JP2023516984A - Ａｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

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Abstract

ＡＣ－ＤＣ変換システムについて説明する。変換システムは、制御されたパルス電力を蓄積素子に提供するために使用される電子スイッチおよび制御回路からなり、蓄積素子はあらかじめ選択された電圧または手動もしくは自動選択可能な電圧のいずれかで負荷に電力を提供する一方で、スイッチの両端の電圧降下が最小限に抑えられ、スイッチ自体を通して消費される電力を低減し、それによって効率を大幅に増加させ、熱損失を低減することを確実にする。１つの最小バージョンにおけるＡＣ－ＤＣコンバータは、１対のＮ－ＭＯＳＦＥＴトランジスタ、分圧器、蓄積素子、および１対のダイオードからなる。この設計は、シリコン上に完全に集積することができる最小限の構成要素で高効率を可能にする。【選択図】図１０

Description

＜関連出願の相互参照＞
本出願は、２０２０年３月９日出願の米国仮出願第６２／９８７０４５号、発明の名称「Zero Voltage Switching AC Direct Power Regulator and Discriminator」の優先権を主張する。両出願は共通の発明者を含み、現在係属中である。
＜連邦支援調査または開発に関する記述＞
該当なし。
＜技術分野＞
本発明は、ＡＣ主電源から低電圧ＤＣ電流を非常に高い効率で提供するための電力管理システムおよび方法に関する。
主交流電源（主電源）から直流電力を供給するための従来の手段は、降圧変圧器、ダイオード整流器、および電解コンデンサと抵抗器とを備えるフィルタを含むアナログ回路を介するものであった。出力電圧は主に変圧器の巻数比に依存し、回路は適度に効率的であった。しかしながら、低周波変圧器を実装するために必要とされる磁気構造のサイズおよび重量は、小型機器におけるこのアプローチを使用することを必要としない。
変圧器を使用しない後者のアプローチはＡＣ主電源の直接整流を含み、この整流された波形は、直列接続またはシャント接続のいずれかにおいて、アクティブ固体デバイスを備える電圧調整回路に対して直接印加される。シャントレギュレータ構成は、可変抵抗デバイスを介して整流された主電源出力を横切る電流経路を提供することによって機能し、それによって、電流を負荷から迂回させる。シャントレギュレータの最も単純な実施形態においては、ツェナーダイオードがこのシャントレッグと直列の抵抗を有する負荷とシャント接続される。ツェナー電圧を超える整流器出力電圧は抵抗器の両端間で降下し、その結果、過剰な電力が熱として消散する。したがって、このレギュレータ構成は非常に非効率的である。ツェナー電流はツェナー効果による調整を維持するために負荷電流よりも大きくなければならないので、このレギュレータ回路の効率は整流された供給電圧のｒｍｓ値に対する出力電圧の比よりもはるかに小さい。
改善されたアプローチは、バイポーラまたは電界効果トランジスタなどの直列接続された固体デバイスを使用して、ツェナー電圧基準をバッファリングする。アクティブデバイスはソースフォロワまたはエミッタフォロワ構成で接続され、負荷はソースまたはエミッタに接続され、ツェナー基準はゲートまたはベースに接続される。ツェナー電流はシャント構成におけるよりもはるかに小さくすることができ、したがって、総電流は、大部分が、負荷に供給される電流である。したがって、この回路の効率は一般に、出力電圧に対する入力電圧の比よりも良くない。
この回路機能のさらなる改良は、スイッチモード電源と呼ばれる。当技術分野で知られている多数のそのような設計があるが、共通しているのは、入力整流器、高速動作して蓄積素子（インダクタまたはキャパシタ）を電源内外に切り替えるスイッチング素子、である。入力と出力の絶縁が必要な場合、絶縁と出力電圧調整の両方のために、高速変圧器を導入することができる。ＲＣフィルタは、出力におけるリップルを低減するために備えられる。スイッチモード電源は、初期の線形システムの電力損失メカニズムが大幅に排除されるので、効率が向上するという利点を有する。しかしながら、絶縁が必要とされる場合、変圧器損失は、効率の低下をもたらす可能性がある。また、高速スイッチングはかなりのＲＦノイズの発生源であり、表皮効果のために導体に大きな損失をもたらす。理論的に高い効率は特別に設計されたシステムにおいて得ることができ、かつ得られている。９５％という高い効率が報告されているが、実際の効率は、より典型的には低コストの絶縁システムにおいて６０％～７０％である。
これまでに知られているすべてのシステムの欠点は、それらを容易に統合できないことである。制限された特殊な用途を除いて、現在のＡＣ－ＤＣコンバータの設計は、他のシステム機能を有するチップ上に統合することができない。個々の回路素子において消費される電力は、集積化のシステムオンチップレベルには大きすぎる。必要とされる変圧器のタイプのような構成要素は、シリコン上へ集積するために利用することはできない。
ユビキタスエレクトロニクスデバイスおよびサブシステムは、典型的には３．３ボルトまたは５ボルトで動作する。１２０または２４０ボルトのＡＣ主電源をこれらの低動作電圧に変換するという要件は、これまで利用可能であった電力変換器の効率に負担をかける。リニア電源とスイッチ電源の両方で、入力電圧と出力電圧の差が大きいほど、非効率性が高くなる。多数の低電力低電圧消費者デバイスに対して電力を供給するための高効率で低電圧の電源が必要とされている。電子部品は、「スマート」カーや「スマート」ホームにおいて普及している。常時オンのセンサおよびネットワークをサポートすることができる小型で効率的な電源が必要とされている。新築および改築の両方を含む、ますます多くの家庭、工場、およびオフィスビルが、電力のすべての使用を制御して効率を高めるために電子センサを組み込んでいる。住宅、工場、およびオフィスビルに存在する電力グリッドの新設および改築の両方を支援するための、低電圧、統合、高効率電源が必要とされている。電源は、そのようなデバイスが局所的な電力を供給するために使用されるプラグおよびコンセントの範囲内に物理的に適合することを可能にするために、センサおよび制御電子機器に対して統合可能でなければならない。家庭、オフィス、および工場の壁および電力グリッドの範囲内での熱放散を回避するための高効率が必要とされている。９９～１００％の範囲の効率を有する電力変換器が必要とされている。デバイスの外部に嵩張るボックスとして存在するのではなく、広範囲のデバイス内に適合することができるコンパクトな電力変換器が必要とされている。集積化可能な電力変換器が必要とされている。
