CN115245050A - Ac-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

描述一种AC‑DC转换系统。转换系统由用于向存储装置提供受控脉冲电源的控制电路和电子开关组成，存储装置以预选或手动或自动可选电压向负载提供电力，同时确保开关两端的电压降被最小化，以减少通过开关本身消耗的功率，从而显著提高效率并减少热损耗。最小版本的AC‑DC转换器由一对N‑MOSFET晶体管、分压器、存储元件和一对二极管组成。设计以可以完全集成在硅上的最少的组件实现高效率。

Description

AC-DC转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求于2020年3月9日提交的名为“Zero Voltage Switching AC DirectPower Regulator and Discriminator”的美国临时申请62/987045的优先权。这两项申请包括共同的发明人，目前均在审查中。
关于联邦资助研究或开发的声明
不适用。
技术领域
本发明涉及一种以非常高效率从AC干线提供低压DC电流的功率管理系统和方法。
背景技术
从初级AC电源(干线)提供DC电力的传统方式是通过模拟电路，其包括降压变压器、二极管整流器以及包含电解电容器和电阻器的滤波器。输出电压主要取决于变压器的匝数比，且电路效率适中。然而，实现低频变压器所需的磁性结构的尺寸和重量排除了在微型设备中使用这种方法。
不使用变压器的后来的方法涉及AC干线的直接整流，其整流波形直接施加于包括串联或并联连接的有源固态装置的电压调节电路。分流调节器配置通过可变电阻装置提供跨整流干线输出的电流路径来工作，从而将电流从负载分流。在分流调节器的最简实施方式中，将齐纳二极管与负载并联连接，而电阻器与这个并联支路串联连接。任何超过齐纳电压的整流器输出电压都会在电阻器两端下降，导致多余的功率作为热量被消耗。因此，这种调节器配置效率很低。因为齐纳电流必须大于负载电流，以通过齐纳效应保持调节，所以该调节器电路的效率远小于输出电压与整流电源电压的rms值之比。
一种改进方法使用串联连接的固态装置，诸如双极或场效应晶体管，以缓冲齐纳电压基准。有源装置以源极跟随器或发射极跟随器配置连接，负载连接在源极或发射极，齐纳基准连接在栅极或基极。齐纳电流可以比并联配置小很多，因此总电流主要是供应给负载的电流。因此，该电路的效率通常不胜于输入电压与输出电压之比。
这种电路功能的进一步改进称为开关模式电源。本领域中已知许多这样的设计，但是共同点在于输入整流器，一种高速操作以将存储元件、电感器或电容器切换到电源中或者从电源中切换出存储元件、电感器或电容器的开关元件。如果需要隔离输入和输出，可以引入高速变压器，兼用于隔离和调节输出电压。包括RC滤波器以减少输出中的纹波。开关模式电源具有提高效率的优点，因为早期线性系统的功率损耗机制被大幅消除。然而，如果需要隔离，那么变压器损耗会导致效率降低。此外，高速开关是相当大的RF噪声源，并且由于集肤效应在导体中引入更大损耗。在特别设计的系统中，理论上可以并且已经获得高效率。有报道效率高达95％，但是在低成本隔离系统中，实际效率通常为60％至70％。
所有迄今已知的系统的缺点在于它们不能容易地集成。除了受限的特殊应用之外，现有AC-DC转换器的设计不能与其他系统功能集成在芯片上。单个电路元件中消耗的功率对于芯片上系统级的集成来说太大。诸如所需变压器类型的组件确实不可用于集成在硅上。
普遍的电子装置和子系统通常在3.3或5伏下工作。将120伏或240伏的AC干线转换为这些低工作电压的要求对迄今可用的功率转换器的效率造成压力。对于线性电源和开关电源两者而言，输入电压与输出电压之间的差越大，效率越低。需要高效率和低电压电源来向无数低功率、低电压的消费装置供电。电子产品在“智能”汽车和“智能”家庭中激增。需要能够支持始终开启的传感器和网络的小型高效电源。越来越多的家庭、工厂和办公楼，包括新建筑和改造，都采用了电子传感器来控制所有电力使用，以提高效率。需要一种低压、集成、高效的电源，以同时支持新建和改造家庭、工厂和办公楼中现有的电网。电源必须能够集成在传感器和控制电子设备中，以使得这些装置能够在用于提供本地电源的插头和插座的范围内实体安装。需要高效率地避免在家庭、办公室和工厂的墙壁和电网的范围内的散热。需要效率在99％至100％范围内的功率转换器。需要一种紧凑的功率转换器，可以安装在广泛范围的装置中，而不是作为装置外部的笨重盒子存在。需要可以集成的功率转换器。
发明内容
