JP2001145337A - 適合性ブースト・スイッチング・プリレギュレータ並びにゲイン可変式電流制御のためのコントローラ及び方法 - Google Patents
適合性ブースト・スイッチング・プリレギュレータ並びにゲイン可変式電流制御のためのコントローラ及び方法Info
- Publication number
- JP2001145337A JP2001145337A JP2000318068A JP2000318068A JP2001145337A JP 2001145337 A JP2001145337 A JP 2001145337A JP 2000318068 A JP2000318068 A JP 2000318068A JP 2000318068 A JP2000318068 A JP 2000318068A JP 2001145337 A JP2001145337 A JP 2001145337A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- signal
- value
- current
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流直流形、及び直流直流形のブースト・ス
イッチング・プリレギュレータの、変換効率ないし総合
力率を改善する。 【構成】 ある電圧範囲内の異なった負荷電圧値に亙っ
て動作可能な負荷５００に対して使用するブースト・ス
イッチング・プリレギュレータ５０において、その出力
電圧値Ｖo （即ち負荷電圧値）を、適合性基準電圧源５
５０を備えた力率コントローラ３５５を用いて、入力電
源の電圧の関数として制御する。入力電圧値が低下した
ときには出力電圧値が自動的に低下するようにし、それ
によって変換効率を高い値に保つ。ゲイン可変式電流コ
ントローラを使用して、プリレギュレータの入力電流の
波形と大きさとを電源電圧の波形に沿わせるようにすれ
ば、力率の制御を悪化させる二次的な影響要因が、負荷
が軽くなったときに相対的に影響力を増すのを、防止す
ることができ、力率を良好な値に維持することができ
る。
イッチング・プリレギュレータの、変換効率ないし総合
力率を改善する。 【構成】 ある電圧範囲内の異なった負荷電圧値に亙っ
て動作可能な負荷５００に対して使用するブースト・ス
イッチング・プリレギュレータ５０において、その出力
電圧値Ｖo （即ち負荷電圧値）を、適合性基準電圧源５
５０を備えた力率コントローラ３５５を用いて、入力電
源の電圧の関数として制御する。入力電圧値が低下した
ときには出力電圧値が自動的に低下するようにし、それ
によって変換効率を高い値に保つ。ゲイン可変式電流コ
ントローラを使用して、プリレギュレータの入力電流の
波形と大きさとを電源電圧の波形に沿わせるようにすれ
ば、力率の制御を悪化させる二次的な影響要因が、負荷
が軽くなったときに相対的に影響力を増すのを、防止す
ることができ、力率を良好な値に維持することができ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ブースト・スイッチン
グ・パワー・コンバージョン並びに入力電流制御に関す
る。
グ・パワー・コンバージョン並びに入力電流制御に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】交流電灯線を電源として動作する種々の
電子機器（例えば、パーソナル・コンピュータ、ワーク
ステーション、ファクシミリ・マシン、各種コントロー
ラ等）が、オフィス、工場、ないしは家庭において広く
使用されるようになってきたため、電子機器の設計者や
末端ユーザ、或いは電力会社が、電子機器と交流電灯線
との間のインターフェースに対して、高い関心を寄せる
ようになってきている。従来、電灯線を電源とする電子
機器には、多くの場合、簡単な構成の容量形の入力用整
流回路が組み込まれていた。この入力用整流回路は、交
流電灯線の電圧を処理して、それをひとまず直流電源に
変えるものである。そして更にこの直流電源から、その
電子機器のシステム負荷が、必要な電力を取り出してい
た（多くの場合、このシステム負荷は、直流−直流コン
バータ等の、後置調節器（ポストレギュレータ）であ
り、この後置調節器によって、比較的高圧の整流回路出
力を処理して、その出力電圧を、電子機器の回路に電力
として供給するのに適した、より低い電圧へ変換してい
た）。しかしながら、この種の容量形の入力用整流回路
を使用することには、幾つかの短所が付随している。即
ち、容量形の入力用整流回路には、交流電灯線の半周期
ごとに一回ずつ存在しているピーク時付近の比較的短い
期間に、比較的大きなピーク電流が流れ込む。こうして
流れ込む電流の波形には高調波成分が含まれており、こ
の高調波成分のために、仮にその電流波形が、電灯線の
実質的に正弦波状の電圧波形に沿ったものであったなら
ば得られたはずのＲＭＳ電流値と比較して、そのＲＭＳ
電流値は非常に大きな値となっている。典型的な例とし
ては、容量形の入力用整流回路では、その力率の値（力
率の値は例えば、交流電灯線のＲＭＳ電圧値とＲＭＳ電
流値との積に対する、その整流回路から機器へ供給され
ている平均電力の比として求めることができる）が、
０．５〜０．６５の範囲内の値となっている。電子機器
の設計者にとっては、この力率の値は、１つの標準的な
電灯線コンセントから電力を供給することのできる電子
回路の実装量に、直接関係してくる数字である。例え
ば、供給電力の定格が１２００ワットの標準的なコンセ
ントに、力率が「１」の電子機器を接続した場合には、
その電子機器は、そのコンセントの定格電力を１００％
利用することができる。ところが、もし、その電子機器
の力率が「０．５」であったならば、実際に利用できる
電力は６００ワットだけとなり、残りの電力は、電灯線
との間を接続するインターフェースにおいて、循環高調
波電流の形で失われてしまうことになる。
電子機器（例えば、パーソナル・コンピュータ、ワーク
ステーション、ファクシミリ・マシン、各種コントロー
ラ等）が、オフィス、工場、ないしは家庭において広く
使用されるようになってきたため、電子機器の設計者や
末端ユーザ、或いは電力会社が、電子機器と交流電灯線
との間のインターフェースに対して、高い関心を寄せる
ようになってきている。従来、電灯線を電源とする電子
機器には、多くの場合、簡単な構成の容量形の入力用整
流回路が組み込まれていた。この入力用整流回路は、交
流電灯線の電圧を処理して、それをひとまず直流電源に
変えるものである。そして更にこの直流電源から、その
電子機器のシステム負荷が、必要な電力を取り出してい
た（多くの場合、このシステム負荷は、直流−直流コン
バータ等の、後置調節器（ポストレギュレータ）であ
り、この後置調節器によって、比較的高圧の整流回路出
力を処理して、その出力電圧を、電子機器の回路に電力
として供給するのに適した、より低い電圧へ変換してい
た）。しかしながら、この種の容量形の入力用整流回路
を使用することには、幾つかの短所が付随している。即
ち、容量形の入力用整流回路には、交流電灯線の半周期
ごとに一回ずつ存在しているピーク時付近の比較的短い
期間に、比較的大きなピーク電流が流れ込む。こうして
流れ込む電流の波形には高調波成分が含まれており、こ
の高調波成分のために、仮にその電流波形が、電灯線の
実質的に正弦波状の電圧波形に沿ったものであったなら
ば得られたはずのＲＭＳ電流値と比較して、そのＲＭＳ
電流値は非常に大きな値となっている。典型的な例とし
ては、容量形の入力用整流回路では、その力率の値（力
率の値は例えば、交流電灯線のＲＭＳ電圧値とＲＭＳ電
流値との積に対する、その整流回路から機器へ供給され
ている平均電力の比として求めることができる）が、
０．５〜０．６５の範囲内の値となっている。電子機器
の設計者にとっては、この力率の値は、１つの標準的な
電灯線コンセントから電力を供給することのできる電子
回路の実装量に、直接関係してくる数字である。例え
ば、供給電力の定格が１２００ワットの標準的なコンセ
ントに、力率が「１」の電子機器を接続した場合には、
その電子機器は、そのコンセントの定格電力を１００％
利用することができる。ところが、もし、その電子機器
の力率が「０．５」であったならば、実際に利用できる
電力は６００ワットだけとなり、残りの電力は、電灯線
との間を接続するインターフェースにおいて、循環高調
波電流の形で失われてしまうことになる。
【０００３】電灯線との間のインターフェースにおい
て、力率を略々「１」にするための従来の方法の１つ
に、電灯線の電圧を整流する整流回路とシステム負荷と
の間に、ブースト・スイッチング・パワー・コンバータ
を挿入するという方法がある（ブースト・スイッチング
・パワー・コンバータは、入力電源の電圧レベルよりも
高い電圧レベルで、負荷へ電力を供給するようにしたス
イッチング・パワー・コンバータである）。そして、力
率を「１」にするためのコントローラである、ユニティ
・パワ−・ファクタ・コントローラによって、そのブー
スト・スイッチング・パワー・コンバータの出力電圧
を、交流電灯線の正弦波電圧の予想される最大のピーク
値より高い略々一定のレベルに維持すると同時に、その
交流電灯線から流れ込む電流の電流波形を、その交流電
灯線の電圧波形に沿った形にしている。ユニティ・パワ
ー・ファクタ・プリレギュレータ方式（unity power fa
ctor preregulators）は、電力の大きさがそれと同一
の、一般的な容量形の入力用整流回路を用いた方式と比
較すると、使用する蓄電用キャパシタの大きさを著しく
縮小することができ、また、交流電灯線から流れ込む電
流のピーク電流値及びＲＭＳ電流値を大幅に低減するこ
とができ、更には、標準的な交流電源用コンセントの電
力定格を、略々１００％利用することができる方式とな
っている。この種の交流−直流コンバータの具体的な例
は、米国特許第４６７７３６６号（Wilkerson ）や、米
国特許第４９４０９２９号（Williams）に記載されてい
る。
て、力率を略々「１」にするための従来の方法の１つ
に、電灯線の電圧を整流する整流回路とシステム負荷と
の間に、ブースト・スイッチング・パワー・コンバータ
を挿入するという方法がある（ブースト・スイッチング
・パワー・コンバータは、入力電源の電圧レベルよりも
高い電圧レベルで、負荷へ電力を供給するようにしたス
イッチング・パワー・コンバータである）。そして、力
率を「１」にするためのコントローラである、ユニティ
・パワ−・ファクタ・コントローラによって、そのブー
スト・スイッチング・パワー・コンバータの出力電圧
を、交流電灯線の正弦波電圧の予想される最大のピーク
値より高い略々一定のレベルに維持すると同時に、その
交流電灯線から流れ込む電流の電流波形を、その交流電
灯線の電圧波形に沿った形にしている。ユニティ・パワ
ー・ファクタ・プリレギュレータ方式（unity power fa
ctor preregulators）は、電力の大きさがそれと同一
の、一般的な容量形の入力用整流回路を用いた方式と比
較すると、使用する蓄電用キャパシタの大きさを著しく
縮小することができ、また、交流電灯線から流れ込む電
流のピーク電流値及びＲＭＳ電流値を大幅に低減するこ
とができ、更には、標準的な交流電源用コンセントの電
力定格を、略々１００％利用することができる方式とな
っている。この種の交流−直流コンバータの具体的な例
は、米国特許第４６７７３６６号（Wilkerson ）や、米
国特許第４９４０９２９号（Williams）に記載されてい
る。
【０００４】更に、従来のユニティ・パワー・ファクタ
・プリレギュレータ方式では、コンバータへ入力する入
力電流の大きさを検出する電流検出素子には、一定の固
定した伝達特性を有する素子（例えば抵抗器や変流器
等）を使用していた。そして、この電流検出素子から得
られた電流検出信号を利用して、制御回路が、入力電流
の電流波形を、電灯線の電圧波形に沿わせるようにして
いた。そのため、コンバータの負荷が軽減されると、コ
ンバータの入力電流が減少すると同時に、その電流検出
素子から送出される電流検出信号の大きさも小さくなっ
ていた。その結果として、負荷が軽減された時には、二
次的な影響要因（例えば、増幅器のオフセット電圧や、
システムのスイッチング・ノイズ等）が、電流検出信号
の大きさに対して相対的に重要度を増し、そのために力
率の制御性能が劣化するという問題があった。
・プリレギュレータ方式では、コンバータへ入力する入
力電流の大きさを検出する電流検出素子には、一定の固
定した伝達特性を有する素子（例えば抵抗器や変流器
等）を使用していた。そして、この電流検出素子から得
られた電流検出信号を利用して、制御回路が、入力電流
の電流波形を、電灯線の電圧波形に沿わせるようにして
いた。そのため、コンバータの負荷が軽減されると、コ
ンバータの入力電流が減少すると同時に、その電流検出
素子から送出される電流検出信号の大きさも小さくなっ
ていた。その結果として、負荷が軽減された時には、二
次的な影響要因（例えば、増幅器のオフセット電圧や、
システムのスイッチング・ノイズ等）が、電流検出信号
の大きさに対して相対的に重要度を増し、そのために力
率の制御性能が劣化するという問題があった。
【０００５】
【発明の概要】本発明は、交流−直流ブースト・プリレ
ギュレータないし直流−直流ブースト・プリレギュレー
タの性能、並びに、それらブースト・プリレギュレータ
を組み込んだ機器の性能を、様々な面から向上させるも
のである。それら様々な面のうちの１つの局面において
は、ある電圧範囲内の異なった負荷電圧に亙って動作可
能な負荷に対して、適合性ブースト・スイッチング・プ
リレギュレータを用いる場合に、その負荷電圧を、入力
電源の電圧の関数として適合性を持って制御することに
より、そのプリレギュレータにおける変換効率（コンバ
ージョン効率）、並びにそのプリレギュレータと負荷と
の双方の信頼性を、改善ないし最適化することができる
ようにしている。また、別の局面においては、交流−直
流スイッチング・プリレギュレータの負荷が（従って入
力電流が）、広範なダイナミック・レンジに亙って変動
した際にも、ゲイン可変式の電流コントローラによっ
て、そのプリレギュレータの入力電流の波形及び大きさ
を正確に制御することができるようにしており、しかも
この入力電流の制御を、負荷の大きさによって実質的に
影響されない大きさを持つ信号どうしを比較することに
よって行なうようにしている。この方式とすることによ
って、これとは異なった種類のプリレギュレータにおい
ては、負荷が軽減した際にその力率の制御性能を劣化さ
せている、二次的な諸々の影響要因の、その影響力を低
減しているのである。
ギュレータないし直流−直流ブースト・プリレギュレー
タの性能、並びに、それらブースト・プリレギュレータ
を組み込んだ機器の性能を、様々な面から向上させるも
のである。それら様々な面のうちの１つの局面において
は、ある電圧範囲内の異なった負荷電圧に亙って動作可
能な負荷に対して、適合性ブースト・スイッチング・プ
リレギュレータを用いる場合に、その負荷電圧を、入力
電源の電圧の関数として適合性を持って制御することに
より、そのプリレギュレータにおける変換効率（コンバ
ージョン効率）、並びにそのプリレギュレータと負荷と
の双方の信頼性を、改善ないし最適化することができる
ようにしている。また、別の局面においては、交流−直
流スイッチング・プリレギュレータの負荷が（従って入
力電流が）、広範なダイナミック・レンジに亙って変動
した際にも、ゲイン可変式の電流コントローラによっ
て、そのプリレギュレータの入力電流の波形及び大きさ
を正確に制御することができるようにしており、しかも
この入力電流の制御を、負荷の大きさによって実質的に
影響されない大きさを持つ信号どうしを比較することに
よって行なうようにしている。この方式とすることによ
って、これとは異なった種類のプリレギュレータにおい
ては、負荷が軽減した際にその力率の制御性能を劣化さ
せている、二次的な諸々の影響要因の、その影響力を低
減しているのである。
【０００６】従って、概括的に述べるならば、本発明
の、その１つの局面における特徴は、ユニポーラ入力電
圧を供給する電源からの電力を変換してユニポーラ出力
電圧として負荷へ供給するようにしたブースト・スイッ
チング・プリレギュレータの制御を、次のようにして行
なうことにある。即ち、前記ユニポーラ入力電圧の大き
さに応じて、ある範囲の中で、前記ユニポーラ出力電圧
の大きさを変化させ、しかもその際に、(a)前記ユニポ
ーラ出力電圧が前記ユニポーラ入力電圧の大きさより小
さくならないようにし、且つ、(b)前記範囲の幅が該範
囲の最大値の少なくとも１０％の大きさであるようにし
て、その制御を行なうのである。
の、その１つの局面における特徴は、ユニポーラ入力電
圧を供給する電源からの電力を変換してユニポーラ出力
電圧として負荷へ供給するようにしたブースト・スイッ
チング・プリレギュレータの制御を、次のようにして行
なうことにある。即ち、前記ユニポーラ入力電圧の大き
さに応じて、ある範囲の中で、前記ユニポーラ出力電圧
の大きさを変化させ、しかもその際に、(a)前記ユニポ
ーラ出力電圧が前記ユニポーラ入力電圧の大きさより小
さくならないようにし、且つ、(b)前記範囲の幅が該範
囲の最大値の少なくとも１０％の大きさであるようにし
て、その制御を行なうのである。
【０００７】様々な好適実施例には、以下の諸々の特徴
が含まれている。先ず、それら好適実施例のうちのある
実施例においては、前記ユニポーラ入力電圧は、その電
圧値がＶinの実質的に直流の電圧であり、前記ユニポー
ラ出力電圧は、その電圧値がＶo の実質的に直流の電圧
である。また別のある実施例においては、前記ユニポー
ラ入力電圧は、交流電源から取り出された、ピーク値が
Ｖp の、時間的変化をするユニポーラ電圧であり、前記
ユニポーラ出力電圧の電圧値Ｖo は、それを、前記範囲
の中で、その電圧値Ｖo が前記ピーク値Ｖp より小さく
ならないようにして変化させている。前記範囲は、所定
の広がりを持った前記負荷の動作可能電圧範囲の内部に
包含される範囲としている。そして、前記ユニポーラ入
力電圧が上昇したならば前記ユニポーラ出力電圧を上昇
させ、前記ユニポーラ入力電圧が低下したならば前記ユ
ニポーラ出力電圧を低下させるようにしている。
が含まれている。先ず、それら好適実施例のうちのある
実施例においては、前記ユニポーラ入力電圧は、その電
圧値がＶinの実質的に直流の電圧であり、前記ユニポー
ラ出力電圧は、その電圧値がＶo の実質的に直流の電圧
である。また別のある実施例においては、前記ユニポー
ラ入力電圧は、交流電源から取り出された、ピーク値が
Ｖp の、時間的変化をするユニポーラ電圧であり、前記
ユニポーラ出力電圧の電圧値Ｖo は、それを、前記範囲
の中で、その電圧値Ｖo が前記ピーク値Ｖp より小さく
ならないようにして変化させている。前記範囲は、所定
の広がりを持った前記負荷の動作可能電圧範囲の内部に
包含される範囲としている。そして、前記ユニポーラ入
力電圧が上昇したならば前記ユニポーラ出力電圧を上昇
させ、前記ユニポーラ入力電圧が低下したならば前記ユ
ニポーラ出力電圧を低下させるようにしている。
【０００８】ある実施例では、前記ユニポーラ出力電圧
を２つの電圧値の間で、即ち第１負荷電圧値Ｖo1と第２
負荷電圧値Ｖo2との間で、変化させるようにしており、
前記第１負荷電圧値Ｖo1は、前記第２負荷電圧値Ｖo2よ
りも小さい値である。前記ユニポーラ出力電圧の設定
は、(a) 前記ユニポーラ入力電圧が、前記第１負荷電圧
値Ｖo1よりも小さい第２入力電圧値Ｖi2を超えている場
合は、このユニポーラ出力電圧を、前記第２負荷電圧値
Ｖo2に等しく設定し、また、(b) 前記ユニポーラ入力電
圧が、前記第２入力電圧値Ｖi2と前記第１負荷電圧値Ｖ
o1とのいずれよりも小さい第１入力電圧値Ｖi1を、更に
下回っている場合は、このユニポーラ出力電圧を、前記
第１負荷電圧値Ｖo1に等しく設定するようにしている。
更に，こうして設定したユニポーラ出力電圧は、(a) 前
記ユニポーラ入力電圧が前記第１入力電圧値Ｖi1を超え
て上昇したが前記第２入力電圧値Ｖi2を超えてはいない
場合は、そのユニポーラ出力電圧を、前記第１負荷電圧
値Ｖo1に維持すると共に、(b)前記ユニポーラ入力電圧
が前記第２入力電圧値Ｖi2以下にまで低下したが前記第
１入力電圧値Ｖi1を下回ってはいない場合は、そのユニ
ポーラ出力電圧を前記第２負荷電圧値Ｖo2に維持するよ
うにしている。また、１つの具体例においては、前記第
１入力電圧値Ｖi1を略々２００ボルトに、前記第２入力
電圧値Ｖi2を略々２３０ボルトに、前記第１負荷電圧値
Ｖo1を略々２５０ボルトに、そして前記第２負荷電圧値
Ｖo2を略々３８５ボルトにしている。
を２つの電圧値の間で、即ち第１負荷電圧値Ｖo1と第２
負荷電圧値Ｖo2との間で、変化させるようにしており、
前記第１負荷電圧値Ｖo1は、前記第２負荷電圧値Ｖo2よ
りも小さい値である。前記ユニポーラ出力電圧の設定
は、(a) 前記ユニポーラ入力電圧が、前記第１負荷電圧
値Ｖo1よりも小さい第２入力電圧値Ｖi2を超えている場
合は、このユニポーラ出力電圧を、前記第２負荷電圧値
Ｖo2に等しく設定し、また、(b) 前記ユニポーラ入力電
圧が、前記第２入力電圧値Ｖi2と前記第１負荷電圧値Ｖ
o1とのいずれよりも小さい第１入力電圧値Ｖi1を、更に
下回っている場合は、このユニポーラ出力電圧を、前記
第１負荷電圧値Ｖo1に等しく設定するようにしている。
更に，こうして設定したユニポーラ出力電圧は、(a) 前
記ユニポーラ入力電圧が前記第１入力電圧値Ｖi1を超え
て上昇したが前記第２入力電圧値Ｖi2を超えてはいない
場合は、そのユニポーラ出力電圧を、前記第１負荷電圧
値Ｖo1に維持すると共に、(b)前記ユニポーラ入力電圧
が前記第２入力電圧値Ｖi2以下にまで低下したが前記第
１入力電圧値Ｖi1を下回ってはいない場合は、そのユニ
ポーラ出力電圧を前記第２負荷電圧値Ｖo2に維持するよ
うにしている。また、１つの具体例においては、前記第
１入力電圧値Ｖi1を略々２００ボルトに、前記第２入力
電圧値Ｖi2を略々２３０ボルトに、前記第１負荷電圧値
Ｖo1を略々２５０ボルトに、そして前記第２負荷電圧値
Ｖo2を略々３８５ボルトにしている。
【０００９】またある実施例では、前記ユニポーラ出力
電圧の電圧値Ｖo を以下の所定の諸条件に従って設定す
るようにしている。即ち、それら所定の諸条件とは、
(a) 前記ユニポーラ入力電圧の電圧値Ｖinが、電圧値Ｖ
in1 より小さい場合は、Ｖo ＝Ｖo1とし、(b) 前記ユニ
ポーラ入力電圧の電圧値Ｖinが、電圧値Ｖin2 より大き
いが、電圧値Ｖo2より大きくない場合は、Ｖo ＝Ｖo2と
し、(c) 前記ユニポーラ入力電圧の電圧値Ｖinが、電圧
値Ｖin1 と電圧値Ｖin2 との間にある場合は、電圧値Ｖ
o を、電圧値Ｖo1と電圧値Ｖo2との間で線形的に変化さ
せるようにし、ここで、電圧値Ｖo2は電圧値Ｖo1と電圧
値Ｖin2 とのいずれよりも大きく、電圧値Ｖo1は電圧値
Ｖin1 よりも大きく、電圧値Ｖin2 は電圧値Ｖin1 より
も大きい、という条件である。また１つの具体例におい
ては、前記電圧値Ｖo1を略々３００ボルトに、前記電圧
値Ｖo2を略々３９０ボルトに、前記電圧値Ｖin1 を略々
２７０ボルトに、そして前記電圧値Ｖin2 を略々３８０
ボルトにしている。
電圧の電圧値Ｖo を以下の所定の諸条件に従って設定す
るようにしている。即ち、それら所定の諸条件とは、
(a) 前記ユニポーラ入力電圧の電圧値Ｖinが、電圧値Ｖ
in1 より小さい場合は、Ｖo ＝Ｖo1とし、(b) 前記ユニ
ポーラ入力電圧の電圧値Ｖinが、電圧値Ｖin2 より大き
いが、電圧値Ｖo2より大きくない場合は、Ｖo ＝Ｖo2と
し、(c) 前記ユニポーラ入力電圧の電圧値Ｖinが、電圧
値Ｖin1 と電圧値Ｖin2 との間にある場合は、電圧値Ｖ
o を、電圧値Ｖo1と電圧値Ｖo2との間で線形的に変化さ
せるようにし、ここで、電圧値Ｖo2は電圧値Ｖo1と電圧
値Ｖin2 とのいずれよりも大きく、電圧値Ｖo1は電圧値
Ｖin1 よりも大きく、電圧値Ｖin2 は電圧値Ｖin1 より
も大きい、という条件である。また１つの具体例におい
ては、前記電圧値Ｖo1を略々３００ボルトに、前記電圧
値Ｖo2を略々３９０ボルトに、前記電圧値Ｖin1 を略々
２７０ボルトに、そして前記電圧値Ｖin2 を略々３８０
ボルトにしている。
【００１０】前記コントローラは、適合性基準発生源を
含んでいるものとすることができ、この適合性基準発生
源は、前記ユニポーラ入力電圧の大きさ（またはピーク
値）を表わす入力信号を受け取り、また、この適合性基
準発生源は、前記コントローラが前記ユニポーラ出力電
圧を（またはその平均電圧値を）その値に維持すべき電
圧値を表わす基準信号Ｖraを送出し、また、この適合性
基準発生源は、予め定められている前記範囲に亙って前
記ユニポーラ出力電圧の電圧値を（またはその平均電圧
値を）調節するための手段として、前記基準信号Ｖraの
大きさを変化させるものとすることができる。
含んでいるものとすることができ、この適合性基準発生
源は、前記ユニポーラ入力電圧の大きさ（またはピーク
値）を表わす入力信号を受け取り、また、この適合性基
準発生源は、前記コントローラが前記ユニポーラ出力電
圧を（またはその平均電圧値を）その値に維持すべき電
圧値を表わす基準信号Ｖraを送出し、また、この適合性
基準発生源は、予め定められている前記範囲に亙って前
記ユニポーラ出力電圧の電圧値を（またはその平均電圧
値を）調節するための手段として、前記基準信号Ｖraの