ＡＣ－ＤＣ電力変換システムについて説明する。本システムおよび関連デバイスは、家庭用センサおよびネットワーキング、スマートカーなどに使用される典型的なシリコンベースの電子デバイスを駆動するために使用される低電圧へのアクセスを提供する、非常に効率的でコンパクトで統合された低コスト設計の必要性に対処する。１実施形態において、システムは、直列電圧レギュレータ回路の入力を整流ＡＣ主電源から切り離して直列レギュレータ内で消費される電力を低減するために使用される効率的な電子スイッチを含む。効率を最適化するために、開いたスイッチの両端間の電圧は、スイッチが閉じられると最小化され、シャントエネルギー蓄積素子にエネルギーが蓄積される。整流されたＡＣ主波形が閾値を超えると、電子スイッチが開かれる。スイッチが開いている間、エネルギーは、レギュレータ回路を介してエネルギー蓄積素子によって負荷に供給される。このようにして、レギュレータ回路の利点が取り付けられた負荷回路に対してもたらされ、一方、レギュレータ回路内で消費される電力は従来技術と比較して大幅に低減される。別の実施形態において、整流器が排除され、スイッチがＡＣ主波形の１つの半サイクルと同期される。
コンパレータは、電子スイッチを制御するために使用される。１実施形態において、コンパレータは演算増幅器および基準電圧源から構成される。別実施形態において、コンパレータはＭＯＳ電界効果トランジスタから構成される。１実施形態において、ＭＯＳ電界効果トランジスタは分圧器を介して制御される。別実施形態において、分圧器は基準電圧源と置き換えられる。他実施形態において、基準電圧は調整可能である。
特定の実施例は、本発明の概念を例示的な用途に限定することを意図するものではない。本発明の他の態様および利点は、添付の図面および詳細な説明から明らかになるであろう。
従来技術のＡＣ－ＤＣコンバータの概略図である。 電流制限を有する従来技術のＡＣ－ＤＣコンバータの概略図である。 改良された回路における機能を示す概略図である。 全波整流器なしの図３Ａの回路を示す概略図である 改良型ＡＣ－ＤＣコンバータを示す概略図である。 ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いた図４の改善された回路の実施形態の概略図である。 図５の簡略化されたバージョンの概略図である。 図６のＭＯＳＦＥＴスイッチの回路シミュレーションプログラムによるドレイン－ソース間電圧およびドレイン電流波形を示している。 ＭＯＳ電界効果トランジスタを使用するゼロ電圧スイッチング回路の実施形態の概略図である。 回路シミュレーションプログラムによって生成された図８のＭＯＳＦＥＴスイッチのドレイン－ソース間電圧およびドレイン電流波形を示す。 ＭＯＳ電界効果トランジスタを使用するゼロ電圧スイッチング回路の代替実施形態の概略図である。 回路シミュレーションプログラムによって生成された、回路起動中の図１０のＭＯＳＦＥＴスイッチのＡＣ主電圧波形およびドレイン電流波形を示す。 回路シミュレーションプログラムによって生成された、定常状態における図１０のＭＯＳＦＥＴスイッチのドレイン－ソース間電圧およびドレイン電流波形を示す。 出力電流制限および出力電圧の負帰還安定化を含む図８のゼロ電圧スイッチング回路の好ましい実施形態の概略図である。 出力電流制限、出力電圧調整、および出力電圧の負帰還安定化を含む、図１０のゼロ電圧スイッチング回路の好ましい実施形態の概略図である。 図１３のゼロ電圧スイッチング回路の概略図であり、出力電圧は手動で調整可能である。 出力電圧が電子的に調整可能な図１３のゼロ電圧スイッチング回路の概略図である。 ゼロ電圧スイッチング回路の第３実施形態のブロック図である。 図１６の実施形態の概略図である。 電源からの負荷の絶縁を含むＡＣ－ＤＣコンバータの従来技術を示す。 電源からの負荷の絶縁を含む、本発明のＡＣ－ＤＣコンバータの実施形態を示す。 電源からの負荷の絶縁を含み、負荷からＡＣ－ＤＣコンバータへのフィードバック制御をさらに含む、本発明のＡＣ－ＤＣコンバータの実施形態を示す。
図１は、従来技術のＡＣ－ＤＣコンバータ回路の概略図を示す。単相ＡＣ主波形１０１は正弦波であり、ダイオードブリッジ１０２によって全波整流され、得られる時変ＤＣ電圧波形は、コンデンサ１０３（典型的には電解コンデンサ）によって平滑化される。なお、このコンデンサ１０３を充電する制御はない。整流された線間電圧はこのコンデンサに印加されるので、大きな静電容量値を有し整流されたＡＣ主波形のピーク値よりも大きい定格電圧を有するコンデンサが必要とされる。平滑化された電圧波形は、直列レギュレータ回路の入力に対して印加される。直列レギュレータ回路は、バイアス抵抗１０４、特性ツェナー電圧ＶＺを有するツェナーダイオード１０５、パストランジスタ１０６、を有する。パストランジスタ１０６は、ここでは特性しきい値電圧ＶＴを有するエンハンスメントモードＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）として表される。レギュレータ出力は、負荷１０７に対して印加される。
動作中、パストランジスタ１０６は、そのドレイン－ソース電圧を動的に調整して、負荷電圧をＶＺ－ＶＴに保つ。言い換えると、パストランジスタ１０６は、ツェナー電圧ＶＺをバッファリングするソースフォロワ回路を形成する。全負荷電流がパストランジスタ１０６を通過するので、ツェナーバイアス電流が無視できると仮定すると、このレギュレータ回路の効率は単に、供給電圧のｒｍｓ値に対する負荷電圧の比である。したがって、望ましい負荷圧を名目３．３Ｖ、供給電圧を１２０Ｖｒｍｓとすると、効率は３％未満となる。さらに、負荷がわずか数十ミリアンペアの電流しか必要としない場合、パストランジスタ１０６は、熱として数ワットの電力を連続的に消費しなければならない。この量の熱拡散は、典型的には、小型で密閉された機器における許容できない温度上昇をもたらす。