描述一种AC-DC功率转换系统。系统和相关装置解决了对紧凑、集成、低成本设计的需求，该设计是高效的，并提供对用于驱动家庭传感器和网络、智能汽车等中使用的典型硅基电子装置的低电压的使用。在一个实施例中，系统包括有效的电子开关，用于断开串联电压调节器电路的输入与整流AC干线电源的连接，以减少串联调节器内消耗的功率。为了优化效率，当开关闭合并且能量累积和存储在分流能量存储元件中时，将开路开关两端的电压最小化。当整流的AC干线波形超过阈值时，将电子开关断开。当开关断开时，能量存储元件通过调节器电路向负载提供能量。通过这种方式，调节器电路的好处累积到附加的负载电路，同时与现有技术相比，调节器电路内消耗的功率大幅降低。在另一个实施例中，将整流器去除，并且开关与AC干线波形的一个半周期同步。
比较器用于控制电子开关。在一个实施例中，比较器包括运算放大器和参考电压源。在另一个实施例中，比较器包括MOS场效应晶体管。在一个实施例中，通过分压器来控制MOS场效应晶体管。在另一个实施例中，用参考电压源来代替分压器。在其它实施例中，参考电压可调节。
具体示例并不旨在将本发明概念限制于示例应用。根据附图和详细描述，本发明的其它方面和优点将显而易见。
附图说明
图1是现有技术AC-DC转换器的示意图。
图2是具有电流限制的现有技术AC-DC转换器的示意图。
图3A是示出在改进电路中功能的示意图。
图3B是示出不具有全波整流器的图3A的电路的示意图
图4是示出改进的AC-DC转换器的示意图。
图5是使用MOS场效应晶体管的图4中的改进电路的实施例的示意图。
图6是图5的简化版本的示意图。
图7示出通过电路模拟程序生成的图6中的MOSFET开关的漏极-源极电压和漏极电流波形。
图8是使用MOS场效应晶体管的零电压开关电路的实施例的示意图。
图9示出通过电路模拟程序生成的图8中的MOSFET开关的漏极-源极电压和漏极电流波形。
图10是使用MOS场效应晶体管的零电压开关电路的替代实施例的示意图。
图11A示出通过电路模拟程序生成的电路启动期间图10中的MOSFET开关的AC干线电压波形和漏极电流波形。
图11B示出在通过电路模拟程序生成的稳态下图10中的MOSFET开关的漏极-源极电压和漏极电流波形。
图12是图8的零电压开关电路的优选实施例的示意图，包括输出电流限制和输出电压的负反馈稳定。
图13是图10的零电压开关电路的优选实施例的示意图，包括输出电流限制、输出电压调节和输出电压的负反馈稳定。
图14是图13的零电压开关电路的示意图，其中输出电压可手动调节。
图15是图13的零电压开关电路的示意图，其中输出电压可电子调节。
图16是零电压开关电路的第三实施例的框图。
图17是图16的实施例的示意图。
图18示出AC-DC转换器的现有技术，包括将负载与电源隔离。
图19示出本发明的AC-DC转换器的实施例，包括将负载与电源隔离。
图20示出本发明的AC-DC转换器的实施例，包括将负载与电源隔离，还包括从负载到AC-DC转换器的反馈控制。
具体实施方式
图1示出现有技术AC-DC转换器电路的示意图。单相AC干线波形101是正弦的，并通过二极管桥102进行全波整流，并且所得时变DC电压波形通过电容器103(通常是电解电容器)进行平滑。注意，对于该电容器103的充电没有控制。将整流线电压施加于该电容器，因此需要具有大电容值和大于整流AC干线波形峰值的额定电压的电容器。将经过平滑的电压波形施加于串联调节器电路的输入端，串联调节器电路包括偏置电阻器104、具有特性齐纳电压VZ的齐纳二极管105和传输晶体管106，这里传输晶体管106被表示为具有特性阈值电压VT的增强型MOS场效应晶体管(MOSFET)。将调节器输出施加于负载107。
在操作中，传输晶体管106动态地调整其漏极-源极电压以将负载电压保持在VZ-VT。换言之，传输晶体管106形成缓冲齐纳电压VZ的源极跟随器电路。因为全负载电流穿过传输晶体管106，并且假设齐纳偏置电流可以忽略不计，所以该调节器电路的效率仅仅是负载电压与电源电压的rms值之比。因此，如果所需负载电压名义上为3.3V且电源电压为120Vrms，则效率小于3％。此外，如果负载仅需要几十毫安的电流，则传输晶体管106必须连续地消耗几瓦功率作为热量。这种消耗量通常导致微型封闭设备中不可接受的温升。
