JP3853536B2 - チューナ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＡＴＶ、衛星放送、地上波放送などにおけるデジタル変調された信号（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、８ＶＳＢなど）を受信するチューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年のディジタル化、マルチメディア化に伴い、放送分野においては、現行のＴＶなどの無線系の放送だけでなく、放送と通信の融合化がなされたＣＡＴＶなどの有線系放送も注目されている。
【０００３】
従来、ＣＡＴＶ伝送線路を用いた双方向のデータ伝送の方式が開発され、ビデオ・オンデマンドなどへのサービスへ応用されている。
【０００４】
一方、ＣＡＴＶ回線は、電話回線と比較して大容量のデータ伝送能力を有することから、ＣＡＴＶ回線を用いてネットワークを構成し、例えばインターネット等に加入者端末の通信機器（例えばパソコン）から高速にアクセスできるデータ通信サービスが開発されている。このサービスでは、加入者宅にケーブルモデムと呼ばれるＣＡＴＶ回線とのインターフェースが設置され、ケーブルモデムにデータ通信機器としてのパソコンを接続する。これによって、ユーザーがＣＡＴＶ放送センターを介してインターネット等の外部ネットワークに接続するサービスを可能としている。
【０００５】
図１５は、ケーブルモデムを含むＣＡＴＶ放送システムの概略構成を示すブロック図である。
【０００６】
図１５において、ＣＡＴＶ放送センター201 は、映像供給装置202 と、外部ネットワーク203 と接続するサーバー装置204 と、このサーバー装置204 に接続する信号変換回路205 と、映像供給装置202 からの変調された映像信号と信号変換回路205 からの変調されたデータ信号を混合したり、或いはＣＡＴＶ回線207 からの混合された映像信号とデータ信号を分波する混合分波回路206 を具備して構成されている。
【０００７】
ＣＡＴＶ放送センター201 には、地上波放送，衛星放送波等の通常の放送サービスに伴う映像信号が、映像供給装置202 から変調されて混合分波回路206 に供給され、その後ＣＡＴＶ回線207 に送出される。ＣＡＴＶ回線207 は、光ケーブルと同軸ケーブルのハイブリッドで構成され、複数（図示の場合は２つ）の加入者端末208 に接続される。光ケーブルと同軸ケーブルのハイブリッドで構成するとは、センターから伸びる幹線の部分に光ケーブルを利用し加入者宅に引き込むところは同軸ケーブルを利用するシステムである。
【０００８】
また、上記ＣＡＴＶ放送センター201 には、インターネット等の外部ネットワーク203 と接続されるサーバー装置204 が設置されており、このサーバー装置204 では加入者の管理や外部とのセキュリティ，ネットワークの管理等を行っている。
【０００９】
このサーバー装置204 と接続された信号変換回路205 の下りに関しては、このＣＡＴＶ通信系のデータ生成と変調処理及び周波数変換がなされ、混合分波回路206 に供給され、ＣＡＴＶ回線207 に出力される。
【００１０】
また、上記加入者端末208 から送出された上り信号は、ＣＡＴＶ回線207 から混合分波回路206 を経由して、信号変換回路205 で上りデータの復調、サーバー用のフォーマットデータの変換がなされ、サーバー装置204 に供給される。
【００１１】
一方、加入者端末２８では、ＣＡＴＶ回線２７より送られてくる放送信号を、セットトップボックス211 で受信し、選局処理及び復調処理等を行った後、表示装置としてのテレビジョン受信機212 で再生する。
【００１２】
また、放送センター２１よりＣＡＴＶ回線２７を介して送られる下り信号は、ケーブルモデム209 にて復調処理が行れた後、ケーブルモデム用の制御データが取り出され、かつ接続されたデータ通信機器としてのパソコン210 に必要なデータを供給する。
【００１３】
一方、パソコン210 より送出される上りデータは、ケーブルモデム209 により変調処理がなされ、上り信号としてＣＡＴＶ回線207 を介してＣＡＴＶ放送センター201 に送出される。
【００１４】
上記のように、このＣＡＴＶ放送システムは、従来よりある加入者端末と異なり、ＣＡＴＶセットトップボックス211 による放送センター201 からの放送信号受信のみでなく、各端末のケーブルモデム209 から積極的に放送センター201 への送信を行うことができるようになっている。
【００１５】
放送センター201 と加入者端末208 間の通信は、上り／下りの各データについて、上り／下りそれぞれ６ＭＨz ，１．５ＭＨz の周波数帯域を持ったＱＰＳＫ変調にて送受信を行っている。
【００１６】
