JP2001036451A - Ｃｄｍａセルラシステムにおけるパスサーチ回路 - Google Patents
Ｃｄｍａセルラシステムにおけるパスサーチ回路Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
-
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- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
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- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
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- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アダプティブアレイアンテナを用いたセルラ
システムにおいて、アンテナ指向性が形成される前の低
Ｅｂ／Ｉｏ下でもパスサーチを行う。 【解決手段】 アレイアンテナ１０１と、アンテナエレ
メント１０1〜１０Na毎の無線受信部１０２1〜１０
２Na、Ａ／Ｄ変換器１０1〜１０３Na、受信側で既知の
信号系列のレプリカ発生部１０５と、レプリカ信号とア
ンテナエレメント毎の相互相関信号を計算する相関演算
部１０４1〜１０４Naと、アンテナエレメント毎の相関
信号を重み付け平均する重み付け平均演算部１０６と、
通信相手の移動端末の存在する可能性のある複数の方向
に指向性をあわせるように重み付け係数を指定する重み
付け制御部１０８、複数の方向の遅延プロファイルから
ピークを検出し、移動端末のラフな方向と受信タイミン
グを決定する相関ピーク検出部１０７で構成される。
システムにおいて、アンテナ指向性が形成される前の低
Ｅｂ／Ｉｏ下でもパスサーチを行う。 【解決手段】 アレイアンテナ１０１と、アンテナエレ
メント１０1〜１０Na毎の無線受信部１０２1〜１０
２Na、Ａ／Ｄ変換器１０1〜１０３Na、受信側で既知の
信号系列のレプリカ発生部１０５と、レプリカ信号とア
ンテナエレメント毎の相互相関信号を計算する相関演算
部１０４1〜１０４Naと、アンテナエレメント毎の相関
信号を重み付け平均する重み付け平均演算部１０６と、
通信相手の移動端末の存在する可能性のある複数の方向
に指向性をあわせるように重み付け係数を指定する重み
付け制御部１０８、複数の方向の遅延プロファイルから
ピークを検出し、移動端末のラフな方向と受信タイミン
グを決定する相関ピーク検出部１０７で構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接拡散符号分割
多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式を用いた自動車電話・
携帯電話システム（セルラシステム）に関し、特にアダ
プティブアレイアンテナを備えた基地局装置におけるパ
スサーチ（パスタイミング検出）回路に関する。
多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式を用いた自動車電話・
携帯電話システム（セルラシステム）に関し、特にアダ
プティブアレイアンテナを備えた基地局装置におけるパ
スサーチ（パスタイミング検出）回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のパスサーチ回路の一例が、特開平
１０−３２５２３号公報「ＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
ミング検出回路」に開示されている。この公報に記載さ
れた受信タイミング検出回路は下記の処理手順に従って
いる。 （１）予め既知のパイロットシンボル系列を拡散した信
号系列と受信信号の相互相関信号を求める。 （２）相関演算量を増やさずに受信タイミングの検出精
度を上げるために相互相関信号を内挿（インタポレーシ
ョン）し、サンプリング周期の短い相互相関信号を得
る。 （３）相互相関信号の電力値を求める。 （４）相互相関信号の電力値を一定期間平均化する。 （５）平均化された相互相関信号の電力値のピークを検
出し、ピークが検出されたタイミングをＣＤＭＡ受信装
置の受信タイミングとする。
１０−３２５２３号公報「ＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
ミング検出回路」に開示されている。この公報に記載さ
れた受信タイミング検出回路は下記の処理手順に従って
いる。 （１）予め既知のパイロットシンボル系列を拡散した信
号系列と受信信号の相互相関信号を求める。 （２）相関演算量を増やさずに受信タイミングの検出精
度を上げるために相互相関信号を内挿（インタポレーシ
ョン）し、サンプリング周期の短い相互相関信号を得
る。 （３）相互相関信号の電力値を求める。 （４）相互相関信号の電力値を一定期間平均化する。 （５）平均化された相互相関信号の電力値のピークを検
出し、ピークが検出されたタイミングをＣＤＭＡ受信装
置の受信タイミングとする。
【０００３】また、相互相関信号を求める際、受信信号
とパイロットシンボル系列を拡散した系列をメモリに記
憶し、複数回タイミングをずらせながら読み出すことに
より遅延をずらせた相互相関値（相互相関信号）を求め
ることができる。
とパイロットシンボル系列を拡散した系列をメモリに記
憶し、複数回タイミングをずらせながら読み出すことに
より遅延をずらせた相互相関値（相互相関信号）を求め
ることができる。
【０００４】上記従来技術により、１ビット当たりの信
号エネルギー（Ｅｂ）と１Ｈｚ当たりの干渉電力（Ｉ
ｏ）の比（Ｅｂ／Ｉｏ）が低い場合でも安定した受信タ
イミングの検出（パスサーチ）を行うことができる。さ
らに、インタポレーションにより相関演算量を増やさず
に精度の高いタイミングを計算することもできる。
号エネルギー（Ｅｂ）と１Ｈｚ当たりの干渉電力（Ｉ
ｏ）の比（Ｅｂ／Ｉｏ）が低い場合でも安定した受信タ
イミングの検出（パスサーチ）を行うことができる。さ
らに、インタポレーションにより相関演算量を増やさず
に精度の高いタイミングを計算することもできる。
【０００５】本発明の適用分野として、第３世代移動通
信システムの、Wideband Code Division Multiple Acce
ss (Ｗ−ＣＤＭＡ)方式が挙げられる。Ｗ−ＣＤＭＡ方
式はまだ実用化されてはいないが、その無線インタフェ
ースは規格化されつつある。（Specifications of Air-
Interface for 3G Mobile Systems Volume 3, Ver.1.0
(-1.2)、ARIB）Ｗ−ＣＤＭＡ方式では、各々の移動端末
向けのチャネルの個別に既知のパイロットシンボルが付
加されている。このパイロットシンボルおよび拡散符号
系列は受信側で既知であるから、パスサーチを行う際の
相関演算部の既知信号系列として用いることができる。
信システムの、Wideband Code Division Multiple Acce
ss (Ｗ−ＣＤＭＡ)方式が挙げられる。Ｗ−ＣＤＭＡ方
式はまだ実用化されてはいないが、その無線インタフェ
ースは規格化されつつある。（Specifications of Air-
Interface for 3G Mobile Systems Volume 3, Ver.1.0
(-1.2)、ARIB）Ｗ−ＣＤＭＡ方式では、各々の移動端末
向けのチャネルの個別に既知のパイロットシンボルが付
加されている。このパイロットシンボルおよび拡散符号
系列は受信側で既知であるから、パスサーチを行う際の
相関演算部の既知信号系列として用いることができる。
【０００６】また、Ｗ−ＣＤＭＡ方式では将来通信容量
を増加させるためアダプティブアレイアンテナ（あるい
はスマートアンテナ）を導入することが想定されてい
る。アダプティブアレイアンテナでは複数のアンテナエ
レメントを一定の間隔（例えば波長の１／２）で並べ、
各アンテナエレメントの送信および受信信号の振幅およ
び位相を制御することにより、通信相手の移動端末に最
適なアンテナ指向性を形成し、同一周波数の多重アクセ
ス干渉(Multiple Access Interference:ＭＡＩ)を低減
することを特徴としている。アダプティブアレイアンテ
ナ（スマートアンテナ）については例えば“Smart Ante
nna Arrays for CDMA Systems” IEEE Personal Commu
nications Vol.3 No.5、に記載されている。
を増加させるためアダプティブアレイアンテナ（あるい
はスマートアンテナ）を導入することが想定されてい
る。アダプティブアレイアンテナでは複数のアンテナエ
レメントを一定の間隔（例えば波長の１／２）で並べ、
各アンテナエレメントの送信および受信信号の振幅およ
び位相を制御することにより、通信相手の移動端末に最