图1电路的另一个限制是，它不针对可能损坏传输晶体管106的输出电流瞬变提供保护。这种瞬变可能作为操作或测试期间输出端子的意外短路的结果而发生，或者作为电容性负载阻抗组件的结果而发生。图2示出现有技术AC-DC转换器的示意图，该现有技术AC-DC转换器包括限制输出电流的附加组件，从而保护传输晶体管106。在图2中，具有小电阻值的电流感测电阻器201被放置为与负载串联，并且限流双极晶体管202连接在传输晶体管106的栅极与形成保护限流电路的负载之间。现在，如果电阻器201两端的电压降超过约0.7V(对于硅双极晶体管)，则晶体管202开始导通，这减小了传输晶体管106上的栅极-源极偏置，从而减小了输出电流。然而，与图1所示的电路相比，这种改进电路的效率基本上不变。
为了提高这些现有技术的串联调节器电路的效率，必须显著降低在传输晶体管中消耗的功率。在本发明的一个实施例中，当不需要时，传输晶体管与整流电源电压断开连接。图3A示出改进的整流器电路的示意图，该改进的整流器电路包括AC干线101、二极管桥102和滤波电容器103，但是在二极管桥102的输出与滤波电容器103之间插入附加电路。二极管桥102的输出的波形仅仅是全波整流正弦波形，对于具有120V的rms值的传统AC干线，该全波整流正弦波形通常从0V变化到约170V的峰值。但是注意，假设适当调整了受影响组件的数值规格，以下所述方法适用于任何周期性功率波形。此外，如果功率波形小于以下所述的参考电压，则功率波形可以包括DC偏移。
附加电路包括比较器电路302，比较器电路302的反相输入连接到二极管桥102的输出，并且电压参考301连接到它的非反相输入，其中比较器302控制串联开关303，如果二极管桥输出电压超过参考电压VR，则串联开关303将二极管桥输出从后续电路断开连接(断开开关303)。另一方面，当参考电压VR超过二极管电桥输出电压时，开关303闭合，并且电容器103通过串联二极管304充电。当二极管电桥输出电压降低时，二极管304防止电容器103经由开关303回放电。二极管304和电容器103的组合形成“峰值检测器”电路，该“峰值检测器”电路在AC干线周期的每个一半中存储能量，以供应给随后的调节器电路和负载305。与现有技术示例不同，电容器103两端的电压只需要大到足以满足后续调节器电路和负载305的能量需求。与AC干线的rms值相比，给串联调节器的输入电压显著降低。“峰值检测器”电路的操作确保存储在电容器103上的峰值电压始终为VR，而不管AC干线的峰值电压的波动如何，只要AC干线的电压保持大于VR。开关电路的这个实施例本身作为电压调节器电路操作。因为开关303的操作使用可以忽略不计的能量，所以图3A所示的整体改进的AC-DC转换器电路的效率远大于图1和图2的现有技术电路所见的效率。附加好处是显著降低操作温升。尽管比较器302是公知的模拟电路元件，但是也可以采用其他模拟或数字电路来实现操作开关303所需的期望阈值功能。
在一个实施例中，参考电压VR是固定的。在另一个实施例中，参考电压可以变化。在另一个实施例中，参考电压是可选择的。在一个实施例中，图3A的电路连接到负载，电路的调节器方面用于控制提供给负载的电压。在另一个实施例中，附加调节器与图3A的电路以及负载串联使用。
如上所述，该电路的操作并不取决于全波整流AC干线波形的可用性。事实上，假设元件301至305的规格足以处理AC干线波形的负偏移，则可以去除二极管桥102，并且开关和调节组件可以直接连接到AC干线，从而得到图3B所示的实施例。注意，当开关303将要闭合时，峰值检测器二极管304还在AC干线的负半周期期间阻断通过负载的反向电流。相对于图3A所示，本实施例的唯一缺点在于，负载可用的总最大功率减半。
图4示出与串联调节器103、104、105、106以及负载107互连的改进整流器电路的示意图，并为以下所述新整流器电路中的设计变量之间建立关系提供方便的基础。给比较器的电压通过电阻器401、402的分压器网络。比较器301至304如前所述。为了保持输出电压的调节，电容器103两端的电压必须超过齐纳105电压VZ。然而，由于提供给负载107的标称恒定电流，电容器103将在AC干线的半周期内随时间线性放电。因此，电容器104必须首先充电到峰值电压Vpeak＝VZ+Iload*tMAINS/(2*C103)，其中tMAINS是AC干线波形的周期。这样给出作为Vpeak与VZ之间的差的函数的电容器103的值。Vpeak的较高值也会导致传输晶体管106中的较高功耗，并且这可以相对于电容器103的最大实际值进行权衡。调节器的效率是传递给负载的功率除以电路中消耗的总功率的比值，由2*(VZ-VT)/(VZ+Vpeak)给出。因为Vpeak的最小值为VZ，所以最好情况下的效率仅仅是1–VT/VZ。
