JP2002246192A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 放電灯に供給される起動パルスの発生に必要
な供給電圧を生成するための回路を簡単化して小型化及
び低コスト化を図るとともに、一定の生成間隔で起動パ
ルスを発生させる。 【解決手段】 起動回路５内のトランスＴＴの一次側に
コンデンサＣ１及びスイッチ素子ＳＧを設け、素子ＳＧ
の導通時にＣ１の蓄積電荷が放出され、起動パルスが放
電灯に供給される。直流−交流変換回路４の出力とグラ
ンドとの間にコンデンサＣ２と整流素子Ｄ２を配置する
とともに、素子Ｄ２の向きの電流によりＣ２を充電す
る。また、直流−直流変換回路３を構成するトランスＴ
の二次巻線Ｔ２と整流素子Ｄ１との接続点と、Ｃ２と素
子Ｄ２を繋ぐライン上の接続点との間にコンデンサＣ３
と整流素子Ｄ３を配置するとともに、素子Ｄ３の向きの
電流によりＣ３を充電する。Ｃ３と素子Ｄ３との接続点
を、起動回路５のＣ１への電圧供給ラインに接続してそ
の電荷蓄積を行う構成とした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯回路の
小型化及び低コスト化を図るとともに、高圧パルスの発
生間隔を平準化するための技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】放電灯（メタルハライドランプ等）の点
灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回
路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知ら
れている。例えば、自動車用灯具の光源への適用におい
て、直流電源回路に直流−直流変換回路（ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ）の構成を用い、直流−交流変換回路にはフル
ブリッジ型回路（４つの半導体スイッチング素子をそれ
ぞれ２組にしてオン／オフ制御を行うように構成された
回路）及びその駆動用回路を使用した構成が挙げられ、
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がフルブリッジ型回路
において矩形波状電圧に変換された後、放電灯に供給さ
れる。

【０００３】放電灯の起動に際して、当該放電灯のブレ
ークダウンに必要な高電圧を発生させるには、トランス
（スタータトランス）の一次巻線を含む一次側回路に、
スパークギャップ素子等のスイッチ素子と電荷蓄積用の
コンデンサが設けられ、スイッチ素子の導通により当該
コンデンサが放電されたときのエネルギーにより起動パ
ルスが発生されてトランスの二次巻線を介して放電灯に
供給される。

【０００４】このコンデンサへの電荷蓄積のための回路
として、例えば、下記の形態が挙げられる。

【０００５】（１）直流−直流変換回路を構成するトラ
ンスに対して専用の高圧巻線を付設して当該巻線から得
られる出力電圧に基いてコンデンサを充電する回路形態 （２）直流−直流変換回路としてスイッチング電源の構
成を採用し、その出力制御に係るスイッチング動作を利
用してコンデンサの充電に必要な供給電圧を得る回路形
態 （３）直流−交流変換回路の出力制御に係るスイッチン
グ動作を利用してコンデンサの充電に必要な供給電圧を
得る回路形態。

【０００６】例えば、形態（１）としては、トランスの
二次側に専用巻線を設けて、当該巻線の出力電圧を整流
・平滑したものを使えば良い。また、形態（２）や
（３）では、直流−直流変換回路又は直流−交流変換回
路の出力段に、複数のコンデンサ及びダイオードから構
成される電荷移送回路やチャージポンプ回路等を配置し
て、起動回路のコンデンサ充電に必要な電圧を得るよう
にしたものが挙げられる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来の回路形態では、以下に示すような不都合が問題
になる。

【０００８】先ず、形態（１）では直流−直流変換回路
を構成するトランスに負荷がかかり、高圧巻線の付設に
よりトランスが大型化する。また、コロナ放電の発生防
止のために耐圧構造が必要となったり、あるいは耐圧構
造の代替として高圧巻線に多層の被覆コード等を使用す
ることに起因するコスト上昇の問題が挙げられる。

【０００９】また、形態（２）では、使用電子部品の数
が多くなることによるコスト上昇の問題や、高耐圧の部
品を使用する必要がある他、起動回路を構成するスイッ
チ素子の導通間隔（インターバル）が一定でなくなると
いう問題が挙げられる。

【００１０】図１７はその様子を説明するためのもので
あり、同図の上方に示すグラフ図は直流−直流変換回路
の出力電圧「Ｖｄｃ」及びスイッチングの頻度ＳＨ（直
流−直流変換回路を構成するスイッチング素子がオン／
オフする頻度に相当する。）についての時間的変化を概
略的に示したものであり、時間「ｔ」の起点はいずれも
点灯開始時点（点灯スイッチの投入時点）とされる。

【００１１】出力電圧Ｖｄｃは最初速やかに立ち上がっ
た後に、ある電圧（「Ｏ.Ｃ.Ｖ」＝オープン・サーキッ
ト電圧）に達して一定となり、また、スイッチング頻度
ＳＨについては、Ｖｄｃが「Ｏ.Ｃ.Ｖ」に達するまでの
間は多い（つまり、スイッチング素子が頻繁にオン／オ
フする。）が、それ以降は負荷が軽いので頻度が少なく
なって間欠的なスイッチングとなる。スイッチングの頻
度（回数）が少ないと、起動回路内のコンデンサに供給
する電荷が少なくなり、その結果、起動回路内のスイッ
チ素子（スパークギャップ素子等）が導通するまでの時
間が長くなってしまう。

【００１２】図１７の下方に示すグラフ図がその様子を
概略的に示しており、起動回路内のコンデンサの端子電
圧「ＶＣ」についての時間的変化を示している。図中に
おいて端子電圧ＶＣの上昇後に当該電圧が急激に低下す
る時点がスイッチ素子の導通時点を示している。尚、時
間「ｔ」の起点は点灯開始時点である。