ＣＡＴＶ放送の場合、デジタル変調された通常９０〜８６０ＭＨｚ程度の高周波信号をケーブルによってセンター局から各家庭に配信し、この信号をセットトップボックス内のチューナに入力し、チューナによって一回ないし三回の周波数変換によって中間周波数に周波数変換した後、デジタル復調が行われる。
【００１７】
ケーブルモデムなどの双方向ＣＡＴＶの場合には、上記の通常９０〜８６０ＭＨｚ程度の高周波信号(下り信号:Downstream)に加えて、通常５〜５０ＭＨｚ程度のＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのデジタル変調された高周波信号(上り信号:Upstream)で各家庭からセンター局に向けて送信を行う。このように５〜５０ＭＨｚの帯域を加入者側からセンター局への方向（つまり放送とは逆方向）に割り当て、加入者宅やイベント会場などの映像をセンターに送信したり、中継器やＣＡＴＶセットトップボックスの異常などをセンターに知らせるために利用している。
【００１８】
上記下り信号と上り信号は、分波器(Diplexer)によって周波数的に分別される。分波器は下り信号と上り信号が互いに干渉しないようにアイソレーションを十分に確保する必要がある。
【００１９】
或いは、これらのメディアは一本の同軸ケーブルによって家庭内に引き込まれた後、家庭内における受信機器（端末）の内外で分配器によって分配されてセットトップボックス内の各メディアに対応したチューナのＲＦ部に入力される。分配器はチューナ相互のアイソレーションを十分確保する必要がある。
【００２０】
図１６は従来のチューナを示すブロック図である。
図１６において、高周波信号は入出力端子100 から入力され分波器101 の高域通過フィルタ（以下ＨＰＦという）101ｈ、減衰器102 、増幅器103 を通り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 に供給される。ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 では、受信周波数帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（105u〜109uの経路、または105v〜109vの経路）が選択される。
【００２１】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 でＵＨＦ帯が選択されている場合には、高周波信号は、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ105u、増幅器106u、さらに受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ107uを介して混合器108uの一方の入力端に入力される。混合器108uの他方の入力端には局部発振器109uからの局部発振信号が入力される。
【００２２】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 でＶＨＦ帯が選択されている場合には、高周波信号は、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ105v、増幅器106v、さらに受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ107vを介して混合器108vの一方の入力端に入力される。混合器108vの他方の入力端には局部発振器109vからの局部発振信号が入力される。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ105v，107vは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略している。)
前記局部発振器109u，109vは電圧制御型の高周波発振器で構成され、入力端子116 からの選局電圧Ｖt にて受信周波数に対応した局部発振周波数の信号が得られるよう制御される。また、選局電圧Ｖt にて周波数可変型ＢＰＦ105u，107u，105v，107vが制御され、受信周波数に同調した通過帯域が得られるよう制御される。
【００２３】
前記の混合器108u及び局部発振器109uはＵＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＵＨＦ帯側の周波数変換手段を構成し、混合器108v及び局部発振器109vはＶＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＶＨＦ帯側の周波数変換手段を構成している。
【００２４】
混合器108uまたは108vからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ110 を経由して、増幅器111 ，表面弾性波フィルタ（以下ＳＡＷフィルタ）112 ，及び増幅器113 を構成する中間周波増幅段に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への帯域制限がなされて出力端子114 から出力される。