图5示出改进的整流器电路的示意图，其中使用增强型MOSFET505来实现开关303，此外使用以阈值电压VT1为特征的增强型MOS FET504以及负载电阻器503将比较器电路实现为单个公共源极放大器级。因此，当包括电阻器501和502的分压器网络的输出超过MOSFET504的阈值电压VT1时，MOSFET开关505的栅极被拉到接地点，从而断开开关505。当分压器网络501、502的输出小于VT1时，MOSFET 505的栅极连接到其漏极，从而闭合开关。然而，MOSFET505不是理想的开关，并且当其处于导通状态时可能经历显著的功耗，因此，使用MOSFET实现的电路的效率将不如图4所示的理想情况下获得的效率那么高。效率问题源于这样一个事实：随着MOSFET 505的漏极和栅极电压在源极101的正半周期上增加，当栅极电压超过源极电压达MOSFET 505的阈值电压VT2时，漏极电流Id(t)从漏极流向源极，并且MOSFET 505的源极电压上升到其栅极电压的阈值电压VT2内。当MOSFET 505被MOSFET 504关断时，漏极电流停止。因此，在充电电流瞬变期间，MOSFET 505的漏极-源极电压也近似于其阈值电压VT2，对于功率FET，阈值电压VT2通常为4至6V左右。因此，在充电电流瞬变期间，在MOSFET 505中消耗的瞬时功率仅仅为Id(t)*VT2，与通过相同电流瞬变传递给负载的功率相比，这是可以觉察的。
此外，作为其制造工艺的结果，功率MOSFET通常包括与MOSFET 505相关联的寄生源极-漏极二极管506，以及与MOSFET 504相关联的寄生源极-漏极二极管507。注意，二极管506可以允许电容器103在MOSFET 505“关断”时放电，但是串联跟踪和保持二极管304阻断这个虚假的放电路径。在随后的示意图中假设寄生二极管506和507的存在。在一个实施例中，图5的所有组件均在单个半导体芯片上制造。在另一个实施例中，除了电容器103之外，图5中的所有组件均在单个半导体芯片上制造。
图6是图5的改进整流器电路的简化版本的示意图，其用于电路模拟，以提供比较以下所述优选实施例更高效率电路的效率的基础。为了简单起见，省略电压调节电路，并且负载由电阻器107表示。
假设AC干线频率为60Hz，图6电路的SPICE模拟结果如图7所示，图7示出开关MOSFET 505在AC干线101的一个周期内的漏极-源极电压701(Vds)和漏极电流702(Id)的波形。注意，基底703的振幅约为VT2，即MOSFET 505的阈值电压，在Vds波形701上与漏极电流瞬变一致。效率是传递给负载107的平均功率(Id*Vload)除以AC干线传递给开关电路的平均功率(Id*VAC)的比值，为68％。由AC干线提供的全部30％的功率在开关MOSFET 505中被消耗。
为了克服这个VT2“开销”，图8的更高效率电路包括限流电阻器801和齐纳二极管802，其被连接在MOSFET 505的栅极和源极之间的电容器803分流。在电源101的负半周期期间，电流从接地点开始，流过MOSFET 504的体二极管507，流过添加的组件801至803并通过MOSFET 505的体二极管506返回101，导致二极管802的齐纳电压Vz存储在电容器803上。注意，这个存储的电压相对于其源极在505的栅极上施加等于Vz的正偏压，这个正偏压可以大于VT2。因此，当MOSFET 505在101的正半周期开始时再次导通时，其漏极-源极电压可以比VT2小很多，仅受MOSFET 505的固有沟道电阻rds(通常远小于1欧姆)的限制。该“零电压”开关电路的SPICE模拟结果如图9所示，再次示出AC干线一个周期内MOSFET 505的漏极-源极电压901(Vds)和漏极电流902(Id)的波形。注意，在漏极电流瞬变903期间，Vds波形几乎为零。该电路的效率为89％，并且在MOSFET 505中消耗了AC干线提供的功率的不到2％。
因为电容器803在AC干线的负半周期上预充电到二极管802的齐纳电压为MOSFET505提供栅极偏置，所以不再需要电阻器503来提供它。图10所示的零电压开关电路的另一个实施例去除了MOSFET 504漏极电路中的负载电阻器(图8中的503项)，这也为电容器803提供了通过MOSFET 505的寄生放电路径，其限制图8的电路中漏极电流瞬变的持续时间。此外，偏置电阻器501从AC干线101断开连接并且在二极管304、负载电阻器107和电容器103的接合点直接连接到DC输出节点。因此，当DC输出节点电压达到由电阻器501和502以及MOSFET 504的阈值电压建立的阈值时，MOSFET 504导通，从而关断开关MOSFET 505。该电路的SPICE模拟结果如图11A和图11B所示。图11A示出电路启动时AC干线101(Vac)的三个初始周期1100以及MOSFET 505的漏极电流1102(Id)，并示出在AC干线1100的第一个负半周期之后漏极电流瞬变1102达到稳定状态。图11B再次示出在稳定状态下，在AC干线的一个周期内，MOSFET 505的漏极-源极电压1101(Vds)和漏极电流110(Id)的波形。因为较大的漏极电流瞬变持续时间1103，传递给负载的总功率增加25％。该零电压开关电路的效率增加到90％，并且在MOSFET 505中消耗由AC干线提供的小于1％的功率。