大きさを変化させるものとすることができる。
【００１１】更に本発明は、また別の局面においては、
コントローラそれ自体を特徴とするものである。概括的
に述べるならば、本発明の、その別の局面における特徴
は、スイッチング・パワー・コンバータから供給を受け
ている負荷の大きさが広範に変動したときにも、そのス
イッチング・パワー・コンバータへ流れ込む入力電流を
制御することが可能なように、その入力電流を、第１信
号の大きさに応じて、次のように制御することにある。
即ち、第２信号と第３信号との比較に基づいて入力電流
制御信号を生成するようにしており、前記第２信号は、
前記入力電流の変動ないし前記第１信号の変動に影響さ
れない信号であり、一方、前記第３信号は、前記入力電
流の変動ないし前記第１信号の変動に影響される信号で
ある。そして、前記入力電流制御信号は、前記第３信号
の値を前記第２信号の値へ近付けるようにすることによ
って、前記第３信号の大きさが、前記第２信号の大きさ
に略々等しく維持されるようにする制御信号である。
コントローラそれ自体を特徴とするものである。概括的
に述べるならば、本発明の、その別の局面における特徴
は、スイッチング・パワー・コンバータから供給を受け
ている負荷の大きさが広範に変動したときにも、そのス
イッチング・パワー・コンバータへ流れ込む入力電流を
制御することが可能なように、その入力電流を、第１信
号の大きさに応じて、次のように制御することにある。
即ち、第２信号と第３信号との比較に基づいて入力電流
制御信号を生成するようにしており、前記第２信号は、
前記入力電流の変動ないし前記第１信号の変動に影響さ
れない信号であり、一方、前記第３信号は、前記入力電
流の変動ないし前記第１信号の変動に影響される信号で
ある。そして、前記入力電流制御信号は、前記第３信号
の値を前記第２信号の値へ近付けるようにすることによ
って、前記第３信号の大きさが、前記第２信号の大きさ
に略々等しく維持されるようにする制御信号である。
【００１２】更に、本発明の様々な好適実施例には、以
下の諸々の特徴が含まれている。先ず、前記第２信号
は、前記入力電流の目標波形である時間的変化をする波
形に対応した基準信号であり、また、前記第３信号は、
前記入力電流の実測瞬時値と、前記第１信号とに基づい
て決まる信号である。更に、前記第３信号は、前記第１
信号に対して単調変化する伝達ゲインと、前記入力電流
の実測瞬時値に比例した大きさを持つ電流検出信号との
積である。前記第１信号は、前記入力電流の目標とする
大きさを指定する信号であり、前記入力電流制御信号
は、前記入力電流を制御するための手段として、前記ス
イッチング・パワー・コンバータに含まれている１つま
たは複数のスイッチの開状態の相対的時間長さ及び閉状
態の相対的時間長さを制御するものである。前記コント
ローラは、(a) 前記第１信号と前記電流検出信号とを受
け取り、該電流検出信号と該第１信号の関数として単調
変化する伝達ゲインとの積である前記第３信号を送出す
る可変ゲイン素子と、(b) 前記第３信号と前記第２信号
とを比較する電流誤差増幅器であって、その出力を、前
記第３信号を前記第２信号に略々等しく維持するための
前記入力電流制御信号として送出することによって前記
入力電流を制御する、電流誤差増幅器とを含んでおり、
それによって、前記第１信号の大きさが変化し、従って
前記入力電流の大きさが変化した際にも、前記第３信号
の大きさと前記第２信号の大きさとが互いに略々等しく
維持されるように、即ち該第３信号の大きさが略々該第
２信号の大きさに等しく維持されるようにしてある。
尚、前記可変ゲイン素子は乗算器、或いは分圧回路とす
ることができる。
下の諸々の特徴が含まれている。先ず、前記第２信号
は、前記入力電流の目標波形である時間的変化をする波
形に対応した基準信号であり、また、前記第３信号は、
前記入力電流の実測瞬時値と、前記第１信号とに基づい
て決まる信号である。更に、前記第３信号は、前記第１
信号に対して単調変化する伝達ゲインと、前記入力電流
の実測瞬時値に比例した大きさを持つ電流検出信号との
積である。前記第１信号は、前記入力電流の目標とする
大きさを指定する信号であり、前記入力電流制御信号
は、前記入力電流を制御するための手段として、前記ス
イッチング・パワー・コンバータに含まれている１つま
たは複数のスイッチの開状態の相対的時間長さ及び閉状
態の相対的時間長さを制御するものである。前記コント
ローラは、(a) 前記第１信号と前記電流検出信号とを受
け取り、該電流検出信号と該第１信号の関数として単調
変化する伝達ゲインとの積である前記第３信号を送出す
る可変ゲイン素子と、(b) 前記第３信号と前記第２信号
とを比較する電流誤差増幅器であって、その出力を、前
記第３信号を前記第２信号に略々等しく維持するための
前記入力電流制御信号として送出することによって前記
入力電流を制御する、電流誤差増幅器とを含んでおり、
それによって、前記第１信号の大きさが変化し、従って
前記入力電流の大きさが変化した際にも、前記第３信号
の大きさと前記第２信号の大きさとが互いに略々等しく
維持されるように、即ち該第３信号の大きさが略々該第
２信号の大きさに等しく維持されるようにしてある。
尚、前記可変ゲイン素子は乗算器、或いは分圧回路とす
ることができる。
【００１３】また、前記可変ゲイン素子は、前記第１信
号を受け取る入力ポートと、２つの出力端子を備えた出
力ポートとを有する、電気的制御が可能な抵抗によって
構成することもできる。前記２つの出力端子の間の抵抗
Ｒは、前記第１信号の大きさの関数として単調変化する
ものにしておく。前記電流検出信号は、前記２つの出力
端子の間を流れる電流であり、前記第３信号は、それら
２つの出力端子の間の電圧である。前記電気的制御可能
抵抗は、例えば、電界効果トランジスタとすることがで
き、その場合、前記電気的制御可能抵抗の前記２つの出
力端子は、この電界効果トランジスタのドレイン端子と
ソース端子とであり、また、前記入力ポートは、この電
界効果トランジスタのゲート端子である。ある実施例で
は、前記入力電流の全てが前記２つの出力端子の間を流
れるようにしてある。また、別のある実施例では、前記
入力電流の一部分が前記２つの出力端子の間を流れるよ
うにしてある。また、ある実施例においては、前記電流
検出信号が、１つまたは複数の変流器から前記電気的制
御可能抵抗素子へ供給されるようにしてある。
号を受け取る入力ポートと、２つの出力端子を備えた出
力ポートとを有する、電気的制御が可能な抵抗によって
構成することもできる。前記２つの出力端子の間の抵抗
Ｒは、前記第１信号の大きさの関数として単調変化する
ものにしておく。前記電流検出信号は、前記２つの出力
端子の間を流れる電流であり、前記第３信号は、それら
２つの出力端子の間の電圧である。前記電気的制御可能
抵抗は、例えば、電界効果トランジスタとすることがで
き、その場合、前記電気的制御可能抵抗の前記２つの出
力端子は、この電界効果トランジスタのドレイン端子と
ソース端子とであり、また、前記入力ポートは、この電
界効果トランジスタのゲート端子である。ある実施例で
は、前記入力電流の全てが前記２つの出力端子の間を流
れるようにしてある。また、別のある実施例では、前記
入力電流の一部分が前記２つの出力端子の間を流れるよ
うにしてある。また、ある実施例においては、前記電流
検出信号が、１つまたは複数の変流器から前記電気的制
御可能抵抗素子へ供給されるようにしてある。
【００１４】我々が良く見かける負荷の多くは、ある電
圧範囲の中であれば、異なった負荷電圧に亙って動作可
能である。本発明は、この事実を、プリレギュレータに
利用できるようにしたものである。プリレギュレータの
効率という観点、並びにシステム全体の効率及び信頼性
という観点からは、その種の負荷に対してプリレギュレ
ータが供給する電圧は、変化するようにしておくのが有
利である。
圧範囲の中であれば、異なった負荷電圧に亙って動作可
能である。本発明は、この事実を、プリレギュレータに
利用できるようにしたものである。プリレギュレータの
効率という観点、並びにシステム全体の効率及び信頼性
という観点からは、その種の負荷に対してプリレギュレ
ータが供給する電圧は、変化するようにしておくのが有
利である。
【００１５】本発明に係るプリレギュレータは、入力電
源の電圧が低下したならば、その出力電圧も自動的に低
下するようにしてあるため、プリレギュレータの変換効
率の悪化を、最小限にとどめることができる。これが可
能であるのは、ブースト・スイッチング・パワー・コン
バータには、分流電流経路が、その必須の要素として含
まれていることによるものである。即ち、この分流電流
経路を流れる電流の平均値は、コンバータの入力電流の
平均値とコンバータの出力電流の平均値との間の差に等
しい。理論的には、分流電流経路を流れる電流は、１つ
または複数のスイッチング素子の制御の下に損失を発生
することなく流れることになっている。しかしながら、
当然のことであるが、実際には、この分流電流経路を流
れる電流に損失が伴わないことはあり得ず、しかもその
損失の大きさは分流電流が増えるにつれて増大する。本
発明に係るプリレギュレータは、入力電圧が低下したな
らば出力電圧を低下させるため、入力電圧が低下したと
きに分流電流の平均値を低下させることができ、それに
よって、分流電流経路において発生する損失を減少させ
て、プリレギュレータの変換効率を向上させることがで
きるのである。
源の電圧が低下したならば、その出力電圧も自動的に低
下するようにしてあるため、プリレギュレータの変換効
率の悪化を、最小限にとどめることができる。これが可
能であるのは、ブースト・スイッチング・パワー・コン
バータには、分流電流経路が、その必須の要素として含
まれていることによるものである。即ち、この分流電流
経路を流れる電流の平均値は、コンバータの入力電流の
平均値とコンバータの出力電流の平均値との間の差に等
しい。理論的には、分流電流経路を流れる電流は、１つ
または複数のスイッチング素子の制御の下に損失を発生
することなく流れることになっている。しかしながら、
当然のことであるが、実際には、この分流電流経路を流
れる電流に損失が伴わないことはあり得ず、しかもその
損失の大きさは分流電流が増えるにつれて増大する。本
発明に係るプリレギュレータは、入力電圧が低下したな
らば出力電圧を低下させるため、入力電圧が低下したと
きに分流電流の平均値を低下させることができ、それに
よって、分流電流経路において発生する損失を減少させ
て、プリレギュレータの変換効率を向上させることがで
きるのである。
【００１６】このようにプリレギュレータの出力電圧を
変化させることによって、更にシステム全体の効率及び
信頼性も向上させることができる。即ち、プリレギュレ
ータの出力電圧を低下させれば、プリレギュレータの中
に使用されている部品や負荷の中に使用されている部品
に加わっている、電圧によるストレスが軽減されるた
め、動作電圧の余裕が増大する。また、ある種の後置調
節用の負荷（例えば直流−直流コンバータや、スイッチ
ング増幅器等）は、負荷電圧を低下させことによって、
その変換効率を向上させることができる。その他の利点
並びに特徴については、以下の好適実施例の説明を参照
することにより、明瞭に理解することができよう。
変化させることによって、更にシステム全体の効率及び
信頼性も向上させることができる。即ち、プリレギュレ
ータの出力電圧を低下させれば、プリレギュレータの中
に使用されている部品や負荷の中に使用されている部品
に加わっている、電圧によるストレスが軽減されるた
め、動作電圧の余裕が増大する。また、ある種の後置調
節用の負荷（例えば直流−直流コンバータや、スイッチ
ング増幅器等）は、負荷電圧を低下させことによって、
その変換効率を向上させることができる。その他の利点
並びに特徴については、以下の好適実施例の説明を参照
することにより、明瞭に理解することができよう。
【００１７】
【実施例】交流電源で動作させる電子機器の多くは、先
ず最初に交流の入力電源を、その電子機器の回路が使用
することのできる直流電圧へと変換する必要がある。こ
の交流−直流変換のプロセスに関して、その能率の良否
を表わす重要な数字は、総合力率である。総合力率は、
交流電源から交流−直流コンバータへ流れ込んでいるＲ
ＭＳ電流が、負荷へ直流電力を供給する上で、どの程度
まで有効に利用されているかを示す指標となるものであ
る。従って、総合力率は次の式１で表わされる。
ず最初に交流の入力電源を、その電子機器の回路が使用
することのできる直流電圧へと変換する必要がある。こ
の交流−直流変換のプロセスに関して、その能率の良否
を表わす重要な数字は、総合力率である。総合力率は、
交流電源から交流−直流コンバータへ流れ込んでいるＲ
ＭＳ電流が、負荷へ直流電力を供給する上で、どの程度
まで有効に利用されているかを示す指標となるものであ
る。従って、総合力率は次の式１で表わされる。
【数１】 この式１において、Ｐdcは交流−直流コンバータから供
給されている平均直流電力、Ｖrms は交流電源のＲＭＳ
電圧、そしてＩrms はその交流電源から交流−直流コン
バータへ流れ込んでいるＲＭＳ電流である。その基本構
成が整流器とその後に接続した充電用キャパシタとから
成る簡単な構成の従来の交流−直流コンバータでは、総
合力率は比較的小さな値となっているが（例えば０．
５）、その原因は、交流電源からその種の交流−直流コ
ンバータへ流れ込む電流は、その交流電源の電圧波形に
対して甚だしく歪んでいることにある。これによって力
率が悪化するわけは、入力電流の高調波成分は、流れ込
むＲＭＳ電流を増加させるだけで、送出される直流電力
を増加させはしないからである。
給されている平均直流電力、Ｖrms は交流電源のＲＭＳ
電圧、そしてＩrms はその交流電源から交流−直流コン
バータへ流れ込んでいるＲＭＳ電流である。その基本構
成が整流器とその後に接続した充電用キャパシタとから
成る簡単な構成の従来の交流−直流コンバータでは、総
合力率は比較的小さな値となっているが（例えば０．
５）、その原因は、交流電源からその種の交流−直流コ
ンバータへ流れ込む電流は、その交流電源の電圧波形に
対して甚だしく歪んでいることにある。これによって力
率が悪化するわけは、入力電流の高調波成分は、流れ込
むＲＭＳ電流を増加させるだけで、送出される直流電力
を増加させはしないからである。
【００１８】図１は、力率を能動的に制御するための、
従来の方法を図示したものである。この方法では、交流
電源３０を、全波整流器６００を介して整流し、その全
波整流した電圧Ｖs をブースト・スイッチング・パワー
・コンバータ（boost switching power converter ）１
００へ供給している。また、それと共に、このブースト
・コンバータ１００を、制御信号Ｖc で制御しており、
この制御信号Ｖc は、力率コントローラ３５０から、こ
のブースト・コンバータの制御入力１９０へ供給されて
いる。この制御により、ブースト・コンバータ１００の
直流出力電圧Ｖout を、入力電源３０のピーク値Ｖp よ
り大きい略々一定の値Ｖo （この値Ｖo は、コントロー
ラ３５０の中に組み込まれている基準電圧源９０の固定
基準電圧Ｖref によって指定される）に維持すると共
に、このブースト・コンバータ１００へ流れ込む入力電
流Ｉinの波形を、所定の周期波形である基準波形Ｖw に
沿わせるようにしており、この基準波形Ｖw は交流電源
の各々の半周期に同期した波形である。この種の従来の
コントローラ３５０の具体例は、米国特許第４６７７３
６６号（Wilkerson ）並びに米国特許第４９４０９２９
号（Williams）に記載されている。多くの場合、基準波
形Ｖw は、整流した電源電圧Ｖs から得るようにしてお
り（図１参照）、そうして得た交流電源の正弦波状の変
化に、入力電流の波形を沿わせるようにしている（この
方法は、例えば上述の２件の米国特許に記載されている
方法である）。また、別の方法として、基準波形を、非
正弦波状の波形とすることも提案されており、その場
合、例えば矩形状の電流波形としている。具体的にどの
ような波形を選択するかにかかわらず、入力電流の波形
の制御を行ないさえすれば、その波形の高調波成分が予
測可能になり、ひいては、そのプリレギュレータ１５の
力率が予測可能になる。
従来の方法を図示したものである。この方法では、交流
電源３０を、全波整流器６００を介して整流し、その全
波整流した電圧Ｖs をブースト・スイッチング・パワー
・コンバータ（boost switching power converter ）１
００へ供給している。また、それと共に、このブースト
・コンバータ１００を、制御信号Ｖc で制御しており、
この制御信号Ｖc は、力率コントローラ３５０から、こ
のブースト・コンバータの制御入力１９０へ供給されて
いる。この制御により、ブースト・コンバータ１００の
直流出力電圧Ｖout を、入力電源３０のピーク値Ｖp よ
り大きい略々一定の値Ｖo （この値Ｖo は、コントロー
ラ３５０の中に組み込まれている基準電圧源９０の固定
基準電圧Ｖref によって指定される）に維持すると共
に、このブースト・コンバータ１００へ流れ込む入力電
流Ｉinの波形を、所定の周期波形である基準波形Ｖw に
沿わせるようにしており、この基準波形Ｖw は交流電源
の各々の半周期に同期した波形である。この種の従来の
コントローラ３５０の具体例は、米国特許第４６７７３
６６号（Wilkerson ）並びに米国特許第４９４０９２９
号（Williams）に記載されている。多くの場合、基準波
形Ｖw は、整流した電源電圧Ｖs から得るようにしてお
り（図１参照）、そうして得た交流電源の正弦波状の変
化に、入力電流の波形を沿わせるようにしている（この
方法は、例えば上述の２件の米国特許に記載されている
方法である）。また、別の方法として、基準波形を、非
正弦波状の波形とすることも提案されており、その場
合、例えば矩形状の電流波形としている。具体的にどの
ような波形を選択するかにかかわらず、入力電流の波形
の制御を行ないさえすれば、その波形の高調波成分が予
測可能になり、ひいては、そのプリレギュレータ１５の
力率が予測可能になる。
【００１９】図１に示したブースト・スイッチング・コ
ンバータ１００は、例えば、入力電圧値よりも大きな出
力電圧値で負荷へ電力を供給するようにした種類のスイ
ッチング・パワー・コンバータのうちの１つであって、
しかも、その回路部品が理想的なものであれば、電力損
失を生じることなくその電圧変換を実行することができ
る種類のスイッチング・パワー・コンバータである。こ
の種のコンバータは、コンバータの入力電圧が、その出
力電圧より高くならないことを条件として、出力電圧と
入力電流とに対する能動制御を（従って、力率の能動制
御を）維持することができるようになっている。そのた
め従来のプリレギュレータでは、その出力電圧が、実質
的に固定した一定値になるように設定しており、しかも
その一定値を、所望の入力電源電圧の、そのピーク値の
最大値Ｖpmaxより大きな値にしている。ところが、多く
の用途においては、コンバータの負荷は、ある負荷電圧
範囲内において動作可能であり、そのように幅を持った
電圧値で動作可能な負荷の性能及び信頼性が、上述のよ
うに入力電源電圧のピーク値のみを考慮して設定した負
荷電圧において、たまたま最適な性能及び信頼性となる
可能性は小さい。例えば、交流−直流プリレギュレータ
から、直流−直流コンバータへ電源を供給し、この直流
−直流コンバータが、交流−直流プリレギュレータの直
流出力電圧を後置調節（postregulate）して、電子機器
に適した電圧にするということがしばしば行なわれてい
る。このような使い方をする直流−直流コンバータは、
例えば直流１８０ボルトから４００ボルトまでの範囲内
の負荷電圧で動作可能であることがある（ここで負荷電
圧というのは、交流−直流プリレギュレータの出力か
ら、直流−直流コンバータの入力へ供給されている電圧
のことである）。しかも、その装置（即ち直流−直流コ
ンバータ）は、負荷電圧が直流３００ボルトの近傍にあ
るときに、その変換効率が最適値を取るものであるかも
知れず、しかも、その負荷電圧を低下させる程、その動
作の信頼性が向上することが期待されるものであるかも
知れない（負荷電圧の低下によって信頼性が向上するこ
とがあり得るのは、直流−直流コンバータの中に使用さ
れている部品に加わっている、電圧によるストレスが軽
減されるためである）。もし、これらの負荷が最大動作
電源条件だけを考慮して定めた、固定したプリレギュレ
ータの出力電圧で連続的に動作されるならば（例えば、
電源電圧の最大値がＲＭＳ電圧で２７０ボルト（ピーク
電圧で３８１ボルト）である場合に、その電源電圧での
動作に適するように、プリレギュレータの出力電圧を直
流３８５ボルトに設定して不変としたならば）、それに
よって、その負荷の変換効率及び信頼性が損なわれるこ
とになる。
ンバータ１００は、例えば、入力電圧値よりも大きな出
力電圧値で負荷へ電力を供給するようにした種類のスイ
ッチング・パワー・コンバータのうちの１つであって、
しかも、その回路部品が理想的なものであれば、電力損
失を生じることなくその電圧変換を実行することができ
る種類のスイッチング・パワー・コンバータである。こ
の種のコンバータは、コンバータの入力電圧が、その出
力電圧より高くならないことを条件として、出力電圧と
入力電流とに対する能動制御を（従って、力率の能動制
御を）維持することができるようになっている。そのた
め従来のプリレギュレータでは、その出力電圧が、実質
的に固定した一定値になるように設定しており、しかも
その一定値を、所望の入力電源電圧の、そのピーク値の
最大値Ｖpmaxより大きな値にしている。ところが、多く
の用途においては、コンバータの負荷は、ある負荷電圧
範囲内において動作可能であり、そのように幅を持った
電圧値で動作可能な負荷の性能及び信頼性が、上述のよ
うに入力電源電圧のピーク値のみを考慮して設定した負
荷電圧において、たまたま最適な性能及び信頼性となる
可能性は小さい。例えば、交流−直流プリレギュレータ
から、直流−直流コンバータへ電源を供給し、この直流
−直流コンバータが、交流−直流プリレギュレータの直
流出力電圧を後置調節（postregulate）して、電子機器
に適した電圧にするということがしばしば行なわれてい
る。このような使い方をする直流−直流コンバータは、
例えば直流１８０ボルトから４００ボルトまでの範囲内
の負荷電圧で動作可能であることがある（ここで負荷電
圧というのは、交流−直流プリレギュレータの出力か
ら、直流−直流コンバータの入力へ供給されている電圧
のことである）。しかも、その装置（即ち直流−直流コ
ンバータ）は、負荷電圧が直流３００ボルトの近傍にあ
るときに、その変換効率が最適値を取るものであるかも
知れず、しかも、その負荷電圧を低下させる程、その動
作の信頼性が向上することが期待されるものであるかも
知れない（負荷電圧の低下によって信頼性が向上するこ
とがあり得るのは、直流−直流コンバータの中に使用さ
れている部品に加わっている、電圧によるストレスが軽
減されるためである）。もし、これらの負荷が最大動作
電源条件だけを考慮して定めた、固定したプリレギュレ
ータの出力電圧で連続的に動作されるならば（例えば、
電源電圧の最大値がＲＭＳ電圧で２７０ボルト（ピーク
電圧で３８１ボルト）である場合に、その電源電圧での
動作に適するように、プリレギュレータの出力電圧を直
流３８５ボルトに設定して不変としたならば）、それに
よって、その負荷の変換効率及び信頼性が損なわれるこ
とになる。
【００２０】このように、その出力電圧を高い値に固定
したままでブースト・スイッチング・コンバータ１００
を動作させるようにした場合には、以上に加えて更に、
交流電源電圧がＶpmax以下に低下したときに、このブー
スト・スイッチング・コンバータ１００の変換効率並び
に信頼性が低下することになる。この点につき、図２を
参照して説明する。図２は、従来のブースト・スイッチ
ング・コンバータのうちの一種を示したものである。同
図において、ブースト・スイッチング・コンバータ１０
０は、入力側インダクタ１０５と、電解効果トランジス
タ（ＦＥＴ）スイッチ１０６と、ダイオード１０７と、
出力側キャパシタ２００とから構成されている。その動
作は以下のとおりである。先ず、このブースト・スイッ
チング・コンバータ１００の１回の動作サイクルの中
で、スイッチ１０６がオン・オフする周波数は一定値に
固定してあり、また、分流電流（shunt current）Ｉs
の平均値を制御するための手段として、このスイッチ１
０６のデューティ・サイクル（即ち、動作サイクルの中
でこのスイッチ１０６がオン状態にある時間の割合Ｄ）
を変化させるようにしている。インダクタ１０５は、入
力電流を平滑化して、その入力電流を、動作サイクルの
間を通して略々一定の大きさに維持する。一方、出力側
キャパシタ２００は、出力電流Ｉo の変動による影響を
平滑化する。これらの働きによって、このコンバータ１
００は、実質的に直流の出力電圧を供給することができ
るようになっている。スイッチ１０６がオン状態にある
ときには、分流電流Ｉs の大きさは、入力電流Ｉinの全
体に等しくなっている、一方、スイッチ１０６がオフ状
態にあるときには、分流電流Ｉs はゼロであり、そのた
め入力電流Ｉinは、その全体がダイオード１０７を通っ
てキャパシタ２００及び負荷（不図示）へ流れている。
従って、例えば、入力電圧値Ｖinと出力電圧値Ｖo と
が、いずれも直流値であり、また、スイッチ１０６が、
デューティ・サイクルＤで開閉している場合には、回路
の損失を無視した１次の近似においては、分流電流と出
