CN110402535B - 高效率交流直接到直流提取转换器及方法 - Google Patents

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Abstract

描述了一种改进的AC直接到DC提取转换系统。AC直接到DC提取转换系统由有效电子开关构成，该有效电子开关用于向存储器件提供控制脉冲功率。在一个最小版本中的AC至DC转换器由一对N‑MOSFET晶体管、分压器、存储元件以及一对二极管构成。该设计利用可以完全集成到硅上的最少部件能够获得高的效率。

Description

高效率交流直接到直流提取转换器及方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2016年10月28日提交的发明名称为：High Efficiency AC to DCConverter and Methods(高效率交流直接到直流提取转换器及方法)的美国临时申请62/414467的优先权。这两项申请包括共同的发明人并且目前正在审查中。
关于联邦政府资助的研究或开发的声明
不适用
技术领域
本发明涉及一种以非常高的效率从AC干线(mains)提供低压DC电流的电源管理系统及方法。
背景技术
早期传统的用于从交流AC干线提供DC电源的手段是通过模拟电路实现的，该模拟电路包括降压变压器、二极管整流器以及包括电解电容器和电阻器的滤波器。输出电压主要取决于变压器的匝数比，并且电路效率适中。然而，实现低频变压器所需要的磁性结构的尺寸和重量阻碍了这种方法在微型设备中的使用。
后续不使用变压器的方法涉及AC干线的直接整流，该AC干线的直接整流以串联或并联被直接地连接到包括有源固态器件的电压调节电路。并联调节器通过可变电阻器件跨整流的干线输出提供电流路径，从而将电流从负载分流来工作。在并联调节器的最简单的实现方式中，齐纳二极管与负载并联，并在该并联支路中串联一个电阻器。任何超过齐纳电压的整流器输出电压都会在跨电阻器时下降，导致剩余的功率作为热量耗散。因此，这种调节器配置非常低效。由于齐纳电流必须大于负载电流以通过齐纳效应保持调节，因此该调节器电路的效率远小于输出电压与整流的供电电压的有效值的比值。
一种改进的方法使用串联的诸如双极或场效应晶体管的固态器件，以缓冲齐纳电压基准。有源器件以源极跟随器或射极跟随器的配置被连接，负载连接在源极或射极，并且齐纳基准连接在栅极或基极。齐纳电流将远小于并联配置，因此总电流的大部分提供给负载。因此，该电路的效率通常不会优于输入电压与输出电压的比值。
对该电路功能的进一步改进被称为开关模式电源。本领域中已知有许多这样的设计，但是共性为输入整流器，一种高速运行的开关元件以将诸如电感器或电容器的存储元件切换到电源并将其从电源切换出来。如果输入及输出需要隔离，则包含高速变压器用于隔离并用于调节输出电压。包含RC滤波器以减少输出中的纹波。由于早期线性系统的功率损耗机制大部分被消除，因此开关模式电源具有效率提升的优势。然而，如果需要隔离，则会存在变压器损耗。此外，与趋肤效应导致的导体的损耗一样，高速开关是相当大的RF噪声源。在特殊设计的系统中，可以并已经获得了理论上的高效率。高达95％的效率已经被报道，但是在现实中，就低成本的隔离系统而言，通常的效率为60至70％。至今已知的所有系统的缺点是它们无法容易地集成。除了受限的特殊应用之外，对目前的AC至DC转换器的设计无法被集成到具有其他系统功能的芯片上。单个电路元件的功率消耗对于片上系统级别的集成而言太大。诸如所需要的变压器的类型的部件无法用于硅上集成。
普遍的电子器件通常在3.3或5伏下工作。将120或240伏的AC干线转换成这些低工作电压的需求降低了至今为止可用的电源转换器的效率。对于线性以及开关电源两者而言，输入电压和输出电压之间的差异越大，效率越低。需要一种高效率并低电压电源给众多低功率、低电压的消费器件供电。电子产品在“智能”汽车和“智能”家庭中激增。需要能够支持传感器及网络始终开启的小型、有效的电源。越来越多的包括新建的和改造的住宅、工厂以及办公楼正在结合电子传感器来控制所有电力的使用以提高效率。需要低电压、集成的、高效率的电源为新建的和改造的建筑支持住宅、工厂以及办公楼中存在的电力网。电源必须能够集成在传感器以及控制电子产品上，以使这种器件能够物理上适用于用于提供本地电力的插头和插座的范围内。需要高的效率以避免住宅、办公室以及工厂的电力网和墙壁范围里的热量损耗。需要具有99％至100％范围的效率的电源转换器。需要可以适用于广泛的器件内的紧凑的电源转换器，而非以笨重的盒子存在于器件外部。需要可以被集成的电源转换器。