图10示出图8的零电压开关电路的第一实施例1000，其现在包括连接在DC输出节点1005与MOSFET 504的栅极1001之间的偏置电阻器501。
第一实施例包括：一种用于在输出节点(1005)将来自交流(AC)电源(101)的能量以直流(DC)提供给电子负载(107)的AC-DC转换系统，包括：
a、分压器(501、502)，其连接为跨越负载(107)，以及
b、第一开关(504)，其具有输入(1001)和输出(1002)，通过其输入(1001)连接到分压器，以及
c、第二开关(505)，其具有输入(1003)和输出(1004)，其输入(1003)连接到第一开关(504)的输出(1002)，以及
d、存储电容器(103)，其通过二极管(304)连接到第二开关(505)的输出(1004)，以及
e、f、齐纳二极管(802)，其具有齐纳电压，连接在第二开关(505)的输入(1003)和输出(1004)之间，从而将第二开关(505)的输入(1003)与输出(1004)之间的电压箝位为齐纳二极管(802)的齐纳电压，以及
g、电子负载(107)，其连接到存储电容器(103)。
在第一实施例中，如图10所示，开关504、505是N-MOSFET晶体管。在另一个实施例中，在功能上等同于图10，但是并未示出，开关504、505是双极晶体管。
在图12所示的另一个实施例中，AC-DC转换器包括插入在MOSFET开关505的输出1004与二极管304的输入之间的过电流保护电路。保护电路由具有极小值的串联电阻器201和双极晶体管202组成，其中基极端子连接到开关输出1004，发射极端子连接到二极管304的输入，集电极连接到MOSFET开关505的输入1003。
在图13所示的另一个实施例中，AC-DC转换器包括调节电路，该调节电路具有插入在前输出端子1005与新DC输出端子1301处的负载107之间的元件104、105、106。
图14是使用MOSFET的零电压开关电路的实施例的示意图，其中输出1005处的输出电压可以手动调节。图12中的电阻器502用电位计1401代替，电位计1402可以手动调节，以改变施加于MOSFET 504的栅极1001的电压波形，从而改变存储在电容器103上的电压。
图15是使用MOSFET的零电压开关电路的实施例的示意图，其中输出1005处的AC-DC转换器的输出电压可以电子调节。连接附加控制MOSFET 1501来代替在图12中的电阻器502，并且外部DC控制电压VC被施加于MOSFET 501的栅极，从而改变施加于MOS FET 504的栅极1001的电压并改变存储在电容器103上的电压。
在另一个实施例中，AC-DC转换器1600通常包括图16所示的元件以及这些元件所暗示的方法。电路元件的非限制性具体示例如图17所示。参考图16，AC源1601连接到浪涌保护元件1602。在一个实施例中，浪涌元件包括线路中的电阻器元件和AC电源的中性点。在另一个实施例中，在需要更高功率和效率的情况下，浪涌保护包括开关元件，开关元件在启动时提供高电阻，并且在稳态操作时将电阻器元件从电路中切换出来。在浪涌保护之后，为了控制目的，使用采样元件1603形成AC源1601波形的缩放副本。在一个实施例中，采样元件1603包括配置成分压器网络的电阻器。一个实施例是如图5所示和讨论的分压器。在另一个实施例中，采样元件包括如图4所示的参考电压源和比较器。在另一个实施例中，采样元件1603可以如图14所示手动调节。在另一个实施例中，采样元件可以如图15所示电子调节。将采样电压用作开关驱动器元件1604的输入。在优选实施例中，开关驱动器元件1604从存储元件1606接收反馈电压信号1609，并基于电压信号来控制施加于控制开关和箝位元件1605中的开关元件的栅极的电压，从而断开和闭合控制开关1605，以向存储元件1606并最终向负载1608提供电力。在一个实施例中，在去除反馈1609的情况下，AC-DC转换器是前馈转换器，其中从正向侧1603、1604和1605控制存储元件1605的充电。