JP2001358589A - 逐次近似アナログ‐デジタル変換器及び変換方法 - Google Patents
逐次近似アナログ‐デジタル変換器及び変換方法Info
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- JP2001358589A JP2001358589A JP2001119402A JP2001119402A JP2001358589A JP 2001358589 A JP2001358589 A JP 2001358589A JP 2001119402 A JP2001119402 A JP 2001119402A JP 2001119402 A JP2001119402 A JP 2001119402A JP 2001358589 A JP2001358589 A JP 2001358589A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/08—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/34—Analogue value compared with reference values
- H03M1/38—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type
- H03M1/46—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type with digital/analogue converter for supplying reference values to converter
- H03M1/462—Details of the control circuitry, e.g. of the successive approximation register
Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【課題】 ゆっくり変化しうるアナログ信号をデジタル
信号に変換する場合においても、良好に機能しうる逐次
近似アナログ‐デジタル変換を達成する。 【解決手段】 外部クロック信号により時間制御される
制御論理回路1を有する逐次近似アナログ‐デジタル変
換器において、アナログ‐デジタル変換器は、制御論理
回路により供給された2番目のデジタル信号Dをアナロ
グ信号Aに変換するデジタル‐アナログ変換器2と、前
記アナログ信号Aを、アナログ‐デジタル変換器に入力
されるアナログ信号Bと比較する比較器3とを有する。
アナログ‐デジタル変換器は、クロックサイクル中に決
定する必要のある2番目のデジタル信号Dのビットに位
置的に一致する最初のデジタル信号D1のビットが零で
ある場合に、デジタル‐アナログ変換器2から出力され
て比較器に入力される前記アナログ信号Aを、プリセッ
ト値Voffsだけ増大させうる装置4,20を具えてい
る。
信号に変換する場合においても、良好に機能しうる逐次
近似アナログ‐デジタル変換を達成する。 【解決手段】 外部クロック信号により時間制御される
制御論理回路1を有する逐次近似アナログ‐デジタル変
換器において、アナログ‐デジタル変換器は、制御論理
回路により供給された2番目のデジタル信号Dをアナロ
グ信号Aに変換するデジタル‐アナログ変換器2と、前
記アナログ信号Aを、アナログ‐デジタル変換器に入力
されるアナログ信号Bと比較する比較器3とを有する。
アナログ‐デジタル変換器は、クロックサイクル中に決
定する必要のある2番目のデジタル信号Dのビットに位
置的に一致する最初のデジタル信号D1のビットが零で
ある場合に、デジタル‐アナログ変換器2から出力され
て比較器に入力される前記アナログ信号Aを、プリセッ
ト値Voffsだけ増大させうる装置4,20を具えてい
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、逐次近似アナログ
‐デジタル変換器に関するものである。
‐デジタル変換器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】逐次近似技術を用いる、すなわち、アナ
ログ信号を、N個のクロックサイクルにおいてN個のビ
ットでデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換
器を使用することは、当該技術分野で一般に知られてい
る。この変換器は基本的に、比較器と、デジタル‐アナ
