JP2001008471A - 半導体方式パルス電源 - Google Patents
半導体方式パルス電源Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】装置の高信頼化、安定化、高効率化を図るこ
と。 【解決手段】充電電源10より充電される主コンデンサC0
と、閉路することで主コンデンサC0のエネルギーを次段
のコンデンサC1に移行する少なくとも１個の半導体素子
を直列接続してなる半導体スイッチSSW と、可飽和リア
クトルSR1,SR2 およびコンデンサC2を有し、可飽和リア
クトルSR1,SR2 の飽和動作によりコンデンサC2のエネエ
ネルギーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス
圧縮手段MPC1, MPC2とを備えて構成される半導体方式パ
ルス電源において、磁気パルス圧縮手段MPC1, MPC2の最
終段のコンデンサC2と並列に、前段の磁気パルス圧縮手
段MPC1の可飽和リアクトルSR1 の非飽和時インダクタン
スに比べて小さく、かつ飽和時インダクタンスに比べて
大きなインダクタンス値を有するリアクトルLdと抵抗Rd
とからなる直列回路を接続する。
と。 【解決手段】充電電源10より充電される主コンデンサC0
と、閉路することで主コンデンサC0のエネルギーを次段
のコンデンサC1に移行する少なくとも１個の半導体素子
を直列接続してなる半導体スイッチSSW と、可飽和リア
クトルSR1,SR2 およびコンデンサC2を有し、可飽和リア
クトルSR1,SR2 の飽和動作によりコンデンサC2のエネエ
ネルギーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス
圧縮手段MPC1, MPC2とを備えて構成される半導体方式パ
ルス電源において、磁気パルス圧縮手段MPC1, MPC2の最
終段のコンデンサC2と並列に、前段の磁気パルス圧縮手
段MPC1の可飽和リアクトルSR1 の非飽和時インダクタン
スに比べて小さく、かつ飽和時インダクタンスに比べて
大きなインダクタンス値を有するリアクトルLdと抵抗Rd
とからなる直列回路を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば排ガス中の
有害物質をパルスコロナ放電を用いて分解処理する排ガ
ス処理装置や、各種加工に用いるパルスレーザ装置等、
パルスパワー応用装置を駆動するための半導体方式パル
ス電源に係り、特に高信頼化、安定化、高効率化を図る
ようにした半導体方式パルス電源に関するものである。
有害物質をパルスコロナ放電を用いて分解処理する排ガ
ス処理装置や、各種加工に用いるパルスレーザ装置等、
パルスパワー応用装置を駆動するための半導体方式パル
ス電源に係り、特に高信頼化、安定化、高効率化を図る
ようにした半導体方式パルス電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、例えばＮＯｘ、ダイオキシン類等
の有害物質をパルスコロナ放電を用いて分解処理する排
ガス処理装置や、物体の超精密加工に用いるエキシマレ
ーザ装置等、パルスパワー応用装置に対する産業上の需
要が高まってきている。
の有害物質をパルスコロナ放電を用いて分解処理する排
ガス処理装置や、物体の超精密加工に用いるエキシマレ
ーザ装置等、パルスパワー応用装置に対する産業上の需
要が高まってきている。
【０００３】この種のパルスパワー応用装置を駆動する
には、１００ナノ秒オーダのパルス電圧を放電電極間に
印加して安定な放電を得る必要があるが、このような超
高速のパルス電圧を半導体スイッチ単独で発生すること
は非常に困難である。
には、１００ナノ秒オーダのパルス電圧を放電電極間に
印加して安定な放電を得る必要があるが、このような超
高速のパルス電圧を半導体スイッチ単独で発生すること
は非常に困難である。
【０００４】このため、従来では、半導体スイッチで一
次パルスを発生し、可飽和リアクトルの飽和動作を利用
してパルス電圧を高速化した後に負荷に供給する磁気パ
ルス圧縮手段が多く用いられている。
次パルスを発生し、可飽和リアクトルの飽和動作を利用
してパルス電圧を高速化した後に負荷に供給する磁気パ
ルス圧縮手段が多く用いられている。
【０００５】図７は、この種の従来の半導体方式パルス
電源の構成例を示す回路図である。
電源の構成例を示す回路図である。
【０００６】図７において、半導体方式パルス電源は、
充電電源１０より充電される主コンデンサＣ０と、閉路
することで主コンデンサＣ０のエネルギーを次段のコン
デンサに移行する少なくとも１個の半導体素子を直列接
続してなる半導体スイッチＳＳＷと、可飽和リアクトル
ＳＲ１，ＳＲ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２を有し、可
飽和リアクトルＳＲ１，ＳＲ２の飽和動作によりコンデ
ンサＣ１，Ｃ２のエネルギーをパルス圧縮して出力する
複数段（図では２段）の磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，
ＭＰＣ２とから構成されている。
充電電源１０より充電される主コンデンサＣ０と、閉路
することで主コンデンサＣ０のエネルギーを次段のコン
デンサに移行する少なくとも１個の半導体素子を直列接
続してなる半導体スイッチＳＳＷと、可飽和リアクトル
ＳＲ１，ＳＲ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２を有し、可
飽和リアクトルＳＲ１，ＳＲ２の飽和動作によりコンデ
ンサＣ１，Ｃ２のエネルギーをパルス圧縮して出力する
複数段（図では２段）の磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，
ＭＰＣ２とから構成されている。
【０００７】かかる構成の半導体方式パルス電源におい
ては、充電電源１０によって、充電電源１０→主コンデ
ンサＣ０→充電用リアクトルＬｃ→充電電源１０の経路
で、図示極性で主コンデンサＣ０に充電される。
ては、充電電源１０によって、充電電源１０→主コンデ
ンサＣ０→充電用リアクトルＬｃ→充電電源１０の経路
で、図示極性で主コンデンサＣ０に充電される。
【０００８】この充電エネルギーは、半導体スイッチＳ
ＳＷの投入によって、主コンデンサＣ０→半導体スイッ
チＳＳＷ→コンデンサＣ１→主コンデンサＣ０の経路
で、コンデンサＣ１に移行する。
ＳＷの投入によって、主コンデンサＣ０→半導体スイッ
チＳＳＷ→コンデンサＣ１→主コンデンサＣ０の経路
で、コンデンサＣ１に移行する。
【０００９】この時、可飽和リアクトルＳＲ１は非飽和
の状態であり、このインダクタンスは上記経路の回路イ
ンダクタンスよりも十分大きいため、コンデンサＣ２に
流れ込むエネルギーは、可飽和リアクトルＳＲ１のコア
の特性で決まる漏れ電流に起因する量のみとなる。
の状態であり、このインダクタンスは上記経路の回路イ
ンダクタンスよりも十分大きいため、コンデンサＣ２に
流れ込むエネルギーは、可飽和リアクトルＳＲ１のコア
の特性で決まる漏れ電流に起因する量のみとなる。
【００１０】この量は、主回路のエネルギーに比べて十