【００１３】この図から分かるように、頻度ＳＨが多い
場合には端子電圧ＶＣの上昇の度合いが速く、頻度ＳＨ
が少ないと当該電圧の上昇の度合いが遅くなるので、起
動回路による高圧パルス（あるいは起動パルス）の発生
に係るインターバルについては、第１回目では短くて直
ぐに当該パルスが発生するが、第２回目以降ではそれよ
りも長くなって当該パルスの発生タイミングが遅くな
る。

【００１４】形態（３）については、容量の大きなコン
デンサが必要となるために、コストた小型化の点で問題
が残る。これは、直流−直流変換回路でのスイッチング
周波数に比して、直流−交流変換回路でのスイッチング
周波数の方が圧倒的に低いことに依る。よって、当該周
波数を高くすれば良いことになるが、放電灯の音響共鳴
現象等の問題が絡んでくるので、無暗に高周波化はでき
ず（数百Ｈｚ程度が一般的である。）、一定の限界があ
る。

【００１５】いずれにしても、従来の形態では、回路装
置の小型化及び低コスト化の要求に対して充分に答える
ことができず、また、一定の生成間隔をもって起動パル
スを発生させるのに支障を来す等の弊害が残る。

【００１６】そこで、本発明は、放電灯に供給される起
動パルスの発生に必要な供給電圧を生成するための回路
構成を簡単化して小型化及び低コスト化に適した装置を
提供するとともに、一定の生成間隔で起動パルスを発生
させることを課題とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記した課題を
解決するために、直流−直流変換回路と、当該回路の後
段に設けられる直流−交流変換回路と、放電灯への起動
用パルスを発生させる起動回路とを備えた放電灯点灯回
路において、下記に示す構成を有するものである。

【００１８】・起動回路がトランスを備えており、該ト
ランスの一次巻線を含む一次側回路には、当該一次巻線
に対して第１のコンデンサ及びスイッチ素子が設けら
れ、当該スイッチ素子の導通時には、第１のコンデンサ
に蓄えられた電荷が放出されて、当該トランスの二次巻
線に発生される高圧パルスが上記起動用パルスとして放
電灯に供給されること。

【００１９】・直流−直流変換回路が、トランス及び出
力制御用のスイッチング素子を備えるとともに、当該ト
ランスの出力段には第１の整流素子及び平滑用コンデン
サが設けられていて、当該スイッチング素子のオン／オ
フ制御によって当該トランスに蓄えられたエネルギーが
第１の整流素子を介して平滑用コンデンサに蓄えられる
ように構成されていること。

【００２０】・直流−交流変換回路が、複数のスイッチ
ング素子を用いたブリッジ型の回路構成を有し、当該ス
イッチング素子のオン／オフ制御による交番動作によっ
て直流−直流変換回路の出力を一定の又は可変の周波数
をもった交流として出力すること。

【００２１】・直流−交流変換回路の一方の出力端子と
グランドライン又はその相当ラインとの間に、第２のコ
ンデンサと第２の整流素子とを含む回路を配置するとと
もに、当該ラインに接続される第２の整流素子により規
定される向きに流れる電流によって第２のコンデンサが
充電されること。

【００２２】・直流−直流変換回路を構成するトランス
の二次巻線と第１の整流素子との接続点と、第２のコン
デンサと第２の整流素子を繋ぐライン上の接続点との間
に、第３のコンデンサと第３の整流素子とを含む回路を
配置するとともに、第２のコンデンサと第２の整流素子
とを繋ぐ接続ラインに接続される第３の整流素子により
規定される向きに流れる電流によって第３のコンデンサ
が充電されること。

【００２３】・第３のコンデンサと第３の整流素子との
接続点を、起動回路の第１のコンデンサへの電圧供給ラ
インに接続して当該コンデンサに充電するように構成し
たこと。

【００２４】従って、本発明によれば、直流−直流変換
回路及び直流−交流変換回路のスイッチング制御を利用
して第２、第３のコンデンサの充電させ、第１のコンデ
ンサの充電に必要な供給電圧を得ることができるので、
使用部品の点数が比較的少なくて済み、また、小容量の
コンデンサを用いることができる。そして、直流−直流
変換回路だけでなく直流−交流変換回路のスイッチング
制御を利用しているので、起動用パルスの発生間隔がほ
ぼ一定となって平準化される。

【００２５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の基本的構成を示
すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流
−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５
を備えている。尚、放電灯点灯回路１の適用範囲につい
ては、メタルハライドランプ等の車両用放電灯が挙げら
れるが、これに限らず本発明を広汎に使用できることは
勿論である。

【００２６】直流−直流変換回路３は、直流電源２から
の直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けてこ
れを昇圧して所望の直流電圧を出力するものであり、後
述する制御回路からの制御信号に応じてその出力電圧が
可変制御される。この直流−直流変換回路３には、例え
ば、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ（フライバック式等。）が用いられる。

【００２７】直流−交流変換回路４は、直流−直流変換
回路３の後段に設けられており、当該回路の出力電圧を
交流電圧に変換した後で放電灯６に供給するものであ
る。例えば、複数の半導体スイッチング素子を使って構
成されるブリッジ型回路（フルブリッジ回路やハーフブ
リッジ回路）及びその駆動用回路等が挙げられるが、本
発明に関する限りその構成の如何は問わない。

【００２８】起動回路５は、放電灯６に高電圧信号（起
動用パルスあるいは起動パルス）を発生させて放電灯６
に起動をかけるために設けられており、当該信号は直流
−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳された上で
放電灯６に印加される。

【００２９】放電灯６に係る電圧又は電流を検出するた
めの検出回路としては、下記に示す形態が挙げられる。

【００３０】・放電灯に管電圧や管電流を直接的に検出
するために、例えば、電流検出用素子（シャント抵抗や
検出用トランス等）を放電灯に接続して当該素子に流れ
る電流値を検出するようにした形態 ・放電灯の管電圧や管電流についての相当電圧を検出す
る形態。

【００３１】尚、図１では、直流−直流変換回路３の直
後に電圧検出手段７（例えば、分圧抵抗等を使って出力
電圧を検出する回路）や電流検出手段８（検出用抵抗素
子等）をそれぞれ設け、放電灯６にかかる電圧や電流の
相当信号（あるいは代用信号）を用いており、当該信号
は制御回路９に送出されるようになっている。

