KR20220145886A - Ac-dc 컨버터 - Google Patents

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KR20220145886A
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마크 텔레퍼스
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인테레솔, 엘엘씨
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Abstract

AC-DC 변환 시스템이 설명된다. 변환 시스템은 전자 스위치, 및 스위치에 걸친 전압 강하가 최소화되도록 보장하여 스위치 자체에서 소산되는 파워를 감소시킴으로써, 효율을 크게 증가시키고 열 손실을 감소시키면서, 미리 선택되거나 수동 또는 자동으로 선택가능한 전압 중 하나에서 부하에 파워를 제공하는 저장 디바이스에 제어된 펄스형 파워를 제공하도록 채용된 제어 회로부로 이루어진다. 하나의 가장 작은 버전에서의 AC-DC 컨버터는 N-MOSFET 트랜지스터들의 쌍, 전압 분주기, 저장 소자 및 다이오드들의 쌍으로 이루어진다. 이러한 디자인은 실리콘 상에 전부 집적될 수 있는 최소의 컴포넌트를 가지고 높은 효율이 가능해지게 한다.

Description

AC-DC 컨버터
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2020년 3월 9일에 출원되고 발명의 명칭이 "Zero Voltage Switching AC Direct Power Regulator and Discriminator"인 미국 가출원 번호 제 62/987045에 대한 우선권을 주장한다. 양자 모두의 출원은 공통 발명자를 포함하며 현재 계속중이다.
주정부에 의해 후원된 연구 또는 개발에 관련된 진술
해당없음.
본 발명은 매우 높은 효율로 AC 메인으로부터 저전압 DC 전류를 제공하기 위한 전력 관리 시스템 및 방법에 관한 것이다.
일차 AC 서플라이(메인)로부터 DC 파워를 제공하기 위한 전통적인 수단은 감압 변압기, 다이오드 정류기, 및 전해 커패시터 및 저항을 포함하는 필터를 포함한 아날로그 회로부를 통하는 것이었다. 출력 전압은 주로 변압기의 권선수 비율에 따라 달라지고, 이러한 회로는 적당하게 효율적이었다. 그러나, 저주파수 변압기를 구현하기 위하여 요구되는 자기 구조체의 크기 및 무게 때문에 이러한 접근법은 소형 장비에서 사용될 수 없다.
변압기를 사용하지 않는 더 최근의 접근법은 AC 메인의 직류 정류를 수반하는데, 정류된 파형이 직렬 또는 션트 연결 중 하나로 연결된 능동형 고상(active solid state) 디바이스를 포함하는 전압 조정 회로에 직접 인가된다. 션트 레귤레이터 구성은 정류된 메인 출력에 걸쳐서 가변 저항 디바이스를 통해 전류 경로를 제공함으로써, 전류를 부하로부터 멀리 우회시키는 것에 의하여 동작한다. 션트 레귤레이터의 가장 단순한 구현형태에서, 제너 다이오드가 부하와 분기되어 연결되고 저항이 이러한 션트 레그와 직렬로 연결된다. 제너 전압을 초과하는 임의의 정류기 출력 전압은 저항을 거쳐서 강하되어, 결과적으로 과잉 파워가 열로서 소산되게 된다. 따라서, 이러한 레귤레이터 구성은 매우 비효율적이다. 제너 효과를 통한 정류를 유지하기 위해서는 제너 전류가 부하 전류보다 커야 하기 때문에, 이러한 레귤레이터 회로의 효율은 출력 전압 대 정류된 공급 전압의 rms 값의 비율보다 훨씬 작다.
개선된 접근법은 바이폴라 또는 전계-효과 트랜지스터와 같은 직렬 연결된 고상 디바이스를 사용하여 제너 전압 레퍼런스를 버퍼링한다. 능동형 디바이스가 소스-폴로워 또는 이미터-폴로워 구성으로 연결되고, 부하는 소스 또는 이미터에 연결되고 제너 레퍼런스는 게이트 또는 베이스에 연결된다. 제너 전류는 션트 구성 내에 비해 훨씬 더 작아질 수 있고, 따라서 총 전류는 대략적으로 부하에 공급되는 전류가 된다. 따라서, 이러한 회로의 효율은 개략적으로 입력 대 출력 전압의 비율보다 양호하지 않다.
이러한 회로 기능에 대한 추가적인 개선은 스위치 모드 파워 서플라이라고 불린다. 당업계에 알려져 있는 이러한 디자인들이 많이 있지만, 공통적으로는 입력 정류기, 저장 소자인 인덕터 또는 커패시터를 서플라이 안팎으로 스위칭하도록 고속으로 동작하는 스위칭 소자가 있다. 입력 및 출력의 절연이 요구되면, 절연 및 출력 전압의 조정 양자 모두를 위해서 고속 변압기가 도입될 수 있다. RC 필터는 출력 내의 리플을 감소시키기 위하여 포함된다. 스위치 모드 파워 서플라이는 증가된 효율이라는 장점을 가지는데, 그 이유는 이전의 선형 시스템의 파워 손실 메커니즘이 대략적으로 제거되기 때문이다. 그러나, 절연이 요구된다면 변압기 손실은 효율을 감소시킬 수 있다. 또한, 고속 스위칭은 큰 RF 노이즈의 소스가 되고, 표피효과에 기인하여 도체 내에 큰 손실을 도입한다. 높은 효율은 특수하게 설계된 시스템에서 이론적으로 획득될 수 있고 획득된 바 있다. 95%에 달하는 효율이 보고되지만, 저비용의 절연된 시스템에서는 실제 효율이 더 통상적으로는 60% 내지 70%이다.
앞서 공지된 모든 시스템의 단점은 이들이 쉽게 집적될 수 없다는 것이다. 제한된 특별한 애플리케이션을 제외하고는, AC-DC 컨버터를 제공하기 위한 디자인은 칩 상에서 다른 시스템 기능과 함께 집적될 수 없다. 개별적인 회로 소자 내에서 소산되는 파워가 시스템-온-칩 레벨의 집적도를 위해서는 너무 크다. 요구되는 변압기의 타입과 같은 컴포넌트들은 그저 실리콘 상에 집적되도록 사용될 수 없다.
유비퀴터스 전자공학 디바이스 및 서브시스템은 통상적으로 3.3 또는 5 볼트에서 동작한다. 120 또는 240 볼트 AC 메인을 이러한 낮은 동작 전압으로 변환하기 위한 요구사항은 지금까지 입수가능한 파워 컨버터의 효율을 희생한다. 선형 및 스위치드 파워 서플라이 양자 모두에 대하여, 입력 및 출력 전압 사이의 차이가 클수록 비효율성도 커진다. 다수의 저전력의 저전압 소비자 디바이스에 파워를 공급하기 위한 고효율 저전압 파워 서플라이에 대한 필요성이 존재한다. 전자제품들은 "스마트(smart)" 차량 및 "스마트" 홈에서 많이 사용된다. 항시 동작하는 센서 및 네트워크를 지원할 수 있는 소형이고 효율적인 파워 서플라이에 대한 필요성이 존재한다. 새로운 구성 및 장비 양자 모두를 포함하는 점점 더 많은 가정, 공장 및 오피스 빌딩이 증가된 효율로 파워의 모든 사용을 제어하기 위해서 전자 센서를 포함하고 있다. 가정, 공장 및 오피스 빌딩 내에 현존하는 파워 그리드를 새롭게 건축하거나 개장하는 양자 모두를 지원하기 위한, 저전압 고효율의 집적된 파워 서플라이에 대한 필요성이 존재한다. 센서 및 제어 전자장치가 로컬 파워를 공급하기 위해서 사용되는 플러그 및 콘센트의 제약 안에 물리적으로 맞게하기 위해서, 파워 서플라이는 이러한 장치 내에 통합되어야 한다. 홈, 오피스 및 공장의 벽 및 파워 그리드의 제약 내에서의 열 소산을 피하기 위해서 높은 효율이 필요하다. 99 내지 100% 범위에 속하는 효율을 가지는 파워 컨버터에 대한 필요성이 존재한다. 디바이스 외부의 대형 박스로서 존재하는 것이 아니라 광범위한 디바이스 내에 맞춤될 수 있는 콤팩트한 파워 컨버터에 대한 필요성이 존재한다. 집적될 수 있는 파워 컨버터에 대한 필요성이 존재한다.
