CN1375927A

CN1375927A - 自振荡功率放大器

Info

Publication number: CN1375927A
Application number: CN02103162.2A
Authority: CN
Inventors: 蒂姆·皮森斯; 米歇尔·斯特伊尔特
Original assignee: Alcatel NV
Current assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel Lucent SAS; Alcatel Lucent NV
Priority date: 2001-02-01
Filing date: 2002-02-01
Publication date: 2002-10-23
Anticipated expiration: 2022-02-01
Also published as: JP2002290158A; US6861902B2; EP1229641B1; US20020171480A1; CN1288836C; EP1229641A1

Abstract

本发明涉及一种自振荡功率放大器。一种功率放大器包括应用输入信号的比较器(COMP),数字缓冲器(BUF)经反馈低通滤波器(LPFB)连接到所述比较器(COMP)连接到第二输入端(Cin2)。由此产生不稳定的环路,其振荡频率与反馈低通滤波器的带宽有关。在存在输入信号的情况下,该自振荡频率线性化该系统,导致具有较佳功率效率的功率放大器。在差动形式中,提供两个这种自振荡环路。两个环路的耦合由此阻止高频自振荡通过负载。

Description

自振荡功率放大器

技术领域

本发明涉及一种如第一个权利要求的非特征部分所述的功率放大器。

背景技术

这种功率放大器为本领域所公知，例如是从ISSCC 1998技术文摘(Technical Digest)，论文3.6-2，D.Su和W.McFarland的文章“利用包络消除和恢复使RF功率放大器线性化的IC”。其中，在图2a示出了这样一种电路，其中比较器依次与D类缓冲器和低通滤波器连接到电阻负载，此电路具有从系统输出到输入的直接反馈。

这种电路的不足之处在于它的操作是基于切换电容器，正如图2b所清楚示出的，这种切换电容器明显需要提供时钟。但是这种高频抽样时钟的存在会严重增加功率消耗。这严重妨碍了这种电路用于特殊的xDSL系统，这种系统中，输出放大器的功率消耗是一个严重的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种上述公知类型的功率放大器，但相比较这种现有技术的电路具有更好的功率效率。

根据本发明，实现此目的是由于在放大器设备的反馈环中存在低通滤波器，所述缓冲器输出端(BOUT)经所述放大器设备(AS)的反馈低通滤波器(LPFB)连接到所述比较器(COMP)的所述第二输入端(Cin2)。

通过这种方式，在反馈路径中插入一低通滤波器，可以生成一不稳定的反馈环，它的振荡频率与此低通滤波器的带宽有关。环路内的这种有限周期的振荡在输出生成一种具有此振荡频率的方波。当在比较器的输入给此不稳定的系统施加一外部信号Vin时，该信号的频率低于此自振荡频率，此自振荡或有限周期的振荡充当高频振动并线性化该系统，只要比较器输入之间的差别或误差信号小于在比较器输入的有限周期的幅度。该输出是一包含自振荡频率和放大的施加信号的方波。有限周期的幅度是指不存在外部输入信号的情况下比较器输入之间的幅度。

因为这种放大器是切换型放大器，所以可以获得高频，即使是在缓冲xDSL系统中具有高波峰因数的信号时。因为，相比较现有技术的系统，不使用时钟，显著改进了功率效率。

本发明的另一个特性特征在于所述缓冲器输出端(BOUT)经所述放大器设备(AS)的第二低通滤波器(LPS)连接到所述输出端(OUT)。

通过这种方式，在放大器设备的输出和负载之间插入另外一个低通滤波器，滤除高频调制成分。

本发明的再一个特性特征在于所述输入信号(vin)的带宽至少比所述放大器设备的自振荡频率小三倍。

这表示最大自振荡频率只需要比要放大的输入信号的带宽大3倍，主要通过反馈路径的低通滤波器的截止频率确定最大自振荡频率。在已经提到的现有技术系统中，切换或时钟频率通常比输入信号的带宽大10倍以上，以便足以抑制量化噪声。这是因为在现有技术的系统中，信号由幅度离散、时间离散的信号表示，而在本放大器中，它是幅度离散、时间连续的信号。这表示了本放大器关于更高可获得带宽的另一个优点。

