre o estágio de ganho/excitação (e/ou o estágio do amplificador intermediário) e a carga (através da rede de impedância Z3), enquanto que em níveis mais altos de sinal o estágio de saída principal excita a carga. Em modalidades alternativas, um ou ambos entre o estágio de ganho/excitação e o estágio de saída principal podem ser operados no modo Classe G ou H, com a adição de uma alimentação de potência apropriada para o amplificador. Em modalidades alternativas, o estágio de saída principal pode ser operado no modo Classe AB, ou então no modo Classe A. Embora ao fazer isto possa aumentar a dissipação de potência, esta configuração ainda pode se beneficiar de outros benefícios proporcionados pelos projetos inusitados aqui discutidos.
[077] As modalidades de amplificadores de potência inusitados das Figuras 2, 3, 5 e 6 podem ser realizadas em um pacote muito pequeno e, particularmente, podem ser implementadas inteiramente em um único chip, com a possível exceção do componente capacitivo da rede de impedância Z3, que pode, em alguns casos, ser grande, mais ainda relativamente pequeno em comparação com um indutor, e assim sendo, possibilitando um tamanho de empacotamento global menor. Por causa da baixa dissipação de potência do amplificador, múltiplos amplificadores (tais como quatro, oito, ou possivelmente mais) podem ser incluídos em um único chip sem o risco de superaquecimento. Tal chip pode ser particularmente conveniente para um sistema amplificador multicanal, tal como aquele usado em aplicações de áudio ou para outros propósitos.
[078] Como assinalado acima, os projetos de amplificadores aqui descritos podem ser apropriados para muitos tipos diferentes de aplicações, incluindo reprodução de áudio ou som, comunicações, satélites, e outras aplicações. Os projetos de amplificadores inusitados podem ter potencialmente uma faixa de frequência muito ampla com ganho substancialmente plano ou constante, e ao mesmo tempo, mantendo baixa dissipação de potência e baixa distorção. Por exemplo, o amplificador pode proporcionar ganho relativamente plano ou constante dentro da faixa de 20 Hz a 20 kHz para aplicações de áudio, mas não está limitado a isto, e conceitualmente pode proporcionar ganho plano ou constante dentro de faixa de passagem muito maior, dependendo da aplicação específica.
[079] Embora modalidades preferidas da invenção tenham sido aqui descritas, são possíveis muitas variações que permanecem dentro do conceito e âmbito da invenção. Tais variações ficarão evidentes para os versados nessas técnicas depois da inspeção deste relatório descritivo e dos desenhos. A invenção, portanto, não é restrita, exceto dentro do espírito e âmbito das reivindicações apensadas.

Claims (37)

1. Sistema de amplificação, compreendendo: (i) um primeiro amplificador (210, 310, 510) para receber um sinal da fonte de entrada (205, 305, 505); (ii) um segundo amplificador (250, 350, 550) a jusante do primeiro amplificador; e (iii) uma pluralidade de redes de impedância Z1, Z2, Z3 e Z4, caracterizada pelo fato de fornecer: (iv) uma primeira via de acoplamento a partir da saída do dito segundo amplificador (250, 350, 550) para uma carga (245, 345, 545); (v) ) uma segunda via de acoplamento a partir da saída do dito primeiro amplificador (210, 310, 510) para a carga (245, 345, 545); e (vi) ) vias de retroalimentação, a partir da saída do dito primeiro amplificador (210, 310, 510), a partir da saída do dito segundo amplificador (250, 350, 550) e a partir da carga (245, 345, 545) para uma entrada do dito primeiro amplificador (210, 310, 510); onde todas as ditas redes de impedância Z1, Z2, Z3 e Z4 consistem de elementos de circuito lineares incluindo resistores, capacitores, ou combinações de rede dos mesmos.
2. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que as redes de impedância Z1, Z2, Z3 e Z4 fornecendo a via de acoplamento a partir da saída do primeiro amplificador (210, 310, 510), para a carga (245, 345, 545) e a via de retroalimentação a partir da carga (245, 345, 545) para a entrada do dito primeiro amplificador (210, 310, 510), compreendem, cada uma, um capacitor.
3. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que as redes de impedância Z1, Z2, Z3 e Z4 compreendem: (i) uma primeira rede de impedância Z1 fornecendo a via de acoplamento a partir da saída do primeiro amplificador (210, 310, 510), para a carga, a dita primeira rede de impedância Z1 possuindo um primeiro capacitor (291, 391, 591) e um primeiro resistor (281, 381, 581) dispostos em paralelo; e (ii) uma segunda rede de impedância Z2 fornecendo a via de retroalimentação a partir da saída do dito segundo amplificador (250, 350, 550) para a entrada do dito primeiro amplificador (210, 310, 510), a dita segunda rede de impedância Z2 possuindo um segundo capacitor (271, 371, 571) e um segundo resistor (292, 392, 592) dispostos em série; onde uma constante de tempo da primeira rede de impedância Z1 corresponde a uma constante de tempo da segunda rede de impedância Z2.
4. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que as constantes de tempo das primeira e segunda redes de impedância (Z1, Z2) estão associadas com uma frequência de ponto de ruptura.
5. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que as redes de impedância Z1, Z2, Z3 e Z4, compreendem uma terceira rede de impedância Z3 fornecendo a via de retroalimentação a partir da carga para a entrada do dito primeiro amplificador (210, 310, 510), a dita terceira rede de impedância Z3 possuindo uma característica de filtro de passa-baixa (R6, C7).
6. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que a terceira rede de impedância Z3 possui uma frequência de corte de filtro de passa-baixa (R6, C7) correspondente à frequência de ponto de ruptura das primeira e segunda redes de impedância.
7. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que a terceira rede de impedância Z3 compensa uma resposta de frequência baixa dos primeiro e segundo amplificadores, fornecendo uma resposta de frequência plana em baixas gamas de frequência através e além da frequência de ponto de ruptura das primeira e segunda redes de impedância (Z1, Z2).
8. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que a rede de impedância fornecendo a dita primeira via de acoplamento consiste de um terceiro resistor (262, 362, 562) conectado entre a saída do dito segundo amplificador (250, 350, 550) e a carga (245, 345, 545).
9. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que a rede de impedância fornecendo a via de retroalimentação a partir da saída do dito primeiro amplificador (210, 310, 510) para uma entrada do dito primeiro amplificador (210, 310, 510) compreende um terceiro capacitor (261, 361, 561).
10. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que o segundo amplificador (250, 350, 550) é configurado para operar no modo da Classe B.
11. Sistema de amplificação, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que o segundo amplificador (250, 350, 550) compreende um estágio amplificador de saída equilibrado (700) exibindo um joelho de crossover, e em que a segunda rede de impedância Z2 é operável para atenuar o joelho de crossover do estágio de amplificação de saída equilibrado (700), deste modo, reduzindo a distorção.
12. Sistema de amplificação de baixa distorção, compreendendo: um estágio amplificador excitador (120) para receber um sinal de fonte de entrada; um estágio amplificador de saída (150) a jusante do estágio amplificador excitador (120); uma primeira rede de impedância (Z1) acoplando um sinal de saída a partir do dito estágio amplificador de saída (150) para uma carga (245, 345, 545); caracterizado pelo fato de compreender: uma segunda rede de impedância (Z2) fornecendo uma via de retroalimentação a partir de uma saída do estágio amplificador excitador (120) para uma entrada do estágio amplificador excitador (120); e uma terceira rede de impedância (Z3) fornecendo uma via de alimentação por antecipação (feed-forward) a partir da saída do estágio amplificador excitador (120) para a carga, a dita terceira rede de impedância (Z3) possuindo uma combinação paralela de elementos de impedância, de modo que a via de alimentação por antecipação (feed forward) parece resistente em freqüências baixas e capacitiva em frequências altas.
13. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que ainda compreende uma segunda via de retroalimentação a partir do sinal de saída do estágio amplificador de saída (150) e/ou da carga para a entrada do estágio amplificador excitador (120).
14. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que ainda compreende uma quarta rede de impedância (Z4) fornecendo uma segunda via de retroalimentação a partir do sinal de saída do estágio amplificador de saída (150) para a entrada do estágio amplificador excitador (120).
15. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que a quarta rede de impedância (Z4) parece capacitiva em frequências baixas e resistiva em frequências altas.
16. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que a terceira rede de impedância (Z3) compreende um primeiro capacitor (291, 391, 591) e um primeiro resistor (281, 381, 581) dispostos em paralelo, e em que a quarta rede de impedância (Z4) compreende um segundo capacitor (271, 371, 571) e um segundo resistor (292, 392, 592) dispostos em série, em que a terceira rede de impedância (Z3) e a quarta rede de impedância (Z4) possuem uma constante de tempo correspondente.
17. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que as constantes de tempo das terceira e quarta redes de impedância (Z3, Z4) estão associadas com uma frequência de ponto de ruptura.
18. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que ainda compreende uma quinta rede de impedância (356, 556) fornecendo uma terceira via de retroalimentação a partir da carga para a entrada do estágio amplificador excitador (120), a dita quinta rede de impedância (356, 556) possuindo uma característica de filtro de passa-baixa (R6, C7) com uma frequência de corte de filtro de passa-baixa (R6, C7) correspondendo à frequência de ponto de ruptura associada com as terceira e quarta redes de impedância (Z3, Z4).
19. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de que a quinta rede de impedância (356, 556) compensa uma resposta de baixa frequência do estágio amplificador excitador (120) e estágio amplificador de saída (150), fornecendo uma resposta de frequência plana sobre faixas de baixa frequência.
20. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que a segunda rede de impedância (Z2) compreende um capacitor fornecendo a segunda via de retroalimentação a partir da saída do dito estágio amplificador excitador (120) para a entrada do dito estágio amplificador excitador (120).
21. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que a primeira rede de impedância (Z1) consiste de um resistor conectando o sinal de saída para a carga.
22. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que a dita primeira rede de impedância (Z1), a dita segunda rede de impedância (Z2), a dita terceira rede de impedância (Z3), e a dita quarta rede de impedância (Z4) compreendem resistores e/ou capacitores, ou combinações de rede dos mesmos, mas não incluem um indutor.
23. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que o estágio amplificador de saída (150) é configurado para operar no modo Classe B.
24. Sistema de amplificação de baixa distorção, de acordo com a reivindicação 23, caracterizado pelo fato de que o estágio amplificador de saída (150) compreende um estágio de amplificação de saída equilibrado (700) exibindo um joelho de crossover, e em que a terceira rede de impedância (Z3) é operável para atenuar o joelho de crossover do estágio de amplificação de saída equilibrado (700), deste modo, reduzindo a distorção.
25. Método de amplificação com uma operação de baixa distorção, que compreende: fornecer um sinal de fonte de entrada para um estágio amplificador excitador (120); acoplar uma saída do estágio amplificador excitador (120) para um estágio amplificador de saída (150) a jusante a partir do estágio amplificador excitador; gerar um sinal de saída a partir do estágio amplificador de saída (150); acoplar o sinal de saída por meio de uma primeira rede de impedância (Z1) para uma carga; caracterizado pelo fato de que compreende: fornecer uma via de retroalimentação a partir da saída do estágio amplificador excitador (120) por meio de uma segunda rede de impedância (Z2) para uma entrada do estágio amplificador excitador (120); e fornecer uma via de alimentação por antecipação (feed-forward) a partir da saída do estágio amplificador excitador (120) por meio de uma terceira rede de impedância (Z3) para a carga, a dita terceira rede de impedância (Z3) possuindo uma combinação paralela de elementos de impedância, de modo que a via de alimentação por antecipação (feed forward) parece resistiva em freqüências baixas e capacitiva em freqüências altas.
26. Método, de acordo com a reivindicação 25, caracterizado pelo fato de que ainda compreende o fornecimento de uma segunda via de retroalimentação a partir do sinal de saída do estágio amplificador de saída (150) e/ou da carga para a entrada do estágio amplificador excitador (120).
27. Método, de acordo com a reivindicação 25, caracterizado pelo fato de que ainda compreende o fornecimento de uma segunda via de retroalimentação a partir do sinal de saída do estágio amplificador de saída (150) por meio de uma quarta rede de impedância (Z4) para a entrada do estágio amplificador excitador (120).
