CN101814899B

CN101814899B - 自振荡d类放大设备

Info

Publication number: CN101814899B
Application number: CN201010151587.8A
Authority: CN
Inventors: B·J·G·普策耶
Original assignee: Hypex Electronics BV
Current assignee: Hypex Electronics BV
Priority date: 2009-02-18
Filing date: 2010-02-18
Publication date: 2014-07-16
Anticipated expiration: 2030-02-18
Also published as: US8049557B2; JP2010193455A; US20110068864A1; EP2221964B1; EP2221964A1; HK1146857A1; JP5523862B2; CN101814899A

Abstract

一种自振荡D类放大设备，包括：接收设备输入信号的设备输入端；包括零交叉检测器单元、输出滤波器和超前滞后补偿网络的放大器单元。零交叉检测器单元比较设备输入信号和参考电势，以及根据该比较使脉宽调制检测器输出信号在第一电压电平和第二电压电平之间切换。放大器单元提供为设备输入信号的放大表示的实际设备输出信号。放大设备还包括提供该实际设备输出信号的设备输出端，以及桥接放大器单元且包括用于增加回路增益来提高该实际设备输出信号的信噪比的前向滤波器的控制回路。前向滤波器包括积分滤波器。放大设备还包括检测放大器单元的过调制的偏差检测单元，其中放大器单元过调制时，使前向滤波器对于放大设备的功能失效。

Description

自振荡D类放大设备

技术领域

本发明针对一种放大设备，其包括：用于接收设备输入信号的设备输入端；放大器单元，其包括零交叉检测器单元、输出滤波器和超前滞后(lead-lag)补偿网络，所述零交叉检测器单元设置为比较所述设备输入信号与参考电势，并根据所述比较使脉宽调制检测器输出信号在第一电压电平和第二电压电平之间切换，其中所述放大器单元设置为提供所述设备输入信号的放大表示作为实际设备输出信号，并且所述放大设备包括提供所述实际设备输出信号的设备输出端。

背景技术

脉宽调制技术是一种通过将模拟信号和周期参考信号相比较来将模拟信号转换成二进制信号的技术。此外应用了脉宽调制的D类放大器常用于便携式视听设备。D类放大器以它们相对高的功率效率(能量损失小)以及相对简单的电路设计闻名。这使得这些放大设备能够做的小巧，使它们适用于便携式应用。D类放大器基于的原理是将输入信号和例如锯齿波或三角波的周期参考信号相比较。放大设备包括开关式放大器，其根据输入电压是否高于或低于参考电压或参考信号的电压电平在第一和第二电压电平之间切换。

该开关式放大器的输出是具有变化的占空比的高频方波。在输送到负载之前，该信号首先通过LC低通滤波器低通滤波。低通滤波器阻止信号的快速开/关部分到达负载，同时没有衰减地让平均值通过。

以这种方式构造的放大器存在各种缺陷。第一和第二电压电平一般都不会稳定，并且动态地影响整体增益。开关式输出级(stage)利用有限的时间从第一电压电平切换到第二电压电平或者反过来，并且在此期间输出状态是不确定的。这表现为谐波失真。而且，从负载来看，LC输出滤波器构成了一个并联谐振电路，该并联谐振电路在滤波器的截止频率附近具有高输出阻抗。期望有低输出阻抗以使得放大器的频率响应独立于负载阻抗。

采用反馈误差控制能最有效地解决这些问题。除了提高D类放大器的一致性(reproduction quality)，有利地也可以采用反馈回路来产生受控振荡，因而使放大器工作在自振荡模式下，而不需要例如由三角波振荡器提供的外部周期参考信号。

具有至少一个幅度受限状态变量的高阶控制回路通常有几个稳定的极限循环(振荡条件)或“模式”。在线性(即非开关)系统中，运行在任何这些极限循环下被认为是不稳定的。在开关系统中，有意地运行在这些模式之一下被称为“自振荡”。具体地，自振荡可以应用于D类放大器作为显著提高它们的回路增益的手段。由于在自振荡D类放大器中不再需要提供周期参考信号，可以大大简化设计。