分に小さく、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２は同等で
あるため、コンデンサＣ２の電圧はほとんど上昇しな
い。
分に小さく、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２は同等で
あるため、コンデンサＣ２の電圧はほとんど上昇しな
い。
【００１１】コンデンサＣ１の電圧は、全て可飽和リア
クトルＳＲ１の端子間に印加されて励磁されるが、この
可飽和リアクトルＳＲ１は、主コンデンサＣ０のエネル
ギーがコンデンサＣ１に全て移行した時点、すなわちコ
ンデンサＣ１の電圧がピークに達した時点で、飽和する
ように設計されている。
クトルＳＲ１の端子間に印加されて励磁されるが、この
可飽和リアクトルＳＲ１は、主コンデンサＣ０のエネル
ギーがコンデンサＣ１に全て移行した時点、すなわちコ
ンデンサＣ１の電圧がピークに達した時点で、飽和する
ように設計されている。
【００１２】可飽和リアクトルＳＲ１が飽和すると、そ
のインダクタンスは激減するため、コンデンサＣ１のエ
ネルギーは、コンデンサＣ１→可飽和リアクトルＳＲ１
→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１の経路で、コンデン
サＣ２に移行する。
のインダクタンスは激減するため、コンデンサＣ１のエ
ネルギーは、コンデンサＣ１→可飽和リアクトルＳＲ１
→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１の経路で、コンデン
サＣ２に移行する。
【００１３】この時、コンデンサＣ１、コンデンサＣ
２、および可飽和リアクトルＳＲ１からなる閉回路にお
ける共振周波数が、主コンデンサＣ０、コンデンサＣ１
および半導体スイッチＳＳＷからなる閉回路における共
振周波数よりも高くなるように設計されているため、パ
ルス幅の圧縮と電流の増倍効果が得られる。
２、および可飽和リアクトルＳＲ１からなる閉回路にお
ける共振周波数が、主コンデンサＣ０、コンデンサＣ１
および半導体スイッチＳＳＷからなる閉回路における共
振周波数よりも高くなるように設計されているため、パ
ルス幅の圧縮と電流の増倍効果が得られる。
【００１４】そして、この期間、可飽和リアクトルＳＲ
２が励磁されるため、可飽和リアクトルＳＲ１と同様
に、コンデンサＣ２の電圧がピークに達した時点で飽和
し、パルス電圧が放電負荷２０の放電電極間に印加され
る。
２が励磁されるため、可飽和リアクトルＳＲ１と同様
に、コンデンサＣ２の電圧がピークに達した時点で飽和
し、パルス電圧が放電負荷２０の放電電極間に印加され
る。
【００１５】この放電電極間の電圧が放電開始電圧以上
になると、放電電極電極間の絶縁が破壊されて、放電が
発生する。
になると、放電電極電極間の絶縁が破壊されて、放電が
発生する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、放電を
利用した上記のようなパルスパワー応用装置において
は、通常、パルス電源の出力インピーダンスと放電電極
間に発生する放電インピーダンスとを整合させることは
非常に難しい。
利用した上記のようなパルスパワー応用装置において
は、通常、パルス電源の出力インピーダンスと放電電極
間に発生する放電インピーダンスとを整合させることは
非常に難しい。
【００１７】このため、パルス電源の供給する全エネル
ギーが放電負荷２０で消費されず、反射エネルギーとな
ってパルス電源に戻される。
ギーが放電負荷２０で消費されず、反射エネルギーとな
ってパルス電源に戻される。
【００１８】この反射エネルギーの極性は、インピーダ
ンスの整合条件によって決められ、パルスコロナ放電を
利用する排ガス処理装置では、パルス電源の出力インピ
ーダンスに比べて放電インピーダンスが大きい。このた
め、供給電圧と同極性のエネルギーが反射され、エキシ
マレーザ等の放電インピーダンスが低い装置では、供給
電圧と逆極性のエネルギーが戻される。
ンスの整合条件によって決められ、パルスコロナ放電を
利用する排ガス処理装置では、パルス電源の出力インピ
ーダンスに比べて放電インピーダンスが大きい。このた
め、供給電圧と同極性のエネルギーが反射され、エキシ
マレーザ等の放電インピーダンスが低い装置では、供給
電圧と逆極性のエネルギーが戻される。
【００１９】そして、この反射エネルギーは、次周期の
パルス電源の動作に影響するだけでなく、放電負荷２０
に不要な電圧を発生する要因となり、場合によっては不
整放電を招くため、装置の信頼性、寿命を著しく低下さ
せる。
パルス電源の動作に影響するだけでなく、放電負荷２０
に不要な電圧を発生する要因となり、場合によっては不
整放電を招くため、装置の信頼性、寿命を著しく低下さ
せる。
【００２０】また、上記のような不正動作が発生しない
場合でも、これら反射エネルギーは部品の損失を増大さ
せて熱暴走の原因となり得るため、装置の信頼性を損な
う要因となる。
場合でも、これら反射エネルギーは部品の損失を増大さ
せて熱暴走の原因となり得るため、装置の信頼性を損な
う要因となる。
【００２１】本発明の第１の目的は、反射エネルギーを
処理することで高信頼化、安定化を図ることが可能な半
導体方式パルス電源を提供することにある。
処理することで高信頼化、安定化を図ることが可能な半
導体方式パルス電源を提供することにある。
【００２２】さらに、本発明の第２の目的は、エネルギ
ー回生機能を設けることで、高信頼化、高効率化を図る
ことが可能な半導体方式パルス電源を提供することにあ
る。
ー回生機能を設けることで、高信頼化、高効率化を図る
ことが可能な半導体方式パルス電源を提供することにあ
る。
【００２３】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明では、充電電源より充電される主
コンデンサと、閉路することで主コンデンサのエネルギ
ーを次段のコンデンサに移行する少なくとも１個の半導
体素子を直列接続してなる半導体スイッチと、可飽和リ
アクトルおよびコンデンサを有し、可飽和リアクトルの
飽和動作によりコンデンサのエネルギーをパルス圧縮し
て出力する複数段の磁気パルス圧縮手段とを備えて構成
される半導体方式パルス電源において、磁気パルス圧縮
手段の最終段のコンデンサと並列に、前段の磁気パルス
圧縮手段の可飽和リアクトルの非飽和時インダクタンス
に比べて小さく、かつ飽和時インダクタンスに比べて大
きなインダクタンス値を有するリアクトルと抵抗とから
なる直列回路を接続している。
めに、請求項１の発明では、充電電源より充電される主
コンデンサと、閉路することで主コンデンサのエネルギ
ーを次段のコンデンサに移行する少なくとも１個の半導
体素子を直列接続してなる半導体スイッチと、可飽和リ
アクトルおよびコンデンサを有し、可飽和リアクトルの
飽和動作によりコンデンサのエネルギーをパルス圧縮し
て出力する複数段の磁気パルス圧縮手段とを備えて構成
される半導体方式パルス電源において、磁気パルス圧縮
手段の最終段のコンデンサと並列に、前段の磁気パルス
圧縮手段の可飽和リアクトルの非飽和時インダクタンス
に比べて小さく、かつ飽和時インダクタンスに比べて大