【００２５】
入力端子115 には図示しないケーブルモデムからの上り信号（家庭→センター方向）が入力され、分波器101 のローパスフィルタ（ＬＰＦ）101lを通って入出力端子100 から出力される。
【００２６】
図１７に、周波数可変型ＢＰＦ105uの入力端反射損失（リターンロス）を示す。横軸に周波数（MHz ）を、縦軸に反射損失（dＢ）をとってある。周波数可変型ＢＰＦ105uの入力端反射損失は、ＢＰＦ105uの入力端で反射する信号の電力の減衰量を表すもので、受信周波数においては大きく、受信周波数の上下では小さい。(ＶＨＦ帯域用周波数可変ＢＰＦ105vの場合も同様な特性を示す。)
このような特性を持つフィルタ回路に分波器101 を前置した場合は、分波器101 の端子間アイソレーションが十分得られないことが知られているため、図１６に示すように前記周波数可変型ＢＰＦ105u及び105vの前に減衰器102 や増幅器103 を設けて同調周波数以外での反射損失を確保して前段の分波器101 にリターンする周波数成分を少なくするようにして分波器101 と接続している。
【００２７】
図１８は他の従来例のチューナを示すブロック図である。チューナの入力部に分配器121 を接続した例を示す。
【００２８】
図１８において、高周波信号は入力端子120 から分配器121 に入力され、分配器121 の第１の出力端子は増幅器123 以降の回路に接続され、分配器121 の第２の出力端子122 は別のメディアに対応した図示しないチューナに接続される。
【００２９】
前記増幅器123 の出力は減衰器124 を通り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ125 に供給される。ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ125 では、受信周波数帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（126u〜130uの経路、または126v〜130vの経路）が選択される。
【００３０】
ＵＨＦ帯の経路における周波数可変型ＢＰＦ126u，増幅器127u，周波数可変型ＢＰＦ128u，混合器129u，及び局部発振器130uは、図１６における周波数可変型ＢＰＦ105u，増幅器106u，周波数可変型ＢＰＦ107u，混合器108u，及び局部発振器109uと同様である。また、ＶＨＦ帯の経路における周波数可変型ＢＰＦ126v，増幅器127v，周波数可変型ＢＰＦ128v，混合器129v，及び局部発振器130vは、図１６における周波数可変型ＢＰＦ105v，増幅器106v，周波数可変型ＢＰＦ107v，混合器108v，及び局部発振器109vと同様である。選局電圧Ｖt の入力端子136 についても、図１６の入力端子116 と同様であり、入力端子136 からの選局電圧Ｖt により受信周波数に応じて、前記局部発振器130u，130vの局部発振周波数を制御すると共に、周波数可変型ＢＰＦ126u，128u，126v，128vの通過帯域を制御するようになっている。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ126v，128vは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略している。)
混合器129uまたは129vからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ131 を経由して、増幅器132 ，ＳＡＷフィルタ133 ，及び増幅器134 で構成される中間周波増幅段に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への制限がなされて出力端子135 から出力される。
【００３１】
周波数可変型ＢＰＦ126uの入力端反射損失は図１７と同様である。このような入力端反射特性を持つフィルタ回路に分配器121 を前置した場合は、分配器121 の端子間アイソレーションが十分得られないことが知られているため、図１８に示すように前記周波数可変型ＢＰＦ126u及び126vの前に増幅器123 や減衰器124 を設けて同調周波数以外での反射損失を確保して前段の分配器121 と接続している。
【００３２】
なお、図１６及び図１８では減衰器102,124と増幅器103,123を、ともに記載してあるが、減衰器か増幅器いずれか一方の場合もあり得る。
【００３３】