図１の回路のさらなる制約は、パストランジスタ１０６を損傷する可能性のある出力電流過渡電流に対する保護を提供しないことである。そのような過渡現象は、動作または試験中の出力端子の偶発的な短絡の結果として、または容量性負荷インピーダンス構成要素の結果として生じ得る。図２は、出力電流を制限しそれによってパストランジスタ１０６を保護するための追加の構成要素を含む、従来技術のＡＣ－ＤＣコンバータの概略図を示す。図２において、小さい抵抗値を有する電流感知抵抗器２０１が負荷と直列に配置され、電流制限バイポーラトランジスタ２０２がパストランジスタ１０６のゲートと負荷との間に接続され、保護電流制限回路を形成する。ここで、抵抗器２０１の両端間の電圧降下が約０．７Ｖ（シリコンバイポーラトランジスタの場合）を超える場合、トランジスタ２０２は導通し始め、パストランジスタ１０６上のゲート－ソースバイアスを低減し、それによって出力電流を低減する。しかしながら、この改善された回路の効率は、図１に示される回路の効率と比較して本質的に変化しない。
これらの従来技術の直列レギュレータ回路の効率を改善するために、パストランジスタにおいて消費される電力は、著しく低減されなければならない。本発明の１実施形態において、パストランジスタが必要とされないとき、整流された供給電圧から切り離される。図３Ａは、ＡＣ主電源１０１、ダイオードブリッジ１０２、およびフィルタコンデンサ１０３を含むが、ダイオードブリッジ１０２出力とフィルタコンデンサ１０３との間に挿入された追加回路を有する、改良された整流回路の概略図を示す。ダイオードブリッジ１０２出力における波形は、従来型のＡＣ主電源がｒｍｓ値１２０Ｖである場合、従来０Ｖから約１７０Ｖのピークまで変動する単純な全波整流正弦波形である。ただし、以下で説明する方法は、影響を受ける成分の数値仕様が適切に調整されることを前提として、任意の周期的電力波形に対して適用されることに留意されたい。さらに、電力波形は、以下で説明する基準電圧よりも小さい場合、ＤＣオフセットを含むことができる。
追加回路は、ダイオードブリッジ１０２出力に接続された反転入力と、非反転入力に接続された電圧基準３０１とを有するコンパレータ回路３０２を含み、コンパレータ３０２は、ダイオードブリッジ出力電圧が基準電圧ＶＲを超える場合、ダイオードブリッジ出力を後続回路から切断する（スイッチ３０３を開く）直列スイッチ３０３を制御する。一方、基準電圧ＶＲがダイオードブリッジアウトプット電圧を超えると、スイッチ３０３は閉じられ、コンデンサ１０３は直列ダイオード３０４を介して充電される。ダイオード３０４は、ダイオードブリッジ出力電圧が低下したときに、コンデンサ１０３がスイッチ３０３を通って再放電しないようにする。ダイオード３０４とコンデンサ１０３との組み合わせは、後続のレギュレータ回路および負荷３０５に供給するためにＡＣ主サイクルの各半分にエネルギーを蓄積する「ピーク検出器」回路を形成する。他の従来技術の例とは異なり、コンデンサ１０３の両端間の電圧は、後続のレギュレータ回路および負荷３０５のエネルギー要件を満たすのに十分な大きさであればよい。シリーズレギュレータへの入力電圧は、ＡＣ主電源の実効値と比較して大幅に低下する。「ピーク検出器」回路の動作は、ＡＣ主電源の電圧がＶＲよりも大きいままである限り、ＡＣ主電源のピーク電圧の変動にかかわらず、コンデンサ１０３に蓄積されるピーク電圧が必ずＶＲであることを保証する。スイッチング回路のこの実施形態は、電圧レギュレータ回路自体として動作する。スイッチ３０３の動作はごくわずかなエネルギーを使用するので、図３Ａに示される改善されたＡＣ－ＤＣコンバータ回路全体の効率は図１および２の従来技術の回路で見られるよりもはるかに大きい。さらなる利点は、動作温度上昇の著しい低減である。コンパレータ３０２は周知のアナログ回路素子であるが、他のアナログまたはデジタル回路を使用して、スイッチ３０３を動作させるのに必要な所望の閾値処理機能を達成することができる。
１実施形態において、基準電圧ＶＲは固定される。別実施形態において、基準電圧を変更することができる。別実施形態において、基準電圧は選択可能である。１実施形態において、図３Ａの回路は負荷に接続され、回路のレギュレータ機能は負荷に供給される電圧を制御するために使用される。別実施形態において、追加のレギュレータが図３Ａの回路および負荷と直列に使用される。
上述のように、この回路の動作は、全波整流ＡＣ主波形の利用可能性に依存しない。実際、素子３０１～３０５の仕様がＡＣ主電源波形の負の変動に対処するのに十分であると仮定すると、ダイオードブリッジ１０２をなくすことができ、スイッチングおよび調整構成要素をＡＣ主電源に対して直接接続することができ、その結果、図３Ｂに示される実施形態が得られる。ピーク検出器ダイオード３０４はまた、スイッチ３０３が閉じられるとき、ＡＣ主電源の負の半サイクルの間、負荷を通る逆電流を遮断することに留意されたい。図３Ａに示されるものに対するこの実施形態の唯一の欠点は、負荷に利用可能な総最大電力が半分になることである。
図４は、直列レギュレータ１０３、１０４、１０５、１０６および負荷１０７に相互接続された改良型整流回路の概略図を示し、以下に説明する新しい整流回路における設計変数間の関係を確立するための有用な基礎を提供する。コンパレータへの電圧は、抵抗器４０１、４０２の分圧回路網を介する。コンパレータ３０１～３０４は、既に説明した通りである。出力電圧の調整を維持するために、コンデンサ１０３の両端の電圧はツェナー１０５電圧ＶＺを超えなければならない。しかしながら、コンデンサ１０３は、負荷１０７に対して供給される公称的に一定の電流に起因して、ＡＣ主電源の半周期にわたって時間的に線形に放電する。したがって、キャパシタ１０３は最初に、最高電圧Ｖｐｅａｋ＝ＶＺ＋Ｉｌｏａｄ＊ｔＭＡＩＮＳ／（２＊Ｃ１０３）まで充電されなければならない。ｔＭＡＩＮＳは、交流主電源波形の周期である。これは、ＶｐｅａｋとＶＺとの間の差分の関数として、キャパシタ１０３の値を与える。より高い値のＶｐｅａｋは、パストランジスタ１０６においてより高い電力損失をもたらし、これは、キャパシタ１０３の最大限の実用的な値とトレードオフとなる。レギュレータの効率は、負荷に対して供給される電力を、回路で消費される総電力で割った比であり、２＊（ＶＺ－ＶＴ）／（ＶＺ＋Ｖｐｅａｋ）で与えられる。Ｖｐｅａｋの最低値はＶＺであるので、最善の効率は１-ＶＴ ／ＶＺである。
