JP2002123325A - 基準電圧発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 基準電圧を速やかに立ち上げることができ、
しかも、電源電圧安定時に流れる暗電流を充分低減でき
る基準電圧発生装置を提供する。 【解決手段】 電源ラインＬｃからバンドギャップ（Ｂ
Ｇ）回路３０への給電手段として、スイッチング素子Ｑ
２のオン時に抵抗Ｒ０を介して電源供給を行う第１給電
手段と、差動増幅器４０により制御されるＮＰＮトラン
ジスタＱ１を介して電源供給を行う第２給電手段とを設
ける。そして、電源電圧（簡易定電圧Ｖｃ）が差動増幅
器４０によりＮＰＮトランジスタＱ１を制御可能な電圧
に達するまでは、比較器５０によりスイッチング素子Ｑ
２をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ１を制御可能な電圧
に達すると、比較器５０によりスイッチング素子Ｑ２を
オフさせる。この結果、低電源電圧時に基準電圧を速や
かに立ち上げることができ、しかも、電源電圧安定時に
流れる暗電流を抑制できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源から電源
供給を受けて動作し、各種電子回路を動作させるのに必
要な基準電圧を発生する基準電圧発生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、例えば、マイクロコンピュー
タからなる電子制御装置に組み込まれるＡ／Ｄ変換器や
判定回路等、各種電子回路を高精度に動作させるのに必
要な基準電圧を発生する装置として、ツェナーダイオー
ドやバンドギャップ回路等からなる基準電圧源を備え、
この基準電圧源に電源供給を行うことで、基準電圧源か
ら基準電圧を発生させるように構成された基準電圧発生
装置が知られている。

【０００３】そして、特に、基準電圧源としてバンドギ
ャップ回路を備えた基準電圧発生装置では、バンドキャ
ップ回路に温度依存性がなく、常時安定した基準電圧を
発生することができることから、使用環境が大きく変化
する自動車用の電子制御装置や携帯用の電子装置におい
て広く採用されている。

【０００４】図６は、基準電圧源としてバンドギャップ
回路を備えた基準電圧発生装置の一例を表す。尚、図６
は、自動車においてエンジンや自動変速機等を制御する
のに使用される電子制御装置において、Ａ／Ｄ変換等を
高精度に行うのに必要な基準電圧を生成する基準電圧発
生装置を表す。

【０００５】図６に示すように、従来の基準電圧発生装
置は、定電流回路１０と、定電流回路１０にて生成され
た定電流により動作し、正負の電源端子Ｔｂ(+) ，Ｔｂ
(-)を介してバッテリから供給されたバッテリ電圧Ｖｂ
を設定電圧以下にクランプすることで、駆動用の定電圧
（以下、簡易定電圧という）Ｖｃを生成する定電圧回路
２０と、定電圧回路２０から簡易定電圧Ｖｃが供給され
る電源ラインＬｃから抵抗Ｒ０を介して電源供給を受け
ることにより動作するバンドギャップ回路（以下、ＢＧ
回路ともいう）３０と、ＢＧ回路３０を構成する一対の
トランジスタ（ＮＰＮトランジスタＱ３１，Ｑ３２）の
ベース及びコレクタが同電位となるように抵抗Ｒ０を介
してＢＧ回路３０に印加される電圧を制御する差動増幅
器４０とを備え、差動増幅器４０により制御されたＢＧ
回路３０への印加電圧を基準電圧Ｖstとして、出力端子
Ｔout から外部回路に出力するように構成されている。

【０００６】ここで、定電流回路１０及び定電圧回路２
０は、バッテリ電圧Ｖｂの変動に伴い基準電圧Ｖstが変
動するのを防止するためのものである。つまり、自動車
においては、直流電源であるバッテリに、スタータモー
タ，ホーン，ライトといった多数の電気負荷が接続され
ていることから、これらの電気負荷がオン・オフされる
ことによって、電源電圧（バッテリ電圧）が数ボルト以
上急激に変動することがある。そして、このように変動
するバッテリ電圧ＶｂをそのままＢＧ回路３０の電源と
すると、バッテリ電圧Ｖｂの変動時に基準電圧Ｖstも大
きく変動してしまうことになる。

【０００７】このため、図６に示した基準電圧発生装置
においては、電圧依存性のない定電流回路１０にて定電
流を生成し、この生成された定電流にて定電圧回路２０
を駆動することにより、バッテリ電圧Ｖｂの変動に影響
されない内部回路駆動用の定電圧を生成するようにして
いるのである。

【０００８】そこで、まず、この定電流回路１０及び定
電圧回路２０について説明する。定電流回路１０におい
ては、電源電圧（バッテリ電圧Ｖｂ）の投入後、抵抗Ｒ
１１を介して、ＮＰＮトランジスタＱ１４，Ｑ１５にベ
ース電流が供給され、各ＮＰＮトランジスタＱ１４，Ｑ
１５がオン状態となることによって、ＰＮＰトランジス
タＱ１１の各コレクタに電流が流れ始め、その電流は、
抵抗Ｒ１３の抵抗値と、ＮＰＮトランジスタＱ１４のベ
ース−エミッタ間の順方向電圧Ｖｆ（約０．７Ｖ）とで
決まる一定電流（Ｖｆ／Ｒ１３）に制御されることにな
る。

【０００９】次に、定電圧回路２０においては、ＰＮＰ
トランジスタＱ２１を介して外部電源ラインＬｂからＮ
ＰＮトランジスタＱ２２のベースに印加される電圧がダ
イオード７個分の順方向電圧「７・Ｖｆ」（約４．９
Ｖ）を越えると、ダイオードＤ１〜Ｄ７に電流が流れ、
ＮＰＮトランジスタＱ２２のベース電圧が、この電圧以
下に制限されることになる。

【００１０】つまり、７個のダイオードＤ１〜Ｄ７は、
ＮＰＮトランジスタＱ２２のベース電圧の上限を所定の
クランプ電圧（ここでは約４．９Ｖ）以下に制限するこ
とで、定電圧回路２０からの出力電圧（簡易定電圧Ｖ
ｃ）の上限を、クランプ電圧（約４．９Ｖ）からＮＰＮ
トランジスタＱ２２のベース−エミッタ間の順方向電圧
Ｖｆ分を減じた設定電圧（約４．２Ｖ）に制御する。