ところで、図１６又は図１８のチューナでは、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けないと分波器や分配器のアイソレーションが確保できないが、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器を設けると受信Ｃ／Ｎが劣化し、増幅器を設けると入力レベルが高まることによって前記周波数可変型ＢＰＦ以降の非線形回路（増幅器や周波数変換器）の非線形歪みが劣化するという問題点があった。
【００３４】
一般に、上り信号と下り信号を分別する分波器（図１６の符号101 に相当する）は、図１９〜図２１に示すように構成されている。
【００３５】
図１９は分波器の回路図、図２０は図１９の分波器を、シールド枠140 を備えたチューナの入力部に配設した状態を示している。図２１は図２０のＡ−Ａ線から見た断面であり、シールド枠140 内には分波器101 を搭載した配線基板141 が収納され、シールド枠140 の上部及び下部には金属製の蓋体143，142が配設されている。
【００３６】
図１９において、分波器101 は、上り信号を通し下り帯域を遮断する低域通過フィルタ（ＬＰＦ部）と、上り帯域を遮断し下り信号を通す高域通過フィルタ（ＨＰＦ部）から構成され、ケーブルモデムを含む端末では、図１６に示したようにチューナ内部の入力部に構成されている。ＬＰＦ部は、入出力端子100 と入力端子115 との間に接続したインダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn と、各インダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn の接続点と基準電位点間及び入力端子115 と基準電位点間に接続したコンデンサＣＬ1 ，ＣＬ2 ，…，ＣＬn と、各インダクタＬＬ2 ，ＬＬ3 ，…，ＬＬn に並列接続したコンデンサＣＬ12，Ｃ13，…，ＣＬn とで構成されている。ＨＰＦ部は、入出力端子100 に直列接続したコンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1と、各コンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1の接続点と基準電位点間に接続した、コンデンサＣＨ11とインダクタＬＨ1 ，コンデンサＣＨ12とインダクタＬＨ2 ，…，コンデンサＣＨ1nとコンデンサＬＨn の各直列回路とから構成されている。
【００３７】
ケーブルモデムを含む端末において、入力される下り信号のレベルは通常−１５〜＋１５ｄＢｍＶであるのに対し、センターヘ送信する上り信号は、センターに到達するまでのタップやケーブルによる損失を補う必要から、最大＋６０ｄＢｍＶの高出力レベルになるため、分波器には以下の性能が要求される。
【００３８】
（イ） 上り帯域の高域端がチューナの中間周波数帯に被るため、上り帯域の高域端で上り信号を送信する際に、下り信号を中間周波信号に変換した後の信号に妨害を与えないために、分波器の高域通過フィルタは前記中間周波数帯で十分な減衰特性を必要とする。
【００３９】
（ロ） 端末内のケーブルモデムにおける上り信号変調器で生成した上り信号には、増幅器等の歪みによる上り帯域外の高調波成分が含まれていたり、デジタルシンセサイザー方式の変調器では上り帯域外に変調成分が発生したりする。これらは下り帯域の信号への妨害となるため、分波器の低域通過フィルタは遮断域で十分な減衰特性を必要とする。
【００４０】
ところで、分波器の高域通過フィルタ及び低域通過フィルタがそれぞれ最適設計されていても、前述（図１９〜図２１）のように、チューナ内部に、分波器を構成する場合には、チューナの小型化のため、各フィルタ間距離が十分に確保できず、各々のフィルタを構成するインダクタ等が互いに結合することになる。図１９〜図２１では、図１９の点線で示したように、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ1 とＨＰＦ部のインダクタＬＨ1 とが相互に電磁誘導で空間的に結合し易い。これにより、高域通過フィルタと低域通過フィルタのアイソレーションが取れず、各フィルタの遮断域において互いのインダクタの共振による盛り上がりや、信号の直接飛び込みによる見掛け上のフィルタの段数の減少により、減衰特性が悪化する問題点があった。
【００４１】
デジタル変調された信号は位相情報を有するため、これを受信するチューナは位相情報の純度を劣化させないために、局部発振器などに用いられる高周波発振器の位相雑音を小さくする必要がある。
【００４２】
チューナにおける発振器はＣＡＴＶや地上波の放送を受信する際には、入力信号より中間周波数（約３０〜６０ＭＨｚ）だけ高く概ね１２０〜９１０ＭＨｚの範囲で発振する必要がある。通常使用される可変容量ダイオードでは制御電圧範囲（概ね１〜２５Ｖ）では、発振周波数の上限と下限の比は１．５倍〜２．５倍程度である。このため、複数の周波数帯域に分割することで全周波数範囲（１２０〜９１０ＭＨｚ）をカバーしている。一般には概略１２０〜２５０ＭＨｚ、２５０〜５００ＭＨｚ、５００〜９１０ＭＨｚの３つの周波数帯域に分割して、それぞれにつき１〜２５Ｖ程度の連続した制御電圧範囲でカバーしている。