自振荡控制回路仅在一个特定模式，一般是最高频模式下运行良好。在其它模式下运行会导致性能极大恶化甚至崩溃。通过闭合围绕零交叉检测器，即围绕例如D类放大器的合适的反馈回路，可实现自振荡。

自振荡D类放大器的振荡模式通常采用下面两个标准计算，其基于正弦波振荡器的Barkhausen标准：

Arg(H(j·2·π·f))＝0 (方程式1a)

和

d(Arg(H(j·2·π·f)))/df＜0 (方程式1b)

其中H(s)是振荡回路的回路函数(loop function)，f是频率。这个公式基本说明系统能在回路相移为2π(或0)弧度时振荡。这些标准设定了几个频率，也称为运行模式。

高阶回路控制引起很多问题。首先，当包含一个或多个积分器的放大器过调制(削波(clipped))时，输入和输出之间的误差很大。积分器在输出持续削波的整个时间内持续积分该误差。当输入信号回到正常范围，输出保持削波直到积分的误差重新变成零。因此从削波恢复相当缓慢，导致输出信号一直失真直到电路完全恢复。

其次，根据Barkhausen标准，有可能回路在不期望的频率振荡。当回路优化到最大回路增益时，这几乎肯定会发生。那么设计者根据增益余量(超过整体回路量响应的剩余增益高于当相位差为2π(的倍数)时的整体)，而不是相位余量，来防止电路在不期望的频率振荡。然而，当高阶控制回路削波时，增益余量显著减弱，给予该电路在较低(不稳定)频率模式下振荡的机会。

再者，对设计者来说，控制回路仅对于闭环响应(除此外发生开环响应)或开环响应(除此外发生闭环响应)具有足够的自由度，而不是同时对两者具有足够的自由度。D类放大器的正常程序设计为用于回路增益和修正外部频率响应。

发明内容

本发明的目的是解决上述问题，并提供一种基于零交叉检测器单元的稳定的自振荡驱动放大设备。

本发明的这些和其它的目的是提供一种放大设备，包括：设备输入端，用于接收设备输入信号；放大器单元，其包括零交叉检测器单元、输出滤波器和超前滞后补偿网络，所述零交叉检测器单元设置为比较所述设备输入信号与参考电势，并根据所述比较使脉宽调制检测器输出信号在第一电压电平和第二电压电平之间切换，其中所述放大器单元设置为提供实际设备输出信号，所述实际设备输出信号是所述设备输入信号的放大表示；以及设备输出端，用于提供所述实际设备输出信号；其中所述放大设备进一步包括控制回路，该控制回路围绕所述放大器单元设置，并且包括用于增加回路增益来提高所述实际设备输出信号的信噪比的前向滤波器，所述前向滤波器包括积分滤波器；以及偏差检测单元，其设置为检测所述放大器单元的过调制；其中所述放大设备设置为当所述放大器单元发生过调制时，使所述前向滤波器对于所述放大设备的功能失效。

在本发明的设备中，当放大器单元过调制时，前向滤波器对于放大设备的功能就失效。具体地，当发生过调制时，前向滤波器就停止其正常运行，以阻止过调制持续的影响。这可通过多种不同方式实现。前向滤波器可以，例如饱和，以停止任何对于大的干扰的积分。可选地，前向滤波器可以将自身切换到不向放大单元提供有效或显著的贡献的模式。例如，这可通过使积分器功能失效、使前向滤波器功能失效或者切断整个控制回路来实现。另一个选择是将积分器增益减弱到其贡献很小或无意义的水平，或者通过抑制或减弱所述积分器的输入信号。在此情况下，放大设备的放大器单元仅剩下或主要剩下对设备输入信号的响应，而控制回路仅提供或主要提供DC分量(理想的是尽可能小)或者根本没信号时。这使得能从消波快速恢复。

由于放大设备的闭环响应独立于前向滤波器的传递函数，闭环响应和开环响应能设定为彼此独立。放大设备的频率响应仅取决于放大器单元的传递函数，而回路增益仅取决于前向滤波器响应，这解决了上述现有技术中D类放大器设计中存在的设计问题。