【００１１】一方、ＢＧ回路３０は、コレクタが抵抗Ｒ
３１を介して基準電圧Ｖstの出力端子Ｔout に接続さ
れ、コレクタ−ベース間が互いに接続され、エミッタが
グランドラインに接地されたＮＰＮトランジスタＱ３１
と、コレクタが抵抗Ｒ３２を介して基準電圧Ｖstの出力
端子Ｔout に接続され、ベースがＮＰＮトランジスタＱ
３１のベースに接続され、エミッタが抵抗Ｒ３３を介し
てグランドラインに接地されたＮＰＮトランジスタＱ３
２とからなる周知のものである。

【００１２】そして、ＮＰＮトランジスタＱ３１及びＱ
３２のベース、及び、ＮＰＮトランジスタＱ３２のコレ
クタは、差動増幅器４０において差動対を構成している
一対の入力トランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）Ｑ４２
及びＱ４１のベースに夫々接続されている。

【００１３】ここで、差動増幅器４０は、所謂オペアン
プであり、ＮＰＮトランジスタＱ４１のベースはオペア
ンプの非反転入力端子、ＮＰＮトランジスタＱ４２のベ
ースはオペアンプの反転入力端子として機能する。即
ち、差動増幅器４０は、ＢＧ回路３０を構成するＮＰＮ
トランジスタＱ３１、Ｑ３２のベース（換言すればＮＰ
ＮトランジスタＱ３１のコレクタ）と、ＮＰＮトランジ
スタＱ３２のコレクタとが同電位となるように、ＮＰＮ
トランジスタＱ４６を制御することで、出力ラインＬｏ
の電位（つまり基準電圧Ｖst）を、ＢＧ回路３０を構成
するトランジスタのバンドギャップ電圧で決まる一定電
圧（この場合、約１．２Ｖとなる）に制御する。

【００１４】そして、この基準電圧Ｖstは、温度依存性
のない極めて安定した電圧となる。つまり、まず、ＢＧ
回路３０において、ＮＰＮトランジスタＱ３２のコレク
タ電流をＩｃ２、ＮＰＮトランジスタＱ３２のベース−
エミッタ間電圧をＶＢＥ２とすると、ＮＰＮトランジス
タＱ３１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ１は、次式
(1) の如く記述できる。

【００１５】 ＶＢＥ１＝ＶＢＥ２＋Ｉｃ２×Ｒ３３…(1) そして、ＮＰＮトランジスタＱ３１のベースは、コレク
タに接続されていることから、ＮＰＮトランジスタＱ３
１のコレクタ電圧は、上記(1) 式で記述されるベース−
エミッタ間電圧ＶＢＥ１と一致する。従って、ＮＰＮト
ランジスタＱ３１のコレクタ電流をＩｃ１とすれば、基
準電圧Ｖstは、次式(2) の如く記述できる。

【００１６】 Ｖst＝Ｉｃ１×Ｒ３１＋ＶＢＥ１ …(2) 一方、差動増幅器４０は、ＮＰＮトランジスタＱ３１、
Ｑ３２の共通のベース電圧と、ＮＰＮトランジスタＱ３
２のコレクタ電圧とが一致するように基準電圧Ｖstを制
御することから、基準電圧Ｖstは、次式(3) のようにも
記述できる。

【００１７】 Ｖst＝Ｉｃ２×Ｒ３２＋ＶＢＥ１ …(3) ここで、電子の電荷量をｑ、ボルツマン定数をｋ、絶対
温度をＴとして、上記(1) 式を変形すると、 （ｋ・Ｔ／ｑ）×ｌｎ（Ｉｃ１／Ｉｓ）＝（ｋ・Ｔ／
ｑ）×ｌｎ（Ｉｃ２／Ｉｓ）＋Ｉｃ２×Ｒ３３ （ｋ・Ｔ／ｑ）×ｌｎ（Ｉｃ１／Ｉｃ２）＝Ｉｃ２×Ｒ
３３ となり、これを(3) 式のＩｃ２に代入すると、基準電圧
Ｖstは、 Ｖst＝ＶＢＥ１＋（Ｒ３２／Ｒ３３）×（ｋ・Ｔ／ｑ）
×ｌｎ（Ｉｃ１／Ｉｃ２） となる。そして、(2)式と(3)式とから、 Ｉｃ１×Ｒ３１＝Ｉｃ２×Ｒ３２ であることから、基準電圧Ｖstは、 Ｖst＝ＶＢＥ１＋（Ｒ３２／Ｒ３３）×（ｋ・Ｔ／ｑ）
×ｌｎ（Ｒ３２／Ｒ３１） と変形できる。そして、この両辺を、温度Ｔで偏微分す
ると、 δＶst／δＴ＝δＶＢＥ１／δＴ＋（Ｒ３２／Ｒ３３）
×（ｋ／ｑ）×ｌｎ（Ｒ３２／Ｒ３１） となり、δＶst／δＴ＝０となるように定数を決める事
で、温度依存性のない安定した基準電圧が得られること
になるのである。

【００１８】このように構成された従来の基準電圧発生
装置においては、出力電圧である基準電圧Ｖstが約１．
２Ｖであることから、基準電圧発生用のＢＧ回路３０及
び差動増幅器４０は、ＢＧ回路３０から出力端子Ｔout
に至る基準電圧Ｖstの出力ラインＬｏに、この電圧以上
の電源電圧が供給されることにより動作を開始する。

【００１９】そして、出力ラインＬｏには、定電圧回路
２０から簡易定電圧Ｖｃが供給される電源ラインＬｃか
ら、抵抗Ｒ０を介して電源供給がなされ、電源ラインＬ
ｃには、外部電源ラインＬｂからＮＰＮトランジスタＱ
２２を介して電源供給がなされることから、ＢＧ回路３
０及び差動増幅器４０は、バッテリ電圧Ｖｂが、ＢＧ回
路３０及び差動増幅器４０の動作開始電圧（約１．２
Ｖ）にＮＰＮトランジスタＱ２２での電圧降下分を加え
た約２Ｖ以上であるときに正常動作することになる。

【００２０】尚、図６に示した基準電圧発生装置には、
定電流回路１０のＰＮＰトランジスタＱ１１及び定電圧
回路２０のＰＮＰトランジスタＱ２１と共にカレントミ
ラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＱ４０が備えら
れており、このＰＮＰトランジスタＱ４０を介して、Ｂ
Ｇ回路３０及び差動増幅器４０に電源を供給できるよう
にされている。