AC-DC 파워 변환 시스템이 설명된다. 이러한 시스템 및 관련된 디바이스는, 효율성이 높고 홈 센서 및 네트워킹, 스마트 차량 등에서 사용되는 통상적인 실리콘 기반 전자 디바이스를 구동하기 위해서 사용하는 낮은 전압에 대한 액세스를 제공하는, 콤팩트하고 집적된 저비용 디자인에 대한 필요성을 해결한다. 일 실시형태에서, 시스템은 직렬 전압 레귤레이터 회로의 입력을 정류된 AC 메인 파워 서플라이로부터 단절시켜서 직렬 레귤레이터 내에서 소산되는 파워를 감소시키기 위해 채용된 효율적인 전자 스위치를 포함한다. 효율을 최적화하기 위하여, 개방된 스위치에 걸친 전압은 스위치가 닫힐 때에 최소화되고, 에너지가 션트 에너지 저장 소자 내에 축적되고 저장된다. 전자 스위치는 정류된 AC 메인 파형이 임계 값을 초과할 때에 개방된다. 스위치가 개방된 동안에, 에너지가 에너지 저장 소자에 의해서 레귤레이터 회로를 통해 부하에 공급된다. 이러한 방식으로, 레귤레이터 회로 내에서 소산되는 파워가 종래 기술과 비교할 때 크게 감소되면서, 레귤레이터 회로의 이점이 부착된 부하 회로부에 추가된다. 다른 실시형태에서, 정류기는 제거되고 스위치가 AC 메인 파형의 하나의 절반-사이클과 동기화된다.
비교기는 전자 스위치를 제어하도록 사용된다. 일 실시형태에서, 비교기는 연산 증폭기 및 레퍼런스 전압원을 포함한다. 다른 실시형태에서, 비교기는 MOS 전계 효과 트랜지스터를 포함한다. 일 실시형태에서, MOS 전계 효과 트랜지스터는 전압 분주기를 통하여 제어된다. 다른 실시형태에서, 전압 분주기는 레퍼런스 전압원으로 대체된다. 다른 실시형태에서, 레퍼런스 전압은 조절가능하다.
특정한 예들은 본 발명의 개념을 예시적인 애플리케이션들로 한정하려는 의도가 아니다. 본 발명의 다른 양태와 장점들은 첨부 도면과 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 종래 기술의 AC-DC 컨버터의 개략도이다.
도 2는 한류(current limiting) 기능이 있는 종래 기술의 AC-DC 컨버터의 개략도이다.
도 3a는 개선된 회로 내의 기능을 보여주는 개략도이다.
도 3b는 전파 정류기가 없는 도 3a의 회로를 보여주는 개략도이다.
도 4는 개선된 AC-DC 컨버터를 보여주는 개략도이다.
도 5는 MOS 전계-효과 트랜지스터를 사용하는, 도 4의 개선된 회로의 일 실시형태의 개략도이다.
도 6은 도 5의 간이화된 버전 리소스의 개략도이다.
도 7은 회로 시뮬레이션 프로그램에 의해 생성된, 도 6의 MOSFET 스위치에 대한 드레인-소스 전압 및 드레인 전류 파형을 보여준다.
도 8은 MOS 전계-효과 트랜지스터를 사용하는 영전압 스위칭 회로의 일 실시형태의 개략도이다.
도 9는 회로 시뮬레이션 프로그램에 의해 생성된, 도 8의 MOSFET 스위치에 대한 드레인-소스 전압 및 드레인 전류 파형을 보여준다.
도 10은 MOS 전계-효과 트랜지스터를 사용하는 영전압 스위칭 회로의 다른 실시형태의 개략도이다.
도 11a는 회로 시뮬레이션 프로그램에 의해 생성된, 회로 기동 중의 도 10의 MOSFET 스위치에 대한 AC 메인 전압 파형 및 드레인 전류 파형을 보여준다.
도 11b는 회로 시뮬레이션 프로그램에 의해 생성된, 정상 상태에 있는 도 10의 MOSFET 스위치에 대한 드레인-소스 전압 및 드레인 전류 파형을 보여준다.
도 12는 출력 한류 기능 및 출력 전압의 네거티브 피드백 안정화를 포함하는 도 8의 영전압 스위칭 회로의 바람직한 실시형태의 개략도이다.
도 13은 출력 한류 기능, 출력 전압 조정 및 출력 전압의 네거티브 피드백 안정화를 포함하는 도 10의 영전압 스위칭 회로의 바람직한 실시형태의 개략도이다.
도 14는 출력 전압이 수동으로 조절가능한 도 13의 영전압 스위칭 회로의 개략도이다.
도 15는 출력 전압이 전자식으로 도 13의 영전압 스위칭 회로의 개략도이다.
도 16은 영전압 스위칭 회로의 제 3 실시형태의 블록도이다.
도 17은 도 16의 실시형태의 개략도이다.
도 18은 부하를 소스로부터 절연시키는 AC-DC 컨버터에 대한 선행 기술을 보여준다.
도 19 부하를 소스로부터 절연시키는 본 발명의 AC-DC 컨버터의 일 실시형태를 보여준다.
도 20은 부하를 소스로부터 절연시키고 부하로부터 AC-DC 컨버터로 가는 피드백 제어를 더 포함하는 본 발명의 AC-DC 컨버터의 일 실시형태를 보여준다.
도 1은 종래 기술의 AC-DC 컨버터 회로의 개략도를 보여준다. 단상 AC 메인 파형(101)은 정현파이고 다이오드 브릿지(102)에 의해 전파 정류되며, 결과적으로 얻어지는 시변 DC 전압 파형이 통상적으로는 전해 커패시터인 커패시터(103)에 의해 평활된다. 이러한 커패시터(103)의 충전에 대해서는 아무런 제어가 없다는 것에 주의한다. 정류된 선 전압이 이러한 커패시터에 인가되고, 따라서 큰 커패시턴스 값 및 정류된 AC 메인 파형의 피크 값보다 큰 전압 등급을 가지는 커패시터가 요구된다. 평활된 전압 파형이 바이어스 저항(104), 특성 제너 전압 VZ를 가지는 제너 다이오드(105), 및 도면에서는 특성 임계 전압 VT를 가지는 향상 모드(enhancement mode) MOS 전계-효과 트랜지스터(MOSFET)로서 표시된 패스 트랜지스터(106)를 포함하는 직렬 레귤레이터 회로의 입력에 인가된다. 레귤레이터 출력이 부하(107)에 인가된다.
동작 시에, 패스 트랜지스터(106)는 자신의 드레인-소스 전압을 동적으로 조절하여 부하 전압을 VZ-VT로 유지한다. 다르게 말하면, 패스 트랜지스터(106)는 제너 전압 VZ를 버퍼링하는 소스-폴로워 회로를 형성한다. 전체 부하 전류가 패스 트랜지스터(106)를 통과하기 때문에, 그리고 제너 바이어스 전류가 무시될만하다고 가정하면, 이러한 레귤레이터 회로의 효율은 간단히 부하 전압 대 공급 전압의 rms 값의 비율이 된다. 따라서, 소망되는 부하 전압이 공칭적으로 3.3V이고 공급 전압이 120V rms라면, 효율은 3% 미만이다. 더욱이, 부하가 수 십 밀리암페어의 전류만을 요구한다면, 패스 트랜지스터(106)는 수 와트의 파워를 열로서 연속적으로 소산시켜야 한다. 이러한 소모량은 통상적으로 소형의 밀폐된 장비 내에서 허용불가능한 온도 상승을 초래한다.
도 1의 회로의 추가적인 제한사항은, 이것이 패스 트랜지스터(106)를 손상시킬 수 있는 출력 전류 과도 상태(transient)에 대한 보호를 제공하지 않는다는 것이다. 이러한 과도 상태는 동작 또는 테스팅 도중의 출력 단자의 잘못된 단락의 결과로서, 또는 용량성 부하 임피던스 성분의 결과로서 발생할 수 있다. 도 2는 출력 전류를 한정하고, 이를 통하여 패스 트랜지스터(106)를 보호하기 위한 추가적인 컴포넌트를 포함하는 선행 기술 AC-DC 컨버터의 개략도를 도시한다. 도 2에서, 작은 저항 값을 가지는 전류 감지 저항(201)이 부하와 직렬로 배치되고, 한류 바이폴라 트랜지스터(202)는 패스 트랜지스터(106)의 게이트와 부하 사이에 연결되어 보호 전류 제한기 회로를 형성한다. 이제, 저항(201) 양단의 전압 강하가 약 0.7V를 초과하면(실리콘 바이폴라 트랜지스터의 경우), 트랜지스터(202)는 통전하기 시작하고, 이것이 패스 트랜지스터(106)에서의 게이트-소스 바이어스를 감소시켜서 출력 전류를 감소시킨다. 그러나, 이러한 개선된 회로의 효율은 도 1에 도시되는 회로의 효율과 비교할 때 본질적으로 변하지 않는다.
