JP2002111486A - 位相比較回路 - Google Patents
位相比較回路Info
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- H03D13/003—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means
- H03D13/004—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means the logic means delivering pulses at more than one terminal, e.g. up and down pulses
Abstract
り、より高速な動作を可能にする。 【解決手段】フリップフロップ10及び11でクロック
CLKの半周期毎に交互にデータDATAを取り込み、
フリップフロップ10及び11の出力をそれぞれ遅延1
5及び16で遅延させて遅延信号10QD及び11QD
を生成し、フリップフロップ10の出力及び遅延信号1
1QDをXORゲートに供給し、フリップフロップ11
の出力及び遅延信号10QDをXORゲート18に供給
する。遅延回路の遅延時間は可変であってもよい。さら
に、XORゲート17及び18の出力をそれぞれ、クロ
ックCLKを遅延させたクロックでクロックの半周期毎
に交互に個々のフリップフロップに取り込んでもよい。
Description
り、特に、クロック再生用PLL回路に用いられて、デ
ータのエッジに対しクロックの位相が進んでいるか遅れ
ているかを検出しその信号をループフィルタを介しVC
Oに供給する位相比較回路に関する。
比例した信号を出力するアナログ式のものと、位相誤差
の正負を検出するデジタル式のものとがある。動作周波
数の向上に伴いアナログ式位相比較回路の出力に含まれ
るオフセット成分が問題となるため、位相誤差を最小に
したい場合にはデジタル式位相比較回路が使用される傾
向にある。
を示す。図13及び図14は、この回路の動作を示すタ
イムチャートであり、図13は、データDATAのエッ
ジに対するクロックCLKの立ち下がりエッジの位相が
遅れている場合を示し、図14はこの位相が進んでいる
場合を示す。
信号であり、クロックCLKはこのデータDATAから
再生したものである。クロックCLKと*CLKとは互
いに逆相である。
れクロックCLK及び*CLKの立ち上がり時にデータ
DATAのレベルを検出して保持するものであり、両出
力10Q及び11QはXOR(イクスクルーシブオア)
ゲート12に供給される。XORゲート12の出力ED
は、Dフリップフロップ10と11の出力のレベルが異
なる場合に高レベルとなる。出力10Q及び11Qはデ
ータDATAより遅延しており、かつ、出力10Qと1
1Qの遅延の差がクロックCLKの半周期T/2である
ので、信号EDのパルスは、データDATAの各エッジ
に対応した幅T/2のパルスである。
れ、クロックCLK及び*CLKの立ち上がりエッジで
の信号EDのレベルを検出し、その結果をアップ信号U
P及びダウン信号DWNとして出力する。
い、VCOの出力周波数がアップ信号UPにより上昇し
ダウン信号DWNにより下降するようにすると、クロッ
クCLKの立ち下がりエッジとデータDATAのエッジ
の時点が一致するようにPLL回路が動作する。
パルス幅がクロックCLKのそれに等しいので、クロッ
クCLK及び*CLKの立ち上がりエッジで信号EDの
レベルを検出するDフリップフロップ13及び14のタ
イミングマージンが比較的短い。クロックCLKの周波
数が例えば10GHz以上になると、クロックCLKが
三角波に近くなる。さらに、データDATAにはジッタ
がある。これらのことから、Dフリップフロップ13及
び14でタイミングエラーが生じて、高速動作に支障を
来すという問題があった。
み、タイミングマージンをより広くすることにより、よ
り高速に動作させることが可能な位相比較回路を提供す
ることにある。