【００２１】つまり、ＰＮＰトランジスタＱ４０は、エ
ミッタが外部電源ラインＬｂに接続され、コレクタが基
準電圧Ｖstの出力ラインＬｏに接続され、ベースがＰＮ
ＰトランジスタＱ１１及びＱ２１のベースに接続されて
いる。このため、定電流回路１０が動作を開始すると、
ＰＮＰトランジスタＱ４０を介して、出力ラインＬｏに
電流が供給されることになる。よって、ＢＧ回路３０及
び差動増幅器４０には、電源投入後、簡易定電圧Ｖｃが
上記最低動作電圧（約２Ｖ）に達する前から電流が供給
されることになり、簡易定電圧Ｖｃが上記最低動作電圧
（約２Ｖ）に達した際には、出力端子Ｔout に接続され
た外部回路に対して、基準電圧Ｖstを速やかに供給でき
るようになる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の基準電圧発生装置においては、電源ラインＬｃから
出力ラインＬｏに抵抗Ｒ０を介して電源供給するように
されていることから、抵抗Ｒ０の抵抗値を適切に選べ
ば、簡易定電圧Ｖｃの立上がり直後から基準電圧を立ち
上げることができるものの、簡易定電圧Ｖｃが一定とな
り、基準電圧も立ち上がった通常状態では、抵抗Ｒ０に
無駄な電流が流れてしまい、所謂暗電流が増加するとい
った問題があった。

【００２３】そして、この暗電流は、基準電圧発生装置
の動作中、常時流れることから、上記のように基準電圧
発生装置が自動車用の電子制御装置に組み込まれる場合
や、携帯装置のように内蔵電池により駆動される装置に
組み込まれる場合には、バッテリや電池に蓄積された電
力を無駄に消費してしまい、バッテリ上がり、電池寿命
の低下、といった問題を招くことになる。

【００２４】一方、こうした問題を解決するには、例え
ば、図７に示すように、電源ラインＬｃと出力ラインＬ
ｏとの間に、電源供給用のＮＰＮトランジスタＱ１を設
け、ＮＰＮトランジスタＱ１を介して電源ラインＬｃか
ら出力ラインＬｏに流入する電流を差動増幅器４０によ
り制御するようにするとよい。

【００２５】つまり、図７に示す基準電圧発生装置は、
図６に示した基準電圧発生装置から、ＢＧ回路３０及び
差動増幅器４０へ電源供給を行う抵抗Ｒ０を削除し、そ
の代わりに、コレクタが電源ラインＬｃに接続され、エ
ミッタが出力ラインＬｏに接続されたＮＰＮトランジス
タＱ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース−コレクタ
間にバイアス用の抵抗Ｒ１とを設け、ＮＰＮトランジス
タＱ１のベース電流を差動増幅器４０により制御できる
ように、差動増幅器４０内のＮＰＮトランジスタＱ４６
のコレクタを、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続
し、更に、差動増幅器４０内のＮＰＮトランジスタＱ４
６のコレクタ−ベース間を、位相補償用のコンデンサＣ
４２を介して接続することにより構成されている。

【００２６】そして、このように構成された図７の基準
電圧発生装置においては、差動増幅器４０の動作によっ
て、基準電圧ＶstがＢＧ回路３０により決定される一定
電圧（約１．２Ｖ）となるようにＮＰＮトランジスタＱ
１に流れる電流が制御されることから、電源ラインＬｃ
からＢＧ回路３０及び差動増幅器４０には、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１を介して、基準電圧Ｖstを発生するのに必
要な電流が供給されることになり、バッテリ等、正負一
対の電源端子Ｔｂに接続される直流電源の消費電力を必
要最小限に抑え、暗電流を低減できる。

【００２７】しかしながら、このような対策では、暗電
流を低減することはできるものの、電源ラインＬｃと出
力ラインＬｏとの間に、電流制御用のＮＰＮトランジス
タＱ１を設けることになるので、電源供給時には、ＮＰ
ＮトランジスタＱ１にてベース−エミッタ間の順方向電
圧Ｖｆ分の電圧降下が生じることになる。

【００２８】従って、図７に示した装置では、基準電圧
を発生するのに要する電源ラインＬｃの最低電圧（換言
すれば、基準電圧発生装置の最低動作電圧）が、抵抗Ｒ
０を用いて電源供給を行う図６の従来装置に比べて、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１で生じる電圧降下分だけ高くなっ
てしまい、例えば、電源ラインＬｃの簡易定電圧の立上
がりに対する基準電圧の立上がりが遅くなる、といった
問題が生じる。

【００２９】本発明は、こうした問題に鑑みなされたも
のであり、電源電圧の立上がりに伴い基準電圧を速やか
に立ち上げることができ、しかも、電源電圧が安定した
際に流れる暗電流を充分低減できる基準電圧発生装置を
提供することを目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
め、上記請求項１記載の基準電圧発生装置においては、
電源ラインへの電源投入直後の電源電圧の立上がり時
等、電源ラインの電源電圧が第２給電手段の動作可能電
圧よりも低いときには、第１給電手段の抵抗を介して、
電源ラインから基準電圧源に電源供給がなされ、逆に、
電源ラインの電源電圧が第２給電手段の動作可能電圧よ
りも高いときには、第２給電手段のトランジスタを介し
て、電源ラインから基準電圧源に電源供給がなされるこ
とになる。

【００３１】従って、本発明によれば、基準電圧源の動
作によって基準電圧を出力し得る当該装置の最低動作電
圧を低くして、電源電圧の立上がり時に生じる基準電圧
の立上がり遅れを改善できると共に、電源電圧が上昇し
て基準電圧が安定した際に流れる暗電流を抑制できる。

【００３２】次に、上記請求項２に記載の基準電圧発生
装置によれば、直流電源からの出力電圧が基準電圧発生
装置以外の電気負荷の動作や外部ノイズによって変動し
たとしても、直流電源からの出力電圧が設定電圧以上で
あれば、電源電圧を設定電圧に保持することができる。

【００３３】よって、この装置によれば、電源電圧の変
動によって基準電圧が変動するのを防止し、より安定し
た基準電圧を生成することが可能となり、例えば、直流
電源であるバッテリからの出力電圧が変動し易い自動車
等に搭載すれば、その効果をより発揮することができ
る。