反馈控制1609的添加为前馈控制和反馈控制均提供了手段。在一个实施例中，通过选择电压采样元件1603和反馈线路1609中的元件来确定前馈控制和反馈控制的平衡。在一个实施例中，通过采样元件1603和反馈1609中的电阻元件来确定前馈控制和反馈控制的平衡。在另一个实施例中，使用可变元件，使得前馈控制和反馈控制可以调节。在优选实施例中，开关驱动器1604包括分压器和开关。由开关驱动器1604控制的开关、限流和箝位元件1605以固定的最大电流向存储元件1606提供脉冲功率。在优选实施例中，开关、限电流和箝位元件1605包括N-MOSFET、电流感测电阻器和双极峰值限流晶体管以及齐纳二极管、其源极连接到栅极，在AC源1601的负半周期上对峰值栅极-源极电压进行箝位，从而提供该电路的零电压开关特征。来自包括预选峰值电流脉冲的开关和箝位元件的功率被提供给存储元件1606。在一个实施例中，存储元件1606(包括用作能量存储元件的电容器和二极管)上的电压通过分压器电路反馈1609到开关驱动器1604，从而保持电容器上的恒定电荷。来自存储元件的输出通过电压调节器1607馈送到负载1608。在另一个实施例中，AC-DC转换器还包括电流隔离元件1610。在另一个实施例中，AC-DC转换器还包括能够实现从负载1608反馈的元件1611。在优选实施例中，反馈电路1611还包括控制元件1604与负载1608之间的电流隔离。
图17示出零电压开关AC-DC转换器的优选实施例。电路各个组件的工作与图5至图15中已经描述的电路部件有很多相同。元件1701至1708分别对应于图16中的元件1601至1608。AC源1701连接到包括在电阻器R1和R2的该优选实施例中的浪涌保护电路1702。在另一个实施例(未示出)中，浪涌保护包括开关，使得电流在启动时流过电阻器R1和R1，一旦达到稳态操作时就绕过电阻器。在另一个实施例中，浪涌控制使用电感器；也就是说，用电感器L1和L2代替元件R1和R2。来自浪涌保护的输出前往开关的开关Q2、限流和箝位电路1705以及电压采样元件1703。电压采样元件1703包括电阻器R3、R4，对来自存储电容器C1的电压进行采样。将R3、R4的值选择为使得给开关驱动器元件1704中的开关Q1的栅极的电压导通和关断开关Q1，从而同步地关断和导通开关Q2，进而提供从开关Q2到电荷存储元件C1的预选时间输出脉冲。电阻器R4提供关于电容器C1上的电荷的反馈路径，并因此提供给电压采样电路1703的输出电压，以及因此提供给控制电路1704的输出电压。开关、限流和箝位元件1705包括开关Q2、电流感测电阻器R10和双极晶体管Q4、齐纳二极管D1、电容器C3和电阻器R7。开关Q2由开关驱动电路1704控制。基于电流感测电阻器R10的选择值，开关Q2的峰值输出电流被限制为预选最大值。电容器C3在AC源1701的负半周期上被充电到二极管D1的齐纳电压，并在Q2上提供栅极-源极偏置，该栅极-源极偏置在充电电流瞬变期间将Q2的栅极-源极电压最小化。来自开关Q2的该脉冲输出连接到电压调节器1706，电压调节器1706通过R4到电压采样1703和开关驱动器1704的反馈将存储电容器C1保持为恒定电荷。控制元件开关Q1以及因此电源开关Q2与AC输入1701同步被激活，或者断开或者闭合。AC-DC转换器以输入AC源的频率提供具有脉冲调制的低电压输出。开关在接近AC源的零交叉的分量Q1和Q2的阈值内的电压下被激活，或者断开或者闭合。输出然后前往电压调节器1707，然后是负载1708。电压调节器1707包括开关Q3、齐纳二极管D3、电阻器R9和电容器C2。电路组件D3、Q3、R9充当电压调节器，等同于图1中分别针对电路元件105、104、106所述的电压调节器。电容器C2提供存储容量以缓冲并由此平滑从AC-DC转换器到负载1708的输出。
图16和图17的优选实施例中的AC-DC转换器包括浪涌保护1602、电压采样1603、开关驱动器1604、开关和箝位1605、存储元件1606以及电压调节器1607的元件。电压采样1603中组件的选择确定开关驱动器1604的时序。开关和箝位中元件的选择确定输出脉冲的峰值电压和电流。通过选择峰值电流和脉冲定时两者来控制功率输出。通过电压采样来自存储元件的反馈用于选择脉冲定时。AC-DC转换器与AC源同步操作。