ログ変換器(DAC)と、デジタル制御論理回路とを有
している。デジタル制御論理回路の機能は、比較器の出
力に基づく逐次モードにより各ビットの値を決定するこ
とである。変換サイクルは、変換すべきアナログ入力信
号をサンプリングすることにより開始するも、入力信号
がゆっくり変化する場合、すなわち、基本的に変換期間
の間最下位ビット(LSB)よりも変化が少ない信号の
場合、サンプリングを行なうことができない。この場合
には、制御論理回路により、最上位ビット(MSB)を
1とし、他の全てのビットを0とする。このデジタル信
号がDACに供給され、このDACが、例えば0.5V
ref(Vref は基準電圧である)のアナログ信号を発生
させ、このアナログ信号を、既にサンプリングされたア
ナログ入力信号と比較する。比較器の出力が高レベルで
ある場合、デジタル制御論理回路がMSBを1にし、比
較器の出力が低レベルである場合、デジタル制御論理回
路がMSBを0にする。これにより、近似シーケンスの
第1段階が終了される。この時点で、最上位ビットの値
が分る。近似シーケンスを他の時間の間続けて、最上位
ビットを示された値にし、第2ビットを1にし、他の全
てのビットを0にしたデジタル信号をDACに供給す
る。サンプリングされた入力信号とDACの出力との比
較を再び行ない、比較器の出力が高レベルの場合、第2
ビットを1にし、それ以外の場合、第2ビットを0にす
る。このように、デジタル信号の全てのビットが逐次近
似処理により決定されるまでこの処理を続ける。従っ
て、アナログ信号をNビットのワードに変換するのに要
するサイクル数はNである。
ログ信号を、N個のクロックサイクルにおいてN個のビ
ットでデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換
器を使用することは、当該技術分野で一般に知られてい
る。この変換器は基本的に、比較器と、デジタル‐アナ
ログ変換器(DAC)と、デジタル制御論理回路とを有
している。デジタル制御論理回路の機能は、比較器の出
力に基づく逐次モードにより各ビットの値を決定するこ
とである。変換サイクルは、変換すべきアナログ入力信
号をサンプリングすることにより開始するも、入力信号
がゆっくり変化する場合、すなわち、基本的に変換期間
の間最下位ビット(LSB)よりも変化が少ない信号の
場合、サンプリングを行なうことができない。この場合
には、制御論理回路により、最上位ビット(MSB)を
1とし、他の全てのビットを0とする。このデジタル信
号がDACに供給され、このDACが、例えば0.5V
ref(Vref は基準電圧である)のアナログ信号を発生
させ、このアナログ信号を、既にサンプリングされたア
ナログ入力信号と比較する。比較器の出力が高レベルで
ある場合、デジタル制御論理回路がMSBを1にし、比
較器の出力が低レベルである場合、デジタル制御論理回
路がMSBを0にする。これにより、近似シーケンスの
第1段階が終了される。この時点で、最上位ビットの値
が分る。近似シーケンスを他の時間の間続けて、最上位
ビットを示された値にし、第2ビットを1にし、他の全
てのビットを0にしたデジタル信号をDACに供給す
る。サンプリングされた入力信号とDACの出力との比
較を再び行ない、比較器の出力が高レベルの場合、第2
ビットを1にし、それ以外の場合、第2ビットを0にす
る。このように、デジタル信号の全てのビットが逐次近
似処理により決定されるまでこの処理を続ける。従っ
て、アナログ信号をNビットのワードに変換するのに要
するサイクル数はNである。
【0003】ゆっくり変化しうる信号を変換する必要が
ある場合、すなわち、信号が1つの変換と次の変換との
間で著しく変化しない(基本的に、信号の変化が1つの
変換の持続時間中に1つのLSB(最下位ビット)より
も小さい)場合、これらの信号が、所定の期間中に不所
望な急激な変化を生ぜしめる妨害(例えば、雑音)によ
り悪影響を受けるおそれがあり、上述したようなアナロ
グ‐デジタル変換器からのデジタル出力信号に異変が生
じる。特に、デジタル信号の値と連続信号の値との間の
遷移しきい値と一致する発振を呈する、ゆっくり変化し
うるアナログ信号を考慮する場合、これらの発振が、変
換されたデジタル信号により制御すべきシステムに異変
を生ぜしめるおそれがある。
ある場合、すなわち、信号が1つの変換と次の変換との
間で著しく変化しない(基本的に、信号の変化が1つの
変換の持続時間中に1つのLSB(最下位ビット)より
も小さい)場合、これらの信号が、所定の期間中に不所
望な急激な変化を生ぜしめる妨害(例えば、雑音)によ