【００３２】制御回路９は、放電灯６の状態に応じた点
灯制御を行うために当該放電灯に係る電圧や電流の検出
信号を受けて放電灯への供給電力を制御するものであ
り、直流−直流変換回路を構成するスイッチング素子の
制御や、直流−交流変換回路を構成するスイッチング素
子の制御等を行う。

【００３３】図２は直流−直流変換回路の構成例につい
て説明するためのものであり、本発明において当該回路
がトランス及び出力制御用のスイッチング素子を備える
ことが前提とされる。

【００３４】本例では、トランスＴの一次巻線Ｔ１に対
してスイッチング素子ＳＷ（ＮチャンネルＦＥＴ）が接
続されており、トランスＴの二次側（二次巻線Ｔ２）に
はダイオードＤ１とコンデンサＣＣが配置され、該コン
デンサの端子電圧が出力電圧「Ｖout」として取り出さ
れる構成となっている。

【００３５】尚、スイッチング素子ＳＷに対して制御回
路９からの制御信号（これを「Ｓ９」と記す。）が供給
されて当該素子のスイッチング制御が行われることで
（ＦＥＴのゲートに制御電圧が供給されてそのオン／オ
フ状態が規定される。）、出力電圧Ｖoutの値が可変制
御される。つまり、トランスＴの出力段には整流素子Ｄ
１（本例ではダイオード）及び平滑用コンデンサＣＣが
設けられていて、スイッチング素子ＳＷのオン／オフ制
御によってトランスＴに蓄えられたエネルギーが整流素
子Ｄ１を介して平滑用コンデンサＣＣに蓄えられる。

【００３６】図３は本発明に係る要部の構成例を示すも
のであり、直流−直流変換回路３を構成するトランスＴ
の出力段以降（二次巻線Ｔ２以降）の回路構成を示した
ものである。尚、本例では、整流素子としてダイオード
を用いているが、トランジスタを用いたり（等価ダイオ
ードとしての利用等）、同等の機能をもつその他の素子
に置換できることは勿論である。

【００３７】直流−交流変換回路４については、複数の
スイッチング素子ｓｗ１乃至ｓｗ４を用いたフルブリッ
ジ型の回路構成を有し、これらのスイッチング素子のオ
ン／オフ制御による交番動作によって直流−交流変換回
路４の出力が一定の又は可変の周波数をもった交流とし
て出力される。尚、図にはスイッチング素子ｓｗ１乃至
ｓｗ４を単にスイッチの記号で示すが（電界効果トラン
ジスタ等が用いられる。）、各素子は図示しない制御回
路から駆動信号によって素子ｓｗ１とｓｗ４とを組みと
し、素子ｓｗ２とｓｗ３とを組みとして交互にオン／オ
フ制御がされるようになっている。

【００３８】また、直流−交流変換回路４の後段に設け
られた起動回路５についてはトランスＴＴを備えてお
り、該トランスの一次巻線ＴＴ１を含む一次側回路に
は、当該一次巻線に対して第１のコンデンサＣ１及びス
イッチ素子ＳＧ（図にはスイッチ記号で示すが、スパー
クギャップ素子等が用いられる。）が設けられている。
つまり、コンデンサＣ１の一端がトランスＴＴの一次巻
線ＴＴ１と二次巻線ＴＴ２の一端（両巻線同士の接続端
であり、これは上記直流−交流変換回路のスイッチング
素子ｓｗ１とｓｗ２との接続点「α」に接続されてい
る。図には「ｂ」点で示す。）に接続され、該コンデン
サＣ１の他端がスイッチ素子ＳＧを介して一次巻線ＴＴ
１の他方の端子に接続されている。そして、スイッチ素
子ＳＧへの給電電圧がその閾値（例えば、８００Ｖ）を
超えて導通した時には、コンデンサＣ１に蓄えられた電
荷が放出されて、トランスＴＴの二次巻線ＴＴ２に発生
される高圧パルスが起動用パルスとして直流−交流変換
回路４の出力に重畳されて放電灯６に供給される。

【００３９】直流−交流変換回路の一方の出力端子（本
例では、スイッチング素子ｓｗ３とｓｗ４との接続点
「β」から取り出した端子であり、図には「ａ」点で示
す。）とグランドラインとの間には、コンデンサＣ２
と、整流素子であるダイオードＤ２とを直列に接続した
回路を配置している。つまり、コンデンサＣ２は、その
一端がａ点に接続され、他端が抵抗Ｒ２及びダイオード
Ｄ２を介してグランドライン（ＧＮＤ）に接続されてお
り、ダイオードＤ２についてはその順方向がグランドラ
インに近づく向きとされ、当該ダイオードにより規定さ
れる向きに流れる電流によってコンデンサＣ２が充電さ
れる。尚、本例ではグランドラインを電位基準としてい
るが、これに限らずグランドラインの相当ラインとして
も良い。これは、コンデンサの充放電等の基準となる電
圧がグランドレベルに程近いラインであれば、当該ライ
ンを基準ラインとして使用しても良いことを意味し、例
えば、直流−交流変換回路の出力端子とグランドとの間
に接続される放電灯に対して、当該放電灯に流れる電流
を検出するための抵抗素子（シャント抵抗）を接続する
場合には、当該抵抗素子の一端（グランドでない方の端
子）に接続されるラインを相当ラインとして用いること
ができる。

【００４０】直流−直流変換回路３のトランスＴの二次
巻線Ｔ２とダイオードＤ１（整流素子）との接続点と、
コンデンサＣ２とダイオードＤ２を繋ぐライン上の接続
点（本例では抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２との接続点であ
り、図には「ｃ」点で示す。）との間には、コンデンサ
Ｃ３とダイオードＤ３とを直列的に接続した回路が配置
されている。つまり、コンデンサＣ３の一端が二次巻線
Ｔ２とダイオードＤ１との接続点に接続され、当該コン
デンサＣ３の他端が抵抗Ｒ３を介してダイオードＤ３の
アノードに接続されており、該ダイオードＤ３のカソー
ドがｃ点に接続されている。よって、ダイオードＤ３
（整流素子）により規定される向きに流れる電流によっ
てコンデンサＣ３が充電されることになる。