根据本发明的实施例，偏差检测单元包括检测滤波器，该检测滤波器设置为接收设备输入信号，并修改该设备输入信号以提供与放大器单元的实际设备输出信号相对应的期望设备输出信号，这是优选地而非必须地。具体地，期望设备输出信号与来自未削波的或在较高电压电平削波的放大器单元的输出类似。这样可以检测来自放大器单元的实际设备输出信号和来自偏差检测单元的期望设备输出信号之间的偏差。

根据另一实施例，检测单元或控制回路设置为比较期望设备输出信号与实际设备输出信号，并提供期望设备输出信号偏离实际设备输出信号的误差信号。这可通过将期望设备输出信号引入到控制回路来简单地实现，例如通过减法单元从通过控制回路接收到的实际设备输出信号中减去期望设备输出信号，或反过来。

所述前向滤波器这样定制，当响应于所述接收到的误差信号的前向滤波器输出信号具有超出饱和阈值的电压电平时，所述前向滤波器饱和。该饱和阈值可任意选择，但也可为了有效地响应削波而选择为尽可能的小。然而在这方面要注意的是，为了达到预期功能，饱和阈值不需要也不必要为最小，然而它确实提供了有效响应削波的额外优点。还应注意到前向滤波器的功能是提高信噪比(其中本发明的“噪声”可包括失真)，因为它提高了整体回路增益。因此，期望前向滤波器对在其输入端接收到的小信号有一定程度的容忍，以防止前向滤波器饱和得过快。当前向滤波器饱和时，控制回路就不再对回路增益有贡献。

在设备输入端接收到的输入信号不仅提供到偏差检测单元，还提供到放大器单元用于正常运行。根据实施例，前向滤波器的输出与在设备输入端接收到的输入信号相结合，并用作放大器单元的输入信号。用于结合来自设备输入端的输入信号和前向滤波器的输出信号的装置可包括本领域技术人员了解的加法单元。

根据本发明的另一个实施例，零交叉检测器可包括用于减少由比较器产生的干扰的修正反馈回路。除了上述之外，要注意的是本发明提供一种方便且简单的方法来控制自振荡D类放大器中削波的发生。由此产生的电路设计比较简明，因此可能保持小巧。具体地，模拟本发明放大器单元的行为的偏差检测电路可能只包括另一个放大器单元。简单的RC电路是很好，但也可考虑其他替代方式。另一个放大器电路基于另一个零交叉检测器，该放大器电路设定为在较高电压电平削波，基于简单的观点而不是最优选的解决方案，其也可以工作。因此，该另一个放大单元仅用于误差检测而不用于放大目的。

前向滤波器的积分器可定制成在第一次接收到误差信号时饱和，完全锁止控制回路的运行，留下放大单元在自身的一个剩余的振荡模式运行。在这一个振荡模式下的运行是稳定的。主放大器单元快速恢复，没有受到持续过调制的高阶控制回路的影响。

根据第二方面，本发明针对一种放大设备，其包括：接收设备输入信号的设备输入端；放大器单元，其包括零交叉检测器单元，所述零交叉检测器单元设置为比较所述设备输入信号与参考电势，并根据所述比较使脉宽调制检测器输出信号在第一电压电平和第二电压电平之间切换，其中所述放大器单元设置为提供实际设备输出信号，所述实际设备输出信号是所述设备输出信号的放大表示；以及用于提供所述实际设备输出信号的设备输出端；其中所述放大设备进一步包括控制回路，该控制回路围绕所述放大器单元设置，并且包括用于增加回路增益来提高所述实际设备输出信号的信噪比的前向滤波器，所述前向滤波器包括积分滤波器；以及偏差检测单元，设置为检测所述放大器单元的过调制；其中所述放大设备设置为当所述偏差检测单元检测到所述放大器单元发生过调制时，使所述前向滤波器对于所述放大设备的功能减弱。