り悪影響を受けるおそれがあり、上述したようなアナロ
グ‐デジタル変換器からのデジタル出力信号に異変が生
じる。特に、デジタル信号の値と連続信号の値との間の
遷移しきい値と一致する発振を呈する、ゆっくり変化し
うるアナログ信号を考慮する場合、これらの発振が、変
換されたデジタル信号により制御すべきシステムに異変
を生ぜしめるおそれがある。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】上述した技術状態を考
慮して、本発明の目的は、上述した欠点を回避した逐次
近似アナログ‐デジタル変換器を提供せんとするにあ
る。
慮して、本発明の目的は、上述した欠点を回避した逐次
近似アナログ‐デジタル変換器を提供せんとするにあ
る。
【0005】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明によれば、逐次近似アナログ‐デジタル変換
器であって、外部クロック信号により時間制御され、N
ビットより成るデジタル信号をアナログ‐デジタル変換
によりN個のクロックサイクルで生ぜしめるのに適した
制御論理回路と、この制御論理回路により供給された前
記デジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル‐ア
ナログ変換器と、前記アナログ信号を、前記逐次近似ア
ナログ‐デジタル変換器に入力されるアナログ信号と比
較する比較器とを具える当該逐次近似アナログ‐デジタ
ル変換器において、前記制御論理回路が、前のアナログ
‐デジタル変換により得られたNビットより成る前のデ
ジタル信号を入れておくレジスタを有し、前記逐次近似
アナログ‐デジタル変換器は、クロックサイクル中に決
定する必要のある前記デジタル信号のビットに位置的に
一致する前記前のデジタル信号のビットが零である場合
に、前記デジタル‐アナログ変換器から出力されて前記
比較器に入力される前記アナログ信号を、プリセット値
だけ増大させうる装置を具えていることを特徴とするも
のである。
に、本発明によれば、逐次近似アナログ‐デジタル変換
器であって、外部クロック信号により時間制御され、N
ビットより成るデジタル信号をアナログ‐デジタル変換
によりN個のクロックサイクルで生ぜしめるのに適した
制御論理回路と、この制御論理回路により供給された前
記デジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル‐ア
ナログ変換器と、前記アナログ信号を、前記逐次近似ア
ナログ‐デジタル変換器に入力されるアナログ信号と比
較する比較器とを具える当該逐次近似アナログ‐デジタ
ル変換器において、前記制御論理回路が、前のアナログ
‐デジタル変換により得られたNビットより成る前のデ
ジタル信号を入れておくレジスタを有し、前記逐次近似
アナログ‐デジタル変換器は、クロックサイクル中に決
定する必要のある前記デジタル信号のビットに位置的に
一致する前記前のデジタル信号のビットが零である場合
に、前記デジタル‐アナログ変換器から出力されて前記
比較器に入力される前記アナログ信号を、プリセット値
だけ増大させうる装置を具えていることを特徴とするも
のである。
【0006】本発明によれば、更に、請求項5に規定し
た、アナログ信号をデジタル信号に変換する方法を提供
しうる。
た、アナログ信号をデジタル信号に変換する方法を提供
しうる。
【0007】本発明によれば、DACの出力に履歴(ヒ
ステリシス)を加えることにより、デジタル信号の値と
連続信号の値との間の遷移しきい値における発振を表わ
す、ゆっくり変化しうる信号を変換する場合に既知の逐
次近似アナログ‐デジタル変換器により与えられる異変
を排除しうる逐次近似アナログ‐デジタル変換器を得る
ことができる。
ステリシス)を加えることにより、デジタル信号の値と
連続信号の値との間の遷移しきい値における発振を表わ
す、ゆっくり変化しうる信号を変換する場合に既知の逐
次近似アナログ‐デジタル変換器により与えられる異変
を排除しうる逐次近似アナログ‐デジタル変換器を得る
ことができる。
【0008】
【発明の実施の形態】本発明の特徴及び利点は、添付図
面における以下の実施例に関する詳細な説明から明らか
となるであろう。しかし、本発明はこの実施例に限定さ
れるものではない。図1に示す本発明による逐次近似ア
ナログ‐デジタル変換器においては、制御論理回路1
が、デジタル‐アナログ変換器(DAC)2に入力され
るデジタル信号Dを発生する。DAC2はアナログ信号
Aを発生し、このアナログ信号が比較器3の負入力端子