이러한 선행 기술 직렬 레귤레이터 회로의 효율을 개선하기 위하여, 패스 트랜지스터 내에서 소산되는 파워가 크게 감소되어야 한다. 본 발명의 일 실시형태에서, 패스 트랜지스터는 필요하지 않을 때에는 정류된 공급 전압으로부터 단절된다. 도 3a는 AC 메인(101), 다이오드 브릿지(102) 및 필터 커패시터(103)를 포함하고, 다이오드 브릿지(102) 출력과 필터 커패시터(103) 사이에 삽입된 추가 회로부를 포함하는 개선된 정류기 회로의 개략도를 도시한다. 다이오드 브릿지(102)에서의 파형은 단순하게, 120V의 rms 값을 가지는 종래의 AC 메인에 대하여 종래에는 0V 내지 약 170V 피크에서 변하는 전파 정류된 정현 파형이다. 그러나, 이하 설명되는 방법이 영향을 받는 컴포넌트들의 수치 사양이 적절하게 조절된다고 가정하면 임의의 주기적 전력 파형에 적용된다는 것에 주의한다. 또한, 전력 파형은 이것이 후술되는 레퍼런스 전압보다 작으면 DC 오프셋을 포함할 수 있다.
추가 회로부는, 다이오드 브릿지(102) 출력에 연결된 자신의 반전 입력 및 자신의 비-반전 입력에 연결된 전압 레퍼런스(301)를 가지는 비교기 회로(302)를 포함하는데, 비교기(302)는 다이오드 브릿지 출력 전압이 레퍼런스 전압 VR을 초과하면 다이오드 브릿지를 후속 회로부로부터 단절시키는(스위치(303)를 개방시킴) 직렬 스위치(303)를 제어한다. 반면에, 레퍼런스 전압 VR이 다이오드 브릿지 출력 전압을 초과하면, 스위치(303)는 닫히고 커패시터(103)가 직렬 다이오드(304)를 통해서 충전된다. 다이오드 브릿지 출력 전압이 감소할 때에 다이오드(304)는 커패시터(103)가 스위치(303)를 통해서 방전되는 것을 방지한다. 다이오드(304) 및 커패시터(103)의 조합은 후속 레귤레이터 회로부 및 부하(305)에 공급하기 위하여 에너지를 AC 메인 사이클의 각각의 절반 동안에 저장하는 "피크 검출기" 회로를 형성한다. 다른 선행 기술의 예와 달리, 커패시터(103) 양단의 전압은 후속 레귤레이터 회로부 및 부하(305)의 에너지 요구 사항을 만족시킬만큼 클 필요가 있다. 직렬 레귤레이터로의 입력 전압은 AC 메인의 rms 값과 비교할 때 크게 감소된다. AC 메인의 전압이 VR보다 크게 유지되기만 하면, "피크 검출기" 회로의 동작은 AC 메인의 피크 전압 내의 요동과 무관하게 커패시터(103)에 저장된 피크 전압이 언제나 VR이 되도록 보장한다. 스위칭 회로의 이러한 실시형태는 전압 레귤레이터 회로 자체로서 동작한다. 스위치(303)의 동작이 무시될만한 에너지를 사용하기 때문에, 도 3a에 도시되는 개선된 AC-DC 컨버터 회로 전체의 효율은 도 1 및 도 2의 종래 기술 회로에 대해서 관찰할 때에 훨씬 더 높다. 추가적인 이점은 동작 온도 상승이 크게 줄어든다는 것이다. 비록 비교기(302)가 주지의 아날로그 회로 소자이지만, 다른 아날로그 또는 디지털 회로가 스위치(303)를 동작시키기 위해서 필요한 소망되는 스레시홀딩(thresholding) 기능을 달성하기 위해서 이용될 수 있다.
일 실시형태에서, 레퍼런스 전압 VR은 고정된다. 다른 실시형태에서, 레퍼런스 전압은 변동될 수 있다. 다른 실시형태에서, 레퍼런스 전압은 선택가능하다. 일 실시형태에서, 도 3a의 회로는 부하에 연결되고, 이러한 회로의 레귤레이터 양태가 부하에 공급되는 전압을 제어하도록 사용된다. 다른 실시형태에서, 추가적 레귤레이터가 도 3a의 회로 및 부하와 직렬로 사용된다.
위에서 언급된 바와 같이, 이러한 회로의 동작은 전파 정류된 AC 메인 파형의 이용가능성에 의존하지 않는다. 사실상, 소자(301-305)의 사양이 AC 메인 파형의 음의 움직임을 다루기에 적절하다고 가정하면, 다이오드 브릿지(102)는 제거될 수 있고 스위칭 및 레귤레이션 컴포넌트가 AC 메인에 직접 연결될 수 있어서 도 3b에 도시되는 실시형태가 된다. 피크 검출기 다이오드(304)가 스위치(303)가 닫힐 AC 메인의 음의 절반 사이클 동안에 부하를 통과하는 역전류를 역시 차단한다는 것에 주의한다. 도 3a에 예시된 것에 대한 이러한 실시형태의 유일한 단점은 부하가 이용가능한 총 최대 파워가 절반이 된다는 것이다.
도 4는 직렬 레귤레이터(103, 104, 105, 106) 및 부하(107)에 상호연결되고 후술될 새로운 정류기 회로 내의 설계 변수들 사이의 관계를 구축하기 위한 편리한 기반을 제공하는 개선된 정류기 회로의 개략도를 도시한다. 비교기로 들어가는 전압은 저항(401, 402)의 분주기 네트워크를 거친다. 비교기(301-304)는 전술된 바와 같다. 출력 전압의 레귤레이션을 유지하기 위하여, 커패시터(103) 양단의 전압은 제너(105) 전압 VZ를 초과해야 한다. 그러나, 커패시터(103)는, 부하(107)에 제공되는 공칭적으로 일정한 전류에 기인하여 AC 메인의 절반 주기에 걸쳐서 시간에 따라 선형으로 방전할 것이다. 따라서, 커패시터(103)는 처음에는 피크 전압 Vpeak=VZ + Iload*tMAINS/(2*C103)으로 충전되어야 하는데, tMAINS는 AC 메인 파형의 주기이다. 그러면 커패시터(103)의 값이 Vpeak 및 VZ 사이의 차이의 함수로서 주어진다. Vpeak의 값이 높으면 패스 트랜지스터(106)에서의 파워 소모도 커지고, 이것이 커패시터(103)의 실용적인 최대 값에 대해서 트레이드오프된다. 레귤레이터의 효율은 부하에 전달된 파워를 회로 내에서 소산된 총 파워로 나눈 것의 비율이고, 이것은 2*(VZ-VT)/(VZ+Vpeak)로 주어진다. Vpeak의 최소 값이 VZ이기 때문에, 최적인 경우의 효율은 단지 1 - VT/VZ가 된다.
도 5는 개선된 정류기 회로의 개략도를 도시하는데, 스위치(303)는 향상 모드 MOSFET(505)을 사용하여 구현되고, 비교기 회로는 임계 전압 VT1에 의해서 특성화되는 마찬가지의 향상 모드 MOSFET(504) 및 부하 저항(503)을 사용하는 단일 공통-소스 증폭기 스테이지로서 실현된다. 따라서, 저항(501 및 502)을 포함하는 전압 분주기 네트워크의 출력이 MOSFET(504)의 임계 전압 VT1을 초과하고, MOSFET 스위치(505)의 게이트가 접지로 풀링되어 스위치(505)를 개방시킨다. 전압 분주기 네트워크(501, 502)의 출력이 VT1보다 작으면, MOSFET(505)의 게이트는 자신의 드레인에 연결되고, 이를 통하여 스위치를 닫는다. 그러나, MOSFET(505)은 이상적인 스위치가 아니고, 이것이 자신의 도통 상태에 있을 때에 상당한 파워 소모가 경험되어, MOSFET을 사용하여 실현된 회로의 효율은 도 4에 도시되는 이상적인 케이스에서 얻어지는 것처럼 크지 않을 것이다. 효율과 관련된 문제점은, MOSFET(505)의 드레인 및 게이트 전압이 소스(101)의 양의 절반 사이클에서 증가하고, 게이트 전압이 소스 전압을 MOSFET(505)의 임계 전압(VT2)만큼 초과하면 드레인 전류 Id(t)가 드레인에서 소스로 흐르며, MOSFET(505)의 소스 전압이 게이트 전압의 자신의 임계 전압(VT2) 내에서 증가한다는 사실로부터 생긴다. 드레인 전류는 MOSFET(505)이 MOSFET(504)에 의해 턴오프될 때에 중단된다. 따라서, 충전하는 전류 과도상태 동안의 MOSFET(505)의 드레인-소스 전압도 거의 자신의 임계 전압 VT2가 되고, 이것은 파워 FET의 경우 일반적으로 약 4-6 볼트이다. 결과적으로, 충전 전류 과도상태 도중에 MOSFET(505) 내에서 소산되는 순시 파워는 간단히 Id(t) * VT2가 되고, 이것이 동일한 전류 과도상태에 의해서 부하에 공급된 파워와 비교되어 평가될 수 있다.