图16和图17的优选实施例通常包括连接到电源1601的分压器1603，以及通过其输入连接到分压器的第一开关1604，以及其输入连接到第一开关的输出的第二开关1605，以及通过二极管连接到第二开关的输出的存储电容器C1，以及连接在存储电容器与分压器之间，从而提供零电压开关AC直接到DC提取转换系统的反馈控制的感测电阻器1609，以及连接在第二开关的输入和输出之间的齐纳二极管D1，以及连接到存储电容器C1的电子负载1608。开关1604、1605可以是任何电子致动开关。在一个实施例中，开关是N-MOSFET。在另一个实施例中，开关是双极晶体管，并且在另一个实施例中，开关是微机电开关。
图18示出现有技术的AC-DC转换器系统，其包括AC源1808与负载的电流隔离。典型的现有技术AC-DC转换器包括全波整流1802，其提供经滤波1803的接地1809DC源，包括控制器1804，控制器1804通常是通过变压器1806使用开关1805来控制输出，从而向负载1808提供DC电压的脉冲控制器。二极管1807防止电流从负载流回变压器1806。通常，变压器还充当降压变压器，以控制负载1808所需的电压。注意，变压器1806的高压侧在AC源1801的整流电压下工作。虽然变压器确实提供电流隔离，但是连接到变压器的高电压因此需要能够在该高电压下操作的变压器。
相比之下，本发明的电源在图19的第一实施例中示出。AC源1901通过AC-DC转换器1902经由隔离装置1904连接到负载1905。AC-DC转换器1902上的接地点1906不一定与负载1905上的接地点1907处于同一水平。在优选实施例中，AC-DC转换器1902如图12和图13所示。AC-DC转换器1902包括对提供给存储电容器(图13的C1)的输出电压进行箝位，从而使得隔离装置1904最多看到箝位电压。在图16和图19的优选实施例和比较实施例中，隔离装置定位于块元件1607和1608之间。
图20所示的另一个实施例还包括从负载1905到AC-DC转换器1902的反馈。反馈通过穿过隔离器2001的感测线2002以及通过隔离的感测线2003提供给AC-DC转换器。在一个实施例中，感测线2003中的一个接地，另一个馈送到电压采样电路1303，与图17所示的感测线有很多相同，通过电阻器R8从电容器C1馈送。在一个实施例中，隔离器2001是如图所示的光隔离器。在另一个实施例(未示出)中，变压器用于隔离器，以代替光隔离器。
图16、图17、图19和图20示出可以完全集成在硅上的AC-DC转换器。并非附图所示的所有组件都是全功能装置所需。在一个实施例中，AC-DC转换器由分压器(1703)组成，其连接到AC源1701对其进行采样，并进一步连接到第一开关晶体管Q1的基极。分压器中电阻器的值控制Q1所看到的电压，从而提供Q1的前馈控制，进而提供AC-DC转换器的输出。Q1的漏极相应连接到第二开关晶体管Q2的基极，第二开关晶体管Q2向存储装置C1提供脉冲电流。二极管D2防止电容器C1通过开关Q2放电。感测线从存储元件C1通过电阻器R8连接到分压器1703，并提供反馈控制，以防止存储电容器C1完全放电。连接在Q2的栅极与源极之间的齐纳二极管D1将Q2看到的栅极到源极电压箝位到二极管D1的齐纳电压，二极管D1的偏置电压存储在电容器C3上。在AC线路中串联的电感器或低电阻绕线电阻R1过滤瞬变并限制Q2看到的电流。因此，全功能AC-DC转换器被视为由分压器、两个开关、存储装置、齐纳二极管、常规二极管和电感器组成，其中开关是N-MOSFET，存储装置是电容器。在另一个实施例中，AC-DC转换器还包括浪涌控制1702。在一个实施例中，浪涌控制由串联连接在AC源的线路和中性点的电阻器组成。在另一个实施例中，AC-DC转换器还由电压调节器组成。在一个实施例中，电压调节器由连接在存储装置C1的输出线路上的开关Q3组成。开关通过从电容器C2连接到其基极的齐纳二极管D3来控制。电压调节器的输出连接到负载1708。在另一个实施例中，AC-DC转换器还包括电流隔离，其中电流隔离是连接到电压调节器的输出的隔离变压器。在另一个实施例中，没有电压调节器，并且隔离变压器连接在存储电容器C2与负载1708之间。另一个实施例还包括从负载到分压器1703的反馈。来自负载的反馈通过第二隔离装置2001馈送给分压器703。
总结
描述一种AC-DC转换系统。转换系统由用于向存储装置提供受控脉冲电源的控制电路和电子开关组成，存储装置以预选或手动或自动可选电压向负载提供电力，同时确保开关两端的电压降被最小化，以减少通过开关本身消耗的功率，从而显著提高效率并减少热损耗。最小版本的AC-DC转换器由一对N-MOSFET晶体管、分压器、存储元件和一对二极管组成。设计以可以完全集成在硅上的最少的组件实现高效率。

Claims (14)