に入力され、この比較器3はこのアナログ信号Aを、既
にサンプリングされたアナログ信号を表わすアナログ信
号Bと比較する。制御論理回路1は、時間制御される制
御論理回路である。その理由は、外部のクロックタイミ
ング信号(CLOCK)がこの制御論理回路に作用する
為である。DAC2と比較器3との間にはスイッチ4が
設けられており、このスイッチは可能な2つの位置5及
び6間で切換り、DAC2から出力されるアナログ電圧
信号Aが比較器3にそのまま入力される(この場合スイ
ッチ4は位置5にある)か、或いはDAC2から出力さ
れるアナログ電圧信号Aが低い値の電圧Voffsだけ増大
されて比較器3に入力される(この場合スイッチ4は位
置6にある)。スイッチ4は、制御論理回路1の一部で
ある制御回路20から生ぜしめられる信号Cにより制御
される。
面における以下の実施例に関する詳細な説明から明らか
となるであろう。しかし、本発明はこの実施例に限定さ
れるものではない。図1に示す本発明による逐次近似ア
ナログ‐デジタル変換器においては、制御論理回路1
が、デジタル‐アナログ変換器(DAC)2に入力され
るデジタル信号Dを発生する。DAC2はアナログ信号
Aを発生し、このアナログ信号が比較器3の負入力端子
に入力され、この比較器3はこのアナログ信号Aを、既
にサンプリングされたアナログ信号を表わすアナログ信
号Bと比較する。制御論理回路1は、時間制御される制
御論理回路である。その理由は、外部のクロックタイミ
ング信号(CLOCK)がこの制御論理回路に作用する
為である。DAC2と比較器3との間にはスイッチ4が
設けられており、このスイッチは可能な2つの位置5及
び6間で切換り、DAC2から出力されるアナログ電圧
信号Aが比較器3にそのまま入力される(この場合スイ
ッチ4は位置5にある)か、或いはDAC2から出力さ
れるアナログ電圧信号Aが低い値の電圧Voffsだけ増大
されて比較器3に入力される(この場合スイッチ4は位
置6にある)。スイッチ4は、制御論理回路1の一部で
ある制御回路20から生ぜしめられる信号Cにより制御
される。
【0009】逐次近似アナログ‐デジタル変換器用の制
御論理回路1は、一般に、図2に示すように、出力レジ
スタ11とデジタル回路12とを有し、デジタル回路1
2には外部クロック信号(CLOCK)と、開始(変換
の開始)信号(START)とが供給され、このデジタ
ル回路から終了(変換の終了)信号(END)が出力さ
れる。デジタル回路12は出力レジスタ11を制御する
とともに、前述したように制御回路20をも有すること
によりスイッチ4をも制御する。前に変換され出力レジ
スタ11に入れられていたデジタル信号D1が入力され
る制御回路20は、クロックサイクル中、変換するデジ
タル信号Dのビットに位置的に一致しているデジタル信
号D1のビットが零である場合にみ、スイッチ4を位置
6に切換える。
御論理回路1は、一般に、図2に示すように、出力レジ
スタ11とデジタル回路12とを有し、デジタル回路1
2には外部クロック信号(CLOCK)と、開始(変換
の開始)信号(START)とが供給され、このデジタ
ル回路から終了(変換の終了)信号(END)が出力さ
れる。デジタル回路12は出力レジスタ11を制御する
とともに、前述したように制御回路20をも有すること
によりスイッチ4をも制御する。前に変換され出力レジ
スタ11に入れられていたデジタル信号D1が入力され
る制御回路20は、クロックサイクル中、変換するデジ
タル信号Dのビットに位置的に一致しているデジタル信
号D1のビットが零である場合にみ、スイッチ4を位置
6に切換える。
【0010】このような種類の変換器の動作は以下の通
りである。ビット数がN=3であるものとすると、3ビ
ットの逐次近似変換器は3つのクロックサイクルを有す
る。デジタル信号Dはビットb0,b1,b2より成
り、レジスタ11には、ビットb0′,b1′,b2′
より成るデジタル信号D1である前の変換の結果を入れ
る。制御論理回路1は、デジタル信号Dのビットb0を
1とし、他の全てのビット(ビットb1及びb2)を0
とする。このデジタル信号DはDAC2に供給され、こ
のDAC2がアナログ信号A、例えば、0.5Vref を
発生する。ここに、Vref は、DAC2に入力される基
準電圧である。この時点で、デジタル信号D1のビット
b0′が0であると、制御回路20が、信号Cを介して
スイッチ4を位置6に位置させることにより、DAC2
から出力されるアナログ電圧信号Aを低電圧Voffsだけ
増大させることを命令し、ビットb0′が1であると、