の第1態様の位相比較回路では、第1及び第2フリップ
フロップ回路で第1クロックの半周期毎に交互にデータ
を取り込み、該第1及び第2フリップフロップ回路の出
力をそれぞれ遅延させて第1及び第2遅延信号を生成
し、該第1フリップフロップ回路の出力及び該第2遅延
信号を第1論理ゲート回路に供給し、該第2フリップフ
ロップ回路の出力及び該第1遅延信号を第2論理ゲート
回路に供給する。該第1及び該第2論理ゲート回路はい
ずれも、2入力のレベルが同一又は異なるレベルのいず
れか一方である時に出力が活性になり、例えばイクスク
ルーシブオアゲート又はイクスクルーシブノアゲートで
ある。
相であっても互いに逆相の相補信号であってもよい。こ
の点は、以下の第2クロックについても同様である。
該第2論理ゲート回路の出力パルスの幅の大小関係が、
該データのエッジに対し該第1クロックの位相が進んで
いる時と遅れている時とで異なるので、位相比較回路と
して動作する。
タを取り込むフリップフロップが不要になるので、その
タイミングマージンの問題が無くなり、高速動作に適し
ている。
記第1態様において、上記第1及び第2遅延信号を生成
する遅延回路の遅延時間を可変にする。
を選択可能になるので、この位相比較回路を用いてPL
L回路を構成する場合に、ループフィルタ及びVCOの
特性に応じてループゲインを外部から調整可能になる。
記第1及び第2論理ゲート回路の出力をそれぞれ、上記
第1クロックと位相が異なる第2クロックで該第2クロ
ックの半周期毎に交互に第3及び第4フリップフロップ
回路に取り込む。
1クロックの位相が進んでいる時と遅れている時とに応
じて、該第3又は第4フリップフロップの出力の一方か
らのみパルスが出力される。すなわち、該第1又は第2
フリップフロップの出力の他方の細幅パルスは無視され
る。
される広幅パルスは、幅が第1クロックの半周期より大
きいので、該第3又は第4フリップフロップでのタイミ
ングマージンが広くなり、図12の位相比較回路よりも
高速動作に適している。
説明から明らかになる。
施形態を説明する。
施形態の位相比較回路1を示す。図2及び図3は、図1
の回路の動作を示すタイムチャートであり、図2は、デ
ータDATAのエッジに対しクロックCLKの立ち下が
りエッジの位相が遅れている場合を示し、図3はこの位
相が進んでいる場合を示す。
データDATAはNRZ信号であり、クロックCLKは
データDATAから再生したものである。クロックCL
Kと*CLKとは互いに逆相である。以下、クロックC
LKの周期をTで表す。
び*CLKの立ち上がりエッジでデータDATAのレベ
ルをDフリップフロップ10及び11で検出する点で、
図14のそれと同一である。Dフリップフロップ10及
び11の非反転出力10Q及び11Qはいずれも図2及
び図3に示す如く、データDATAの位相を遅延させた
波形となる。図2の上記位相関係の場合には、Dフリッ
プフロップ10よりもDフリップフロップ11の方がデ
ータDATAのエッジをT/2だけ先に検出する。これ
に対し、図3の上記位相関係の場合には、Dフリップフ
ロップ11よりもDフリップフロップ10の方がデータ
DATAのエッジをT/2だけ先に検出する。
Qはそれぞれ遅延回路15及び16を通って遅延する。
その遅延量TDは、0より大きく、かつ、遅延回路15
と16の遅延量の差がクロックCLKの周期のほぼ整数
倍であればよく、好ましくは遅延回路15と16の遅延
量の差が0で0<TD<T/2である。図2及び図3
は、TD=T/3である場合を示している。図1では、
遅延回路15及び16がいずれもループフィルタ2段の
非反転ゲートで構成されている。各段の非反転ゲートは
偶数段の反転ゲートで構成することができる。
11QDはそれぞれXORゲート17及び18の一方の
入力端に供給される。XORゲート17及び18の他方
の入力端にはそれぞれ非反転出力11Q及び非反転出力
10Qが供給される。XORゲート17及び18からそ
れぞれアップ信号UP及びDWMが出力される。