추가적으로, 그들의 제작 프로세스의 결과, 파워 MOSFET은 MOSFET(505)과 연관된 기생 소스-드레인 다이오드(506), 및, MOSFET(504)과 연관된 기생 소스-드레인 다이오드(507)를 포함한다. 다이오드(506)가 MOSFET(505)이 "오프"이면 커패시터(103)가 방전되게 할 수 있지만, 직렬 추적 및 홀드(track and hold) 다이오드(304)는 이러한 스퓨리어스 방전 경로를 차단한다는 것에 주의한다. 기생 다이오드(506 및 507)의 존재가 다음 도면들에서 가정된다. 일 실시형태에서, 도 5의 컴포넌트들 모두는 단일 반도체 칩 상에 제작된다. 다른 실시형태에서, 커패시터(103)를 제외한 도 5의 컴포넌트들 모두는 단일 반도체 칩 상에 제작된다.
도 6은 바람직한 실시형태의 더 높은 효율의 회로들의 효율을 비교하기 위한 기반을 제공하기 위한 회로 시뮬레이션에 대한, 도 5의 개선된 정류기 회로의 단순화된 버전의 개략도이다. 간결성을 위하여 전압 레귤레이션 회로부는 생략되고 부하는 저항(107)으로 표현된다.
60 Hz AC 메인 주파수를 가정한 도 6의 회로의 SPICE 시뮬레이션의 결과가, AC 메인(101)의 하나의 사이클에 걸친 스위치 MOSFET(505)의 드레인-소스 전압(701)(Vds) 및 드레인 전류(702)(Id)의 파형을 보여주는 도 7에 나타난다. Vds 파형(701)에서 대략적으로 MOSFET(505)의 임계 전압인 VT2의 진폭을 가지는 페데스탈(703)이 드레인 전류 과도 상태와 일치한다는 것에 주의한다. 효율은 부하(107)에 전달된 평균 파워(Id * Vload)를 AC 메인에 의해 스위칭 회로에 전달된 평균 파워(Id * VAC)로 나눈 것이고 68%이다. AC 메인에 의해 공급된 파워의 완전한 30%가 스위치 MOSFET(505)에서 소모된다.
이러한 VT2 "오버헤드"를 극복하기 위하여, 도 8의 더 높은 효율의 회로는 한류 저항(801) 및 MOSFET(505)의 게이트 및 소스 사이에 연결된 커패시터(803)에 의해 분기된 제너 다이오드(802)를 포함한다. 소스(101)의 음의 절반 사이클 동안에 전류는 접지로부터, MOSFET(504)의 보디 다이오드(507)를 통하여, 추가된 컴포넌트(801-803)를 통하여, 그리고 다시 MOSFET(505)의 보디 다이오드(506)를 통하여 소스(101)로 흘러가서, 결과적으로 다이오드(802)의 제너 전압 Vz가 커패시터(803)에 저장되게 한다. 이러한 저장된 전압이 소스에 대하여 505의 게이트에 Vz와 같은 양의 바이어스를 인가하고, 이것이 VT2보다 클 수 있다는 것에 주의한다. 따라서, MOSFET(505)이 101의 양의 절반 사이클의 시작 시에 다시 돌아오면, 그 드레인-소스 전압은 VT2보다 훨씬 작을 수 있고, 통상적으로 1 옴보다 훨씬 작은 MOSFET(505)의 내재적 채널 저항 rds에 의해서만 제한된다. 이러한 "영전압" 스위칭 회로의 SPICE 시뮬레이션의 결과가 도 9에 표시되는데, 이것도 AC 메인의 하나의 사이클에 걸친 MOSFET(505)의 드레인-소스 전압(901)(Vds) 및 드레인 전류(902)(Id)의 파형을 보여준다. 드레인 전류 과도 상태(903) 동안에 Vds 파형이 거의 0이라는 것에 주의한다. 이러한 회로의 효율은 89%이고 AC 메인에 의해 공급된 파워의 2% 미만이 MOSFET(505)에서 소모된다.
AC 메인의 음의 절반-사이클에서 커패시터(803)를 다이오드(802)의 제너 전압으로 사전충전하면 MOSFET(505)에 대한 게이트 바이어스가 제공되기 때문에, 이것을 제공하기 위해서 저항(503)이 더 이상 필요하지 않다. 도 10에 도시되는 영전압 스위칭 회로의 다른 실시형태는 MOSFET(504)의 드레인 회로에서 부하 저항(도 8의 아이템(503))을 제거하고, 이것 역시 도 8의 회로에서의 드레인 전류 과도 상태의 지속기간을 제한하는, 커패시터(803)에 대한 MOSFET(505)을 통한 기생 방전 경로를 제공한다. 추가적으로, 바이어스 저항(501)은 AC 메인(101)으로부터 단절되고 다이오드(304), 부하 저항(107) 및 커패시터(103)의 정션에 있는 DC 출력 노드에 직접 연결된다. 따라서, DC 출력 노드 전압이 저항(501 및 502)에 의해 구축된 임계 값 및 MOSFET(504)의 임계 전압에 도달하면 MOSFET(504)은 통전하고, 스위치 MOSFET(505)을 턴오프한다. 이러한 회로의 SPICE 시뮬레이션의 결과가 도 11a 및 도 11b에 나타난다. 도 11a는 회로 기동시의 AC 메인(101) Vac의 세 개의 초기 사이클(1100) 및 MOSFET(505)의 드레인 전류(1102) Id를 보여주고, 드레인 전류 과도 상태(1102)가 AC 메인(1100)의 첫 번째 음의 절반 사이클 이후에 정상 상태에 도달한다는 것을 보여준다. 도 11b도 정상 상태에서의 AC 메인의 하나의 사이클 동안의 MOSFET(505)의 드레인-소스 전압(1101) Vds 및 드레인 전류(1102) Id의 파형을 보여준다. 드레인 전류 과도 상태 지속기간(1103)이 더 길기 때문에, 부하에 전달된 총 파워는 25%만큼 증가한다. 이러한 영전압 스위칭 회로의 효율은 90%까지 증가하고, AC 메인에 의해 공급된 파워의 1% 미만이 MOSFET(505)에서 소모된다.
도 10은 이제 DC 출력 노드(1005) 및 MOSFET(504)의 게이트(1001) 사이에 연결된 바이어스 저항(501)을 포함하는, 도 8의 영전압 스위칭 회로의 제 1 실시형태(1000)를 보여준다.
제 1 실시형태는 다음을 포함한다: 직류(DC) 내의 교류(AC) 전력원(101)으로부터의 에너지를 출력 노드(1005)에 있는 전자 부하(107)로 제공하기 위한 AC-DC 변환 시스템(1000)으로서,
a. 부하(107)에 걸쳐 연결된 전압 분주기(501, 502), 및,
b. 입력(1001) 및 출력(1002)을 포함하고, 상기 입력(1001)을 통해 전압 분주기에 연결된 제 1 스위치(504),
c. 입력(1003) 및 출력(1004)을 포함하고, 그 입력(1003)이 상기 제 1 스위치(504)의 출력(1002)에 연결되는 제 2 스위치(505),
d. 다이오드(304)를 통해 상기 제 2 스위치(505)의 출력(1004)에 연결되는 저장 커패시터(103),
e. f. 제너 전압을 가지며 제 2 스위치(505)의 입력(1003) 및 출력(1004) 사이에 연결됨으로써, 제 2 스위치(505)의 입력(1003) 및 출력(1004) 사이의 전압을 제너 다이오드(802)의 제너 전압으로 클램핑하는 제너 다이오드(802), 및,
g. 상기 저장 커패시터(103)에 연결되는 전자 부하(107)를 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
제 1 실시형태에서, 도 10에 도시된 바와 같이 스위치(504, 505)는 N-MOSFET 트랜지스터이다. 기능적으로 도 10과 균등하지만 도시되지 않는 다른 실시형태에서는, 스위치(504, 505)가 바이폴라 트랜지스터이다.
