JP2002040357A - 光学スキャナ装置の制御装置 - Google Patents
光学スキャナ装置の制御装置Info
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Abstract
ーザ光の位置決め精度をさらに向上させることができる
光学スキャナ装置の制御装置を提供する。 【解決手段】 ムービングコイル13に供給されたモー
タ駆動電流29の値を検出する手段を設け、モータ駆動
電流29の値を角速度オブザーバ回路32とねじり振動
安定化補償回路33に入力する。また、角度センサ16
による回転軸12の角度検出信号22を比例補償回路2
5と、微分補償回路である角速度オブザーバ回路32に
入力する。そして、ミラー角度指令回路20から出力さ
れる角度目標値信号21に、鏡面17a、発光素子17
bおよび受光素子17cにより検出したミラー角度検出
信号17eを負帰還した偏差信号23を積分補償回路2
4で積分し、比例補償回路25と角速度オブザーバ回路
32およびねじり振動安定化補償回路33からの出力信
号の和を積分補償回路24の出力信号から減算してモー
タ駆動回路28に対する制御入力信号27とする。
Description
たミラーを回転軸の回りに位置決めする光学スキャナ装
置の制御装置に関する。
ザ孔開け加工等において使用される光学スキャナ装置
は、回転軸に取り付けられたミラーを内蔵された電気モ
ータで回転させ、ミラーの角度を変えることにより、レ
ーザ発振器から出力されるレーザ光を被加工物の所定の
位置に照射する。
御するためのセンサがスキャナに内蔵されており、その
センサ信号によるフィードバック制御(サーボ制御)が
行われている。このようなセンサとして、米国特許第4
864295号公報(以下、第1の従来技術という。)
には、回転軸に取りつけられた誘電体の平板を二枚一組
の固定極板の間で回転軸と共に回転させ、回転軸の角度
を極板間の静電容量の変化として電気信号で検出するよ
うにした可変容量型センサの技術が開示されている。ま
た、特開平4ー127981号公報(以下、第2の従来
技術という。)には、ミラーに角度測定用のレーザを照
射し、その反射光をリニアセンサで検出することによ
り、ミラー角度をフィードバック制御する技術が開示さ
れている。さらに、特開昭63−147138号公報
(以下、第3の従来技術という。)には、ミラーを回転
軸に固定する部品(ミラーマウントシャフト)に反射面
を形成し、この反射面で反射された発光素子からの光を
受光素子で検出することにより、ミラーを位置決めする
技術が開示されている。
ト基板に孔開けをする場合、微細な回路パターン上に精
密に加工するため、加工するレーザ光の位置決め誤差を
約10μm以下にする必要がある。また、加工時間を短
縮するため、一つの孔を開けてから次の孔加工位置まで
の移動の高速化が求められており、例えば、毎秒100
0個の孔を開ける場合、孔間移動時間を平均1ms未満
にする必要がある。
り、面積的な広がりを持ってミラーに入射する。このた
め、高品質の孔を加工するには、ミラーは大きい(面積
が広い)ことが望ましい。
って慣性モーメントが増大し、可動部(主として回転
軸)のねじり振動の固有振動数が低下する。位置決め動
作を高速化するためにはサーボ帯域を広くすることが望
ましいが、固有振動数の低下はサーボ帯域を制限する要
因となる。以下、この理由について説明する。
動について、無限個の固有振動モードを持つ。これらを
固有振動数の低い順に並べ、k番目のモードをk次モー
ドという。一般に、低次のモードがサーボ帯域に影響す
る。1次モードでは回転軸の長手方向にねじれの節が一
つ存在し、この節をはさむ両側(ミラー側とモータ側)
が互いに逆相で振動する。
ズド・ループ制御に近づくので、精密位置決めには望ま
しいと考えられる。そこで、角度センサをミラー側に取
り付けたとする。1次モードにおけるモータとセンサは
逆相の相対運動になるから、角度検出信号に正帰還の周
波数成分が含まれる。フィードバック制御では、角度検
出信号を目標値入力に対して負帰還するから、1次共振
近傍における正帰還の周波数成分により、制御が不安定
になる。このため、サーボ帯域が制限され、応答性で目
標仕様を満足できないことがあり得る。一方、角度セン
サをモータ側に配置した場合、1次モードにおけるモー