根据第三方面，本发明提供了一种通过放大设备来放大设备输入信号的方法，来提供实际设备输出信号，所述实际设备输出信号是设备输入信号的放大表示，所述方法包括步骤：设备输入端接收所述设备输入信号；放大器单元包括零交叉检测器单元，所述零交叉检测器单元执行步骤：比较所述设备输入信号与参考电势，并根据所述比较使脉宽调制检测器输出信号在第一电压电平和第二电压电平之间切换；所述放大器单元提供所述实际设备输出信号给设备输出端；所述方法进一步包括步骤：控制回路增加回路增益来提高所述实际设备输出信号的信噪比，其中所述控制回路围绕所述放大器单元设置并包括前向滤波器，所述前向滤波器包括积分滤波器；偏差检测单元一检测到所述放大器单元的过调制就提供误差信号给所述放大设备；以及当由所述偏差检测单元检测到所述放大器单元发生过调制时，所述放大设备使所述前向滤波器对于所述放大设备的功能减弱或失效。

除了上述，要注意到本发明的教导不限于仅一个控制回路。通过将预期设备输出信号应用于每一个积分单元，并且一削波就使它们每一个饱和，可根据本发明的教导来使得包括多个积分单元和控制回路的高阶系统运行。

附图说明

下面参照附图通过具体的、非限制的实施例进一步阐述本发明，其中：

图1示出了现有技术已知的高阶受控自振荡D类放大器设备；

图2A简要地公开了与图1相同的放大器设备；

图2B公开了根据本发明的高阶受控自振荡D类放大器设备；

图3A公开了在正常状态下的根据本发明的设备的相位频率图；

图3B公开了处于饱和中的根据本发明的设备的相位频率图；

图4为本发明的另一实施例；

图5A到5C描绘了与本发明一同使用的前向滤波器的实施例。

具体实施方式

图1中示出了现有技术的高阶受控自振荡D类放大设备1。在图中，该设备包括基于零交叉检测器单元并且包括比较器7和输出滤波器15的放大器单元5。比较器7接收要与参考信号V_ref 9相比较的输入信号8。超前滞后补偿回路13围绕比较器7和输出滤波器14设置。具有滤波器H_comp14的超前滞后补偿回路13与低通滤波器15、比较器7的传播延迟一起，使得放大器单元5运行于自振荡模式。由于放大设备1是自振荡的，参考信号V_ref通常是DC信号，特别是参考电势，通常为接地。尽管不期望本领域技术人员在常规情况和普通应用下有贡献，本领域技术人员也可以采用任意参考信号，而不必是以接地作为固定电势，也不必是DC信号。

如果输入信号8的电压电平高于V_ref的电压电平，则比较器7在输出端10上提供电压电平V₊的信号。如果输入信号8的电压电平小于V_ref 9的电压电平，则在输出端10上提供电压电平V_-。通过输入端11和12给比较器7提供用于开关的电压电平(V₊，V_-)，即比较器7的最后级的供应电压，其也是放大设备的功率级(stage)。从而在比较器7的输出端提供脉宽调制(PWM)信号V_pwm。输出滤波器15将此PWM信号转换成输出信号V_out，其是输入信号V_in的放大表示。V_out例如可以作为音频输出提供给扬声器(未示出)。

从输出端17，控制回路19将输出信号V_out馈送回到回路的开始处，并通过加法器21将此信号加到输入端3的设备输入V_in。该回路包括具有传递函数H(s)的前向滤波器20。前向滤波器20可为将回路的阶数至少加一的任何合适类型的滤波器。前向滤波器20例如可为积分器。积分前向滤波器20的功能是通过积分噪声信号来提高环路增益，从而提高信噪比。

放大器单元5具有传递函数K(s)，但对输出信号增加了由ε表示的干扰。如本领域技术人员所了解的，误差项ε不是传递函数的一部分。误差项ε也出现在被前向滤波器20积分的控制信号V_control中。在正常条件下，该误差项不会导致回路在振荡频率(即回路趋于转向低振荡模式)不稳定。然而，当放大器单元5被过调制和误差项ε变大时，出现了问题。

当PWM输出信号的占空比达到0％或100％时，放大设备被称为过调制。在这种情况下，对设备来说输入信号太强而不能将它转换成有意义的PWM信号。如果输入超过最大允许电平，PWM占空比将为100％，并且V_out将被固定在其最大电平。当放大器单元5过调制并且系统削波时，输出信号V_out中的相当大的误差项通过控制回路19反馈到加法单元21，并在这里加到(具有相差)输入信号设备输入端3。前向滤波器20在将误差通过输入端8应用于比较器7之前将误差积分，使得情况变得更糟。因此削波状态持续，并且设备要的需要花很长时间恢复。