发明内容
描述了一种AC到DC电源转换系统。AC直接到DC提取转换系统及相关器件解决了对紧凑的、集成的、低成本的设计的需要，这种设计是高效率的，并且提供了对低电压的获取，所述低电压用于驱动在住宅传感器及网络、智能汽车等中使用的典型的基于硅的电子器件。在一个实施例中，该系统包括有效的电子开关，用于断开串联电压调节器电路的输入与整流AC干线电源的连接，以降低串联调节器的功耗。当开关闭合时，能量得到积累并存储于并联能量存储元件。当整流AC干线波形超过阈值时，电子开关打开。当该开关打开时，由能量存储元件将能量通过调节器电路提供给负载。在这种方式下，调节器电路的益处归于附加的负载线路，而与现有技术相比调节器电路内的功耗大幅降低。比较器被用来控制电子开关。在一个实施例中，比较器由运算放大器以及基准电压源构成。在另一个实施例中，比较器由MOS场效应晶体管构成。在一个实施例中，通过分压器控制MOS场效应晶体管。在另一个实施例中，分压器被基准电压源取代。在其他实施例中，基准电压是可调的。
具体的示例不意在将本发明构思限制于示例应用。从附图和详细的描述中，本发明的其他方面以及优点是显而易见的。
附图说明
图1为现有技术AC-DC转换器的示意图。
图2为具有限流的现有技术AC-DC转换器的示意图。
图3为示出改进电路中的功能的示意图。
图4为示出改进的AC-DC转换器的示意图。
图5为使用MOS场效应晶体管的改进电路的实施例的示意图。
图6为包括限流功能的图5的实施例的示意图。
图7为使用MOS晶体管的改进的AC-DC转换器的实施例的示意图。
图8为使用MOS场效应晶体管的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是手动可调的。
图9为使用MOS场效应晶体管的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是电子可调的。
图10为消除了对整流器的需求的第一实施例的示意图。
图11为修改了图10的实施例的实施例的示意图。
图12为消除了对整流器的需求的第二实施例的框图。
图13为图12的实施例的示意图。
图14示出包括从电源隔离负载的用于AC到DC转换器的现有技术。
图15示出包括从电源隔离负载的本发明的AC到DC转换器的实施例。
图16示出包括从电源隔离负载，并且进一步包括从负载对AC到DC转换器的反馈控制的本发明的AC到DC转换器的实施例。
具体实施方式
图1示出现有技术AC-DC转换器的示意图。AC干线101通过二极管电桥102被全波整流，并且得到的时变DC电压波形通过电容器103变平滑，电容器103典型地为电解电容器。注意这里没有对电容器103的充电的控制。完全整流的线路电压被施加到该电容器，因此需要大容量的电容器。平滑的电压波形被施加到串联调节器电路的输入，串联调节器电路包括偏置电阻器104、具有特征齐纳电压VZ的齐纳二极管105、以及传输晶体管106，这里将传输晶体管表现为具有特征阈值电压VT的增强型MOS场效应晶体管(MOSFET)。调节器的输出被施加到负载107。
在工作中，传输晶体管106动态地调节其漏源电压来保持负载电压为VZ-VT。换句话说，传输晶体管106形成了缓冲齐纳电压VZ的源跟随器电路。由于全负载电流会经过传输晶体管106，所以该调节器电路的效率仅为负载电压与电源电压有效值(rms)的比值。因此，如果所期望的负载电压标称值为3.3V且电源电压有效值(rms)为120V，那么效率将低于3％。此外，如果负载仅需数十毫安的电流，那么传输晶体管106必须持续地消耗数瓦的作为热量的功率。这种消耗量通常会导致在微型、封闭的设备中无法接受的升温。
图1的电路的进一步的限制在于，该电路没有对于会损坏传输晶体管106的输出电流瞬变的保护。这种瞬变会作为在工作或测试中输出端的意外短路而导致的结果，或作为电容型负载阻抗部件导致的结果而出现。图2示出包括附加部件以限制输出电流，从而保护传输晶体管的现有技术AC-DC转换器的示意图。在图2中，与负载串联地放置了小电流感测电阻器201，并且双极晶体管202被连接在传输晶体管106的栅极与负载之间。此时，如果跨电阻器201的压降超过大约0.7V(对于硅双极晶体管而言)，那么晶体管202将开始导通，这会降低传输晶体管106上的栅-源偏置，从而降低输出电流。然而，与图1中示出的电路的效率相比，这种改进电路的效率基本不变。
为了提升这些现有技术串联调节器电路的效率，在传输晶体管中的功耗必须显著降低。在本发明的一个实施例中，当不需要时，传输晶体管从整流的电源电压断开。图3示出改进的整流器电路的示意图，其包括AC干线101、二极管电桥102以及滤波电容器306，但具有介于二极管电桥102输出和滤波电容器306之前的附加电路。二极管电桥102输出处的波形仅为全波整流的正弦波形，对于常规的具有120V有效值的AC干线而言，该波形通常在0V至大约170V峰值之间变化。然而，注意，假设在受影响的部件的数字规格被适当地调整的情况下，以下描述的方法应用于任何周期性电源波形。此外，如果电源波形小于下面描述的基准电压，则电源波形可以包括DC偏移。
附加电路包括比较器电路302，其反向输入连接到二极管电桥102输出，并且基准电压301连接到其非反向输入，其中，比较器302控制串联开关303，如果二极管电桥的输出电压超过基准电压VR，则该串联开关303将二极管电桥的输出从后续电路断开(打开开关303)。当基准电压VR超过二极管电桥输出电压时，则开关303将闭合，且电容器306将通过串联二极管304被充电。当二极管电桥输出电压降低时，二极管304将防止电容器306通过开关303回流放电。二极管304和电容器306的组合形成“峰值检测器”电路，其在AC干线周期的每一半中存储能量以供应到后续调节器电路和负载305。与现有技术的示例不同，跨电容器306的电压仅需要足够大以满足后续调节器电路和负载305的能量需求。电容器306不需要为大电解电容器。取决于调节器和负载305的要求，诸如陶瓷电容器的小很多的电容器便足够。与AC干线的有效值相比，串联调节器的输入电压显著降低。只要AC干线的电压保持大于VR，“峰值检测器”电路的工作便会确保存储在电容器306上的稳态电压始终为VR，无论AC干线的峰值电压是否波动。该开关电路的实施例作为电压调节器电路本身而工作。由于开关303的工作使用可忽略的能量，因此图3中示出的整体改进的AC-DC转换器电路的效率远大于图1和图2的现有技术电路中所见的效率。附加的益处在于工作温度升高方面显著降低。尽管比较器302是众所周知的模拟电路元件，但是可以采用其他模拟或数字电路来实现用于操作开关303所需的阈值功能。在一个实施例中，基准电压VR是固定的。在另一个实施例中，基准电压可以变化。在另一个实施例中，基准电压是可选的。在一个实施例中，图3的电路连接到负载，并且电路的调节器方面用于控制提供给负载的电压。在另一个实施例中，附加调节器与图3的电路和负载串联使用。
图4示出改进的整流器电路与串联调节器306、104、105、106以及负载107相互连接的示意图，并且为在新的整流器电路中建立设计变量之间的关系提供了方便的基础。为了保持输出电压的调节，电容器306两端的电压必须超过齐纳电压VZ。然而，由于提供给负载107的电流，电容器306将在经过AC干线的半个周期后随时间线性放电。因此，最初必须将电容器306充电至峰值电压Vpeak＝VZ+Iload*tMAINS/(2*C306)，其中tMAINS为AC干线波形的周期。这作为Vpeak和VZ之间的差值的函数给出了电容器306的值。Vpeak值越高，会导致传输晶体管106的功耗越高，并且这可以与电容器306的最大实际值折中。调节器的效率为传递到负载的功率除以电路中消耗的总功率的比值，表示为2*(VZ-VT)/(VZ+Vpeak)。
图5示出改进的整流器电路的示意图，其中开关303通过使用增强型MOSFET 505实现，并且比较器电路实现为单个共源放大器级，其也使用了以阈值电压VT为特征的增强型MOSFET504以及负载电阻器503。因此，当包括电阻器501和502的分压器网络的输出超过MOSFET 504的阈值电压VT时，开关505的栅极被拉到地，从而打开开关505。当分压器网络的输出小于VT时，MOSFET 505的栅极连接到其漏极，从而闭合开关。然而，MOSFET 505不是理想开关，并且当其处于导通状态时，可能会经历显著的功耗，因此使用MOSFET实现的电路的效率不会像图4中示出的理想情况中获得的一样大。此外，由于其独特的制造工艺，功率MOSFET典型地包括寄生源极到漏极二极管506，该寄生源极到漏极二极管506能够使电容器306在MOSFET 505“断开”时放电。串联二极管304避免这种寄生放电路径。在后续图中假设存在寄生二极管506。注意，根据调节器及负载305对功率的需求，存储电容器306可能被除外的情况下，图5的所有部件均可以制造在单个半导体芯片上是可行的。
这种特定的电路享有图1的简单串联调节器电路的缺点，因为经过传输晶体管505的电流不受限制，从而过大的瞬态电流会潜在地导致MOSFET 505和二极管304的损坏，尤其是在电容器306可能全部放电而启动情况下。
图6示出进一步改进的整流器电路，此时该电路包括双极晶体管601以及电流感测电阻器602以限制经过先前在图2中图示的作为对图1中示出的现有技术串联调节器电路进行改进的MOSFET 505和二极管304的充电电流。
图7为示出完整的高效率AC-DC转换器的示意图，其中图6的改进的整流器电路连接到串联调节器306、104、105、106。
图8为使用MOSFET的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是手动可调的。图5中的电阻器501和502被分圧计801取代，分圧计801可以手动调节以改变施加到MOSFET504的栅极的电压波形，从而改变存储在电容器306上的电压。
图9为使用MOSFET的改进电路的实施例的示意图，其中输出电压是电子可调的。附加的MOSFET 901连接在图5中电阻器502的位置，并且外部DC控制电压VC被施加到MOSFET901的栅极，从而改变施加到MOSFET 504的栅极上的电压，并改变存储在电容器306上的电压。
在图10中示出的另一个实施例中，全波电桥整流器102被消除，并且AC干线101直接地连接到分压器501、502。
在另一个实施例中(未示出)，使用图6中不具有整流器102的实施例。类似地，其他实施例包括在图7至图9中所述的实施例，除了整流器102被移除之外。
将AC源101直接连接到分压器可能需要异常稳健的开关505或需要对AC源的性质进行限定。图11是对图10中示出的实施例的修改，其包括整流器二极管1101，该整流器二极管1101用作半波整流器，并减轻由图10的电路施加于开关505的严格的电气要求。
在另一个实施例中，不需要整流器的AC到DC转换器通常由图12中示出的元件及这些元件隐含的方法技术构成。图13中示出电路元件的非限制性具体示例。参考图12，AC源1201连接到涌流保护元件1202。在一个实施例中，涌流元件由AC电源的线路和中性线中的电阻器元件构成。在需要更高的功率和效率的另一个实施例中，涌流保护包括开关元件，该开关元件在启动时提供高电阻，并在稳态工作时将电阻器元件从电路切换出来。涌流保护之后，使用采样元件1203对AC源进行采样。在一个实施例中，采样元件1203包括配置为分压器网络的电阻器。一个实施例为在图5中描述并示出的分压器。在另一个实施例中，采样元件包括如图4中示出的基准电压源和比较器。在另一个实施例中，如图8中示出，采样元件可以手动调节。在另一个实施例中，如图9中示出，采样元件可以自动调节。采样的电压用于对开关驱动元件1204供电。在优选实施例中，开关驱动元件1204从存储元件1206接收反馈电压信号1209，并且基于该电压信号控制施加到控制开关和钳位元件1205中的开关元件的栅极的电压，从而打开并闭合控制开关1206以对存储元件1206以及最终的负载1208供电。在移除反馈1209的一个实施例中，AC到DC转换器为前馈转换器，其从前端1203、1204及1205来控制存储元件1206的充电。