28. Método, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de que a quarta rede de impedância (Z4) parece capacitiva em frequências baixas e resistiva em freqüências altas.
29. Método, de acordo com a reivindicação 28, caracterizado pelo fato de que a terceira rede de impedância (Z3) compreende um primeiro capacitor (291, 391, 591) e um primeiro resistor (281, 381, 581) dispostos em paralelo, e em que a quarta rede de impedância (Z4) compreende um segundo capacitor (271, 371, 571) e um segundo resistor (292, 392, 592), dispostos em série, em que a terceira rede de impedância (Z3) e a quarta rede de impedância (Z4) possuem uma constante de tempo correspondente associada com uma frequência de ponto de ruptura.
30. Método, de acordo com a reivindicação 29, caracterizado pelo fato de que ainda compreende o fornecimento de uma terceira via de retroalimentação a partir da carga, por meio de uma quinta rede de impedância para a entrada do estágio amplificador excitador (120), a dita quinta rede de impedância possuindo uma característica de filtro de passa-baixa (R6, C7) com uma frequência de corte de filtro de passa-baixa (R6, C7) correspondente à frequência de ponto de ruptura associada com as terceira e quarta redes de impedância (Z3, Z4).
31. Método, de acordo com a reivindicação 30, caracterizado pelo fato de que a quinta rede de impedância compensa uma resposta de frequência baixa do estágio amplificador excitador (120) e estágio amplificador de saída (150), fornecendo uma resposta de frequência plana sobre faixas de baixa frequência.
32. Método, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de que a dita primeira rede de impedância (Z1), a dita segunda rede de impendância (Z2), a dita terceira rede de impedância (Z3) e a dita quarta rede de impedância compreendem resistores e/ou capacitores ou combinações de rede dos mesmos, mas não incluem um indutor.
33. Método, de acordo com a reivindicação 25, caracterizado pelo fato de que ainda compreende a operação do estágio amplificador de saída (150) em modo Classe B.
34. Método, de acordo com a reivindicação 33, caracterizado pelo fato de que o estágio amplificador de saída (150) compreende um estágio de amplificação de saída equilibrado (700) exibindo um joelho de crossover, e em que a terceira rede de impedância (Z3) atenua o joelho de crossover do estágio de amplificação de saída equilibrado (700), deste modo, reduzindo a distorção.
35. Método de amplificação com baixa distorção, compreendendo: o fornecimento de um sinal de fonte de entrada para um estágio amplificador excitador (120); o acoplamento de uma saída do estágio amplificador excitador (120) a um estágio amplificador de saída (150) a jusante a partir do estágio amplificador excitador (120), o dito estágio amplificador de saída (150) exibindo um joelho de crossover; o operação do estágio amplificador de saída (150) em um modo com baixa dissipação de potência; o geração de um sinal de saída a partir do estágio amplificador de saída (150), com base no sinal de fonte de entrada; o acoplamento do sinal de saída por meio de uma primeira rede de impedância (Z1) para uma carga; caracterizado pelo fato de que compreende: o fornecimento de uma via de retroalimentação a partir da saída do estágio amplificador excitador (120) para uma entrada do estágio amplificador excitador (120); e o fornecimento de uma via de alimentação por antecipação (feed forward) a partir da saída do estágio amplificador excitador (120) para a carga, com vistas a atenuar o joelho de crossover; onde a via de alimentação por antecipação (feed-forward) compreende uma combinação paralela de elementos de impedância, de modo que a via de alimentação por antecipação (feed-forward) parece resistiva em frequências baixas e capacitiva em frequências altas; e onde a via de retroalimentação, ao menos parcialmente, equilibra a via de alimentação por antecipação (feed-forward).
36. Método, de acordo com a reivindicação 35, caracterizado pelo fato de que a via de alimentação por antecipação (feed-forward) e a via de retroalimentação compreendem, cada uma, redes de impedância possuindo constantes de tempo correspondentes.
37. Método, de acordo com a reivindicação 36, caracterizado pelo fato de que ainda compreende a operação do estágio amplificador de saída (150) no modo Classe B.
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