【００３４】ここで、電圧制限手段としては、例えば、
図６又は図７に示した定電圧回路のように、直流電源か
ら電源ラインに給電用のトランジスタ（Ｑ２２）を介し
て電源供給を行うようにし、直流電源からそのトランジ
スタの制御端子に印加される電圧をダイオード（Ｄ１〜
Ｄ７）等からなる電圧クランプ用の半導体素子にて一定
電圧以下に制限することで、直流電源から電源ラインに
供給される電源電圧を設定電圧以下に制限するように構
成すればよい。

【００３５】しかしながら、直流電源から電源ラインへ
の給電経路上にこうした電圧制限手段を設けると、当該
装置への電源投入直後の電源電圧（電源ラインの電圧）
の立上がりが電圧制限手段の動作によって遅くなること
が考えられる。そこで、上記のように電圧制限手段を設
けた場合には、請求項３に記載のように構成してもよ
い。そして、このようにすれば、第１給電手段が基準電
圧源に電源供給する電圧を直流電源の出力電圧にするこ
とができ、電源投入直後等、電源電圧の立上がり時に当
該装置が基準電圧の出力を開始する最低動作電圧をより
低くすることが可能となる。

【００３６】一方、基準電圧源としては、例えば、ツェ
ナーダイオードの降伏電圧を利用して基準電圧を発生す
る回路を利用してもよいが、ツェナーダイオードは温度
依存性を有することから、当該装置を自動車用或いは携
帯用の電子装置に組み込む際には、請求項４に記載のよ
うに、基準電圧源を、バンドギャップ回路を用いて構成
するとよい。

【００３７】つまり、既述したように、バンドギャップ
回路は、温度依存性のない安定した基準電圧を発生する
ことができることから、基準電圧源をバンドギャップ回
路を用いて構成すれば、温度変化の影響を受けることな
く安定した基準電圧を発生できる基準電圧発生装置を実
現することが可能となる。

【００３８】次に、給電経路切換手段としては、例え
ば、電源ラインの電源電圧を検出し、その検出電圧と判
定用基準電圧とを大小比較するように構成してもよい
が、この場合には、判定用基準電圧を生成する必要があ
るため、回路構成が複雑になってしまう。

【００３９】また、このように電源電圧と判定用基準電
圧とを比較することにより第２給電手段が動作可能であ
ることか否かを判定する際には、誤判定が生じることの
ないように、判定用基準電圧を高めに設定する必要があ
るが、このようにすると、第２給電手段が動作可能状態
になってからスイッチング素子がオフされるまでに応答
遅れを生じ、その間、第１給電手段を構成する抵抗にて
無駄な電力消費が生じることになる。

【００４０】このため、給電経路切換手段としては、請
求項５に記載のように構成することが望ましい。このよ
うにすれば、電源電圧と第２給電手段の動作可能電圧と
を比較する必要がないので、給電経路切換手段の構成を
簡素化でき、しかも、第２給電手段が動作を開始した時
点で、スイッチング素子をオフさせることができるの
で、スイッチング素子を応答遅れなくオフして、第１給
電手段を構成する抵抗での消費電力をより確実に低減す
ることが可能となる。

【００４１】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施形態を図面
を用いて説明する。 ［第１実施例］図１は、本発明が適用された第１実施例
の基準電圧発生装置の構成を表す電気回路図である。

【００４２】本実施例の基準電圧発生装置は、例えば、
自動車においてエンジンや自動変速機等を制御するのに
使用される車両用電子制御装置に組み込まれて、Ａ／Ｄ
変換等を高精度に行うのに必要な基準電圧を生成するた
めのものであり、図７に示した基準電圧発生装置と同一
構成を有する。

【００４３】即ち、本実施例の基準電圧発生装置は、定
電流回路１０と、電圧制限手段としての定電圧回路２０
と、基準電圧源としてのバンドギャップ回路（ＢＧ回
路）３０と、差動増幅器４０とを備え、差動増幅器４０
が、電源ラインＬｃと出力ラインＬｏとの間に設けられ
たＮＰＮトランジスタＱ１を、基準電圧Ｖstが一定電圧
（約１．２Ｖ）となるように制御するようにされてい
る。

【００４４】そして、本実施例の基準電圧発生装置と図
７に示した基準電圧発生装置との異なる点は、下記の通
りである。尚、本実施例において、差動増幅器４０は、
本発明の第２給電手段を構成する制御手段に相当し、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１は、本発明の第２給電手段を構成
するトランジスタに相当する。また、上記各回路（定電
流回路１０、定電圧回路２０、ＢＧ回路３０、差動増幅
器４０）は、図７に示した基準電圧発生装置のものと全
く同様に構成されており、その詳細は既に説明したの
で、ここではこれら各回路の説明は省略する。

【００４５】図１に示すように、定電圧回路２０から簡
易定電圧Ｖｃが出力される電源ラインＬｃには、ＰＮＰ
トランジスタＱ２のエミッタが接続されている。そし
て、このＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ
０（図６に示した給電用の抵抗Ｒ０と同じ）を介して、
出力ラインＬｏに接続されている。

【００４６】また、ＰＮＰトランジスタＱ２のベース−
エミッタ（換言すればＰＮＰトランジスタＱ２のベース
と電源ラインＬｃとの間）には、抵抗Ｒ２が接続されて
おり、ＰＮＰトランジスタＱ２のベースには、抵抗Ｒ２
と共に簡易定電圧Ｖｃを分圧するための抵抗Ｒ３の一端
が接続されている。尚、ＰＮＰトランジスタＱ２及び抵
抗Ｒ０は、本発明の第１給電手段に相当し、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ２は、第１給電手段を構成するスイッチング
素子に相当する。

【００４７】一方、本実施例の基準電圧発生装置には、
ＢＧ回路３０を構成する一対のＮＰＮトランジスタＱ３
１，Ｑ３２のコレクタ電位ＶCQ31，ＶCQ32を比較する比
較器５０が設けられている。比較器５０は、上記各コレ
クタ電位ＶCQ31，ＶCQ32の電位差に応じて、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ２のオン・オフ状態を切り換えることによ
り、基準電圧源であるＢＧ回路３０への電源供給を、差
動増幅器４０により制御されるＮＰＮトランジスタＱ１
（換言すれば第２給電手段）を介して行うか、或いは、
抵抗Ｒ０（換言すれば第１給電手段）を介して行うかを
切り換えるためのものであり、本発明の給電経路切換手
段として機能する。