反馈控制1209的增加为进行前馈控制和反馈控制两者提供了手段。在一个实施例中，前馈控制和反馈控制的平衡由电压采样元件1203以及反馈线路1209中的部件的选择来确定。在一个实施例中，前馈控制和反馈控制的平衡由采样元件1203以及反馈1209中的电阻器元件来确定。
在另一个实施例中，使用可变元件，使得前馈控制和反馈控制能够被调节。在一个优选实施例中，开关驱动器由分压器和开关构成。由开关驱动器1204控制的开关和钳位元件1205以固定的最大电流向存储元件1206提供脉冲功率。在优选的实施例中，开关和钳位元件由N-MOSFET和齐纳二极管构成，将源极连接到栅极，将峰值电压进而峰值电流限制/钳位到预选的峰值电压值。
在一个实施例中，预选的限制电压由齐纳二极管的齐纳电压值确定，该齐纳二极管桥接开关1205的N-MOSFET部件的栅极到源极。由预选的峰值电流脉冲构成的开关和钳位元件的功率被提供给存储元件1206。在一个实施例中，电压调节器由用作能量存储元件的电容器和二极管构成。电容器上的充电电荷经由分压器电路反馈到开关驱动器1204，从而保持电容器上恒定的充电电荷。来自存储元件的输出经由电压调节器1207馈送到负载1208。在另一个实施例中，AC到DC转换器进一步包括电流隔离元件1210。与图14至图16一起进一步说明电流隔离单元。在另一个实施例中，AC到DC转换器进一步包括使得能够从负载1208反馈的元件1211。在优选的实施例中，反馈电路1211还包括控制元件1204和负载1208之间的电流隔离。
图13示出AC到DC转换器的优选实施例。线路的单个部件的工作方式与已经在图5至图11中描述的电路的部件一样。元件1301至1308分别对应于图12的元件1201至1208。AC源1301连接到涌流保护电路1301，在该优选实施例中，涌流保护电路由电阻器R1和R2构成。在另一个实施例中(未示出)，涌流保护包括多个开关，以使电流在启动时流过电阻器R1和R2，而一旦达到稳态工作就绕过该电阻器。在另一个实施例中，涌流控制使用电感器，即，元件R1和R2被电感器L1和L2取代。涌流保护的输出流向开关和钳位电路1305的开关Q2，以及电压采样元件1303。电压采样元件1303由对AC输入进行采样的电阻器R3、R4、R5以及从存储电容器C1提供反馈电压的电阻器R8构成。选择R3、R4、R5及R8的值使得开关驱动器元件1304中开关Q1的栅极的电压打开或关闭开关Q1，从而同步关闭或打开开关Q2，从而从开关Q2向电荷存储元件C1提供预选的定时输出脉冲。电阻器R8提供关于电容器C1上的电荷的反馈路径，从而向电压采样电路1303进而向控制电路1304提供输出电压。开关和钳位元件1305由开关Q2、齐纳二极管D1以及电阻器R7构成。由开关驱动器线路1304控制开关Q2。开关Q2的峰值输出电流被钳位到基于所选的二极管D1的齐纳电压的所选值。开关Q2的脉冲输出连接到电压调节器1306，该电压调节器1306经由R8反馈到电压采样器1303，并且开关驱动器1304使电容器C1保持恒定的电荷。控制元件开关Q1以及供电开关Q2与AC输入1301同步地被激活为或打开或闭合的状态。AC到DC转换器提供在输入的AC源的频率下脉冲调制的低电压输出。开关在AC源过零点的电压下被激活，或打开或闭合的状态，所述电压接近并在部件Q1和Q2的阈值内。然后输出流向电压调节器1307，然后流向负载1308。电压调节器1307包括开关Q3、齐纳二极管D3、电阻器R9以及电容器C2。电路部件D3、Q3、R9用作电压调节器，分别与在图1中已经描述的电路元件105、104、106等同。电容器C2提供存储能力，以缓冲并从而平滑AC到DC转换器到负载1308的输出。
图12和图13中的优选实施例中，AC到DC转换器由涌流保护元件1202、电压采样器1203、开关驱动器1204、开关和钳位1205、存储元件1206以及电压调节器1207构成。电压采样器1203中的部件的选择确定开关驱动器1204的定时。开关和钳位中的元件的选择确定输出脉冲的峰值电压和电流。通过对峰值电流和脉冲定时两者的选择来控制功率输出。通过电压采样器的来自存储元件的反馈被用来选择脉冲定时。AC到DC转换器与AC源同步地运行。