图2B示出了根据本方面的放大设备。为了比较，图2A简要的示出了图1的放大设备，其中为了清晰，部件已被滤波器单元代替。按照下文的描述，通过比较图2A和2B可以很好地理解本发明。然而要注意的是，图2B的实施例仅作为实例解释，例如图4所示的可能的变体都落在本发明的保护范围内。

图2A中示出了前向滤波器单元20和放大器单元5各自具有传递函数H(s)和K(s)。放大器单元5将干扰ε增加到输出信号。接收输入信号V_in的设备输入端3在加法单元21中与来自控制回路19的控制信号相结合，并应用到前向滤波器20。滤波后，信号被应用到放大器单元5，在设备输出端17提供实际设备输出信号V_out。该实际设备输出信号V_out通过控制回路19反馈并作为控制信号V_control提供给加法单元21，用于与设备输入端3的输入信号V_in相结合。

在图2B中，输入信号V_in通过连接线24引导到加法单元27，在这里与来自前向滤波器20的信号相结合，然后提供给放大器单元5。正如以上根据图1和2A所述，放大器单元5具有传递函数K(s)，并增加(通常很小)干扰ε到实际输出信号V_out。实际设备输出信号V_out从设备输出端17进入控制回路19，回到加法单元26。控制回路19和前向滤波器20显著地提高了图2B所示的放大设备的回路增益。超前滞后补偿器14，与零交叉检测器7和输出滤波器H_out一起，形成了具有明确界定的增益和频率响应K(s)的自振荡放大器单元5。用于自振荡的振荡模式是导致2π(即0)弧度相差的可能性最大的频率。

在本发明的放大设备中，偏差检测单元28包含具有传递函数K’(s)的检测单元25。该检测单元接收来自设备输入端3的输入信号V_in。由于传递函数K’(s)在检测滤波器25的输出端模仿或模拟放大器单元5的传递函数K(s)，该信号不带误差项ε，是V_out的理想形式。减法单元26从通过控制回路19接收到的信号中减去来自检测滤波器25的输出信号。因此，前向滤波器20仅接收到干扰ε，即通过控制回路19接收到的信号与接收自检测滤波器25的信号之间的差。干扰ε在正常条件下被认为很小，因此前向滤波器20的输出很小。检测单元25可实现为直通(straightforward)RC滤波器。

当放大设备1过调制时，PWM输出信号的占空比达到其极限，不再提供输入信号V_in的电压电平的有意义的表示。结果误差项ε变得相对大。因此，通过控制回路19接收到的信号偏离通过检测滤波器25接收到的信号的差到了相对大的程度。该相对大的误差项ε被前向滤波器20接收。

根据实施例，前向滤波器20设计成一接收到平均起来比正常条件下接收到的误差信号ε更强的误差信号ε就相对快地饱和。因此，当放大设备1过调制并开始削波时，由于ε变大，前向滤波器20H(s)就饱和并且不再对提供到放大器单元5的输入信号有贡献。具体地，饱和使得滤波器20的输出提供了连续DC分量(理想地，其要尽可能的小)。因此，控制回路的影响失效，放大设备作为低阶系统运行。放大器单元5接收到的输入信号仅包含作为变量的设备输入信号V_in。因此，由于控制回路在前向滤波器20饱和时没有贡献，因此本发明的放大设备中不会有不期望的持续削波的影响。设备从过调制快速恢复。

上述实施例采用饱和使控制回路19的影响失效。本领域技术人员可理解在一般情况下，本发明意在当误差信号ε表示的干扰变得过大时，就抑制积分控制回路的正常运行。这可通过使前向滤波器饱和来实现，但也可通过限制或限定回路的输出来使回路或其影响失效来实现。作为上述实例的替代，本领域技术人员可理解，误差信号ε可用于驱动例如晶体管形式的开关，来使得控制回路的影响失效。这例如可设计为在ε变得太大时通过闭合短路来重置前向滤波器20。这种情况下，不会发生误差项ε的积分。可选地，控制回路19对前向滤波器20的影响可通过如下来失效：利用误差信号ε来驱动晶体管导通，使得前向滤波器20的输入接地。在这种情况下，当放大器单元5发生过调制时，前向滤波器20就不再接收输入信号。