【００４８】即ち、比較器５０は、ベースがＮＰＮトラ
ンジスタＱ３２のコレクタに接続されたＰＮＰトランジ
スタＱ５１と、ベースがＮＰＮトランジスタＱ３１のコ
レクタに接続されたＰＮＰトランジスタＱ５２とからな
る一対の入力トランジスタを備える。そして、ＰＮＰト
ランジスタＱ５１のコレクタは、抵抗Ｒ５２を介してグ
ランドラインに接地され、ＰＮＰトランジスタＱ５２の
コレクタは、グランドラインに直接接地されている。

【００４９】また、本実施例の基準電圧発生装置には、
定電流回路１０のＰＮＰトランジスタＱ１１、定電圧回
路２０のＰＮＰトランジスタＱ２１、及びＰＮＰトラン
ジスタＱ４０と共にカレントミラー回路を構成するＰＮ
ＰトランジスタＱ５０が備えられており、このＰＮＰト
ランジスタＱ５０を介して比較器５０に定電流を供給す
るようにされている。

【００５０】そして、比較器５０において、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ５０から定電流が供給される経路には、ＰＮ
ＰトランジスタＱ５１のエミッタが抵抗Ｒ５１を介して
接続されると共に、ＰＮＰトランジスタＱ５２のエミッ
タが直接接続されている。また、ＰＮＰトランジスタＱ
５１のコレクタと抵抗Ｒ５２との接続点には、エミッタ
がグランドラインに接地され、コレクタが抵抗Ｒ３の他
端に接続されたＮＰＮトランジスタＱ５３のベースが接
続されている。

【００５１】このように構成された比較器５０において
は、ＰＮＰトランジスタＱ５１のエミッタに抵抗Ｒ５１
が接続されていることから、抵抗Ｒ５１の抵抗値とＰＮ
ＰトランジスタＱ５０からの供給電流ＩCQ50とで決まる
オフセット電圧ＶOS（＝Ｒ５１×ＩCQ50）が設定された
差動回路として動作する。

【００５２】つまり、ＮＰＮトランジスタＱ３２のコレ
クタ電圧ＶCQ32（換言すればＰＮＰトランジスタＱ５１
のベース電圧ＶBQ51）が、ＮＰＮトランジスタＱ３１の
コレクタ電圧ＶCQ31（換言すればＰＮＰトランジスタＱ
５２のベース電圧ＶBQ52）にオフセット電圧ＶOSを加え
た電圧となるように（つまり、ＶCQ32＝ＶCQ31＋ＶOSと
なるように）、ＮＰＮトランジスタＱ５３をオン・オフ
させる。

【００５３】従って、本実施例の基準電圧発生装置にお
いて、電源投入直後には、ＢＧ回路３０内のＮＰＮトラ
ンジスタＱ３１のコレクタ電圧（延いてはＰＮＰトラン
ジスタＱ５２のベース電圧）が立ち上がり、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ３２のコレクタ電圧（延いてはＰＮＰトラン
ジスタＱ５１のベース電圧）が低いことから、比較器５
０では、ＰＮＰトランジスタＱ５１及びＮＰＮトランジ
スタＱ５３がオン状態となり、ＰＮＰトランジスタＱ２
をオンさせることになる（図２に示す時点ｔ１参照）。

【００５４】そして、ＰＮＰトランジスタＱ２がオン状
態になると、ＢＧ回路３０には、ＰＮＰトランジスタＱ
２に直列接続された抵抗Ｒ０を介して、電源ラインＬｃ
から電源供給がなされることから、その後は、図２に示
すように、ＢＧ回路３０の動作によって、出力ラインＬ
ｏの電位が基準電圧Ｖstまで上昇することになる。

【００５５】次に、電源ラインＬｃの電位（つまり簡易
定電圧Ｖｃ）が上昇してきて、ＮＰＮトランジスタＱ１
を介して電流を供給できるようになると、必然的にＮＰ
ＮトランジスタＱ３２のコレクタ電圧（延いてはＰＮＰ
トランジスタＱ５１のベース電圧）が上昇し、ＰＮＰト
ランジスタＱ５１、ＮＰＮトランジスタＱ５３、ＰＮＰ
トランジスタＱ２がオフする（図２に示す時点ｔ２参
照）。

【００５６】そして、その後は、差動増幅器４０の動作
によって、ＮＰＮトランジスタＱ１に流れる電流が制御
され、出力ラインＬｏは、ＢＧ回路３０のバンドギャッ
プ電圧で決まる所定の基準電圧Ｖstに保持されることに
なる。尚、図２は、電源投入直後の比較器５０各部（詳
しくはＰＮＰトランジスタＱ５１，Ｑ５２のベース電圧
及びＮＰＮトランジスタＱ５３のコレクタ電圧）の電圧
変化、並びに、電源ラインＬｃ及び出力ラインＬｏの電
圧変化を表すタイムチャートである。

【００５７】以上説明したように、本実施例の基準電圧
発生装置においては、給電経路切換手段としての比較器
５０の動作によって、電源ラインＬｃの簡易定電圧Ｖｃ
が差動増幅器４０によりＮＰＮトランジスタＱ１を制御
可能な電圧（約１．９Ｖ）に達していない場合にＰＮＰ
トランジスタＱ２がオンされ、簡易定電圧ＶｃがＮＰＮ
トランジスタＱ１を制御可能な電圧（約１．９Ｖ）に達
するとＰＮＰトランジスタＱ２がオフされる。

【００５８】そして、ＰＮＰトランジスタＱ２がオン状
態であれば、抵抗Ｒ０を介してＢＧ回路３０に電源供給
を行うことができるので、図７に示した基準電圧発生装
置に比べて、ＢＧ回路３０の動作により基準電圧を出力
し得る最低動作電圧を低くし、電源電圧の立上がり時に
生じる基準電圧の立上がり遅れを改善できる。尚、図２
において、点線で示す基準電圧Ｖstの立上がり特性は、
図７に示した基準電圧発生装置のものであり、この図２
からも、本実施例によれば基準電圧の立上がり遅れを改
善できることが判る。