アナログ信号Aを変えないようにする。このアナログ信
号Aは、比較器3においてアナログ信号Bと比較され
る。比較器3の出力が高レベルであると、制御論理回路
1はMSB(最上位ビット)を1にし、比較器3の出力
が低レベルであると、制御論理回路1はMSBを0にす
る。これにより、近似シーケンスの第1段階、すなわち
1クロックサイクルが終了する。この時点で、最上位ビ
ットの値が分る。再び、近似シーケンスを続けて、最上
位ビットb0を示された値にし、第2ビットb1を1に
し、ビットb2を0にしたデジタル信号DをDAC2に
供給する。この時点で、デジタル信号D1のビットb
1′が0であると、DAC2から出力されるアナログ電
圧信号Aが低電圧Voffsだけ増大され、ビットb1′が
1であると、アナログ信号Aは変えないままにされる。
比較器3で再び信号Bと信号Aとが比較され、この比較
器3の出力が高レベルであると、第2ビットが1にさ
れ、この出力が低レベルであると、第2ビットが0にさ
れる。この時点で、第2ビットも分る。再び、近似シー
ケンスを続けて、ビットb0及びb1を示された値に
し、ビットb2を1にしたデジタル信号DをDAC2に
供給する。この場合も、デジタル信号D1のビットb
2′が0であると、DAC2から出力されるアナログ電
圧信号Aが低電圧Voffsだけ増大され、ビットb2′が
1であると、アナログ信号Aは変えないままにされる。
比較器3で再び信号Bと信号Aとが比較され、この比較
器3の出力が高レベルであると、第3ビットが1にさ
れ、この出力が低レベルであると、第3ビットが0にさ
れる。この処理の終了時点で、信号Dがアナログ‐デジ
タル変換器の出力であるデジタル信号を決定する。
りである。ビット数がN=3であるものとすると、3ビ
ットの逐次近似変換器は3つのクロックサイクルを有す
る。デジタル信号Dはビットb0,b1,b2より成
り、レジスタ11には、ビットb0′,b1′,b2′
より成るデジタル信号D1である前の変換の結果を入れ
る。制御論理回路1は、デジタル信号Dのビットb0を
1とし、他の全てのビット(ビットb1及びb2)を0
とする。このデジタル信号DはDAC2に供給され、こ
のDAC2がアナログ信号A、例えば、0.5Vref を
発生する。ここに、Vref は、DAC2に入力される基
準電圧である。この時点で、デジタル信号D1のビット
b0′が0であると、制御回路20が、信号Cを介して
スイッチ4を位置6に位置させることにより、DAC2
から出力されるアナログ電圧信号Aを低電圧Voffsだけ
増大させることを命令し、ビットb0′が1であると、
アナログ信号Aを変えないようにする。このアナログ信
号Aは、比較器3においてアナログ信号Bと比較され
る。比較器3の出力が高レベルであると、制御論理回路
1はMSB(最上位ビット)を1にし、比較器3の出力
が低レベルであると、制御論理回路1はMSBを0にす
る。これにより、近似シーケンスの第1段階、すなわち
1クロックサイクルが終了する。この時点で、最上位ビ
ットの値が分る。再び、近似シーケンスを続けて、最上
位ビットb0を示された値にし、第2ビットb1を1に
し、ビットb2を0にしたデジタル信号DをDAC2に
供給する。この時点で、デジタル信号D1のビットb
1′が0であると、DAC2から出力されるアナログ電
圧信号Aが低電圧Voffsだけ増大され、ビットb1′が
1であると、アナログ信号Aは変えないままにされる。
比較器3で再び信号Bと信号Aとが比較され、この比較
器3の出力が高レベルであると、第2ビットが1にさ
れ、この出力が低レベルであると、第2ビットが0にさ
れる。この時点で、第2ビットも分る。再び、近似シー
ケンスを続けて、ビットb0及びb1を示された値に
し、ビットb2を1にしたデジタル信号DをDAC2に
供給する。この場合も、デジタル信号D1のビットb
2′が0であると、DAC2から出力されるアナログ電
圧信号Aが低電圧Voffsだけ増大され、ビットb2′が
1であると、アナログ信号Aは変えないままにされる。
比較器3で再び信号Bと信号Aとが比較され、この比較
器3の出力が高レベルであると、第3ビットが1にさ
れ、この出力が低レベルであると、第3ビットが0にさ
れる。この処理の終了時点で、信号Dがアナログ‐デジ
タル変換器の出力であるデジタル信号を決定する。
【0011】図3及び4のグラフには、これらのX座標
に示すデジタル信号Dが、それぞれ101及び011
で、対応するデジタル信号D1が、それぞれ101及び
011である場合に、比較器3に入力される電圧信号A
の例を示してある。図3及び4では、電圧信号Aの変化