【００４１】また、コンデンサＣ３とダイオードＤ３と
を繋ぐライン上の接続点（本例では抵抗Ｒ３とダイオー
ドＤ３との接続点であり、図には「ｄ」点で示す。）
が、抵抗Ｒ１及びダイオードＤを含む電圧供給ラインを
介して起動回路５のコンデンサＣ１に接続され、これに
よりコンデンサＣ１に電荷を蓄積できる構成となってい
る。尚、ダイオードＤについては、そのアノードがコン
デンサＣ１とスイッチ素子ＳＧとの接続点に接続される
とともに、そのカソードが抵抗Ｒ１を介してｄ点に接続
されている。

【００４２】本回路において、例えば、ａ点の電位が３
５０Ｖ（ボルト）、ｂ点の電位が０Ｖの時に、点ａ−ｃ
間のコンデンサＣ２には３５０Ｖ相当分の電荷が充電さ
れ、また、ａ点の電位が０Ｖ、ｂ点の電位が３５０Ｖに
なった時には、ｃ点の電位は「−３５０Ｖ」になって直
流−直流変換回路３のトランスＴからコンデンサＣ３を
介してｃ点に向かってスイッチング電流が流れ、該コン
デンサＣ３には７００Ｖ相当分の電荷が充電されるよう
になる。このときｄ点の電位が「−７００Ｖ」となり、
ｂ点（３５０Ｖ）との電位差が１０５０Ｖになる。よっ
て、起動回路５のコンデンサＣ１に対しては最大１０５
０Ｖの電圧供給ができ、８００Ｖのスイッチ素子ＳＧに
対して充分な余裕をもって給電を行える。

【００４３】尚、本例では、３つの抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
３を介挿しているが、各ダイオードやコンデンサに流れ
る電流が各素子の規定値よりも小さければこれらの抵抗
素子を設ける必要はない。また、直流−直流変換回路３
の出力電圧の極性については、説明の便宜上、グランド
に対する正極性の場合を例に示したが、負極性の場合に
対しても本発明を適用することができることは勿論であ
る。

【００４４】しかして、直流−直流変換回路及び直流−
交流変換回路におけるスイッチング動作を利用して起動
回路内のコンデンサＣ１の電荷蓄積に必要な供給電圧を
得ることができる。

【００４５】ところで、前記した起動用パルスの生成間
隔に関する問題に対してさらに充分な対策を講じるため
には、下記に示す形態が挙げられる。

【００４６】（１）直流−直流変換回路の出力段で負荷
を重くする形態 （２）直流−交流変換回路の出力段で負荷を重くする形
態 （３）直流−直流変換回路を構成するスイッチング素子
に流れる電流に対する制限機能を設けるとともに、直流
−直流変換回路の出力電圧が所定電圧よりも大きくなっ
た場合に制限電流値が低くなるように制御する形態。

【００４７】尚、形態（１）、（２）において「負荷を
重くする」とは、後述するように、出力段でに負荷電流
が多くなることを意味する（つまり、当該電流が多く流
れるほど負荷が重くなる。）。

【００４８】図４は形態（１）についての構成例を示し
たものであり、直流−直流変換回路３の出力段におい
て、抵抗１０とツェナーダイオード１１との直列回路を
設けている。

【００４９】即ち、抵抗１０について、その一端が直流
−直流変換回路３の一方の出力端子に接続され、当該抵
抗の他端がツェナーダイオード１１のカソードに接続さ
れていて、該ツェナーダイオードのアノードが直流−直
流変換回路３の他方の出力端子に接続されている。尚、
直流−交流変換回路４については４つのスイッチング素
子ｓｗ１乃至ｓｗ４をスイッチ記号で簡略的に示してい
る。

【００５０】本構成において、直流−直流変換回路３の
出力電圧が、ツェナー電圧を超えるとツェナーダイオー
ド１１の導通により抵抗１０を介して電流が流れ始める
ので負荷が重くなる。これによって直流−直流変換回路
のスイッチング頻度の低下が抑制される。

【００５１】図５はその様子を概略的に示したものであ
り、図１７に対応するものである（「ＩZD」がツェナー
ダイオードに流れるツェナー電流を意味する以外は、図
１７で使用した記号と同じ記号を用いている。）。

【００５２】出力電圧Ｖｄｃが立ち上がって、ツェナー
電流ＩZDが流れ始めると負荷が重くなるので、スイッチ
ング頻度ＳＨに係る低下の度合いが、図１７の場合に比
して小さくなる。よって、上記コンデンサＣ１に対する
電荷供給について、１回目に比べて２回目以降に長い時
間がかかってしまうといった不都合がなくなり、ほぼ一
定した間隔をもって起動用パルスを発生することができ
るようになる。

【００５３】尚、ツェナーダイオード１１を使用する理
由は、放電灯が点灯している状態では、無用な電流を流
したくないため（損失の発生や発熱に繋がる。）であ
り、ツェナー電圧の設定については、例えば、放電灯の
点灯状態での供給電圧を８５Ｖ程度とすると、これより
も大きい百数十Ｖ以上の値にすることが望ましい。

【００５４】図６乃至図９は形態（２）についての構成
例を示したものであり、図６及び図７は直流−交流流変
換回路の出力段に抵抗及びツェナーダイオードの直列回
路を設けた形態を示し、図８及び図９は直流−交流流変
換回路の出力段に抵抗だけを設けた形態を示す。

【００５５】抵抗とツェナーダイオードとを直列接続に
した回路を使用する場合には、当該回路を、直流−直流
変換回路の出力端子と直流−交流変換回路の出力端子の
間、あるいは直流−交流変換回路の出力端子とグランド
若しくはその相当ラインとの間に設ければ良い。