図５は改良された整流器回路の概略図を示す。スイッチ３０３はエンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴ５０５を使用して実装され、コンパレータ回路は、しきい値電圧ＶＴ１および負荷レジスタ５０３によって特徴付けられるエンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴ５０４を使用して、単一のコモンソースアンプ段として実現される。したがって、抵抗器５０１および５０２を備える分圧回路網のアウトプットがＭＯＳＦＥＴ５０４のしきい値電圧ＶＴ１を超えると、ＭＯＳＦＥＴスイッチ５０５のゲートはグランドに引き上げられ、それによってスイッチ５０５を開く。分圧回路網５０１、５０２の出力がＶＴ１よりも小さいとき、ＭＯＳＦＥＴ５０５のゲートはそのドレインに接続され、それによって、スイッチを閉じる。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴ５０５は理想的なスイッチではなく、その導通状態にある間にかなりの電力損失を経る可能性があり、その結果、ＭＯＳＦＥＴを使用して実現される回路の効率は図４に示される理想的なケースで得られるものほど大きくはない。ＭＯＳＦＥＴ５０５のドレインおよびゲート電圧がソース１０１の正の半周期で増大することにつれて、ゲート電圧がＭＯＳＦＥＴ５０５の閾値電圧ＶＴ２を超えＭＯＳＦＥＴ５０５のソース電圧がゲート電圧の閾値電圧ＶＴ２内に上昇するとき、ドレイン電流Ｉｄ（ｔ）がドレインからソースへ流れる、という事実によって効率の問題が生じる。ドレイン電流は、ＭＯＳＦＥＴ５０５がＭＯＳＦＥＴ５０４によってオフにされるときに停止する。したがって、充電電流過渡中のＭＯＳＦＥＴ５０５のドレイン－ソース電圧も、ほぼその閾値電圧ＶＴ２,であり、これは、通常、電力ＦＥＴについては約４～６ボルトである。その結果、充電電流過渡中にＭＯＳＦＥＴ５０５内で消費される瞬間的な電力は単純にＩｄ（ｔ）*ＶＴ２であり、これは、同じ電流過渡によって負荷に供給される電力と比較して、かなりのものである。
さらに、その製造プロセスの結果として、パワーＭＯＳＦＥＴは典型的には、ＭＯＳＦＥＴ５０５に関連する寄生ソース－ドレインダイオード５０６と、ＭＯＳＦＥＴ５０４に関連する寄生ソース－ドレインダイオード５０７とを含む。ダイオード５０６はＭＯＳＦＥＴ５０５が「オフ」であるときにコンデンサ１０３が放電することを可能にし得るが、直列トラックアンドホールドダイオード３０４はこの疑似放電経路をブロックすることに留意されたい。寄生ダイオード５０６および５０７の存在は、後続の図において仮定される。１実施形態において、図５の構成要素のすべてが、単一の半導体チップ上に製造される。別実施形態において、コンデンサ１０３を除いて、図５の構成要素のすべてが、単一の半導体チップ上に製造される。
図６は、以下に説明する好ましい実施形態の高効率回路の効率を比較するための基礎を提供する回路シミュレーションのための図５の改善された整流回路の簡略化されたバージョンの概略図である。簡単にするために、電圧調整回路は省略され、負荷は抵抗器１０７によって表される。
６０ＨｚのＡＣ主電源周波数を仮定した図６の回路のＳＰＩＣＥシミュレーションの結果を図７に示す。図７は、ＡＣ主電源１０１の１サイクルにわたるスイッチＭＯＳＦＥＴ５０５のドレイン－ソース電圧７０１、Ｖｄｓ、およびドレイン電流７０２、Ｉｄの波形を示す。ほぼＶＴ２の大きさを有するステップ部分７０３、すなわちＭＯＳＦＥＴ５０５のしきい値電圧は、Ｖｄｓ波形７０１上で、ドレイン電流過渡電流と一致することに留意されたい。効率は、負荷１０７に対して供給される平均電力の比：（Ｉｄ＊Ｖｌｏａｄ）を、ＡＣ主電源によってスイッチング回路に対して供給される平均電力（Ｉｄ＊ＶＡＣ）で割ったものであり、６８％である。ＡＣ主電源によって供給される電力の３０％が、スイッチＭＯＳＦＥＴ５０５において消費される。
このＶＴ２「オーバーヘッド」を克服するために、図８の高能率回路は、ＭＯＳＦＥＴ５０５のゲートとソースとの間に接続されたコンデンサ８０３によって分路された電流制限抵抗８０１およびツェナーダイオード８０２を含む。ソース１０１の負の半サイクルの間、電流は接地から、ＭＯＳＦＥＴ５０４のボディダイオード５０７を通り、追加された構成要素８０１～８０３を通り、ＭＯＳＦＥＴ５０５のボディダイオード５０６を通って１０１に戻るように流れ、その結果、ダイオード８０２のツェナー電圧ＶＺがコンデンサ８０３に蓄積される。この蓄積された電位は、そのソースに対して５０５のゲート上に正のバイアスを印加することに留意されたい。これはＶＺと等しく、ＶＴ２よりも大きい場合がある。したがって、ＭＯＳＦＥＴ５０５が１０１の正の半周期のスタート時にオンに戻るとき、そのドレイン－ソース間電圧はＭＯＳＦＥＴ５０５の固有チャンネル抵抗ｒｄｓによってのみ制限されるＶＴ２よりもはるかに小さくなり、これは典型的には１Ωよりもはるかに小さい。この「ゼロ電圧」スイッチング回路のＳＰＩＣＥシミュレーションの結果を図９に示す。再び、ＡＣ主電源の１サイクルにわたるＭＯＳＦＥＴ５０５のドレイン－ソース電圧９０１、Ｖｄｓ、およびドレイン電流９０２、Ｉｄの波形を示す。Ｖｄｓ波形は、ドレイン電流過渡現象９０３の間、ほぼゼロであることに留意されたい。この回路の効率は８９％であり、ＡＣ主電源によって供給される電力の２％未満がＭＯＳＦＥＴ５０５において消費される。
ＡＣ主電源の負の半サイクルにおけるダイオード８０２のツェナー電圧へのコンデンサ８０３のプリチャージはＭＯＳＦＥＴ５０５のためのゲートバイアスを提供するので、抵抗器５０３はもはやそれを提供する必要がない。図１０に示されるゼロ電圧スイッチング回路の別実施形態は、ＭＯＳＦＥＴ５０４のドレイン回路内の負荷抵抗器（図８の項目５０３）を除去し、これはまた、ＭＯＳＦＥＴ５０５を通るキャパシタ８０３のための寄生放電経路を提供し、図８の回路内のドレイン電流過渡の持続時間を制限する。さらに、バイアス抵抗器５０１は、ＡＣ主電源１０１から切断され、ダイオード３０４、負荷抵抗器１０７、およびキャパシタ１０３の接合部においてＤＣ出力ノードに対して直接接続される。したがって、ＭＯＳＦＥＴ５０４は導通し、ＤＣ出力ノード電圧が抵抗器５０１および５０２によって確立された閾値およびＭＯＳＦＥＴ５０４の閾値電圧に達すると、スイッチＭＯＳＦＥＴ５０５をオフにする。この回路のＳＰＩＣＥシミュレーションの結果を図１１Ａおよび図１１Ｂに示す。図１１Ａは、回路起動時におけるＡＣ主電源１０１の３つの初期サイクル１１００、ＶａｃおよびＭＯＳＦＥＴ５０５のドレイン電流１１０２、Ｉｄを示し、ドレイン電流過渡現象１１０２がＡＣ主電源１１００の第１負の半サイクルの後に定常状態に達することを示す。図１１Ｂは、定常状態におけるＡＣ主電源の１サイクルにわたるＭＯＳＦＥＴ５０５のドレイン－ソース電圧１１０１、Ｖｄｓ、およびドレイン電流１１０２、Ｉｄの波形を再び示す。より大きいドレイン電流過渡持続時間１１０３のために、負荷に送達される総電力は２５％増加する。このゼロ電圧スイッチング回路の効率は９０％まで増加し、交流主電源によって供給される電力の１％未満がＭＯＳＦＥＴ５０５において消費される。