力電流の、各々の平均電流値（動作サイクルと比較して
充分長い時間に亙って平均した値）は、Ｉs ＝Ｄ・Ｉin
と、Ｉo ＝（１−Ｄ）・Ｉinとで表わされる。また、電
流の保存則から次の式２が得られ、更にエネルギの保存
則から次の式３が得られる。
したままでブースト・スイッチング・コンバータ１００
を動作させるようにした場合には、以上に加えて更に、
交流電源電圧がＶpmax以下に低下したときに、このブー
スト・スイッチング・コンバータ１００の変換効率並び
に信頼性が低下することになる。この点につき、図２を
参照して説明する。図２は、従来のブースト・スイッチ
ング・コンバータのうちの一種を示したものである。同
図において、ブースト・スイッチング・コンバータ１０
０は、入力側インダクタ１０５と、電解効果トランジス
タ（ＦＥＴ）スイッチ１０６と、ダイオード１０７と、
出力側キャパシタ２００とから構成されている。その動
作は以下のとおりである。先ず、このブースト・スイッ
チング・コンバータ１００の１回の動作サイクルの中
で、スイッチ１０６がオン・オフする周波数は一定値に
固定してあり、また、分流電流（shunt current）Ｉs
の平均値を制御するための手段として、このスイッチ１
０６のデューティ・サイクル（即ち、動作サイクルの中
でこのスイッチ１０６がオン状態にある時間の割合Ｄ）
を変化させるようにしている。インダクタ１０５は、入
力電流を平滑化して、その入力電流を、動作サイクルの
間を通して略々一定の大きさに維持する。一方、出力側
キャパシタ２００は、出力電流Ｉo の変動による影響を
平滑化する。これらの働きによって、このコンバータ１
００は、実質的に直流の出力電圧を供給することができ
るようになっている。スイッチ１０６がオン状態にある
ときには、分流電流Ｉs の大きさは、入力電流Ｉinの全
体に等しくなっている、一方、スイッチ１０６がオフ状
態にあるときには、分流電流Ｉs はゼロであり、そのた
め入力電流Ｉinは、その全体がダイオード１０７を通っ
てキャパシタ２００及び負荷（不図示）へ流れている。
従って、例えば、入力電圧値Ｖinと出力電圧値Ｖo と
が、いずれも直流値であり、また、スイッチ１０６が、
デューティ・サイクルＤで開閉している場合には、回路
の損失を無視した１次の近似においては、分流電流と出
力電流の、各々の平均電流値（動作サイクルと比較して
充分長い時間に亙って平均した値）は、Ｉs ＝Ｄ・Ｉin
と、Ｉo ＝（１−Ｄ）・Ｉinとで表わされる。また、電
流の保存則から次の式２が得られ、更にエネルギの保存
則から次の式３が得られる。
【数２】Ｉin＝Ｉo ＋Ｉs （２）
【数３】 Ｖo ・Ｉo ＝Ｖin・Ｉin＝Ｖin・Ｉs ＋Ｖin・Ｉo （３） これらの式２及び式３を変形することによって、次の式
４が得られる。
４が得られる。
【数４】 分流電流はＩs は、ゼロまたはゼロより大きい値、即ち
正の値しかとらないため、この式４からは次の２つのこ
とが分かる。その１つは、出力電圧Ｖo は、入力電圧Ｖ
inと等しいか或いはそれより大きくなければならないと
いうこと、そしてもう１つは、分流電流Ｉs は、出力電
圧Ｖo と入力電圧Ｖinとの間の電圧差が大きくなるにつ
れて増大するということである。更に、式３と図２とを
参照すれば分かるように、出力電力は、２つの電力成分
から成るものとして捉えることができる。それら２つの
成分のうちの一方は「通過電力」Ｐt ＝Ｖin・Ｉo であ
り、他方は「処理電力」Ｐp ＝Ｖin・Ｉs である。通過
電力Ｐt は、入力電源から、インダクタとダイオードと
を通って、コンバータの出力へそのまま流れて通り抜け
る電力であると考えることができ、一方、処理電力Ｐp
は、分流経路における処理（即ち電流Ｉs の処理）の結
果として得られる、出力電力への寄与分であると考える
ことができる。そこで式４を、処理電力Ｐp に関して変
形すると、次の式５が得られる。
正の値しかとらないため、この式４からは次の２つのこ
とが分かる。その１つは、出力電圧Ｖo は、入力電圧Ｖ
inと等しいか或いはそれより大きくなければならないと
いうこと、そしてもう１つは、分流電流Ｉs は、出力電
圧Ｖo と入力電圧Ｖinとの間の電圧差が大きくなるにつ
れて増大するということである。更に、式３と図２とを
参照すれば分かるように、出力電力は、２つの電力成分
から成るものとして捉えることができる。それら２つの
成分のうちの一方は「通過電力」Ｐt ＝Ｖin・Ｉo であ
り、他方は「処理電力」Ｐp ＝Ｖin・Ｉs である。通過
電力Ｐt は、入力電源から、インダクタとダイオードと
を通って、コンバータの出力へそのまま流れて通り抜け
る電力であると考えることができ、一方、処理電力Ｐp
は、分流経路における処理（即ち電流Ｉs の処理）の結
果として得られる、出力電力への寄与分であると考える
ことができる。そこで式４を、処理電力Ｐp に関して変
形すると、次の式５が得られる。
【数５】 出力電圧Ｖo と入力電圧Ｖinとの間の電圧差が増大する
につれて、入力電力のうち、コンバータによって処理さ
れる電力の割合が増大する。理論的には、分流電流Ｉs
の流れに関係して行なわれるこの電力処理には、損失は
伴わないはずであるが、実際に実現可能なコンバータに
おいては、言うまでもなく、損失が伴う。例えば、図２
のコンバータにおいて、その分流経路中に置かれている
ＦＥＴ１０６の内部の導電損失について考察すると、次
のようになる。先ず、このＦＥＴ１０６の、オン状態に
おける抵抗値をＲdsonとすると、このＦＥＴがオン状態
にあるときの、このＦＥＴにおける電力散逸量はＩin2
・Ｒdsonになる。更に、このＦＥＴの平均電力散逸量
は、Ｐfet ＝Ｉin2 ・Ｒdson・Ｄ＝Ｉs・Ｉin・Ｒdson
になる。この値を、入力電力を基準として正規化して表
わすと（即ち、入力電力に対する割合で表わすと）、次
の式６が得られる。
につれて、入力電力のうち、コンバータによって処理さ
れる電力の割合が増大する。理論的には、分流電流Ｉs
の流れに関係して行なわれるこの電力処理には、損失は
伴わないはずであるが、実際に実現可能なコンバータに
おいては、言うまでもなく、損失が伴う。例えば、図２
のコンバータにおいて、その分流経路中に置かれている
ＦＥＴ１０６の内部の導電損失について考察すると、次
のようになる。先ず、このＦＥＴ１０６の、オン状態に
おける抵抗値をＲdsonとすると、このＦＥＴがオン状態
にあるときの、このＦＥＴにおける電力散逸量はＩin2
・Ｒdsonになる。更に、このＦＥＴの平均電力散逸量
は、Ｐfet ＝Ｉin2 ・Ｒdson・Ｄ＝Ｉs・Ｉin・Ｒdson
になる。この値を、入力電力を基準として正規化して表
わすと（即ち、入力電力に対する割合で表わすと）、次
の式６が得られる。
【数６】
【００２１】以上に示したように、入力電力のうち、コ
ンバータによって処理される電力の割合が増加するにつ
れて、その入力電力のうちＦＥＴ１０６の内部において
導電損失として散逸される電力の割合も増加することに
なる。式５及び式６からは、次のことが分かる。即ちそ
れは、出力電圧Ｖo の値に対して入力電圧Ｖinの値が相
対的に低下して行くと、処理される電力の量も、また導
電損失として散逸される電力の割合も、共に増大して行
き、それによってコンバータの変換効率が低下するとい
うことである。逆の言い方をするならば、コンバータの
出力電圧と入力電圧との間の電圧差を小さくすれば、そ
れによって電力処理量を低減することができ、コンバー
タの変換効率も向上させることができるのである。更
に、以上に説明した導電損失に加えて、ＦＥＴの電流及
び電圧の立上り時間及び立下り時間が有限の値を持つこ
とに伴うＦＥＴの損失が出力電圧に正比例して増加し、
またＦＥＴに固有の出力キャパシタンスの充放電に伴う
損失が、出力電圧の二乗に比例して増加する。従って、
コンバータの出力電圧が高くなれば、そのこと自体によ
ってもコンバータの損失は増加する。図２に示したコン
バータにおける損失に寄与しているこれらの要因は、一
般的に、いかなる形式のブースト・スイッチング・コン
バータ（例えば、パルス幅変調式、ゼロ電流スイッチン
グ式、共振式等）にも存在しているものである。具体的
な例としては、あるゼロ電流スイッチング式のブースト
・スイッチング・コンバータ（このコンバータ形式は、
上で説明した基本的な電力処理方式に従って動作するも
のである）において、直流１２５ボルトの入力電源から
そのコンバータへ電力を供給し、そのコンバータから負
荷へ６００ワットの電力を供給するようにして、そのコ
ンバータの効率を実測したところ、コンバータの出力電
圧を３８５ボルトから２５０ボルトへ低下させたとき
に、その実測効率は８９％から９５％へ上昇した。
ンバータによって処理される電力の割合が増加するにつ
れて、その入力電力のうちＦＥＴ１０６の内部において
導電損失として散逸される電力の割合も増加することに
なる。式５及び式６からは、次のことが分かる。即ちそ
れは、出力電圧Ｖo の値に対して入力電圧Ｖinの値が相
対的に低下して行くと、処理される電力の量も、また導
電損失として散逸される電力の割合も、共に増大して行
き、それによってコンバータの変換効率が低下するとい
うことである。逆の言い方をするならば、コンバータの
出力電圧と入力電圧との間の電圧差を小さくすれば、そ
れによって電力処理量を低減することができ、コンバー
タの変換効率も向上させることができるのである。更
に、以上に説明した導電損失に加えて、ＦＥＴの電流及
び電圧の立上り時間及び立下り時間が有限の値を持つこ
とに伴うＦＥＴの損失が出力電圧に正比例して増加し、
またＦＥＴに固有の出力キャパシタンスの充放電に伴う
損失が、出力電圧の二乗に比例して増加する。従って、
コンバータの出力電圧が高くなれば、そのこと自体によ
ってもコンバータの損失は増加する。図２に示したコン
バータにおける損失に寄与しているこれらの要因は、一
般的に、いかなる形式のブースト・スイッチング・コン
バータ（例えば、パルス幅変調式、ゼロ電流スイッチン
グ式、共振式等）にも存在しているものである。具体的
な例としては、あるゼロ電流スイッチング式のブースト
・スイッチング・コンバータ（このコンバータ形式は、
上で説明した基本的な電力処理方式に従って動作するも
のである）において、直流１２５ボルトの入力電源から
そのコンバータへ電力を供給し、そのコンバータから負
荷へ６００ワットの電力を供給するようにして、そのコ
ンバータの効率を実測したところ、コンバータの出力電
圧を３８５ボルトから２５０ボルトへ低下させたとき
に、その実測効率は８９％から９５％へ上昇した。
【００２２】入力電源の種類が、直流電源であっても、
或いは時間的変化をする電源であっても、処理電力量の
低減が変換効率に対して及ぼす影響には、変わりがない
ことは明らかである。例えば、入力電圧Ｖinの波形と入
力電流Ｉinの波形とが、いずれも正弦波を整流した形状
であって、それら双方の波形の位相が互いに一致してお
り、それらのピーク電圧値とピーク電流値とが、Ｖp と
Ｉp とであるとすれば（従って、それらの平均電圧値と
平均電流値とが、Ｖin＝（２・Ｖp ）／πと、Ｉin＝
（２・Ｉp ）／πとであれば）、式５及び式６として先
に示した夫々の関係式（それらの関係式は、直流の入力
電源を用いた場合の動作に対して適用される式である）
は、次の式７及び式８によって、実際の値に非常に近い
近似式で表わすことができる。
或いは時間的変化をする電源であっても、処理電力量の
低減が変換効率に対して及ぼす影響には、変わりがない
ことは明らかである。例えば、入力電圧Ｖinの波形と入
力電流Ｉinの波形とが、いずれも正弦波を整流した形状
であって、それら双方の波形の位相が互いに一致してお
り、それらのピーク電圧値とピーク電流値とが、Ｖp と
Ｉp とであるとすれば（従って、それらの平均電圧値と
平均電流値とが、Ｖin＝（２・Ｖp ）／πと、Ｉin＝
（２・Ｉp ）／πとであれば）、式５及び式６として先
に示した夫々の関係式（それらの関係式は、直流の入力
電源を用いた場合の動作に対して適用される式である）
は、次の式７及び式８によって、実際の値に非常に近い
近似式で表わすことができる。
【数７】
【数８】 一般的に、処理電力量が増加し、それによって、ブース
ト・スイッチング・コンバータの変換効率が低下するの
は、ａ）そのコンバータの出力電圧が上昇したとき、な
いしは、ｂ）そのコンバータの出力電圧と入力電圧との
間の電圧差が増大したときである。
ト・スイッチング・コンバータの変換効率が低下するの
は、ａ）そのコンバータの出力電圧が上昇したとき、な
いしは、ｂ）そのコンバータの出力電圧と入力電圧との
間の電圧差が増大したときである。
【００２３】負荷が、ある負荷電圧範囲に対応し得るも
のである場合には、プリレギュレータの出力電圧を制御
するための方式としては、交流電源（電灯線電源）の電
圧変動と、そのプリレギュレータの性能及び信頼性と、
その負荷の性能及び信頼性とを、全て考慮に入れた方式
とすることが望ましい。これに関する良い具体例は、上
で例として挙げた種類の直流−直流コンバータ（即ち、
直流１８０ボルトから直流４００ボルトまでの範囲内の
負荷電圧で動作可能な直流−直流コンバータ）へ電力を
供給するための、国際仕様（即ち、異なった国々におい
て使用可能な仕様）で設計した力率補正用プリレギュレ
ータ（power factor correcting preregulator）であ
る。米国内において最も広く採用されている交流電灯線
の公称電圧値は、交流１１０ボルト（ＲＭＳ値）であ
り、一方、ヨーロッパにおいては交流２２０ボルト（Ｒ
ＭＳ値）が標準となっている。そのため、国際仕様で設
計した従来のプリレギュレータでは、その固定した出力
電圧を、典型的な例としては、例えば直流３８５ボルト
以上に設定していた。この値に設定してあれば、ヨーロ
ッパの電灯線を電源としているときに、たとえその電圧
が２０％変動しても、その電圧変動に対応することがで
きるのである。しかしながら、このように出力電圧を直
流３８５ボルトに固定してしまったならば、最悪の動作
条件（例えば、交流電源の電圧が、その公称値より２０
％低下しているときに動作するという条件：この場合の
電圧値は、ヨーロッパでは１７６ボルト（ＲＭＳ値）、
米国では８８ボルト（ＲＭＳ値）になる）のもとでは、
入力電力のうち、プリレギュレータによって処理される
電力の割合が、式７から導かれるように、ヨーロッパの
電灯線では４９％に、また米国の電灯線では７４％にも
達することになる。一方、もし、プリレギュレータが米
国の電灯線に接続されたときには、その出力電圧が自動
的に直流２５０ボルトにまで低下するようにしておくな
らば、電灯線の電圧が２０％低下しているときの入力電
力のうちの処理される電力の割合を、６１％にまで抑え
ることができる。以上から明らかなように、出力電圧を
固定してプリレギュレータを動作させるようにした場合
には、そのプリレギュレータを備えた装置を米国の電灯
線に接続して動作させる時に、最悪の場合での重要な電
力処理の増加をもたらし、またそれに付随して、電力損
失という欠点も甚だしくなる。更には、同じく重要なこ
とに、出力電圧を固定して動作させるようにした場合に
は、プリレギュレータの電力密度を不必要に悪化させて
しまうということがある。即ち、プリレギュレータの電
気管理部品並びに熱管理部品は、最悪の場合の動作条件
における、電圧、電流、及び電力消費量に対応できる大
きさのものを使用しなければならないため、プリレギュ
レータの電力密度は、主として、最悪の場合の動作条件
下において処理される電力量の関数となる。そのため、
入力電源の電圧が低下したときに、コンバータの出力電
圧を自動的に低下させる手段を設けておくことにより、
プリレギュレータの電力密度の、有意義な改善が可能に
なるのである。そこで、図３に示すように、プリレギュ
レータの出力電圧Ｖo を、予め定めてある２つの値Ｖoh
とＶolとの一方に、交流電源の電圧の大きさに応じて自
動的に設定するということが考えられる。即ち、交流電
源のピーク値がＶphよりも大きいときにはプリレギュレ
ータの出力電圧をＶohに設定し、そのピーク値がＶplよ
りも小さいときにはプリレギュレータの出力電圧をＶol
に設定するのである。このように所定の大きさのヒステ
リシスＶh ＝Ｖph−Ｖplを設けることによって、交流電
源の電圧が、ＶplとＶphとの間のある値の前後をふらつ
いているときにも、プリレギュレータの出力電圧が、そ
れら２つの電圧値の間で不規則にスイッチされる確率
を、小さなものとすることができる。出力電圧の値が、
交流電源のピーク電圧値よりも常に大きな値となってい
るようにするためには、Ｖpmの値を、Ｖolの値よりも大
きな値に選択しておけばよい。米国の電灯線を電源とし
た場合の予期される最高電源電圧値を、ＲＭＳ値で交流
１３５ボルト（ピーク値で１９０ボルト）とし、また、
ヨーロッパの電灯線を電源とした場合の予期される最低
電源電圧値を、ＲＭＳ値で交流１７０ボルト（ピーク値
で２４１ボルト）とした場合には、１つの具体例とし
て、Ｖph＝２３０ボルト、Ｖpl＝２００ボルト、Ｖol＝
２５０ボルト、Ｖoh＝３８５ボルトという設定にすれ
ば、様々な国の電灯線に接続して動作させることができ
ると共に、出力電圧を１つの値に固定して動作させるよ
うにした場合に生じる上述の短所を克服することができ
る。
のである場合には、プリレギュレータの出力電圧を制御
するための方式としては、交流電源（電灯線電源）の電
圧変動と、そのプリレギュレータの性能及び信頼性と、
その負荷の性能及び信頼性とを、全て考慮に入れた方式
とすることが望ましい。これに関する良い具体例は、上
で例として挙げた種類の直流−直流コンバータ（即ち、
直流１８０ボルトから直流４００ボルトまでの範囲内の
負荷電圧で動作可能な直流−直流コンバータ）へ電力を
供給するための、国際仕様（即ち、異なった国々におい
て使用可能な仕様）で設計した力率補正用プリレギュレ
ータ（power factor correcting preregulator）であ
る。米国内において最も広く採用されている交流電灯線
の公称電圧値は、交流１１０ボルト（ＲＭＳ値）であ
り、一方、ヨーロッパにおいては交流２２０ボルト（Ｒ
ＭＳ値）が標準となっている。そのため、国際仕様で設
計した従来のプリレギュレータでは、その固定した出力
電圧を、典型的な例としては、例えば直流３８５ボルト
以上に設定していた。この値に設定してあれば、ヨーロ
ッパの電灯線を電源としているときに、たとえその電圧
が２０％変動しても、その電圧変動に対応することがで
きるのである。しかしながら、このように出力電圧を直
流３８５ボルトに固定してしまったならば、最悪の動作
条件（例えば、交流電源の電圧が、その公称値より２０
％低下しているときに動作するという条件：この場合の
電圧値は、ヨーロッパでは１７６ボルト（ＲＭＳ値）、
米国では８８ボルト（ＲＭＳ値）になる）のもとでは、
入力電力のうち、プリレギュレータによって処理される
電力の割合が、式７から導かれるように、ヨーロッパの
電灯線では４９％に、また米国の電灯線では７４％にも
達することになる。一方、もし、プリレギュレータが米
国の電灯線に接続されたときには、その出力電圧が自動
的に直流２５０ボルトにまで低下するようにしておくな
らば、電灯線の電圧が２０％低下しているときの入力電
力のうちの処理される電力の割合を、６１％にまで抑え
ることができる。以上から明らかなように、出力電圧を
固定してプリレギュレータを動作させるようにした場合
には、そのプリレギュレータを備えた装置を米国の電灯
線に接続して動作させる時に、最悪の場合での重要な電
力処理の増加をもたらし、またそれに付随して、電力損
失という欠点も甚だしくなる。更には、同じく重要なこ
とに、出力電圧を固定して動作させるようにした場合に
は、プリレギュレータの電力密度を不必要に悪化させて
しまうということがある。即ち、プリレギュレータの電
気管理部品並びに熱管理部品は、最悪の場合の動作条件
における、電圧、電流、及び電力消費量に対応できる大
きさのものを使用しなければならないため、プリレギュ
レータの電力密度は、主として、最悪の場合の動作条件
下において処理される電力量の関数となる。そのため、
入力電源の電圧が低下したときに、コンバータの出力電
圧を自動的に低下させる手段を設けておくことにより、
プリレギュレータの電力密度の、有意義な改善が可能に
なるのである。そこで、図３に示すように、プリレギュ
レータの出力電圧Ｖo を、予め定めてある２つの値Ｖoh
とＶolとの一方に、交流電源の電圧の大きさに応じて自
動的に設定するということが考えられる。即ち、交流電
源のピーク値がＶphよりも大きいときにはプリレギュレ
ータの出力電圧をＶohに設定し、そのピーク値がＶplよ
りも小さいときにはプリレギュレータの出力電圧をＶol
に設定するのである。このように所定の大きさのヒステ
リシスＶh ＝Ｖph−Ｖplを設けることによって、交流電
源の電圧が、ＶplとＶphとの間のある値の前後をふらつ
いているときにも、プリレギュレータの出力電圧が、そ
れら２つの電圧値の間で不規則にスイッチされる確率
を、小さなものとすることができる。出力電圧の値が、
交流電源のピーク電圧値よりも常に大きな値となってい
るようにするためには、Ｖpmの値を、Ｖolの値よりも大
きな値に選択しておけばよい。米国の電灯線を電源とし
た場合の予期される最高電源電圧値を、ＲＭＳ値で交流
１３５ボルト（ピーク値で１９０ボルト）とし、また、
ヨーロッパの電灯線を電源とした場合の予期される最低
電源電圧値を、ＲＭＳ値で交流１７０ボルト（ピーク値
で２４１ボルト）とした場合には、１つの具体例とし
て、Ｖph＝２３０ボルト、Ｖpl＝２００ボルト、Ｖol＝
２５０ボルト、Ｖoh＝３８５ボルトという設定にすれ
ば、様々な国の電灯線に接続して動作させることができ
ると共に、出力電圧を１つの値に固定して動作させるよ
うにした場合に生じる上述の短所を克服することができ
る。
【００２４】図４は、改良した交流−直流スイッチング
・プリレギュレータのブロック図である。このプリレギ
ュレータは、従来のプリレギュレータと同程度の広さ
の、交流入力電源の電圧範囲に亙って動作することがで
き、しかも、ある負荷電圧範囲で（即ち、ＶominとＶom
axとの間の負荷電圧値で）動作可能な負荷と共に使用し
たときには、変換動作の効率と、交流−直流プリレギュ
レータと負荷との双方の信頼性とを、向上ないし最適化
することができるようにしたものであり、更には、これ
らの利点を、負荷電圧を交流入力電源の電圧の関数とし
て適応性を持って制御することによって得るようにし
た、プリレギュレータである。この図４に示した適合性
交流−直流プリレギュレータ５０は、図１の従来のプリ
レギュレータ１５に含まれている機能ブロックと同じ機
能ブロックを幾つか含んでおり、それらは、全波整流器
６００、ブースト・スイッチング・パワー・コンバータ
１００、及び力率コントローラ３５５である。ただし、
図１の固定基準電圧源９０の替わりに、適合性基準電圧
源５５０（図４）を使用している。この適合性基準電圧
源５５０は、交流電源３０のピーク電圧値を表わす入力
信号ＶL を、その入力として受け取り、そして、この入
力信号ＶL の大きさと負荷電圧Ｖo との間の所定の関係
に従って、力率コントローラ３５５へ供給されている可
変基準電圧Ｖraの大きさを設定するものである。この可
変基準電圧Ｖraの値が調節されると、プリレギュレータ
５０の出力電圧がそれに比例して変化する。即ちＶo ＝
Ｋ・Ｖraである。従ってここでは、ブースト・スイッチ
ング・コンバータ１００の直流出力電圧Ｖo を制御し
て、それを実質的に一定の固定した値にしているのでは
ない。本発明に係るプリレギュレータ５０では、交流入
力電源３０の電圧の大きさに応じて出力電圧を増減する
ように、その出力電圧の調節を行なっているのである。
一般的に、図５に示すように入力信号ＶL と出力電圧Ｖ
oとの間の所定の関係を定めるには、次のようにする。
即ち、ａ）プリレギュレータ５０の出力電圧Ｖo が、い
かなるときにも交流電源のピーク電圧値Ｖp より小さく
ならないようにし、ｂ）プリレギュレータ５０の出力電
圧Ｖo が、いかなるときにも負荷の動作可能最低電圧Ｖ
ominより小さくならないようにし、そして、ｃ）出力電
圧を変化させる電圧範囲の幅（Ｖomax−Ｖomin）が、少
なくとも、この電圧範囲における最大値Ｖomaxの１０％
はあるようにする。（この最後の条件は、適合性プリレ
ギュレータにおける入力電圧の変動に応答した有用な出
力電圧の変化を、出力電圧値を実質的に一定の値に固定
した従来のプリレギュレータにおいて二次的な影響要因
（例えば閉ループ・ゲインが有限の値であること等）を
原因として発生する、入力電圧の変動に応答した負荷電
圧の小さな変動から、区別するための条件である）。入
力電源の電圧が低下したときには、コンバータ１００の
出力電圧Ｖo を低下させるようにしているため、本発明
に係るプリレギュレータ５０の中を流れる分流電流Ｉs
は、その平均電流値が、出力電圧をより高い電圧値に固
定して動作させるようにした従来のプリレギュレータの
中を流れる分流電流と比較して、より小さな電流値にな
っている。従って、電源電圧が低下しているときには、
本発明に係るプリレギュレータ５０の分流経路における
損失は、出力電圧を一定値に固定した従来のプリレギュ
レータにおける損失よりも少なくなっており、また、本
発明に係るプリレギュレータ５０は、電源電圧がいかな
る電圧値にあるときも、その変換効率が、従来のプリレ
ギュレータの変換効率と等しいか、或いはそれよりも良
好なものとなっている。このように、浪費されて熱にな