図２２は従来のチューナにおける高周波発振器の回路図である。この図に示す高周波発振器はコレクタ接地型と呼ばれる回路である。
【００４３】
図２２において、高周波発振器は、トランジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子150 に接続する一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源端子150 の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電圧をＱ1 のベースに供給するようになっている。Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 を介して可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに接続し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列回路を介して基準電位点に接続し、選局電圧Ｖt の入力端子151 がコンデンサＣ6 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ5 を介して可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードの接続点に接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに供給されるようになっている。Ｃv2のアノードは、インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及びインダクタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧Ｖccの電源端子153 に接続している。前記インダクタＬ1 とコンデンサＣ7 の接続点は抵抗Ｒ7 を介して基準電位点に接続し、前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号ＳＷの入力端子152 に接続している。前記入力端子152 は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電位点に接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点に接続し、電源端子153 はコンデンサＣ11を介して基準電位点に接続している。
【００４４】
図２２に示された回路においては、第１の周波数帯域（１２０〜２５０ＭＨｚ）と第２の周波数帯域（２５０〜５００ＭＨｚ）に対して共通のトランジスタＱ1 が用いられ、共振回路のインダクタＬ1 ，Ｌ2 をダイオードＤ1 により切り換えて２つの発振周波数範囲をカバーしている。この例においては、バンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ロー（Low ）”の場合にダイオードＤ1 が開放インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより１２０〜２５０ＭＨｚで発振する。反対にバンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ハイ（High）”の場合にダイオードＤ1 が短絡インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより２５０〜５００ＭＨｚで発振する。このためトランジスタＱ1 とコンデンサＣ1 およびコンデンサＣ2 によって発振周波数範囲である１２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性対抗を発生させる必要がある。
【００４５】
図２３に、図２２の回路におけるコンデンサＣ3 からトランジスタＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す。２５０ＭＨｚ付近では十分な負性抵抗が得られるが、１２０ＭＨｚ付近および５００ＭＨｚ付近では十分な負性抵抗が得られない。
【００４６】
このため、図２２の従来の高周波発振器では、１２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性抵抗を発生させ、希望の発振範囲で十分余裕を持って発振することが困難であり、結果として位相雑音を劣化させるという問題がある。
【００４７】