【００５９】また、抵抗Ｒ０を介してＢＧ回路３０に電
源が供給されるのは、簡易定電圧Ｖｃが第２給電手段と
してのＮＰＮトランジスタＱ１を制御可能な電圧に達す
るまでであり、簡易定電圧Ｖｃが安定した際には、ＰＮ
ＰトランジスタＱ２がオフされ、抵抗Ｒ０に電流が流れ
ることはないので、当該装置の通常動作時に流れる暗電
流を充分抑制できる。

【００６０】また、本実施例の基準電圧発生装置には、
電圧制限手段としての定電圧回路２０が設けられ、電源
ラインＬｃをバッテリ電圧Ｖｂよりも低く正規の基準電
圧Ｖst（約１．２Ｖ）よりも高い設定電圧（約４．２
Ｖ）以下に制限するようにされているので、バッテリ電
圧Ｖｂの変動に伴い基準電圧Ｖstが変動するのを防止す
ることができる。

【００６１】また更に、本実施例では、給電経路切換用
のスイッチング素子（つまりＰＮＰトランジスタＱ２）
をオン・オフさせる比較器５０が、差動増幅器４０の動
作によって制御されるＢＧ回路３０の内部電圧（ＮＰＮ
トランジスタＱ３１，Ｑ３２のコレクタ電圧）を監視
し、その電圧から差動増幅器４０が正常に機能している
ことを判定して、ＰＮＰトランジスタＱ２をオフするよ
うに構成されているので、後述する第２実施例のよう
に、簡易定電圧Ｖｃを検出して、その電圧が設定電圧に
達したときにＰＮＰトランジスタＱ２をオフするように
した場合に比べて、給電経路切換手段としての回路構成
を簡素化できる。

【００６２】ここで、上記説明では、ＰＮＰトランジス
タＱ２のエミッタ及び抵抗Ｒ２の一端は、定電圧回路２
０内のＮＰＮトランジスタＱ２２を介してバッテリから
電源供給を受ける電源ラインＬｃに接続されるものとし
たが、図３に示すように、ＰＮＰトランジスタＱ２のエ
ミッタ及び抵抗Ｒ２の一端は、バッテリから直接電源供
給を受ける外部電源ラインＬｂに接続するようにしても
よい。

【００６３】そして、このようにすれば、ＰＮＰトラン
ジスタＱ２のオン時に、ＢＧ回路３０には、抵抗Ｒ０を
介して、外部電源ラインＬｂから電源が供給されること
になるため、図４に示すように、電源投入後、定電流回
路１０が動作を開始してＰＮＰトランジスタＱ２がオン
した直後（時点ｔ１直後）の基準電圧Ｖstの立上がりが
急峻となり、図１に示した装置に比べて、基準電圧の出
力を開始する最低動作電圧をより低くすることができ
る。

【００６４】尚、図３に示した基準電圧発生装置は、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ２のエミッタ及び抵抗Ｒ２の一端が
接続される電源ラインが異なるだけで、装置構成自体
は、図１に示した基準電圧発生装置と同じである。ま
た、図４は、図２に対応して、電源投入直後の比較器５
０各部（詳しくはＰＮＰトランジスタＱ５１，Ｑ５２の
ベース電圧及びＮＰＮトランジスタＱ５３のコレクタ電
圧）の電圧変化、並びに、電源ラインＬｃ及び出力ライ
ンＬｏの電圧変化を測定した結果を表すタイムチャート
である。

【００６５】［第２実施例］次に図５は、本発明が適用
された第２実施例の基準電圧発生装置の構成を表す電気
回路図である。図５に示すように、本実施例の基準電圧
発生装置は、上記第１実施例と同様、定電流回路１０
と、電圧制限手段としての定電圧回路２０と、基準電圧
源としてのバンドギャップ回路（ＢＧ回路）３０′と、
第２給電手段を構成する制御手段としての差動増幅器４
０′と、給電経路切換手段としての比較器５０′とを備
え、差動増幅器４０が、電源ラインＬｃと出力ラインＬ
ｏとの間に設けられたＮＰＮトランジスタＱ１を制御す
ることにより、一定の基準電圧Ｖst（約１．２Ｖ）を生
成するものである。

【００６６】そして、本実施例において、定電流回路１
０及び定電圧回路２０は、第１実施例のものと同一構成
であるが、ＢＧ回路３０′、差動増幅器４０′、及び比
較器５０′は、第１実施例のものと若干異なる。即ち、
本実施例のＢＧ回路３０′において、一対のＮＰＮトラ
ンジスタＱ３１，Ｑ３２のコレクタは、夫々、抵抗Ｒ３
１，Ｒ３２を介して、電源ラインＬｃに直接接続されて
いる。また、ＮＰＮトランジスタＱ３２のエミッタに
は、上記実施例と同様、抵抗Ｒ３３が接続され、その抵
抗Ｒ３３の他端は、ＮＰＮトランジスタＱ３１のエミッ
タに接続されるが、このＮＰＮトランジスタＱ３１のエ
ミッタと抵抗Ｒ３３との接続点は、抵抗Ｒ３４を介し
て、グランドラインに接地されている。また、ＮＰＮト
ランジスタＱ３１，Ｑ３２のベースは互いに接続されて
いるが、ＮＰＮトランジスタＱ３１のベース−エミッタ
間は接続されておらず、これら各トランジスタＱ３１，
Ｑ３２のベースは、直接、基準電圧Ｖstの出力端子Ｔou
t に接続されている。

【００６７】次に、差動増幅器４０′は、上述した差動
増幅器４０と同様、ＮＰＮトランジスタＱ４１，Ｑ４
２、ＰＮＰトランジスタＱ４３，Ｑ４４，Ｑ４５、抵抗
Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４，Ｒ４５、及びコンデンサＣ４
１を備えるものの、ＢＧ回路３０′の抵抗Ｒ３１，Ｒ３
２が電源ラインＬｃに接続されていることから、これに
対応して、抵抗Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４の一端が電源ラ
インＬｃに接続されている。そして、ＮＰＮトランジス
タＱ１のベースは、ＰＮＰトランジスタＱ４５のコレク
タと抵抗Ｒ４５との接続点に接続されている。