ってしまうエネルギの量を低減することができるという
明らかな利点に加えて、本発明に係るプリレギュレータ
は、浪費エネルギ量を低減した分だけ、負荷が利用する
ことのできる電力量も増加させている。このことは、直
接的に、総合力率（式１参照）の向上につながってお
り、また、入力電源の接続部分の電気定格に制限がある
場合（例えば、保安機関が定めた定格によって、米国の
標準的な壁面電気コンセントから取り出せる電流は１２
アンペア（ＲＭＳ値）までに制限されている）に、負荷
へ供給することのできる電力の絶対量も大きなものとな
っている。更には、本発明に係るプリレギュレータを組
み込んだシステム２０（図４参照）は、電源電圧が低下
するにつれて、その信頼性が向上する。これは、プリレ
ギュレータ５０と負荷５００とのいずれにも加わってい
る、電圧によるストレスが軽減されることによるもので
ある。最後に、殆どの用途においては、電源電圧の最大
ピーク値の発生は、過渡的な現象であり、定常状態にお
ける電源電圧の大きさは、多くの場合、最大ピーク値よ
り小さな値（例えば、その予期される最大値より１０％
以上小さな値）である。それゆえ、本発明に係るプリレ
ギュレータ５０を使用すれば、負荷電圧を自動的に、負
荷の性能（例えば変換効率等）を向上させることのでき
る電圧値に、より近付けることができるため、システム
全体の性能を向上させることができる。
・プリレギュレータのブロック図である。このプリレギ
ュレータは、従来のプリレギュレータと同程度の広さ
の、交流入力電源の電圧範囲に亙って動作することがで
き、しかも、ある負荷電圧範囲で（即ち、ＶominとＶom
axとの間の負荷電圧値で）動作可能な負荷と共に使用し
たときには、変換動作の効率と、交流−直流プリレギュ
レータと負荷との双方の信頼性とを、向上ないし最適化
することができるようにしたものであり、更には、これ
らの利点を、負荷電圧を交流入力電源の電圧の関数とし
て適応性を持って制御することによって得るようにし
た、プリレギュレータである。この図４に示した適合性
交流−直流プリレギュレータ５０は、図１の従来のプリ
レギュレータ１５に含まれている機能ブロックと同じ機
能ブロックを幾つか含んでおり、それらは、全波整流器
６００、ブースト・スイッチング・パワー・コンバータ
１００、及び力率コントローラ３５５である。ただし、
図１の固定基準電圧源９０の替わりに、適合性基準電圧
源５５０（図４）を使用している。この適合性基準電圧
源５５０は、交流電源３０のピーク電圧値を表わす入力
信号ＶL を、その入力として受け取り、そして、この入
力信号ＶL の大きさと負荷電圧Ｖo との間の所定の関係
に従って、力率コントローラ３５５へ供給されている可
変基準電圧Ｖraの大きさを設定するものである。この可
変基準電圧Ｖraの値が調節されると、プリレギュレータ
５０の出力電圧がそれに比例して変化する。即ちＶo ＝
Ｋ・Ｖraである。従ってここでは、ブースト・スイッチ
ング・コンバータ１００の直流出力電圧Ｖo を制御し
て、それを実質的に一定の固定した値にしているのでは
ない。本発明に係るプリレギュレータ５０では、交流入
力電源３０の電圧の大きさに応じて出力電圧を増減する
ように、その出力電圧の調節を行なっているのである。
一般的に、図５に示すように入力信号ＶL と出力電圧Ｖ
oとの間の所定の関係を定めるには、次のようにする。
即ち、ａ）プリレギュレータ５０の出力電圧Ｖo が、い
かなるときにも交流電源のピーク電圧値Ｖp より小さく
ならないようにし、ｂ）プリレギュレータ５０の出力電
圧Ｖo が、いかなるときにも負荷の動作可能最低電圧Ｖ
ominより小さくならないようにし、そして、ｃ）出力電
圧を変化させる電圧範囲の幅（Ｖomax−Ｖomin）が、少
なくとも、この電圧範囲における最大値Ｖomaxの１０％
はあるようにする。（この最後の条件は、適合性プリレ
ギュレータにおける入力電圧の変動に応答した有用な出
力電圧の変化を、出力電圧値を実質的に一定の値に固定
した従来のプリレギュレータにおいて二次的な影響要因
（例えば閉ループ・ゲインが有限の値であること等）を
原因として発生する、入力電圧の変動に応答した負荷電
圧の小さな変動から、区別するための条件である）。入
力電源の電圧が低下したときには、コンバータ１００の
出力電圧Ｖo を低下させるようにしているため、本発明
に係るプリレギュレータ５０の中を流れる分流電流Ｉs
は、その平均電流値が、出力電圧をより高い電圧値に固
定して動作させるようにした従来のプリレギュレータの
中を流れる分流電流と比較して、より小さな電流値にな
っている。従って、電源電圧が低下しているときには、
本発明に係るプリレギュレータ５０の分流経路における
損失は、出力電圧を一定値に固定した従来のプリレギュ
レータにおける損失よりも少なくなっており、また、本
発明に係るプリレギュレータ５０は、電源電圧がいかな
る電圧値にあるときも、その変換効率が、従来のプリレ
ギュレータの変換効率と等しいか、或いはそれよりも良
好なものとなっている。このように、浪費されて熱にな
ってしまうエネルギの量を低減することができるという
明らかな利点に加えて、本発明に係るプリレギュレータ
は、浪費エネルギ量を低減した分だけ、負荷が利用する
ことのできる電力量も増加させている。このことは、直
接的に、総合力率（式１参照）の向上につながってお
り、また、入力電源の接続部分の電気定格に制限がある
場合（例えば、保安機関が定めた定格によって、米国の
標準的な壁面電気コンセントから取り出せる電流は１２
アンペア（ＲＭＳ値）までに制限されている）に、負荷
へ供給することのできる電力の絶対量も大きなものとな
っている。更には、本発明に係るプリレギュレータを組
み込んだシステム２０（図４参照）は、電源電圧が低下
するにつれて、その信頼性が向上する。これは、プリレ
ギュレータ５０と負荷５００とのいずれにも加わってい
る、電圧によるストレスが軽減されることによるもので
ある。最後に、殆どの用途においては、電源電圧の最大
ピーク値の発生は、過渡的な現象であり、定常状態にお
ける電源電圧の大きさは、多くの場合、最大ピーク値よ
り小さな値（例えば、その予期される最大値より１０％
以上小さな値）である。それゆえ、本発明に係るプリレ
ギュレータ５０を使用すれば、負荷電圧を自動的に、負
荷の性能（例えば変換効率等）を向上させることのでき
る電圧値に、より近付けることができるため、システム
全体の性能を向上させることができる。
【００２５】具体的な用途の如何にかからわず、プリレ
ギュレータ５０の出力電圧値Ｖo と交流電源３０の電圧
値との間の関係を予め定める際には、次の事項を考慮し
て定めるようにする。即ち、その考慮事項とは、その交
流電源の特性並びにその交流電源の予期される電圧変動
範囲と、負荷の動作負荷電圧範囲と、その負荷の負荷電
圧の関数としての性能特性とである。出力電圧と電源電
圧との間の関係を定めたならば、続いて、適合性基準電
圧源５５０（図４）を、可変基準電圧Ｖraを発生するよ
うに構築する。この基準電圧源５５０を、画成し、構築
するための方式には、いうまでもなく多くの異なった方
式がある。それらのうちの１つの方式を図６に示してあ
り、この方式を採用すれば、図３に示した、２レベルの
出力電圧を発生する伝達関数を作り出すことができる。
図６において、２レベル形適合性基準電圧源５５０は、
第１ダイオード４５１と、フィルタ用キャパシタ４９０
と、第１分圧回路４８５（この第１分圧回路４８５は、
抵抗器Ｒ1 （４５２）と抵抗器Ｒ2（４５３）とから構
成してあり、その分圧比である第１分圧比は、Ｋ1 ＝Ｒ
2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）である）と、第２分圧回路４９５
（この第２分圧回路４９５は、抵抗器Ｒ3 （４５５）と
抵抗器Ｒ4 （４５４）とから構成してあり、その分圧比
である第２分圧比は、Ｋ2 ＝Ｒ3 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）であ
る）と、比較器４６０と、第２ダイオード４７０と、ク
ランプ用ダイオード４８５（このクランプ用ダイオード
４８５は、電圧Ｖa を、最大電圧値Ｖc までにクランプ
する）と、固定基準電圧源４８０（この固定基準電圧源
４８０は、その電圧値Ｖr を、Ｖr＜Ｖc となるように
定めてある）と、演算増幅器４６１と、抵抗器Ｒ5 （４
５６）と、抵抗器Ｒ6 （４５７）とを備えている。最後
の２つの抵抗器Ｒ5 （４５６）とＲ6 （４５７）とは、
それらの抵抗値の比が、Ｋ3 ＝Ｒ6 ／Ｒ5 となるように
抵抗値を定めてある。第１ダイオード４５１は、その一
方の端子を、全波整流器６００（図４参照）から供給さ
れる周期的電圧波形Ｖs を受け取れるように接続してあ
る。この第１ダイオード４５１の極性は、フィルタ用キ
ャパシタ４９０を、電圧波形Ｖs のピーク値Ｖp に充電
することができるような向きにしてあり、また、このフ
ィルタ用キャパシタ４９０のキャパシタンスＣは、時定
数Ｔ1 ＝Ｃ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）が、電圧波形Ｖs の周期と
比較して充分大きくなるように選択してある。この結
果、このフィルタ用キャパシタ４９０の両端子間の直流
電圧が、交流電源のピーク電圧Ｖp に追従するようにな
っている。第１分圧回路４８５から比較器４６０の一方
の入力へ供給される電圧Ｋ1 ・Ｖp がＶr より小さいと
きには、この比較器４６０の出力電圧はハイ状態にあ
り、その出力電圧Ｖa を、クランプ用ダイオード４８５
がＶa ＝Ｖc にセットしている。従って、比較器４６０
の他方の入力へ供給されているスレショルド電圧Ｖ1
は、次の式９で表わすことができる。
ギュレータ５０の出力電圧値Ｖo と交流電源３０の電圧
値との間の関係を予め定める際には、次の事項を考慮し
て定めるようにする。即ち、その考慮事項とは、その交
流電源の特性並びにその交流電源の予期される電圧変動
範囲と、負荷の動作負荷電圧範囲と、その負荷の負荷電
圧の関数としての性能特性とである。出力電圧と電源電
圧との間の関係を定めたならば、続いて、適合性基準電
圧源５５０（図４）を、可変基準電圧Ｖraを発生するよ
うに構築する。この基準電圧源５５０を、画成し、構築
するための方式には、いうまでもなく多くの異なった方
式がある。それらのうちの１つの方式を図６に示してあ
り、この方式を採用すれば、図３に示した、２レベルの
出力電圧を発生する伝達関数を作り出すことができる。
図６において、２レベル形適合性基準電圧源５５０は、
第１ダイオード４５１と、フィルタ用キャパシタ４９０
と、第１分圧回路４８５（この第１分圧回路４８５は、
抵抗器Ｒ1 （４５２）と抵抗器Ｒ2（４５３）とから構
成してあり、その分圧比である第１分圧比は、Ｋ1 ＝Ｒ
2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）である）と、第２分圧回路４９５
（この第２分圧回路４９５は、抵抗器Ｒ3 （４５５）と
抵抗器Ｒ4 （４５４）とから構成してあり、その分圧比
である第２分圧比は、Ｋ2 ＝Ｒ3 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）であ
る）と、比較器４６０と、第２ダイオード４７０と、ク
ランプ用ダイオード４８５（このクランプ用ダイオード
４８５は、電圧Ｖa を、最大電圧値Ｖc までにクランプ
する）と、固定基準電圧源４８０（この固定基準電圧源
４８０は、その電圧値Ｖr を、Ｖr＜Ｖc となるように
定めてある）と、演算増幅器４６１と、抵抗器Ｒ5 （４
５６）と、抵抗器Ｒ6 （４５７）とを備えている。最後
の２つの抵抗器Ｒ5 （４５６）とＲ6 （４５７）とは、
それらの抵抗値の比が、Ｋ3 ＝Ｒ6 ／Ｒ5 となるように
抵抗値を定めてある。第１ダイオード４５１は、その一
方の端子を、全波整流器６００（図４参照）から供給さ
れる周期的電圧波形Ｖs を受け取れるように接続してあ
る。この第１ダイオード４５１の極性は、フィルタ用キ
ャパシタ４９０を、電圧波形Ｖs のピーク値Ｖp に充電
することができるような向きにしてあり、また、このフ
ィルタ用キャパシタ４９０のキャパシタンスＣは、時定
数Ｔ1 ＝Ｃ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）が、電圧波形Ｖs の周期と
比較して充分大きくなるように選択してある。この結
果、このフィルタ用キャパシタ４９０の両端子間の直流
電圧が、交流電源のピーク電圧Ｖp に追従するようにな
っている。第１分圧回路４８５から比較器４６０の一方
の入力へ供給される電圧Ｋ1 ・Ｖp がＶr より小さいと
きには、この比較器４６０の出力電圧はハイ状態にあ
り、その出力電圧Ｖa を、クランプ用ダイオード４８５
がＶa ＝Ｖc にセットしている。従って、比較器４６０
の他方の入力へ供給されているスレショルド電圧Ｖ1
は、次の式９で表わすことができる。
【数９】 Ｖ1 ＝Ｖt1＝Ｖr ＋（Ｖc −Ｖr ）・Ｋ2 （９） ここで、ピーク電圧Ｖp が上昇して、
【数１０】Ｖph＝Ｖt1／Ｋ1 （１０） の値を超えたときには、比較器４６０の出力電圧がロー
状態へ（即ち、Ｖr より低い電圧値へ）変化して、第２
ダイオード４７０が遮断状態となり、電圧Ｖc と電圧Ｖ
1 とのいずれもが電圧Ｖr に等しくなり、それによっ
て、比較器４６０のスレショルド電圧Ｖ1 が、Ｖ1 ＝Ｖ
t2＝Ｖr となる。従って、比較器４６０の出力電圧は、
ピーク電圧Ｖp が低下して、
状態へ（即ち、Ｖr より低い電圧値へ）変化して、第２
ダイオード４７０が遮断状態となり、電圧Ｖc と電圧Ｖ
1 とのいずれもが電圧Ｖr に等しくなり、それによっ
て、比較器４６０のスレショルド電圧Ｖ1 が、Ｖ1 ＝Ｖ
t2＝Ｖr となる。従って、比較器４６０の出力電圧は、
ピーク電圧Ｖp が低下して、
【数１１】Ｖpl＝Ｖt2／Ｋ1 ＝Ｖr ／Ｋ1 （１１） の値以下になるまでは、電圧値Ｖr にとどまる。尚、こ
の式１１の電圧値Ｖplは電圧値Ｖphより低い値である。
従って、電圧値Ｖphと電圧値Ｖplとの間の電圧差Ｖh
（これは、図３におけるヒステリシスの大きさである）
は、次の式１２で表わすことができる。
の式１１の電圧値Ｖplは電圧値Ｖphより低い値である。
従って、電圧値Ｖphと電圧値Ｖplとの間の電圧差Ｖh
（これは、図３におけるヒステリシスの大きさである）
は、次の式１２で表わすことができる。
【数１２】Ｖh ＝（Ｖc −Ｖr ）・Ｋ2 ／Ｋ1 （１２） 電圧Ｖa が取り得る値は、２とおりの値Ｖr とＶc しか
ないため、増幅器４６１から送出される出力電圧Ｖra
（この出力電圧Ｖraは、図４のコントローラ３５５へ供
給される基準電圧である）もまた、２とおりの値を取る
だけである。それらの値Ｖral とＶrah とは、次の式１
３と式１４とで表わされる。
ないため、増幅器４６１から送出される出力電圧Ｖra
（この出力電圧Ｖraは、図４のコントローラ３５５へ供
給される基準電圧である）もまた、２とおりの値を取る
だけである。それらの値Ｖral とＶrah とは、次の式１
３と式１４とで表わされる。
【数１３】 Ｖral ＝Ｖr −（Ｖc −Ｖr ）・Ｋ3 （Ｖa ＝Ｖc のとき）（１３）
【数１４】Ｖrah ＝Ｖr （Ｖa ＝Ｖr のとき）（１４） この適合性基準電圧Ｖraと、プリレギュレータ５０（図
４参照）の直流出力電圧との間の比例係数をＫ4 とする
ならば、式１３及び式１４の夫々の値に対応したプリレ
ギュレータ５０の２つの出力電圧値Ｖoh及びＶol（図３
参照）は、次の式１５と式１６とで表わされる。
４参照）の直流出力電圧との間の比例係数をＫ4 とする
ならば、式１３及び式１４の夫々の値に対応したプリレ
ギュレータ５０の２つの出力電圧値Ｖoh及びＶol（図３
参照）は、次の式１５と式１６とで表わされる。
【数１５】 Ｖol＝Ｋ4 ・（Ｖr −（Ｖc −Ｖr ）・Ｋ3 ） （１５）
【数１６】Ｖoh＝Ｋ4 ・Ｖr （１６） 従って、Ｋ4 、Ｖoh、Ｖol、Ｖph、及びＶplから成る１
組の値が与えられれば、式９〜式１６を用いて、Ｋ1 、
Ｋ2 、Ｋ3 、Ｖr 、及びＶc の適当な値を求めることが
できる。例えば、Ｋ4 ＝１００とし、また、所望の電圧
値（目標電圧値）を、Ｖol＝２５０ボルト、Ｖoh＝３８
５ボルト、Ｖpl＝２００ボルト、それに、Ｖph＝２３０
ボルトとした場合には、Ｖr ＝３．８５ボルト、Ｖc ＝
５．１ボルト、Ｋ1 ＝０．０１９３、Ｋ2 ＝０．４６、
そして、Ｋ3 ＝１．０８の値が得られる。
組の値が与えられれば、式９〜式１６を用いて、Ｋ1 、
Ｋ2 、Ｋ3 、Ｖr 、及びＶc の適当な値を求めることが
できる。例えば、Ｋ4 ＝１００とし、また、所望の電圧
値（目標電圧値）を、Ｖol＝２５０ボルト、Ｖoh＝３８
５ボルト、Ｖpl＝２００ボルト、それに、Ｖph＝２３０
ボルトとした場合には、Ｖr ＝３．８５ボルト、Ｖc ＝
５．１ボルト、Ｋ1 ＝０．０１９３、Ｋ2 ＝０．４６、
そして、Ｋ3 ＝１．０８の値が得られる。
【００２６】適合性基準電圧源の別実施例を、図７に示
してある。この実施例は、その伝達関数を、図８に示し
た形状にしたものである。図７において、適合性基準電
圧源５５０は、第１ダイオード５５１と、フィルタ用キ
ャパシタ５９０と、第１分圧回路５８５（この第１分圧
回路５８５は、抵抗器Ｒ1 （５５２）と、抵抗器Ｒ2
（５５３）とから構成してあり、その分圧比である第１
分圧比は、Ｋ1 ＝Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）である）と、第
２分圧回路５９５（この第２分圧回路５９５は、抵抗器
Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ4 （５５５）とから構成して
あり、その分圧比である第２分圧比は、Ｋ2 ＝Ｒ4 ／
（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）である）と、第２ダイオード５７０と、
固定基準電圧源５８０（この固定基準電圧源５８０の電
圧値はＶr である）と、演算増幅器５６０と、クランプ
用ダイオード５８５（このクランプ用ダイオード５８５
は、電圧Ｖraを、電圧Ｖc の最大値にクランプする）と
を備えている。第１ダイオード５５１の一方の端子は、
全波整流器６００（図４）から供給される周期的電圧波
形Ｖs を受け取れるように接続してある。この第１ダイ
オード５５１の極性は、フィルタ用キャパシタ５９０
を、電圧波形Ｖs のピーク値Ｖp に充電することができ
るような向きにしてあり、また、このフィルタ用キャパ
シタ５９０のキャパシタンスＣは、時定数Ｔ1 ＝Ｃ×
（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）が、電圧波形Ｖs の周期と比較して充分
大きくなるように選択してある。この結果、フィルタ用
キャパシタ５９０の両端子間の直流電圧が、交流電源の
ピーク電圧Ｖp に追従するようになっている。高利得の
演算増幅器５６０は、抵抗器Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ
4 （５５５）との接続点の電圧を調節することによっ
て、この増幅器５６０の２つの入力の電圧を、互いに等
しい値に維持しようとする方向に、動作するようにして
ある。しかしながら、第２ダイオード５７０が存在して
いるために、増幅器５６０は、抵抗器Ｒ3 （５５４）と
抵抗器Ｒ4 （５５５）との接続点から、電流を引き出す
ことはできない。そのため、電源のピーク電圧値Ｖp
が、Ｋ1 ・Ｖp の値がＶr より大きくなる（そのために
電流Ｉ2 が矢印（図７）で示した方向へ流れて第２分圧
回路５９５へ流れ込む）ような値を取っているときに
は、増幅器５６０は、抵抗器Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ
4 （５５５）との接続点から電流を抜き取ることができ
ないため、電圧Ｖraの値は、次の式１７で示すようにな
っている。
してある。この実施例は、その伝達関数を、図８に示し
た形状にしたものである。図７において、適合性基準電
圧源５５０は、第１ダイオード５５１と、フィルタ用キ
ャパシタ５９０と、第１分圧回路５８５（この第１分圧
回路５８５は、抵抗器Ｒ1 （５５２）と、抵抗器Ｒ2
（５５３）とから構成してあり、その分圧比である第１
分圧比は、Ｋ1 ＝Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）である）と、第
２分圧回路５９５（この第２分圧回路５９５は、抵抗器
Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ4 （５５５）とから構成して
あり、その分圧比である第２分圧比は、Ｋ2 ＝Ｒ4 ／
（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）である）と、第２ダイオード５７０と、
固定基準電圧源５８０（この固定基準電圧源５８０の電
圧値はＶr である）と、演算増幅器５６０と、クランプ
用ダイオード５８５（このクランプ用ダイオード５８５
は、電圧Ｖraを、電圧Ｖc の最大値にクランプする）と
を備えている。第１ダイオード５５１の一方の端子は、
全波整流器６００（図４）から供給される周期的電圧波
形Ｖs を受け取れるように接続してある。この第１ダイ
オード５５１の極性は、フィルタ用キャパシタ５９０
を、電圧波形Ｖs のピーク値Ｖp に充電することができ
るような向きにしてあり、また、このフィルタ用キャパ
シタ５９０のキャパシタンスＣは、時定数Ｔ1 ＝Ｃ×
（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）が、電圧波形Ｖs の周期と比較して充分
大きくなるように選択してある。この結果、フィルタ用
キャパシタ５９０の両端子間の直流電圧が、交流電源の
ピーク電圧Ｖp に追従するようになっている。高利得の
演算増幅器５６０は、抵抗器Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ
4 （５５５）との接続点の電圧を調節することによっ
て、この増幅器５６０の２つの入力の電圧を、互いに等
しい値に維持しようとする方向に、動作するようにして
ある。しかしながら、第２ダイオード５７０が存在して
いるために、増幅器５６０は、抵抗器Ｒ3 （５５４）と
抵抗器Ｒ4 （５５５）との接続点から、電流を引き出す
ことはできない。そのため、電源のピーク電圧値Ｖp
が、Ｋ1 ・Ｖp の値がＶr より大きくなる（そのために
電流Ｉ2 が矢印（図７）で示した方向へ流れて第２分圧
回路５９５へ流れ込む）ような値を取っているときに
は、増幅器５６０は、抵抗器Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ
4 （５５５）との接続点から電流を抜き取ることができ
ないため、電圧Ｖraの値は、次の式１７で示すようにな
っている。
【数１７】 ただし、この電圧Ｖraの値に対しては、クランプ用ダイ
オード５８５が、上限値Ｖc ＞Ｖr を設定している。一
方、以上とは逆に、電源のピーク電圧値Ｖp が、Ｋ1 ・
Ｖp がＶr より小さくなるような値を取っているときに
は、増幅器５６０は、第２ダイオード５７０を介して、
抵抗器Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ4 （５５５）との接続
点へ電流を供給することができ、それによって、電圧Ｖ
raの値を、電圧Ｖr の値に等しく維持している。これは
次の式１８で表わされる。
オード５８５が、上限値Ｖc ＞Ｖr を設定している。一
方、以上とは逆に、電源のピーク電圧値Ｖp が、Ｋ1 ・
Ｖp がＶr より小さくなるような値を取っているときに
は、増幅器５６０は、第２ダイオード５７０を介して、
抵抗器Ｒ3 （５５４）と抵抗器Ｒ4 （５５５）との接続
点へ電流を供給することができ、それによって、電圧Ｖ
raの値を、電圧Ｖr の値に等しく維持している。これは
次の式１８で表わされる。
【数１８】 Ｖra＝Ｖr （Ｋ1 ・Ｖp ＜Ｖr のとき） （１８） 図４のプリレギュレータ５０において、負荷電圧Ｖo と
可変基準電圧Ｖraとの間の比例定数をＫ3 とするなら
ば、可変基準電圧Ｖraの最小値Ｖr （式１８参照）に対
応した出力電圧Ｖominは、次の式１９で表わすことがで
きる。
可変基準電圧Ｖraとの間の比例定数をＫ3 とするなら
ば、可変基準電圧Ｖraの最小値Ｖr （式１８参照）に対
応した出力電圧Ｖominは、次の式１９で表わすことがで
きる。
【数１９】Ｖomin＝Ｋ3 ・Ｖr （１９） また、電源のピーク電圧値がその値以下であるときに、
この式１９の出力電圧の値を維持することができるとい
う、電源のピーク電圧値の限界値Ｖpminは、次の式２０
で表わされる。
この式１９の出力電圧の値を維持することができるとい
う、電源のピーク電圧値の限界値Ｖpminは、次の式２０
で表わされる。
【数２０】 Ｖpmin＝Ｖr ／Ｋ1 ＝Ｖomin／（Ｋ1 ・Ｋ3 ） （２０） 更に、電源のピーク電圧値Ｖp が、この限界値Ｖpminを
超えているときのプリレギュレータの出力電圧値Ｖo
は、次の式２１で表わされる。
超えているときのプリレギュレータの出力電圧値Ｖo
は、次の式２１で表わされる。
【数２１】 クランプ電圧Ｖc は、最大出力電圧Ｖomaxに対応した値
であり、従って、Ｖomax＝Ｋ3 ・Ｖc である。伝達関数
（図８参照）の、線形（一次関数）の部分の勾配は、次