タとセンサは同相となる。この場合は、センサ・アクチ
ュエータ・コロケーションに近くなるので、制御の安定
性の点では有利である。しかし、センサ・ミラー間のね
じり剛性が足りず、位置決め精度で目標仕様を満足でき
ないことがあり得る。
付け位置として(1)モータとミラーの間に配置する場
合と、(2)ミラーから遠い側の軸端付近に配置する場
合が考えられる。前者(1)の場合、ねじれの節とセン
サ位置が接近するので、ミラーの慣性モーメントに依っ
て節の位置が異なり、モータ・センサ間が同相になる場
合と逆相になる場合とがある。一方、後者(2)の場合
は、モータ・センサ間は同相になると考えられる。ま
た、上記第2と第3の従来技術の場合、ミラー角度をミ
ラーまたはミラーに接近した位置で検出しているので、
モータ・角度検出点間は逆相になると考えられる。しか
し、上記従来技術のいずれにおいても、可動部のねじり
振動がミラーの位置決め動作の応答性や精度に与える影
響については考慮されていない。
ードも、サーボ帯域を制限する要因となることがある。
さらに、高速動作によるモータの発熱などから、ねじり
振動数が変動することもある。
題を解決し、ミラーの位置決め時間を短縮すると共に、
レーザ光の位置決め精度をさらに向上させることができ
る光学スキャナ装置の制御装置を提供するにある。
め、本発明は、角度目標値と角度検出値に基づいて回転
軸に支持させたミラーの角度を位置決めする光学スキャ
ナ装置の制御装置において、ミラーの角度を検出するミ
ラー角度検出手段と、前記回転軸の角度を検出する回転
軸角度検出手段と、前記回転軸を回転させるモータに供
給される電流を検出する電流検出手段と、前記電流の値
に基づいてねじり振動を安定化するねじり振動安定化補
償手段とを設け、前記角度目標値とミラー角度検出値と
の偏差を積分補償した値に、回転軸角度検出値を用いて
比例補償および微分補償をした値および前記ねじり振動
安定化補償手段の値を負帰還して前記モータに供給する
電流値を決定することを特徴とする。
ナ装置の制御装置のブロック図である。光学スキャナ1
の回転軸12は、軸受14と軸受15に回転自在に支持
されている。回転軸12の中央部にはムービングコイル
13が、また、端部にはミラー11が、それぞれ回転軸
12と一体に固定されている。以下、ミラー11、回転
軸12、ムービングコイル13をまとめて可動部とい
う。また、光学スキャナ1には、回転軸12の角度を検
出するための角度センサ16が配置されている。
する鏡面と、この鏡面の背面に配置された鏡面17aと
を備えている。鏡面17aを挾み、発光素子17bと受
光素子17cが配置されている。発光素子17bとして
例えば半導体レーザ素子が、また、受光素子17cとし
て例えばPSD(Position Sensitiv
e Device)素子を用いることができる。
説明する。受光素子17cから出力されたミラー角度検
出信号17e(ミラー11の角度に比例した電圧信号で
ある。)は、増幅器17dにより増幅されてミラー角度
指令回路20から出力される角度目標値信号21に負帰
還され、偏差信号23が作られる。ミラー11の角度を
定常偏差無く角度目標値に追従させるため、偏差信号2
3を積分補償回路24で積分して1型サーボ系とする。
また、このサーボ機構の安定性を確保するため、角度検
出信号22を比例補償回路25と、微分補償回路である
角速度オブザーバ回路32に入力し、これらの回路の出
力信号の和と、ねじり振動安定化補償回路33からの出
力信号33aを積分補償回路24の出力信号から減算し
て制御入力信号27とする。モータ駆動回路28は光学
スキャナ1に対し、制御入力信号27に比例したモータ
駆動電流29を供給する。モータ駆動電流29はムービ
ングコイル13を流れ、ムービングコイル13には電流
値に比例した駆動トルクが発生する。
式の場合、通常、ムービングコイル13の駆動トルクは
モータ電流29に比例するから、モータ電流29を測定
することにより、ムービングコイル13の駆動トルクが
分かる。なお、モータ電流29の値に比例する電流検出
信号31は、例えば、モータ電流29を抵抗値の小さな
(0.1〜数Ω以下)電流検出抵抗に流し、この抵抗の
端子間電圧を差動入力型減算回路に入力することによ
り、差動入力型減算回路の出力として得ることができ
る。そして、モータ電流29の値に比例した電流検出信