を時間t/T(Tはクロック周期である)に関連して示
してあり、これから、デジタル信号Dのビットに位置的
に一致するデジタル信号D1のビットが0である度に、
電圧信号Aがいかに低電圧Voffsだけ増大されるかが分
る。電圧信号Aを低電圧Voffsだけ増大させることによ
り、デジタル信号の値と連続信号の値との間の遷移しき
い値における発振を表わす、ゆっくり変化しうる信号を
変換する場合に既知の逐次近似アナログ‐デジタル変換
器により与えられる異変を排除しうる電圧200の履歴
(ヒステリシス)を生ぜしめる。一般的には、電圧V
offsの値は1つの最下位ビット(LSB)の変換電圧の
値よりも小さくする。
に示すデジタル信号Dが、それぞれ101及び011
で、対応するデジタル信号D1が、それぞれ101及び
011である場合に、比較器3に入力される電圧信号A
の例を示してある。図3及び4では、電圧信号Aの変化
を時間t/T(Tはクロック周期である)に関連して示
してあり、これから、デジタル信号Dのビットに位置的
に一致するデジタル信号D1のビットが0である度に、
電圧信号Aがいかに低電圧Voffsだけ増大されるかが分
る。電圧信号Aを低電圧Voffsだけ増大させることによ
り、デジタル信号の値と連続信号の値との間の遷移しき
い値における発振を表わす、ゆっくり変化しうる信号を
変換する場合に既知の逐次近似アナログ‐デジタル変換
器により与えられる異変を排除しうる電圧200の履歴
(ヒステリシス)を生ぜしめる。一般的には、電圧V
offsの値は1つの最下位ビット(LSB)の変換電圧の
値よりも小さくする。
【0012】3ビットのアナログ‐デジタル変換器の場
合のDAC2及びスイッチ4の可能な構成例を図5に示
す。図5の回路100は、信号Cにより制御されるnチ
ャネルMOSトランジスタM1及びpチャネルMOSト
ランジスタM2と、抵抗R及びR/2を有する共通抵抗
列のDACと、このDAC2に入力されるデジタル信号
Dを構成するビットの値及びその否定値をそれぞれ表わ
す信号b0〜b2及びb0neg 〜b2neg により制御さ
れるスイッチとを有する。トランジスタM1を閉成させ
(導通させ)るとともにトランジスタM2を開放させ
(非導通とし)、回路100から出力される電圧信号A
を電圧Voffsだけ増大させなければならない場合に一般
に高レベルにある信号Cが低レベルになると、トランジ
スタM1を開放させるとともにトランジスタM2を閉成
させる。この場合、回路100から出力される電圧信号
Aは電圧VoffsをあらわすVref /16だけ増大する。
合のDAC2及びスイッチ4の可能な構成例を図5に示
す。図5の回路100は、信号Cにより制御されるnチ
ャネルMOSトランジスタM1及びpチャネルMOSト
ランジスタM2と、抵抗R及びR/2を有する共通抵抗
列のDACと、このDAC2に入力されるデジタル信号
Dを構成するビットの値及びその否定値をそれぞれ表わ
す信号b0〜b2及びb0neg 〜b2neg により制御さ
れるスイッチとを有する。トランジスタM1を閉成させ
(導通させ)るとともにトランジスタM2を開放させ
(非導通とし)、回路100から出力される電圧信号A
を電圧Voffsだけ増大させなければならない場合に一般
に高レベルにある信号Cが低レベルになると、トランジ
スタM1を開放させるとともにトランジスタM2を閉成
させる。この場合、回路100から出力される電圧信号
Aは電圧VoffsをあらわすVref /16だけ増大する。
【図1】 本発明による回路の原理図である。
【図2】 図1のブロック1の詳細回路図である。
【図3】 DACから出力される電圧の一形態を示す時
間線図である。
間線図である。
【図4】 DACから出力される電圧の他の形態を示す
時間線図である。
時間線図である。
【図5】 図1の回路に対するDACの詳細な一構成例
を示す回路線図である。
を示す回路線図である。
1 制御論理回路 2 デジタル‐アナログ変換器(DAC) 3 比較器 4 スイッチ 11 出力レジスタ 12 デジタル回路 20 制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マリオ タラントラ イタリア国 ミラノ 20010 バレッジオ ヴィア ドン カルロ リヴァ 7 Fターム(参考) 5J022 AA02 AB05 BA02 CD04 CE01 CF01 CG01
Claims (8)
- 【請求項1】 逐次近似アナログ‐デジタル変換器であ
って、 外部クロック信号(CLOCK)により時間制御され、