の式２２で表わされる。
であり、従って、Ｖomax＝Ｋ3 ・Ｖc である。伝達関数
（図８参照）の、線形（一次関数）の部分の勾配は、次
の式２２で表わされる。
【数２２】 Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｋ3 ＝（Ｖomax−Ｖomin）／（Ｖpmax−Ｖpmin）（２２） これらの、Ｋ1 、Ｋ2 、及びＫ3 の値を選定することに
よって、具体的な伝達関数を規定することができる。例
えば、図４のコントローラ３５５が、ゲインＫ3＝１０
０（即ち（Ｖo ＝１００・Ｖra）という特性を持ち、ま
た、所望の電圧値（目標電圧値）が、Ｖomax＝直流３９
０ボルト、Ｖomin＝直流３００ボルト、Ｖpmin＝２７０
ボルト、そしてＶpmax＝３８０ボルトという値であると
する。この場合、Ｖc ＝３．９ボルトであり、また、式
１９から、Ｖr ＝３．０ボルトであり、更に式２２及び
式２０から、Ｋ2 ＝０．７４と、Ｋ1 ＝０．０１１１と
が得られる。
よって、具体的な伝達関数を規定することができる。例
えば、図４のコントローラ３５５が、ゲインＫ3＝１０
０（即ち（Ｖo ＝１００・Ｖra）という特性を持ち、ま
た、所望の電圧値（目標電圧値）が、Ｖomax＝直流３９
０ボルト、Ｖomin＝直流３００ボルト、Ｖpmin＝２７０
ボルト、そしてＶpmax＝３８０ボルトという値であると
する。この場合、Ｖc ＝３．９ボルトであり、また、式
１９から、Ｖr ＝３．０ボルトであり、更に式２２及び
式２０から、Ｋ2 ＝０．７４と、Ｋ1 ＝０．０１１１と
が得られる。
【００２７】図７の適合性基準電圧源５５０を更に簡易
化した構成を構築するには、増幅器５６０と第２ダイオ
ード５７０とを除去すればよい。その場合、その伝達関
数の形状は、図８に示した形状と似たものになるが、た
だし、電源のピーク電圧値がＶpminより更に低下したと
きに、プリレギュレータの出力電圧が、Ｖomin以下に下
がらないようにクランプされるという作用は失われる。
その代わり、電源のピーク電圧が、Ｖpminを下回って更
に低下して行くと、出力電圧は、式２２に示した勾配の
まま、更に低下して行く。
化した構成を構築するには、増幅器５６０と第２ダイオ
ード５７０とを除去すればよい。その場合、その伝達関
数の形状は、図８に示した形状と似たものになるが、た
だし、電源のピーク電圧値がＶpminより更に低下したと
きに、プリレギュレータの出力電圧が、Ｖomin以下に下
がらないようにクランプされるという作用は失われる。
その代わり、電源のピーク電圧が、Ｖpminを下回って更
に低下して行くと、出力電圧は、式２２に示した勾配の
まま、更に低下して行く。
【００２８】出力電圧を固定した従来のプリレギュレー
タに替えて、適合性プリレギュレータを採用する際に
は、そのために甘受せねばならないことが１つある。そ
れは、ホールドアップ・タイム（ホールドアップ・タイ
ムとは、図１ないし図４において、そのブースト・スイ
ッチング・コンバータ１００の出力側キャパシタ２００
に蓄えられているエネルギだけで、プリレギュレータの
出力電圧を、負荷５００の動作可能範囲内の電圧値に維
持し続けることができる時間のことである）を、略々同
じ長さにするためには、適合性プリレギュレータに備え
る出力側キャパシタ２００は、その容量を、より大きな
ものにする必要があるということである。このことは、
次の式２３から、明らかに理解することができる。この
式２３は、略々同じ長さのホールドアップ・タイムを達
成する場合の、従来のプリレギュレータに必要とされる
キャパシタンスの値に対する、適合性プリレギュレータ
に必要とされるキャパシタンスの値の比Ｒh を、表わし
た式である。
タに替えて、適合性プリレギュレータを採用する際に
は、そのために甘受せねばならないことが１つある。そ
れは、ホールドアップ・タイム（ホールドアップ・タイ
ムとは、図１ないし図４において、そのブースト・スイ
ッチング・コンバータ１００の出力側キャパシタ２００
に蓄えられているエネルギだけで、プリレギュレータの
出力電圧を、負荷５００の動作可能範囲内の電圧値に維
持し続けることができる時間のことである）を、略々同
じ長さにするためには、適合性プリレギュレータに備え
る出力側キャパシタ２００は、その容量を、より大きな
ものにする必要があるということである。このことは、
次の式２３から、明らかに理解することができる。この
式２３は、略々同じ長さのホールドアップ・タイムを達
成する場合の、従来のプリレギュレータに必要とされる
キャパシタンスの値に対する、適合性プリレギュレータ
に必要とされるキャパシタンスの値の比Ｒh を、表わし
た式である。
【数２３】 この式において、Ｖopは従来のプリレギュレータの出力
電圧値、Ｖopmin は負荷の動作可能最低電圧値、そして
Ｖominは適合性プリレギュレータが供給する出力電圧の
最低値である（Ｖop＞Ｖomin＞Ｖopmin ）。それゆえ、
例えば、従来のプリレギュレータの固定した出力電圧値
Ｖopが直流３８５ボルト、適合性プリレギュレータ（ad
aptive preregulator ）の出力電圧の最低値が直流２５
０ボルト、そして、負荷の動作可能最低電圧値が直流１
８０ボルトであるとすれば、比の値Ｒh は、Ｒh ＝３．
８となる。従って、その適合性プリレギュレータは、従
来のプリレギュレータにおいて必要とされる値の、３．
８倍のキャパシタンスを持った出力側キャパシタを必要
とすることになる。しかしながら、適合性プリレギュレ
ータは、処理される電力量を低減することができること
から、その出力側キャパシタを大容量のものとせざるを
得ないことに伴う、寸法面、並びにコスト面での不利益
を埋め合わせて余りある、多くの利点を提供するもので
ある。即ち、それら利点とは、浪費エネルギ量とそれに
よって発生する熱量とを大幅に低減し、そうして節約し
たエネルギを、利用可能な負荷電力量の増大にあてるこ
とができること、プリレギュレータの大きさ、コスト、
及び信頼性を改善できること、それに、低い電源電圧で
動作させることによって、プリレギュレータと負荷との
双方に加わっている、電圧によるストレスを軽減するこ
とができ、それによって、負荷の性能と信頼性との両方
を改善できることである。
電圧値、Ｖopmin は負荷の動作可能最低電圧値、そして
Ｖominは適合性プリレギュレータが供給する出力電圧の
最低値である（Ｖop＞Ｖomin＞Ｖopmin ）。それゆえ、
例えば、従来のプリレギュレータの固定した出力電圧値
Ｖopが直流３８５ボルト、適合性プリレギュレータ（ad
aptive preregulator ）の出力電圧の最低値が直流２５
０ボルト、そして、負荷の動作可能最低電圧値が直流１
８０ボルトであるとすれば、比の値Ｒh は、Ｒh ＝３．
８となる。従って、その適合性プリレギュレータは、従
来のプリレギュレータにおいて必要とされる値の、３．
８倍のキャパシタンスを持った出力側キャパシタを必要
とすることになる。しかしながら、適合性プリレギュレ
ータは、処理される電力量を低減することができること
から、その出力側キャパシタを大容量のものとせざるを
得ないことに伴う、寸法面、並びにコスト面での不利益
を埋め合わせて余りある、多くの利点を提供するもので
ある。即ち、それら利点とは、浪費エネルギ量とそれに
よって発生する熱量とを大幅に低減し、そうして節約し
たエネルギを、利用可能な負荷電力量の増大にあてるこ
とができること、プリレギュレータの大きさ、コスト、
及び信頼性を改善できること、それに、低い電源電圧で
動作させることによって、プリレギュレータと負荷との
双方に加わっている、電圧によるストレスを軽減するこ
とができ、それによって、負荷の性能と信頼性との両方
を改善できることである。
【００２９】容易に理解されるように、以上に本発明の
概念を説明するに際しては、交流の入力電源に接続して
動作させるようにした適合性交流直流スイッチング・プ
リレギュレータに関連させてその説明をしたが、本発明
の概念は、直流の入力電源に接続して動作させるように
したブースト・スイッチング・プリレギュレータにも適
用可能である。
概念を説明するに際しては、交流の入力電源に接続して
動作させるようにした適合性交流直流スイッチング・プ
リレギュレータに関連させてその説明をしたが、本発明
の概念は、直流の入力電源に接続して動作させるように
したブースト・スイッチング・プリレギュレータにも適
用可能である。
【００３０】本発明は、その別の局面においては、交流
−直流スイッチング・プリレギュレータの入力電流を検
出して制御するための、改良した方法を含むものであ
る。交流−直流スイッチング・プリレギュレータの入力
電流を制御するための従来の方法は、これまで伝統的
に、次のような方法とされていた。即ちそれは、先ず、
実質的に一定不変の伝達関数を有する素子（例えば抵抗
器や、然るべく取り付けた１つまたは複数の変流器等）
によって入力電流を検出し、そして、その検出素子から
得た電流検出信号と、電流目標値信号（この電流目標値
信号は、所望のコンバータ入力電流（即ち、目標とする
コンバータ入力電流）を表わす波形及び大きさを有する
信号である）との比較結果に基づいて、ブースト・スイ
ッチング・コンバータを制御するという方法である。そ
の具体的な一例について説明すると、図９は、従来の電
流コントローラ７００を示したものであり、同図におい
て、電流誤差増幅器７０２は、電流検出信号Ｖi ＝Ｋc
・Ｉin（ここでＫc は、検出素子の持つ、一定不変の伝
達ゲインであり、例えば、その検出素子の抵抗値ないし
は巻数比である）と、電流目標値信号Ｖcs(t) とを比較
した上で、ブースト・スイッチング・コンバータ（不図
示）のブースト制御入力１９０へ、制御信号Ｖc を送出
するようにしており、これをもって、電流検出信号Ｖi
を電流目標値信号Ｖcs(t) の波形に一致させる手段とし
ている。従って、Ｉin＝Ｖcs(t) ／Ｋc である。電流目
標値信号Ｖcs(t) は、乗算器７０１から電流誤差増幅器
７０２の一方の入力へ供給されるようにしてあり、この
電流目標値信号は、基準波形Ｖw(t)と信号Ｖe との積で
ある。基準波形Ｖw(t)は、図中に示したように、正弦波
状の時間的変化をしており、この時間的変化は、交流電
源（不図示）の電圧を整流した電圧波形に対応した変化
である。一方、信号Ｖe は、定常状態においては実質的
に直流値となっており、その直流値の大きさを、電圧誤
差増幅器（不図示）によって調節するようにしており、
これをもって、プリレギュレータの出力電圧をある目標
値Ｖo に維持する手段としている。従って、Ｖcs(t) ＝
Ｖw(t)・Ｖe であり、ここで、基準波形Ｖw(t)は、電流
目標値信号Ｖcs(t) の時間的変化を規定しており、信号
Ｖe は、その大きさを調節している。この結果、信号Ｖ
e の任意の値に対して、Ｉin＝Ｖcs(t) ／Ｋc ＝Ｖe ・
Ｖw(t)／Ｋc が成り立つようになっている。このように
して、入力電流Ｉin(t) の大きさを制御してある値にす
ることができるようにしており、この入力電流の大きさ
の制御は、そのプリレギュレータの出力電圧をある目標
直流出力電圧値Ｖo に維持するということに密接に関係
している。またこの入力電流の大きさの制御と同時に、
入力電流の波形を、基準波形Ｖw(t)の時間的変化に沿わ
せることも可能になっている。プリレギュレータに接続
されている負荷が軽くなるにつれて、入力電流Ｉinの大
きさを減少させることになるが、その際には、電流目標
値信号Ｖcs(t) の波形の大きさと電流検出信号Ｖi の大
きさとの両方が共に小さくなって行く。そして、これら
の信号のレベルが低下して行くと、二次的な影響要因
（例えば電流誤差増幅器７０２のオフセット電圧やブー
スト・コンバータ・スイッチング・ノイズの影響等）
が、その相対的な影響力の割合を増してくることにな
り、そのために、入力電流波形を電流目標値信号の波形
にどれほど忠実に沿わせることができるかという忠実度
が悪化する。ここで問題となるのは、電流誤差増幅器７
０２は波形どうしを比較することによってその機能を果
たさねばならないのであるが、その波形自体が、プリレ
ギュレータの負荷の大きさの変動に応じて変化して、幅
広いダイナミック・レンジの範囲内での様々な値を取る
ということである。
−直流スイッチング・プリレギュレータの入力電流を検
出して制御するための、改良した方法を含むものであ
る。交流−直流スイッチング・プリレギュレータの入力
電流を制御するための従来の方法は、これまで伝統的
に、次のような方法とされていた。即ちそれは、先ず、
実質的に一定不変の伝達関数を有する素子（例えば抵抗
器や、然るべく取り付けた１つまたは複数の変流器等）
によって入力電流を検出し、そして、その検出素子から
得た電流検出信号と、電流目標値信号（この電流目標値
信号は、所望のコンバータ入力電流（即ち、目標とする
コンバータ入力電流）を表わす波形及び大きさを有する
信号である）との比較結果に基づいて、ブースト・スイ
ッチング・コンバータを制御するという方法である。そ
の具体的な一例について説明すると、図９は、従来の電
流コントローラ７００を示したものであり、同図におい
て、電流誤差増幅器７０２は、電流検出信号Ｖi ＝Ｋc
・Ｉin（ここでＫc は、検出素子の持つ、一定不変の伝
達ゲインであり、例えば、その検出素子の抵抗値ないし
は巻数比である）と、電流目標値信号Ｖcs(t) とを比較
した上で、ブースト・スイッチング・コンバータ（不図
示）のブースト制御入力１９０へ、制御信号Ｖc を送出
するようにしており、これをもって、電流検出信号Ｖi
を電流目標値信号Ｖcs(t) の波形に一致させる手段とし
ている。従って、Ｉin＝Ｖcs(t) ／Ｋc である。電流目
標値信号Ｖcs(t) は、乗算器７０１から電流誤差増幅器
７０２の一方の入力へ供給されるようにしてあり、この
電流目標値信号は、基準波形Ｖw(t)と信号Ｖe との積で
ある。基準波形Ｖw(t)は、図中に示したように、正弦波
状の時間的変化をしており、この時間的変化は、交流電
源（不図示）の電圧を整流した電圧波形に対応した変化
である。一方、信号Ｖe は、定常状態においては実質的
に直流値となっており、その直流値の大きさを、電圧誤
差増幅器（不図示）によって調節するようにしており、
これをもって、プリレギュレータの出力電圧をある目標
値Ｖo に維持する手段としている。従って、Ｖcs(t) ＝
Ｖw(t)・Ｖe であり、ここで、基準波形Ｖw(t)は、電流
目標値信号Ｖcs(t) の時間的変化を規定しており、信号
Ｖe は、その大きさを調節している。この結果、信号Ｖ
e の任意の値に対して、Ｉin＝Ｖcs(t) ／Ｋc ＝Ｖe ・
Ｖw(t)／Ｋc が成り立つようになっている。このように
して、入力電流Ｉin(t) の大きさを制御してある値にす
ることができるようにしており、この入力電流の大きさ
の制御は、そのプリレギュレータの出力電圧をある目標
直流出力電圧値Ｖo に維持するということに密接に関係
している。またこの入力電流の大きさの制御と同時に、
入力電流の波形を、基準波形Ｖw(t)の時間的変化に沿わ
せることも可能になっている。プリレギュレータに接続
されている負荷が軽くなるにつれて、入力電流Ｉinの大
きさを減少させることになるが、その際には、電流目標
値信号Ｖcs(t) の波形の大きさと電流検出信号Ｖi の大
きさとの両方が共に小さくなって行く。そして、これら
の信号のレベルが低下して行くと、二次的な影響要因
（例えば電流誤差増幅器７０２のオフセット電圧やブー
スト・コンバータ・スイッチング・ノイズの影響等）
が、その相対的な影響力の割合を増してくることにな
り、そのために、入力電流波形を電流目標値信号の波形
にどれほど忠実に沿わせることができるかという忠実度
が悪化する。ここで問題となるのは、電流誤差増幅器７
０２は波形どうしを比較することによってその機能を果
たさねばならないのであるが、その波形自体が、プリレ
ギュレータの負荷の大きさの変動に応じて変化して、幅
広いダイナミック・レンジの範囲内での様々な値を取る
ということである。
【００３１】図１０は、従来の電流コントローラに特有
の、このダイナミック・レンジの問題を解決した、改良
した電流コントローラ７０５を示している。同図におい
て、電流誤差増幅器７０２の一方の入力へは、基準波形
Ｖw(t)が供給されており、他方の入力へは、可変ゲイン
素子７０６から、複合信号Ｖx(t)が供給されている。可
変ゲイン素子７０６は、２つの入力を持っており、その
一方はゲイン制御入力７０７であり、他方は信号入力７
０８である。また、この可変ゲイン素子７０６の特性
は、そのゲイン制御入力７０７へ入力されているゲイン
制御信号Ｖe に応じて単調変化する伝達ゲインＧ(Ve)に
よって特徴付けられる。可変ゲイン素子７０６の出力信
号Ｖx(t)は、伝達ゲインＧ(Ve)と、その信号入力７０８
へ供給されている電流検出信号Ｖi との積である。従っ
て、図示した如く、Ｖx(t)＝Ｋ・Ｉin・Ｇ(Ve)となる。
この可変ゲイン素子の具体的な例としては、積分器や分
圧回路を挙げることができる。電流誤差増幅器７０２の
出力は、図９の従来の電流コントローラ７００の場合と
同様に、ブースト・スイッチング・コンバータ（不図
示）のブースト制御入力１９０へ送出されており、これ
をもって、信号Ｖw(t)の値をＶw(t)＝Ｖx(t)となるよう
に維持するための手段としている。従って、図１０のゲ
イン可変式の電流コントローラ７０５では、Ｉin＝Ｖw
(t)／（Ｋ・Ｇ(Ve)）となっている。上述の従来のコン
トローラと同様に、その入力電流の波形は基準波形Ｖw
(t)に対応したものとなり、また、その入力電流の波形
の大きさは信号Ｖe の値を調節することによって変化さ
せることができる（信号Ｖe の値を調節するということ
はゲインＧ(Ve)を変化させるということである）。しか
しながら、この図１０のゲイン可変式の電流コントロー
ラ７０５では、電流誤差増幅器７０２への両方の信号入
力Ｖw(t)及びＶx(t)の、定常状態におけるそれらの大き
さは、いずれも、基準波形信号Ｖw(t)の大きさのみによ
って定まり、負荷の大きさの影響を受ける入力電流のダ
イナミック・レンジには影響されない。即ち、負荷の変
動によって、入力電流の大きさが変化したときには、可
変ゲイン素子７０６のゲインＧ(Ve)が変化するようにし
てあり、これをもってＧ(Ve)・Ｉin(t) ＝Ｖw(t)の関係
を維持するための手段としている。ここで、信号Ｖw(t)
の大きさを一定にすれば、ゲインＧ(Ve)を増大させると
入力電流Ｉin(t) の大きさが減少し、ゲインＧ(Ve)を低
下させると入力電流Ｉin(t) の大きさが増大するように
なる。このようにして、入力電流Ｉin(t) を、広いダイ
ナミック・レンジに亙って制御する一方で電流誤差増幅
器７０２の２つの入力へ供給されている信号の大きさ
を、信号Ｖw(t)の大きさに等しい、比較的高いレベルに
保持することができるようにしている。
の、このダイナミック・レンジの問題を解決した、改良
した電流コントローラ７０５を示している。同図におい
て、電流誤差増幅器７０２の一方の入力へは、基準波形
Ｖw(t)が供給されており、他方の入力へは、可変ゲイン
素子７０６から、複合信号Ｖx(t)が供給されている。可
変ゲイン素子７０６は、２つの入力を持っており、その
一方はゲイン制御入力７０７であり、他方は信号入力７
０８である。また、この可変ゲイン素子７０６の特性
は、そのゲイン制御入力７０７へ入力されているゲイン
制御信号Ｖe に応じて単調変化する伝達ゲインＧ(Ve)に
よって特徴付けられる。可変ゲイン素子７０６の出力信
号Ｖx(t)は、伝達ゲインＧ(Ve)と、その信号入力７０８
へ供給されている電流検出信号Ｖi との積である。従っ
て、図示した如く、Ｖx(t)＝Ｋ・Ｉin・Ｇ(Ve)となる。
この可変ゲイン素子の具体的な例としては、積分器や分
圧回路を挙げることができる。電流誤差増幅器７０２の
出力は、図９の従来の電流コントローラ７００の場合と
同様に、ブースト・スイッチング・コンバータ（不図
示）のブースト制御入力１９０へ送出されており、これ
をもって、信号Ｖw(t)の値をＶw(t)＝Ｖx(t)となるよう
に維持するための手段としている。従って、図１０のゲ
イン可変式の電流コントローラ７０５では、Ｉin＝Ｖw
(t)／（Ｋ・Ｇ(Ve)）となっている。上述の従来のコン
トローラと同様に、その入力電流の波形は基準波形Ｖw
(t)に対応したものとなり、また、その入力電流の波形
の大きさは信号Ｖe の値を調節することによって変化さ
せることができる（信号Ｖe の値を調節するということ
はゲインＧ(Ve)を変化させるということである）。しか
しながら、この図１０のゲイン可変式の電流コントロー
ラ７０５では、電流誤差増幅器７０２への両方の信号入
力Ｖw(t)及びＶx(t)の、定常状態におけるそれらの大き
さは、いずれも、基準波形信号Ｖw(t)の大きさのみによ
って定まり、負荷の大きさの影響を受ける入力電流のダ
イナミック・レンジには影響されない。即ち、負荷の変
動によって、入力電流の大きさが変化したときには、可
変ゲイン素子７０６のゲインＧ(Ve)が変化するようにし
てあり、これをもってＧ(Ve)・Ｉin(t) ＝Ｖw(t)の関係
を維持するための手段としている。ここで、信号Ｖw(t)
の大きさを一定にすれば、ゲインＧ(Ve)を増大させると
入力電流Ｉin(t) の大きさが減少し、ゲインＧ(Ve)を低
下させると入力電流Ｉin(t) の大きさが増大するように
なる。このようにして、入力電流Ｉin(t) を、広いダイ
ナミック・レンジに亙って制御する一方で電流誤差増幅
器７０２の２つの入力へ供給されている信号の大きさ
を、信号Ｖw(t)の大きさに等しい、比較的高いレベルに
保持することができるようにしている。
【００３２】図１１は、交流−直流プリレギュレータ１
５０の一部分を示したものであり、図中には、ゲイン可
変式の電流コントローラの一実施例７０５の詳細構造も
含まれている。電流コントローラ７０５は、ｎチャネル
の、エンハンスメント・モードの電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）１７０と、電流誤差増幅器７０２と、この電
流誤差増幅器７０２の一方の入力へ、基準波形信号Ｖw
(t)を供給する分圧回路１６０とから構成されており、
この基準波形信号Ｖw(t)は、入力電源電圧を整流して得
た電圧Ｖs(t)の一定の割合の部分から成る信号である。
ＦＥＴ１７０は、可変ゲイン素子としての機能を果たし
ており、入力電流Ｉinの全体がこのＦＥＴ１７０を流れ
るようにしてある。図１２は、典型的なＦＥＴに関す
る、その動作範囲のうちの「三極管」動作領域（例え
ば、ドレイン−ソース間電圧の値が小さな領域）におけ
るドレイン−ソース間電圧Ｖgsとドレイン電流Ｉd との
間の関係を示したグラフである。この動作領域において
は、ゲート−ソース間電圧Ｖgsの値を一定とした場合に
は、ＦＥＴを、実質的に、１つの固定抵抗であると考え
ることができ、即ち、Ｖds／Ｉd ＝Ｒf(Vgs)となる。ゲ
ート−ソース間電圧Ｖgsを上昇させるとその抵抗値は小
さくなり、一方、ゲート−ソース間電圧Ｖgsを低下させ
るとその抵抗値は大きくなる。従って、ゲート−ソース
間電圧Ｖgsを一定とするならば、そのＦＥＴのドレイン
−ソース間電圧Ｖdsは、ドレイン電流に正比例すること
になり、これを、Ｖds(t) ＝Ｉds(t) ・Ｒf(Vgs)と表わ
すことができる。図１１において、電流誤差増幅器７０
２の一方の入力へは、ＦＥＴ１７０のドレイン−ソース
間電圧Ｖi が供給されており、他方の入力へは分圧回路
１６０の出力電圧Ｖw(t)が供給されている。この分圧回
路１６０を適当に構成することによって、入力電源電圧
を整流して得た電圧Ｖs(t)が、その電圧値範囲の中で変
化したときにも、電圧Ｖw(t)のピーク値は、ＦＥＴ１７
０の「三極管」動作領域に対応したドレイン−ソース間
電圧の電圧値範囲（一般的には０．６ボルト以下の範
囲）の中にとどまるようにしてある。電流誤差増幅器７
０２は、その出力をブースト・スイッチング・コンバー
タ１００の制御入力１９０へ供給するようにしてあり、
この電流誤差増幅器７０２の出力で、コンバータ１００
を制御しており、これをもって、Ｖi ＝Ｖw(t)の関係を
維持するための手段としている。従って、Ｉin(t) ＝Ｖ
w(t)／Ｒf(Ve) となり、この式において、電圧Ｖe を上
昇させると、抵抗値Ｒf(Ve) が小さくなって、電流Ｉin
(t) の大きさが増大する。ここで、電圧Ｖe が、実質的
に直流電圧であれば（即ち、電圧Ｖw(t)と比較して非常
に緩やかに変化するものであれば）、この電圧Ｖe の大
きさを調節することによって電流Ｉin(t) の大きさを調
節することができ、それによって、電流Ｉin(t) の時間
的変化を、電圧Ｖw(t)の時間的変化に沿わせることがで
きる。従って、ＦＥＴ１７０の抵抗値を調節することに
よって、電流Ｉin(t) を広いダイナミック・レンジに亙
って制御することができ、またそれと共に、電流誤差増
幅器７０２の２つの入力へ供給されている双方の入力信
号の大きさを、電圧Ｖw(t)の大きさに等しい、比較的高
いレベルに保持することが可能になっているのである。
５０の一部分を示したものであり、図中には、ゲイン可
変式の電流コントローラの一実施例７０５の詳細構造も
含まれている。電流コントローラ７０５は、ｎチャネル
の、エンハンスメント・モードの電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）１７０と、電流誤差増幅器７０２と、この電