【００５６】図６に示す構成では、抵抗１２の一端を、
直流−直流変換回３の一方の出力端子に接続するととも
に、該抵抗の他端については、ツェナーダイオード１３
のカソードに接続する。そして、ツェナーダイオード１
３のアノードを直流−交流変換回路４の出力端子の一方
（スイッチング素子ｓｗ３とｓｗ４との接続点「β」）
に接続している。

【００５７】また、図７に示す構成では、抵抗１４の一
端を、直流−交流変換回路４の一方の出力端子（スイッ
チング素子ｓｗ１とｓｗ２との接続点「α」）に接続す
るとともに、該抵抗１４の他端をツェナーダイオード１
５のカソードに接続する。そして、該ツェナーダイオー
ドのアノードを直流−直流変換回路３の出力端子の一方
に接続している。

【００５８】つまり、これらの図に示す構成では、抵抗
の一端を直流−直流変換回路又は直流−交流変換回路の
一方の出力端子に接続するとともに、当該抵抗の一端を
直流−直流変換回路に接続した場合にはツェナーダイオ
ードを介して当該抵抗の他端を直流−交流変換回路の一
方の接続端子に接続し、また、当該抵抗の一端を直流−
交流変換回路に接続した場合には上記ツェナーダイオー
ドを介して当該抵抗の他端を直流−直流変換回路の一方
の接続端子に接続している。

【００５９】図８に示す構成例は、図６に示す構成でツ
ェナーダイオード１３を取り除いたものであり、抵抗１
２の一端を直流−直流変換回路３の一方の出力端子に接
続し、当該抵抗の他端をβ点に接続している。

【００６０】また、図９に示す構成例は、図７に示す構
成でツェナーダイオード１５を取り除いたものであり、
抵抗１４の一端を直流−直流変換回路３の一方の出力端
子に接続し、当該抵抗の他端をα点に接続している。

【００６１】図６、図７の構成例については、ツェナー
電流の流れる経路を直流−交流変換回路の出力段に選定
しているだけであって、基本的には、図４の構成につい
て説明したことと同様の効果が得られる。

【００６２】図１０はその様子を概略的に示したもので
ある（使用した記号は、図５で使用した記号と同じであ
る。）。

【００６３】直流−交流変換回路４におけるスイッチン
グ素子の制御による交番動作によって直流入力が矩形波
出力に変換される関係で、ツェナー電流ＩZDやスイッチ
ング頻度ＳＨには交流成分（矩形波成分）が現れるが、
それらの包絡線を考えれば、図５のグラフと同様である
ことが分かる（あるいはツェナーダイオードの導通期間
だけをみれば良い。）。

【００６４】つまり、出力電圧Ｖｄｃが立ち上がって、
ツェナー電流ＩZDが流れ始め、ツェナーダイオードの導
通期間では負荷が重くなるので、スイッチング頻度ＳＨ
に係る低下の度合いが当該導通期間において、図１７の
場合に比して小さくなる。よって、上記コンデンサＣ１
に対する電荷供給について、１回目に比べて２回目以降
に長い時間がかっかてしまうといった不都合がなくな
り、ほぼ一定した間隔をもって起動用パルスを発生する
ことができるようになる。

【００６５】尚、直流−交流変換回路４の出力につい
て、その極性によってコンデンサＣ１に電荷を供給し易
いタイミングと供給し難いタイミングができ、従って、
起動用パルスが発生するタイミングが極性によって左右
される。つまり、当該パルスが発生しやすいタイミング
（コンデンサＣ１が充電されて端子電圧が上昇する期間
での発生タイミング）と、当該パルスが発生しにくいタ
イミング（コンデンサＣ１の端子電圧があまり変化しな
い期間中）とを得ることができ、放電灯がブレークダウ
ンした後の電流供給を行えるか否かが出力極性によって
決まるので、当該電流供給をスムーズに行える方の極性
に対して抵抗及びツェナーダイオードを設ければ良い。

【００６６】図８及び図９の構成では、抵抗のみでツェ
ナーダイオードが設けられていないので、スイッチング
素子ｓｗ４やｓｗ１のオンにより当該抵抗には電流が流
れることになる。よって、抵抗を付設することによる効
果と、放電灯の点灯状態において流れる電流とを比較考
量して負荷状態についての設定を行うことが好ましい。

【００６７】次に上記形態（３）について説明する。

【００６８】本形態では、直流−直流変換回路や直流−
交流変換回路に対して負荷をかけるのではなく、直流−
直流変換回路を構成するスイッチング素子に流れる電流
値を監視して、当該電流値が予め決められた規定電流値
以上流れないように制限するものであり、直流−直流変
換回路の出力電圧が予め規定された電圧値よりも大きく
なった場合に上記規定電流値を低くする。

【００６９】電流制限の方法には、各種の形態が挙げら
れるが、以下ではパルス・バイ・パルス方式を採用した
例を示す。

【００７０】図１１及び図１２は電流検出回路の構成例
を示したものであり、図１１はスイッチング素子に対し
て検出素子を接続して電流検出を行う形態、図１２はス
イッチング素子のもつオン抵抗を利用して電流検出を行
う形態をそれぞれ示している。

【００７１】図１１において、直流電源２に対してコン
デンサＣ０が並列に設けられており、該コンデンサＣ０
に対してコイルＣＬ（上記コンバータトランスＴの一次
巻線Ｔ１に相当する。）及びＮチャンネルＦＥＴ「Ｓ
Ｗ」（制御回路９からの制御信号Ｓ９が供給される。）
の直列回路が並列に設けられている。

【００７２】そして、ＦＥＴにはシャント抵抗Ｒｓが直
列に接続されており（ＦＥＴのソースが当該シャント抵
抗を介して接地されている。）、当該抵抗に流れる電流
による電圧降下から電流を検出することができる（図に
示す鋸歯状パルス波形を参照。）。尚、実際の回路で
は、スイッチングの際に発生する高周波ノイズに起因す
る誤動作を防止するためにローパスフィルタ（例えば、
ＣＲ積分回路）等が設けられる。