きなインダクタンス値を有するリアクトルと抵抗とから
なる直列回路を接続している。
【００２４】ここで、特に例えば請求項２に記載したよ
うに、上記直列回路を構成する抵抗の値Ｒｄを、下記の
関係式を満たす値とすることが好ましい。
うに、上記直列回路を構成する抵抗の値Ｒｄを、下記の
関係式を満たす値とすることが好ましい。
【００２５】
【数３】
【００２６】ここで、Ｌｄ：直列回路を構成するリアク
トルのインダクタンス値 Ｃｎ：磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサ容量 従って、請求項１および請求項２の発明の半導体方式パ
ルス電源においては、磁気パルス圧縮手段の最終段のコ
ンデンサと並列に、前段の磁気パルス圧縮手段の可飽和
リアクトルの非飽和時インダクタンスに比べて小さく、
かつ飽和時インダクタンスとパルストランスの漏れイン
ダクタンスとの和に比べて大きなインダクタンス値を有
するリアクトルと抵抗とからなる直列回路を接続するこ
とにより、反射エネルギーが消費される経路の共振条件
振動モードとならず、反射エネルギーは速やかに消費さ
れる、すなわち正逆両極性の反射エネルギーを消費する
ことが可能となるため、反射エネルギーに起因する電源
動作不良、過度発熱、および放電負荷の不整放電の発生
を抑制することができ、装置の高信頼化、安定化を図る
ことができる。
トルのインダクタンス値 Ｃｎ：磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサ容量 従って、請求項１および請求項２の発明の半導体方式パ
ルス電源においては、磁気パルス圧縮手段の最終段のコ
ンデンサと並列に、前段の磁気パルス圧縮手段の可飽和
リアクトルの非飽和時インダクタンスに比べて小さく、
かつ飽和時インダクタンスとパルストランスの漏れイン
ダクタンスとの和に比べて大きなインダクタンス値を有
するリアクトルと抵抗とからなる直列回路を接続するこ
とにより、反射エネルギーが消費される経路の共振条件
振動モードとならず、反射エネルギーは速やかに消費さ
れる、すなわち正逆両極性の反射エネルギーを消費する
ことが可能となるため、反射エネルギーに起因する電源
動作不良、過度発熱、および放電負荷の不整放電の発生
を抑制することができ、装置の高信頼化、安定化を図る
ことができる。
【００２７】また、請求項３の発明では、充電電源より
充電される主コンデンサと、閉路することで主コンデン
サのエネルギーを次段のコンデンサに移行する少なくと
も１個の半導体素子を直列接続してなる半導体スイッチ
と、可飽和リアクトルおよび前記コンデンサを有し、可
飽和リアクトルの飽和動作によりコンデンサのエネルギ
ーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧縮手
段と、磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に挿入され、
入力パルス電圧を昇圧するパルストランスとを備えて構
成される半導体方式パルス電源において、パルストラン
スの１次巻線と並列に、前段の磁気パルス圧縮手段の可
飽和リアクトルの非飽和時インダクタンスに比べて小さ
く、かつ飽和時インダクタンスとパルストランスの漏れ
インダクタンスとの和に比べて大きなインダクタンス値
を有するリアクトルと抵抗とからなる直列回路を接続し
ている。
充電される主コンデンサと、閉路することで主コンデン
サのエネルギーを次段のコンデンサに移行する少なくと
も１個の半導体素子を直列接続してなる半導体スイッチ
と、可飽和リアクトルおよび前記コンデンサを有し、可
飽和リアクトルの飽和動作によりコンデンサのエネルギ
ーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧縮手
段と、磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に挿入され、
入力パルス電圧を昇圧するパルストランスとを備えて構
成される半導体方式パルス電源において、パルストラン
スの１次巻線と並列に、前段の磁気パルス圧縮手段の可
飽和リアクトルの非飽和時インダクタンスに比べて小さ
く、かつ飽和時インダクタンスとパルストランスの漏れ
インダクタンスとの和に比べて大きなインダクタンス値
を有するリアクトルと抵抗とからなる直列回路を接続し
ている。
【００２８】ここで、特に例えば請求項４に記載したよ
うに、上記直列回路を構成する抵抗の値Ｒｄを、下記の
関係式を満たす値とすることが好ましい。
うに、上記直列回路を構成する抵抗の値Ｒｄを、下記の
関係式を満たす値とすることが好ましい。
【００２９】
【数４】
【００３０】ここで、Ｌｄ´：直列回路を構成するリア
クトルのインダクタンス値とパルストランスの漏れイン
ダクタンス値との和 Ｃｎ：磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサ容量 従って、請求項３および請求項４の発明の半導体方式パ
ルス電源においては、パルストランスの１次巻線と並列
に、前段の磁気パルス圧縮手段の可飽和リアクトルの非
飽和時インダクタンスに比べて小さく、かつ飽和時イン
ダクタンスとパルストランスの漏れインダクタンスとの
和に比べて大きなインダクタンス値を有するリアクトル
と抵抗とからなる直列回路を接続することにより、前記
請求項１および請求項２の発明と同様の作用を奏するこ
とができる。
クトルのインダクタンス値とパルストランスの漏れイン
ダクタンス値との和 Ｃｎ：磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサ容量 従って、請求項３および請求項４の発明の半導体方式パ
ルス電源においては、パルストランスの１次巻線と並列
に、前段の磁気パルス圧縮手段の可飽和リアクトルの非
飽和時インダクタンスに比べて小さく、かつ飽和時イン
ダクタンスとパルストランスの漏れインダクタンスとの
和に比べて大きなインダクタンス値を有するリアクトル
と抵抗とからなる直列回路を接続することにより、前記
請求項１および請求項２の発明と同様の作用を奏するこ
とができる。
【００３１】一方、請求項５の発明では、充電電源より
充電される主コンデンサと、閉路することで主コンデン
サのエネルギーを次段のコンデンサに移行する少なくと
も１個の半導体素子を直列接続してなる半導体スイッチ
と、可飽和リアクトルおよびコンデンサを有し、可飽和
リアクトルの飽和動作によりコンデンサのエネルギーを
パルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧縮手段と
を備えて構成される半導体方式パルス電源において、磁
気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサと並列に接続さ
れた降圧トランスと、降圧トランスの２次側に設けら
れ、整流ダイオードとコンデンサとからなる全波整流回
路と、全波整流回路を構成するコンデンサと充電電源の
直流コンデンサとの間に挿入された回生ダイオードとを
備えている。
充電される主コンデンサと、閉路することで主コンデン
サのエネルギーを次段のコンデンサに移行する少なくと
も１個の半導体素子を直列接続してなる半導体スイッチ