1.一种AC-DC转换系统，其用于在输出节点(1005)将来自交流(AC)电源(101)的能量以直流(DC)提供给电子负载(107)，其包括：
a.分压器(501、502)，所述分压器被连接跨越所述负载(107)，以及
b.第一开关(504)，所述第一开关具有输入(1001)和输出(1002)，所述第一开关通过其输入(1001)被连接到所述分压器，以及
c.第二开关(505)，所述第二开关具有输入(1003)和输出(1004)，所述第二开关的输入(1003)通过限流电阻器(801)被连接到所述第一开关(504)的所述输出(1002)，以及
d.存储电容器(103)，所述存储电容器通过二极管(304)被连接到所述第二开关(505)的所述输出(1004)，以及
e.齐纳二极管(802)以及分流电容器(803)，所述齐纳二极管具有齐纳电压，所述齐纳二极管被连接在所述第二开关(505)的所述输入(1003)和所述输出(1004)之间，所述分流电容器被与所述齐纳二极管并联连接，从而将所述第二开关(505)的所述输入(1003)与所述输出(1004)之间的电压箝位为所述齐纳二极管(802)的所述齐纳电压，以及
f.所述电子负载(107)，所述电子负载被连接到所述存储电容器(103)。
2.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，进一步包括：
串联电压调节器电路，所述串联电压调节器电路被插入在所述存储电容器(103)与所述电子负载(107)之间，
所述串联电压调节电路包括传输晶体管(106)、偏置电阻器(104)和齐纳二极管，
所述传输晶体管(106)被连接到所述负载(107)并且具有特性阈值电压(VT)，
所述偏置电阻器(104)被连接跨越所述传输晶体管，并且
所述齐纳二极管被连接到所述偏置电阻器并且具有齐纳电压(Vz)，使得到所述负载的输出电压保持在VZ–VT。
3.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，进一步包括：
电流限制电路，所述电流限制电路被插入在所述电子开关与能量存储元件之间，以限制流过第二半导体开关的电流，
所述电流限制电路包括：
被连接到所述第二开关的所述输出以及所述负载(107)的感测电阻器(201)，以及
被连接在所述负载与所述第二开关的所述输入之间的双极晶体管(202)。
4.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，其中，
所述第一开关和所述第二开关均为N-MOSFET。
5.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，其中，
所述第一开关和所述第二开关均为双极晶体管。
6.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，其中，
所有半导体装置被制造在单个集成电路芯片上。
7.根据权利要求3所述的AC-DC转换系统，其中，
所有半导体装置被制造在单个集成电路芯片上。
8.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，其中，
所述分压器进一步包括电位计(1401)，使得到所述第一开关的输入电压被手动调节。
9.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，其中，
所述分压器进一步包括代替所述分压器的电阻器而被连接的控制MOSFET(1501)以及被施加于所述控制MOSFET(1501)的所述输入的外部DC控制电压，从而改变被施加于所述第一开关的所述输入的电压并且改变被存储在存储电容器上的电压。
10.根据权利要求9所述的AC-DC转换系统，其中，
所有半导体装置被制造在单个集成电路芯片上。
11.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，进一步包括：
在所述存储电容器与所述电子负载之间的隔离变压器。
12.根据权利要求1所述的AC-DC转换系统，进一步包括：
从所述负载穿过隔离器而到所述分压器的感测线，从而提供来自所述负载的反馈控制。
13.根据权利要求3所述的AC-DC转换系统，进一步包括：
在所述存储电容器与所述电子负载之间的隔离变压器。
14.根据权利要求3所述的AC-DC转换系统，进一步包括：
从所述负载穿过隔离器而到所述分压器的感测线，从而提供来自所述负载的反馈控制。
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