【００７３】図１２に示す構成について、図１１の構成
との相違点は下記の通りである。

【００７４】・ＦＥＴのソースが接地されていること ・ＦＥＴに流れる電流の検出については、抵抗ｒ１、ｒ
２、ｒ３が設けられており、抵抗ｒ１の一端がＦＥＴの
ドレインに接続され、当該抵抗ｒ１の他端が抵抗ｒ２を
介して接地されていること。そして、抵抗ｒ３の一端が
抵抗ｒ１とｒ２との接続点に接続され、当該抵抗を介し
て電流検出信号（図に示す鋸歯状パルス波形を参照。）
が得られること ・ＮＯＴ（論理否定）ゲート１６の入力端子がＦＥＴの
ゲートに接続され、当該ＮＯＴゲートの出力信号によっ
てオン／オフ制御されるアナログスイッチ素子１７（図
には簡略記号で示す。）を設けたこと。そして、当該ア
ナログスイッチ素子１７がオンしたときに抵抗ｒ３の一
端（抵抗ｒ２とは反対側の端子）が接地されること。

【００７５】本構成では、ＦＥＴのオン抵抗を「ＲON」
と記すとき、当該ＲONと、電流値と、抵抗分圧比（抵抗
ｒ１、ｒ２による分圧比）とを掛けた電圧値として検出
される。

【００７６】尚、アナログスイッチ素子１７は、ＦＥＴ
がオフの時に発生する大きな電圧を無視するために設け
たものであり、ＦＥＴがオフの時にオンする。

【００７７】このようにして得られる電流検出信号を受
けて、当該信号が所定の電圧値になった場合に、スイッ
チング素子ＳＷ（上記例ではＦＥＴ）をオフ状態にすれ
ば、電流制限が可能となる。

【００７８】つまり、スイッチング素子の電流値が予め
決められた規定電流値以上流れないように制限するため
の電流制限手段を設ければ良く、例えば、図１３乃至図
１６に示す構成例が挙げられる。尚、本回路は、パルス
・バイ・パルスの電流検出信号そのまま或いはそれを加
工して得られる信号（以下、「ＳＩ」と記す。）を、Ｐ
ＷＭ（パルス幅変調）制御やＰＦＭ（パルス周波数変
調）制御で使用する鋸歯状波として利用してスイッチン
グ素子ＳＷへの制御信号を生成するものである。尚、放
電灯の点灯制御や電力制御についてＰＷＭ制御等を使用
することは良く知られており、例えば、放電灯にかかる
電圧や電流についての検出信号に基いて演算される演算
信号（その生成の仕方等については、本発明に直接関係
ないので説明を省略する。）を、エラーアンプ（図示せ
ず。）に入力して当該信号と所定の基準値との差信号で
あるエラー信号（以下、これを「ＥＳ」と記す。）を得
る。そして、信号「ＥＳ」と所定の鋸歯状波とのレベル
比較によってデューティーサイクルが規定される制御信
号が生成されて、当該制御信号に基いて、（直流−直流
変換回路の）スイッチング素子ＳＷについて制御が行わ
れる。

【００７９】図１３では、コンパレータ１８において、
その負入力としてエラー信号ＥＳが供給され、その正入
力として上記の電流検出信号ＳＩが供給される。そし
て、当該コンパレータ１８の出力信号が２入力ＯＲ（論
理和）ゲート１９の一方の入力端子に供給されるととも
に、ＮＯＴゲート２０を介してＤフリップフロップ２１
におけるＬアクティブ入力のリセット端子（図には記号
「Ｒ」の上にバー記号を付して示す。）に送出される。

【００８０】ＯＲゲート１９の残りの入力端子には、信
号「ＳON」が供給されるが、これは上記スイッチング素
子ＳＷをオンさせるタイミングをもってパルスを出す指
示信号であり、ＰＷＭ制御においては一定の周波数をも
って発生させれば良いし、またＰＦＭ制御ではオフ時か
ら一定の時間をもって発生させれば良い。

【００８１】ＯＲゲート１９の出力信号はＤフリップフ
ロップ２１のクロック信号入力端子（ＣＫ）に供給され
るが、当該フリップフロップのＤ入力端子がＱバー出力
端子（図には記号「Ｑ」の上にバー記号を付して示
す。）に接続されていることから分かるように１ビット
・カウンタ（あるいはＴフリップフロップ）の構成であ
る。そして、Ｄフリップフロップ２１のＱ出力信号が上
記スイッチング素子ＳＷへのオン／オフ制御用の信号
「Ｓ９」あるいは当該信号の基になる信号として利用さ
れる。

【００８２】本回路では、電流検出信号ＳＩの電圧レベ
ルがエラー信号ＥＳ（エラーアンプの出力信号）のレベ
ルに達したときにコンパレータ１８がＨ（ハイ）レベル
信号を出力する。この信号と上記信号ＳONとの論理和信
号がＯＲゲート１９からＤフリップフロップ２１に供給
され、そのラッチ出力信号としてスイッチング素子ＳＷ
に対する制御信号が生成される。

【００８３】従って、エラー信号ＥＳの電圧が、予め規
定した電圧以上にならないようにクランプしてやれば、
上記の電流制御を実現できることが明らかであり、例え
ば、図１４の構成例２２に示す回路を用いれば良い。

【００８４】エラー信号ＥＳの供給用端子２３につい
て、抵抗が設けられたライン２４を介して上記コンパレ
ータ１８の負入力端子と接続し、また、基準電圧「ＶRE
F」（図には定電圧源の記号で示す。）を抵抗２５、２
６で分圧したものを演算増幅器２７の非反転入力端子に
供給する。そして、当該演算増幅器２７の出力信号につ
いては、出力端子に接続されたダイオード２８（その順
方向が演算増幅器２７に近づく向きに配置される。）を
介して当該ダイオード２８のアノードを上記ライン２４
に接続するとともに、演算増幅器２７の反転入力端子に
接続する。