と、可飽和リアクトルおよびコンデンサを有し、可飽和
リアクトルの飽和動作によりコンデンサのエネルギーを
パルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧縮手段と
を備えて構成される半導体方式パルス電源において、磁
気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサと並列に接続さ
れた降圧トランスと、降圧トランスの２次側に設けら
れ、整流ダイオードとコンデンサとからなる全波整流回
路と、全波整流回路を構成するコンデンサと充電電源の
直流コンデンサとの間に挿入された回生ダイオードとを
備えている。
【００３２】また、請求項６の発明では、充電電源より
充電される主コンデンサと、閉路することで主コンデン
サのエネルギーを次段のコンデンサに移行する少なくと
も１個の半導体素子を直列接続してなる半導体スイッチ
と、可飽和リアクトルおよびコンデンサを有し、可飽和
リアクトルの飽和動作によりコンデンサのエネルギーを
パルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧縮手段
と、磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に挿入され、入
力パルス電圧を昇圧するパルストランスとを備えて構成
される半導体方式パルス電源において、パルストランス
の１次巻線と並列に接続された降圧トランスと、降圧ト
ランスの２次側に設けられ、整流ダイオードとコンデン
サとからなる全波整流回路と、全波整流回路を構成する
コンデンサと充電電源の直流コンデンサとの間に挿入さ
れた回生ダイオードとを備えている。
充電される主コンデンサと、閉路することで主コンデン
サのエネルギーを次段のコンデンサに移行する少なくと
も１個の半導体素子を直列接続してなる半導体スイッチ
と、可飽和リアクトルおよびコンデンサを有し、可飽和
リアクトルの飽和動作によりコンデンサのエネルギーを
パルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧縮手段
と、磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に挿入され、入
力パルス電圧を昇圧するパルストランスとを備えて構成
される半導体方式パルス電源において、パルストランス
の１次巻線と並列に接続された降圧トランスと、降圧ト
ランスの２次側に設けられ、整流ダイオードとコンデン
サとからなる全波整流回路と、全波整流回路を構成する
コンデンサと充電電源の直流コンデンサとの間に挿入さ
れた回生ダイオードとを備えている。
【００３３】従って、請求項５および請求項６の発明の
半導体方式パルス電源においては、磁気パルス圧縮手段
の最終段のコンデンサ、またはパルストランスの１次巻
線と並列に降圧トランスを接続し、降圧トランスの２次
側に整流ダイオードとコンデンサとからなる全波整流回
路を設け、全波整流回路を構成するコンデンサと充電電
源の直流コンデンサとの間に回生ダイオードを挿入する
ことにより、反射エネルギーを充電電源の直流コンデン
サに回生することが可能となるため、エネルギーの有効
利用を実現することができ、装置の高信頼化、高効率化
を図ることができる。
半導体方式パルス電源においては、磁気パルス圧縮手段
の最終段のコンデンサ、またはパルストランスの１次巻
線と並列に降圧トランスを接続し、降圧トランスの２次
側に整流ダイオードとコンデンサとからなる全波整流回
路を設け、全波整流回路を構成するコンデンサと充電電
源の直流コンデンサとの間に回生ダイオードを挿入する
ことにより、反射エネルギーを充電電源の直流コンデン
サに回生することが可能となるため、エネルギーの有効
利用を実現することができ、装置の高信頼化、高効率化
を図ることができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００３５】（第１の実施の形態：請求項１、請求項２
に対応）図１は、本実施の形態による半導体方式パルス
電源の構成例を示す回路図であり、図７と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。
に対応）図１は、本実施の形態による半導体方式パルス
電源の構成例を示す回路図であり、図７と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。
【００３６】すなわち、本実施の形態の半導体方式パル
ス電源は、図７における磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，
ＭＰＣ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に、前段の磁
気パルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リアクトルＳＲ１の
非飽和時インダクタンスに比べて十分小さく、かつ飽和
時インダクタンスに比べて十分大きなインダクタンス値
を有するリアクトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる直列回路
を、新たに接続した構成としている。
ス電源は、図７における磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，
ＭＰＣ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に、前段の磁
気パルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リアクトルＳＲ１の
非飽和時インダクタンスに比べて十分小さく、かつ飽和
時インダクタンスに比べて十分大きなインダクタンス値
を有するリアクトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる直列回路
を、新たに接続した構成としている。
【００３７】また、直列回路を構成する抵抗Ｒｄの値
は、下記の関係式を満たす値とすることが好ましい。
は、下記の関係式を満たす値とすることが好ましい。
【００３８】
【数５】
【００３９】ここで、Ｌｄ：直列回路を構成するリアク
トルＬｄのインダクタンス値 Ｃ２：磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰＣ２の最終段
のコンデンサＣ２容量 次に、以上のように構成した本実施の形態の半導体方式
パルス電源の動作について説明する。
トルＬｄのインダクタンス値 Ｃ２：磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰＣ２の最終段
のコンデンサＣ２容量 次に、以上のように構成した本実施の形態の半導体方式
パルス電源の動作について説明する。
【００４０】図１において、コンデンサＣ２に反射エネ
ルギーが戻される過程は、前述した従来と同様である。
ルギーが戻される過程は、前述した従来と同様である。
【００４１】コンデンサＣ２に再充電された反射エネル
ギーに起因する電荷は、コンデンサＣ２→リアクトルＬ