号31を、角速度オブザーバ回路32とねじり振動安定
化補償回路33に入力する。
2の位置は、センサ角度検出回路35から角度検出信号
22として出力される。そして、角度検出信号22を比
例補償回路25と角速度オブザーバ回路32に入力す
る。
成を説明する。ムービングコイル13が受ける駆動トル
クからムービングコイル13の角変位までの周波数応答
(自己コンプライアンス)は、式1の伝達関数G(s)
で表される。
第n次モード(ただし、nは正の整数)を表す添字、ω
nはねじり振動第n次モードの固有角振動数、ζnはねじ
り振動第n次モードの減衰係数、k0は剛体モードに関
する定数、knはねじり振動第n次モードのモード定数
である。
るモードが第r次モードであるとする。式1の第2項に
含まれる第r次モードの伝達関数Gr(s)は、このモ
ードの角変位までの伝達関数であり、式3に示すH
r(s)は、このモードの角速度までの伝達関数であ
る。
る応答(自己周波数応答)を表すので、モード定数kr
は正である(センサ・アクチュエータ・コロケーション
の構造系の伝達関数では、総てのモード定数が正にな
る。)。従って、伝達関数Hr(s)の値(角速度)を
制御入力信号に負帰還すれば、第r次モードに対して制
御的に減衰をかけて安定化することができる。
ード線図から実測できるので、式3に同符号で比例した
周波数応答特性を持つ二次フィルタが電子回路で構成で
きる。この二次フィルタを、第r次モードのねじり振動
安定化補償回路33とする。
償回路の接続図であり、3個の演算増幅器333〜33
5と、6個の抵抗R01〜R06と、2個のコンデンサ
C01、C 02とから構成されている。演算増幅器333〜
335のプラス側入力端子は接地されている。そして、
演算増幅器333のマイナス側入力端子は、抵抗R01の
一方の端子と、コンデンサC01の一方の端子に接続され
ている。演算増幅器333の出力端子は、コンデンサC
01の他方の端子と、抵抗R03の一方の端子に接続されて
いる。抵抗R03の他方の端子は、抵抗R02、抵抗R04、
コンデンサC02の一方の端子および演算増幅器334の
マイナス側入力端子に接続されている。演算増幅器33
4の出力端子は、コンデンサC02の他方の端子と、抵抗
R04の他方の端子および抵抗R05の一方の端子に接続さ
れている。演算増幅器335のマイナス側入力端子は、
抵抗R05の他方の端子と、抵抗R06の一方の端子に接続
されている。演算増幅器335の出力端子は、抵抗R06
の他方の端子と、抵抗R01の他方の端子および端子33
2に接続されている。そして、抵抗R02の他方の端子が
端子331に接続されている。また、抵抗R02は可変抵
抗である。
06を等しくすると、入力信号331から出力信号332
までの伝達関数Gc(s)は式4に示すものとなる。
電容量C01、C02を、式4の分母多項式の定数項が式3
の分母多項式の定数項に等しく、かつ、式4の分母多項
式の一次項の係数が式3の分母多項式の一次項の係数に
等しくなるように設定すると、この回路の固有振動数ω
rと減衰係数ζrが第r次振動モードに等しくなる。
入力すると、端子33aから出力される出力信号(以
下、出力信号332という。)はムービングコイル13
の位置におけるr次モードの角速度に同符号で比例す
る。従って、出力信号33aを積分補償回路24の出力
信号に負帰還することにより、r次の振動モードを安定
化、すなわちr次の振動を小さく、することができる。
振動数と減衰係数とは独立に設定できるので、抵抗値R
02を可変抵抗にすることにより、ねじりr次振動補償回
路の出力信号の振幅を調整することができる。
次のねじり振動安定化補償回路33を設け、ねじり振動
の一次モードを安定化する場合を示したが、さらに複数
の振動モードを補償する場合には、個々のモード毎に図
2に示すねじり振動安定化補償回路を設け、それらを一
次のねじり振動安定化補償回路33と並列に接続するこ
とにより、所望の次数のねじり振動を安定化することが
できる。
て、可動部のねじり振動特性とサーボ機構の安定性につ
いて説明する。図3は、モータ電流29から角度検出信
号22までの周波数応答に対するゲインと位相の関係を
示すボード線図であり、上段はゲイン、下段は位相であ
る。また、図4は、モータ電流29からミラー角度検出