一般地，与上述背景技术中所描述的现有技术的系统中采用的标准不同，下面的具体方程式准确的推算出了振荡频率，其为占空比的函数：

\{\begin{matrix} Arg (\lim_{δ &RightArrow; 0^{-}} Σ_{n = 0}^{\infty} \frac{(1 - e^{n \cdot j \cdot 2 \cdot π \cdot h}) \cdot (1 - e^{n \cdot j \cdot 2 \cdot π \cdot (1 - h)})}{2 \cdot n} \cdot H (n \cdot j \cdot 2 \cdot π \cdot f) \cdot e^{δ \cdot n \cdot j \cdot f}) = 0 \\ \frac{d (Arg (\lim_{δ &RightArrow; 0^{-}} Σ_{n = 0}^{\infty} \frac{(1 - e^{n \cdot j \cdot 2 \cdot π \cdot h}) \cdot (1 - e^{n \cdot j \cdot 2 \cdot π \cdot (1 - h)})}{2 \cdot n} \cdot H (n \cdot j \cdot 2 \cdot π \cdot f) \cdot e^{δ \cdot n \cdot j \cdot f}))}{df} < 0 \end{matrix}

(方程式2)

在上式中，h是占空比。

图3A和3B示出了放大设备在正常条件下(图3A)和饱和情况下(图3B)的相位频率图。在图3A和3B两图中，附图标记30表示频率轴，附图标记31表示相位轴。频率轴是对数刻度。设备的相位频率响应取决于信号的占空比。因此，图3A和图3B均包含对应不同占空比的多条相位频率曲线32和33。

图3A示出了上述公式中两个方程式中第一个的左侧，其对应于本发明的放大设备在正常条件下(前向滤波器未饱和或失效时)的行为。

在饱和时，图3B示出了放大设备的相位频率图，其清楚地示出于对不同的占空比，其仅包含一个振荡解决方案(oscillation so1ution)(取决于占空比)，由34表示。因此，在饱和时，放大设备显然被迫运行于自振荡模式，因为这是系统唯一可用的稳定模式。

图4公开了本发明的实施例。图5A至5C示出了本发明的前向滤波器45的多个可替代实现。每个可选的和具体的部件可通过电路设计单独地、独立地或组合地实现，来替代或体现图2B中简单示出的具体单元和部件。尽管图4和5A至5C公开了具体单元的组合，这些图的实施例不意味着限制本发明的保护范围。例如，检测滤波器单元48可以实现为在常规条件下(即没有过调制)模拟放大单元37的运行的任何具体的电子单元。放大器单元37可为任何类型的自振荡D类放大器单元。

图4中，放大器单元37包括输出滤波器H_out41，其例如可实现为低通滤波器。在电路设计中增加了包括具有传递函数H_comp的补偿滤波器40的超前滞后补偿回路，以迫使单元37运行于自振荡模式并获得确定的响应K(s)。放大器单元37基于接收输入信号V_in的开关式比较器单元39，并比较输入信号V_in与参考信号V_ref。V_ref简单地可以是DC信号并通常接地。在比较器39的输出端提供脉宽调制信号，该脉宽调制信号根据电压电平V_in是高于或低于电压电平V_ref在两个电压电平之间切换。

实际设备输出信号V_out提供给回路44和前向滤波器45。加法单元46接收设备输出V_out和来自检测滤波器48的经提高的或理想化后的输出信号V_out。实际上，尽管常规的基于RC的滤波器可能够用并且考虑到简化设计是优选的，但是检测滤波器48也可以模仿放大器单元37的电路设计。加法单元46提供误差项ε到前向滤波器45。

根据本发明，由于放大器单元37过调制，干扰ε将很大，前向滤波器45的输入端50上的信号可用来抑制积分前向滤波器45的常规操作。滤波器45可设计为将前向滤波器45驱动到饱和。反馈回路44由于单元45的饱和而被锁止(block)，并且出现在放大器单元37的输入端的信号(不包括单元37的内部反馈信号)中的唯一变量将是V_in。可选地，滤波器45可设计为当收到大的干扰ε时就自我关闭。而且，滤波器45可自我短路，或者抑制积分影响，例如采用电压调节将电压限制到边界值(V_max或V_min)。