図１０は、直流出力ノード１００５とＭＯＳＦＥＴ５０４のゲート１００１との間に接続されたバイアス抵抗器５０１を含む、図８のゼロ電圧スイッチング回路の第１実施形態１０００を示す。
第１実施形態は、交流（ＡＣ）電源（１０１）から出力ノード（１００５）における電子負荷（１０７）に対して直流（ＤＣ）のエネルギーを供給するためのＡＣ－ＤＣ変換システム（１０００）であり、以下を備える：
ａ．負荷（１０７）の両端に接続された分圧器（５０１、５０２）、
ｂ．入力（１００１）および出力（１００２）を有する第１スイッチ（５０４）であって、その入力（１００１）を介して分圧器に対して接続されている、第１スイッチ（５０４）、
ｃ．入力（１００３）および出力（１００４）を有する第２スイッチ（５０５）であって、その入力（１００３）が第１スイッチ（５０４）の出力（１００２）に対して接続される、第２スイッチ（５０５）、
ｄ．第２スイッチ（５０５）の出力（１００４）に対してダイオード（３０４）を介して接続された蓄積キャパシタ（１０３）、
ｅ．ｆ．ツェナー電圧を有するツェナーダイオード（８０２）であって、第２スイッチ（５０５）の入力（１００３）と出力（１００４）との間に接続され、それによって、第２スイッチ（５０５）の入力（１００３）と出力（１００４）との間の電圧をツェナーダイオード（８０２）のツェナー電圧にクランプする、ツェナーダイオード（８０２）、
ｇ．蓄積キャパシタ（１０３）に対して接続される電子負荷（１０７）。
第１実施形態において、図１０に示すように、スイッチ５０４、５０５はＮ－ＭＯＳＦＥＴトランジスタである。図１０と機能的に同等であるが図示されていない別実施形態において、スイッチ５０４、５０５はバイポーラトランジスタである。
図１２に示される別実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ５０５の出力１００４とダイオード３０４の入力との間に配置された過電流保護回路を含む。保護回路は非常に小さい値を有する直列抵抗器２０１とバイポーラトランジスタ２０２とからなり、ベース端子はスイッチ出力１００４に接続され、エミッタ端子はダイオード３０４の入力に接続され、コレクタはＭＯＳＦＥＴスイッチ５０５の入力１００３に接続される。
図１３に示されるさらなる実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータは、新たなＤＣ出力端子１３０１において前方出力端子１００５と負荷１０７との間に配置された素子１０４、１０５、１０６を有する調整回路を含む。
図１４は、出力端子１００５における出力電圧が手動で調整可能であるＭＯＳＦＥＴを使用するゼロ電圧スイッチング回路の実施形態の概略図である。図１２の抵抗器５０２は、ＭＯＳＦＥＴ５０４のゲート１００１に対して印加される電圧波形を変更しそれによってコンデンサ１０３に蓄積される電圧を変更するように手動で調整することができるポテンショメータ１４０１と置き換えられる。
図１５は、出力１００５におけるＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧が電子的に調整可能であるＭＯＳＦＥＴを使用するゼロ電圧スイッチング回路の実施形態の概略図である。追加の制御ＭＯＳＦＥＴ１５０１が図１２の抵抗器５０２の代わりに接続され、外部直流制御電圧ＶＣがＭＯＳＦＥＴ１５０１のゲートに対して印加され、それによって、ＭＯＳＦＥＴ５０４のゲート１００１に対して印加される電圧を変化させ、キャパシタ１０３に蓄積される電圧を変化させる。
別実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータ１６００は全体として、図１６に示される要素と、これらの要素によって示される方法とから構成される。回路素子の非限定的な具体例が図１７に示されている。図１６を参照すると、ＡＣ電源１６０１は突入保護素子１６０２に対して接続されている。１実施形態において、突入素子はライン上の抵抗要素およびＡＣ電源の中性点から構成される。より高い電力および効率が必要とされる別実施形態において、突入保護素子は、始動時に高い抵抗を提供し、定常状態動作時に抵抗素子を回路から切り換えるスイッチ素子を含む。突入保護の後、サンプリング要素１６０３を使用して、制御目的のために、ＡＣ源１６０１波形のスケーリングされた複製が形成される。１実施形態において、サンプリング要素１６０３は分圧器ネットワークへ構成された抵抗器を含む。１実施形態は図５に示して説明した分圧器である。別実施形態において、サンプリング要素は図４に示されるような基準電圧源およびコンパレータを含む。別実施形態において、サンプリング要素１６０３は図１４に示されるように手動で調整することができる。別実施形態において、サンプリング要素は図１５に示されるように電子的に調整することができる。サンプリングされた電圧がスイッチドライバ要素１６０４への入力として使用される。好ましい実施形態において、スイッチドライバ要素１６０４は蓄積素子１６０６からフィードバック電圧信号１６０９を受信し、電圧信号に基づいて、制御スイッチおよびクランプ要素１６０５内のスイッチング要素のゲートに印加される電圧を制御し、それによって、制御スイッチ１６０５を開閉して、蓄積素子１６０６および最終的には負荷１６０８に対して電力を供給する。フィードバック１６０９が除去される１実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータはフィードフォワードコンバータであり、蓄積素子１６０６の充電はフォワード側１６０３、１６０４、および１６０５から制御される。