適なアンテナ指向性を形成し、同一周波数の多重アクセ
ス干渉(Multiple Access Interference:ＭＡＩ)を低減
することを特徴としている。アダプティブアレイアンテ
ナ（スマートアンテナ）については例えば“Smart Ante
nna Arrays for CDMA Systems” IEEE Personal Commu
nications Vol.3 No.5、に記載されている。
【０００７】上述した従来のパスサーチ回路は、アダプ
ティブアレイアンテナを用いた無線基地局装置に適用さ
れることは想定されておらず、１本のアンテナ（エレメ
ント）毎に独立な処理となっている。そのため、従来の
パスサーチ回路は、通常の１つのエレメントからなるア
ンテナのみを備えた無線基地局装置に対して適用された
場合には、正しくパスサーチを行うことできるが、アダ
プティブアレイアンテナを用いた基地局装置に対して適
用されると問題が発生する。
ティブアレイアンテナを用いた無線基地局装置に適用さ
れることは想定されておらず、１本のアンテナ（エレメ
ント）毎に独立な処理となっている。そのため、従来の
パスサーチ回路は、通常の１つのエレメントからなるア
ンテナのみを備えた無線基地局装置に対して適用された
場合には、正しくパスサーチを行うことできるが、アダ
プティブアレイアンテナを用いた基地局装置に対して適
用されると問題が発生する。
【０００８】すなわち、アダプティブアレイアンテナを
用いたＣＤＭＡセルラシステムの場合のように、指向性
利得を得た後の信号のＥｂ／Ｉｏが要求品質となるよう
に制御された場合、アンテナ１エレメント当たりのＥｂ
／Ｉｏはそれよりも遙かに低い値となる。そのため、パ
スサーチが困難となるという問題が発生する。
用いたＣＤＭＡセルラシステムの場合のように、指向性
利得を得た後の信号のＥｂ／Ｉｏが要求品質となるよう
に制御された場合、アンテナ１エレメント当たりのＥｂ
／Ｉｏはそれよりも遙かに低い値となる。そのため、パ
スサーチが困難となるという問題が発生する。
【０００９】Ｎａエレメントのアダプティブアレイアン
テナの場合、１エレメント当たりのＥｂ／Ｉｏに対して
Ｎａエレメント合成後のＥｂ／Ｉｏは理想的にはＮａ倍
になる。したがって、Ｗ−ＣＤＭＡシステムのように必
要かつ十分なＥｂ／Ｉｏが受信機で得られるように送信
電力を速い周期（０．６２５ｍｓ）で制御している場合
には、アンテナエレメント当たりのＥｂ／Ｉｏがアダプ
ティブアレイアンテナを使用しない場合に比較して１／
Ｎａの状態でパスサーチを行わなければならない。
テナの場合、１エレメント当たりのＥｂ／Ｉｏに対して
Ｎａエレメント合成後のＥｂ／Ｉｏは理想的にはＮａ倍
になる。したがって、Ｗ−ＣＤＭＡシステムのように必
要かつ十分なＥｂ／Ｉｏが受信機で得られるように送信
電力を速い周期（０．６２５ｍｓ）で制御している場合
には、アンテナエレメント当たりのＥｂ／Ｉｏがアダプ
ティブアレイアンテナを使用しない場合に比較して１／
Ｎａの状態でパスサーチを行わなければならない。
【００１０】具体的に数字を挙げて説明すると、アンテ
ナエレメント数Ｎａ＝８、合成後の所要Ｅｂ／Ｉｏ=５
ｄＢとすると、理想的には１アンテナエレメント当たり
のＥｂ／Ｉｏは８エレメント合成後のＥｂ／Ｉｏと比べ
１／８（−９ｄＢ）となるので、アンテナエレメント当
たりのＥｂ／Ｉｏ=−４ｄＢで動作しなければならな
い。したがって、合成後のＥｂ／Ｉｏがアダプティブア
レイアンテナを用いない従来と同一（すなわち受信品質
が従来と同一）とすると、従来と比べ９ｄＢ低いＥｂ／
Ｉｏでパスサーチを動作させることになり、従来のパス
サーチ回路では十分な品質を得ることはできなかった。
さらに、等レベルのマルチパスが４パス存在するとする
と、１パス当たりのＥｂ／Ｉｏ＝−１０ｄＢとなり、こ
れは非常に厳しい条件であり、従来の方法では十分な精
度でパスを検出することはできない。
ナエレメント数Ｎａ＝８、合成後の所要Ｅｂ／Ｉｏ=５
ｄＢとすると、理想的には１アンテナエレメント当たり
のＥｂ／Ｉｏは８エレメント合成後のＥｂ／Ｉｏと比べ
１／８（−９ｄＢ）となるので、アンテナエレメント当
たりのＥｂ／Ｉｏ=−４ｄＢで動作しなければならな
い。したがって、合成後のＥｂ／Ｉｏがアダプティブア
レイアンテナを用いない従来と同一（すなわち受信品質
が従来と同一）とすると、従来と比べ９ｄＢ低いＥｂ／
Ｉｏでパスサーチを動作させることになり、従来のパス
サーチ回路では十分な品質を得ることはできなかった。
さらに、等レベルのマルチパスが４パス存在するとする
と、１パス当たりのＥｂ／Ｉｏ＝−１０ｄＢとなり、こ
れは非常に厳しい条件であり、従来の方法では十分な精
度でパスを検出することはできない。
【００１１】また、ＣＤＭＡ方式ではパスの正しいタイ
ミングを検出しない限り受信を行うことはできない。ア
ダプティブアレイアンテナの指向性形成後、つまり各ア
ンテナエレメントの受信信号に適正な重み付け係数を掛
けて加算合成された後の信号を用いてパスサーチを行え
ば従来と同じＥｂ／Ｉｏの信号を用いてパスサーチを行
うことが可能である。しかし、パスサーチが正しくでき
なければ受信ができないので適正なアンテナ指向性を形
成することができない。そして、適正なアンテナ指向性
を形成することができなければ、正しいパスを検出する
ことができない、という互いに依存する関係を有する。
そのため、何かの擾乱で一旦パスタイミングあるいはア
ンテナ指向性が正しい値をとらなくなると、以降、自律
的に正常な状態に戻ることができなくなる。
ミングを検出しない限り受信を行うことはできない。ア
ダプティブアレイアンテナの指向性形成後、つまり各ア
ンテナエレメントの受信信号に適正な重み付け係数を掛
けて加算合成された後の信号を用いてパスサーチを行え
ば従来と同じＥｂ／Ｉｏの信号を用いてパスサーチを行
うことが可能である。しかし、パスサーチが正しくでき
なければ受信ができないので適正なアンテナ指向性を形
成することができない。そして、適正なアンテナ指向性
を形成することができなければ、正しいパスを検出する
ことができない、という互いに依存する関係を有する。
そのため、何かの擾乱で一旦パスタイミングあるいはア
ンテナ指向性が正しい値をとらなくなると、以降、自律
的に正常な状態に戻ることができなくなる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のパスサ
ーチ回路は、アダプティブアレイアンテナ（スマートア
ンテナ）を用いた基地局装置に適用された場合に、下記
のような問題点があった。 （１）アンテナ１エレメント当たりのＥｂ／Ｉｏが、単
一エレメントのアンテナを用いた場合のＥｂ／Ｉ０より
も遙かに低い値となり、パスサーチが困難となる。 （２）何かの擾乱で一旦パスタイミングあるいはアンテ
ナ指向性が正しい値をとらなくなると、以降、自律的に
正常な状態に戻ることができず、安定したパスサーチを
行うことができない。
ーチ回路は、アダプティブアレイアンテナ（スマートア
ンテナ）を用いた基地局装置に適用された場合に、下記
のような問題点があった。 （１）アンテナ１エレメント当たりのＥｂ／Ｉｏが、単
一エレメントのアンテナを用いた場合のＥｂ／Ｉ０より
も遙かに低い値となり、パスサーチが困難となる。 （２）何かの擾乱で一旦パスタイミングあるいはアンテ
ナ指向性が正しい値をとらなくなると、以降、自律的に
正常な状態に戻ることができず、安定したパスサーチを
行うことができない。
【００１３】本発明の目的は、アダプティブアレイアン
テナ（スマートアンテナ）を用いた基地局装置に対して
適用された場合でも、安定したパスサーチを行うことが
できるパスサーチ回路を提供することである。
テナ（スマートアンテナ）を用いた基地局装置に対して
適用された場合でも、安定したパスサーチを行うことが
できるパスサーチ回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のパスサーチ回路は、複数のエレメントから
なるアンテナ部と、前記アンテナ部の各エレメントで受
信された無線周波数信号を各々ベースバンド信号に周波
数変換する複数の無線受信部と、前記各ベースバンド信
号をデジタルデータに変換しているＡ／Ｄ変換器と、デ
ジタルデータに変換された前記各ベースバンド信号と、
受信側で既知の信号との相互相関をそれぞれ計算し相関
信号を出力する複数の相関演算部と、前記相関演算部か
ら出力された相関信号に対して、指示された重み付け係
数に基づいて重み付け加算を行った後一定回数平均を行
う重み付け平均値演算部と、前記重み付け平均部から出
力される遅延プロファイルである重み付け平均後相関信
号の中から１つあるいは複数のピークを検出し、検出さ
れたピークに対応する受信レベルおよび受信タイミング
を受信パスの受信レベルおよび受信タイミングとして出
力する相関ピーク検出部と、前記重み付け係数を制御す
ることにより、前記アンテナ部の指向性を定めていて、
通信開始時には、通信相手の移動端末が存在するセクタ
を分割する複数のおおまかなアンテナ指向性が形成され