流誤差増幅器７０２の一方の入力へ、基準波形信号Ｖw
(t)を供給する分圧回路１６０とから構成されており、
この基準波形信号Ｖw(t)は、入力電源電圧を整流して得
た電圧Ｖs(t)の一定の割合の部分から成る信号である。
ＦＥＴ１７０は、可変ゲイン素子としての機能を果たし
ており、入力電流Ｉinの全体がこのＦＥＴ１７０を流れ
るようにしてある。図１２は、典型的なＦＥＴに関す
る、その動作範囲のうちの「三極管」動作領域（例え
ば、ドレイン−ソース間電圧の値が小さな領域）におけ
るドレイン−ソース間電圧Ｖgsとドレイン電流Ｉd との
間の関係を示したグラフである。この動作領域において
は、ゲート−ソース間電圧Ｖgsの値を一定とした場合に
は、ＦＥＴを、実質的に、１つの固定抵抗であると考え
ることができ、即ち、Ｖds／Ｉd ＝Ｒf(Vgs)となる。ゲ
ート−ソース間電圧Ｖgsを上昇させるとその抵抗値は小
さくなり、一方、ゲート−ソース間電圧Ｖgsを低下させ
るとその抵抗値は大きくなる。従って、ゲート−ソース
間電圧Ｖgsを一定とするならば、そのＦＥＴのドレイン
−ソース間電圧Ｖdsは、ドレイン電流に正比例すること
になり、これを、Ｖds(t) ＝Ｉds(t) ・Ｒf(Vgs)と表わ
すことができる。図１１において、電流誤差増幅器７０
２の一方の入力へは、ＦＥＴ１７０のドレイン−ソース
間電圧Ｖi が供給されており、他方の入力へは分圧回路
１６０の出力電圧Ｖw(t)が供給されている。この分圧回
路１６０を適当に構成することによって、入力電源電圧
を整流して得た電圧Ｖs(t)が、その電圧値範囲の中で変
化したときにも、電圧Ｖw(t)のピーク値は、ＦＥＴ１７
０の「三極管」動作領域に対応したドレイン−ソース間
電圧の電圧値範囲（一般的には０．６ボルト以下の範
囲）の中にとどまるようにしてある。電流誤差増幅器７
０２は、その出力をブースト・スイッチング・コンバー
タ１００の制御入力１９０へ供給するようにしてあり、
この電流誤差増幅器７０２の出力で、コンバータ１００
を制御しており、これをもって、Ｖi ＝Ｖw(t)の関係を
維持するための手段としている。従って、Ｉin(t) ＝Ｖ
w(t)／Ｒf(Ve) となり、この式において、電圧Ｖe を上
昇させると、抵抗値Ｒf(Ve) が小さくなって、電流Ｉin
(t) の大きさが増大する。ここで、電圧Ｖe が、実質的
に直流電圧であれば（即ち、電圧Ｖw(t)と比較して非常
に緩やかに変化するものであれば）、この電圧Ｖe の大
きさを調節することによって電流Ｉin(t) の大きさを調
節することができ、それによって、電流Ｉin(t) の時間
的変化を、電圧Ｖw(t)の時間的変化に沿わせることがで
きる。従って、ＦＥＴ１７０の抵抗値を調節することに
よって、電流Ｉin(t) を広いダイナミック・レンジに亙
って制御することができ、またそれと共に、電流誤差増
幅器７０２の２つの入力へ供給されている双方の入力信
号の大きさを、電圧Ｖw(t)の大きさに等しい、比較的高
いレベルに保持することが可能になっているのである。
【００３３】図１１のゲイン可変式電流コントローラ７
０５に用いるＦＥＴ１７０を選択する際には、抵抗値Ｒ
f の最小値をどれ程の値にする必要があるのかを考慮し
て、その選択を行なうようにする。従って、この点に関
しては、Ｒdsonの値についてのＦＥＴの仕様と、電圧Ｖ
w(t)の大きさのダイナミック・レンジとの２つが、ＦＥ
Ｔを選択する上での主要な選択基準となる。その具体的
な例を挙げるならば、次のとおりである。先ず、図１１
の分圧回路１６０は、抵抗で構成した分圧回路であるも
のとする。また、動作可能とすべき交流電源の電圧値範
囲の目標値は、９０ボルト（ＲＭＳ値）から２７０ボル
ト（ＲＭＳ値）までの電圧値範囲であるものとする。斯
かる状況下では、電圧Ｖw(t)のピーク値は、３対１のダ
イナミック・レンジに亙って変化することになる。ＦＥ
Ｔの「三極管」動作領域から逸脱しないようにするため
には、ＦＥＴの電圧を（従って電圧Ｖw(t)のピーク値
を）例えば０．５ボルト以下の値に維持しなければなら
ない場合もある。その場合には、分圧回路を構成してい
る抵抗の抵抗値を適当に選択して、交流電源の電圧が２
７０ボルト（ＲＭＳ値）のときに、それによって発生さ
れる電圧Ｖw(t)のピーク値が０．５ボルトになるように
すればよい。そうしたならば、交流電源の電圧が９０ボ
ルト（ＲＭＳ値）のときには、電圧Ｖw(t)のピーク値は
０．１７ボルトになる。入力電流のピーク値が最も大き
くなるのは、電源である電灯線の電圧が低く、且つ、負
荷が最大の大きさであるという状況にあるときである
が、このような状況の下においても、ドレイン−ソース
間電圧Ｖdsが０．１７ボルト以上にならないようなＲds
onの値を持ったＦＥＴを選択しておかなければならな
い。従って、例えばプリレギュレータ１５０が、６００
ワットのものであり、しかも、電源電圧が交流９０ボル
ト（ＲＭＳ値）にまで低下したときにも動作可能でなけ
ればならないとすれば、そのプリレギュレータ１５０が
動作可能でなければならない最大入力電流は、６．７ア
ンペア（ＲＭＳ値）になり、これをピーク値で表わすと
９．４アンペアである。この大きさの電流が流れても、
なお、ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖdsを、０．１
７ボルト以下に維持することができるためには、ＦＥＴ
のＲdsonの値は、１８ミリオーム以下でなければならな
い。市販されているデバイスでのＲdsonの値は、通常こ
の値よりも小さい（例えば１０ミリオーム以下であ
る）。更に大きな電流に対応するためには、複数のＦＥ
Ｔを並列に接続すればよい。この場合、それら複数のＦ
ＥＴは必ずしも互いに同一の割合で電流を流すとは限ら
ず、それらＦＥＴの電流値には、ばらつきが生じる可能
性がある。しかしながら、入力電流Ｉinが大きくなるに
つれて電圧Ｖe もまた増大し、この電圧Ｖe が増大する
と、それまで比較的小さな割合の電流しか流していなか
ったＦＥＴでは、他のＦＥＴと分かち合う電流の増分の
うち、みずからが負担する電流の割合が徐々に大きくな
って行き、一方、それまで比較的大きな電流を流してい
たＦＥＴは、その電流の増分のうちの僅かな分しか負担
しないようになる。また更に、図１１において、ｎチャ
ネルのＦＥＴ１７０は、「逆向き」に接続してあること
にも注意されたい。即ち、電流がソース端子（図中には
「ｓ」の記号を付して表わしてある）から流入するた
め、ソース−ドレイン間電圧が正電圧となっている（即
ちドレイン−ソース間電圧が負電圧となっている）。た
だし、これによって動作に支障を生じることはなく、何
故ならば、図１２に示したように「三極管」動作領域
は、ゼロ点に対して対称形を成しているからである。即
ち、ゲート−ソース間電圧Ｖgsがある電圧値に定められ
れば、ドレイン−ソース間電圧Ｖdsが正の値でも、また
負の値でも、ＦＥＴの抵抗値は略々一定に保たれる。Ｆ
ＥＴ１７０をこのように逆向きに接続したことの利点
は、プリレギュレータ１５０が過負荷状態になったとき
には、このように接続してあれば、ＦＥＴの固有のボデ
ィ・ダイオード１７５が大きな電流を流すため、ＦＥＴ
１７０のドレイン−ソース間電圧Ｖdsの値を、このボデ
ィ・ダイオード１７５の電圧降下の値（一般的には１ボ
ルト以下である）の値までに制限することができること
にある。更に、これによって、ＦＥＴ１７０に要求され
る破壊電圧定格値が１ボルト以下で済むという利点も得
られている。
０５に用いるＦＥＴ１７０を選択する際には、抵抗値Ｒ
f の最小値をどれ程の値にする必要があるのかを考慮し
て、その選択を行なうようにする。従って、この点に関
しては、Ｒdsonの値についてのＦＥＴの仕様と、電圧Ｖ
w(t)の大きさのダイナミック・レンジとの２つが、ＦＥ
Ｔを選択する上での主要な選択基準となる。その具体的
な例を挙げるならば、次のとおりである。先ず、図１１
の分圧回路１６０は、抵抗で構成した分圧回路であるも
のとする。また、動作可能とすべき交流電源の電圧値範
囲の目標値は、９０ボルト（ＲＭＳ値）から２７０ボル
ト（ＲＭＳ値）までの電圧値範囲であるものとする。斯
かる状況下では、電圧Ｖw(t)のピーク値は、３対１のダ
イナミック・レンジに亙って変化することになる。ＦＥ
Ｔの「三極管」動作領域から逸脱しないようにするため
には、ＦＥＴの電圧を（従って電圧Ｖw(t)のピーク値
を）例えば０．５ボルト以下の値に維持しなければなら
ない場合もある。その場合には、分圧回路を構成してい
る抵抗の抵抗値を適当に選択して、交流電源の電圧が２
７０ボルト（ＲＭＳ値）のときに、それによって発生さ
れる電圧Ｖw(t)のピーク値が０．５ボルトになるように
すればよい。そうしたならば、交流電源の電圧が９０ボ
ルト（ＲＭＳ値）のときには、電圧Ｖw(t)のピーク値は
０．１７ボルトになる。入力電流のピーク値が最も大き
くなるのは、電源である電灯線の電圧が低く、且つ、負
荷が最大の大きさであるという状況にあるときである
が、このような状況の下においても、ドレイン−ソース
間電圧Ｖdsが０．１７ボルト以上にならないようなＲds
onの値を持ったＦＥＴを選択しておかなければならな
い。従って、例えばプリレギュレータ１５０が、６００
ワットのものであり、しかも、電源電圧が交流９０ボル
ト（ＲＭＳ値）にまで低下したときにも動作可能でなけ
ればならないとすれば、そのプリレギュレータ１５０が
動作可能でなければならない最大入力電流は、６．７ア
ンペア（ＲＭＳ値）になり、これをピーク値で表わすと
９．４アンペアである。この大きさの電流が流れても、
なお、ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖdsを、０．１
７ボルト以下に維持することができるためには、ＦＥＴ
のＲdsonの値は、１８ミリオーム以下でなければならな
い。市販されているデバイスでのＲdsonの値は、通常こ
の値よりも小さい（例えば１０ミリオーム以下であ
る）。更に大きな電流に対応するためには、複数のＦＥ
Ｔを並列に接続すればよい。この場合、それら複数のＦ
ＥＴは必ずしも互いに同一の割合で電流を流すとは限ら
ず、それらＦＥＴの電流値には、ばらつきが生じる可能
性がある。しかしながら、入力電流Ｉinが大きくなるに
つれて電圧Ｖe もまた増大し、この電圧Ｖe が増大する
と、それまで比較的小さな割合の電流しか流していなか
ったＦＥＴでは、他のＦＥＴと分かち合う電流の増分の
うち、みずからが負担する電流の割合が徐々に大きくな
って行き、一方、それまで比較的大きな電流を流してい
たＦＥＴは、その電流の増分のうちの僅かな分しか負担
しないようになる。また更に、図１１において、ｎチャ
ネルのＦＥＴ１７０は、「逆向き」に接続してあること
にも注意されたい。即ち、電流がソース端子（図中には
「ｓ」の記号を付して表わしてある）から流入するた
め、ソース−ドレイン間電圧が正電圧となっている（即
ちドレイン−ソース間電圧が負電圧となっている）。た
だし、これによって動作に支障を生じることはなく、何
故ならば、図１２に示したように「三極管」動作領域
は、ゼロ点に対して対称形を成しているからである。即
ち、ゲート−ソース間電圧Ｖgsがある電圧値に定められ
れば、ドレイン−ソース間電圧Ｖdsが正の値でも、また
負の値でも、ＦＥＴの抵抗値は略々一定に保たれる。Ｆ
ＥＴ１７０をこのように逆向きに接続したことの利点
は、プリレギュレータ１５０が過負荷状態になったとき
には、このように接続してあれば、ＦＥＴの固有のボデ
ィ・ダイオード１７５が大きな電流を流すため、ＦＥＴ
１７０のドレイン−ソース間電圧Ｖdsの値を、このボデ
ィ・ダイオード１７５の電圧降下の値（一般的には１ボ
ルト以下である）の値までに制限することができること
にある。更に、これによって、ＦＥＴ１７０に要求され
る破壊電圧定格値が１ボルト以下で済むという利点も得
られている。
【００３４】ゲイン可変式電流コントローラの更に別の
実施例７０７を、図１３に示した。同図において、コン
バータ入力電流Ｉinのうちの、ある割合の部分Ｋ・Ｉin
が、（ブースト・コンバータの中の然るべき位置に取り
付けられた不図示の１つまたは複数の変流器から）ＦＥ
Ｔ１８０へ供給されており、また、それと共に、このＦ
ＥＴ１８０へは、ゲイン制御電圧Ｖe も供給されてい
る。図１１の電流コントローラと同様に、電流誤差増幅
器７０２の一方の入力へは、基準波形信号Ｖw(t)が供給
されており、他方の入力へは、ＦＥＴ１８０のドレイン
とソースとの間に発生している電圧Ｖi が供給されてい
る。図１３のＦＥＴ１８０では、図１１のＦＥＴ１７０
より、小さな電流を流すようにしてある点が異なってい
るが、このことを別にすれば、動作原理並びにＦＥＴの
選択基準については、図１１の電流コントローラ７０５
と、図１３の電流コントローラ７０７とで差異はない。
実施例７０７を、図１３に示した。同図において、コン
バータ入力電流Ｉinのうちの、ある割合の部分Ｋ・Ｉin
が、（ブースト・コンバータの中の然るべき位置に取り
付けられた不図示の１つまたは複数の変流器から）ＦＥ
Ｔ１８０へ供給されており、また、それと共に、このＦ
ＥＴ１８０へは、ゲイン制御電圧Ｖe も供給されてい
る。図１１の電流コントローラと同様に、電流誤差増幅
器７０２の一方の入力へは、基準波形信号Ｖw(t)が供給
されており、他方の入力へは、ＦＥＴ１８０のドレイン
とソースとの間に発生している電圧Ｖi が供給されてい
る。図１３のＦＥＴ１８０では、図１１のＦＥＴ１７０
より、小さな電流を流すようにしてある点が異なってい
るが、このことを別にすれば、動作原理並びにＦＥＴの
選択基準については、図１１の電流コントローラ７０５
と、図１３の電流コントローラ７０７とで差異はない。
【００３５】尚、明らかなことであるが、図１１の電流
コントローラと、図１３の電流コントローラとのいずれ
においても、それに使用しているＦＥＴに替えて、抵抗
値を電気的に制御可能な任意の素子を使用することがで
きる。
コントローラと、図１３の電流コントローラとのいずれ
においても、それに使用しているＦＥＴに替えて、抵抗
値を電気的に制御可能な任意の素子を使用することがで
きる。
【図１】交流−直流ブースト・スイッチング・プリレギ
ュレータのブロック図である。
ュレータのブロック図である。
【図２】従来のブースト・スイッチング・パワー・コン
バータの回路図である。
バータの回路図である。
【図３】本発明に係る、一実施例のブースト・スイッチ
ング・プリレギュレータについて、その出力電圧を、交
流電源の電圧のピーク値の関数としてプロットしたグラ
フである。
ング・プリレギュレータについて、その出力電圧を、交
流電源の電圧のピーク値の関数としてプロットしたグラ
フである。
【図４】本発明に係る、一実施例の交流−直流ブースト
・スイッチング・プリレギュレータのブロック図であ
る。
・スイッチング・プリレギュレータのブロック図であ
る。
【図５】本発明に係る、一実施例のブースト・スイッチ
ング・プリレギュレータの出力電圧と、そのプリレギュ
レータの交流電源の電圧のピーク値とを関係付けている
伝達関数の概略図である。
ング・プリレギュレータの出力電圧と、そのプリレギュ
レータの交流電源の電圧のピーク値とを関係付けている
伝達関数の概略図である。
【図６】図３のグラフに示した入力電圧と出力電圧との
関係を生成するために使用することのできる、本発明に
係る、一実施例の適合性基準電圧源の回路図である。
関係を生成するために使用することのできる、本発明に
係る、一実施例の適合性基準電圧源の回路図である。
【図７】本発明に係る、別実施例の適合性基準電圧源の
回路図である。
回路図である。
【図８】図７に示した適合性基準電圧源を含んでいる、
一実施例の交流−直流ブースト・スイッチング・プリレ
ギュレータの、入力電圧と出力電圧との関係を示したグ
ラフである。
一実施例の交流−直流ブースト・スイッチング・プリレ
ギュレータの、入力電圧と出力電圧との関係を示したグ
ラフである。
【図９】従来の電流コントローラのブロック図である。
【図１０】本発明に係る、ゲイン可変式電流コントロー
ラのブロック図である。
ラのブロック図である。
【図１１】本発明に係る、可変ゲイン素子として電界効
果トランジスタを用いた、一実施例のゲイン可変式電流
コントローラのブロック図である。
果トランジスタを用いた、一実施例のゲイン可変式電流
コントローラのブロック図である。
【図１２】ｎ−チャネル形、エンハンスメント・モード
の電界効果トランジスタの、その「三極管」動作領域に
おける、ドレイン−ソース間電圧とドレイン電流との間
の関係を示したグラフである。
の電界効果トランジスタの、その「三極管」動作領域に
おける、ドレイン−ソース間電圧とドレイン電流との間
の関係を示したグラフである。
【図１３】本発明に係る、可変ゲイン素子として電界効
果トランジスタを用いた、別実施例のゲイン可変式電流
コントローラのブロック図である。
果トランジスタを用いた、別実施例のゲイン可変式電流
コントローラのブロック図である。
３０ 交流電源 ５０ 交流−直流プリレギュレータ １００ ブースト・スイッチング・パワー・コンバータ １５０ 交流−直流プリレギュレータ １６０ 分圧回路 １７０ 電界効果トランジスタ １８０ 電界効果トランジスタ ３５５ 力率コントローラ ４６０ 比較器 ４８０ 固定基準電圧源 ４８５ 第１分圧回路 ４９５ 第２分圧回路 ５００ 負荷 ５５０ 適合性基準電圧源 ５６０ 演算増幅器 ５８０ 固定基準電圧源 ５８５ 第１分圧回路 ５９５ 第２分圧回路 ６００ 全波整流器 ７０２ 電流誤差増幅器 ７０５ 電流コントローラ ７０６ 可変ゲイン素子 ７０７ 電流コントローラ
Claims (11)
- 【請求項１】 スイッチング・パワー・コンバータから
供給されている負荷に広範の変動があっても、そのスイ
ッチング・パワー・コンバータにより流し込まれる入力
電流を制御するコントローラであって、このコントロー
ラは第１信号に応答して動作する、該コントローラにお
いて、 第２信号と第３信号との比較に基づいて入力電流制御信
号を生成する、制御回路を備えており、 前記第２信号は、前記入力電流の変動ないし前記第１信
号の変動に影響されない信号であり、 前記第３信号は、前記入力電流の変動ないし前記第１信
号の変動に影響される信号であり、 前記制御回路は、前記入力電流制御信号が前記第３信号
の値を前記第２信号の値へ向けるように構成されてお
り、それによって、前記第３信号の大きさが前記第２信
号の大きさに略々等しく維持されるようにしてある、こ
とを特徴とするコントローラ。 - 【請求項２】 前記第２信号は、前記入力電流の目標波
形である時間的変化をする波形に対応した基準信号であ
り、前記第３信号の瞬時値は、前記入力電流の実測瞬時
値と、前記第１信号の大きさとの両方に基づいて決まる
ものであることを特徴とする請求項1のコントローラ。 - 【請求項３】 前記第３信号は、前記第１信号に対して
単調変化する伝達ゲインと、前記入力電流の実測瞬時値
に比例した大きさを持つ電流検出信号との積であること
を特徴とする請求項2のコントローラ。 - 【請求項４】 前記第1信号は、前記入力電流の所望の
大きさを指定する信号であり、 前記入力電流制御信号は、前記入力電流を制御するため
の手段として、前記スイッチング・パワー・コンバータ
に含まれている１つまたは複数のスイッチの開状態及び
閉状態の相対的時間長さを制御するものであり、 前記コントローラは更に、 前記第１信号と前記電流検出信号とを受け取り、該電流
検出信号と該第１信号の関数として単調変化する伝達ゲ
インとの積である前記第３信号を送出する可変ゲイン素
子と、 前記第３信号と前記第２信号とを比較する電流誤差増幅
器であって、その出力を、前記第３信号を前記第２信号
に略々等しく維持するための前記入力電流制御信号とし
て送出することによって前記入力電流を制御する、前記
電流誤差増幅器と、 前記第１信号の大きさが変化し、従って前記入力電流の
大きさが変化した際にも、前記第３信号の大きさと前記
第２信号の大きさとが略々該第２信号の大きさに等しい
レベルで維持されるようにしてあること、を特徴とする
請求項3のコントローラ。 - 【請求項５】 前記可変ゲイン素子は乗算器から成るこ
とを特徴とする請求項4のコントローラ。 - 【請求項６】 前記可変ゲイン素子は分圧回路から成る
ことを特徴とする請求項4のコントローラ。 - 【請求項７】 前記可変ゲイン素子は電気的制御が可能
な抵抗から成り、該電気的制御可能抵抗は、前記第１信
号を受け取る入力ポートと、２つの出力端子を備えた出
力ポートとを有しており、前記２つの出力端子の間の抵
抗Ｒは、前記第１信号の大きさの関数として単調変化
し、前記電流検出信号は、前記２つの出力端子の間を流
れる電流であり、前記第３信号は、前記２つの出力端子
の間の電圧であることを特徴とする請求項4のコントロ
ーラ。 - 【請求項８】 前記電気的制御可能抵抗は、電界効果ト
ランジスタから成り、前記２つの出力端子は、該電界効
果トランジスタのドレイン端子とソース端子とから成
り、前記入力ポートは、該電界効果トランジスタのゲー
ト端子から成ることを特徴とする請求項7のコントロー
ラ。 - 【請求項９】 前記入力電流の全てが前記２つの出力端
子の間を流れるようにしてあることを特徴とする請求項
7または8のコントローラ。 - 【請求項１０】 前記入力電流の一部分が前記２つの出
力端子の間を流れるようにしてあることを特徴とする請
求項7または8のコントローラ。 - 【請求項１１】 前記電流検出信号が、１つまたは複数
の変流器から前記電気的制御可能抵抗素子へ供給される
ようにしてあることを特徴とする請求項7または8のコン
トローラ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/642,232 US5289361A (en) | 1991-01-16 | 1991-01-16 | Adaptive boost switching preregulator and method |
| US642232 | 1991-01-16 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04004768A Division JP3140128B2 (ja) | 1991-01-16 | 1992-01-14 | 適合性ブースト・スイッチング・レギュレータ並びにゲイン可変式電流制御のためのコントローラ及び方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001145337A true JP2001145337A (ja) | 2001-05-25 |
| JP3420200B2 JP3420200B2 (ja) | 2003-06-23 |
Family
ID=24575754
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04004768A Expired - Fee Related JP3140128B2 (ja) | 1991-01-16 | 1992-01-14 | 適合性ブースト・スイッチング・レギュレータ並びにゲイン可変式電流制御のためのコントローラ及び方法 |
| JP2000318068A Expired - Fee Related JP3420200B2 (ja) | 1991-01-16 | 2000-10-18 | 適合性ブースト・スイッチング・プリレギュレータ並びにゲイン可変式電流制御のためのコントローラ及び方法 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04004768A Expired - Fee Related JP3140128B2 (ja) | 1991-01-16 | 1992-01-14 | 適合性ブースト・スイッチング・レギュレータ並びにゲイン可変式電流制御のためのコントローラ及び方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5289361A (ja) |
| EP (2) | EP0496529B1 (ja) |
| JP (2) | JP3140128B2 (ja) |
| AT (2) | ATE181190T1 (ja) |
| DE (2) | DE69215701T2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008182889A (ja) * | 2002-07-10 | 2008-08-07 | Marvell World Trade Ltd | 出力レギュレータ |
| WO2008099884A1 (ja) * | 2007-02-16 | 2008-08-21 | Komatsu Ltd. | 電圧制御装置および電圧制御方法 |
| JP2011091900A (ja) * | 2009-10-20 | 2011-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | 電源回路及び照明装置 |
Families Citing this family (111)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5289361A (en) * | 1991-01-16 | 1994-02-22 | Vlt Corporation | Adaptive boost switching preregulator and method |