도 12에 도시되는 다른 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 MOSFET 스위치(505)의 출력(1004) 및 다이오드(304)의 입력 사이에 개재된 과전류 보호 회로를 포함한다. 보호 회로는 매우 작은 값을 가지는 직렬 저항(201) 및 바이폴라 트랜지스터(202)로 이루어지는데, 베이스 단자는 스위치 출력(1004)에 연결되고, 이미터 단자는 다이오드(304)의 입력에 연결되며, 콜렉터는 MOSFET 스위치(505)의 입력(1003)에 연결된다.
도 13에 도시되는 추가적인 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 앞선 출력 단자(1005) 및 새로운 DC 출력 단자(1301)에 있는 부하(107) 사이에 개재된 소자(104, 105, 106)를 가지는 레귤레이션 회로를 포함한다.
도 14는 출력 단자(1005)에서의 출력 전압이 수동으로 조절가능한, MOSFET을 사용하는 영전압 스위칭 회로의 일 실시형태의 개략도이다. 도 12의 저항(502)은, MOSFET(504)의 게이트(1001)에 인가되는 전압 파형을 변경함으로써 커패시터(103)에 저장된 전압을 변경하도록 수동으로 조절될 수 있는 전위차계(1401)로 대체된다.
도 15는 출력(1005)에서의 AC-DC 컨버터의 출력 전압이 전자적으로 조절가능한 MOSFET을 사용한 영전압 스위칭 회로의 일 실시형태의 개략도이다. 추가적인 제어 MOSFET(1501)이 도 12의 저항(502) 대신에 연결되고 외부 DC 제어 전압 VC가 MOSFET(1501)의 게이트에 인가됨으로써, MOSFET(504)의 게이트(1001)에 인가된 전압을 변경하고 커패시터(103)에 저장된 전압을 변경한다.
다른 실시형태에서는, AC-DC 컨버터(1600)가 개괄적으로 도 16에 도시되는 소자 및 이러한 소자에 의해 암시되는 방법으로 이루어진다. 회로 소자의 비한정적인 특정 예가 도 17에 도시된다. 도 16을 참조하면 AC 소스(1601)는 돌입(inrush) 보호 소자(1602)에 연결된다. 일 실시형태에서, 돌입 소자는 AC 서플라이의 선로 및 중립에 있는 저항 소자로 이루어진다. 더 높은 파워 및 효율이 요구되는 다른 실시형태에서, 돌입 보호는 기동 시에 높은 저항을 제공하고 정상 상태 동작에서는 회로로부터 저항 소자를 스위치 아웃하는 스위치 소자를 포함한다. 돌입 보호 이후에, AC 소스(1601) 파형의 스케일링된 복제본이 샘플링 소자(1603)를 사용하는 제어 목적을 위해서 형성된다. 일 실시형태에서, 샘플링 소자(1603)는 전압 분주기 네트워크로 구성되는 저항들을 포함한다. 일 실시형태는 도 5에서 도시되고 논의된 바와 같은 전압 분주기이다. 다른 실시형태에서, 샘플링 소자는 도 4에 도시된 바와 같이 레퍼런스 전압원 및 비교기를 포함한다. 다른 실시형태에서, 샘플링 소자(1603)는 도 14에 도시된 바와 같이 수동으로 조절될 수 있다. 다른 실시형태에서, 샘플링 소자는 도 15에 도시된 바와 같이 자동으로 조절될 수 있다. 샘플링된 전압들이 스위치 드라이버 소자(1604)로의 입력으로서 사용된다. 바람직한 실시형태에서, 스위치 드라이버 소자(1604)는 저장 소자(1606)로부터 피드백 전압 신호(1609)를 수신하고, 전압 신호에 기반하여, 제어 스위치 및 클램프 소자(1605) 내의 스위칭 소자의 게이트에 인가된 전압을 제어하여, 이를 통하여 제어 스위치(1605)를 개폐하여 저장 소자(1606) 및 궁극적으로 부하(1608)에 파워를 공급한다. 피드백(1609)이 제거된 일 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 저장 소자(1606)의 충전이 포워드 측(1603, 1604 및 1605)으로부터 제어되는 피드포워드 컨버터이다. 피드백 제어(1609)를 추가하면, 피드포워드 및 피드백 제어 양자 모두를 위한 수단이 제공된다. 일 실시형태에서, 피드포워드 및 피드백 제어의 평형은 전압 샘플링 소자(1603) 및 피드백 선로(1609) 내의 컴포넌트들을 선택함으로써 결정된다. 일 실시형태에서, 피드포워드 및 피드백 제어의 평형은 샘플링 소자(1603) 및 피드백(1609) 내의 저항 소자에 의해 결정된다. 다른 실시형태에서는, 피드포워드 및 피드백 제어가 조절될 수 있도록 가변 소자가 사용된다. 바람직한 실시형태에서, 스위치 드라이버(1604)는 전압 분주기 및 스위치로 이루어진다. 스위치 드라이버(1604)에 의해 제어되는 스위치, 한류(current limit) 및 클램프 소자(1605)는 고정된 최대 전류에서 저장 소자(1606)에 펄스형 파워를 제공한다. 바람직한 실시형태에서, 스위치, 한류 및 클램프 소자(1605)는 N-MOSFET, 전류 감지 저항 및 바이폴라 피크 한류 트랜지스터, 및 소스에서 게이트로 연결되며 AC 소스(1601)의 음의 절반-사이클에 피크 게이트-소스 전압을 클램핑하며, 이를 통하여 이러한 회로의 영전압 스위칭 피쳐를 제공하는 제너 다이오드를 포함한다. 미리-선택된 피크 전류 펄스로 이루어지는, 스위치 및 클램프 소자로부터의 파워가 저장 소자(1606)로 제공된다. 일 실시형태에서, 에너지 저장 소자로서 사용되는 커패시터 및 다이오드로 이루어지는 저장 소자(1606)에서의 전압이 전압 분주기 회로를 통하여 스위치 드라이버(1604)로 피드백되고(1609), 이를 통하여 커패시터에 일정한 전하를 유지한다. 저장 소자로부터의 출력이 전압 레귤레이터(1607)를 거쳐 부하(1608)로 공급된다. 다른 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 갈바닉 절연 소자(1610)를 더 포함한다. 다른 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 부하(1608)로부터의 피드백을 가능하게 하는 소자(1611)를 더 포함한다. 바람직한 실시형태에서, 피드백 회로(1611)는 제어 소자(1604) 및 부하(1608) 사이에 갈바닉 절연을 더 포함한다.