るような複数の重み付け係数を発生させている重み付け
制御部とから構成されている。
に、本発明のパスサーチ回路は、複数のエレメントから
なるアンテナ部と、前記アンテナ部の各エレメントで受
信された無線周波数信号を各々ベースバンド信号に周波
数変換する複数の無線受信部と、前記各ベースバンド信
号をデジタルデータに変換しているＡ／Ｄ変換器と、デ
ジタルデータに変換された前記各ベースバンド信号と、
受信側で既知の信号との相互相関をそれぞれ計算し相関
信号を出力する複数の相関演算部と、前記相関演算部か
ら出力された相関信号に対して、指示された重み付け係
数に基づいて重み付け加算を行った後一定回数平均を行
う重み付け平均値演算部と、前記重み付け平均部から出
力される遅延プロファイルである重み付け平均後相関信
号の中から１つあるいは複数のピークを検出し、検出さ
れたピークに対応する受信レベルおよび受信タイミング
を受信パスの受信レベルおよび受信タイミングとして出
力する相関ピーク検出部と、前記重み付け係数を制御す
ることにより、前記アンテナ部の指向性を定めていて、
通信開始時には、通信相手の移動端末が存在するセクタ
を分割する複数のおおまかなアンテナ指向性が形成され
るような複数の重み付け係数を発生させている重み付け
制御部とから構成されている。
【００１５】本発明では、重み付け制御部が重み付け係
数を制御することにより、通信開始時に、通信相手の移
動端末の存在する可能性のある複数の方向にアンテナ指
向性が形成されるようにし、重み付け平均値演算部によ
り、そのアンテナ指向性毎に遅延プロファイルを計算す
るようにし、相関ピーク検出部は計算された遅延プロフ
ァイルの中からピークを見つけるようにし、おおまかな
アンテナ指向性制御とパスサーチを同時に行うようにし
たものである。したがって、移動端末の方向が未知の通
信開始段階でもアンテナゲインによりＥｂ／Ｉｏが向上
した信号を用いてパスサーチができ、パスサーチの精度
を上げることができる。
数を制御することにより、通信開始時に、通信相手の移
動端末の存在する可能性のある複数の方向にアンテナ指
向性が形成されるようにし、重み付け平均値演算部によ
り、そのアンテナ指向性毎に遅延プロファイルを計算す
るようにし、相関ピーク検出部は計算された遅延プロフ
ァイルの中からピークを見つけるようにし、おおまかな
アンテナ指向性制御とパスサーチを同時に行うようにし
たものである。したがって、移動端末の方向が未知の通
信開始段階でもアンテナゲインによりＥｂ／Ｉｏが向上
した信号を用いてパスサーチができ、パスサーチの精度
を上げることができる。
【００１６】また、アンテナ指向性制御とパスサーチを
同時に行うため、従来のような、アンテナ指向性がはず
れるとパスサーチもはずれ、受信が全く行えなくなり、
アンテナ指向性を自律的に回復できなくなるというよう
な不安定要素を排除することができる。
同時に行うため、従来のような、アンテナ指向性がはず
れるとパスサーチもはずれ、受信が全く行えなくなり、
アンテナ指向性を自律的に回復できなくなるというよう
な不安定要素を排除することができる。
【００１７】上記処理は、パスサーチを行う際にもっと
も演算量のウェイトが大きい相関演算の演算量を増やす
ことなく行うことができる。また、アンテナエレメント
毎の重み付け演算はサンプル数の比較的少ない相関信号
に対して行えば良いため、複数のアンテナ指向性に対応
した遅延プロファイルを同時に求めても、演算量の増加
は少なく押さえることができるという効果がある。
も演算量のウェイトが大きい相関演算の演算量を増やす
ことなく行うことができる。また、アンテナエレメント
毎の重み付け演算はサンプル数の比較的少ない相関信号
に対して行えば良いため、複数のアンテナ指向性に対応
した遅延プロファイルを同時に求めても、演算量の増加
は少なく押さえることができるという効果がある。
【００１８】また、本発明のパスサーチ回路では、前記
重み付け平均値演算部は、前記各相関演算部からの相関
信号を一時的に記憶する第１のメモリと、形成されるア
ンテナ指向性の数だけ設けられていて、前記重み付け加
算後の相関信号の平均演算途中結果をアンテナ指向性毎
に記憶する第２のメモリと、前記第１のメモリから読み
出された相関信号に、前記重み付け制御部により指示さ
れた重み付け係数を乗算して加算した後、得られた信号
の電力値を求め、該電力値に基づいて前記第２のメモリ
に記憶されている平均演算途中結果を更新し、予め定め
られた一定回数だけ平均化処理を行い、得られた相関値
の重み付け平均値を遅延プロファイルとしてを出力する
演算手段とから構成されている。
重み付け平均値演算部は、前記各相関演算部からの相関
信号を一時的に記憶する第１のメモリと、形成されるア
ンテナ指向性の数だけ設けられていて、前記重み付け加
算後の相関信号の平均演算途中結果をアンテナ指向性毎
に記憶する第２のメモリと、前記第１のメモリから読み
出された相関信号に、前記重み付け制御部により指示さ
れた重み付け係数を乗算して加算した後、得られた信号
の電力値を求め、該電力値に基づいて前記第２のメモリ
に記憶されている平均演算途中結果を更新し、予め定め
られた一定回数だけ平均化処理を行い、得られた相関値
の重み付け平均値を遅延プロファイルとしてを出力する
演算手段とから構成されている。
【００１９】また、本発明のパスサーチ回路では、前記
重み付け平均値演算部は、前記重み付け後の相関信号を
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数より高い周波数
でサンプリングし直すことによりサンプリングレートを
上げる処理を行っているインタポレーションフィルタを
さらに有するようにしてもよい。
重み付け平均値演算部は、前記重み付け後の相関信号を
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数より高い周波数
でサンプリングし直すことによりサンプリングレートを
上げる処理を行っているインタポレーションフィルタを
さらに有するようにしてもよい。
【００２０】本発明では、重み付け後の相関信号をイン
タポレーションフィルタに通すことにより、任意の精度
でサンプリングし直した相関信号を得ることができ、遅
延時間の精度を向上させることができる。
タポレーションフィルタに通すことにより、任意の精度
でサンプリングし直した相関信号を得ることができ、遅
延時間の精度を向上させることができる。
【００２１】また、本発明のパスサーチ回路では、前記
重み付け制御部は、通信開始時には通信相手が存在する
可能性のある複数の方向にアンテナ指向性を形成する重
み付け係数の組み合わせを発生し、通信中は発生する組
み合わせの数を通信開始時より減らすようにしてもよ
い。
重み付け制御部は、通信開始時には通信相手が存在する
可能性のある複数の方向にアンテナ指向性を形成する重
み付け係数の組み合わせを発生し、通信中は発生する組
み合わせの数を通信開始時より減らすようにしてもよ
い。
【００２２】また、本発明のパスサーチ回路では、前記
重み付け平均値演算部は、移動平均による方法または忘
却係数を用いて時間的に指数重み付け平均を行う方法に
より前記相関信号の電力値の平均化を行う。
重み付け平均値演算部は、移動平均による方法または忘
却係数を用いて時間的に指数重み付け平均を行う方法に
より前記相関信号の電力値の平均化を行う。
【００２３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００２４】（第１の実施形態）図１は本発明の第１の
実施形態のパスサーチ回路の構成を示すブロック図であ
る。
実施形態のパスサーチ回路の構成を示すブロック図であ
る。
【００２５】図１を参照すると、本実施形態のパスサー
チ回路は、半波長間隔で直線状に並べられたＮａ個のア
ンテナエレメント１０1〜１０Naにより構成されるアレ
イアンテナ１０１と、アンテナエレメント１０1〜１０
Naの各々に対応したＮａ個の無線受信部１０２1〜１０
２Naと、Ａ／Ｄ変換器１０３1〜１０３Naと、レプリカ
発生部１０５と、Ｎａ個の相互相関演算部１０４1〜１
０４Naと、重み付け平均値演算部１０６と、相関ピーク
検出部１０７と、重み付け制御部１０８とから構成され
る。
チ回路は、半波長間隔で直線状に並べられたＮａ個のア
ンテナエレメント１０1〜１０Naにより構成されるアレ
イアンテナ１０１と、アンテナエレメント１０1〜１０
Naの各々に対応したＮａ個の無線受信部１０２1〜１０
２Naと、Ａ／Ｄ変換器１０３1〜１０３Naと、レプリカ
発生部１０５と、Ｎａ個の相互相関演算部１０４1〜１
０４Naと、重み付け平均値演算部１０６と、相関ピーク
検出部１０７と、重み付け制御部１０８とから構成され
る。
【００２６】Ａ／Ｄ変換器１０３1〜１０３Naは、無線
受信部１０２1〜１０２Naにより受信された各受信信号
をデジタルデータに変換する。
受信部１０２1〜１０２Naにより受信された各受信信号
をデジタルデータに変換する。
【００２７】レプリカ発生部１０５は、受信信号に含ま