フィードバック制御１６０９の追加は、フィードフォワード制御とフィードバック制御の両方のための手段を提供する。１実施形態において、フィードフォワードおよびフィードバック制御のバランスは、電圧サンプリング要素１６０３およびフィードバックライン１６０９内の構成要素の選択によって決定される。１実施形態において、フィードフォワードおよびフィードバック制御のバランスは、サンプリング要素１６０３およびフィードバック１６０９内の抵抗要素によって決定される。別実施形態において、フィードフォワードおよびフィードバック制御を調整できるように可変要素が使用される。好ましい実施形態において、スイッチドライバ１６０４は分圧器およびスイッチから構成される。スイッチドライバ１６０４によって制御されるスイッチ、電流制限、およびクランプ要素１６０５は、固定最大電流でパルス電力を蓄積素子１６０６に供給する。好ましい実施形態において、スイッチ、電流制限およびクランプ要素１６０５は、Ｎ－ＭＯＳＦＥＴ、電流感知抵抗およびバイポーラピーク電流制限トランジスタ、ならびにＡＣソース１６０１の負の半サイクルでピークゲート－ソース電圧をクランプするソース－ゲート接続ツェナーダイオードを備え、それによって、この回路のゼロ電圧スイッチング特徴を提供する。あらかじめ選択されたピーク電流パルスからなるスイッチおよびクランプ要素からの電力は、蓄積素子１６０６に対して供給される。１実施形態において、エネルギー蓄積素子およびダイオードとして使用されるコンデンサからなる蓄積素子１６０６上の電圧は、分圧回路を介してスイッチドライバ１６０４に対してフィードバックされ（１６０９）、それによって、コンデンサ上の一定の電荷を維持する。蓄積素子からの出力は、電圧レギュレータ１６０７を介して負荷１６０８に対して供給される。別実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータはガルバニック絶縁要素１６１０をさらに含む。別実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータは負荷１６０８からのフィードバックを可能にする要素１６１１をさらに含む。好ましい実施形態において、フィードバック回路１６１１はまた、制御要素１６０４と負荷１６０８との間のガルバニック絶縁を含む。
図１７は、ゼロ電圧スイッチングＡＣ－ＤＣコンバータの好ましい実施形態を示す。回路の個々の構成要素は、図５～図１５に既に記載されている回路の構成要素と同じように機能する。要素１７０１～１７０８は、それぞれ図１６の要素１６０１～１６０８に対応する。ＡＣ電源１７０１は、抵抗器Ｒ１およびＲ２のこの好ましい実施形態に含まれる突入保護回路１７０２に対して接続される。別実施形態（図示せず）において、突入保護素子はスイッチを備え、これにより、電流が始動時に抵抗器Ｒ１およびＲ２を通って流れ、一旦定常状態動作に達すると抵抗器を迂回する。別実施形態において、突入制御はインダクタを使用する；すなわち、素子Ｒ１およびＲ２はインダクタＬ１およびＬ２と置き換えられる。突入保護からの出力は、スイッチ、電流制限およびクランプ回路１７０５のスイッチＱ２に進むとともに、電圧サンプリング要素１７０３に進む。電圧サンプリング素子１７０３は、蓄積キャパシタＣ１からの電圧をサンプリングする抵抗Ｒ３、Ｒ４から構成される。Ｒ３、Ｒ４の値は、スイッチドライバ要素１７０４内のスイッチＱ１のゲートへの電圧がスイッチＱ１をオンおよびオフにし、それによって同期してスイッチＱ２をオフおよびオンにし、それによってスイッチＱ２から電荷蓄積要素Ｃ１への事前選択されたタイミング出力パルスを提供するように選択される。抵抗器Ｒ４はコンデンサＣ１の電荷に関するフィードバック経路を提供し、したがって、電圧サンプリング回路１７０３への出力電圧、したがって、制御回路１７０４への出力電圧を提供する。スイッチ、電流制限およびクランプ要素１７０５は、スイッチＱ２、電流検出抵抗器Ｒ１０およびバイポーラトランジスタＱ４、ツェナーダイオードＤ１、コンデンサＣ３および抵抗器Ｒ７から構成される。スイッチＱ２は、スイッチドライバ回路１７０４によって制御される。スイッチＱ２のピーク出力電流は、電流検出抵抗Ｒ１０の選択された値に基づいて、あらかじめ選択された最大値に制限される。コンデンサＣ３は、ＡＣソース１７０１の負の半サイクルでダイオードＤ１のツェナー電圧に充電され、充電電流過渡中にＱ２のドレイン－ソース電圧を最小にするゲート－ソースバイアスをＱ２に供給する。スイッチＱ２からのこのパルス出力は、電圧レギュレータ１７０６に接続され、電圧レギュレータ１７０６は、電圧サンプリング１７０３およびスイッチドライバ１７０４へのＲ４のフィードバックを介して、蓄積キャパシタＣ１を一定の電荷に保持する。制御要素スイッチＱ１、したがって供給スイッチＱ２は、ＡＣ入力１７０１と同期して、開かれるか、または閉じられるかのいずれかで作動される。ＡＣ－ＤＣコンバータは、入ってくるＡＣソースの周波数でパルス変調を有する低電圧出力を提供する。スイッチは、Ｑ１およびＱ２の閾値内の、交流電源のゼロクロス近くにある電圧で、開かれるか、または閉じられるかのいずれかで作動される。次いで、出力は電圧レギュレータ１７０７に進み、次いで、負荷１７０８に進む。電圧レギュレータ１７０７は、スイッチＱ３、ツェナーダイオードＤ３、抵抗Ｒ９、コンデンサＣ２を含む。回路構成要素Ｄ３、Ｑ３、Ｒ９は、それぞれ図１の回路要素１０５、１０４、１０６について既に説明したものと同等に電圧レギュレータとして機能する。コンデンサＣ２は蓄電容量を提供して、ＡＣ－ＤＣコンバータから負荷１７０８への出力をバッファし、それによって平滑化する。
図１６および１７の好ましい実施形態におけるＡＣ－ＤＣコンバータは、突入保護１６０２、電圧サンプリング１６０３、スイッチドライバ１６０４、スイッチおよびクランプ１６０５、蓄積素子１６０６、および電圧レギュレータ１６０７の要素から構成される。電圧サンプリング１６０３における構成要素の選択は、スイッチドライバ１６０４のタイミングを決定する。スイッチおよびクランプ内の要素の選択は、出力パルスのピーク電圧および電流を決定する。電力出力は、ピーク電流とパルスタイミングの両方を選択することによって制御される。電圧サンプリングを介した蓄積素子からのフィードバックは、パルスタイミングを選択するために使用される。ＡＣ－ＤＣコンバータは、ＡＣソースと同期して動作する。