| US5594323A (en) * | 1991-02-21 | 1997-01-14 | Siemens Aktiengesellschaft | Control process for a voltage transformer with a wide input voltage range and the application of such a process |
| JP2571942Y2 (ja) * | 1992-10-12 | 1998-05-20 | ネミック・ラムダ株式会社 | 昇圧コンバータ |
| IT1259214B (it) * | 1992-06-05 | 1996-03-11 | Zeltron Spa | Alimentatore elettrico perfezionato |
| US5359274A (en) * | 1992-08-20 | 1994-10-25 | North American Philips Corporation | Active offset for power factor controller |
| JP2786384B2 (ja) * | 1992-10-16 | 1998-08-13 | 東光株式会社 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| US5345164A (en) * | 1993-04-27 | 1994-09-06 | Metcal, Inc. | Power factor corrected DC power supply |
| US5402060A (en) * | 1993-05-13 | 1995-03-28 | Toko America, Inc. | Controller for two-switch buck-boost converter |
| DE4340604A1 (de) * | 1993-08-25 | 1995-03-02 | Tridonic Bauelemente Ges Mbh | Elektronisches Vorschaltgerät zum Versorgen einer Last, beispielsweise einer Lampe |
| DE4329821A1 (de) * | 1993-09-03 | 1995-03-09 | Tridonic Bauelemente Ges Mbh | Elektronisches Vorschaltgerät zum Versorgen einer Last, beispielsweise einer Lampe |
| US5570004A (en) * | 1994-01-03 | 1996-10-29 | Seiko Instruments Inc. | Supply voltage regulator and an electronic apparatus |
| US5572113A (en) * | 1994-08-05 | 1996-11-05 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Compensated gain control circuit for buck regulator command charge circuit |
| US5600549A (en) * | 1994-09-20 | 1997-02-04 | Astec International, Ltd. | Power factor corrected electrical power converter |
| US5687065A (en) * | 1994-11-28 | 1997-11-11 | Philips Electronics North America Corporation | Pre-regulator with light switch to limit voltage ringing on turn-off |
| US5598093A (en) * | 1995-07-26 | 1997-01-28 | Acatrinei; Beniamin | Low dissipation controllable electron valve for controlling energy delivered to a load and method therefor |
| US5691889A (en) * | 1995-12-13 | 1997-11-25 | Unitrode Corporation | Controller having feed-forward and synchronization features |
| US5619405A (en) * | 1995-12-21 | 1997-04-08 | Reltec Corporation | Variable bandwith control for power factor correction |
| JP3531385B2 (ja) * | 1996-10-28 | 2004-05-31 | ソニー株式会社 | 電源装置 |
| US5805439A (en) * | 1997-03-31 | 1998-09-08 | International Business Machines Corporation | DC-to-DC auto switch circuit |
| US5998981A (en) * | 1997-06-03 | 1999-12-07 | International Business Machines Corporation | Weak inversion NMOS regulator with boosted gate |
| US6101108A (en) * | 1997-06-06 | 2000-08-08 | Technical Witts, Inc. | Regulated input current, regulated output voltage power converter |
| US5929614A (en) * | 1997-06-13 | 1999-07-27 | Northrop Grumman Corporation | High efficiency DC step-up voltage converter |
| KR19990007296A (ko) * | 1997-06-27 | 1999-01-25 | 죠우찌 다까시 | 레이저 전원장치 |
| US5838557A (en) * | 1997-07-28 | 1998-11-17 | Altor, Inc. | Circuit for use in a DC-DC converter having a booster module |
| IES80825B2 (en) * | 1997-09-09 | 1999-03-10 | James Christopher Lacey | Improved dc/dc converter |
| EP0915559B1 (en) * | 1997-11-10 | 2006-07-12 | STMicroelectronics S.r.l. | Non linear multiplier for switching mode controller |
| FR2772154A1 (fr) | 1997-12-09 | 1999-06-04 | Motorola Semiconducteurs | Circuit de commande pour la correction du facteur de puissance |
| US6069801A (en) * | 1998-07-16 | 2000-05-30 | Vlt Corporation | Power factor correction in switching power conversion |
| US6191960B1 (en) * | 2000-05-09 | 2001-02-20 | Lucent Technologies Inc. | Active clamp for isolated power converter and method of operating thereof |
| US6275397B1 (en) * | 2000-06-27 | 2001-08-14 | Power-One, Inc. | Power factor correction control circuit for regulating the current waveshape in a switching power supply |
| AU2001284210A1 (en) * | 2000-09-05 | 2002-03-22 | Minebea Co. Ltd. | Active power factor correction |
| JP3574394B2 (ja) * | 2000-10-02 | 2004-10-06 | シャープ株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US6813173B2 (en) * | 2000-10-26 | 2004-11-02 | 02Micro International Limited | DC-to-DC converter with improved transient response |
| JP3987949B2 (ja) * | 2001-02-26 | 2007-10-10 | サンケン電気株式会社 | 交流直流変換回路 |
| US6465990B2 (en) | 2001-03-15 | 2002-10-15 | Bensys Corporation | Power factor correction circuit |
| JP2003180072A (ja) * | 2001-08-07 | 2003-06-27 | Seiko Instruments Inc | 昇降圧スイッチングレギュレータ制御回路及び昇降圧スイッチングレギュレータ |
| WO2003056694A1 (en) * | 2001-12-26 | 2003-07-10 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electrical load apparatus, electrical load control method, and computer-readable record medium with recorded program for enabling computer to control electrical load |
| US6980445B2 (en) * | 2002-01-08 | 2005-12-27 | Sanken Electric Co., Ltd. | Power factor improving converter and control method thereof |
| US7391630B2 (en) | 2003-10-24 | 2008-06-24 | Pf1, Inc. | Method and system for power factor correction using constant pulse proportional current |
| KR101058936B1 (ko) * | 2004-09-21 | 2011-08-23 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 역률 보상 회로 및 그 출력 전압 제어 방법 |
| KR100704482B1 (ko) * | 2005-04-01 | 2007-04-09 | 엘지전자 주식회사 | 저속 영역과 고속 영역에서의 발전 효율이 개선된 에스알발전기 |
| US11881814B2 (en) | 2005-12-05 | 2024-01-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US10693415B2 (en) | 2007-12-05 | 2020-06-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| JP4872554B2 (ja) * | 2006-09-14 | 2012-02-08 | パナソニック株式会社 | 電源装置 |
| US8319483B2 (en) | 2007-08-06 | 2012-11-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Digital average input current control in power converter |
| US11569659B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-01-31 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11888387B2 (en) | 2006-12-06 | 2024-01-30 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
| WO2009073868A1 (en) | 2007-12-05 | 2009-06-11 | Solaredge, Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
| US8013472B2 (en) | 2006-12-06 | 2011-09-06 | Solaredge, Ltd. | Method for distributed power harvesting using DC power sources |
| US11309832B2 (en) | 2006-12-06 | 2022-04-19 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11735910B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-08-22 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
| US8963369B2 (en) | 2007-12-04 | 2015-02-24 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11296650B2 (en) | 2006-12-06 | 2022-04-05 | Solaredge Technologies Ltd. | System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations |
| US8618692B2 (en) | 2007-12-04 | 2013-12-31 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power system using direct current power sources |
| US9130401B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-09-08 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US9088178B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-07-21 | Solaredge Technologies Ltd | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US9112379B2 (en) | 2006-12-06 | 2015-08-18 | Solaredge Technologies Ltd. | Pairing of components in a direct current distributed power generation system |
| US11687112B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-06-27 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8473250B2 (en) | 2006-12-06 | 2013-06-25 | Solaredge, Ltd. | Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US11728768B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-08-15 | Solaredge Technologies Ltd. | Pairing of components in a direct current distributed power generation system |
| US8384243B2 (en) | 2007-12-04 | 2013-02-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8319471B2 (en) | 2006-12-06 | 2012-11-27 | Solaredge, Ltd. | Battery power delivery module |
| US8947194B2 (en) | 2009-05-26 | 2015-02-03 | Solaredge Technologies Ltd. | Theft detection and prevention in a power generation system |
| US8816535B2 (en) | 2007-10-10 | 2014-08-26 | Solaredge Technologies, Ltd. | System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations |
| US11855231B2 (en) | 2006-12-06 | 2023-12-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Distributed power harvesting systems using DC power sources |
| US8049523B2 (en) | 2007-12-05 | 2011-11-01 | Solaredge Technologies Ltd. | Current sensing on a MOSFET |
| WO2009072075A2 (en) * | 2007-12-05 | 2009-06-11 | Solaredge Technologies Ltd. | Photovoltaic system power tracking method |
| US11264947B2 (en) | 2007-12-05 | 2022-03-01 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US8289742B2 (en) | 2007-12-05 | 2012-10-16 | Solaredge Ltd. | Parallel connected inverters |
| JP4388117B2 (ja) * | 2007-12-06 | 2009-12-24 | 株式会社東芝 | 情報処理装置および電源制御方法 |
| JP5182485B2 (ja) * | 2008-01-25 | 2013-04-17 | セイコーエプソン株式会社 | 電源回路及びその制御方法、プロジェクタ用電源回路並びにプロジェクタ |
| WO2009118682A2 (en) | 2008-03-24 | 2009-10-01 | Solaredge Technolgies Ltd. | Zero current switching |
| US8179698B2 (en) * | 2008-03-25 | 2012-05-15 | Delta Electronics, Inc. | Power converter system that operates efficiently over a range of load conditions |
| US9000617B2 (en) * | 2008-05-05 | 2015-04-07 | Solaredge Technologies, Ltd. | Direct current power combiner |
| KR20100005486A (ko) * | 2008-07-07 | 2010-01-15 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위치 제어 장치 및 이를 포함하는 컨버터 |
| US8159198B2 (en) | 2008-10-28 | 2012-04-17 | International Business Machines Corporation | Power supply that adjusts a transformer turns ratio to operate efficiently at high and low line input |
| US8614595B2 (en) * | 2008-11-14 | 2013-12-24 | Beniamin Acatrinei | Low cost ultra versatile mixed signal controller circuit |
| US7848123B2 (en) * | 2009-01-05 | 2010-12-07 | Hamilton Sunstrand Corporation | Current controlled shunt regulator |
| US8093953B2 (en) * | 2009-03-20 | 2012-01-10 | Analog Devices, Inc. | Amplifier system with digital adaptive power boost |
| US8004260B2 (en) * | 2009-03-26 | 2011-08-23 | Delta Electronics, Inc. | Method and apparatus for multi-stage power supplies |
| US7646178B1 (en) | 2009-05-08 | 2010-01-12 | Fradella Richard B | Broad-speed-range generator |
| US8305063B2 (en) * | 2009-08-28 | 2012-11-06 | Power Integrations, Inc. | Power supply controller with an input voltage compensation circuit |
| US8710699B2 (en) | 2009-12-01 | 2014-04-29 | Solaredge Technologies Ltd. | Dual use photovoltaic system |
| US8766696B2 (en) | 2010-01-27 | 2014-07-01 | Solaredge Technologies Ltd. | Fast voltage level shifter circuit |
| KR101097267B1 (ko) * | 2010-03-02 | 2011-12-22 | 삼성에스디아이 주식회사 | 전력 저장 시스템 및 그 제어방법 |
| JP5504129B2 (ja) * | 2010-10-18 | 2014-05-28 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置 |
| US10673222B2 (en) | 2010-11-09 | 2020-06-02 | Solaredge Technologies Ltd. | Arc detection and prevention in a power generation system |
| US10230310B2 (en) | 2016-04-05 | 2019-03-12 | Solaredge Technologies Ltd | Safety switch for photovoltaic systems |
| GB2485527B (en) | 2010-11-09 | 2012-12-19 | Solaredge Technologies Ltd | Arc detection and prevention in a power generation system |
| US10673229B2 (en) | 2010-11-09 | 2020-06-02 | Solaredge Technologies Ltd. | Arc detection and prevention in a power generation system |
| GB2486408A (en) | 2010-12-09 | 2012-06-20 | Solaredge Technologies Ltd | Disconnection of a string carrying direct current |
| GB2483317B (en) | 2011-01-12 | 2012-08-22 | Solaredge Technologies Ltd | Serially connected inverters |