に対しクロックCLKの立ち下がりエッジが遅れている
場合には、信号11Qが立ち上がってT/2経過後に信
号10Qが立ち上がる。従って、信号11Qが立ち上が
って(T/2+TD)経過後に信号10QDが立ち上が
る。これにより、アップ信号UPのパルス幅は(T/2
+TD)、図2の場合には5T/6となる。このパルス
は、データDATAの立ち上がりエッジに対応してい
る。同様に、データDATAの立ち下がりエッジに対応
したアップ信号UPのパルスの幅も(T/2+TD)と
なる。
ら(T/2−TD)経過後に信号10Qが立ち上がるの
で、ダウン信号DWNのパルス幅は(T/2−TD)、
図2の場合にはT/6となる。このパルスは、データD
ATAの立ち上がりエッジに対応している。同様に、デ
ータDATAの立ち下がりエッジに対応したダウン信号
DWNのパルスの幅も(T/2−TD)となる。
ジに対しクロックCLKの立ち下がりエッジが進んでい
る場合には、信号10Qが立ち上がってT/2経過後に
信号11Qが立ち上がる。従って、信号10Qが立ち上
がって(T/2+TD)経過後に信号11QDが立ち上
がる。これにより、ダウン信号DWNのパルス幅は(T
/2+TD)、図3の場合には5T/6となる。このパ
ルスは、データDATAの立ち上がりエッジに対応して
いる。同様に、データDATAの立ち下がりエッジに対
応したダウン信号DWNのパルスの幅も(T/2+T
D)となる。
ら(T/2−TD)経過後に信号11Qが立ち上がるの
で、アップ信号UPのパルス幅は(T/2−TD)、図
2の場合にはT/6となる。このパルスは、データDA
TAの立ち上がりエッジに対応している。同様に、デー
タDATAの立ち下がりエッジに対応したアップ信号U
Pのパルスの幅も(T/2−TD)となる。
に対しクロックCLKの立ち下がりエッジが遅れている
場合には、データDATAの各エッジに対応したアップ
信号UPのパルス幅はダウン信号DWNのそれより2T
Dだけ広くなり、データDATAのエッジに対しクロッ
クCLKの立ち下がりエッジが進んでいる場合には逆
に、データDATAの各エッジに対応したダウン信号D
WNのパルス幅はアップ信号UPのそれより2TDだけ
広くなる。このため、図1の回路は、図12にようなD
フリップフロップ13及び14を用いることなく、位相
比較回路として動作する。これにより、図12のDフリ
ップフロップ13及び14のタイミングマージンの問題
が無くなり、図1の位相比較回路1は、図12のそれよ
りも高速動作に適している。
続され、バッファゲート19から、ジッタが除去された
リタイムドデータRDATAが取り出される。このリタ
イムドデータRDATAは、不図示の回路でクロックC
LK及び*CLKに同期して処理される。遅延回路15
にバッファゲート19を接続すると、遅延回路15の遅
延量が増加するので、遅延回路16にダミーバッファゲ
ート20を接続することにより、遅延回路15と16の
遅延量を互いに同一にしている。
ータDATAからクロックCLK及び*CLKを再生す
るPLL回路を示す。
ルタ2、VCO(電圧制御発信器)3及びバッファゲー
ト回路4がループ状に接続されて構成されている。
びダウン信号DWNがそれぞれ抵抗21及び22を介し
て演算増幅回路23の反転入力端及び非反転入力端に供
給される。演算増幅回路23の非反転入力端とグランド
電位との間には、抵抗24とキャパシタ25とが直列接
続されている。演算増幅回路23の反転入力端と出力端
との間には、抵抗26とキャパシタ27とが直列接続さ
れている。演算増幅回路23の2入力の電位が互いにほ
ぼ等しいので、ダウン信号DWNのパルスによりキャパ
シタ25が充電されると、演算増幅回路23の入力端の
電位が上昇して、演算増幅回路23の出力端の電圧CV
も上昇する。アップ信号UPのパルスによりキャパシタ
27が充電されて、制御電圧CVが低下する。
であり、本実施形態では制御電圧CVが上昇すると出力
クロックの周波数が低下する。マルチバイブレータ型の
場合、位相ずれのない相補クロックを容易に生成するこ
とができる。
を介し、クロックCLK及び*CLKとして出力され、
位相比較回路1に供給される。
に用いることができるループフィルタ2Aを示す。
プ回路28の出力端に積分回路29が接続されている。
アップ信号UPのパルスにより積分回路29内のキャパ
シタが充電されて制御電圧CVが上昇し、ダウン信号U
Pのパルスによりこのキャパシタの電荷が放電されて制
御電圧CVが下降する。
ァゲート回路4を含む構成、又は、さらにバッファゲー
ト回路4の出力端に分周器が接続された構成であっても
よい。
施形態の位相比較回路1Aを示す。
び16の替わりにそれぞれ可変遅延回路15A及び16
Aが用いられている。
の入力端とDフリップフロップ10の出力端との間に、
段数が異なるゲート回路が複数接続され、セレクタ15
1はその1つを選択制御信号SELに応じて選択し、遅
延信号10QDを出力する。可変遅延回路16Aは可変
遅延回路15Aと同一構成であり、セレクタ161の選
択制御入力端にもセレクタ151と同じ選択制御信号S
ELが供給されて、可変遅延回路15Aと16Aの遅延
量が同じにされる。
延量TD、すなわちアップ信号UP及びダウン信号DW
Nの広幅及び細幅のパルス幅を選択することができる。
このような位相比較回路1AをICとしてユーザに供給
することにより、ユーザは図4のようなPLL回路を構
成する場合に、ループフィルタ2及びVCO3の特性に
応じて遅延量TDを選択することができ、これにより、
より高性能のPLL回路を構成することが可能となる。
施形態の位相比較回路1Bを示す。
フリップフロップ13、14及び遅延回路30を備え、
XORゲート17及び18の出力17Q及び18Qをそ
れぞれDフリップフロップ13及び14のデータ入力端
Dに供給し、クロックCLK及び*CLKを、遅延回路
30を介し、遅延クロックCLKD及び*CLKDとし
てDフリップフロップ13及び14のクロック入力端C
に供給している。遅延回路30は、例えば差動増幅回路
を備えて構成されており、相補入力相補出力型である。
Dフリップフロップ13及び14の信号端Qから取り出
される信号は、それぞれアップ信号UP及びダウン信号
DWNとして用いられる。
イムチャートであり、図8は、データDATAのエッジ
に対しクロックCLKの立ち下がりエッジの位相が遅れ
ている場合を示し、図9はこの位相が進んでいる場合を
示す。図8及び図9のクロックCLK及びデータDAT
Aの波形はそれぞれ図2及び図3のクロックCLK及び
データDATAの波形と同一であり、図8及び図9で省
略された信号10Q、11Q、17Q及び18Qの波形
は、図2及び図3の対応するものと同じである。
うに信号17Qが広幅のパルスを含む場合に、そのパル
スのほぼ中央のエッジで遅延クロックCLKDが立ち上
がるように、設計で定められている。このようにすれ
ば、図9に示すように、信号18Qが広幅のパルスを含
む場合にも、そのパルスのほぼ中央のエッジで遅延クロ
ック*CLKDが立ち上がる。
パルスが遅延クロックCLKDの立ち上がりエッジで検
出されて、アップ信号UPが高レベルとなる。これに対
し、信号18Qのパルスは遅延クロック*CLKDの立
ち下がりエッジ付近に存在し、立ちあがりエッジでは信
号18Qが低レベルであるので、ダウン信号DWNは低
レベルとなる。
図12と同様にDフリップフロップ13及び14を備え
ているが、図12の場合よりも広幅のパルスを遅延クロ
ックで検出するので、タイミングマージンが広くなり、
図12の位相比較回路よりも高速動作に適している。
ロップ10及びXORゲート17の遅延時間をそれぞれ
ΔT1及びΔT2で表すと、τ=ΔT1+ΔT2+(T
D+T/2)/2であり、図8及び図9ではτ=T/4
である。
の位相差が所定時間であればよく、Dフリップフロップ
13に供給するクロックを遅延させてDフリップフロッ
プ10に供給してもよい。
実施形態の位相比較回路1Cを示す。
及び11の反転出力端の信号10*Q及び11*Qがそ
れぞれXNOR(イクスクルーシブノア)ゲート17A
及び18Aに供給されている点で、図1の回路と異な
る。
いて前記同様に変更した回路も含む。
実施形態の位相比較回路1Dを示す。
のデータ入力端Dに、データDATAと逆相の*DAT
Aが供給され、Dフリップフロップの反転出力端の信号
10*QがXORゲート17及び遅延回路16に供給さ
れている点で、図1の回路と異なる。
回路について前記同様に変更した回路も含む。
である。
り、データDATAのエッジに対するクロックCLKの
立ち下がりエッジの位相が遅れている場合を示す。
り、データDATAのエッジに対するクロックCLKの
立ち下がりエッジの位相が進んでいる場合を示す。
からクロックCLK及び*CLKを再生するPLL回路
を示す図である。
る。
である。
である。
り、データDATAのエッジに対するクロックCLKの
立ち下がりエッジの位相が遅れている場合を示す。
り、データDATAのエッジに対するクロックCLKの
立ち下がりエッジの位相が進んでいる場合を示す。
図である。
図である。
あり、データDATAのエッジに対するクロックCLK
の立ち下がりエッジの位相が遅れている場合を示す。
あり、データDATAのエッジに対するクロックCLK
の立ち下がりエッジの位相が進んでいる場合を示す。
Claims (7)
- 【請求項1】 第1クロックの半周期毎に交互にデータ
を取り込む第1及び第2フリップフロップ回路と、 該第1及び第2フリップフロップ回路の出力を遅延させ
てそれぞれ第1及び第2遅延信号を出力する遅延回路
と、 該第2フリップフロップの出力及び該第1遅延信号が同
一レベル又は異なるレベルのいずれか一方である時に出
力が活性になる第1論理ゲート回路と、 該第1フリップフロップの出力及び該第2遅延信号が同
一レベル又は異なるレベルのいずれか一方である時に出
力が活性になる第2論理ゲート回路と、 を有し、該第1論理ゲート回路の出力パルスの幅と該第
1論理ゲート回路の出力パルスの幅の大小関係が、該デ
ータのエッジに対し該第1クロックの位相が進んでいる
時と遅れている時とで異なることを特徴とする位相比較
回路。 - 【請求項2】 上記第1遅延回路の遅延時間は、上記第
2遅延回路のそれにほぼ等しく且つ上記第1クロックの
半周期より短いことを特徴とする請求項1記載の位相比
較回路。 - 【請求項3】 上記第1及び第2遅延回路は、選択制御
信号に応じて遅延時間が定まる可変遅延回路であること
を特徴とする請求項1又は2記載の位相比較回路。 - 【請求項4】 上記第1及び第2論理ゲート回路の出力
をそれぞれ、上記第1クロックと位相が異なる第2クロ
ックで該第2クロックの半周期毎に交互に取り込む第3
及び第4フリップフロップ回路をさらに有し、 該データのエッジに対し該第1クロックの位相が進んで
いる時と遅れている時とに応じて、該第3又は第4フリ
ップフロップ回路の出力の一方からパルスが出力される
ことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1つに記載
の位相比較回路。 - 【請求項5】 上記第1クロックを遅延させて上記第2
クロックを出力する第3遅延回路をさらに有することを
特徴とする請求項4記載の位相比較回路。 - 【請求項6】 上記第1論理ゲート回路の出力パルスの
幅が上記第2論理ゲート回路のそれより広い時にこのパ
ルスのほぼ中央の時点で上記第3フリップフロップ回路
が該第1論理ゲート回路の出力を取り込むように、上記
第3遅延回路の遅延時間が定められていることを特徴と
する請求項5記載の位相比較回路。 - 【請求項7】 請求項1乃至3のいずれか1つに記載の
位相比較回路と、 該位相比較回路の出力が供給されるループフィルタ回路
と、 該ループフィルタの出力が供給され、出力を上記第1ク
ロックとして該位相比較回路に供給する電圧制御発信回
路と、 を有することを特徴とするPLL回路。
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