도 17은 영전압 스위칭 AC-DC 컨버터의 바람직한 실시형태를 도시한다. 회로부의 개별적인 컴포넌트들은 도 5 내지 도 15에서 이미 설명된 회로부의 컴포넌트들과 매우 유사하게 동작한다. 소자(1701 내지 1708)는 도 16의 소자(1601 내지 1608)에 각각 대응한다. AC 소스(1701)는, 이러한 바람직한 실시형태에서는 저항 R1 및 R2로 이루어지는 돌입 보호 회로(1702)에 연결된다. 다른 실시형태에서(미도시), 돌입 보호는 스위치를 포함하여, 전류가 시작 시에 저항 R1 및 R2를 통해 흐르고, 정상 상태 동작에 도달되면 저항을 바이패스하게 한다. 다른 실시형태에서, 돌입 제어는 인덕터를 사용한다; 즉 소자 R1 및 R2가 인덕터 L1 및 L2로 교체된다. 돌입 보호로부터의 출력은 스위치의 스위치 Q2로, 한류 및 클램프 회로(1705)로, 그리고 전압 샘플링 소자(1703)로 간다. 전압 샘플링 소자(1703)는 저장 커패시터(C1)로부터의 전압을 샘플링하는 저항(R3, R4)으로 이루어진다. R3, R4의 값은, 스위치 드라이버 소자(1704) 내의 스위치 Q1의 게이트로 가는 전압이 스위치 Q1을 턴온 및 턴오프함으로써 스위치 Q2를 동기하여 턴오프 및 턴온시키고, 이를 통하여 스위치 Q2로부터의 미리선택된 타이밍된 출력 펄스를 제공해서 저장 소자 C1을 충전시키도록 선택된다. 저항 R4는 커패시터 C1의 전하에 대한 전하를 제공하고, 따라서 전압 샘플링 회로(1703)로의 그리고 그러므로 제어 회로(1704)로의 출력 전압을 제공한다. 스위치, 한류 및 클램프 소자(1705)는 스위치 Q2, 전류 감지 저항 R10 및 바이폴라 트랜지스터 Q4, 제너 다이오드 D1, 커패시터 C3 및 저항 R7으로 이루어진다. 스위치 Q2는 스위치 드라이버 회로부(1704)에 의해 제어된다. 스위치 Q2의 피크 출력 전류는 전류 감지 저항(R10)의 선택된 값에 기반하여, 미리 선택된 최대 값으로 제한된다. 커패시터 C3는 AC 소스(1701)의 음의 절반-사이클에서 다이오드 D1의 제너 전압으로 충전되고, 충전 전류 과도 상태 동안에 Q2의 드레인-소스 전압을 최소화하는, 게이트-소스 바이어스를 Q2에 제공한다. 스위치 Q2로부터의 이러한 펄스형 출력은 전압 레귤레이터(1706)에 연결되고, 이것은 전압 샘플링(1703) 및 스위치 드라이버(1704)로 가는 R4의 피드백을 통해서 저장 커패시터 C1을 일정한 전하에 홀딩한다. 제어 소자 스위치 Q1 및 따라서 서플라이 스위치 Q2는 활성화되고, AC 입력(1701)과 동기되어 개폐된다. AC-DC 컨버터는 인입하는 AC 소스의 주파수에서 펄스 변조된 저전압 출력을 제공한다. 스위치들은, 컴포넌트 Q1 및 Q2에 대한 임계 값 내에서, AC 소스의 제로 크로싱에 가까운 전압에서, 개폐되면서 활성화된다. 그러면, 출력은 전압 레귤레이터(1707)로, 그리고 이제 부하(1708)로 간다. 전압 레귤레이터(1707)는 스위치 Q3, 제너 다이오드 D3 저항 R9 및 커패시터 C2를 포함한다. 회로 컴포넌트 D3, Q3, R9은 도 1의 전술된 회로 소자(105, 104, 106) 각각과 등가인 전압 레귤레이터로서 기능한다. 커패시터 C2는 버퍼로의 저장 용량을 제공하고, 이를 통하여 AC-DC 컨버터로부터 부하(1708)로 가는 출력을 평활한다.
도 16 및 도 17의 바람직한 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 돌입 보호(1602), 전압 샘플링(1603), 스위치 드라이버(1604), 스위치 및 클램프(1605), 저장 소자(1606) 및 전압 레귤레이터(1607)의 소자들로 이루어진다. 전압 샘플링(1603) 내의 컴포넌트를 선택하면, 스위치 드라이버(1604)의 타이밍이 결정된다. 스위치 및 클램프 내의 소자들을 선택하면, 아웃 펄스(out pulse)에 대한 피크 전압 및 전류가 결정된다. 파워 출력은 피크 전류 및 펄스 타이밍 양자 모두를 선택함으로써 제어된다. 저장 소자로부터 전압 샘플링을 거치는 피드백이 펄스 타이밍을 선택하기 위하여 사용된다. AC-DC 컨버터는 AC 소스와 동기되어 동작한다.
도 16 및 도 17의 바람직한 실시형태는 일반적으로, 전력원(1601)에 연결된 전압 분주기(1603), 및 그 입력을 통해 전압 분주기에 연결되는 제 1 스위치(1604), 및 그 입력이 제 1 스위치의 출력에 연결되는 제 2 스위치(1605), 및 다이오드를 통해 제 2 스위치의 출력에 연결되는 저장 커패시터 C1, 및 저장 커패시터 및 전압 분주기 사이에 연결되고, 이를 통하여 영전압 스위칭 AC-DC 추출 변환 시스템의 피드백 제어를 제공하는 감지 저항(1609), 및 제 2 스위치의 입력 및 출력 사이에 연결되고는 제너 다이오드 D1, 및 저장 커패시터 C1에 연결된 전자 부하(1608)를 포함한다. 스위치(1604, 1605)는 임의의 전자적으로 작동되는 스위치일 수 있다. 일 실시형태에서, 스위치는 N-MOSFET이다. 다른 실시형태에서 스위치는 바이폴라 트랜지스터이고, 다른 실시형태에서 스위치는 마이크로 전자기계식 스위치이다.
도 18은 부하로부터 AC 소스(1808)를 갈바닉 절연하는 선행 기술의 AC-DC 컨버터 시스템을 보여준다. 통상적인 선행 기술 AC-DC 컨버터는, 필터링되는(1803) 접지된 DC 소스(1809)를 제공하는 전파 정류(1802), 및 변압기(1806)를 통한 출력을 제어하기 위하여 스위치(1805)를 사용함으로써 DC 전압을 부하(1808)에 제공하는, 통상적으로 펄스 제어기인 제어기(1804)를 포함한다. 다이오드(1807)는 부하로부터 변압기(1806)를 통해 전류가 반대로 흐르는 것을 방지한다. 통상적으로, 변압기는 부하(1808)에 의해 요구되는 전압을 제어하기 위한 스텝 다운 변압기로서의 역할도 수행한다. 변압기(1806)의 고전압측은 AC 소스(1801)의 정류된 전압에서 동작한다는 것에 주의한다. 변압기가 갈바닉 절연을 제공하지 않지만, 변압기에 고전압이 연결되기 때문에 변압기는 이러한 고전압으로 동작할 수 있어야 한다.
대조적으로, 본 발명의 파워 서플라이는 도 19에 제 1 실시형태로 도시된다. AC 소스(1901)는 AC-DC 컨버터(1902)를 통해, 그리고 절연 디바이스(1904)를 통해 부하(1905)에 연결된다. AC-DC 컨버터(1902)의 접지(1906)는 반드시 부하(1905)의 접지(1907)와 동일한 레벨일 필요는 없다. 바람직한 실시형태에서, AC-DC 컨버터(1902)는 도 12 및 도 13에서 설명된 바와 같다. 절연 디바이스(1904)가 가장 높은 값으로 클램핑된 전압을 경험하도록, AC-DC 컨버터(1902)는 저장 커패시터(도 13의 C1)에 공급된 출력 전압의 클램핑을 포함한다. 바람직한 실시형태에서, 그리고 도 16 및 도 19와 비교하면, 절연 디바이스는 블록 소자들(1607 및 1608) 사이에 위치된다.
도 20에 도시되는 다른 실시형태는 부하(1905)로부터 AC-DC 컨버터(1902)로 가는 피드백을 더 포함한다. 피드백은 아이솔레이터(2001)를 통과하는 감지 라인(2002)을 통해서, 그리고 AC-DC 컨버터로 가는 절연된 감지 라인(2003)을 통해서 제공된다. 일 실시형태에서, 감지 라인(2003) 중 하나는 접지되고 다른 것은 도 17에 도시된 감지 라인이 커패시터 C1으로부터 저항 R8을 통해 공급되는 것과 유사하게 전압 샘플링 회로(1303)로 공급된다. 일 실시형태에서, 아이솔레이터(2001)는 도면에 도시된 바와 같은 광학적 아이솔레이터이다. 다른 실시형태에서(미도시)에서, 변압기는 광학적 아이솔레이터 대신에 아이솔레이터를 위해 사용된다.