| US8570005B2 (en) | 2011-09-12 | 2013-10-29 | Solaredge Technologies Ltd. | Direct current link circuit |
| GB2498365A (en) | 2012-01-11 | 2013-07-17 | Solaredge Technologies Ltd | Photovoltaic module |
| US9853565B2 (en) | 2012-01-30 | 2017-12-26 | Solaredge Technologies Ltd. | Maximized power in a photovoltaic distributed power system |
| GB2498790A (en) | 2012-01-30 | 2013-07-31 | Solaredge Technologies Ltd | Maximising power in a photovoltaic distributed power system |
| GB2498791A (en) | 2012-01-30 | 2013-07-31 | Solaredge Technologies Ltd | Photovoltaic panel circuitry |
| GB2499991A (en) | 2012-03-05 | 2013-09-11 | Solaredge Technologies Ltd | DC link circuit for photovoltaic array |
| CN104488159B (zh) | 2012-05-25 | 2018-03-23 | 太阳能安吉科技有限公司 | 用于互联的直流电源的电路 |
| US10115841B2 (en) | 2012-06-04 | 2018-10-30 | Solaredge Technologies Ltd. | Integrated photovoltaic panel circuitry |
| US9548619B2 (en) | 2013-03-14 | 2017-01-17 | Solaredge Technologies Ltd. | Method and apparatus for storing and depleting energy |
| US9941813B2 (en) | 2013-03-14 | 2018-04-10 | Solaredge Technologies Ltd. | High frequency multi-level inverter |
| EP3506370B1 (en) | 2013-03-15 | 2023-12-20 | Solaredge Technologies Ltd. | Bypass mechanism |
| US9747789B2 (en) * | 2013-03-31 | 2017-08-29 | Case Western Reserve University | Magnetic resonance imaging with switched-mode current-source amplifier having gallium nitride field effect transistors for parallel transmission in MRI |
| JP6097237B2 (ja) * | 2014-03-10 | 2017-03-15 | 株式会社東芝 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび半導体集積回路 |
| US9318974B2 (en) | 2014-03-26 | 2016-04-19 | Solaredge Technologies Ltd. | Multi-level inverter with flying capacitor topology |
| CN117130027A (zh) | 2016-03-03 | 2023-11-28 | 太阳能安吉科技有限公司 | 用于映射发电设施的方法 |
| US10599113B2 (en) | 2016-03-03 | 2020-03-24 | Solaredge Technologies Ltd. | Apparatus and method for determining an order of power devices in power generation systems |
| US11081608B2 (en) | 2016-03-03 | 2021-08-03 | Solaredge Technologies Ltd. | Apparatus and method for determining an order of power devices in power generation systems |
| US11018623B2 (en) | 2016-04-05 | 2021-05-25 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety switch for photovoltaic systems |
| US11177663B2 (en) | 2016-04-05 | 2021-11-16 | Solaredge Technologies Ltd. | Chain of power devices |
Family Cites Families (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3571697A (en) * | 1968-12-16 | 1971-03-23 | Collins Radio Co | Variable impedance switching regulator |
| US3696286A (en) * | 1970-08-06 | 1972-10-03 | North American Rockwell | System for detecting and utilizing the maximum available power from solar cells |
| US3899731A (en) * | 1973-05-29 | 1975-08-12 | Electric Machinery Mfg Co | Voltage regulator with controlled current |
| US4084103A (en) * | 1977-06-07 | 1978-04-11 | Burns Iii William Wesley | System-state and operating condition sensitive control method and apparatus for electric power delivery systems |
| JPS5431546A (en) * | 1977-08-15 | 1979-03-08 | Hitachi Ltd | Direct current constant voltage electric source device |
| US4304171A (en) * | 1979-05-04 | 1981-12-08 | Sundstrand Corporation | Power boost mechanism |
| US4445420A (en) * | 1979-05-04 | 1984-05-01 | Sundstrand Corporation | Power boost mechanism |
| US4272806A (en) * | 1979-06-08 | 1981-06-09 | Eastman Kodak Company | DC to DC Converter adjustable dynamically to battery condition |
| US4384321A (en) * | 1980-04-29 | 1983-05-17 | California Institute Of Technology | Unity power factor switching regulator |
| US4467268A (en) * | 1980-04-30 | 1984-08-21 | Raytheon Company | Digitally controlled power supply |
| EP0059053A3 (en) * | 1981-02-21 | 1983-05-18 | THORN EMI plc | Switched mode power supply |
| US4415963A (en) * | 1981-04-24 | 1983-11-15 | California Institute Of Technology | FET commutated current-FED inverter |
| US4355240A (en) * | 1981-06-22 | 1982-10-19 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Auxiliary backup regulator control for paralleled converter circuits controlled by a master regulator |
| US4404472A (en) * | 1981-12-28 | 1983-09-13 | General Electric Company | Maximum power control for a solar array connected to a load |
| US4437146A (en) * | 1982-08-09 | 1984-03-13 | Pacific Electro Dynamics, Inc. | Boost power supply having power factor correction circuit |
| US4412277A (en) * | 1982-09-03 | 1983-10-25 | Rockwell International Corporation | AC-DC Converter having an improved power factor |
| JPH0833777B2 (ja) * | 1984-06-25 | 1996-03-29 | ソニー株式会社 | 電源回路 |
| US4642745A (en) * | 1986-03-03 | 1987-02-10 | General Electric Company | Power circuit with high input power factor and a regulated output |
| US4677366A (en) * | 1986-05-12 | 1987-06-30 | Pioneer Research, Inc. | Unity power factor power supply |
| DE3627395A1 (de) * | 1986-08-13 | 1988-02-18 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Steuerschaltung fuer ein schaltnetzteil mit sinusfoermiger stromaufnahme zum umwandeln einer sinusfoermigen wechselspannung in eine geregelte gleichspannung |
| US4683529A (en) * | 1986-11-12 | 1987-07-28 | Zytec Corporation | Switching power supply with automatic power factor correction |
| US4801859A (en) * | 1986-12-23 | 1989-01-31 | Sundstrand Corporation | Boost/buck DC/DC converter |
| US4743812A (en) * | 1986-12-23 | 1988-05-10 | Sundstrand Corporation | Boost/buck DC/DC converter |
| JPS647211A (en) * | 1987-06-30 | 1989-01-11 | Toshiba Corp | High power factor power unit |
| US4774624A (en) * | 1987-07-06 | 1988-09-27 | Motorola, Inc. | Boost voltage power supply for vehicle control system |
| US4837495A (en) * | 1987-10-13 | 1989-06-06 | Astec U.S.A. (Hk) Limited | Current mode converter with controlled slope compensation |
| US4814685A (en) * | 1987-12-04 | 1989-03-21 | Pacesetter Infusion, Ltd. | Inductive power converter for use with variable input and output voltages |
| US4821163A (en) * | 1987-12-23 | 1989-04-11 | Bloom Gordon E | Start-up circuit for an integrated-magnetic power converter |
| US4864478A (en) * | 1987-12-23 | 1989-09-05 | Bloom Gordon E | Integrated-magnetics power converter |
| US4853668A (en) * | 1987-12-23 | 1989-08-01 | Bloom Gordon E | Integrated magnetic converter core |
| US4864482A (en) * | 1988-07-07 | 1989-09-05 | Etta Industries, Inc. | Conversion circuit for limiting inrush current |
| JPH0284056A (ja) * | 1988-09-17 | 1990-03-26 | Fuji Electric Co Ltd | 昇圧チョッパ装置の出力電圧制御方法 |
| CA1313219C (en) * | 1988-10-07 | 1993-01-26 | Boon-Teck Ooi | Pulse width modulation high voltage direct current transmission system and converter |
| JPH02168864A (ja) * | 1988-12-19 | 1990-06-28 | Origin Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| US4939632A (en) * | 1989-02-14 | 1990-07-03 | U.S. Philips Corporation | Power supply circuit |
| GB8905177D0 (en) * | 1989-03-07 | 1989-04-19 | Emi Plc Thorn | Switched-mode regulator circuit |
| JPH02307365A (ja) * | 1989-05-19 | 1990-12-20 | Nichicon Corp | 電源装置 |
| US4940929A (en) * | 1989-06-23 | 1990-07-10 | Apollo Computer, Inc. | AC to DC converter with unity power factor |
| JPH03277172A (ja) * | 1990-03-27 | 1991-12-09 | Takaoka Electric Mfg Co Ltd | 入力電流を正弦波化した単相整流電源装置 |
| US5084666A (en) * | 1990-10-23 | 1992-01-28 | International Business Machines Corporation | Switchable output voltage converter |
| US5289361A (en) * | 1991-01-16 | 1994-02-22 | Vlt Corporation | Adaptive boost switching preregulator and method |
-
1991
- 1991-01-16 US US07/642,232 patent/US5289361A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-01-14 JP JP04004768A patent/JP3140128B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1992-01-16 DE DE69215701T patent/DE69215701T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-01-16 EP EP92300376A patent/EP0496529B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-01-16 DE DE69229407T patent/DE69229407T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-01-16 AT AT95201855T patent/ATE181190T1/de active
- 1992-01-16 EP EP95201855A patent/EP0675588B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-01-16 AT AT92300376T patent/ATE146314T1/de not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-08-11 US US08/107,441 patent/US5406192A/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-10-18 JP JP2000318068A patent/JP3420200B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008182889A (ja) * | 2002-07-10 | 2008-08-07 | Marvell World Trade Ltd | 出力レギュレータ |
| WO2008099884A1 (ja) * | 2007-02-16 | 2008-08-21 | Komatsu Ltd. | 電圧制御装置および電圧制御方法 |
| JP4841636B2 (ja) * | 2007-02-16 | 2011-12-21 | 株式会社小松製作所 | 電圧制御装置および電圧制御方法 |
| US8289743B2 (en) | 2007-02-16 | 2012-10-16 | Komatsu Ltd. | Systems and methods for direct-current voltage control |
| JP2011091900A (ja) * | 2009-10-20 | 2011-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | 電源回路及び照明装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69215701T2 (de) | 1997-07-03 |
| DE69215701D1 (de) | 1997-01-23 |
| EP0675588A3 (en) | 1995-10-11 |
| EP0675588B1 (en) | 1999-06-09 |
| ATE181190T1 (de) | 1999-06-15 |
| JP3420200B2 (ja) | 2003-06-23 |
| JPH0667742A (ja) | 1994-03-11 |
| DE69229407D1 (de) | 1999-07-15 |
| EP0675588A2 (en) | 1995-10-04 |
| JP3140128B2 (ja) | 2001-03-05 |
| EP0496529A2 (en) | 1992-07-29 |
| ATE146314T1 (de) | 1996-12-15 |
| EP0496529A3 (en) | 1994-05-18 |
| EP0496529B1 (en) | 1996-12-11 |
| DE69229407T2 (de) | 1999-10-07 |
| US5406192A (en) | 1995-04-11 |
| US5289361A (en) | 1994-02-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3140128B2 (ja) | 適合性ブースト・スイッチング・レギュレータ並びにゲイン可変式電流制御のためのコントローラ及び方法 | |
| US7012413B1 (en) | Controller for a power factor corrector and method of regulating the power factor corrector | |
| US6984963B2 (en) | Device for the correction of the power factor in power supply units with forced switching operating in transition mode | |
| US8749212B2 (en) | Method and apparatus to control a power factor correction circuit | |
| KR101030798B1 (ko) | 역률 보상 회로 | |
| US6717389B1 (en) | Method and apparatus for current controlled transient reduction in a voltage regulator | |
| US7501800B2 (en) | Power factor correction circuit and output voltage control method thereof | |
| US6661684B2 (en) | AC-to-DC converter | |
| US7352599B2 (en) | Switching power source apparatus | |
| US20050018458A1 (en) | Switching power supply device | |
| US5854742A (en) | Logarithmic power compensation for a switching power supply | |
| CN101741244A (zh) | 提高功率因数校正电路中的效率的方法和装置 | |
| EP2387817A1 (en) | Pfc with high efficiency at low load | |
| US11552570B2 (en) | Systems and methods for voltage compensation based on load conditions in power converters | |
| CN111064356B (zh) | 可提升功率因素的电源供应电路 | |
| US11682964B2 (en) | Driving circuit and driving method | |
| CN115245050A (zh) | Ac-dc转换器 | |
| US20220200323A1 (en) | Power Supply Circuit Providing Control over Adaptive Charging and Charging Capability, Power Supply Unit thereof, and Charging Control Method thereof | |
| AU2018388865B2 (en) | Wide range power supply for use in meters and other devices | |
| US20220345032A1 (en) | High Efficiency Power Factor Corrected Power Converters | |
| US20210175796A1 (en) | Voltage Stabilizer |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |