JP2000307456A - チューナ及び分波器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】広い周波数帯域に亘って、受信性能を維持及び
向上させることができるチューナ及び分波器を提供する
こと。 【解決手段】受信周波数にほぼ一致する、前記周波数可
変型ＢＰＦ１４ｕの通過帯域においては低挿入損失であ
り、受信周波数から外れる、周波数可変型ＢＰＦ１４ｕ
の反射帯域においては所定のインピーダンスに調整され
る周波数可変型終端器１３ｕを、周波数可変型ＢＰＦ１
４ｕの前段に配したことにより、周波数可変型ＢＰＦ１
４ｕの前段に従来使用されていた減衰器や増幅器を設け
ることなく、分波器１１のアイソレーションを確保する
ことが可能であり、受信Ｃ／Ｎや非線形歪みの劣化を抑
えることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＡＴＶ、衛星放
送、地上波放送などにおけるデジタル変調された信号
（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、８ＶＳＢなど）を
受信するチューナに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年のディジタル化、マルチメディア化
に伴い、放送分野においては、現行のＴＶなどの無線系
の放送だけでなく、放送と通信の融合化がなされたＣＡ
ＴＶなどの有線系放送も注目されている。

【０００３】従来、ＣＡＴＶ伝送線路を用いた双方向の
データ伝送の方式が開発され、ビデオ・オンデマンドな
どへのサービスへ応用されている。

【０００４】一方、ＣＡＴＶ回線は、電話回線と比較し
て大容量のデータ伝送能力を有することから、ＣＡＴＶ
回線を用いてネットワークを構成し、例えばインターネ
ット等に加入者端末の通信機器（例えばパソコン）から
高速にアクセスできるデータ通信サービスが開発されて
いる。このサービスでは、加入者宅にケーブルモデムと
呼ばれるＣＡＴＶ回線とのインターフェースが設置さ
れ、ケーブルモデムにデータ通信機器としてのパソコン
を接続する。これによって、ユーザーがＣＡＴＶ放送セ
ンターを介してインターネット等の外部ネットワークに
接続するサービスを可能としている。

【０００５】図１５は、ケーブルモデムを含むＣＡＴＶ
放送システムの概略構成を示すブロック図である。

【０００６】図１５において、ＣＡＴＶ放送センター20
1 は、映像供給装置202 と、外部ネットワーク203 と接
続するサーバー装置204 と、このサーバー装置204 に接
続する信号変換回路205 と、映像供給装置202 からの変
調された映像信号と信号変換回路205 からの変調された
データ信号を混合したり、或いはＣＡＴＶ回線207 から
の混合された映像信号とデータ信号を分波する混合分波
回路206 を具備して構成されている。

【０００７】ＣＡＴＶ放送センター201 には、地上波放
送，衛星放送波等の通常の放送サービスに伴う映像信号
が、映像供給装置202 から変調されて混合分波回路206
に供給され、その後ＣＡＴＶ回線207 に送出される。Ｃ
ＡＴＶ回線207 は、光ケーブルと同軸ケーブルのハイブ
リッドで構成され、複数（図示の場合は２つ）の加入者
端末208 に接続される。光ケーブルと同軸ケーブルのハ
イブリッドで構成するとは、センターから伸びる幹線の
部分に光ケーブルを利用し加入者宅に引き込むところは
同軸ケーブルを利用するシステムである。

【０００８】また、上記ＣＡＴＶ放送センター201 に
は、インターネット等の外部ネットワーク203 と接続さ
れるサーバー装置204 が設置されており、このサーバー
装置204 では加入者の管理や外部とのセキュリティ，ネ
ットワークの管理等を行っている。

【０００９】このサーバー装置204 と接続された信号変
換回路205 の下りに関しては、このＣＡＴＶ通信系のデ
ータ生成と変調処理及び周波数変換がなされ、混合分波
回路206 に供給され、ＣＡＴＶ回線207 に出力される。

【００１０】また、上記加入者端末208 から送出された
上り信号は、ＣＡＴＶ回線207 から混合分波回路206 を
経由して、信号変換回路205 で上りデータの復調、サー
バー用のフォーマットデータの変換がなされ、サーバー
装置204 に供給される。

【００１１】一方、加入者端末２８では、ＣＡＴＶ回線
２７より送られてくる放送信号を、セットトップボック
ス211 で受信し、選局処理及び復調処理等を行った後、
表示装置としてのテレビジョン受信機212 で再生する。

【００１２】また、放送センター２１よりＣＡＴＶ回線
２７を介して送られる下り信号は、ケーブルモデム209
にて復調処理が行れた後、ケーブルモデム用の制御デー
タが取り出され、かつ接続されたデータ通信機器として
のパソコン210 に必要なデータを供給する。

【００１３】一方、パソコン210 より送出される上りデ
ータは、ケーブルモデム209 により変調処理がなされ、
上り信号としてＣＡＴＶ回線207 を介してＣＡＴＶ放送
センター201 に送出される。

【００１４】上記のように、このＣＡＴＶ放送システム
は、従来よりある加入者端末と異なり、ＣＡＴＶセット
トップボックス211 による放送センター201 からの放送
信号受信のみでなく、各端末のケーブルモデム209 から
積極的に放送センター201 への送信を行うことができる
ようになっている。

【００１５】放送センター201 と加入者端末208 間の通
信は、上り／下りの各データについて、上り／下りそれ
ぞれ６ＭＨz ，１．５ＭＨz の周波数帯域を持ったＱＰ
ＳＫ変調にて送受信を行っている。

【００１６】ＣＡＴＶ放送の場合、デジタル変調された
通常９０〜８６０ＭＨｚ程度の高周波信号をケーブルに
よってセンター局から各家庭に配信し、この信号をセッ
トトップボックス内のチューナに入力し、チューナによ
って一回ないし三回の周波数変換によって中間周波数に
周波数変換した後、デジタル復調が行われる。

【００１７】ケーブルモデムなどの双方向ＣＡＴＶの場
合には、上記の通常９０〜８６０ＭＨｚ程度の高周波信
号(下り信号:Downstream)に加えて、通常５〜５０ＭＨ
ｚ程度のＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのデジタル変調され
た高周波信号(上り信号:Upstream)で各家庭からセンタ
ー局に向けて送信を行う。このように５〜５０ＭＨｚの
帯域を加入者側からセンター局への方向（つまり放送と
は逆方向）に割り当て、加入者宅やイベント会場などの
映像をセンターに送信したり、中継器やＣＡＴＶセット
トップボックスの異常などをセンターに知らせるために
利用している。

【００１８】上記下り信号と上り信号は、分波器(Diple
xer)によって周波数的に分別される。分波器は下り信号
と上り信号が互いに干渉しないようにアイソレーション
を十分に確保する必要がある。

【００１９】或いは、これらのメディアは一本の同軸ケ
ーブルによって家庭内に引き込まれた後、家庭内におけ
る受信機器（端末）の内外で分配器によって分配されて
セットトップボックス内の各メディアに対応したチュー
ナのＲＦ部に入力される。分配器はチューナ相互のアイ
ソレーションを十分確保する必要がある。

【００２０】図１６は従来のチューナを示すブロック図
である。図１６において、高周波信号は入出力端子100
から入力され分波器101 の高域通過フィルタ（以下ＨＰ
Ｆという）101ｈ、減衰器102 、増幅器103 を通り、Ｕ
ＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 に供給される。ＵＨＦ／
ＶＨＦ切替スイッチ104では、受信周波数帯域がＵＨＦ
帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（105u〜109u
の経路、または105v〜109vの経路）が選択される。

【００２１】ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 でＵＨＦ
帯が選択されている場合には、高周波信号は、受信周波
数に同調した周波数可変型ＢＰＦ105u、増幅器106u、さ
らに受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ107uを介
して混合器108uの一方の入力端に入力される。混合器10
8uの他方の入力端には局部発振器109uからの局部発振信
号が入力される。

【００２２】ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 でＶＨＦ
帯が選択されている場合には、高周波信号は、受信周波
数に同調した周波数可変型ＢＰＦ105v、増幅器106v、さ
らに受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ107vを介
して混合器108vの一方の入力端に入力される。混合器10
8vの他方の入力端には局部発振器109vからの局部発振信
号が入力される。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型Ｂ
ＰＦ105v，107vは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，Ｖ
ＨＦハイ帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯
とし省略している。) 前記局部発振器109u，109vは電圧制御型の高周波発振器
で構成され、入力端子116 からの選局電圧Ｖt にて受信
周波数に対応した局部発振周波数の信号が得られるよう
制御される。また、選局電圧Ｖt にて周波数可変型ＢＰ
Ｆ105u，107u，105v，107vが制御され、受信周波数に同
調した通過帯域が得られるよう制御される。

【００２３】前記の混合器108u及び局部発振器109uはＵ
ＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＵＨＦ帯
側の周波数変換手段を構成し、混合器108v及び局部発振
器109vはＶＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換す
るＶＨＦ帯側の周波数変換手段を構成している。

【００２４】混合器108uまたは108vからの中間周波信号
は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ110 を経由して、増幅
器111 ，表面弾性波フィルタ（以下ＳＡＷフィルタ）11
2 ，及び増幅器113 を構成する中間周波増幅段に供給さ
れ、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への帯
域制限がなされて出力端子114 から出力される。

【００２５】入力端子115 には図示しないケーブルモデ
ムからの上り信号（家庭→センター方向）が入力され、
分波器101 のローパスフィルタ（ＬＰＦ）101lを通って
入出力端子100 から出力される。

【００２６】図１７に、周波数可変型ＢＰＦ105uの入力
端反射損失（リターンロス）を示す。横軸に周波数（MHz
）を、縦軸に反射損失（dＢ）をとってある。周波数可
変型ＢＰＦ105uの入力端反射損失は、ＢＰＦ105uの入力
端で反射する信号の電力の減衰量を表すもので、受信周
波数においては大きく、受信周波数の上下では小さい。
(ＶＨＦ帯域用周波数可変ＢＰＦ105vの場合も同様な特
性を示す。) このような特性を持つフィルタ回路に分波器101 を前置
した場合は、分波器101 の端子間アイソレーションが十
分得られないことが知られているため、図１６に示すよ
うに前記周波数可変型ＢＰＦ105u及び105vの前に減衰器
102 や増幅器103 を設けて同調周波数以外での反射損失
を確保して前段の分波器101 にリターンする周波数成分
を少なくするようにして分波器101 と接続している。

【００２７】図１８は他の従来例のチューナを示すブロ
ック図である。チューナの入力部に分配器121 を接続し
た例を示す。

【００２８】図１８において、高周波信号は入力端子12
0 から分配器121 に入力され、分配器121 の第１の出力
端子は増幅器123 以降の回路に接続され、分配器121 の
第２の出力端子122 は別のメディアに対応した図示しな
いチューナに接続される。

【００２９】前記増幅器123 の出力は減衰器124 を通
り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ125に供給される。Ｕ
ＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ125 では、受信周波数帯域が
ＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（126u
〜130uの経路、または126v〜130vの経路）が選択され
る。

【００３０】ＵＨＦ帯の経路における周波数可変型ＢＰ
Ｆ126u，増幅器127u，周波数可変型ＢＰＦ128u，混合器
129u，及び局部発振器130uは、図１６における周波数可
変型ＢＰＦ105u，増幅器106u，周波数可変型ＢＰＦ107
u，混合器108u，及び局部発振器109uと同様である。ま
た、ＶＨＦ帯の経路における周波数可変型ＢＰＦ126v，
増幅器127v，周波数可変型ＢＰＦ128v，混合器129v，及
び局部発振器130vは、図１６における周波数可変型ＢＰ
Ｆ105v，増幅器106v，周波数可変型ＢＰＦ107v，混合器
108v，及び局部発振器109vと同様である。選局電圧Ｖt
の入力端子136 についても、図１６の入力端子116 と同
様であり、入力端子136 からの選局電圧Ｖt により受信
周波数に応じて、前記局部発振器130u，130vの局部発振
周波数を制御すると共に、周波数可変型ＢＰＦ126u，12
8u，126v，128vの通過帯域を制御するようになってい
る。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ126v，12
8vは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）
に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略して
いる。) 混合器129uまたは129vからの中間周波信号は、ＵＨＦ／
ＶＨＦ切替スイッチ131 を経由して、増幅器132 ，ＳＡ
Ｗフィルタ133 ，及び増幅器134 で構成される中間周波
増幅段に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間
周波帯域への制限がなされて出力端子135 から出力され
る。

【００３１】周波数可変型ＢＰＦ126uの入力端反射損失
は図１７と同様である。このような入力端反射特性を持
つフィルタ回路に分配器121 を前置した場合は、分配器
121の端子間アイソレーションが十分得られないことが
知られているため、図１８に示すように前記周波数可変
型ＢＰＦ126u及び126vの前に増幅器123 や減衰器124を
設けて同調周波数以外での反射損失を確保して前段の分
配器121 と接続している。

【００３２】なお、図１６及び図１８では減衰器102,12
4と増幅器103,123を、ともに記載してあるが、減衰器か
増幅器いずれか一方の場合もあり得る。

【００３３】ところで、図１６又は図１８のチューナで
は、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けな
いと分波器や分配器のアイソレーションが確保できない
が、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器を設けると受信Ｃ
／Ｎが劣化し、増幅器を設けると入力レベルが高まるこ
とによって前記周波数可変型ＢＰＦ以降の非線形回路
（増幅器や周波数変換器）の非線形歪みが劣化するとい
う問題点があった。

【００３４】一般に、上り信号と下り信号を分別する分
波器（図１６の符号101 に相当する）は、図１９〜図２
１に示すように構成されている。

【００３５】図１９は分波器の回路図、図２０は図１９
の分波器を、シールド枠140 を備えたチューナの入力部
に配設した状態を示している。図２１は図２０のＡ−Ａ
線から見た断面であり、シールド枠140 内には分波器10
1 を搭載した配線基板141 が収納され、シールド枠140
の上部及び下部には金属製の蓋体143，142が配設されて
いる。

【００３６】図１９において、分波器101 は、上り信号
を通し下り帯域を遮断する低域通過フィルタ（ＬＰＦ
部）と、上り帯域を遮断し下り信号を通す高域通過フィ
ルタ（ＨＰＦ部）から構成され、ケーブルモデムを含む
端末では、図１６に示したようにチューナ内部の入力部
に構成されている。ＬＰＦ部は、入出力端子100 と入力
端子115 との間に接続したインダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，
…，ＬＬn と、各インダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬ
n の接続点と基準電位点間及び入力端子115 と基準電位
点間に接続したコンデンサＣＬ1 ，ＣＬ2 ，…，ＣＬn
と、各インダクタＬＬ2 ，ＬＬ3 ，…，ＬＬn に並列接
続したコンデンサＣＬ12，Ｃ13，…，ＣＬn とで構成さ
れている。ＨＰＦ部は、入出力端子100 に直列接続した
コンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1と、各コンデ
ンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1の接続点と基準電位
点間に接続した、コンデンサＣＨ11とインダクタＬＨ1
，コンデンサＣＨ12とインダクタＬＨ2 ，…，コンデ
ンサＣＨ1nとコンデンサＬＨn の各直列回路とから構成
されている。

【００３７】ケーブルモデムを含む端末において、入力
される下り信号のレベルは通常−１５〜＋１５ｄＢｍＶ
であるのに対し、センターヘ送信する上り信号は、セン
ターに到達するまでのタップやケーブルによる損失を補
う必要から、最大＋６０ｄＢｍＶの高出力レベルになる
ため、分波器には以下の性能が要求される。

【００３８】（イ） 上り帯域の高域端がチューナの中間
周波数帯に被るため、上り帯域の高域端で上り信号を送
信する際に、下り信号を中間周波信号に変換した後の信
号に妨害を与えないために、分波器の高域通過フィルタ
は前記中間周波数帯で十分な減衰特性を必要とする。

【００３９】（ロ） 端末内のケーブルモデムにおける上
り信号変調器で生成した上り信号には、増幅器等の歪み
による上り帯域外の高調波成分が含まれていたり、デジ
タルシンセサイザー方式の変調器では上り帯域外に変調
成分が発生したりする。これらは下り帯域の信号への妨
害となるため、分波器の低域通過フィルタは遮断域で十
分な減衰特性を必要とする。

【００４０】ところで、分波器の高域通過フィルタ及び
低域通過フィルタがそれぞれ最適設計されていても、前
述（図１９〜図２１）のように、チューナ内部に、分波
器を構成する場合には、チューナの小型化のため、各フ
ィルタ間距離が十分に確保できず、各々のフィルタを構
成するインダクタ等が互いに結合することになる。図１
９〜図２１では、図１９の点線で示したように、ＬＰＦ
部のインダクタＬＬ1とＨＰＦ部のインダクタＬＨ1 と
が相互に電磁誘導で空間的に結合し易い。これにより、
高域通過フィルタと低域通過フィルタのアイソレーショ
ンが取れず、各フィルタの遮断域において互いのインダ
クタの共振による盛り上がりや、信号の直接飛び込みに
よる見掛け上のフィルタの段数の減少により、減衰特性
が悪化する問題点があった。

【００４１】デジタル変調された信号は位相情報を有す
るため、これを受信するチューナは位相情報の純度を劣
化させないために、局部発振器などに用いられる高周波
発振器の位相雑音を小さくする必要がある。

【００４２】チューナにおける発振器はＣＡＴＶや地上
波の放送を受信する際には、入力信号より中間周波数
（約３０〜６０ＭＨｚ）だけ高く概ね１２０〜９１０Ｍ
Ｈｚの範囲で発振する必要がある。通常使用される可変
容量ダイオードでは制御電圧範囲（概ね１〜２５Ｖ）で
は、発振周波数の上限と下限の比は１．５倍〜２．５倍
程度である。このため、複数の周波数帯域に分割するこ
とで全周波数範囲（１２０〜９１０ＭＨｚ）をカバーし
ている。一般には概略１２０〜２５０ＭＨｚ、２５０〜
５００ＭＨｚ、５００〜９１０ＭＨｚの３つの周波数帯
域に分割して、それぞれにつき１〜２５Ｖ程度の連続し
た制御電圧範囲でカバーしている。図２２は従来のチュ
ーナにおける高周波発振器の回路図である。この図に示
す高周波発振器はコレクタ接地型と呼ばれる回路であ
る。

【００４３】図２２において、高周波発振器は、トラン
ジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，
Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続
点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続
し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子150 に接続する
一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源
端子150 の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電
圧をＱ1 のベースに供給するようになっている。Ｑ1 の
ベースは、コンデンサＣ4 を介して可変容量ダイオード
Ｃv1及びＣv2の各カソードに接続し、Ｃv1のアノードは
コンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列回路を介して基準電位
点に接続し、選局電圧Ｖt の入力端子151がコンデンサ
Ｃ6 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ5 を介し
て可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードの接続
点に接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及
びＣv2の各カソードに供給されるようになっている。Ｃ
v2のアノードは、インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及
びインダクタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に
接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧
Ｖccの電源端子153 に接続している。前記インダクタＬ
1 とコンデンサＣ7 の接続点は抵抗Ｒ7 を介して基準電
位点に接続し、前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の
接続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続
し、そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点
に接続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御
信号ＳＷの入力端子152 に接続している。前記入力端子
152 は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基
準電位点に接続し、インダクタＬ2と抵抗Ｒ11の接続点
はコンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電
位点に接続し、電源端子153 はコンデンサＣ11を介して
基準電位点に接続している。

【００４４】図２２に示された回路においては、第１の
周波数帯域（１２０〜２５０ＭＨｚ）と第２の周波数帯
域（２５０〜５００ＭＨｚ）に対して共通のトランジス
タＱ1 が用いられ、共振回路のインダクタＬ1 ，Ｌ2 を
ダイオードＤ1 により切り換えて２つの発振周波数範囲
をカバーしている。この例においては、バンド切替え制
御電圧ＳＷのロジックが“ロー（Low ）”の場合にダイ
オードＤ1 が開放インピーダンスになり、選局電圧Ｖt
の印加電圧を可変することにより１２０〜２５０ＭＨｚ
で発振する。反対にバンド切替え制御電圧ＳＷのロジッ
クが“ハイ（High）”の場合にダイオードＤ1 が短絡イ
ンピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変す
ることにより２５０〜５００ＭＨｚで発振する。このた
めトランジスタＱ1 とコンデンサＣ1 およびコンデンサ
Ｃ2 によって発振周波数範囲である１２０〜５００ＭＨ
ｚの範囲で負性対抗を発生させる必要がある。

【００４５】図２３に、図２２の回路におけるコンデン
サＣ3 からトランジスタＱ1 のベース側を見た場合の負
性抵抗を示す。２５０ＭＨｚ付近では十分な負性抵抗が
得られるが、１２０ＭＨｚ付近および５００ＭＨｚ付近
では十分な負性抵抗が得られない。

【００４６】このため、図２２の従来の高周波発振器で
は、１２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性抵抗を発生さ
せ、希望の発振範囲で十分余裕を持って発振することが
困難であり、結果として位相雑音を劣化させるという問
題がある。

【００４７】デジタルＣＡＴＶ放送において、下り帯域
で伝送される信号は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等のデジタル変
調波であり、一般にアナログ波より１０ｄＢ程度低いレ
ベルで伝送されている。従って、復調する際には隣接チ
ャンネルにアナログ波が有る場合にも隣接波のレベルを
十分に落とす必要があるため、帯域制限フィルタとして
中間周波段に表面弾性波フィルタ（以下ＳＡＷフィル
タ）を使用している。しかし、ＳＡＷフィルタは挿入損
失が大きいため、所望の雑音指数及び信号レベルを得る
ために、図２４に示すように、ＳＡＷフィルタ162 の前
後に増幅器161，163を配して使用するのが一般的であ
り、さらに後段に配される増幅器163 は、復調に際し比
較的高い信号レベルが必要となる場合が多いため、高利
得の増幅器になる場合が多い。また、ＳＡＷフィルタの
実装方法としては、（イ）ＳＡＷフィルタ162 をチュー
ナの外に配する場合と、（ロ）図２５に示すようにチュ
ーナに内蔵する場合がある。

【００４８】ところで、中間周波数帯のＳＡＷフィルタ
の実装方法によって以下の問題が生じる。

【００４９】（イ） ＳＡＷフィルタをチューナの外、す
なわちチューナが実装されるセットのメインボード上に
実装される場合は、メインボード上を伝わる中間周波数
帯の妨害（例えば、デジタル系のノイズや、上り信号）
が直接飛び込む問題が有る。

【００５０】（ロ） チューナに内蔵する場合は、シール
ド効果のあるチューナのシャーシに覆われているため、
メインボード上の妨害に対しては有利な構成であり、取
り扱いも簡便になるものの、小面積中にＳＡＷフィルタ
と高利得増幅器が実装されるため、ＳＡＷフィルタの入
出力間のアイソレーションが取り難く、ＳＡＷフィルタ
外を伝わる信号成分が多くなり、ＳＡＷフィルタ中を伝
送した信号との干渉で発生する帯域内リップルが大きく
なる問題があった。

【００５１】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来のチ
ューナには次の(1)〜(4)のような問題点があった。

【００５２】(1) 周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増
幅器を設けないと分波器や分配器のアイソレーションが
確保できないが、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器を設
けると受信Ｃ／Ｎが劣化し、増幅器をＲけると入力レベ
ルが高まることによって前記周波数可変型ＢＰＦ以降の
非線形回路(増幅器や周波数変換器)の非線形歪みが劣化
するという問題点があった。

【００５３】（2）分波器の高域通過フィルタ及び低域
通過フィルタがそれぞれ最適設計されていても、前述の
ように、チューナ内部に、分波器を構成する場合には、
チューナの小型化のため、各フィルタ間距離が十分に確
保できず、各々のフィルタを構成するインダクタ等が互
いに結合することになる。これにより、高域通過フィル
タと低域通過フィルタのアイソレーションが取れず、遮
断域において互いのインダクタの共振による盛り上がり
や、信号の直接飛び込みによる見掛け上のフィルタの段
数の減少により、減衰特性が悪化する問題点があった。

【００５４】(3) １２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性抵
抗を発生させ、希望の発振範囲で十分余裕を持って発振
することが困難であり、結果として位相雑音を劣化させ
る問題点があった。

【００５５】(4)中間周波数帯のＳＡＷフィルタの実装
方法によって以下の問題が起きる。

【００５６】イ) ＳＡＷフィルタをチューナの外、すな
わちチューナが実装されるセットのメインボード上に実
装される場合は、メインボード上を伝わる中間周波数帯
の妨害（例えば、デジタル系のノイズや、上り信号）が
直接飛び込む問題が有る。

【００５７】ロ) チューナに内蔵する場合は、シールド
効果のあるチューナのシャーシに覆われているため、メ
インボード上の妨害に対しては有利な構成であり、取り
扱いも簡便になるものの、小面積中にＳＡＷフィルタと
高利得増幅器が実装されるため、ＳＡＷフィルタの入出
力間のアイソレーションが取り難くなるため、ＳＡＷフ
ィルタ外を伝わる信号成分が多くなり、ＳＡＷフィルタ
中を伝送した信号との干渉で発生する帯域内リップルが
大きくなる問題があった。

【００５８】そこで、本発明は以上の問題に鑑み、広い
周波数帯域に亘って、受信性能を維持及び向上させるこ
とができるチューナ及び分波器を提供することを目的と
するものである。

【００５９】より詳しくは、本発明は上記問題点(1)に
鑑み、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設け
ること無しに、これに接続される分波器や分配器のアイ
ソレーションを確保することができるチューナを提供す
ることを目的とする。

【００６０】さらに、本発明は上記問題点(2)に鑑み、
分波器を構成する、低域通過フィルタと高域通過フィル
タのアイソレーションを確保し、分離特性の良い分波器
を提供することを目的とする。

【００６１】さらに、本発明は上記問題点(3)に鑑み、
希望の発振範囲で十分な負性抵抗を得ることによって、
位相雑音の改善を図ることができるチューナを提供する
ことを目的とする。

【００６２】さらに、本発明は上記問題点(4)に鑑み、
中間周波増幅段のＳＡＷフィルタの入出力のアイソレー
ションを確保し、帯域内特性及び遮断特性の良いＳＡＷ
フィルタを備えたチューナを提供することを目的とす
る。

【００６３】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
るチューナは、入力された高周波信号の受信周波数に同
調する周波数可変型フィルタ手段と、前記周波数可変型
フィルタ手段に前置され、前記受信周波数にほぼ一致す
る、前記周波数可変型フィルタ手段の通過帯域において
は低挿入損失であり、前記受信周波数から外れる、前記
周波数可変型フィルタ手段の反射帯域においては所定の
インピーダンスに調整される周波数可変型終端器と、前
記周波数可変型フィルタ手段を通過した高周波信号とこ
れに対応する局部発振信号とを混合して中間周波信号を
生成する周波数変換手段と、を具備したことを特徴とす
る。

【００６４】請求項１の発明においては、周波数可変型
ＢＰＦの通過帯域においては低挿入損失であり、かつ周
波数可変型ＢＰＦの反射帯域においては所定のインピー
ダンスに調整される周波数可変型終端器を、前記周波数
可変型ＢＰＦに前置したことにより、周波数可変型ＢＰ
Ｆの前に減衰器や増幅器を設けること無しに分波器や分
配器のアイソレーションを確保することができるため、
従来技術のように受信Ｃ／Ｎや非線形歪みが劣化すると
いう問題が発生しない。

【００６５】請求項２記載の発明は、所定の第１の周波
数以下の信号を通す低域通過フィルタと前記第１の周波
数より高い所定の第２の周波数以上の信号を通す高城通
過フィルタと全帯域通過可能な入出力端子を有し、前記
低域通過フィルタの一端と前記高域通過フィルタの一端
を結合し、該結合点と前記入出力端子を接続し、前記低
域通過フィルタの前記結合点とは異なる側の入力端から
入力した前記第１の周波数以下の信号を前記入出力端子
から出力し、前記入出力端子から入力された前記第２の
周波数以上の信号を前記高域通過フィルタの前記結合点
とは異なる側の出力端から出力する分波器において、前
記低域通過フィルタと前記高域通過フィルタの間にシー
ルド板を具備したことを特徴とする。

【００６６】請求項２の発明においては、分波器を構成
する低域通過フィルタと高域通過フィルタの間にシール
ド板を設けた構造とすることにより、分波器の低域通過
フィルタと高域通過フィルタの互いのアイソレーション
が改善し、選択度の良い分波器を得ることができる。

【００６７】請求項３記載の発明は、所定の第１の周波
数以下の信号を通す低域通過フィルタと前記第１の周波
数より高い所定の第２の周波数以上の信号を通す高城通
過フィルタと全帯域通過可能な入出力端子を有し、前記
低域通過フィルタの一端と前記高域通過フィルタの一端
を結合し、該結合点と前記入出力端子を接続し、前記低
域通過フィルタの前記結合点とは異なる側の入力端から
入力した前記第１の周波数以下の信号を前記入出力端子
から出力し、前記入出力端子から入力された前記第２の
周波数以上の信号を前記高域通過フィルタの前記結合点
とは異なる側の出力端から出力する分波器において、前
記低域通過フィルタと前記高域通過フィルタを構成する
インダクタの内、前記低域通過フィルタと前記高域通過
フィルタの結合部分に隣接するそれぞれのインダクタを
前記低域通過フィルタと前記高域通過フィルタが実装さ
れた基板に相互に反対面に配置したことを特徴とする。

【００６８】請求項３の発明においては、分波器の低域
通過フィルタと高域通過フィルタの結合部に隣り合うそ
れぞれのインダクタを相互に基板の反対面に配置するこ
とにより、分波器の低域通過フィルタと高域通過フィル
タの互いのアイソレーションが改善し、選択度の良い分
波器を得ることができる。

【００６９】請求項４記載の発明は、局部発振手段とし
て電圧制御型高周波発振器を備えており、前記高周波発
振器は、トランジスタと少なくとも４つの可変容量ダイ
オードとを備えており、第１の可変容量ダイオードは前
記トランジスタのベース対エミッタ間の容量を可変する
ように接続されており、第２の可変容量ダイオードは前
記トランジスタのエミッタ対コレクタ間あるいはエミッ
タ対接地間の容量を可変するように接続されており、第
３の可変容量ダイオードの一方の端子はコンデンサを介
して前記トランジスタのベースに接続されており、前記
第３の可変容量ダイオードの他方の端子は少なくとも高
周波的に接地されており、第４の可変容量ダイオードの
一方の端子はコンデンサを介して前記トランジスタのベ
ースに接続されており、前記第４の可変容量ダイオード
の他方の端子は少なくとも高周波的にインダクタと接続
されていることを特徴とする。

【００７０】請求項４においては、発振器のトランジス
タのベース対エミッタ間の容量を可変するための第１の
可変容量ダイオードと、前記トランジスタのエミッタ対
コレクタ間あるいはエミッタ対接地間の容量を可変する
ための第２の可変容量ダイオードとを備えたことによ
り、希望する発振周波数帯域において十分な負性抵抗を
得ることができるため、位相雑音が改善する。

【００７１】請求項５記載の発明は、入力された高周波
信号と局部発振手段からの局部発振信号とを混合して中
間周波信号を生成する周波数変換手段と、前記周波数変
換手段の後段に配され、前記中間周波信号を増幅する第
１の増幅手段と、前記第１の増幅手段で増幅された中間
周波信号を帯域制限する表面弾性波フィルタと、前記表
面弾性波フィルタの後段に配される第２の増幅手段とか
らなる中間周波増幅段を具備したチューナにおいて、前
記表面弾性波フィルタがシールド壁に囲まれたことを特
徴とする。

【００７２】請求項５の発明においては、表面弾性波フ
ィルタを、シールド壁で囲まれた専用の領域内に実装し
た構成とすることにより、表面弾性波フィルタの入出カ
アイソレーションが改善し、裾切れが良く帯域内リップ
ルも小さい中間周波増幅段を得ることができる。

【００７３】

【発明の実施の形態】発明の実施の形態について図面を
参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態の
チューナを示すブロック図である。

【００７４】図１において、高周波信号は入出力端子１
０から入力され分波器１１の高域通過フィルタ（ＨＰ
Ｆ）１１ｈを通り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２に
供給される。ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２では、受
信周波数帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の
信号経路（１３ｕ〜１８ｕの経路、または１３ｖ〜１８
ｖの経路）が選択される。

【００７５】ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２でＵＨＦ
帯が選択されている場合には、周波数可変型終端器１３
ｕを通り、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ１
４ｕを介して増幅器１５ｕに入力される。

【００７６】前記増幅器１５ｕの出力は周波数可変型Ｂ
ＰＦ１６ｕを介して混合器１７ｕの一方の入力端に入力
される。混合器１７ｕの他方の入力端には局部発振器１
８ｕからの発振信号が入力される。

【００７７】ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２でＶＨＦ
帯が選択されている場合には、周波数可変型終端器１３
ｖを通り、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ１
４ｖを介して増幅器１５ｖに入力される。

【００７８】前記増幅器１５ｖの出力は周波数可変型Ｂ
ＰＦ１６ｖを介して混合器１７ｖの一方の入力端に入力
される。混合器１７ｖの他方の入力端には局部発振器１
８ｖからの発振信号が入力される。

【００７９】前記周波数可変型終端器１３ｕ,１３ｖの
構成については後述する。

【００８０】前記局部発振器１８ｕ，１８ｖは電圧制御
型の高周波発振器で構成され、入力端子２６からの選局
電圧Ｖt にて受信周波数に対応した局部発振周波数の信
号が得られるよう制御される。また、選局電圧Ｖt にて
周波数可変型ＢＰＦ１４ｕ，１６ｕ，１４ｖ，１６ｖが
制御され、受信周波数に同調した通過周波数帯域が得ら
れるよう制御される。

【００８１】混合器１７ｕおよび局部発振器１８ｕはＵ
ＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＵＨＦ帯
側の周波数変換手段を構成し、混合器１７ｖ及び局部発
振器１８ｖはＶＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変
換するＶＨＦ帯側の周波数変換手段を構成している。

【００８２】混合器１７ｕまたは１７ｖからの中間周波
信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１９を経由して、
増幅器２１，ＳＡＷフィルタ２２，及び増幅器２３を構
成する中間周波増幅段２０に供給され、ここで中間周波
信号の増幅及び中間周波帯域への制限がなされて出力端
子２４から出力される。

【００８３】入力端子２５には図示しないケーブルモデ
ムからの上り信号（家庭→センター方向）が入力され、
分波器１１のＬＰＦ１１ｌを通って入出力端子１０から
出力される。

【００８４】前記周波数可変型終端器１３ｕ,１３ｖは
ブリッジＴ型ＢＰＦの形態をなしている。以下前記周波
数可変型終端器１３ｕの構成について説明を行う。イン
ダクタＬｕ１とコンデンサＣｕ１は直列共振回路13u-1
を構成している。インダクタＬｕ２とコンデンサＣｕ２
は並列共振回路13u-2を構成している。コンデンサＣｕ
１とコンデンサＣｕ２は可変容量ダイオードを使用し、
前記周波数可変型ＢＰＦ１４ｕと同様に入力端子２６か
らの選局電圧Ｖｔによって容量値が変わり、これによっ
て前記直列共振回路13u-1および並列共振回路13u-2の共
振周波数が変化する。前記２つの共振周波数の共振回路
13u-1，13u-2の受信周波数と一致させることにより、受
信周波数において、前記直列共振回路13u-1は短絡イン
ピーダンスを呈し、前記並列共振回路13u-2は開放イン
ピーダンスを呈するため、挿入損失が殆ど零で前記周波
数可変型ＢＰＦ１４ｕに入力される。受信周波数から周
波数が離れるに従って、前記直列共振回路13u-1は次第
に開放インピーダンスを呈していき、一方前記並列共振
回路13u-2は短絡インピーダンスを呈していくため、前
記周波数可変型終端器１３ｕの入力および出力端子は終
端抵抗器Ｒｕ１および終端抵抗器Ｒｕ２で終端される。
終端抵抗器Ｒｕ１，Ｒｕ２は、ＣＡＴＶなどの場合は、
７５Ω程度が選ばれる。なお、前記周波数可変型終端器
１３ｖの構成についても上記と同様である。

【００８５】図２に前記周波数可変型終端器１３ｕ以降
の入力端反射損失を示す。横軸に周波数（ＭＨz ）を、
縦軸に反射損失（dＢ）をとってある。

【００８６】図２から分かるように、前記周波数可変型
終端器１３ｕの入力端反射損失は、後段の周波数可変型
ＢＰＦ１４ｕのインピーダンスによらず、受信周波数以
外の周波数帯域においても良好である。

【００８７】以上説明した通り、図１の分波器１１のＨ
ＰＦ１１ｈの出力端子には、受信周波数によらずほぼ一
定（例えば７６Ω）のインピーダンスを有した回路が接
続される。また、上り信号入力端子２５から入力された
上り信号は分波器１１のＬＰＦ１１l を通って入出力端
子１０から出力される。この場合、前記周波数可変型終
端器１３ｕ以降のインピーダンスがほぼ一定で有るた
め、前記分波器１１のＨＰＦ１１ｈおよびＬＰＦ１１l
は優れた特性を得ることができ、ＨＰＦ１１ｈの出力端
子とＬＰＦ１１l の入力端子は十分なアイソレーション
を確保できる。

【００８８】図３は本発明の第２の実施の形態のチュー
ナを示すブロック図である。

【００８９】図３の実施の形態では、高周波信号は入力
端子３０から分配器３１に入力され、分配器３１の第１
の出力端子はＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３２以降の回
路に接続され、分配器３１の第２の出力端子３６は別の
メディアに対応した図示しないチューナに接続される。

【００９０】ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３１では、受
信周波数の帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方
の信号経路（３３ｕ〜３８ｕの経路、または３３ｖ〜３
８ｖの経路）が選択される。図１とは、周波数可変型終
端器３３ｕ，３３ｖの構成が主に異なっている。

【００９１】ＵＨＦ帯の経路における周波数可変型終端
器３３ｕ，周波数可変型ＢＰＦ３４ｕ，増幅器３５ｕ，
周波数可変型ＢＰＦ３６ｕ，混合器３７ｕ，及び局部発
振器３８ｕは、図１における周波数可変型終端器１３
ｕ，周波数可変型ＢＰＦ１４ｕ，増幅器１５ｕ，周波数
可変型ＢＰＦ１６ｕ，混合器１７ｕ，及び局部発振器１
８ｕと同様である。また、ＶＨＦ帯の経路における周波
数可変型終端器３３ｖ，周波数可変型ＢＰＦ３４ｖ，増
幅器３５ｖ，周波数可変型ＢＰＦ３６ｖ，混合器３７
ｖ，及び局部発振器３８ｖは、図１における周波数可変
型終端器１３ｖ，周波数可変型ＢＰＦ１４ｖ，増幅器１
５ｖ，周波数可変型ＢＰＦ１６ｖ，混合器１７ｖ，及び
局部発振器１８ｖと同様である。選局電圧Ｖt の入力端
子３７についても、図１の入力端子２６と同様であり、
入力端子３７からの選局電圧Ｖt にて受信周波数に応じ
て、前記局部発振器３８ｕ，３８ｖの局部発振周波数を
制御すると共に、周波数可変型ＢＰＦ３４ｕ，３６ｕ，
３４ｖ，３６ｖの通過帯域を制御するようになってい
る。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ３４ｖ，
３６ｖは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ
帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略
している。) 混合器３７ｕまたは３７ｖからの中間周波信号は、ＵＨ
Ｆ／ＶＨＦ切替スイッチ３９を経由して、増幅器４１，
ＳＡＷフィルタ４２，及び増幅器４３で構成される中間
周波増幅段４０に供給され、ここで中間周波信号の増幅
及び中間周波帯域への制限がなされて出力端子４４から
出力される。

【００９２】前記周波数可変型終端器３３ｕは、インダ
クタＬｕ３及びコンデンサＣｕ３の並列共振回路33u-1
と、抵抗器Ｒｕ３とを直列接続し、該直列接続回路を切
替えスイッチ３９のＵＨＦ側出力端子と基準電位点との
間に接続して構成されている。コンデンサＣｕ３は後述
のコンデンサＣｖ３と同様に可変容量ダイオードを使用
し、その容量値が選局電圧Ｖt により受信周波数に応じ
て可変されるようになっている。インダクタＬｕ３とコ
ンデンサＣｕ３で構成される並列共振回路33u-1は、受
信周波数で開放インピーダンスを呈し、受信周波数から
周波数が離れるに従って前記並列共振回路33u-1は次第
に短絡インピーダンスを呈していく。従って、周波数可
変型ＢＰＦ３４ｕの受信周波数帯域外が開放インピーダ
ンスを呈するような回路の場合は、前記周波数可変型終
端器Ｒｕ３で終端されることによって、周波数可変終端
器３３ｕ以降の入力端反射損失は図２と同様な特性を得
ることができる。

【００９３】なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型終端器３
３ｖは、インダクタＬｖ３，Ｌｖ３′とコンデンサＣｖ
３の並列共振回路33v-1と、抵抗器Ｒｕ３とを直列接続
し、かつインダクタＬｖ３′の両端を開放又は短絡する
スイッチＳＷを設けて、この直列接続回路を切替えスイ
ッチ３９のＵＨＦ側出力端子と基準電位点との間に接続
して構成されている。スイッチＳＷは、ＶＨＦ帯の２つ
の周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）を切り替
えるのに使用される。

【００９４】前記コンデンサＣｕ３，Ｃｖ３には、選局
電圧Ｖt によって容量値が変わる可変容量ダイオードが
用いられる。

【００９５】以上説明した周波数可変型終端器３３ｕ，
３３ｖが前記分配器３１の一方の出力端子に接続され、
他方の出力端子３６にも入力端反射損失が良好な回路を
接続することにより、前記分配器３１の２つの出力端子
間アイソレーションが十分確保できる。

【００９６】図４は本発明の第３の実施の形態のチュー
ナに用いられる分波器を示す回路図、図５はチューナ内
に図４の分波器を配設した状態の斜視図、図６は図５の
Ａ−Ａ線断面図であり、シールド枠４０内には分波器１
１を搭載した配線基板４２が収納され、シールド枠４０
の上部及び下部には金属製の蓋体４４，４３が配設され
ている。

【００９７】図４において、分波器１１は、上り信号を
通し下り帯域を遮断する低域通過フィルタ（ＬＰＦ部）
と、上り帯域を遮断し下り信号を通す高域通過フィルタ
（ＨＰＦ部）から構成され、ケーブルモデムを含む端末
では、図１に示したようにチューナ内部の入力部に構成
されている。ＬＰＦ部は、入出力端子１０と入力端子２
５との間に接続したインダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，Ｌ
Ｌn と、各インダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn の接
続点と基準電位点間及び入力端子２５と基準電位点間に
接続したコンデンサＣＬ1 ，ＣＬ2 ，…，ＣＬn と、各
インダクタＬＬ2 ，ＬＬ3 ，…，ＬＬn に並列接続した
コンデンサＣＬ12，Ｃ13，…，ＣＬn とで構成されてい
る。ＨＰＦ部は、入出力端子１０に直列接続したコンデ
ンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1と、各コンデンサＣ
Ｈ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1の接続点と基準電位点間に
接続した、コンデンサＣＨ11とインダクタＬＨ1 ，コン
デンサＣＨ12とインダクタＬＨ2 ，…，コンデンサＣＨ
1nとコンデンサＬＨn の各直列回路とから構成されてい
る。

【００９８】そして、図５及び図６にも示されるよう
に、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１〜ＬＨｎと、ＬＰＦ部
のインダクタＬＬ１〜ＬＬｎを分離するように、ＨＰＦ
部とＬＰＦ部間にシールド板４１が設けられており、Ｈ
ＰＦ部内及びＬＰＦ部内の各インダクタは、それぞれ互
いに結合し難い向きに配置されているものとする。

【００９９】上記の構成にすることにより、ＨＰＦ部の
インダクタとＬＰＦ部のインダクタの相互誘導による空
間的な結合が無くなり、各フィルタの減衰域の減衰特性
の劣化を無くすことが可能となる。

【０１００】図７は本発明の第４の実施の形態のチュー
ナに配設した分波器の断面図であり、シールド枠４０内
には分波器１１を搭載した配線基板４２が収納され、シ
ールド枠４０の上部及び下部には金属製の蓋体４４，４
３が配設されている。

【０１０１】図７において、図中ＬＨ１は、ＨＰＦ部の
インダクタＬＨ１〜ＬＨｎのうちＬＰＦ部との結合部に
最も近いインダクタであり、ＬＬ１はＬＰＦ部のインダ
クタＬＬ１〜ＬＬｎのうちＨＰＦ部との結合部に最も近
いインダクタを示す。ＨＰＦ部の前記インダクタＬＨ１
を基板４２の表面に、ＬＰＦ部の前記インダクタＬＬ１
を基板４２の裏面に配設した。なお、ＨＰＦ部内及びＬ
ＰＦ部内の各インダクタは、それぞれ互いに結合し離い
向きに配置されているものとする。

【０１０２】上記の構成にすることにより、結合し易い
位置関係にある結合部に最も近いインダクタ同士が結合
し難くなるため、遮断域の減衰特性の劣化を抑えること
が可能となる。図７の実施の形態では、ＨＰＦ部のイン
ダクタＬＨ１を基板４２の表面に、ＬＰＦ部のインダク
タＬＬ１を基板４２の裏面に配したが、ＨＰＦ部のイン
ダクタＬＨ１を基板４２の裏面、ＬＰＦ部のインダクタ
ＬＬ１を基板４２の表面に配しても同様の効果を得るこ
とができる。また、図７では、基板裏面のインダクタＬ
Ｌ１を基板表面同様に空芯コイルで示したが、表面実装
可能なチップタイプのインダクタを使用しても良い。

【０１０３】なお、図４〜図６に示したシールド板の配
置、及び図７に示したような基板４２の表裏面における
インダクタの配置、の両方を併用することも本発明に係
わるもう１つの実施の形態であり、ＨＰＦとＬＰＦのア
イソレーションを取る上で、効果的な実施の形態とな
る。

【０１０４】図８は本発明の第５の実施の形態のチュー
ナにおける局部発振器を示す回路図である。この図に示
す高周波発振器はコレクタ接地型と呼ばれる回路であ
る。図２２と同一部分には同一符号を付してある。

【０１０５】図８において、高周波発振器は、トランジ
スタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，Ｃ
2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点
に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続し、
コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子５０に接続する一方
コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源端子
５０の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電圧を
Ｑ1 のベースに供給するようにしている。

【０１０６】Ｑ1 のベースとエミッタ間には、コンデン
サＣ21，第１の可変容量ダイオードＣv11及びコンデン
サＣ22からなる直列回路を接続し、Ｑ1 のエミッタと基
準電位点間には、コンデンサＣ23及び第２の可変容量ダ
イオードＣv12からなる直列回路を接続している。

【０１０７】Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 を介して
第３，第４の可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソ
ードに接続し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗
Ｒ4の並列回路を介して基準電位点に接続し、選局電圧
Ｖt の入力端子５１がコンデンサＣ6 を介して基準電位
点に接続する一方抵抗Ｒ5 を介して第３，第４の可変容
量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードの接続点に接続
し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の
各カソードに供給されるようになっている。また、前記
コンデンサＣ21と前記第１の可変容量ダイオードＣv11
のアノードの接続点は抵抗Ｒ21を介して基準電位点に接
続しており、選局電圧Ｖt の入力端子５１が抵抗Ｒ22を
介して第１の可変容量ダイオードＣv11のカソードに接
続する一方抵抗Ｒ23を介して前記第２の可変容量ダイオ
ードＣv12のカソードに接続し、選局電圧Ｖt が第１，
第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カソード
に供給されるようになっている。

【０１０８】前記第４の可変容量ダイオードＣv2のアノ
ードは、インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及びインダ
クタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に接続し、
該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧Ｖccの電
源端子５３に接続している。前記インダクタＬ1 とコン
デンサＣ7 の接続点は抵抗Ｒ7 を介して基準電位点に接
続し、前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接続点は
スイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、そのア
ノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接続する
一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号ＳＷの
入力端子５２に接続している。前記入力端子５２は抵抗
Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電位点に
接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコンデン
サＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点に接続
し、電源端子５３はコンデンサＣ11を介して基準電位点
に接続している。

【０１０９】図８に示された回路においては、第１の可
変容量ダイオードＣv11はトランジスタＱ1 のベース対
エミッタ間の容量値を可変するように接続されており、
第２の可変容量ダイオードＣv12は前記トランジスタＱ1
のエミッタ対基準電位点間の容量値を可変するように
接続されている。第３，第４の可変容量ダイオードＣv
1，Ｃv2はそれぞれ、図２２の従来例におけるＣv1，Ｃv
2と同一のものである。

【０１１０】共振回路のインダクタＬ1 とＬ2 をダイオ
ードＤ1 により切り換えて、概ね１２０〜２５０ＭＨｚ
と２５０〜５００ＭＨｚの２つの発振周波数範囲を共通
のトランジスタＱ1 でカバーしている。

【０１１１】バンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが
“ロー（Low ）”の場合にダイオードＤ1 が開放インピ
ーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変するこ
とにより１２０〜２５０ＭＨｚで発振する。反対にバン
ド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ハイ（High）”の
場合にダイオードＤ1 が短絡インピーダンスになり、選
局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより２５０〜５
００ＭＨｚで発振する。

【０１１２】言い換えると、選局電圧Ｖｔが約１Ｖの場
合にＳＷのロジックが“ロー”の場合は１２０ＭＨｚで
発振し、ＳＷのロジックが“ハイ”の場合は２５０ＭＨ
ｚで発振するためには、選局電圧Ｖｔが１Ｖのときに１
２０〜２５０ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が必要
になる。また、選局電圧Ｖｔが約２５Ｖの場合にＳＷの
ロジックが“ロー”の場合は２５０ＭＨｚで発振し、Ｓ
Ｗのロジックが“ハイ”の場合は５００ＭＨｚで発振す
るためには、選局電圧Ｖｔが２５Ｖのときに２５０〜５
００ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が必要になる。