【００６８】また、差動増幅器４０′の入力トランジス
タとなるＮＰＮトランジスタＱ４１，Ｑ４２のベース
は、夫々、ＢＧ回路３０′側のＮＰＮトランジスタＱ３
１，Ｑ３２のコレクタに接続されており、ＮＰＮトラン
ジスタＱ４１，Ｑ４２のエミッタは、上述した差動増幅
器４０と同様、互いに接続されている。そして、これら
各エミッタ同士の接続点は、エミッタがグランドライン
に接地されたＮＰＮトランジスタＱ４６のコレクタに接
続されている。

【００６９】このＮＰＮトランジスタＱ４６は、定電流
回路内のＰＮＰトランジスタＱ１１とカレントミラー回
路を構成しているＰＮＰトランジスタＱ４０のコレクタ
から電流供給を受けるＮＰＮトランジスタＱ６６とカレ
ントミラー回路を構成しており、差動増幅器４０′の定
電流源となる。

【００７０】つまり、ＮＰＮトランジスタＱ６６のコレ
クタは、ＰＮＰトランジスタＱ４０のコレクタに接続さ
れ、ＮＰＮトランジスタＱ６６のコレクタ−ベース間は
互いに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ６６のエミッタ
はグランドラインに接地され、ＮＰＮトランジスタＱ６
６のベースは、ＮＰＮトランジスタＱ４６のベースに接
続されているため、ＮＰＮトランジスタＱ４６には、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ４０（延いては定電流回路１０）に
流れる電流に比例した電流が流れるのである。

【００７１】このように構成された差動増幅器４０′に
おいては、ＢＧ回路３０′側のＮＰＮトランジスタＱ３
１、Ｑ３２のコレクタが同電位となるように、ＮＰＮト
ランジスタＱ１を制御することで、出力端子Ｔout の電
位（つまり基準電圧Ｖst）を、ＢＧ回路３０を構成する
トランジスタのバンドギャップ電圧で決まる一定電圧
（約１．２Ｖ）に制御することになるが、この差動増幅
器４０′の動作によって一定の基準電圧Ｖstを出力でき
るようになるには、電源ラインＬｃの電位が、基準電圧
Ｖst（約１．２Ｖ）にＮＰＮトランジスタＱ１のベース
−エミッタ間順方向電圧Ｖｆ（約０．７Ｖ）を加えた電
圧以上になる必要がある。

【００７２】そこで、本実施例においても、電源ライン
Ｌｃの電位がこの電圧に達するまでの間に基準電圧を出
力できるようにするために（換言すれば当該装置の最低
動作電圧を低くするために）、電源ラインＬｃからＮＰ
ＮトランジスタＱ３１，Ｑ３２（詳しくはそのベース）
に直接電源供給を行うための第１給電手段が設けられて
いる。

【００７３】つまり、本実施例において、第１給電手段
は、一端が電源ラインＬｃに接続された抵抗Ｒ０と、抵
抗Ｒ０の他端にソースが接続され、ドレインがＮＰＮト
ランジスタＱ３１、Ｑ３２のベース（換言すれば簡易定
電圧Ｖstの出力端子Ｔout ）に接続されたｐチャネルの
ＭＯＳＦＥＴＱ３とから構成されており、ＦＥＴＱ３が
オン状態であるときに、電源ラインＬｃからＢＧ回路３
０′に直接電源を供給できるようにされている。

【００７４】次に、比較器５０′は、このＦＥＴＱ３の
オン・オフ状態を切り換えることにより、ＢＧ回路３
０′への電源供給を抵抗Ｒ０を介して行うか、ＮＰＮト
ランジスタＱ１を介して行うかを切り換えるようにされ
ている。即ち、本実施例の比較器５０′は、エミッタが
抵抗Ｒ６１を介して電源ラインＬｃに接続されたＰＮＰ
トランジスタＱ６１と、エミッタが抵抗Ｒ６２を介して
ＮＰＮトランジスタＱ３１、Ｑ３２のベース（換言すれ
ば簡易定電圧Ｖstの出力端子Ｔout ）に接続されたＰＮ
ＰトランジスタＱ６２とを備える。

【００７５】これら各ＰＮＰトランジスタＱ６１，Ｑ６
２は、２つのコレクタを備え、一方のコレクタは互いに
接続されている。また、これら各ＰＮＰトランジスタＱ
６１，Ｑ６２のベースも互いに接続されており、しか
も、一方のコレクタ同士の接続点に接続されている。そ
して、これらベース及びコレクタの接続点は、エミッタ
がグランドラインに接地されたＮＰＮトランジスタＱ６
５のコレクタに接続されている。尚、ＮＰＮトランジス
タＱ６５は、ＰＮＰトランジスタＱ４０から定電流が供
給されるＮＰＮトランジスタＱ６６のベースに接続され
ており、ＮＰＮトランジスタＱ６６とカレントミラー回
路を構成している。

【００７６】また次に、上記各ＰＮＰトランジスタＱ６
１，Ｑ６２の他方のコレクタは、夫々、エミッタがグラ
ンドラインに接地されたＮＰＮトランジスタＱ６３，Ｑ
６４のコレクタに接続されている。また、これら各ＮＰ
ＮトランジスタＱ６３，Ｑ６４のベースは互いに接続さ
れており、ＮＰＮトランジスタＱ６４のベース−コレク
タ間は互いに接続されている。そして、第１給電手段を
構成するスイッチング素子としてのＦＥＴＱ３のゲート
は、ＰＮＰトランジスタＱ６１及びＮＰＮトランジスタ
Ｑ６３のコレクタ同士の接続点に接続されている。

【００７７】このように構成された比較器５０′におい
ては、ＮＰＮトランジスタＱ６５に流れる電流をＩとす
れば、「Ｉ×（Ｒ６１−Ｒ６２）」（但し、Ｒ６１，Ｒ
６２は抵抗Ｒ６１，Ｒ６２の抵抗値）のオフセット電圧
ＶOSを有するコンパレータとして機能する。つまり、電
源ラインＬｃの簡易定電圧Ｖｃが、出力端子Ｔout から
出力される基準電圧Ｖstにオフセット電圧ＶOSを加えた
電圧よりも低い場合（Ｖｃ＜Ｖst＋ＶOS）には、ＦＥＴ
Ｑ３をオンさせ、逆に、電源ラインＬｃの簡易定電圧Ｖ
ｃが、出力端子Ｔout から出力される基準電圧Ｖstにオ
フセット電圧ＶOSを加えた電圧以上になると（Ｖｃ≧Ｖ
st＋ＶOS）、ＦＥＴＱ３をオフさせる。