下面描述输出放大器设备的差动形式：差动功率放大器设备(AD)，包括一对可以应用差动输入电压(vdiff)的差动输入端(IN1，IN2)和一对与负载(Rload)相连的差动输出端(OUT1，OUT2)，所述差动功率放大器设备包括第一自振荡环路，其输入端连接到所述一对差动输入端的第一输入端(IN1)，所述第一自振荡环路包括与第一数字缓冲器(BUF1)相连的第一比较器(COMP1)，第一缓冲器的输出端经第一低通滤波器(LPFB1)连接到所述第一比较器的第二输入端，所述差动功率放大器设备包括第二自振荡环路，其输入端连接到所述一对差动输入端的第二输入端(IN2)，所述第二自振荡环路包括与第二缓冲器(BUF2)相连的第二比较器(COMP2)，第二缓冲器的输出端经第二低通滤波器(LPFB2)连接到所述第二比较器的第二输入端。

相比较单端的形式，这种差动结构提供电源调制抑制和更好的噪声免疫。这加大了本放大器可以获得的最大信噪比。

因为两个振荡环路彼此连接，所以可以获得效率的增加。主切换频率不转移到负载，因为对于负载来说它变成共模。这也进一步增加了功率效率。

本发明进一步的特性特征在于所述负载经变压器连接到所述一对差动输出端，变压器的主绕组连接在所述一对差动输出端(OUT1，OUT2)之间，变压器的次绕组与所述负载并联。

通过经变压器连接到负载，高频共模成分可以完全被滤除，而且负载与放大器电隔离。

本发明进一步的特性特征在于所述负载与电容(C)并联，电容(C)连接在所述一对差动输出端(OUT1，OUT2)之间。

电容的存在改进了两个振荡环路的连接并导致更好的信号完整性。此外，此电容器和变压器的组合可以降低变压器线圈绕组的串联阻抗，也改进了放大器的效率。

附图说明

通过参照下面结合附图对实施例的描述，本发明的上述和其它目的和特征将变得更加明显，而且发明自身可以得到最好的理解。

图1表示本发明的单端放大器设备AS的示意图，

图2表示本发明的差动放大器设备AD的示意图，和

图3给出图1和图2所示的不同部件的晶体管级的实施例，和

图4表示利用图3的标准部件实施例在图2的差动结构测量的输出频谱。

具体实施方式

本发明的输出放大器设备AS的单端示意图在图1中示出。此放大器设备包括输入端IN，输入信号vin可以提供到该输入端IN。输入端IN连接到比较器COMP的第一输入端Cin1。此比较器具有第二输入端Cin2，并进一步适于相互比较从两个输入端提供的输入信号。此比较结果输送到比较器的输出端Cout，该输出端Cout进一步连接到数字缓冲器BUF的输入端Bin。后者放大在Bin出现的数字输入信号，用于在其输出端Bout输送放大后的信号，该输出端Bout进一步连接到输出放大器设备AS的输出端OUT。Bout还在反馈环路经反馈低通滤波器LPFB连接到比较器的第二输入端Cin2。Bout因此连接到LPFB的输入端LPFBin，而此低通滤波器的输出端LPFBout连接到Cin2。通过将此放大器设备AS的输出端OUT连接到一负载阻抗RLOAD的一端，该放大器设备AS给负载RLOAD输送功率。在图1所示的实施例中，第二低通滤波器LPS表示成位于缓冲器输出端Bout和放大器设备的输出端OUT之间。但是首先解释用于没有此第二低通滤波器LPS的实施例的放大器设备AS的功能。