れる既知の信号系列、例えばＷ−ＣＤＭＡシステムにお
けるパイロットシンボルを拡散した系列のレプリカを発
生させる。
れる既知の信号系列、例えばＷ−ＣＤＭＡシステムにお
けるパイロットシンボルを拡散した系列のレプリカを発
生させる。
【００２８】相互相関演算部１０４1〜１０４Naは、レ
プリカ発生部１０５により生成されたレプリカ信号と、
Ａ／Ｄ変換器１０３1〜１０３Naにより生成されたデジ
タルデータとの相互相関（複素数値）をそれぞれ計算し
Ｎａ個の相関信号として出力する。
プリカ発生部１０５により生成されたレプリカ信号と、
Ａ／Ｄ変換器１０３1〜１０３Naにより生成されたデジ
タルデータとの相互相関（複素数値）をそれぞれ計算し
Ｎａ個の相関信号として出力する。
【００２９】重み付け平均値演算部１０６は、相互相関
演算部１０４1〜１０４Naにより出力されたＮａ個の相
関信号を、重み付け制御部１０８により指示された重み
付けに基づいて重み付け加算し、重み付け加算した後の
信号の電力を一定期間にわたって平均化する。
演算部１０４1〜１０４Naにより出力されたＮａ個の相
関信号を、重み付け制御部１０８により指示された重み
付けに基づいて重み付け加算し、重み付け加算した後の
信号の電力を一定期間にわたって平均化する。
【００３０】次に、重み付け平均値演算部１０６の具体
的な構成を、図２を参照して説明する。
的な構成を、図２を参照して説明する。
【００３１】図２を参照すると、重み付け平均値演算部
１０６は、アンテナエレメント数（Ｎａ）に対応したブ
ロックを持ち、相互相関演算部１０４1〜１０４Naによ
り算出されたたＮａ個の相関値を格納しているメモリ２
０１1〜２０１Naと、メモリ２０１1〜２０１Naから読み
出された相関値に、重み付け制御部１０８により指示さ
れた重み付け係数ｗnをそれぞれ掛け算する掛け算器２
０２1〜２０２Naと、重み付けされたＮａ個の相関値ど
うしの加算を行う加算器２０３と、加算器２０３から出
力された信号の電力（実数成分と虚数成分の各々の２乗
の和）を計算する電力計算部２０４と、アンテナ指向性
の数Ｎｂに対応したブロックを持ち遅延プロファイルの
途中演算結果を記憶するメモリ２０７1〜２０７Nbと、
メモリ２０７1〜２０７Nbの書き込みおよび読み出しを
それぞれ選択する選択部２０６、２０７と、遅延プロフ
ァイルを一定期間にわたって平均化する平均化部２０５
とから構成されている。
１０６は、アンテナエレメント数（Ｎａ）に対応したブ
ロックを持ち、相互相関演算部１０４1〜１０４Naによ
り算出されたたＮａ個の相関値を格納しているメモリ２
０１1〜２０１Naと、メモリ２０１1〜２０１Naから読み
出された相関値に、重み付け制御部１０８により指示さ
れた重み付け係数ｗnをそれぞれ掛け算する掛け算器２
０２1〜２０２Naと、重み付けされたＮａ個の相関値ど
うしの加算を行う加算器２０３と、加算器２０３から出
力された信号の電力（実数成分と虚数成分の各々の２乗
の和）を計算する電力計算部２０４と、アンテナ指向性
の数Ｎｂに対応したブロックを持ち遅延プロファイルの
途中演算結果を記憶するメモリ２０７1〜２０７Nbと、
メモリ２０７1〜２０７Nbの書き込みおよび読み出しを
それぞれ選択する選択部２０６、２０７と、遅延プロフ
ァイルを一定期間にわたって平均化する平均化部２０５
とから構成されている。
【００３２】また、掛け算器２０２1〜２０２Naと、加
算器２０３と、電力計算部２０４と、平均化部２０５
と、選択部２０６、２０８とにより演算部が構成されて
いる。
算器２０３と、電力計算部２０４と、平均化部２０５
と、選択部２０６、２０８とにより演算部が構成されて
いる。
【００３３】相関ピーク検出部１０７は、重み付け平均
化された相関信号（アンテナ指向性毎の遅延プロファイ
ルに相当する）から複数のピークを検出し、そのピーク
に対応する受信レベルおよびタイミングを受信パスの受
信レベルおよび受信タイミングとして出力する。
化された相関信号（アンテナ指向性毎の遅延プロファイ
ルに相当する）から複数のピークを検出し、そのピーク
に対応する受信レベルおよびタイミングを受信パスの受
信レベルおよび受信タイミングとして出力する。
【００３４】重み付け制御部１０８は、重み付け平均値
演算部１０６に設定される重み付け係数ｗ1〜ｗNaを制
御することにより、アンテナ１０１の指向性を制御して
いて、通信開始時には、通信相手の移動端末が存在する
セクタを分割する複数のおおまかなアンテナ指向性が形
成されるような複数の重み付け係数ｗ1〜ｗNaを発生さ
せ重み付け平均値演算部１０６に供給する。
演算部１０６に設定される重み付け係数ｗ1〜ｗNaを制
御することにより、アンテナ１０１の指向性を制御して
いて、通信開始時には、通信相手の移動端末が存在する
セクタを分割する複数のおおまかなアンテナ指向性が形
成されるような複数の重み付け係数ｗ1〜ｗNaを発生さ
せ重み付け平均値演算部１０６に供給する。
【００３５】図３を参照して、本実施形態のパスサーチ
回路の動作原理の一例を説明する図３では１つのセルが
３つのセクタに分割されているセルラシステムの場合に
ついて示していて、１つのセクタは１２０度となってい
る。基地局は、通信相手の移動端末が存在しているセク
タはわかっているが、そのセクタのどこに存在している
かは未知であるとする。
回路の動作原理の一例を説明する図３では１つのセルが
３つのセクタに分割されているセルラシステムの場合に
ついて示していて、１つのセクタは１２０度となってい
る。基地局は、通信相手の移動端末が存在しているセク
タはわかっているが、そのセクタのどこに存在している
かは未知であるとする。
【００３６】基地局は、移動端末が存在しているセクタ
を分割してカバーするＢＦ１〜ＢＦ４という４つのアン
テナ指向性を順次形成し、ＢＦ１〜４のアンテナ指向性
のそれぞれに対して遅延プロファイルを計算し、得られ
た遅延プロファイルのピークを検出することにより、移
動端末がＢＦ１〜４のどの方向に存在しているかの判別
と、パスのタイミングの検出を同時に行うことができ
る。この例では１つのセクタを４つのアンテナ指向性
（ビーム）で分割しているため、約６ｄＢのアンテナゲ
インを見込むことができる。重み付け制御部１０８は、
予め計算されている重み付け係数ｗ1〜ｗNaの組を重み
付け平均値演算部１０６の掛け算器２０１1〜２０２Na
に設定することによりアンテナ指向性ＢＦ１〜４をそれ
ぞれ形成することができる。
を分割してカバーするＢＦ１〜ＢＦ４という４つのアン
テナ指向性を順次形成し、ＢＦ１〜４のアンテナ指向性
のそれぞれに対して遅延プロファイルを計算し、得られ
た遅延プロファイルのピークを検出することにより、移
動端末がＢＦ１〜４のどの方向に存在しているかの判別
と、パスのタイミングの検出を同時に行うことができ
る。この例では１つのセクタを４つのアンテナ指向性
（ビーム）で分割しているため、約６ｄＢのアンテナゲ
インを見込むことができる。重み付け制御部１０８は、
予め計算されている重み付け係数ｗ1〜ｗNaの組を重み
付け平均値演算部１０６の掛け算器２０１1〜２０２Na
に設定することによりアンテナ指向性ＢＦ１〜４をそれ
ぞれ形成することができる。
【００３７】本実施形態のパスサーチ回路は、予め通信
相手が存在する可能性のある複数の方向に指向性を絞っ
た複数の遅延プロファイルを作成し、その複数の遅延プ
ロファイルからピークを検出することによりラフな移動
端末の方向とパスの検出を同時に行うものである。本実
施形態のパスサーチ回路では、アンテナ指向性を絞った
後に遅延プロファイルの作成を行っているので、エレメ
ント毎の信号のＥｂ／Ｉｏに比べ高いＥｂ／Ｉｏで遅延
プロファイルを計算することができる。
相手が存在する可能性のある複数の方向に指向性を絞っ
た複数の遅延プロファイルを作成し、その複数の遅延プ
ロファイルからピークを検出することによりラフな移動
端末の方向とパスの検出を同時に行うものである。本実
施形態のパスサーチ回路では、アンテナ指向性を絞った
後に遅延プロファイルの作成を行っているので、エレメ
ント毎の信号のＥｂ／Ｉｏに比べ高いＥｂ／Ｉｏで遅延
プロファイルを計算することができる。
【００３８】しかし、図３に示すように、４通りのアン
テナビームを形成し、各々の合成信号に対して遅延プロ
ファイルを計算すると演算量が非常に大きくなってしま
うという問題が発生する。
テナビームを形成し、各々の合成信号に対して遅延プロ
ファイルを計算すると演算量が非常に大きくなってしま
うという問題が発生する。
【００３９】なぜならば、アンテナ指向性を形成した後
の受信信号でパスサーチを行う場合、チップレートの２
倍以上のクロックレートで重み付け演算、加算処理を行
わなければならず、かなり大きな演算量が要求されるか
らである。
の受信信号でパスサーチを行う場合、チップレートの２
倍以上のクロックレートで重み付け演算、加算処理を行
わなければならず、かなり大きな演算量が要求されるか
らである。
【００４０】アンテナ指向性を形成した後の受信信号で
パスサーチを行う場合、Ｗ−ＣＤＭＡを例に取り、チッ
プレート＝４ＭＨｚ、パイロットシンボル＝６シンボル
×２５６チップ＝１５３６チップ、アンテナエレメント
数Ｎａ＝８、パスサーチ範囲Ｌ＝１２８チップ（往復伝
搬遅延＝３１マイクロ秒、半径＝約４．７ｋｍ）、遅延
プロファイルの演算精度＝１／８チップを仮定すると、
１スロット当たりの演算数は下記のようになる。 （１）１ビームの合成信号を発生するための演算：１５
３６×８×Ｎａ回の複素積和演算 （２）１ビーム当たりの遅延プロファイルの演算：１５
３６×１２８×８＝１,５７２,８６４回の相関演算 ４ビームでは上記の４倍の演算を１スロット＝０．６２
５ｍｓ毎に繰り返す必要がある。相関演算は、レプリカ
信号が振幅を持たない符号系列であるから掛け算は不要
である。
パスサーチを行う場合、Ｗ−ＣＤＭＡを例に取り、チッ
プレート＝４ＭＨｚ、パイロットシンボル＝６シンボル
×２５６チップ＝１５３６チップ、アンテナエレメント
数Ｎａ＝８、パスサーチ範囲Ｌ＝１２８チップ（往復伝
搬遅延＝３１マイクロ秒、半径＝約４．７ｋｍ）、遅延
プロファイルの演算精度＝１／８チップを仮定すると、
１スロット当たりの演算数は下記のようになる。 （１）１ビームの合成信号を発生するための演算：１５
３６×８×Ｎａ回の複素積和演算 （２）１ビーム当たりの遅延プロファイルの演算：１５
３６×１２８×８＝１,５７２,８６４回の相関演算 ４ビームでは上記の４倍の演算を１スロット＝０．６２
５ｍｓ毎に繰り返す必要がある。相関演算は、レプリカ
信号が振幅を持たない符号系列であるから掛け算は不要
である。
【００４１】以上より、約６３０Ｍ回／秒の複素積和演
算と約１０Ｇ回／秒の相関演算が必要になる。この演算
量は、膨大であり非現実的である。
算と約１０Ｇ回／秒の相関演算が必要になる。この演算
量は、膨大であり非現実的である。
【００４２】本実施形態のパスサーチ回路では以上説明
した方法と等価な計算をより少ない演算量で実現するも
のである。
した方法と等価な計算をより少ない演算量で実現するも
のである。
【００４３】つぎに本実施形態における各部の動作につ
いて図面を参照して詳細に説明する。
いて図面を参照して詳細に説明する。
【００４４】図１においてアンテナ１０１の各エレメン
ト１０1〜１０Naで受信された信号はベースバンド信号
に周波数変換されてＡ／Ｄ変換される。Ｗ−ＣＤＭＡの
場合、チップレート＝４ＭＨｚ、帯域幅＝５ＭＨｚ（片
側２．５ＭＨｚ）であるから、ナイキストのサンプリン
グ定理により５ＭＨｚ以上のクロックでサンプリングす
れば受信信号に含まれる情報はサンプリングしても完全
に維持する事ができる。チップレートの整数倍でないと
扱いにくいので、チップレートの２倍の８ＭＨｚでサン
プリングするものとする。パスバンド信号を等価的にベ
ースバンドで扱うためにベースバンド信号は複素数で表
現される。すなわち、同相成分（Ｉ成分）を実数部、直
交成分（Ｑ成分）を虚数部とする複素数で表現できる。
ト１０1〜１０Naで受信された信号はベースバンド信号
に周波数変換されてＡ／Ｄ変換される。Ｗ−ＣＤＭＡの
場合、チップレート＝４ＭＨｚ、帯域幅＝５ＭＨｚ（片
側２．５ＭＨｚ）であるから、ナイキストのサンプリン
グ定理により５ＭＨｚ以上のクロックでサンプリングす
れば受信信号に含まれる情報はサンプリングしても完全
に維持する事ができる。チップレートの整数倍でないと
扱いにくいので、チップレートの２倍の８ＭＨｚでサン
プリングするものとする。パスバンド信号を等価的にベ
ースバンドで扱うためにベースバンド信号は複素数で表
現される。すなわち、同相成分（Ｉ成分）を実数部、直
交成分（Ｑ成分）を虚数部とする複素数で表現できる。
【００４５】レプリカ発生部１０５は、受信側の基地局
で既知の信号系列を発生させる手段であり、Ｗ−ＣＤＭ
Ａの場合はパイロットシンボル系列が相当する。相関演
算部１０４1〜１０４Naは、各アンテナエレメントで受
信した信号に等価な複素ベースバンド・デジタル信号と
パイロットシンボルのレプリカとの相互相関を計算す
る。 アンテナエレメントの番号をｎ （ｎ＝１〜Ｎａ） チップ番号をｔ （ｔ＝１〜Ｎｃ） 遅延（ｌａｇ）をｌ （ｌ＝０〜２Ｌ−１） アンテナエレメントｎの受信信号を Ｒｎ（２ｔ＋
ｉ）、ｉ＝０，１ パイロットのレプリカ信号を Ｐ（ｔ） としたとき、アンテナエレメントｎの相互相関信号Ｘｎ
（ｌ）は下記の式（１）で表される。
で既知の信号系列を発生させる手段であり、Ｗ−ＣＤＭ
Ａの場合はパイロットシンボル系列が相当する。相関演
算部１０４1〜１０４Naは、各アンテナエレメントで受
信した信号に等価な複素ベースバンド・デジタル信号と
パイロットシンボルのレプリカとの相互相関を計算す
る。 アンテナエレメントの番号をｎ （ｎ＝１〜Ｎａ） チップ番号をｔ （ｔ＝１〜Ｎｃ） 遅延（ｌａｇ）をｌ （ｌ＝０〜２Ｌ−１） アンテナエレメントｎの受信信号を Ｒｎ（２ｔ＋
ｉ）、ｉ＝０，１ パイロットのレプリカ信号を Ｐ（ｔ） としたとき、アンテナエレメントｎの相互相関信号Ｘｎ
（ｌ）は下記の式（１）で表される。
【００４６】
【数１】 移動端末は下り信号（基地局→移動端末）に同期して上
り信号（移動端末→基地局）を送信するため、基地局に
おける受信タイミングは下り信号の送信タイミングより
基地局−移動端末間の往復伝搬遅延だけ遅れたタイミン
グとなる。したがって、基地局ではサービスエリアの半
径から定まる一定の遅延範囲で受信パスをサーチすれば
よい。パスサーチ範囲を１２８チップとすると、往復伝
搬遅延＝３１マイクロ秒、サービスエリア半径＝約４．
７ｋｍに対応する。相互相関は最大Ｌ＝１２８チップま
で計算すればよい。
り信号（移動端末→基地局）を送信するため、基地局に
おける受信タイミングは下り信号の送信タイミングより
基地局−移動端末間の往復伝搬遅延だけ遅れたタイミン
グとなる。したがって、基地局ではサービスエリアの半
径から定まる一定の遅延範囲で受信パスをサーチすれば
よい。パスサーチ範囲を１２８チップとすると、往復伝
搬遅延＝３１マイクロ秒、サービスエリア半径＝約４．
７ｋｍに対応する。相互相関は最大Ｌ＝１２８チップま
で計算すればよい。
【００４７】次に重み付け平均値演算部１０６の動作に
ついて説明する。アンテナ指向性ｋ（ｋ＝１〜Ｎｂ）に
対応した重み付けをされた相関信号 ＸＷk（ｌ）は下
記の式（２）で表される。
ついて説明する。アンテナ指向性ｋ（ｋ＝１〜Ｎｂ）に
対応した重み付けをされた相関信号 ＸＷk（ｌ）は下
記の式（２）で表される。
【００４８】
【数２】 ここで、Ｗk,n（ｎ＝１、…Ｎａ、ｋ＝１、…、Ｎｂ）
は、アンテナ指向性ｋに対応した重み付け係数である。
は、アンテナ指向性ｋに対応した重み付け係数である。
【００４９】アンテナエレメント毎のＮｂ個の相関信号
（複素信号）は、複数のアンテナ指向性に遅延プロファ
イルを計算するため複数回利用されるため、メモリ２０
１1〜２０１Naに一旦記憶される。記憶された相関信号
は読み出された後に、掛け算器２０２1〜２０２Naにお
いて、重み付け制御部１０８により指示された重み付け
係数を掛けられ、加算器２０３において加算される。加
算器２０３により求められた加算値は、電力計算部２０
４において電力値に変換される。相関信号は複素信号で
あるから、その実数部と虚数部の各々の２乗の和を計算
することにより電力を計算できる。
（複素信号）は、複数のアンテナ指向性に遅延プロファ
イルを計算するため複数回利用されるため、メモリ２０
１1〜２０１Naに一旦記憶される。記憶された相関信号
は読み出された後に、掛け算器２０２1〜２０２Naにお
いて、重み付け制御部１０８により指示された重み付け
係数を掛けられ、加算器２０３において加算される。加
算器２０３により求められた加算値は、電力計算部２０
４において電力値に変換される。相関信号は複素信号で
あるから、その実数部と虚数部の各々の２乗の和を計算
することにより電力を計算できる。
【００５０】途中演算結果を記憶するためのメモリ２０
７1〜２０７Nbは、最初にゼロクリアされた後、選択部
２０６、２０８の制御により、１スロット毎に計算され
る相関電力値と読み出された途中演算結果が加算され、
この更新された途中演算結果が再度書き込まれる。
７1〜２０７Nbは、最初にゼロクリアされた後、選択部
２０６、２０８の制御により、１スロット毎に計算され
る相関電力値と読み出された途中演算結果が加算され、
この更新された途中演算結果が再度書き込まれる。
【００５１】以上の演算は１スロットの間に、アンテナ
指向性のパターン数（Ｎｂ）だけ繰り返され、Ｎｂ組の
相関信号（遅延プロファイル）が更新される。１スロッ
ト分の相関信号では、信号対雑音電力比が小さく誤って
ピークを検出する確率が高いため、一定期間にわたって
平均化され正しいピークを検出できる確率が十分高くな
った段階で、複数のアンテナ指向性に対応した遅延プロ
ファイルが出力される。平均化時間を長くするほど、信
号対雑音電力比は改善され正しいピークの検出が向上す
るが、ピーク検出までの時間遅れが生じる。特に、端末
が高速で移動している場合は平均化処理を行っている最
中に伝搬状況が変化することを無視できなくなる。した
がって、通常の移動通信の場合、平均化時間は５０ｍｓ
〜１００ｍｓ程度に制限している。
指向性のパターン数（Ｎｂ）だけ繰り返され、Ｎｂ組の
相関信号（遅延プロファイル）が更新される。１スロッ
ト分の相関信号では、信号対雑音電力比が小さく誤って
ピークを検出する確率が高いため、一定期間にわたって
平均化され正しいピークを検出できる確率が十分高くな
った段階で、複数のアンテナ指向性に対応した遅延プロ
ファイルが出力される。平均化時間を長くするほど、信
号対雑音電力比は改善され正しいピークの検出が向上す
るが、ピーク検出までの時間遅れが生じる。特に、端末
が高速で移動している場合は平均化処理を行っている最
中に伝搬状況が変化することを無視できなくなる。した
がって、通常の移動通信の場合、平均化時間は５０ｍｓ
〜１００ｍｓ程度に制限している。
【００５２】相関ピーク検出部１０７は、Ｎｂ通りのア
ンテナ指向性に対応した遅延プロファイルからピークを
検出する。簡単のため、１つの最大パスを検出する場合
を説明すると、Ｎｂ通りのアンテナ指向性に対応してＮ
ｂ個の遅延プロファイルが求められ、各遅延プロファイ
ルは遅延０〜２Ｌ−１の範囲で相関値情報を持ってい
る。したがって、相関ピーク検出部１０７は、このＮｂ
×２Ｌ個の相関値の中から最大値を求め、そのときのア
ンテナ指向性のインデックスｋ（ｋ＝１〜Ｎｂ）と遅延
ｌ（ｌ＝０〜２Ｌ）を求めればよい。複数のパスを検出
する場合は同様に複数のピークを検出してゆけばよい。
もちろん、すでに検出されたピーク（パス）の裾野は検
出対象から除外する必要がある。
ンテナ指向性に対応した遅延プロファイルからピークを
検出する。簡単のため、１つの最大パスを検出する場合
を説明すると、Ｎｂ通りのアンテナ指向性に対応してＮ
ｂ個の遅延プロファイルが求められ、各遅延プロファイ
ルは遅延０〜２Ｌ−１の範囲で相関値情報を持ってい
る。したがって、相関ピーク検出部１０７は、このＮｂ
×２Ｌ個の相関値の中から最大値を求め、そのときのア
ンテナ指向性のインデックスｋ（ｋ＝１〜Ｎｂ）と遅延
ｌ（ｌ＝０〜２Ｌ）を求めればよい。複数のパスを検出
する場合は同様に複数のピークを検出してゆけばよい。
もちろん、すでに検出されたピーク（パス）の裾野は検
出対象から除外する必要がある。
【００５３】上記の場合と同様にＷ−ＣＤＭＡを例に取
り、チップレート＝４ＭＨｚ、パイロットシンボル＝６
シンボル×２５６チップ＝１５３６チップ、アンテナエ
レメント数Ｎａ＝８、パスサーチ範囲＝１２８チップ
（往復伝搬遅延＝３１マイクロ秒、半径＝約４．７ｋ
ｍ）、遅延プロファイルの演算精度＝１／８チップを仮
定して演算量を見積もると、１スロット当たりの演算数
は、下記のようになる。 （１）１アンテナエレメント当たりの遅延プロファイル
の演算：１５３６×１２８×２＝３９３,２１６回の相
関演算 ８アンテナエレメントでは上記の８倍の演算を１スロッ
ト＝０．６２５ｍｓ毎に繰り返す必要がある （２）１ビーム当たりの重み付け演算：８×１２８×２
＝２,０４８回の複素積和演算 （３）１／２チップサンプリングを１／８チップサンプ
リングにインタポレーションするために４タップのフィ
ルタを使用するとすると：１２８×６×４×２＝６,１
４４回の実数積和演算 ４ビームでは上記の４倍の演算を１スロット＝０．６２
５ｍｓ毎に繰り返す必要がある。相関演算は、レプリカ
信号が振幅を持たない符号系列であるから掛け算は不要
である。
り、チップレート＝４ＭＨｚ、パイロットシンボル＝６
シンボル×２５６チップ＝１５３６チップ、アンテナエ
レメント数Ｎａ＝８、パスサーチ範囲＝１２８チップ
（往復伝搬遅延＝３１マイクロ秒、半径＝約４．７ｋ
ｍ）、遅延プロファイルの演算精度＝１／８チップを仮
定して演算量を見積もると、１スロット当たりの演算数
は、下記のようになる。 （１）１アンテナエレメント当たりの遅延プロファイル
の演算：１５３６×１２８×２＝３９３,２１６回の相
関演算 ８アンテナエレメントでは上記の８倍の演算を１スロッ
ト＝０．６２５ｍｓ毎に繰り返す必要がある （２）１ビーム当たりの重み付け演算：８×１２８×２
＝２,０４８回の複素積和演算 （３）１／２チップサンプリングを１／８チップサンプ
リングにインタポレーションするために４タップのフィ
ルタを使用するとすると：１２８×６×４×２＝６,１
４４回の実数積和演算 ４ビームでは上記の４倍の演算を１スロット＝０．６２
５ｍｓ毎に繰り返す必要がある。相関演算は、レプリカ
信号が振幅を持たない符号系列であるから掛け算は不要
である。
【００５４】以上より、約１３Ｍ回／秒の複素積和演算
と約３９Ｍ回／秒の実数積和演算、５Ｇ回／秒の相関演
算が必要になる。アンテナ重み付け演算を相関信号を求
める前に行う場合と比較すると、積和演算の回数を大幅
に減らすことができ、汎用のＤＳＰで実現可能な範囲に
抑えることができている。
と約３９Ｍ回／秒の実数積和演算、５Ｇ回／秒の相関演
算が必要になる。アンテナ重み付け演算を相関信号を求
める前に行う場合と比較すると、積和演算の回数を大幅
に減らすことができ、汎用のＤＳＰで実現可能な範囲に
抑えることができている。
【００５５】このようにして計算された複数のアンテナ
指向性に対応した遅延プロファイルを用いて、相関ピー
ク検出部１０７は、複数のアンテナ指向性にわたってピ
ークを検出し、受信レベル（相関値）が最大となるアン
テナ指向性とパス遅延を同時に検出することができる。
指向性に対応した遅延プロファイルを用いて、相関ピー
ク検出部１０７は、複数のアンテナ指向性にわたってピ
ークを検出し、受信レベル（相関値）が最大となるアン
テナ指向性とパス遅延を同時に検出することができる。
【００５６】また、一旦通信を開始することができれ
ば、移動端末の方向は継続してモニタすることができ
る。移動端末の移動速度には限界があるため、突然受信
信号の到来方向が大きく変化する確率は少ないと考えら
れる。もちろん、移動端末が基地局アンテナのすぐ近く
にある場合等では受信信号の到来方向が突然変化する可
能性も無視できないが、多くの場合は到来方向の変化は
小さいと考えられるので、パスサーチ時に計算するアン
テナ指向性は通信開始時の移動端末の方向が未知の場合
に比べ、組み合わせを減らすことにより演算量を低減す
るようにしてもよい。
ば、移動端末の方向は継続してモニタすることができ
る。移動端末の移動速度には限界があるため、突然受信
信号の到来方向が大きく変化する確率は少ないと考えら
れる。もちろん、移動端末が基地局アンテナのすぐ近く
にある場合等では受信信号の到来方向が突然変化する可
能性も無視できないが、多くの場合は到来方向の変化は
小さいと考えられるので、パスサーチ時に計算するアン
テナ指向性は通信開始時の移動端末の方向が未知の場合
に比べ、組み合わせを減らすことにより演算量を低減す
るようにしてもよい。
【００５７】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態のパスサーチ回路について説明する。
実施形態のパスサーチ回路について説明する。
【００５８】本実施形態のパスサーチ回路は、図１に示
した第１の実施形態のパスサーチ回路において、重み付
け平均値演算部１０６のかわりに、図４に示す重み付け
平均値演算部１０６ａを備えたものである。
した第１の実施形態のパスサーチ回路において、重み付
け平均値演算部１０６のかわりに、図４に示す重み付け
平均値演算部１０６ａを備えたものである。
【００５９】本実施形態における重み付け平均値演算部
１０６ａは、図２に示した重み付け平均値演算部１０６
に対して、加算器２０３と電力計算部２０４との間にイ
ンタポレーションフィルタ３０１を設け、選択部２０８
と平均化部２０５との間に掛け算器３０２を設けたもの
である。
１０６ａは、図２に示した重み付け平均値演算部１０６
に対して、加算器２０３と電力計算部２０４との間にイ
ンタポレーションフィルタ３０１を設け、選択部２０８
と平均化部２０５との間に掛け算器３０２を設けたもの
である。
【００６０】インターポレーションフィルタ３０１は、
加算器２０３から出力された重み付け後の相関信号をＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数より高い周波数でサン
プリングし直すことによりサンプリングレートを上げる
処理を行っている。
加算器２０３から出力された重み付け後の相関信号をＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数より高い周波数でサン
プリングし直すことによりサンプリングレートを上げる
処理を行っている。
【００６１】掛け算器３０２は、選択部２０８により出
力された値にある一定の値を乗算してから平均化部２０
５に対して出力している。
力された値にある一定の値を乗算してから平均化部２０
５に対して出力している。
【００６２】インタポレーションフィルタを用いて相関
信号の遅延時間精度（サンプリングレート）を上げる場
合は、非線形演算である電力計算を行う直前にインタポ
レーションフィルタを挿入すればよい。