【００７８】そこで、本実施例では、抵抗Ｒ６１とＲ６
２の抵抗値を適宜選択することにより、比較器５０′の
オフセット電圧ＶOSを、ＮＰＮトランジスタＱ１を制御
するのに必要な電源ラインＬｃと出力端子Ｔout との電
位差（約０．７Ｖ）に設定し、簡易定電圧Ｖｃが差動増
幅器４０′によるＮＰＮトランジスタＱ１の制御動作に
よって正規の基準電圧Ｖstを出力できる電圧に達するま
では、ＦＥＴＱ３をオン状態に保持し、簡易定電圧Ｖｃ
がその電圧以上になると、ＦＥＴＱ３をオフするように
されている。

【００７９】従って、本実施例の基準電圧発生装置にお
いても、第１実施例の装置と同様、ＢＧ回路３０′の動
作により基準電圧を出力し得る最低動作電圧を低くし
て、電源電圧の立上がり時に生じる基準電圧の立上がり
遅れを改善できると共に、当該装置の通常動作時に流れ
る暗電流を充分抑制できる。

【００８０】以上、本発明を適用した２つの実施例につ
いて説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるも
のではなく、種々の態様を採ることができる。例えば、
上記実施例では、基準電圧源として、温度依存性のない
バンドギャップ回路を用いるものとして説明したが、こ
れは、上記実施例の基準電圧発生装置が自動車に搭載さ
れる電子制御装置に組み込まれるものであるためであ
り、例えば、基準電圧発生装置が温度変化の少ない環境
下で使用されるものである場合には、基準電圧源とし
て、ツェナーダイオード等を用いた基準電圧源を利用す
るようにしてもよい。

【００８１】また、第２実施例の基準電圧発生装置にお
いて、図５の回路では、第１給電手段としての抵抗Ｒ０
が電源ラインＬｃからＢＧ回路３０′に電源供給を行う
ようにしたが、この抵抗Ｒ０の一端を、電源ラインＬｃ
に代えて外部電源ラインＬｂに接続することにより、抵
抗Ｒ０が外部電源ラインＬｂからＢＧ回路３０′に電源
供給を行うように構成してもよい。

【００８２】また、上記各実施例では、電源電圧（バッ
テリ電圧Ｖｂ）の変動に伴い生じる基準電圧Ｖstの変動
を防止するために、電圧制限手段としての定電圧回路２
０を備えているが、電源電圧の変動の少ない環境下で基
準電圧発生装置を使用する場合には、こうした定電圧回
路２０を設ける必要はなく、バッテリ等の直流電源から
電源ラインＬｃに直接電源供給を行うようにしてもよ
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１実施例の基準電圧発生装置の構成を表す
電気回路図である。

【図２】 図１に示した基準電圧発生装置の電源投入後
の電圧変化を表すタイムチャートである。

【図３】 第１実施例の基準電圧発生装置の変形例を表
す電気回路図である。

【図４】 図３に示した基準電圧発生装置の電源投入後
の電圧変化を表すタイムチャートである。

【図５】 第２実施例の基準電圧発生装置の構成を表す
電気回路図である。

【図６】 従来の基準電圧発生装置の構成を表す電気回
路図である。

【図７】 暗電流の低減を図った従来の基準電圧発生装
置の構成を表す電気回路図である。

【符号の説明】

１０…定電流回路、２０…定電圧回路、３０，３０′…
ＢＧ回路（バンドギャップ回路）、４０，４０′…差動
増幅器（制御手段）、５０，５０′…比較器、Ｒ０…抵
抗（第１給電手段）、Ｑ１…ＮＰＮトランジスタ（第２
給電手段）、Ｑ２…ＰＮＰトランジスタ（スイッチング
素子）、Ｑ３…ＦＥＴ（スイッチング素子）、Ｌｃ…電
源ライン、Ｌｂ…外部電源ライン。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 外部から電源供給を受けての基準電圧を
   発生する基準電圧源と、 直流電源から電源供給を受ける電源ラインと前記基準電
   圧源との間に設けられた抵抗とスイッチング素子との直
   列回路からなり、該スイッチング素子のオン時に該抵抗
   を介して前記基準電圧源に電源供給を行う第１給電手段
   と、 前記電源ラインと前記基準電圧源との間に設けられたト
   ランジスタと、前記基準電圧源からの出力が一定の基準
   電圧となるように前記トランジスタに流れる電流を制御
   する制御手段とからなり、前記トランジスタを介して前
   記基準電圧源に電源供給を行う第２給電手段と、 前記電源ラインの電源電圧が前記第２給電手段の動作可
   能電圧に達しているか否かを判定し、前記電源電圧が前
   記動作可能電圧に達していない場合は、前記第１給電手
   段のスイッチング素子をオンして、前記基準電圧源への
   電源供給を前記第１給電手段により実行させ、前記電源
   電圧が前記動作可能電圧に達していれば、前記第１給電
   手段のスイッチング素子をオフして、前記基準電圧源へ
   の電源供給を前記第２給電手段により実行させる給電経
   路切換手段と、 を備えたことを特徴とする基準電圧発生装置。
2. 【請求項２】 前記直流電源から前記電源ラインに至る
   給電経路に設けられ、前記電源ラインに供給される電源
   電圧を前記基準電圧よりも高い設定電圧以下に制限する
   電圧制限手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載
   の基準電圧発生装置。
3. 【請求項３】 前記第２給電手段は、前記直流電源から
   前記電圧制限手段を介して電源供給を受ける前記電源ラ
   インから前記基準電圧源に電源供給を行い、 前記第１給電手段は、前記直流電源から前記電圧制限手
   段に至る外部電源ラインから前記基準電圧源に電源供給
   を行うことを特徴とする請求項２記載の基準電圧発生装
   置。
4. 【請求項４】 前記基準電圧源は、バンドギャップ回路
   からなることを特徴とする請求項１〜請求項３の何れか
   に記載の基準電圧発生装置。
5. 【請求項５】 前記給電経路切換手段は、前記第２給電
   手段の動作状態を監視し、前記第２給電手段が正常動作
   しているときに、前記電源電圧が前記動作可能電圧に達
   している旨を判定することを特徴とする請求項１〜請求
   項４の何れかに記載の基準電圧発生装置。