反馈低通环路滤波器LPFB以这样一种方式构造，即该环路在出现输入信号时也不稳定。这可以通过仔细的选择低通滤波器的截止频率和阶数来实现，因此自振荡频率，即该系统在没有外部输入信号存在的情况下振荡的频率至少比该系统输入频率带宽大3倍。这种考虑例如可以在由Mc-Graw-Hill Book公司的A.Gelb和W.Vander Velde在1968年撰写的指导手册“多输入描述函数和非线性系统设计”中找到。在这种情况下，这种不稳定在出现输入信号时也会保持。因此在出现输入信号vin时，该环路也以自振荡频率振荡，该自振荡频率以下称为有限周期的频率。在这种情况下，此有限或振荡周期充当高频振动并线性化该系统，只要比较器COMP的两个输入之间的误差信号小于在比较器输入的有限周期的幅度。在这种情况下，该输出是一包含有限周期频率和激励输入信号的方波。有限周期的幅度是指不存在外部输入信号的情况下比较器输入之间的幅度。

为了滤除这些高频振荡成分，第二低通滤波器可以连接在缓冲器输出端Bout和放大器设备的输出端OUT之间。

线性化系统的传递函数依赖有限周期的幅度。这可以从下面的数学考虑中得以理解：

包括比较器COMP、缓冲器BUF和反馈滤波器LPFB的系统可以通过利用描述函数方案来分析。在这种方案中，后面跟着数字缓冲器BUF的比较器COMP可以用下面的描述函数N’(A)模拟。

N^{'} (A) = N (A) \frac{p 1}{s + p 1}

这里p1是比较器的第一阶极点，N(A)是依赖于输入幅度A的复数增益。此增益可以利用下面的等式计算

N (A) = \frac{j}{πA} {&Integral;}_{0}^{2 π} y (A \sin ψ) e^{- jψ} dψ

它导致：

N (A) = \frac{{2 V}_{DD}}{πA}

对于一理想的比较器COMP，只有一个频率ω₀出现在环路上幅度为A。从此公式通过求解下面的复数等式可以计算有限周期的幅度和频率：1+N′(A)LPFB(s)＝0因为这是一种相干非线性系统，这些系统无法用于计算系统对在输入IN的输入信号vin的响应。这是因为叠加原理不再保持。为了分析它，已经计算了双正弦描述函数。

{N_{2}}^{'} (A, e) = N_{2} (A, e) \frac{p 1}{s + p 1}

N’₂表示比较器COMP，主极点p1和复数增益N₂依赖于有限周期幅度A和cin1与cin2之间误差信号e幅度，误差信号e在输入信号vin用于输入IN时出现。此复数幅度可以按照如下计算：

N_{2} (A, e) = \frac{j}{πe} {&Integral;}_{- \infty}^{\infty} F (y (x)) J_{0} (A, u) J_{1} (e, u) du

F(y(x)是比较器的DC转移特性y(x)的傅里叶变换，J0是第一种阶0的贝塞尔函数。J1是第一种阶1的贝塞尔函数。利用理想比较器的傅里叶变换求解此等式。

F (y (x)) = \frac{V_{DD}}{ju}

得出：

N_{2} (A, e) = {&Integral;}_{{\frac{{2 V}_{DD}}{πe}}_{2} F_{1} (\frac{1}{2}, - \frac{1}{2}; 1; {(\frac{A}{e})}^{2}) for 0 < A < e}^{\frac{V_{DD}}{πe} {(\frac{e}{A})}_{2} F_{1} (\frac{1}{2}, \frac{1}{2}; 2; {(\frac{e}{A})}^{2}) for 0 < e < A}

≈N(A)/2 当0＜e＜＜＜A₂F₁是具有二阶分母和一阶分母的超几何函数。当e＜A时，₂F₁变成1，使得传递函数与输入信号无关，因此减少失真。当需要特定的失真程度时，此等式限制了最大输出电压。因此包括COMP、BUF和LPFB的整个系统的传递函数变成：