図１６および図１７の好ましい実施形態は一般に、電源１６０１に接続された分圧器１６０３と、分圧器への入力を介して接続された第１スイッチ１６０４と、第１スイッチの出力に入力が接続された第２スイッチ１６０５と、第２スイッチの出力にダイオードを介して接続された蓄電器Ｃ１と、蓄電器と分圧器との間に接続された感知抵抗器１６０９とを含み、これにより、ゼロ電圧スイッチングＡＣ－ＤＣ抽出変換システムのフィードバック制御を提供し、第２スイッチの入出力間に接続されたツェナーダイオードＤ１と、蓄電器Ｃ１に接続された電子負荷装置１６０８とを含む。スイッチ１６０４、１６０５は、任意の電子的に作動されるスイッチであってもよい。１実施形態において、スイッチはＮ－ＭＯＳＦＥＴである。別実施形態においてスイッチはバイポーラトランジスタであり、別実施形態においてスイッチは微小電気機械スイッチである。
図１８は、負荷からのＡＣ電源１８０８のガルバニック絶縁を含む従来技術のＡＣ－ＤＣコンバータシステムを示す。典型的な従来技術のＡＣ－ＤＣコンバータは、フィルタリング（１８０３）される接地（１８０９）ＤＣソースを提供する全波整流１８０２、コントローラ１８０４を有し、コントローラ１８０４は通常、スイッチ１８０５を使用して変圧器１８０６を介して出力を制御し、それによってＤＣ電圧を負荷１８０８に提供するパルスコントローラである。ダイオード１８０７は、負荷から変圧器１８０６を通って戻る電流の流れを防止する。典型的には、変圧器はまた、負荷１８０８によって必要とされる電圧を制御するための降圧変圧器としても作用する。変圧器１８０６のハイサイドは、ＡＣ電源１８０１の整流電圧で動作することに留意されたい。変圧器はガルバニック絶縁を提供するが、それによって変圧器に接続された高電圧はこの高電圧で動作することができる変圧器を必要とする。
対照的に、本発明の電源は、図１９の第１実施形態に示される。ＡＣ電源１９０１は、絶縁デバイス１９０４を介して、さらにＡＣ－ＤＣコンバータ１９０２を介して負荷１９０５に接続される。ＡＣ－ＤＣコンバータ１９０２上の接地１９０６は、負荷１９０５上の接地１９０７と必ずしも同じレベルではない。好ましい実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータ１９０２は図１２および図１３に記載されている通りである。ＡＣ－ＤＣコンバータ１９０２は、絶縁デバイス１９０４が最大でクランプされた電圧を得るように、蓄積キャパシタ（図１３のＣ１）に対して供給される出力電圧のクランプを含む。図１６および図１９の好ましい実施形態および比較において、絶縁デバイスはブロック要素１６０７とブロック要素１６０８との間に配置される。
図２０に示される別の実施形態は、負荷１９０５からＡＣ－ＤＣコンバータ１９０２へのフィードバックをさらに含む。フィードバックは、アイソレータ２００１を通過し絶縁された検知ライン２００３を通過する検知ライン２００２を通って、ＡＣ－ＤＣコンバータに対して提供される。１実施形態において、検知ライン２００３のうちの一方は接地され、他方は図１７に示される検知ラインがコンデンサＣ１から抵抗器Ｒ８を介して給電するのと同様に、電圧サンプリング回路１３０３に給電する。１実施形態において、アイソレータ２００１は図に示されるような光アイソレータである。別実施形態（図示せず）において、光アイソレータの代わりに、アイソレータとして変圧器が使用される。
図１６、１７、１９、および２０は、シリコン上に完全に集積することができるＡＣ－ＤＣコンバータを示す。図に示される構成要素のすべてが、完全に機能するデバイスに必要とされるわけではない。１実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータは、ＡＣ電源１７０１に接続されてサンプリングし、第１スイッチトランジスタＱ１のベースにさらに接続された分圧器（１７０３）からなる。分圧器内の抵抗器の値はＱ１によって見られる電圧を制御し、それによって、Ｑ１のフィードフォワード制御、したがってＡＣ－ＤＣコンバータの出力を提供する。Ｑ１のドレインは次に、パルス電流を蓄積素子Ｃ１に対して供給する第２スイッチトランジスタＱ２のベースに対して接続される。ダイオードＤ２は、スイッチＱ２を介したコンデンサＣ１の放電を防止する。検知ラインは、蓄積素子Ｃ１から抵抗Ｒ８を介して分圧器１７０３に接続され、蓄積コンデンサＣ１の完全放電を防止するためのフィードバック制御を提供する。Ｑ２のゲートとソースとの間に接続されたツェナーダイオードＤ１は、Ｑ２によって見られるゲート－ソース間電圧をダイオードＤ１のツェナー電圧にクランプし、そのバイアス電圧はコンデンサＣ３に蓄積される。交流線に直列のインダクタまたは低抵抗巻線抵抗器Ｒ１は、Ｑ２によって見られる過渡電流をフィルタリングし、電流を制限する。したがって、完全に機能するＡＣ－ＤＣコンバータは、分圧器、２つのスイッチ、蓄積デバイス、ツェナーダイオード、通常のダイオード、およびインダクタから構成され、スイッチはＮ－ＭＯＳＦＥＴであり、蓄積デバイスはコンデンサである。別実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータは突入制御１７０２をさらに含む。１実施形態において、突入制御はＡＣ電源のラインおよびニュートラルに直列に接続された抵抗器からなる。別実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータは電圧レギュレータをさらに備える。１実施形態において、電圧レギュレータは蓄積素子Ｃ１からの出力ラインに接続されたスイッチＱ３からなる。スイッチは、コンデンサＣ２からベースに接続されたツェナーダイオードＤ３を介して制御される。電圧レギュレータの出力は、負荷１７０８に接続される。別実施形態において、ＡＣ－ＤＣコンバータはガルバニック絶縁をさらに含み、ガルバニック絶縁は電圧レギュレータの出力に接続された絶縁変圧器である。別実施形態において、電圧レギュレータはなく、絶縁変圧器は蓄積キャパシタＣ２と負荷１７０８との間に接続される。別実施形態は、負荷から分圧器１７０３へのフィードバックをさらに含む。負荷からのフィードバックは、第２絶縁デバイス２００１を介して分圧器１７０３に対して供給される。
＜要約＞