ｄ→抵抗Ｒｄ→コンデンサＣ２の経路で流れて、抵抗Ｒ
ｄにより消費される。
ギーに起因する電荷は、コンデンサＣ２→リアクトルＬ
ｄ→抵抗Ｒｄ→コンデンサＣ２の経路で流れて、抵抗Ｒ
ｄにより消費される。
【００４２】この時、可飽和リアクトルＳＲ１および可
飽和リアクトルＳＲ２は、コンデンサＣ２からの電流を
ブロックする方向に飽和しているため、コンデンサＣ２
の電荷のほとんどは、上記経路を流れて消費される。
飽和リアクトルＳＲ２は、コンデンサＣ２からの電流を
ブロックする方向に飽和しているため、コンデンサＣ２
の電荷のほとんどは、上記経路を流れて消費される。
【００４３】また、上記経路の回路定数から決まる共振
条件は振動モードとならないため、不要な振動電流が発
生せず、反射エネルギーは速やかに消滅する。
条件は振動モードとならないため、不要な振動電流が発
生せず、反射エネルギーは速やかに消滅する。
【００４４】これにより、放電の高信頼化、安定化を図
ることができる。
ることができる。
【００４５】図２は、同半導体方式パルス電源における
各部電圧、電流波形を示す図である。
各部電圧、電流波形を示す図である。
【００４６】上述したように、本実施の形態の半導体方
式パルス電源では、磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰ
Ｃ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に、前段の磁気パ
ルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リアクトルＳＲ１の非飽
和時インダクタンスに比べて小さく、かつ飽和時インダ
クタンスに比べて大きなインダクタンス値を有するリア
クトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる直列回路を接続するよ
うにしているので、反射エネルギーが消費される経路の
共振条件振動モードとならず、反射エネルギーは速やか
に消費される、すなわち正逆両極性の反射エネルギーを
消費することができる。
式パルス電源では、磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰ
Ｃ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に、前段の磁気パ
ルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リアクトルＳＲ１の非飽
和時インダクタンスに比べて小さく、かつ飽和時インダ
クタンスに比べて大きなインダクタンス値を有するリア
クトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる直列回路を接続するよ
うにしているので、反射エネルギーが消費される経路の
共振条件振動モードとならず、反射エネルギーは速やか
に消費される、すなわち正逆両極性の反射エネルギーを
消費することができる。
【００４７】これにより、反射エネルギーに起因する電
源動作不良、過度発熱、および放電負荷の不整放電の発
生を抑制することができ、装置の高信頼化、安定化を図
ることが可能となる。
源動作不良、過度発熱、および放電負荷の不整放電の発
生を抑制することができ、装置の高信頼化、安定化を図
ることが可能となる。
【００４８】（第２の実施の形態：請求項３、請求項４
に対応）図３は、本実施の形態による半導体方式パルス
電源の構成例を示す回路図であり、図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。
に対応）図３は、本実施の形態による半導体方式パルス
電源の構成例を示す回路図であり、図１と同一部分には
同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部
分についてのみ述べる。
【００４９】すなわち、本実施の形態の半導体方式パル
ス電源は、図１における可飽和リアクトルＳＲ１とコン
デンサＣ２との間にパルストランスＰＴを挿入し、さら
にこのパルストランスＰＴの１次巻線と並列に、前段の
磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リアクトルＳＲ１
の非飽和時インダクタンスに比べて十分小さく、かつ飽
和時インダクタンスとパルストランスＰＴの漏れインダ
クタンスとの和に比べて十分大きなインダクタンス値を
有するリアクトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる直列回路
を、接続した構成としている。
ス電源は、図１における可飽和リアクトルＳＲ１とコン
デンサＣ２との間にパルストランスＰＴを挿入し、さら
にこのパルストランスＰＴの１次巻線と並列に、前段の
磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リアクトルＳＲ１
の非飽和時インダクタンスに比べて十分小さく、かつ飽
和時インダクタンスとパルストランスＰＴの漏れインダ
クタンスとの和に比べて十分大きなインダクタンス値を
有するリアクトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる直列回路
を、接続した構成としている。
【００５０】また、直列回路を構成する抵抗Ｒｄの値
は、下記の関係式を満たす値とすることが好ましい。
は、下記の関係式を満たす値とすることが好ましい。
【００５１】
【数６】
【００５２】ここで、Ｌｄ´：直列回路を構成するリア
クトルＬｄのインダクタンス値ＬｄとパルストランスＰ
Ｔの漏れインダクタンス値Ｌｐｔとの和 Ｃ２：磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰＣ２の最終段
のコンデンサＣ２容量 次に、以上のように構成した本実施の形態の半導体方式
パルス電源の動作について説明する。
クトルＬｄのインダクタンス値ＬｄとパルストランスＰ
Ｔの漏れインダクタンス値Ｌｐｔとの和 Ｃ２：磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰＣ２の最終段
のコンデンサＣ２容量 次に、以上のように構成した本実施の形態の半導体方式
パルス電源の動作について説明する。
【００５３】図３において、コンデンサＣ２に反射エネ
ルギーが戻される過程は、前述した第１の実施の形態と
同様であり、コンデンサＣ２に再充電された反射エネル
ギーに起因する電荷は、コンデンサＣ２→パルストラン
スＰＴ→リアクトルＬｄ→抵抗Ｒｄ→パルストランスＰ
Ｔ→コンデンサＣ２の経路で流れて、抵抗Ｒｄにより消
費される。
ルギーが戻される過程は、前述した第１の実施の形態と
同様であり、コンデンサＣ２に再充電された反射エネル
ギーに起因する電荷は、コンデンサＣ２→パルストラン
スＰＴ→リアクトルＬｄ→抵抗Ｒｄ→パルストランスＰ
Ｔ→コンデンサＣ２の経路で流れて、抵抗Ｒｄにより消
費される。
【００５４】これにより、放電の高信頼化、安定化を図
ることができる。
ることができる。
【００５５】上述したように、本実施の形態の半導体方
式パルス電源では、パルストランスＰＴの１次巻線と並