信号の遅延時間精度（サンプリングレート）を上げる場
合は、非線形演算である電力計算を行う直前にインタポ
レーションフィルタを挿入すればよい。
【００６３】上記で示した式（２）において、ＸＷ
k（ｌ）を求めるまでの演算はすべて線形演算なので、
１／２チップより細かい精度でパス遅延を求めたい場合
には、ＸＷk（ｌ）をインタポレーション（内挿）して
低域フィルタを通すことにより細かい遅延タイミングで
サンプリングした相関信号を得ることができる。１／２
チップを１／８チップ精度にインタポレーションする場
合、下記の式（３）のように間に“０”を挿入した後、
低域フィルタを通せばよい。詳細は公報“特開平１０−
３２５２３号公報 ＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング
検出回路”に記載されている。
k（ｌ）を求めるまでの演算はすべて線形演算なので、
１／２チップより細かい精度でパス遅延を求めたい場合
には、ＸＷk（ｌ）をインタポレーション（内挿）して
低域フィルタを通すことにより細かい遅延タイミングで
サンプリングした相関信号を得ることができる。１／２
チップを１／８チップ精度にインタポレーションする場
合、下記の式（３）のように間に“０”を挿入した後、
低域フィルタを通せばよい。詳細は公報“特開平１０−
３２５２３号公報 ＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング
検出回路”に記載されている。
【００６４】
【数３】 本実施形態のパスサーチ回路は重み付け後の相関信号を
インタポレーションフィルタ３０１に通すことにより、
遅延時間の精度を向上させるものである。逆に一定の遅
延時間の精度を得るために必要な相関演算の演算量を最
低限度に抑えることができると理解しても良い。すなわ
ち、遅延時間の精度に関わらず、相関演算はチップレー
トの２倍でサンプリングされた受信信号に対して行えば
よく、相関信号をインタポレーションフィルタに通すこ
とにより、任意の精度でサンプリングし直した相関信号
を得ることができる。
インタポレーションフィルタ３０１に通すことにより、
遅延時間の精度を向上させるものである。逆に一定の遅
延時間の精度を得るために必要な相関演算の演算量を最
低限度に抑えることができると理解しても良い。すなわ
ち、遅延時間の精度に関わらず、相関演算はチップレー
トの２倍でサンプリングされた受信信号に対して行えば
よく、相関信号をインタポレーションフィルタに通すこ
とにより、任意の精度でサンプリングし直した相関信号
を得ることができる。
【００６５】このようなメモリと演算回路で構成された
重み付け平均値演算部１０６は、汎用のデジタル信号処
理プロセッサ（ＤＳＰ）を使っても簡単に実現すること
が可能である。
重み付け平均値演算部１０６は、汎用のデジタル信号処
理プロセッサ（ＤＳＰ）を使っても簡単に実現すること
が可能である。
【００６６】また、上記第１の実施形態のパスサーチ回
路では、一定期間毎に、まず途中演算結果メモリのクリ
ア、相関電力の平均化、遅延プロファイルの出力、が繰
り返される場合を説明したが、相関電力の平均化方法と
して移動平均による方法、忘却係数により時間的に指数
重み付けをして平均化する方法も同様に用いることがで
きる。移動平均を用いる場合および指数重み付け平均を
用いる場合は、遅延プロファイル出力の頻度を平均化時
間間隔より短くすることができる。したがって、平均化
時間と平均化遅延時間のトレードオフをある程度改善す
ることが可能である。図３の掛け算器３０２の係数を１
より小さい値に設定すると、過去の平均結果を指数的に
忘却することができ、時間的に指数重み付けした平均値
を求めることができる。
路では、一定期間毎に、まず途中演算結果メモリのクリ
ア、相関電力の平均化、遅延プロファイルの出力、が繰
り返される場合を説明したが、相関電力の平均化方法と
して移動平均による方法、忘却係数により時間的に指数
重み付けをして平均化する方法も同様に用いることがで
きる。移動平均を用いる場合および指数重み付け平均を
用いる場合は、遅延プロファイル出力の頻度を平均化時
間間隔より短くすることができる。したがって、平均化
時間と平均化遅延時間のトレードオフをある程度改善す
ることが可能である。図３の掛け算器３０２の係数を１
より小さい値に設定すると、過去の平均結果を指数的に
忘却することができ、時間的に指数重み付けした平均値
を求めることができる。
【００６７】本実施形態では、インタポレーションフィ
ルタ３０１と掛け算器３０２を第１の実施形態における
重み付け平均値演算部１０６に対して同時に追加してい
るが、どちらか一方のみを追加するようにしてもよい。
ルタ３０１と掛け算器３０２を第１の実施形態における
重み付け平均値演算部１０６に対して同時に追加してい
るが、どちらか一方のみを追加するようにしてもよい。
【００６８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のパスサー
チ回路は、下記のような効果を有する。 （１）移動端末の方向が求まっておらず、アダプティブ
アレイアンテナの指向性形成前の低いＥｂ／Ｉｏ環境で
もパスサーチを行うことができるため、アダプティブア
レイアンテナを用いた基地局装置に対して適用すること
ができるパスサーチ回路を実現できる。 （２）パスサーチと移動端末のおおまかな方向検出を同
時に行うため、互いの依存関係（片方の動作がおかしく
なるともう一方の動作が不能となり、自律的に復帰でき
なくなる）が軽減されるため、アダプティブアレイアン
テナを用いた基地局装置に本発明のパスサーチ回路を適
用した場合、パスサーチとアンテナ指向性制御の安定性
が向上する。 （３）受信信号に対するアンテナ重み付け演算を相関信
号を求めた後に行うことにより、複素演算の回数の大幅
な増加を防ぐことができ、また、インタポレーションフ
ィルタにより、相関演算に必要な遅延時間精度（サンプ
リング精度）が最低限（チップレートの１／２）ですむ
ため、パスサーチの演算量を大幅に低減することができ
る。
チ回路は、下記のような効果を有する。 （１）移動端末の方向が求まっておらず、アダプティブ
アレイアンテナの指向性形成前の低いＥｂ／Ｉｏ環境で
もパスサーチを行うことができるため、アダプティブア
レイアンテナを用いた基地局装置に対して適用すること
ができるパスサーチ回路を実現できる。 （２）パスサーチと移動端末のおおまかな方向検出を同
時に行うため、互いの依存関係（片方の動作がおかしく
なるともう一方の動作が不能となり、自律的に復帰でき
なくなる）が軽減されるため、アダプティブアレイアン
テナを用いた基地局装置に本発明のパスサーチ回路を適
用した場合、パスサーチとアンテナ指向性制御の安定性
が向上する。 （３）受信信号に対するアンテナ重み付け演算を相関信
号を求めた後に行うことにより、複素演算の回数の大幅
な増加を防ぐことができ、また、インタポレーションフ
ィルタにより、相関演算に必要な遅延時間精度（サンプ
リング精度）が最低限（チップレートの１／２）ですむ
ため、パスサーチの演算量を大幅に低減することができ
る。
【図１】本発明の第１の実施形態のパスサーチ回路の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】図１中の重み付け平均値演算部１０６の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】図１のパスサーチ回路の動作原理を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図４】本発明の第２の実施形態のパスサーチ回路にお
ける重み付け平均値演算部１０６ａの構成を示すブロッ
ク図である。
ける重み付け平均値演算部１０６ａの構成を示すブロッ
ク図である。
１０1〜１０Na アンテナエレメント １０１ アレイアンテナ １０２1〜１０２Na 無線信号受信部 １０３1 〜１０３Na アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）
変換器 １０４1〜１０４Na 相関演算部 １０５ レプリカ発生部 １０６、１０６ａ 重み付け平均値演算部 １０７ 相関ピーク検出部 １０８ 重み付け制御部 ２０１1〜２０１Na メモリ ２０２1〜２０２Na 掛け算器 ２０３ 加算器 ２０４ 電力計算部 ２０５ 平均化部 ２０６ 選択部 ２０７1〜２０７Nb メモリ ２０８ 選択部 ３０１ インタポレーションフィルタ ３０２ 掛け算器
変換器 １０４1〜１０４Na 相関演算部 １０５ レプリカ発生部 １０６、１０６ａ 重み付け平均値演算部 １０７ 相関ピーク検出部 １０８ 重み付け制御部 ２０１1〜２０１Na メモリ ２０２1〜２０２Na 掛け算器 ２０３ 加算器 ２０４ 電力計算部 ２０５ 平均化部 ２０６ 選択部 ２０７1〜２０７Nb メモリ ２０８ 選択部 ３０１ インタポレーションフィルタ ３０２ 掛け算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA06 CA06 FA09 FA14 FA16 FA20 FA26 FA29 FA30 FA32 GA02 GA08 HA05 HA10 5K022 EE02 EE32 EE36 5K067 AA42 BB03 BB04 CC10 EE02 EE10 EE46 HH23 KK02 KK03 KK15