前向滤波器45的输出在加法单元38中与V_in相结合，然后提供到放大器单元。

图5A至5C描绘了前向滤波器45的三种实施例，其可与图4公开的电路设计，或与本发明教导相对应的其它电路设计相结合。

在图5A中，示意地示出了前向滤波器45′。该单元可用来替代图4中的单元45。图5A示出了前向滤波器45′的输入端50和输出端51。前向滤波器45′包括作为基本组成块的有源积分块52。该积分块包括运算放大器57和围绕其设置的电容器58。电阻器59与运算放大器57和电容器58串联。基本块52是本领域技术人员已知的有源积分单元的简单布局。前向滤波器45包括两个与电容器58并联的齐纳二极管55和56。如果适当选择齐纳二极管55和56的齐纳电压，优选地稍高于干扰信号ε中的常规干扰电压水平，齐纳二极管55和56将调节前向滤波器45′在输出端51的电压。具体地，当误差项ε由于图4中的放大器单元37过调制而变大时，齐纳二极管55和56将运算放大器57两侧的电压限制在齐纳电压。因而在输出端51提供的DC信号的电压固定在齐纳电压，直到ε再次回到其正常运行范围内。从而，在过调制期间，前向滤波器45′的积分影响失效。

在图5B中简要示出了前向滤波器45′’的另一个实施例。前向滤波器单元45′’包括输入端50和输出端51。同样，前向滤波器45′’的基本组成块是常规的集成单元52，其包括运算放大器57、在运算放大器57的输出和反相输入之间并联的电容器58、以及与运算放大器57和电容器58串联的电阻器59。

前向滤波器单元45′’还包括开关60，其由逻辑或门65提供的信号控制。逻辑或门65的输入由两个比较器电路63和64提供，它们分别将输入端50的输入信号与最大电压V_max与最小电压V_min相比较。如果误差项ε超过最大电压V_max，或者低于最小(负)电压电平V_min，或门65上的输出信号变高，驱动开关60闭合。这使得电容器58短路，使得向滤波器单元45′’失效并且使得前向滤波器单元45′’重置。前向滤波器单元45′’接收到具有超过阈值(V_max和V_min)的电压电平的干扰信号ε时则失去积分影响，从而积分前向滤波器单元45′’的阶数降低。

图5C示出了图4中前向滤波器单元45的另一个可选实施例。图5C简要示出了积分前向滤波器块45″’。滤波器单元45″’包括输入端50和输出端51。前向滤波器单元45″’的基本组成块是积分滤波器块52，例如图5C中所示的有源积分电路。在本实施例中，其包括运算放大器57和与它并联的电容器58，以及与它们串联的电阻器59。

前向滤波器单元45″’的输入端50处的输入信号也提供给比较器电路68和69，它们将该输入信号分别与电压电平V_min和V_max相比较。电路68和69的输出作为输入提供给逻辑与端口70。运行时，当输入端50的输入信号，即干扰信号ε，在V_min和V_max的范围内时，电路68和69二者的输出都为高，导致逻辑与端口的输出变高。这引起开关71闭合，导致图4中的控制回路44通过前向滤波器单元45″’闭合。

换言之，在误差项ε相对小的正常条件下，开关71闭合且电路正常运行。如果前向滤波器单元45″’的输入端50的输入信号ε大于V_max或小于V_min，电路68和69的输出的至少一个为低，导致与端口70提供低输出。这导致开关71保持打开状态，使得图5C中的前向滤波器单元45″’失效，并从而使得图4中的积分反馈回路44失效。

尽管在图5A至5C所示的每个实施例中，前向滤波器单元的基本组成块是有源积分滤波器块52，但本领域技术人员理解其可通过任何其它的积分滤波器块或者任何其它能增加D类自振荡放大器单元的回路增益的滤波器块来实现。而且，尽管图5A至5C的实施例公开了一阶积分滤波器单元，其可被任何更高阶的积分滤波器单元取代以进一步增加回路增益。