T (s) = \frac{N_{2}^{'} (A, e)}{1 + N_{2}^{'} (A, e) LPFB (s)}

从此，可以建议对系统的自适应。因为变化的负载状态影响数字驱动器的输入输出特性，所以有限周期的幅度和频率发生改变。但是因为LPFB的传递函数不受整个系统传递函数的影响，因为施加的信号没有改变。

因为也很显然有限周期的幅度依赖于与数字缓冲器连接的负载，所以整个系统变得自适应于负载变化。这种影响在出现额外的用于滤除自振荡频率的低通滤波器LPS时变得不那么明确。

图2表示本发明的放大器设备的差动形式。此实施例主要包括两个类似于第一实施例所述的环路：第一环路包括比较器COMP1、数字缓冲器BUF1和低通滤波器LPFB1，第二环路包括比较器COMP2、数字缓冲器BUF2和低通滤波器LPFB2。第一环路连接到该差动放大器设备AD的第一差动输入端IN1，而第二环路连接到该差动放大器设备AD的第二差动输入端IN2。在两个差动输入端IN1和IN2之间可以应用差动输入信号vdiff。该差动功率放大器设备AD包括一对差动输出端：OUT1和OUT2。负载阻抗RLOAD的两端可以连接到两个输出端OUT1和OUT2。两个环路包含类似的组建，因此两个环路的有限周期的振荡频率相同。

差动形式的AD的操作在某种意义上类似于单端形式的AS的操作，即两个单独的环路将以相同的有限周期振荡频率振荡。而且在这种情况下，输入信号的带宽至少比环路自振荡频率小3倍。

通过经负载连接两个振荡环路，这两个振荡器彼此吸引，使得该有限周期同相振荡。因此只有放大的输入信号传递到负载，而高频振荡避开此负载。因此该差动结构提供电源调制抑制。因为有限周期频率没有传递到负载，所以不需要增加额外的串联低通滤波器，正如图1的单端实施例的情况。

由于电感连接的存在可以加强两个振荡环路的吸引，可以通过与负载并联的变压器T实现该电感连接，也如图2所示。通过这种方式，有限周期将变成变压器主绕组的共模。因为这通过变压器自身解耦负载，所以可以改进共模抑制率。由此改进噪声免疫。需要注意的是对于DSL输出放大器的应用，这种变压器用来解耦线路，因此它们不需要单独提供。

电容C也可以连接在两个差动输出终端之间，也如图2所示。电容器具有提供低阻抗的优点，这帮助两个环路相互吸引。结合上述的变压器T，此电容器可以降低变压器较高的固有阻抗。

图3表示图1和2不同组件的晶体管级的详细实施例。环路滤波器LPFB、LPFB1和LPFB2实现为三阶RC滤波器，图3表示为“反馈滤波器”，用于保持反馈电路的高线性。为了降低通过比较器的传递时间，选择了3级结构COMP、COMP1和COMP2，利用正反馈确保之后是自偏置后置放大器的快速比较。这都包含在图3中表示为“比较器”的方框中。为了防止切换期间较大的击穿电流，增加了一非重叠的切换电路。这种非重叠信号的延迟方案与数字缓冲器结合来降低大输出驱动器的上升时间。包含在表示为“结合了非直流电路的数字缓冲器”方框中的晶体管和包含在方框“输出驱动器”中的晶体管一起形成图1的数字缓冲器BUF和图2的BUF1和BUF2的实施例。

从图3可以看出，利用CMOS技术可以实现这种放大器。在实现图2方案的特殊实施例中，利用通过0.35μmCMOS技术实现的图3的电路、标准的变压器T和标准的耦合电容器C。整个电路已经证明用来驱动直到2.4Ohm的任何负载是可行的。比例换算技术是重要的。实际上，当用作DSL输出放大器时，线路上的信号电平倾向保持在同一幅度(15V)，而电源电压随着每项技术的产生而下降。变压器用于克服此问题并进行电流隔离。而电阻随着变压比的平方而下降。