列に、前段の磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リア
クトルＳＲ１の非飽和時インダクタンスに比べて小さ
く、かつ飽和時インダクタンスに比べて大きなインダク
タンス値を有するリアクトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる
直列回路を接続するようにしているので、前述した第１
の実施の形態と同様の効果を得ることが可能となる。
式パルス電源では、パルストランスＰＴの１次巻線と並
列に、前段の磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１の可飽和リア
クトルＳＲ１の非飽和時インダクタンスに比べて小さ
く、かつ飽和時インダクタンスに比べて大きなインダク
タンス値を有するリアクトルＬｄと抵抗Ｒｄとからなる
直列回路を接続するようにしているので、前述した第１
の実施の形態と同様の効果を得ることが可能となる。
【００５６】（第３の実施の形態：請求項５に対応）図
４は、本実施の形態による半導体方式パルス電源の構成
例を示す回路図であり、図７と同一部分には同一符号を
付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について
のみ述べる。
４は、本実施の形態による半導体方式パルス電源の構成
例を示す回路図であり、図７と同一部分には同一符号を
付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について
のみ述べる。
【００５７】すなわち、本実施の形態の半導体方式パル
ス電源は、図７における磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，
ＭＰＣ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に、２次側に
センタタップを設けた降圧トランスＴｒを接続し、この
降圧トランスＴｒの２次巻線の一方を整流ダイオードＤ
ｒ１を、他端を整流ダイオードＤｒ２を介してコンデン
サＣｒの正極性端子に接続し、センタタップをコンデン
サＣｒの負極性端子に接続していわゆる全波整流回路を
構成し、上記コンデンサＣｒを充電電源１０に内蔵され
る直流コンデンサに回生ダイオードＤｃを介して接続し
た構成としている。
ス電源は、図７における磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，
ＭＰＣ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に、２次側に
センタタップを設けた降圧トランスＴｒを接続し、この
降圧トランスＴｒの２次巻線の一方を整流ダイオードＤ
ｒ１を、他端を整流ダイオードＤｒ２を介してコンデン
サＣｒの正極性端子に接続し、センタタップをコンデン
サＣｒの負極性端子に接続していわゆる全波整流回路を
構成し、上記コンデンサＣｒを充電電源１０に内蔵され
る直流コンデンサに回生ダイオードＤｃを介して接続し
た構成としている。
【００５８】次に、以上のように構成した本実施の形態
の半導体方式パルス電源の動作について説明する。
の半導体方式パルス電源の動作について説明する。
【００５９】図４において、コンデンサＣ２に反射エネ
ルギーが戻される過程は、前述した第１および第２の実
施の形態と同様である。
ルギーが戻される過程は、前述した第１および第２の実
施の形態と同様である。
【００６０】コンデンサＣ２に正極性の反射エネルギー
が戻された場合には、コンデンサＣ２に再充電された反
射エネルギーに起因する電荷は、コンデンサＣ２→降圧
トランスＴｒ→整流ダイオードＤｒ１→コンデンサＣｒ
→降圧トランスＴｒ（センタタップ）→コンデンサＣ２
の経路で流れ、コンデンサＣｒに移行される。
が戻された場合には、コンデンサＣ２に再充電された反
射エネルギーに起因する電荷は、コンデンサＣ２→降圧
トランスＴｒ→整流ダイオードＤｒ１→コンデンサＣｒ
→降圧トランスＴｒ（センタタップ）→コンデンサＣ２
の経路で流れ、コンデンサＣｒに移行される。
【００６１】この時、可飽和リアクトルＳＲ１および可
飽和リアクトイレＳＲ２は、コンデンサＣ２からの電流
をブロックする方向に飽和しているため、コンデンサＣ
２の電荷のほとんどは、上記経路を流れコンデンサＣｒ
に移行する。
飽和リアクトイレＳＲ２は、コンデンサＣ２からの電流
をブロックする方向に飽和しているため、コンデンサＣ
２の電荷のほとんどは、上記経路を流れコンデンサＣｒ
に移行する。
【００６２】コンデンサＣｒの電圧が、充電電源１０内
蔵の直流コンデンサの電圧以下の場合には、回生ダイオ
ードＤｃがオフ状態のため、そのまま保持される。
蔵の直流コンデンサの電圧以下の場合には、回生ダイオ
ードＤｃがオフ状態のため、そのまま保持される。
【００６３】また、コンデンサＣｒに反射エネルギーが
移行され続けて、この電圧が充電電源１０内蔵の直流コ
ンデンサの電圧以上になると、回生ダイオードＤｃがオ
ンして、コンデンサＣｒのエネルギーが充電電源１０内
蔵の直流コンデンサに移行される。
移行され続けて、この電圧が充電電源１０内蔵の直流コ
ンデンサの電圧以上になると、回生ダイオードＤｃがオ
ンして、コンデンサＣｒのエネルギーが充電電源１０内
蔵の直流コンデンサに移行される。
【００６４】この移行されたエネルギーは、充電電源１
０により再利用されるため、エネルギーの有効利用が実
現され、パルス電源の効率向上に寄与する。
０により再利用されるため、エネルギーの有効利用が実
現され、パルス電源の効率向上に寄与する。
【００６５】一方、コンデンサＣ２に逆極性の反射エネ
ルギーが戻された場合には、整流ダイオードＤｒ２を介
して反射エネルギーがコンデンサＣｒに移行される点
が、前述の回路動作と異なるのみであり、その他は同様
な動作となる。
ルギーが戻された場合には、整流ダイオードＤｒ２を介
して反射エネルギーがコンデンサＣｒに移行される点
が、前述の回路動作と異なるのみであり、その他は同様
な動作となる。
【００６６】これにより、装置の高信頼化、高効率化を
図ることができる。
図ることができる。
【００６７】図５は、同半導体方式パルス電源における
各部電圧、電流波形を示す図である。
各部電圧、電流波形を示す図である。
【００６８】上述したように、本実施の形態の半導体方
式パルス電源では、磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰ
Ｃ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に降圧トランスＴ
ｒを接続し、この降圧トランスＴｒの２次側に整流ダイ
オードＤｒ２とコンデンサＣｒとからなる全波整流回路
を設け、この全波整流回路を構成するコンデンサＣｒと
充電電源１０の直流コンデンサとの間に回生ダイオード
Ｄｃを挿入するようにしているので、反射エネルギーを
充電電源の直流コンデンサに回生することができる。
式パルス電源では、磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰ
Ｃ２の最終段のコンデンサＣ２と並列に降圧トランスＴ
ｒを接続し、この降圧トランスＴｒの２次側に整流ダイ
オードＤｒ２とコンデンサＣｒとからなる全波整流回路
を設け、この全波整流回路を構成するコンデンサＣｒと
充電電源１０の直流コンデンサとの間に回生ダイオード
Ｄｃを挿入するようにしているので、反射エネルギーを
充電電源の直流コンデンサに回生することができる。
【００６９】これにより、エネルギーの有効利用を実現
することができ、装置の高信頼化、高効率化を図ること
が可能となる。
することができ、装置の高信頼化、高効率化を図ること
が可能となる。
【００７０】（第４の実施の形態：請求項６に対応）図
６は、本実施の形態による半導体方式パルス電源の構成
例を示す回路図であり、図４と同一部分には同一符号を
付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について
のみ述べる。
６は、本実施の形態による半導体方式パルス電源の構成
例を示す回路図であり、図４と同一部分には同一符号を
付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について
のみ述べる。
【００７１】すなわち、本実施の形態の半導体方式パル
ス電源は、図４における可飽和リアクトルＳＲ１とコン
デンサＣ２との間にパルストランスＰＴを挿入し、さら
にこのパルストランスＰＴの１次巻線と並列に、２次側
にセンタタップを設けた降圧トランスＴｒを接続し、こ
の降圧トランスＴｒの２次巻線の一方を整流ダイオード
Ｄｒ１を、他端を整流ダイオードＤｒ２を介してコンデ
ンサＣｒの正極性端子に接続し、センタタップをコンデ
ンサＣｒの負極性端子に接続していわゆる全波整流回路
を構成し、上記コンデンサＣｒを充電電源１０に内蔵さ
れる直流コンデンサに回生ダイオードＤｃを介して接続
した構成としている。
ス電源は、図４における可飽和リアクトルＳＲ１とコン
デンサＣ２との間にパルストランスＰＴを挿入し、さら
にこのパルストランスＰＴの１次巻線と並列に、２次側
にセンタタップを設けた降圧トランスＴｒを接続し、こ
の降圧トランスＴｒの２次巻線の一方を整流ダイオード
Ｄｒ１を、他端を整流ダイオードＤｒ２を介してコンデ
ンサＣｒの正極性端子に接続し、センタタップをコンデ
ンサＣｒの負極性端子に接続していわゆる全波整流回路
を構成し、上記コンデンサＣｒを充電電源１０に内蔵さ
れる直流コンデンサに回生ダイオードＤｃを介して接続
した構成としている。
【００７２】次に、以上のように構成した本実施の形態
の半導体方式パルス電源の動作について説明する。
の半導体方式パルス電源の動作について説明する。
【００７３】図６において、コンデンサＣ２に反射エネ
ルギーが戻される過程は、前述した第３の実施の形態と
同様であり、反射エネルギーは、コンデンサＣ２→パル
ストランスＰＴ→降圧トランスＴｒ（センタタップ）→
整流ダイオードＤｒ１→コンデンサＣｒ→降圧トランス
Ｔｒ（センタタップ）→パルストランスＰＴ→コンデン
サＣ２の経路で流れて、コンデンサＣｒに移行される。
ルギーが戻される過程は、前述した第３の実施の形態と
同様であり、反射エネルギーは、コンデンサＣ２→パル
ストランスＰＴ→降圧トランスＴｒ（センタタップ）→
整流ダイオードＤｒ１→コンデンサＣｒ→降圧トランス
Ｔｒ（センタタップ）→パルストランスＰＴ→コンデン
サＣ２の経路で流れて、コンデンサＣｒに移行される。
【００７４】これにより、装置の高信頼化、高効率化を
図ることができる。
図ることができる。
【００７５】上述したように、本実施の形態の半導体方
式パルス電源では、パルストランスの１次巻線と並列に
降圧トランスＴｒを接続し、この降圧トランスＴｒの２
次側に整流ダイオードＤｒ２とコンデンサＣｒとからな
る全波整流回路を設け、この全波整流回路を構成するコ
ンデンサＣｒと充電電源１０の直流コンデンサとの間に
回生ダイオードＤｃを挿入するようにしているので、前
述した第１の実施の形態と同様の効果を得ることが可能
となる。
式パルス電源では、パルストランスの１次巻線と並列に
降圧トランスＴｒを接続し、この降圧トランスＴｒの２
次側に整流ダイオードＤｒ２とコンデンサＣｒとからな
る全波整流回路を設け、この全波整流回路を構成するコ
ンデンサＣｒと充電電源１０の直流コンデンサとの間に
回生ダイオードＤｃを挿入するようにしているので、前
述した第１の実施の形態と同様の効果を得ることが可能
となる。
【００７６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の半導体方
式パルス電源によれば、パルス電源の出力インピーダン
スと放電インピーダンスとのインピーダンス不整合に起
因する反射エネルギーを消費する回路を設けるようにし
たので、装置の高信頼化、安定化を図ることが可能とな
る。
式パルス電源によれば、パルス電源の出力インピーダン
スと放電インピーダンスとのインピーダンス不整合に起
因する反射エネルギーを消費する回路を設けるようにし
たので、装置の高信頼化、安定化を図ることが可能とな
る。
【００７７】さらに、本発明の半導体方式パルス電源に
よれば、反射エネルギーを回生する回路を設けるように
したので、エネルギーの有効利用を実現することがで
き、装置の高信頼化、高効率化を図ることが可能とな
る。
よれば、反射エネルギーを回生する回路を設けるように
したので、エネルギーの有効利用を実現することがで
き、装置の高信頼化、高効率化を図ることが可能とな
る。
【図１】本発明による半導体方式パルス電源の第１の実
施の形態を示す回路図。
施の形態を示す回路図。
【図２】同第１の実施の形態の半導体方式パルス電源に
おける動作を説明するための各部電圧、電流波形図。
おける動作を説明するための各部電圧、電流波形図。
【図３】本発明による半導体方式パルス電源の第２の実
施の形態を示す回路図。
施の形態を示す回路図。
【図４】本発明による半導体方式パルス電源の第３の実
施の形態を示す回路図。
施の形態を示す回路図。
【図５】同第３の実施の形態の半導体方式パルス電源に
おける動作を説明するための各部電圧、電流波形図。
おける動作を説明するための各部電圧、電流波形図。
【図６】本発明による半導体方式パルス電源の第４の実
施の形態を示す回路図。
施の形態を示す回路図。
【図７】従来の半導体方式パルス電源の構成例を示す回
路図。
路図。
１０…充電電源、 ２０…放電負荷、 Ｃ０…主コンデンサ、 Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、 Ｌｃ…充電用リアクトル、 ＳＳＷ…半導体スイッチ、 ＳＲ１，ＳＲ２…可飽和リアクトル、 ＭＰＣ１，ＭＰＣ２…磁気パルス圧縮回路、 Ｌｄ…リアクトル、 Ｒｄ…抵抗、 ＰＴ…パルストランス、 Ｔｒ…降圧トランス、 Ｄｒ１，Ｄｒ２…整流ダイオード、 Ｃｒ…コンデンサ、 Ｄｃ…回生ダイオード。
Claims (6)
- 【請求項１】 充電電源より充電される主コンデンサ
と、 閉路することで前記主コンデンサのエネルギーを次段の
コンデンサに移行する少なくとも１個の半導体素子を直
列接続してなる半導体スイッチと、 可飽和リアクトルおよび前記コンデンサを有し、前記可
飽和リアクトルの飽和動作により前記コンデンサのエネ
ルギーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧
縮手段とを備えて構成される半導体方式パルス電源にお
いて、 前記磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサと並列
に、 前段の磁気パルス圧縮手段の可飽和リアクトルの非飽和
時インダクタンスに比べて小さく、かつ飽和時インダク
タンスに比べて大きなインダクタンス値を有するリアク
トルと抵抗とからなる直列回路を接続したことを特徴と
する半導体方式パルス電源。 - 【請求項２】 前記請求項１に記載の半導体方式パルス
電源において、 前記直列回路を構成する抵抗の値Ｒｄを、下記の関係式
を満たす値としたことを特徴とする半導体方式パルス電
源。 【数１】 ここで、Ｌｄ：直列回路を構成するリアクトルのインダ
クタンス値 Ｃｎ：磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサ容量 - 【請求項３】 充電電源より充電される主コンデンサ
と、 閉路することで前記主コンデンサのエネルギーを次段の
コンデンサに移行する少なくとも１個の半導体素子を直
列接続してなる半導体スイッチと、 可飽和リアクトルおよび前記コンデンサを有し、前記可
飽和リアクトルの飽和動作により前記コンデンサのエネ
ルギーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧
縮手段と、 前記磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に挿入され、入
力パルス電圧を昇圧するパルストランスとを備えて構成
される半導体方式パルス電源において、 前記パルストランスの１次巻線と並列に、 前段の磁気パルス圧縮手段の可飽和リアクトルの非飽和
時インダクタンスに比べて小さく、かつ飽和時インダク
タンスと前記パルストランスの漏れインダクタンスとの
和に比べて大きなインダクタンス値を有するリアクトル
と抵抗とからなる直列回路を接続したことを特徴とする
半導体方式パルス電源。 - 【請求項４】 前記請求項２に記載の半導体方式パルス
電源において、 前記直列回路を構成する抵抗の値Ｒｄを、下記の関係式
を満たす値としたことを特徴とする半導体方式パルス電
源。 【数２】 ここで、Ｌｄ´：直列回路を構成するリアクトルのイン
ダクタンス値とパルストランスの漏れインダクタンス値
との和（但し、請求項１の場合はパルストランスの漏れ
インダクタンスはゼロ） Ｃｎ：磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサ容量 - 【請求項５】 充電電源より充電される主コンデンサ
と、 閉路することで前記主コンデンサのエネルギーを次段の
コンデンサに移行する少なくとも１個の半導体素子を直
列接続してなる半導体スイッチと、 可飽和リアクトルおよび前記コンデンサを有し、前記可
飽和リアクトルの飽和動作により前記コンデンサのエネ
ルギーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧
縮手段とを備えて構成される半導体方式パルス電源にお
いて、 前記磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサと並列に
接続された降圧トランスと、 前記降圧トランスの２次側に設けられ、整流ダイオード
とコンデンサとからなる全波整流回路と、 前記全波整流回路を構成するコンデンサと前記充電電源
の直流コンデンサとの間に挿入された回生ダイオードと
を備えたことを特徴とする半導体方式パルス電源。 - 【請求項６】 充電電源より充電される主コンデンサ
と、 閉路することで前記主コンデンサのエネルギーを次段の
コンデンサに移行する少なくとも１個の半導体素子を直
列接続してなる半導体スイッチと、 可飽和リアクトルおよび前記コンデンサを有し、前記可
飽和リアクトルの飽和動作により前記コンデンサのエネ
ルギーをパルス圧縮して出力する複数段の磁気パルス圧
縮手段と、 前記磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に挿入され、入
力パルス電圧を昇圧するパルストランスとを備えて構成
される半導体方式パルス電源において、 前記パルストランスの１次巻線と並列に接続された降圧
トランスと、 前記降圧トランスの２次側に設けられ、整流ダイオード
とコンデンサとからなる全波整流回路と、 前記全波整流回路を構成するコンデンサと前記充電電源
の直流コンデンサとの間に挿入された回生ダイオードと
を備えたことを特徴とする半導体方式パルス電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11169748A JP2001008471A (ja) | 1999-06-16 | 1999-06-16 | 半導体方式パルス電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11169748A JP2001008471A (ja) | 1999-06-16 | 1999-06-16 | 半導体方式パルス電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001008471A true JP2001008471A (ja) | 2001-01-12 |
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ID=15892123
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11169748A Pending JP2001008471A (ja) | 1999-06-16 | 1999-06-16 | 半導体方式パルス電源 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001008471A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005094827A (ja) * | 2003-09-12 | 2005-04-07 | Shunsuke Hosokawa | 高電圧電源パルス電源 |
-
1999
- 1999-06-16 JP JP11169748A patent/JP2001008471A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005094827A (ja) * | 2003-09-12 | 2005-04-07 | Shunsuke Hosokawa | 高電圧電源パルス電源 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050712 |
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| A02 | Decision of refusal |
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