本願は、ＡＣ－ＤＣ変換システムについて説明する。変換システムは、制御されたパルス電力を蓄積素子に提供するために使用される電子スイッチおよび制御回路からなり、蓄積素子はあらかじめ選択された電圧または手動もしくは自動選択可能な電圧のいずれかで負荷に電力を提供する一方で、スイッチの両端の電圧降下が最小限に抑えられ、スイッチ自体を通して消費される電力を低減し、それによって効率を大幅に増加させ、熱損失を低減することを確実にする。１つの最小バージョンにおけるＡＣ－ＤＣコンバータは、１対のＮ－ＭＯＳＦＥＴトランジスタ、分圧器、蓄積素子、および１対のダイオードからなる。この設計は、シリコン上に完全に集積することができる最小限の構成要素で高効率を可能にする。

Claims (14)

  1. 交流（ＡＣ）電源（１０１）からのエネルギーを直流（ＤＣ）で出力ノード（１００５）の電子負荷（１０７）に対して供給するＡＣ－ＤＣ変換システムであって、
    ａ．負荷（１０７）の両端に接続された分圧器（５０１、５０２）、
    ｂ．入力（１００１）および出力（１００２）を有する第１スイッチ（５０４）であって、前記入力（１００１）を介して前記分圧器に接続された、第１スイッチ（５０４）、
    ｃ．入力（１００３）と出力（１００４）とを有する第２スイッチ（５０５）であって、前記入力（１００３）は、電流制限抵抗（８０１）を介して前記第１スイッチ（５０４）の前記出力（１００２）に対して接続されている、第２スイッチ（５０５）、
    ｄ．前記第２スイッチ（５０５）の前記出力（１００４）に対してダイオード（３０４）を介して接続された蓄積キャパシタ（１０３）、
    ｅ．ツェナー電圧を有するツェナーダイオード（８０２）であって、前記第２スイッチ（５０５）の前記入力（１００３）と前記出力（１００４）との間に接続され、前記ツェナーダイオード（８０２）に並列に接続されたシャントコンデンサ（８０３）を有し、それによって、前記第２スイッチ（５０５）の前記入力（１００３）と前記出力（１００４）との間の電圧を前記ツェナーダイオード（８０２）のツェナー電圧にクランプする、ツェナーダイオード（８０２）、
    ｆ．蓄積キャパシタ（１０３）に対して接続された電子負荷（１０７）、
    を備えるＡＣ－ＤＣ変換システム。
  2. 前記ＡＣ－ＤＣ変換システムはさらに、前記蓄積キャパシタ（１０３）と前記電子負荷（１０７）との間に配置された直列電圧レギュレータ回路をさらに備え、
    前記直列電圧レギュレータ回路は、前記負荷（１０７）に対して接続された特性閾値電圧（ＶＴ）を有するパストランジスタ（１０６）と、前記パストランジスタの両端に接続されたバイアス抵抗（１０４）と、前記負荷への出力電圧がＶＺ－ＶＴに維持されるように前記バイアス抵抗に接続されたツェナー電圧（Ｖｚ）を有するツェナーダイオードとを備える、
    請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  3. 前記ＡＣ－ＤＣ変換システムはさらに、前記電子スイッチと前記エネルギー蓄積素子との間に配置され、前記第２半導体スイッチを流れる電流を制限する、電流制限電子回路を備え、
    前記電流制限回路は、前記第２スイッチの出力と前記負荷（１０７）に対して接続された検知抵抗（２０１）と、前記負荷と前記第２スイッチの入力との間に接続されたバイポーラトランジスタ（２０２）とを有する、
    請求項１に記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  4. 前記第１スイッチおよび前記第２スイッチは、両方ともＮ－ＭＯＳＦＥＴである、請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  5. 前記第１スイッチおよび前記第２スイッチは、両方ともバイポーラトランジスタである、請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  6. 全ての半導体デバイスが単一の集積回路チップ上に製造される、請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  7. 全ての半導体デバイスが単一の集積回路チップ上に製造される、請求項３記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  8. 前記分圧器はさらに、前記第１スイッチへの入力電圧が手動で調整されるように構成されたポテンショメータ（１４０１）を有する、請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  9. 前記分圧器はさらに、前記分圧器の抵抗器の代わりに接続された制御ＭＯＳＦＥＴ（１５０１）と、前記制御ＭＯＳＦＥＴ（１５０１）の入力に対して印加される外部ＤＣ制御電圧とを有し、それによって、前記第１スイッチの前記入力に対して印加される電圧を変化させ、前記蓄積キャパシタに蓄積される電圧を変化させる、
    請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  10. 全ての半導体デバイスが単一の集積回路チップ上に製造される、請求項９記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  11. 前記蓄積キャパシタと前記電子負荷との間に絶縁変圧器をさらに有する、請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  12. 前記ＡＣ－ＤＣ変換システムはさらに、 アイソレータを通って前記分圧器に至る前記負荷からの検知ラインを有し、それによって前記負荷からのフィードバック制御を提供する、請求項１記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  13. 前記蓄積キャパシタと前記電子負荷との間に絶縁変圧器をさらに有する、請求項３記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
  14. 前記ＡＣ－ＤＣ変換システムはさらに、前記負荷からアイソレータを通って前記分圧器に至る検知ラインを有し、それによって前記負荷からのフィードバック制御を提供する、請求項３記載のＡＣ－ＤＣ変換システム。
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