对于电源电压为3.3V，电阻负载为2.4Ohm，线性音频电容为40nF，ADTTI1-6变压器比率为1∶1，输出电压的峰-峰值为1.2V，电压增益为0.9，对于输入信号峰-峰值为1.3V可以得到48％的效率。值得注意的是此效率包括使用的变压器的损耗。如果变压器的损耗排除不计，可以实现61％的效率。很值得注意的是该效率会亚线性下降，对于波峰因数大于1.2的输入信号导致比理想B类放大器更好的效率。

图4表示利用变压器和并联的电容器实现的差动放大器结构的直到20MHz的输出频谱。应用200kHz的输入信号。自振荡频率等于3.8MHz。从此图中很明显由于两个环路的耦合自振荡频率及其谐波得以抑制。此图对于直到约1MHz的高信号频率难以改变。对于800kHz的输入信号来说，可测量到缩写为SFDR的54.4dB伪空闲动态范围。对于900kHz的输入信号来说，SFDR减小为51.2dB。对于更高的信号频率，线性化效果急剧下降，因为在这种情况下不必满足输入信号的带宽至少比自振荡频率小三倍的情况。

虽然已经结合具体的装置描述了本发明的原理，明显可以理解此说明只是通过实例作出的并不是对所附权利要求书现定的本发明的范围的限制。

Claims

1.功率放大器设备(AS)，包括用于连接输入信号(vin)源的输入端(IN)，所述放大器设备进一步包括比较器(COMP)，它的第一输入端(Cin)连接到所述放大器设备的所述输入端(IN)，它的输出端(Cout)连接到所述放大器设备的数字缓冲器(BUF)的输入端(Bin)，所述数字缓冲器的缓冲输出终端(Bout)连接到所述放大器设备(AS)的输出端(OUT)和所述比较器(COMP)的第二输入端(Cin2)，

其特征在于

所述缓冲器输出端(BOUT)经所述放大器设备(AS)的反馈低通滤波器(LPFB)连接到所述比较器(COMP)的所述第二输入端(Cin2)。

2.根据权利要求1的功率放大器设备(AS)

其特征在于

所述缓冲器输出端(BOUT)经所述放大器设备(AS)的第二低通滤波器(LPS)连接到所述输出端(OUT)。

3.根据权利要求1的功率放大器设备(AS)

其特征在于

所述输入信号(vin)的带宽至少比所述放大器设备的自振荡频率小三倍。

4.差动功率放大器设备(AD)，包括一对可以应用差动输入电压(vdiff)的差动输入端(IN1，IN2)和一对与负载(Rload)相连的差动输出端(OUT1，OUT2)，

所述差动功率放大器设备包括第一自振荡环路，其输入端连接到所述一对差动输入端的第一输入端(IN1)，所述第一自振荡环路包括与第一数字缓冲器(BUF1)相连的第一比较器(COMP1)，第一缓冲器的输出端经第一低通滤波器(LPFB1)连接到所述第一比较器的第二输入端，

所述差动功率放大器设备包括第二自振荡环路，其输入端连接到所述一对差动输入端的第二输入端(IN2)，所述第二自振荡环路包括与第二缓冲器(BUF2)相连的第二比较器(COMP2)，第二缓冲器的输出端经第二低通滤波器(LPFB2)连接到所述第二比较器的第二输入端。

5.根据权利要求4的差动功率放大器设备(AD)

其特征在于

所述第一自振荡环路与所述第二自振荡环路大致相同。

6.根据权利要求5的差动功率放大器设备(AD)

其特征在于

所述差动输入信号(vdiff)的带宽至少比所述差动功率放大器设备(AD)的自振荡频率小三倍。

7.根据权利要求4的差动功率放大器设备(AD)

其特征在于

所述负载经变压器连接到所述一对差动输出端，变压器的主绕组连接在所述一对差动输出端(OUT1，OUT2)之间，变压器的次绕组与所述负载并联。

8.根据权利要求4或7的差动功率放大器设备(AD)

其特征在于

所述负载与电容(C)并联，电容(C)连接在所述一对差动输出端(OUT1，OUT2)之间。