【０１１３】図８の回路によれば、図９に示されるよう
に希望発振範囲で十分な負性抵抗を得ることができる。

【０１１４】図９に、図８の回路におけるコンデンサＣ
4 からトランジスタＱ1 のベース側を見た場合の負性抵
抗を示す。実線の曲線ＡはＶｔの印加電圧が１Ｖの場合
の負性抵抗を示し、点線の曲線ＢはＶｔの印加電圧が２
５Ｖの場合の負性抵抗を示す。Ｖｔの印加電圧を１Ｖか
ら２５Ｖまで次第に上昇させると負性抵抗の曲線は図９
の実線の曲線Ａから点線の曲線Ｂに次第に変化してい
く。このように、図２２の従来のチューナにおけるＣ4
からＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗が、選局電圧
Ｖt の変化に関係なく図２３のように変化する特性であ
るのに対して、図８のチューナでは選局電圧Ｖt の１〜
２５Ｖの変化に対して図９のように選局電圧Ｖｔが１Ｖ
のときに１２０〜２５０ＭＨｚまでの周波数範囲で負性
抵抗が変化し、選局電圧Ｖｔが２５Ｖのときに２５０〜
５００ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が変化する。
結果として、希望発振範囲で十分な負性抵抗を得て、位
相雑音の劣化を抑えることができる。

【０１１５】図１０は本発明の第６の実施の形態のチュ
ーナにおける局部発振器を示す回路図である。この図に
示す回路は、図８の回路と同様にコレクタ接地型の高周
波発振器である。

【０１１６】図１０において、図８の回路と異なる点
は、第２の可変容量ダイオードＣv12をトランジスタＱ1
のエミッタ対コレクタ間の容量値を可変するように接
続したことである。また、図８に対して、選局電圧Ｖｔ
を供給する手段に関する変更を行った例を示している。

【０１１７】図１０の構成を以下に説明する。高周波発
振器は、トランジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ
1 ，Ｃ2 の接続点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準
電位点に接続し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子５
０に接続する一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に
接続し、電源端子５０の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3
で分圧した電圧をＱ1のベースに供給するようにしてい
る。

【０１１８】Ｑ1 のベースとエミッタ間には、コンデン
サＣ21及び第１の可変容量ダイオードＣv11からなる直
列回路を接続し、Ｑ1 のエミッタとコレクタ間には、第
２の可変容量ダイオードＣv12及びコンデンサＣ23から
なる直列回路を接続している。

【０１１９】Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 を
介して第３の可変容量ダイオードＣv1のカソードに接続
し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列
回路を介して基準電位点に接続している。Ｑ1 のベース
は、コンデンサＣ4 を介して第４の可変容量ダイオード
Ｃv2のカソードに接続し、Ｃv2のアノードは抵抗Ｒ7を
介して基準電位点に接続する一方インダクタＬ1 ，コン
デンサＣ7 ，及びインダクタＬ2 を直列接続してなる共
振回路の一端に接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を
介して直流電圧Ｖccの電源端子５３に接続している。

【０１２０】選局電圧Ｖt の入力端子５１はコンデンサ
Ｃ6 を介して基準電位点に接続する一方、抵抗Ｒ4 を介
して第３の可変容量ダイオードＣv1のカソードに接続
し、かつ抵抗Ｒ5 を介して第４の可変容量ダイオードＣ
v2のカソードに接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオ
ードＣv1及びＣv2の各カソードに供給されるようになっ
ている。

【０１２１】また、前記コンデンサＣ21と前記第１の可
変容量ダイオードＣv11のアノードの接続点は抵抗Ｒ21
を介して基準電位点に接続しており、さらに前記コンデ
ンサＣ23と前記第２の可変容量ダイオードＣv12のアノ
ードの接続点は抵抗Ｒ23を介して基準電位点に接続して
おり、選局電圧Ｖt の入力端子５１が抵抗Ｒ22を介して
第１，第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カ
ソードに接続し、選局電圧Ｖt が第１，第２の可変容量
ダイオードＣv11及びＣv12の各カソードに供給されるよ
うになっている。

【０１２２】前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接
続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、
そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接
続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号
ＳＷの入力端子５２に接続している。前記入力端子５２
は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電
位点に接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコ
ンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点
に接続し、前記電源端子５３はコンデンサＣ11を介して
基準電位点に接続する構成となっている。図１０の作用
効果は、図８と同様である。

【０１２３】図１１は本発明の第７の実施の形態のチュ
ーナにおける中間周波増幅段の構成を示すブロック図、
図１２はその構造を示す斜視図である。

【０１２４】本実施の形態は、図１又は図３における中
間周波増幅段２０又は４０の改善に関するものである。

【０１２５】図１１の中間周波増幅段は、入力端子６１
と出力端子６６間に、第１の増幅手段としての増幅器６
２と、例えば金属製パッケージのＳＡＷフィルタ６３
と、第２の増幅手段としての増幅器６５と、が直列に接
続している。ここで、ＳＡＷフィルタ６３は、シールド
壁６４で囲んだ構成としている。

【０１２６】図示しない周波数変換手段からの中間周波
信号は入力端子６１に供給され、該中間周波信号は増幅
器６２で増幅された後、ＳＡＷフィルタ６３で所定の中
間周波帯域に制限される。その後さらに増幅器６５で中
間周波増幅され、出力端子６６にチューナ出力として取
り出される。

【０１２７】図１２に示すように、ＳＡＷフィルタ６３
の周りをシールド壁６４で囲んだ構成となっており、各
シールド壁６４とも少なくとも一部が配線基板６５の表
面の接地パターンに半田付けされているか、基板６５の
裏面に貫通し、基板６５の裏面の接地パターンと半田付
けされているものとする。

【０１２８】以上の構成にすることにより、ＳＡＷフィ
ルタ６３の周囲が低インピーダンスであるシールド壁６
４で仕切られることにより、回路パターンを介してＳＡ
Ｗフィルタ６３の入力端子から出力端子に回り込む信号
が少なくなり、更に、シールドされたＳＡＷフィルタ６
３の領域で前段の増幅器６２と後段の増幅器６５が隔て
られることにより、増幅器６５の出力から増幅器６２の
入力に回り込む信号も減少するため、ＳＡＷフィルタ６
３の遮断域の減衰特性および、帯域内リップル特性の劣
化を抑えることが可能になる。

【０１２９】なお、図１１及び図１２の実施の形態で
は、ＳＡＷフィルタ６３は金属パッケージの場合を示し
ているが、図１３及び図１４に示すようなプラスチック
パッケージのＳＡＷフィルタでも同様の効果を得ること
ができる。

【０１３０】図１３は本発明の第８の実施の形態のチュ
ーナにおける中間周波増幅段の他の構成例を示す斜視
図、図１４は図１３におけるＡ−Ａ線断面図である。本
例では、図１２における金属性パッケージのＳＡＷフィ
ルタ６３に代えて、プラスチックパッケージのＳＡＷフ
ィルタ７０を配設したものであり、しかも図１３及び図
１４では、一定の厚みを有し、基板６５の表面に対して
垂直方向に伸びた縦型のプラスチックパッケージのＳＡ
Ｗフィルタ７０が配設されている。

【０１３１】縦型のプラスチックパッケージのＳＡＷフ
ィルタ７０の場合、図１４に示すようにＳＡＷフィルタ
７０の傾きを変えることができるため、パッケージとシ
ールド壁６４の距離により、パッケージ内にあるＳＡＷ
フィルタの表面パターンとシールド壁６４とで形成され
る静電容量が変わり、ＳＡＷフィルタの人出カインピー
ダンスを微調整することができる。すなわち、ＳＡＷフ
ィルタ７０の傾きを変えることによりＳＡＷフィルタの
通過帯域特性の微調整が可能になる。

【０１３２】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、広
い周波数帯域に亘って、受信性能を維持及び向上させる
ことができる。特に、広い周波数帯域に亘って反射損失
が良好であり、分波器や分配器のアイソレーションを確
保することができ、分波器を構成する、低域通過フィル
タと高域通過フィルタの電磁的に結合し易い部分を分離
できるようにして両フィルタ間のアイソレーションを確
保し、分離特性の良い分波器を得ることができ、さらに
希望の発振範囲で十分な負性抵抗を得ることによって、
高周波発振器の位相雑音による劣化を抑えることがで
き、中間周波増幅段のＳＡＷフィルタの入出力のアイソ
レーションを確保し、帯域内特性及び遮断特性の良いＳ
ＡＷフィルタを得ることができるため、良好な特性を持
ったチューナを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のチューナを示すブ
ロック図。