デジタルＣＡＴＶ放送において、下り帯域で伝送される信号は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等のデジタル変調波であり、一般にアナログ波より１０ｄＢ程度低いレベルで伝送されている。従って、復調する際には隣接チャンネルにアナログ波が有る場合にも隣接波のレベルを十分に落とす必要があるため、帯域制限フィルタとして中間周波段に表面弾性波フィルタ（以下ＳＡＷフィルタ）を使用している。しかし、ＳＡＷフィルタは挿入損失が大きいため、所望の雑音指数及び信号レベルを得るために、図２４に示すように、ＳＡＷフィルタ162 の前後に増幅器161，163を配して使用するのが一般的であり、さらに後段に配される増幅器163 は、復調に際し比較的高い信号レベルが必要となる場合が多いため、高利得の増幅器になる場合が多い。また、ＳＡＷフィルタの実装方法としては、（イ）ＳＡＷフィルタ162 をチューナの外に配する場合と、（ロ）図２５に示すようにチューナに内蔵する場合がある。
【００４８】
ところで、中間周波数帯のＳＡＷフィルタの実装方法によって以下の問題が生じる。
【００４９】
（イ） ＳＡＷフィルタをチューナの外、すなわちチューナが実装されるセットのメインボード上に実装される場合は、メインボード上を伝わる中間周波数帯の妨害（例えば、デジタル系のノイズや、上り信号）が直接飛び込む問題が有る。
【００５０】
（ロ） チューナに内蔵する場合は、シールド効果のあるチューナのシャーシに覆われているため、メインボード上の妨害に対しては有利な構成であり、取り扱いも簡便になるものの、小面積中にＳＡＷフィルタと高利得増幅器が実装されるため、ＳＡＷフィルタの入出力間のアイソレーションが取り難く、ＳＡＷフィルタ外を伝わる信号成分が多くなり、ＳＡＷフィルタ中を伝送した信号との干渉で発生する帯域内リップルが大きくなる問題があった。
【００５１】
【発明が解決しようとする課題】
上記の如く、従来のチューナには次の(1)〜(4)のような問題点があった。
【００５２】
(1) 周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けないと分波器や分配器のアイソレーションが確保できないが、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器を設けると受信Ｃ／Ｎが劣化し、増幅器を設けると入力レベルが高まることによって前記周波数可変型ＢＰＦ以降の非線形回路(増幅器や周波数変換器)の非線形歪みが劣化するという問題点があった。
【００５３】
（2）分波器の高域通過フィルタ及び低域通過フィルタがそれぞれ最適設計されていても、前述のように、チューナ内部に、分波器を構成する場合には、チューナの小型化のため、各フィルタ間距離が十分に確保できず、各々のフィルタを構成するインダクタ等が互いに結合することになる。これにより、高域通過フィルタと低域通過フィルタのアイソレーションが取れず、遮断域において互いのインダクタの共振による盛り上がりや、信号の直接飛び込みによる見掛け上のフィルタの段数の減少により、減衰特性が悪化する問題点があった。
【００５４】
(3) １２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性抵抗を発生させ、希望の発振範囲で十分余裕を持って発振することが困難であり、結果として位相雑音を劣化させる問題点があった。
【００５５】
(4)中間周波数帯のＳＡＷフィルタの実装方法によって以下の問題が起きる。
【００５６】
イ) ＳＡＷフィルタをチューナの外、すなわちチューナが実装されるセットのメインボード上に実装される場合は、メインボード上を伝わる中間周波数帯の妨害（例えば、デジタル系のノイズや、上り信号）が直接飛び込む問題が有る。
【００５７】
ロ) チューナに内蔵する場合は、シールド効果のあるチューナのシャーシに覆われているため、メインボード上の妨害に対しては有利な構成であり、取り扱いも簡便になるものの、小面積中にＳＡＷフィルタと高利得増幅器が実装されるため、ＳＡＷフィルタの入出力間のアイソレーションが取り難くなるため、ＳＡＷフィルタ外を伝わる信号成分が多くなり、ＳＡＷフィルタ中を伝送した信号との干渉で発生する帯域内リップルが大きくなる問題があった。
【００５８】
そこで、本発明は以上の問題に鑑み、広い周波数帯域に亘って、受信性能を維持及び向上させることができるチューナを提供することを目的とするものである。
【００５９】
より詳しくは、本発明は上記問題点(1)に鑑み、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けること無しに、これに接続される分波器や分配器のアイソレーションを確保することができるチューナを提供することを目的とする。
【００６３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明によるチューナは、入力された高周波信号の受信周波数に同調する周波数可変型フィルタ手段と、