도 16, 도 17, 도 19 및 도 20은 실리콘 상에 전체가 집적될 수 있는 AC-DC 컨버터를 도시한다. 도면에 도시된 컴포넌트들 모두가 완전하게 동작하는 디바이스를 위해서 요구되는 것은 아니다. 일 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 AC 소스(1701)에 연결되고 제 1 스위치 트랜지스터 Q1의 베이스에 더 연결된 전압 분주기(1703)로 이루어진다. 전압 분주기에 있는 저항의 값이 Q1이 바라보는 전압을 제어하고, 이를 통하여 Q1 및 따라서 AC-DC 컨버터의 출력의 피드포워드된 제어를 제공한다. Q1의 드레인은 제 2 스위치 트랜지스터 Q2의 베이스에 차례대로 연결되는데, 이것은 펄스형 전류를 저장 디바이스 C1에 공급한다. 다이오드 D2는 스위치 Q2를 통해 커패시터 C1이 다시 방전되는 것을 방지한다. 감지 라인은 저항 R8을 통해서 저장 소자 C1으로부터 전압 분주기(1703) 내로 연결되고, 저장 커패시터 C1의 완전 방전을 방지하기 위한 피드백 제어를 제공한다. Q2의 게이트 및 소스 사이에 연결된 제너 다이오드 D1은 Q2가 바라보는 게이트-소스 전압을 다이오드 D1의 제너 전압으로 클램핑하고, 이러한 바이어스 전압이 커패시터 C3에 저장된다. AC 라인 내에 직렬 연결된 인덕터 또는 저저항 와이어가 권선된 저항 R1이 Q2가 바라보는 전류를 필터링하고, 과도 상태를 정하며 한정한다. 그러므로, 완전히 기능하는 AC-DC 컨버터는 전압 분주기, 두 개의 스위치, 저장 디바이스, 제너 다이오드, 정규 다이오드, 및 인덕터로 이루어지는 것으로 여겨지는데, 스위치는 N-MOSFET이고 저장 디바이스는 커패시터이다. 다른 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 돌입 제어(1702)를 더 포함한다. 일 실시형태에서, 돌입 제어는 AC 소스의 라인 및 중성점에 직렬 연결되는 저항으로 이루어진다. 다른 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 전압 레귤레이터를 더 포함한다. 일 실시형태에서, 전압 레귤레이터는 저장 디바이스 C1으로부터 출력 라인에 연결된 스위치 Q3로 이루어진다. 스위치는 커패시터 C2로부터 자신의 베이스에 연결된 제너 다이오드 D3를 통해 제어된다. 전압 레귤레이터의 출력은 부하(1708)로 연결된다. 다른 실시형태에서, AC-DC 컨버터는 갈바닉 절연을 더 포함하는데, 갈바닉 절연은 전압 레귤레이터의 출력에 연결된 절연 변압기이다. 다른 실시형태에서는 전압 레귤레이터가 존재하지 않고, 절연 변압기는 저장 커패시터 C2 및 부하(1708) 사이에 연결된다. 다른 실시형태는 부하로부터 전압 분주기(1703)로 가는 피드백을 더 포함한다. 부하로부터의 피드백이 제 2 절연 디바이스(2001)를 통하여 전압 분주기(1703)로 공급된다.
요약
AC-DC 변환 시스템이 설명된다. 변환 시스템은 전자 스위치, 및 스위치에 걸친 전압 강하가 최소화되도록 보장하여 스위치 자체에서 소산되는 파워를 감소시킴으로써, 효율을 크게 증가시키고 열 손실을 감소시키면서, 미리 선택되거나 수동 또는 자동으로 선택가능한 전압 중 하나에서 부하에 파워를 제공하는 저장 디바이스에 제어된 펄스형 파워를 제공하도록 채용된 제어 회로부로 이루어진다. 하나의 가장 작은 버전에서의 AC-DC 컨버터는 N-MOSFET 트랜지스터들의 쌍, 전압 분주기, 저장 소자 및 다이오드들의 쌍으로 이루어진다. 이러한 디자인은 실리콘 상에 전부 집적될 수 있는 최소의 컴포넌트를 가지고 높은 효율이 가능해지게 한다.

Claims (14)

  1. 직류(DC) 내의 교류(AC) 전력원(101)으로부터 출력 노드(1005)에 있는 전자 부하(107)로 에너지를 제공하기 위한 AC-DC 변환 시스템으로서,
    a. 부하(107)에 걸쳐 연결된 전압 분주기(501, 502);
    b. 입력(1001) 및 출력(1002)을 가지고, 상기 입력(1001)을 통하여 상기 전압 분주기에 연결된 제 1 스위치(504);
    c. 입력(1003) 및 출력(1004)을 가지는 제 2 스위치(505) - 상기 제 2 스위치의 상기 입력(1003)은 한류 저항(801)을 통하여 상기 제 1 스위치(504)의 출력(1002)에 연결됨 -;
    d. 다이오드(304)를 통하여 상기 제 2 스위치(505)의 상기 출력(1004)에 연결된 저장 커패시터(103);
    e. 상기 제 2 스위치(505)의 입력(1003)과 출력(1004) 사이에 연결되고 제너 전압을 가지는 제너 다이오드(802) 및 상기 제너 다이오드(802)에 병렬 연결됨으로써 상기 제 2 스위치(505)의 입력(1003)과 출력(1004) 사이의 전압을 상기 제너 다이오드(802)의 제너 전압으로 클램핑하는 션트 커패시터(803); 및
    f. 상기 저장 커패시터(103)에 연결된 상기 전자 부하(107)를 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC-DC 변환 시스템은,
    상기 저장 커패시터(103)와 전자 부하(107) 사이에 개재된 직렬 전압 레귤레이터 회로를 더 포함하고,
    상기 직렬 전압 레귤레이터 회로는,
    특성 임계 전압(VT)을 가지고 상기 부하(107)에 연결된 패스 트랜지스터(106),
    상기 패스 트랜지스터에 걸쳐 연결된 바이어스 저항(104), 및
    제너 전압(Vz)을 가지고, 부하로의 출력 전압이 VZ - VT에서 유지되도록 상기 바이어스 저항에 연결된 제너 다이오드를 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC-DC 변환 시스템은,
    제 2 반도체 스위치를 통해 흐르는 전류를 제한하도록 전자 스위치와 에너지 저장 소자 사이에 개재된 한류 전자 회로부를 더 포함하고,
    한류 회로부는,
    상기 제 2 스위치의 출력 및 부하(107)에 연결된 감지 저항(201) 및 상기 부하와 상기 제 2 스위치의 입력 사이에 연결된 바이폴라 트랜지스터(202)를 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 양자 모두 N-MOSFET인, AC-DC 변환 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 양자 모두 바이폴라 트랜지스터인, AC-DC 변환 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    모든 반도체 디바이스는 단일 집적 회로 칩 상에 제작된, AC-DC 변환 시스템.
  7. 제 3 항에 있어서,
    모든 반도체 디바이스는 단일 집적 회로 칩 상에 제작된, AC-DC 변환 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 분주기는, 상기 제 1 스위치로의 입력 전압이 수동으로 조절되도록 전위차계(1401)를 더 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 분주기는 상기 전압 분주기의 저항 대신에 연결된 제어 MOSFET(1501) 및 상기 제어 MOSFET(1501)의 입력에 인가된 외부 DC 제어 전압을 더 포함함으로써 상기 제 1 스위치의 입력에 인가되는 전압을 변경하고 상기 저장 커패시터에 저장된 전압을 변경하는, AC-DC 변환 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    모든 반도체 디바이스는 단일 집적 회로 칩 상에 제작된, AC-DC 변환 시스템.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC-DC 변환 시스템은, 상기 저장 커패시터와 상기 전자 부하 사이에 절연 변압기를 더 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC-DC 변환 시스템은, 아이솔레이터를 통과하여 상기 부하로부터 상기 전압 분주기까지 상기 부하로부터의 피드백 제어를 제공하는 감지 라인을 더 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  13. 제 3 항에 있어서,
    상기 AC-DC 변환 시스템은 상기 저장 커패시터와 상기 전자 부하 사이에 절연 변압기를 더 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
  14. 제 3 항에 있어서,
    상기 AC-DC 변환 시스템은, 아이솔레이터를 통과하여 상기 부하로부터 상기 전압 분주기까지 상기 부하로부터의 피드백 제어를 제공하는 감지 라인을 더 포함하는, AC-DC 변환 시스템.