【００８５】上記基準電圧ＶREFの抵抗分圧により生成
されるクランプ電圧を「ＶCLP」とし、例えば、図１１
の構成を用いる場合のシャント抵抗の抵抗値を「Ｒs」
とするとき、電流検出信号ＳＩに対する加工を施さない
ものとすると、パルス・バイ・パルスの制限電流値を、
「ＶCLP／Ｒs」として設定することができる。

【００８６】そこで、直流−直流変換回路の出力電圧が
予め規定された電圧値よりも大きくなった場合に規定電
流値（あるいは制限電流値）を低下させるには、Ｒsが
一定であることから当該出力電圧を検出してＶCLPの値
を変化させれば良く（ＶCLP値を低くする。）、例え
ば、図１５や図１６に示す回路構成が挙げられる。

【００８７】図１５では、直流−直流変換回路３の出力
電圧Ｖｄｃに対してツェナーダイオード２９及び分圧抵
抗３０、３１を直列に設けたものであり、それらの分圧
抵抗による検出電圧をＮＰＮトランジスタ３２のベース
に供給しており、当該トランジスタ３２のコレクタが抵
抗３３を介して、図１４の抵抗２５と２６との接続点
（図に「ｍ」点で示す。）に接続されるとともに、その
エミッタが接地されている。

【００８８】よって、出力電圧Ｖｄｃが所定の点灯電圧
（ツェナー電圧に対応する。）以上に大きくなったとき
にトランジスタ３２により上記クランプ電圧ＶCLPを低
下させる働きをする。尚、所定の点灯電圧については、
実際に放電灯が点灯しているときに発生する供給電圧以
上に設定する（その理由は少なくとも点灯条件にあると
きには電力を最大限に供給できる状態にしたいた
め。）。

【００８９】また、図１６では、直流−直流変換回路３
の出力電圧Ｖｄｃを分圧抵抗３４、３５によって検出
し、その検出電圧をオープンコレクタ出力のコンパレー
タ３６の負入力端子に供給しており、当該コンパレータ
の正入力端子に供給される基準電圧「Ｅｒ」との比較結
果として得られる出力信号が抵抗３７を介して出力され
る。そして、当該抵抗３７の一端が図１４の抵抗２５と
２６との接続点ｍに接続されているので、出力電圧Ｖｄ
ｃが所定の点灯電圧（基準電圧Ｅｒに対応する。）以上
に大きくなったときにコンパレータ３６により上記クラ
ンプ電圧ＶCLPを低下させる働きをする。

【００９０】クランプ電圧ＶCLPの低下は、パルス・バ
イ・パルスの制限電流値が低くなることを意味するので
（規制が強くなる。）、放電灯の点灯前にスイッチング
素子ＳＷによる１回のスイッチング動作で出力できるエ
ネルギーが小さくなる。従って、出力電圧Ｖｄｃについ
てのオープン・サーキット電圧（Ｏ.Ｃ.Ｖ）への上昇が
抑制されて、スイッチングの頻度ＳＨが多くなり、その
結果、起動回路５のコンデンサＣ１への電圧供給を平準
化でき、起動用パルス発生に係るインターバルをほぼ一
定化できるという効果を奏する。

【００９１】尚、放電灯が点灯する前（ブレークダウン
前）には、放電灯に電流が流れていないので、直流−直
流変換回路はその能力限界いっぱいに制御（最大制御）
をしようとする。そして、制御回路９で規定される電圧
（Ｏ.Ｃ.Ｖ）によりも供給電圧が低くなるとこの最大制
御を行うので、供給電圧が大きくなる。すると、回路動
作（スイッチング動作）が止まり、そうしているうちに
供給電圧が低くなってきて、再び上記の最大制御を繰り
返す。このような間欠的なスイッチングの動作について
インターバルが長いと、起動回路５のコンデンサＣ１へ
の電荷供給のタイミングが遅くなってしまうことにな
る。そこで、上記した電流制限の機能と、直流−直流変
換回路の出力電圧値の検出及びその増加に応じて制限電
流値を小さくする制御によって、スイッチング動作につ
いてインターバルを短くしてスイッチング頻度（ＳＨ）
を増加させることができる。

【００９２】

【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、請求項１に係る発明によれば、直流−直流変換回路
及び直流−交流変換回路のスイッチング制御を利用して
第２、第３のコンデンサの充電させ、起動回路における
第１のコンデンサの充電に必要な供給電圧を得ることが
できるので、使用部品の点数が比較的少なくて済み、ま
た、小容量のコンデンサを用いることができ、装置の小
型化や低コスト化にとって有利である。そして、直流−
直流変換回路だけでなく直流−交流変換回路のスイッチ
ング制御を利用しているので、起動用パルスの発生間隔
がほぼ一定となって平準化され、直流−直流変換回路の
スイッチング制御のみを利用した構成に比して放電灯の
起動性に優れている。

【００９３】請求項２、請求項３、請求項４に係る発明
によれば、直流−直流変換回路や、直流−交流変換回路
の出力段に少数の素子（抵抗やツェナーダイオード）を
設けるだけで、起動回路の第１のコンデンサへの充電速
度を速くすることができ、上記平準化の効果を充分に引
き出すことができるので、コスト面で有利である。

【００９４】請求項５に係る発明によれば、直流−直流
変換回路を構成するスイッチング素子に流れる電流値を
監視して電流制限を行うとともに、直流−直流変換回路
の出力電圧が予め規定された電圧値よりも大きくなった
場合に電流制限の作用を強くすることにより、当該スイ
ッチング素子のスイッチング頻度を多くして、起動回路
の第１のコンデンサへの充電速度を速くすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示す
回路ブロック図である。