Claims (6)
- 【請求項１】 複数のエレメントからなるアンテナ部
と、 前記アンテナ部の各エレメントで受信された無線周波数
信号を各々ベースバンド信号に周波数変換する複数の無
線受信部と、 前記各ベースバンド信号をデジタルデータに変換してい
るＡ／Ｄ変換器と、 デジタルデータに変換された前記各ベースバンド信号
と、受信側で既知の信号との相互相関をそれぞれ計算し
相関信号を出力する複数の相関演算部と、 前記相関演算部から出力された相関信号に対して、指示
された重み付け係数に基づいて重み付け加算を行った後
一定回数平均を行う重み付け平均値演算部と、 前記重み付け平均部から出力される遅延プロファイルで
ある重み付け平均後相関信号の中から１つあるいは複数
のピークを検出し、検出されたピークに対応する受信レ
ベルおよび受信タイミングを受信パスの受信レベルおよ
び受信タイミングとして出力する相関ピーク検出部と、 前記重み付け係数を制御することにより、前記アンテナ
部の指向性を定めていて、通信開始時には、通信相手の
移動端末が存在するセクタを分割する複数のおおまかな
アンテナ指向性が形成されるような複数の重み付け係数
を発生させている重み付け制御部とから構成されている
ＣＤＭＡセルラシステムにおけるパスサーチ回路。 - 【請求項２】 前記重み付け平均値演算部は、 前記各相関演算部からの相関信号を一時的に記憶する第
１のメモリと、 形成されるアンテナ指向性の数だけ設けられていて、前
記重み付け加算後の相関信号の平均演算途中結果をアン
テナ指向性毎に記憶する第２のメモリと、 前記第１のメモリから読み出された相関信号に、前記重
み付け制御部により指示された重み付け係数を乗算して
加算した後、得られた信号の電力値を求め、該電力値に
基づいて前記第２のメモリに記憶されている平均演算途
中結果を更新し、予め定められた一定回数だけ平均化処
理を行い、得られた相関値の重み付け平均値を遅延プロ
ファイルとしてを出力する演算手段とから構成される請
求項２記載のＣＤＭＡセルラシステムにおけるパスサー
チ回路。 - 【請求項３】 前記重み付け平均値演算部は、前記重み
付け後の相関信号を前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周
波数より高い周波数でサンプリングし直すことによりサ
ンプリングレートを上げる処理を行っているインタポレ
ーションフィルタをさらに有する請求項２記載のＣＤＭ
Ａセルラシステムにおけるパスサーチ回路。 - 【請求項４】 前記重み付け制御部は、通信開始時には
通信相手が存在する可能性のある複数の方向にアンテナ
指向性を形成する重み付け係数の組み合わせを発生し、
通信中は発生する組み合わせの数を通信開始時より減ら
す請求項１から３のいずれか１項記載のＣＤＭＡセルラ
システムにおけるパスサーチ回路。 - 【請求項５】 前記重み付け平均値演算部は、移動平均
による方法により前記相関信号の電力値の平均化を行う
請求項１から４のいずれか１項記載のＣＤＭＡセルラシ
ステムにおけるパスサーチ回路。 - 【請求項６】 前記重み付け平均値演算部は、忘却係数
を用いて時間的に指数重み付け平均を行う方法により前
記相関信号の電力値の平均化を行う請求項１から４のい
ずれか１項記載のＣＤＭＡセルラシステムにおけるパス
サーチ回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20375299A JP3344478B2 (ja) | 1999-07-16 | 1999-07-16 | Ｃｄｍａセルラシステムにおけるパスサーチ回路 |
| CA002313893A CA2313893C (en) | 1999-07-16 | 2000-07-12 | Path search circuit for simultaneously performing antenna directivity control and path search |
| US09/614,592 US7010023B1 (en) | 1999-07-16 | 2000-07-12 | Path search circuit for simultaneously performing antenna directivity control and path search |
| DE2000638339 DE60038339T2 (de) | 1999-07-16 | 2000-07-15 | Schaltung zur gleichzeitigen Durchführung von Wegsuche und Steuerung der Antennenrichtcharakteristik |
| KR10-2000-0040768A KR100389454B1 (ko) | 1999-07-16 | 2000-07-15 | 안테나 지향성 제어 및 경로 서치를 동시에 수행하기 위한경로 서치 회로 |
| EP20000250242 EP1069708B1 (en) | 1999-07-16 | 2000-07-15 | Circuit for simultaneously performing path search and antenna directivity control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20375299A JP3344478B2 (ja) | 1999-07-16 | 1999-07-16 | Ｃｄｍａセルラシステムにおけるパスサーチ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001036451A true JP2001036451A (ja) | 2001-02-09 |
| JP3344478B2 JP3344478B2 (ja) | 2002-11-11 |
Family
ID=16479261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20375299A Expired - Fee Related JP3344478B2 (ja) | 1999-07-16 | 1999-07-16 | Ｃｄｍａセルラシステムにおけるパスサーチ回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7010023B1 (ja) |
| EP (1) | EP1069708B1 (ja) |
| JP (1) | JP3344478B2 (ja) |
| KR (1) | KR100389454B1 (ja) |
| CA (1) | CA2313893C (ja) |
| DE (1) | DE60038339T2 (ja) |
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| US20090111457A1 (en) | 2007-10-31 | 2009-04-30 | Raze Technologies, Inc. | Wireless communication system and device for coupling a base station and mobile stations |
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| US20080031308A1 (en) * | 2006-08-03 | 2008-02-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Communication apparatus for parallel reception and accumulative reception |
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| CN102420584B (zh) * | 2011-12-28 | 2014-08-13 | 熊猫电子集团有限公司 | 基于cpci总线的短波自适应阵列处理器 |
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| US9952328B2 (en) * | 2015-08-19 | 2018-04-24 | Qualcomm Incorporated | Antenna pattern data mining for automotive GNSS receivers |
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