【図２】図１の周波数可変型終端器以降の入力端反射損
失を示す図。

【図３】本発明の第２の実施の形態のチューナを示すブ
ロック図。

【図４】本発明の第３の実施の形態のチューナにおける
分波器を示す回路図。

【図５】図４の分波器をチューナ内に配設した状態の斜
視図。

【図６】図５のＡ−Ａ線断面図。

【図７】本発明の第４の実施の形態のチューナにおける
分波器の断面図。

【図８】本発明の第５の実施の形態のチューナにおける
局部発振器を示す回路図。

【図９】図８における、コンデンサＣ4 からＱ1 のベー
ス側を見た場合の負性抵抗を示す図。

【図１０】本発明の第６の実施の形態のチューナにおけ
る局部発振器を示す回路図。

【図１１】本発明の第７の実施の形態のチューナにおけ
る中間周波増幅段の構成を示すブロック図。

【図１２】図１１の構造を示す斜視図。

【図１３】本発明の第８の実施の形態のチューナにおけ
る中間周波増幅段の他の構成例を示す斜視図。

【図１４】図１３のＡ−Ａ線断面図。

【図１５】一般的な双方向のＣＡＴＶ送受信システムを
示すブロック図。

【図１６】従来例のチューナを示すブロック図。

【図１７】図１６の周波数可変型ＢＰＦの入力端反射損
失を示す図。

【図１８】他の従来例のチューナを示すブロック図。

【図１９】図１６のチューナに用いられる分波器を示す
回路図。

【図２０】図１９の分波器をチューナ内に配設した状態
の斜視図。

【図２１】図２０のＡ−Ａ線断面図。

【図２２】従来例のチューナ内の局部発振器を示す回路
図。

【図２３】図２２における、コンデンサＣ4 からＱ1 の
ベース側を見た場合の負性抵抗を示す図。

【図２４】従来例のチューナ内の中間周波増幅段の構成
を示すブロック図。

【図２５】図２４の構造を示す斜視図。

【符号の説明】

１０…入出力端子 １１…分波器 １１ｈ…高域通過フィルタ（ＨＰＦ） １１ｌ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ） １２，３２…ＵＨＦ／ＶＨＦ切替えスイッチ １３ｕ，ｌ３ｖ，２３ｕ，３３ｖ…周波数可変型終端器 １４ｕ，１４ｖ，３４ｕ，３４ｖ…周波数可変型ＢＰＦ
（周波数可変型フィルタ手段） １５ｕ，１５ｖ，３５ｕ，３５ｖ…増幅器 １８ｕ，１８Ｖ，３８ｕ，３８Ｖ…局部発振器（高周波
発振器） ２０，４０…中間周波増幅段 ２１，４１，６２…増幅器（第１の増幅手段） ２２，４２，６３，７０…表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ
フィルタ） ２３，４３，６５…増幅器（第２の増幅手段） ２５…入出力端子 ３１…分配器 ４０…シールド枠 ４１…シールド板 ４２…基板 ６４…シールド壁 ＬＨ１，ＬＨ２，…，ＬＨｎ…ＨＰＦ側インダクタ ＬＬ１，ＬＬ２，…，ＬＬｎ…ＬＰＦ側インダクタ Ｑ1 …トランジスタ Ｃv11…第１の可変容量ダイオード Ｃv12…第２の可変容量ダイオード Ｃv1 …第３の可変容量ダイオード Ｃv2 …第４の可変容量ダイオード

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１１年５月７日（１９９９．５．７）

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図２】

【図５】

【図６】

【図１４】

【図２４】

【図３】

【図４】

【図７】

【図９】

【図１１】

【図１２】

【図８】

【図１０】

【図１３】

【図１７】

【図２０】

【図２１】

【図２３】

【図２５】

【図１５】

【図１６】

【図１８】

【図１９】

【図２２】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C025 AA25 DA01 DA04 5C064 BA01 BB05 BC13 BC14 BC20 5K020 AA02 AA03 AA05 BB09 DD03 DD21 EE01 EE04 GG04 GG22 HH02 HH11 HH12 MM03 MM05 MM12 MM13 5K062 AA06 AB01 AB06 AC02 AD04 BB03 BB09 BB13 BC02 BC04 BC11 BE08

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力された高周波信号の受信周波数に同調
   する周波数可変型フィルタ手段と、 前記周波数可変型フィルタ手段に前置され、前記受信周
   波数にほぼ一致する、前記周波数可変型フィルタ手段の
   通過帯域においては低挿入損失であり、前記受信周波数
   から外れる、前記周波数可変型フィルタ手段の反射帯域
   においては所定のインピーダンスに調整される周波数可
   変型終端器と、 前記周波数可変型フィルタ手段を通過した高周波信号と
   これに対応する局部発振信号とを混合して中間周波信号
   を生成する周波数変換手段と、 を具備したことを特徴とするチューナ。
2. 【請求項２】所定の第１の周波数以下の信号を通す低域
   通過フィルタと前記第１の周波数より高い所定の第２の
   周波数以上の信号を通す高城通過フィルタと全帯域通過
   可能な入出力端子を有し、前記低域通過フィルタの一端
   と前記高域通過フィルタの一端を結合し、該結合点と前
   記入出力端子を接続し、前記低域通過フィルタの前記結
   合点とは異なる側の入力端から入力した前記第１の周波
   数以下の信号を前記入出力端子から出力し、前記入出力
   端子から入力された前記第２の周波数以上の信号を前記
   高域通過フィルタの前記結合点とは異なる側の出力端か
   ら出力する分波器において、 前記低域通過フィルタと前記高域通過フィルタの間にシ
   ールド板を具備したことを特徴とする分波器。
3. 【請求項３】所定の第１の周波数以下の信号を通す低域
   通過フィルタと前記第１の周波数より高い所定の第２の
   周波数以上の信号を通す高城通過フィルタと全帯域通過
   可能な入出力端子を有し、前記低域通過フィルタの一端
   と前記高域通過フィルタの一端を結合し、該結合点と前
   記入出力端子を接続し、前記低域通過フィルタの前記結
   合点とは異なる側の入力端から入力した前記第１の周波
   数以下の信号を前記入出力端子から出力し、前記入出力
   端子から入力された前記第２の周波数以上の信号を前記
   高域通過フィルタの前記結合点とは異なる側の出力端か
   ら出力する分波器において、 前記低域通過フィルタと前記高域通過フィルタを構成す
   るインダクタの内、前記低域通過フィルタと前記高域通
   過フィルタの結合部分に隣接するそれぞれのインダクタ
   を前記低域通過フィルタと前記高域通過フィルタが実装
   された基板に相互に反対面に配置したことを特徴とする
   分波器。
4. 【請求項４】局部発振手段として電圧制御型高周波発振
   器を備えており、 前記高周波発振器は、トランジスタと少なくとも４つの
   可変容量ダイオードとを備えており、第１の可変容量ダ
   イオードは前記トランジスタのベース対エミッタ間の容
   量を可変するように接続されており、第２の可変容量ダ
   イオードは前記トランジスタのエミッタ対コレクタ間あ
   るいはエミッタ対接地間の容量を可変するように接続さ
   れており、第３の可変容量ダイオードの一方の端子はコ
   ンデンサを介して前記トランジスタのベースに接続され
   ており、前記第３の可変容量ダイオードの他方の端子は
   少なくとも高周波的に接地されており、第４の可変容量
   ダイオードの一方の端子はコンデンサを介して前記トラ
   ンジスタのベースに接続されており、前記第４の可変容
   量ダイオードの他方の端子は少なくとも高周波的にイン
   ダクタと接続されていることを特徴とするチューナ。
5. 【請求項５】入力された高周波信号と局部発振手段から
   の局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する周
   波数変換手段と、前記周波数変換手段の後段に配され、
   前記中間周波信号を増幅する第１の増幅手段と、前記第
   １の増幅手段で増幅された中間周波信号を帯域制限する
   表面弾性波フィルタと、前記表面弾性波フィルタの後段
   に配される第２の増幅手段とからなる中間周波増幅段を
   具備したチューナにおいて、 前記表面弾性波フィルタがシールド壁に囲まれたことを
   特徴とするチューナ。