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11581725B2 (en) 2018-07-07 2023-02-14 Intelesol, Llc Solid-state power interrupters
US11349296B2 (en) 2018-10-01 2022-05-31 Intelesol, Llc Solid-state circuit interrupters
US11373831B2 (en) 2019-05-18 2022-06-28 Amber Solutions, Inc. Intelligent circuit breakers
US12105546B2 (en) * 2020-04-08 2024-10-01 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Control circuit and control unit for a vehicle
US12113525B2 (en) 2021-09-30 2024-10-08 Amber Semiconductor, Inc. Intelligent electrical switches

Family Cites Families (65)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4074345A (en) 1976-11-02 1978-02-14 Ackermann Walter J Electronic power supply
US4127895A (en) 1977-08-19 1978-11-28 Krueger Paul J Charge-transfer voltage converter
US4466071A (en) 1981-09-28 1984-08-14 Texas A&M University System High impedance fault detection apparatus and method
DE3240778A1 (de) 1982-11-04 1984-05-10 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Elektronischer schalter
US4581540A (en) 1984-03-16 1986-04-08 Teledyne Industries, Inc. Current overload protected solid state relay
US4631625A (en) 1984-09-27 1986-12-23 Siemens Energy & Automation, Inc. Microprocessor controlled circuit breaker trip unit
US4812995A (en) 1987-05-19 1989-03-14 Girgis Adly A Adaptive Kalman Filtering in fault classification
US5121282A (en) 1990-03-30 1992-06-09 White Orval C Arcing fault detector
DE59207784D1 (de) 1991-01-16 1997-02-13 Felten & Guilleaume Ag Oester Fehlerstromschutzschalter
US6188203B1 (en) 1996-11-01 2001-02-13 Lucas Aerospace Power Equipment Corporation Ground fault detection circuit
CA2197322A1 (en) * 1994-09-21 1996-03-28 Arie Ravid High efficiency voltage converter and regulator circuit
TW332369B (en) * 1995-09-18 1998-05-21 Thomson Consumer Electronics Off-line phase control low-power power supply
US5654880A (en) 1996-01-16 1997-08-05 California Institute Of Technology Single-stage AC-to-DC full-bridge converter with magnetic amplifiers for input current shaping independent of output voltage regulation
DE19631477A1 (de) 1996-08-03 1998-02-05 Bosch Gmbh Robert In Hybridtechnik hergestellte abgleichbare Spannungsteiler-Anordnung
US5796274A (en) 1996-10-16 1998-08-18 Lockheed Martin Corporation Fault tolerant MOSFET driver
FR2756049B1 (fr) 1996-11-18 1998-12-31 Schneider Electric Sa Dispositif de detection preventive de defauts avec identification du type de charge
US6141197A (en) 1998-03-10 2000-10-31 General Electric Company Smart residential circuit breaker
US5933305A (en) 1998-06-02 1999-08-03 Eaton Corporation Arc fault detector comparing integrated interval to interval filtered load current and circuit breaker incorporating same
US6169391B1 (en) 1999-07-12 2001-01-02 Supertex, Inc. Device for converting high voltage alternating current to low voltage direct current
FR2802360B1 (fr) 1999-12-14 2002-03-01 Legrand Sa Procede et dispositif d'alimentation electrique d'une charge par un variateur a au moins un interrupteur commande
CA2337446A1 (en) 2000-02-17 2001-08-17 Bruce F. Macbeth Arc fault circuit interrupter recognizing arc noise burst patterns
DE10139860A1 (de) 2001-08-14 2003-03-13 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung und Verfahren zur Anschlussüberwachung einer elektrischen Versorgungseinheit
US7164238B2 (en) 2001-11-14 2007-01-16 Astral Communications, Inc. Energy savings device and method for a resistive and/or an inductive load and/or a capacitive load
US6538906B1 (en) 2002-02-11 2003-03-25 Delta Electronics, Inc. Energy storage circuit for DC-DC converter
EP1345310A1 (en) 2002-03-12 2003-09-17 STMicroelectronics N.V. Transformerless ac/dc-converter
JP4061168B2 (ja) 2002-10-16 2008-03-12 矢崎総業株式会社 地絡検知装置および絶縁抵抗計測装置
US7110225B1 (en) 2005-03-31 2006-09-19 Leviton Manufacturing Co., Inc. Arc-limiting switching circuit
US7654401B2 (en) 2005-05-16 2010-02-02 Donald Obergoenner Wood joint for a barrelhead
US7319574B2 (en) 2005-05-23 2008-01-15 Eaton Corporation Arc fault detection apparatus, method and system for an underground electrical conductor
WO2007038649A2 (en) * 2005-09-26 2007-04-05 Hitek Power Corporation Power supply with current limiting circuits
JP4741391B2 (ja) 2006-03-09 2011-08-03 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 モータ駆動回路の地絡検出装置
US7746677B2 (en) 2006-03-09 2010-06-29 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. AC-DC converter circuit and power supply
FR2906654B1 (fr) * 2006-09-29 2010-02-26 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas Systeme d'alimentation electrique a decoupage et variateur de vitesse comportant un tel systeme.
US20080180866A1 (en) 2007-01-29 2008-07-31 Honor Tone, Ltd. Combined arc fault circuit interrupter and leakage current detector interrupter
US7633727B2 (en) 2007-02-27 2009-12-15 Eaton Corporation Arc fault circuit interrupter and series arc fault detection method using plural high frequency bands
WO2008113052A1 (en) 2007-03-14 2008-09-18 Zonit Structured Solutions, Llc Smart nema outlets and associated networks
US7693670B2 (en) 2007-08-14 2010-04-06 General Electric Company Cognitive electric power meter
US7729147B1 (en) 2007-09-13 2010-06-01 Henry Wong Integrated circuit device using substrate-on-insulator for driving a load and method for fabricating the same
US7817382B2 (en) 2008-01-02 2010-10-19 Honeywell International, Inc. Hybrid high voltage DC contactor with arc energy diversion
TW200937828A (en) 2008-02-22 2009-09-01 Macroblock Inc Electricity -extraction circuit of AC/DC converter take
US7948719B2 (en) 2008-10-15 2011-05-24 Masco Corporation Solid state circuit protection system that works with arc fault circuit interrupter
US8729729B2 (en) 2009-06-18 2014-05-20 Mikhail Fridberg Method and apparatus for driving low-power loads from AC sources
US8463453B2 (en) 2009-11-13 2013-06-11 Leviton Manufacturing Co., Inc. Intelligent metering demand response
US8817431B2 (en) 2009-12-18 2014-08-26 True-Safe Technologies, Inc. System and integrated method for a parallel and series arc fault circuit interrupter
US8618751B2 (en) 2009-12-30 2013-12-31 Leviton Manufacturing Co., Inc. Phase control with adaptive parameters
US20110292703A1 (en) 2010-05-29 2011-12-01 Cuks, Llc Single-stage AC-to-DC converter with isolation and power factor correction
JP5876874B2 (ja) 2010-06-04 2016-03-02 センサス ユーエスエー インク．Ｓｅｎｓｕｓ Ｕｓａ Ｉｎｃ． 非侵入型負荷監視及び処理方法並びにシステム
US8717720B2 (en) 2010-07-20 2014-05-06 Siemens Industry, Inc. Systems and methods for providing arc fault and/or ground fault protection for distributed generation sources
US8743523B2 (en) 2010-07-28 2014-06-03 General Electric Company Systems, methods, and apparatus for limiting voltage across a switch
US8817441B2 (en) 2010-08-04 2014-08-26 Cree, Inc. Circuit breaker
JP5406146B2 (ja) 2010-08-31 2014-02-05 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動駆動制御装置の過電流検出装置および過電流検出方法
US8560134B1 (en) 2010-09-10 2013-10-15 Kwangduk Douglas Lee System and method for electric load recognition from centrally monitored power signal and its application to home energy management
US8599523B1 (en) 2011-07-29 2013-12-03 Leviton Manufacturing Company, Inc. Arc fault circuit interrupter
US9287792B2 (en) 2012-08-13 2016-03-15 Flextronics Ap, Llc Control method to reduce switching loss on MOSFET
US9391525B2 (en) 2012-09-24 2016-07-12 Dialog Semiconductor Inc. Power system switch protection using output driver regulation
US9474113B2 (en) * 2014-05-16 2016-10-18 Enerton, Inc. Dimmable universal voltage LED power supply with regenerating power source circuitry and non-isolated load
WO2015184019A1 (en) 2014-05-27 2015-12-03 Innosys, Inc. Lighting systems
US9621053B1 (en) 2014-08-05 2017-04-11 Flextronics Ap, Llc Peak power control technique for primary side controller operation in continuous conduction mode
JP6938620B2 (ja) 2016-05-07 2021-09-22 インテレソル，エルエルシー 高効率ａｃ−ｄｃコンバータおよび方法
US10931473B2 (en) 2016-10-20 2021-02-23 Intelesol, Llc Building automation system
EP3533140B1 (en) * 2016-10-28 2024-06-05 Intelesol, LLC High efficiency ac direct to dc extraction converter and methods
US10819336B2 (en) 2017-12-28 2020-10-27 Intelesol, Llc Electronic switch and dimmer
US10812282B2 (en) * 2018-02-15 2020-10-20 Intelesol, Llc Multifunctional system integrator
US11056981B2 (en) * 2018-07-07 2021-07-06 Intelesol, Llc Method and apparatus for signal extraction with sample and hold and release
US11373831B2 (en) * 2019-05-18 2022-06-28 Amber Solutions, Inc. Intelligent circuit breakers

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