公开的实施例的大部分依靠前向滤波器的功能失效，尤其是积分器的功能失效。要认识到，响应于从偏差检测单元接收到的误差信号，本发明的优点某种程度上是通过减少积分器的增益，或者通过钳制或减弱积分器的输入信号，来减弱整个放大设备中的控制回路的影响而实现的。

如上所述，本发明的教导已经说明了自振荡D类放大器。这里要注意的是这些教导可应用于那些不是设计为运行在自振荡模式下的D类放大器，即，没有超前滞后补偿网络并且提供周期参考信号给零交叉检测器来提供脉宽调制信号。应用于这样的放大器的本发明具有稳定非自振荡D类放大器的运行的效果。

在上面的详细说明中，为了解释而不是限制目的，示例性实施例公开了详尽解释的具体细节，以充分理解根据本发明的实施例。然而，对于已了解本发明益处的本领域技术人员显而易见的是，根据不脱离这里公开的具体细节的本发明教导的其他实施例权益也在附加的权利要求的保护范围内。而且，省略了公知设备和方法的描述以使得实施例的描述清楚。这些方法和设备显然在本发明的保护范围内。

Claims

1.放大设备，包括：

设备输入端，用于接收设备输入信号；

放大器单元，包括零交叉检测器单元、输出滤波器和超前滞后补偿网络，所述零交叉检测器单元设置为比较所述设备输入信号与参考电势，并根据所述比较使脉宽调制检测器输出信号在第一电压电平和第二电压电平之间切换，其中所述放大器单元设置为提供实际设备输出信号，所述实际设备输出信号是所述设备输入信号的放大表示；以及

设备输出端，用于提供所述实际设备输出信号；

其中所述放大设备进一步包括控制回路，该控制回路围绕所述放大器单元设置，并且包括用于增加回路增益来提高所述实际设备输出信号的信噪比的前向滤波器，所述前向滤波器包括积分滤波器；以及

加法器，提供在所述前向滤波器的输出端和所述放大器单元之间的所述控制回路内，所述设备输入信号连接到所述加法器；

所述放大器单元具有第一传递函数，并且

所述零交叉检测器包括具有第二传递函数的偏差滤波器，使得所述第二传递函数模仿所述第一传递函数。

2.根据权利要求1所述的放大设备，其中当所述放大器单元发生过调制时，所述设备设置为使所述前向滤波器失效和减少所述前向滤波器的功能中的至少一个。

3.根据权利要求1所述的放大设备，其中在所述放大器单元发生过调制时，为了使所述前向滤波器失效，所述偏差检测单元和所述控制回路设置为提供滤波器输入信号给所述前向滤波器以驱动所述前向滤波器饱和。

4.根据权利要求3所述的放大设备，其中所述偏差检测单元包括检测滤波器，所述检测滤波器设置为接收所述设备输入信号，并修改所述设备输入信号以提供与所述放大器单元的所述实际设备输出信号相对应的期望设备输出信号。

5.根据权利要求4所述的放大设备，其中所述偏差检测单元或所述控制回路设置为比较所述期望设备输出信号和所述实际设备输出信号，并提供所述期望设备输出信号偏离所述实际设备输出信号的误差信号。

6.根据权利要求5所述的放大设备，其中所述偏差检测单元被连接以使所述期望设备输出信号接入所述控制回路，来提供所述误差信号给所述前向滤波器。

7.根据权利要求6所述的放大设备，其中所述控制回路包括减法单元，用于将所述期望设备输出信号和所述实际设备输出信号相结合，来提供作为所述期望设备输出信号和所述实际设备输出信号之间的差信号的所述误差信号。

8.根据权利要求5所述的放大设备，其中所述前向滤波器定制为，在提供了响应于所述误差信号的前向滤波器输出信号时饱和，该前向滤波器输出信号具有超出饱和阈值的电压电平。

9.根据权利要求8所述的放大设备，其中所述前向滤波器定制为使得所述饱和阈值最小化。

10.根据权利要求1所述的放大设备，其中所述放大器单元进一步包括修正反馈回路，用于减弱由所述比较器产生的干扰。

11.根据权利要求1所述的放大设备，其中所述前向滤波器包括信号操控开关，所述信号控制开关响应于提供给所述前向滤波器的前向滤波器输入信号。