图12和图13的优选实施例通常包括连接到电源1201的分压器1203；以及第一开关1204，该第一开关1204通过其输入连接到分压器；以及第二开关1205，该第二开关1205的输入连接到第一开关的输出；以及存储电容器C1，该存储电容器C1通过二极管连接到第二开关的输出；以及感测电阻器1209，该感测电阻器1209连接在存储电容器和分压器之间，从而提供AC直接到DC提取转换系统的反馈控制；以及齐纳二极管D1，该齐纳二极管D1连接在第二开关的输入和输出之间，从而将第二开关的输出和输入的电压钳位到齐纳二极管的齐纳电压；以及电子负载1208，该电子负载1208连接到存储电容器C1。开关1204、1205可以是任意电子激励的开关。在一个实施例中，开关为N-MOSFET。在另一个实施例中，开关为双极晶体管，并且在另一个实施例中，开关为微机电开关。
图14示出包括AC源1408与负载的电流隔离的现有技术AC到DC转换器系统。典型的现有技术AC到DC转换器包括提供接地1409DC源的全波整流1402，该DC源被滤波1403，并包括控制器1404，该控制器1404典型地为脉冲控制器，其使用开关1405来控制通过变压器1406的输出，从而向负载1408提供DC电压。二极管1407防止电流从负载流回变压器1406。典型地，变压器还会用作降压变压器，以控制负载1408所需的电压。注意变压器1406的高压一侧在AC源1401的整流电压下工作。尽管变压器提供电流隔离，但是连接到该变压器的高电压因此需要一个能够在这种高电压情况下工作的变压器。作为对比，在图15的第一实施例中示出本发明的供电电源。AC源1501经过AC到DC转换器1502，经过隔离变压器1504连接到负载1505。AC到DC转换器1502上的地1506不必与负载1505上的地1507处于同一电位。在优选的实施例中，AC到DC转换器1502如图12和图13中所述。AC到DC转换器1502包括供给存储电容器(图13的C1)的钳位输出电压，使得隔离变压器1504最多看到钳位电压。在图13和图15的优选实施例及比较中，隔离变压器位于块元件1307和1308之间，类似于图12，其中电流隔离元件位于1207和1208之间。
在图16中示出的另一个实施例进一步包括从负载1505到AC到DC转换器1502的反馈。反馈通过感测线路1602提供，该感测线路1602穿过隔离器1601，然后通过隔离感测线路1603到AC到DC转换器。在一个实施例中，感测线路1603中的一条接地，而另一条馈送至电压采样电路1303，这与图13中示出的从电容器C1经过电阻器R8馈送的感测线路一样。在一个实施例中，如图所示，隔离器1601为光隔离器。在另一个实施例(未示出)中，变压器用作隔离器，替代光隔离器。
图12、13、15及16示出可以完全集成到硅上的AC到DC转换器。并非所有的在图中示出的部件都是完整功能的器件所必需的。在一个实施例中，AC到DC转换器由分压器(1303)构成，该分压器连接到AC源1301并对AC源1301采样，并且进一步连接到第一开关晶体管Q1的基极。分压器中的电阻器的值控制由Q1所见的电压，从而提供Q1的前馈控制，并因此提供AC到DC转换器的输出。Q1的漏极转而连接到第二开关晶体管Q2的基极，该第二开关晶体管Q2将脉冲电流提供给存储器件C1。二极管D2防止电容器C1返回通过开关Q2放电。感测线路从存储元件C1通过电阻器R8连接到分压器1303，并提供反馈控制以防止存储电容器C1的完全放电。连接Q2的源极和基极的齐纳二极管D1将C1所见的电压钳位到二极管D1的齐纳电压。在AC线路中串联的电感或低电阻线圈电阻器R1过滤瞬态并限制Q2所见的电流。因此，所见完整功能的AC到DC转换器由分压器、两个开关、存储器件、齐纳二极管、常规二极管以及电感构成，其中，两个开关为N-MOSFET，并且存储器件为电容器。在另一个实施例中，AC到DC转换器进一步包括涌流控制器1302。在一个实施例中，涌流控制器由在AC源的线路和中性线中串联的电阻器构成。在另一个实施例中，AC到DC转换器进一步由电压调节器组成。在另一个实施例中，电压调节器由在存储器件C1的输出线路中连接的开关Q3构成。该开关通过从电容器C2连接到其基极的齐纳二极管D3控制。电压调节器的输出连接到负载1308。在另一个实施例中，AC到DC转换器进一步包括电流隔离，其中，电流隔离为连接到电压调节器的输出的隔离变压器。在另一个实施例中，没有电压调节器，且隔离变压器连接在存储电容器C2和负载1308之间。另一个实施例进一步包括从负载到分压器1303的反馈。来自负载的反馈通过第二隔离变压器1601馈送到分压器1303。