信号17eまでの周波数応答に対するゲインと位相の関
係を示すボード線図であり、上段はゲイン、下段は位相
である。
のねじり1次共振、10kHzのねじり2次共振、11
kHzのねじり3次共振の周波数は一致している。ま
た、図3では3kHzに反共振があるのに対し、図4で
はこの周波数近傍に反共振がない。
における共振と反共振の並び方から各モードの同相性を
知ることができる。図3の場合、剛体モード、1次共
振、2次共振の間に一つずつの反共振が存在し、2次共
振と3次共振の間には反共振がない。したがって、この
スキャナ装置の場合は、ムービングコイル13と内蔵角
度センサ16との間では、1次モードと2次モードが同
相であり、3次モードは逆相である。
次共振の間に反共振がなく、1次共振と2次共振の間に
一つの反共振が存在し、2次共振と3次共振の間には反
共振がない。したがって、このスキャナ装置の場合、ム
ービングコイル13とミラー11の間は、1次モードと
2次モードはいずれも逆相であり、3次モードは同相で
ある。
置に図1に示したサーボ機構を適用すること、すなわ
ち、比例補償回路25と角速度オブザーバ回路26にミ
ラー角度検出信号17eを用いず、低次モード(1次モ
ードと2次モード)で同相となる角度検出信号22を用
いて比例補償と微分補償を行うことにより、サーボ系の
安定性を確保することができる。
ら、サーボ帯域を広くするにはこのモードに対して安定
化補償を施す必要がある。また、同相のモードはサーボ
系を不安定にするまでには至らなくとも、残留振動を起
こして位置決め精度を低下する要因になり得るから、振
動を速やかに減衰させる補償が必要であるが、この補償
を電流検出信号31を入力とするねじり振動安定化補償
回路33で行なうことができる。
経過時間と位置偏差との関係を、ずれ量=0の近傍を拡
大して示す図であり、(a)は本発明に係るねじり振動
安定化補償回路33を1次〜3次モードに設けた場合
を、(b)は従来技術による積分補償、比例補償、微分
補償(I−PD補償)だけを行った場合を示している。
とにより、本発明の場合には、安定な過渡応答となり、
レーザ照射位置換算で目標位置の10μm手前に約0.
8msで到達している。一方、従来技術の場合は、3次
モード(11kHz)が逆相のため不安定となり、この
共振周波数で発振している。
信号21に対してフィードバックし、偏差信号23の積
分補償をしているので、ミラー整定後のレーザ照射位置
を目標位置に対して偏差=0にできる。
達関数について、ナイキストの安定判別法で安定性の大
きさを評価する。
てねじり振動安定化補償回路を設計した場合の、1次モ
ードの固有振動数(3.8kHz)を含む周波数範囲
(1kHz〜7kHz)のナイキスト軌跡であり、実線
は1次モードに対する安定化補償を適用した場合、破線
は、従来の1次モードに対する安定化補償がない場合で
ある。
と進み、その後、このグラフの枠から外れて時計回りの
円状の軌跡を描き、枠内に戻ってに至る。この円状の
軌跡は1次共振近傍でゲインが高くなっていることを意
味する。また、この軌跡は座標(−1,0)の安定判別
点に接近しており、位相余裕が非常に小さい。一方、安
定化補償を適用した場合は原点から軌跡までの距離が小
さくなり、安定判別点に対する位相余裕、ゲイン余裕と
も大きくなる。したがって、固有振動数の誤差がない補
償回路は、共振ピークを小さく抑えることでサーボ系の
安定性を増す効果があることが分かる。
を設計するには、補償しようとする振動モードの固有振
動数を計測する必要がある。補償しようとする振動モー
ドの固有振動数は、図3に示すような周波数応答を測定
することにより知ることができる。しかし、その計測精
度は用いる測定器(例えばサーボアナライザ)の性能や
分解能に依存するので、必ず誤差が含まれる。また、ス
キャナの固有振動数自体も常に一定ではなく、モータの
発熱などの影響で変動することが考えられる。これらの
誤差や変動があっても、制御の安定性を保つことが実用
的である。
ロバスト安定なサーボ機構の構成を説明する。
振動数を実際の1次モードの固有振動数3.8kHzよ
り5%(190Hz)低い3.61kHzとしてねじり
振動安定化補償回路を設計した場合の、1次モードの固
有振動数(3.8kHz)を含む周波数範囲(1kHz
〜7kHz)のナイキスト軌跡であり、実線は1次モー