【図２】直流−直流変換回路の構成例を示す図である。

【図３】要部の構成例について示す回路図である。

【図４】直流−直流変換回路の出力段で負荷をかける構
成例を示す図である。

【図５】図４に係る回路動作説明のための概略的なグラ
フ図である。

【図６】直流−交流変換回路の出力段で負荷をかける構
成例を示すものであり、本図は抵抗及びツェナーダイオ
ードを設けた例を示す図である。

【図７】図６とは別の構成例を示す図である。

【図８】直流−交流変換回路の出力段で負荷をかける構
成例を示すものであり、本図は抵抗だけを設けた例を示
す図である。

【図９】図８とは別の構成例を示す図である。

【図１０】図６、図７の構成例に関する動作説明のため
の概略的なグラフ図である。

【図１１】図１２とともに、パルス・バイ・パルス方式
の電流検出回路について一例を示す図であり、本図はシ
ャント抵抗を用いた構成例を示す。

【図１２】図１１とは異なる構成例を示す図である。

【図１３】パルス・バイ・パルス方式の電流検出を用い
て直流−直流変換回路のスイッチング素子を制御するた
めの構成例の要部を示す回路図である。

【図１４】クランプ回路の構成例を示す回路図である。

【図１５】直流−直流変換回路の出力電圧検出及びクラ
ンプ電圧制御のための構成例を示す回路である。

【図１６】図１５とは別の構成を示す回路図である

【図１７】従来の問題点について説明するためのグラフ
図である。

【符号の説明】

１…放電灯点灯回路、３…直流−直流変換回路、４…直
流−交流変換回路、５…起動回路、６…放電灯、１０、
１２、１４…抵抗、１１、１３，１５…ツェナーダイオ
ード、Ｔ、ＴＴ…トランス、Ｔ１、ＴＴ１…一次巻線、
Ｔ２、ＴＴ２…二次巻線、ＳＷ…スイッチング素子、Ｃ
１…第１のコンデンサ、Ｃ２…第２のコンデンサ、Ｃ３
…第３のコンデンサ、Ｄ１…第１の整流素子、Ｄ２…第
２の整流素子、Ｄ３…第３の整流素子、ＳＧ…スイッチ
素子、ＣＣ…平滑用コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 昌康 静岡県清水市北脇500番地 株式会社小糸 製作所静岡工場内 Ｆターム(参考） 3K083 AA85 AA86 AA92 BA25 BA26 BA31 BA33 BC12 BC19 BC33 BC47 BD04 BE02 BE20 CA33

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流−直流変換回路と、当該回路の後段
   に設けられる直流−交流変換回路と、放電灯への起動用
   パルスを発生させる起動回路とを備えた放電灯点灯回路
   において、 （イ）上記起動回路がトランスを備えており、該トラン
   スの一次巻線を含む一次側回路には、当該一次巻線に対
   して第１のコンデンサ及びスイッチ素子が設けられ、当
   該スイッチ素子の導通時には、第１のコンデンサに蓄え
   られた電荷が放出されて、当該トランスの二次巻線に発
   生される高圧パルスが上記起動用パルスとして放電灯に
   供給されること、 （ロ）上記直流−直流変換回路が、トランス及び出力制
   御用のスイッチング素子を備えるとともに、当該トラン
   スの出力段には第１の整流素子及び平滑用コンデンサが
   設けられていて、当該スイッチング素子のオン／オフ制
   御によって当該トランスに蓄えられたエネルギーが第１
   の整流素子を介して平滑用コンデンサに蓄えられるよう
   に構成されていること、 （ハ）上記直流−交流変換回路が、複数のスイッチング
   素子を用いたブリッジ型の回路構成を有し、当該スイッ
   チング素子のオン／オフ制御による交番動作によって上
   記直流−直流変換回路の出力を一定の又は可変の周波数
   をもった交流として出力すること、 （ニ）上記直流−交流変換回路の一方の出力端子とグラ
   ンドライン又はその相当ラインとの間に、第２のコンデ
   ンサと第２の整流素子を含む回路を配置するとともに、
   当該ラインに接続される第２の整流素子により規定され
   る向きに流れる電流によって第２のコンデンサが充電さ
   れること、 （ホ）上記（ロ）のトランスの二次巻線と上記第１の整
   流素子との接続点と、上記第２のコンデンサと上記第２
   の整流素子とを繋ぐライン上の接続点との間に、第３の
   コンデンサと第３の整流素子を含む回路を配置するとと
   もに、上記第２のコンデンサと上記第２の整流素子とを
   繋ぐ接続ラインに接続される第３の整流素子により規定
   される向きに流れる電流によって第３のコンデンサが充
   電されること、 （へ）上記第３のコンデンサと上記第３の整流素子との
   接続点を、上記（イ）の第１のコンデンサへの電圧供給
   ラインに接続して当該コンデンサに充電するように構成
   したこと、 を特徴とする放電灯点灯回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の放電灯点灯回路におい
   て、 直流−直流変換回路の出力段に、抵抗とツェナーダイオ
   ードとの直列回路を設けたことを特徴とする放電灯点灯
   回路。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の放電灯点灯回路におい
   て、 抵抗とツェナーダイオードとを直列接続にした回路を、
   直流−直流変換回路の出力端子と直流−交流変換回路の
   出力端子の間、又は直流−交流変換回路の出力端子とグ
   ランド若しくはその相当ラインとの間に設けたことを特
   徴とする放電灯点灯回路。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の放電灯点灯回路におい
   て、 直流−直流変換回路の出力端子と直流−交流変換回路の
   出力端子の間、又は直流−交流変換回路の出力端子とグ
   ランド若しくはその相当ラインとの間に抵抗を設けたこ
   とを特徴とする放電灯点灯回路
5. 【請求項５】 請求項１に記載の放電灯点灯回路におい
   て、 直流−直流変換回路を構成するスイッチング素子に流れ
   る電流値を監視して、当該電流値が予め決められた規定
   電流値以上流れないように制限するための電流制限手段
   を有し、直流−直流変換回路の出力電圧が予め規定され
   た電圧値よりも大きくなった場合に上記規定電流値を低
   下させるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。