Nビットより成るデジタル信号(D)をアナログ‐デジ
タル変換によりN個のクロックサイクルで生ぜしめるの
に適した制御論理回路(1)と、 この制御論理回路(1)により供給された前記デジタル
信号(D)をアナログ信号(A)に変換するデジタル‐
アナログ変換器(2)と、 前記アナログ信号(A)を、前記逐次近似アナログ‐デ
ジタル変換器に入力されるアナログ信号(B)と比較す
る比較器(3)とを具える当該逐次近似アナログ‐デジ
タル変換器において、 前記制御論理回路(1)が、前のアナログ‐デジタル変
換により得られたNビットより成る前のデジタル信号
(D1)を入れておくレジスタ(11)を有し、前記逐
次近似アナログ‐デジタル変換器は、クロックサイクル
中に決定する必要のある前記デジタル信号(D)のビッ
トに位置的に一致する前記前のデジタル信号(D1)の
ビットが零である場合に、前記デジタル‐アナログ変換
器(2)から出力されて前記比較器(3)に入力される
前記アナログ信号(A)を、プリセット値(Voffs)だ
け増大させうる装置(4,20)を具えていることを特
徴とする逐次近似アナログ‐デジタル変換器。 - 【請求項2】 請求項1に記載の逐次近似アナログ‐デ
ジタル変換器において、前記装置(4,20)が、制御
回路(20)と、この制御回路(20)により、前記プ
リセット値(Voffs)を前記アナログ信号(A)に加え
る場合と加えない場合との可能な2つの位置(6,5)
に切換えうるスイッチ(4)とを有していることを特徴
とする逐次近似アナログ‐デジタル変換器。 - 【請求項3】 請求項1に記載の逐次近似アナログ‐デ
ジタル変換器において、前記デジタル‐アナログ変換器
から出力される前記アナログ信号(A)と、前記逐次近
似アナログ‐デジタル変換器に入力される前記アナログ
信号(B)とを電圧信号としたことを特徴とする逐次近
似アナログ‐デジタル変換器。 - 【請求項4】 請求項1に記載の逐次近似アナログ‐デ
ジタル変換器において、前記プリセット値(Voffs)
が、最下位ビット(LSB)の変換値よりもかなり小さ
いことを特徴とする逐次近似アナログ‐デジタル変換
器。 - 【請求項5】 アナログ信号(B)を、逐次近似アナロ
グ‐デジタル変換器によりN個のクロックサイクルでN
ビットのデジタル信号に変換する方法であって、前記逐
次近似アナログ‐デジタル変換器は、外部クロック信号
(CLOCK)により時間制御され、Nビットより成る
デジタル信号(D)をアナログ‐デジタル変換によりN
個のクロックサイクルで生ぜしめるのに適した制御論理
回路(1)と、この制御論理回路(1)により供給され
た前記デジタル信号(D)をアナログ信号(A)に変換
するデジタル‐アナログ変換器(2)と、前記アナログ
信号(A)を、逐次近似アナログ‐デジタル変換器に入
力されるアナログ信号(B)と比較する比較器(3)と
を具えるようにする変換方法において、前記制御論理回
路(1)が、前のアナログ‐デジタル変換により得られ
たNビットより成る前のデジタル信号(D1)を入れて
おくレジスタ(11)を有し、前記クロックサイクルの
各サイクルが、このクロックサイクル中に決定する必要
のある前記デジタル信号(D)のビットに位置的に一致
する前記前のデジタル信号(D1)のビットが零である
場合に、前記デジタル‐アナログ変換器(2)から出力
されて前記比較器(3)に入力される前記アナログ信号
(A)をプリセット値(Voffs)だけ増大させる工程を
有していることを特徴とする変換方法。 - 【請求項6】 請求項5に記載の変換方法において、前
記デジタル‐アナログ変換器(2)から出力されて前記
比較器(3)に入力される前記アナログ信号(A)をプ
リセット値(Voffs)だけ増大させるのを、制御回路
(20)と、この制御回路(20)により、前記プリセ
ット値(Voffs)を前記アナログ信号(A)に加える場
合と加えない場合との可能な2つの位置(6,5)に切
換えうるスイッチ(4)とを有している装置により行な
うことを特徴とする変換方法。 - 【請求項7】 請求項5に記載の変換方法において、前
記デジタル‐アナログ変換器から出力される前記アナロ
グ信号(A)と、前記逐次近似アナログ‐デジタル変換
器に入力される前記アナログ信号(B)とを電圧信号と
することを特徴とする変換方法。 - 【請求項8】 請求項5に記載の変換方法において、前
記プリセット値(Voffs)を、最下位ビット(LSB)
の変換値よりもかなり小さくすることを特徴とする変換
方法。
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