ドに対する安定化補償を適用した場合、破線は、従来の
1次モードに対する安定化補償がない場合(図6と同じ
軌跡)である。
らへと進み、その後、このグラフの枠から外れて時計
回りの円状の軌跡を描き、枠内に戻ってに至る。原点
から軌跡までの距離は図6の場合ほど小さくはないが、
安定化補償の無い場合と比べて1次共振近傍の位相を進
ませて、安定判別点に対する位相余裕を大きくしてい
る。この結果、サーボ系の安定性が増大していることが
分かる。
由は以下の通りである。この補償回路は固有振動数近傍
において、固有振動数より低周波側では最大で約90度
まで位相を遅らせ、高周波側では最大で約90度まで位
相を進ませる。このため、実際のモードの固有振動数が
補償回路の固有振動数より相対的に高い場合、このモー
ドの共振点近傍でナイキスト軌跡の位相が進むことにな
る。
は、共振に対する位相補償器として利用することができ
る。そして、補償回路の固有振動数を実測した値に対し
てずらして設計することにより、振動数の誤差や変動に
対してロバスト安定なサーボ機構を実現することができ
る。
るため、補償回路の固有振動数を低周波側にずらして位
相進みとなるように設定したが、逆相のモード(例えば
3次モード)を安定化する場合は回路の固有振動数を高
周波側にずらし、位相遅れとなるように設定すればよ
い。
増大するようにモードの同相、逆相に応じて決める。さ
らにずれの大きさは、想定される最大の誤差や変動の場
合に実際の固有振動数と補償回路の固有振動数の大小が
逆転しないように決める必要がある。
加工用のレーザ光を反射するミラーの角度を測定し、角
度目標値信号に偏差なく追従させるサーボ制御を行うと
共に、可動部に生じるねじり振動を安定化する補償回路
を備えているので、サーボ機構の帯域周波数を広くし、
高速、かつ安定なミラーの位置決めできる。また、ねじ
り振動の特性を考慮してねじり振動安定化補償回路を設
計することにより、ねじり振動数に変動や誤差が発生し
ても、サーボ機構の安定性を保つことができる。
ロック図である。
図である。
波数応答に対するゲインと位相の関係を示すボード線図
の例である。
までの周波数応答に対するゲインと位相の関係を示すボ
ード線図である。
置偏差との関係を示す図である。
キスト軌跡である。
対してずらせた場合のナイキスト軌跡である。
1)
入力すると、端子33aから出力される出力信号(以
下、出力信号33aという。)はムービングコイル13
の位置におけるr次モードの角速度に同符号で比例す
る。従って、出力信号33aを積分補償回路24の出力
信号に負帰還することにより、r次の振動モードを安定
化、すなわちr次の振動を小さく、することができる。
Claims (4)
- 【請求項1】 角度目標値と角度検出値に基づいて回転
軸に支持させたミラーの角度を位置決めする光学スキャ
ナ装置の制御装置において、 ミラーの角度を検出するミラー角度検出手段と、 前記回転軸の角度を検出する回転軸角度検出手段と、 前記回転軸を回転させるモータに供給される電流を検出
する電流検出手段と、 前記電流の値に基づいてねじり振動を安定化するねじり
振動安定化補償手段とを設け、前記角度目標値とミラー
角度検出値との偏差を積分補償した値に、回転軸角度検
出値を用いて比例補償および微分補償をした値および前
記ねじり振動安定化補償手段の値を負帰還して前記モー
タに供給する電流値を決定することを特徴とする光学ス
キャナ装置の制御装置。 - 【請求項2】 前記ミラー角度検出手段は、ミラー角度
測定用の発光素子と、発光素子の光を反射する測定用鏡
面と、前記鏡面に反射された前記発光素子からの反射光
を受ける受光素子とからなることを特徴とする請求項1
に記載の光学スキャナ装置の制御装置。 - 【請求項3】 前記ねじり振動安定化補償手段は、ねじ
り振動数の近傍において、一巡伝達関数の位相余裕を増
大させる特性を有することを特徴とする請求項1に記載
の光学スキャナ装置の制御装置。 - 【請求項4】 前記ねじり振動安定化補償手段は固有振
動数を有しており、この振動数とスキャナ可動部のねじ
り振動数のと差が、ねじり振動数の変動量の最大値以上
に設定されていることを特徴とする請求項1ないし請求
項3に記載の光学スキャナ装置の制御装置。
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