总结
描述了一种改进的AC直接到DC提取转换系统。该AC直接到DC提取转换系统由有效电子开关构成，该有效电子开关向存储器件提供控制脉冲功率。在一个最小版本中的AC至DC转换器由一对N-MOSFET晶体管、分压器、存储元件以及一对二极管构成。该设计利用可以完全集成到硅上的最少的部件能够获得高的效率。

Claims (11)

1.一种用于直接地从交流(AC)电源(1301)以直流(DC)向电子负载(1308)提供能量的AC直接到DC提取转换系统，由以下部件组成：
a.分压器(1303)，所述分压器连接到所述电源，以及，
b.第一开关(1304，Q1)，所述第一开关具有基极和漏极，所述第一开关的所述基极连接到所述分压器(1303)，以及，
c.第二开关(1305，Q2)，所述第二开关具有基极和源极，其基极被连接到所述第一开关(1304，Q1)的所述漏极，以及，
d.存储电容器(1306，C1)，所述存储电容器通过二极管(1306，D2)连接到所述第二开关的所述源极，以及，
e.感测电阻器(1303，R8)，所述感测电阻器连接在所述存储电容器(1306，C1)和所述分压器(1303)之间，从而提供反馈控制，以及，
f.齐纳二极管(1305，D1)，所述齐纳二极管连接在所述第二开关(1305，Q2)的所述基极和所述源极之间，从而将所述第二开关的所述源极和所述基极的电压钳位到所述齐纳二极管(1305，D1)的齐纳电压，以及，
g.电子负载(1308)，所述电子负载连接到所述存储电容器(1306，C1)，以及
h.电子电路(601，602)，所述电子电路介于所述第二开关(505，1305，Q2)和能量存储元件(306，1306，C1)之间，以限制流过所述第二开关的电流。
2.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，进一步由以下部件组成：介于所述能量存储元件(1306，C1)和所述电子负载(1308)之间的电压调节电路(1307)。
3.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，其中，所述第一开关和所述第二开关均为N-MOSFET。
4.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，其中，所述第一开关和所述第二开关均为双极型晶体管。
5.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，其中，所有半导体器件均被制造在单个集成电路芯片上。
6.根据权利要求2所述的AC直接到DC提取转换系统，其中，所述电压调节电路(1307)为串联电压调节器电路。
7.根据权利要求2所述的AC直接到DC提取转换系统，其中，所述电压调节电路(1307)为并联电压调节器电路。
8.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，其中，所述分压器为手动可调的(801)。
9.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，其中，所述分压器为电子可调的(901)。
10.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，进一步由以下部件组成：在所述存储电容器和所述电子负载之间的隔离变压器(1504)。
11.根据权利要求1所述的AC直接到DC提取转换系统，进一步由以下部件组成：从所述负载经过隔离器(1601)至所述分压器的感测线路(1602)，从而提供从所述负载到所述AC直接到DC提取转换系统的反馈控制。
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