前記周波数可変型フィルタ手段に前置され、前記受信周波数にほぼ一致する、前記周波数可変型フィルタ手段の通過帯域においては低挿入損失であり、前記受信周波数から外れる、前記周波数可変型フィルタ手段の反射帯域においては所定のインピーダンスに調整される周波数可変型終端器と、
前記周波数可変型フィルタ手段を通過した高周波信号とこれに対応する局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する周波数変換手段と、を具備したことを特徴とする。
【００６４】
請求項１の発明においては、周波数可変型ＢＰＦの通過帯域においては低挿入損失であり、かつ周波数可変型ＢＰＦの反射帯域においては所定のインピーダンスに調整される周波数可変型終端器を、前記周波数可変型ＢＰＦに前置したことにより、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けること無しに分波器や分配器のアイソレーションを確保することができるため、従来技術のように受信Ｃ／Ｎや非線形歪みが劣化するという問題が発生しない。
【００７３】
【発明の実施の形態】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態のチューナを示すブロック図である。
【００７４】
図１において、高周波信号は入出力端子１０から入力され分波器１１の高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１１ｈを通り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２に供給される。ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２では、受信周波数帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（１３ｕ〜１８ｕの経路、または１３ｖ〜１８ｖの経路）が選択される。
【００７５】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２でＵＨＦ帯が選択されている場合には、周波数可変型終端器１３ｕを通り、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ１４ｕを介して増幅器１５ｕに入力される。
【００７６】
前記増幅器１５ｕの出力は周波数可変型ＢＰＦ１６ｕを介して混合器１７ｕの一方の入力端に入力される。混合器１７ｕの他方の入力端には局部発振器１８ｕからの発振信号が入力される。
【００７７】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２でＶＨＦ帯が選択されている場合には、周波数可変型終端器１３ｖを通り、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ１４ｖを介して増幅器１５ｖに入力される。
【００７８】
前記増幅器１５ｖの出力は周波数可変型ＢＰＦ１６ｖを介して混合器１７ｖの一方の入力端に入力される。混合器１７ｖの他方の入力端には局部発振器１８ｖからの発振信号が入力される。
【００７９】
前記周波数可変型終端器１３ｕ,１３ｖの構成については後述する。
【００８０】
前記局部発振器１８ｕ，１８ｖは電圧制御型の高周波発振器で構成され、入力端子２６からの選局電圧Ｖt にて受信周波数に対応した局部発振周波数の信号が得られるよう制御される。また、選局電圧Ｖt にて周波数可変型ＢＰＦ１４ｕ，１６ｕ，１４ｖ，１６ｖが制御され、受信周波数に同調した通過周波数帯域が得られるよう制御される。
【００８１】
混合器１７ｕおよび局部発振器１８ｕはＵＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＵＨＦ帯側の周波数変換手段を構成し、混合器１７ｖ及び局部発振器１８ｖはＶＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＶＨＦ帯側の周波数変換手段を構成している。
【００８２】
混合器１７ｕまたは１７ｖからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１９を経由して、増幅器２１，ＳＡＷフィルタ２２，及び増幅器２３を構成する中間周波増幅段２０に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への制限がなされて出力端子２４から出力される。
【００８３】
入力端子２５には図示しないケーブルモデムからの上り信号（家庭→センター方向）が入力され、分波器１１のＬＰＦ１１ｌを通って入出力端子１０から出力される。
【００８４】
前記周波数可変型終端器１３ｕ,１３ｖはブリッジＴ型ＢＰＦの形態をなしている。以下前記周波数可変型終端器１３ｕの構成について説明を行う。インダクタＬｕ１とコンデンサＣｕ１は直列共振回路13u-1を構成している。インダクタＬｕ２とコンデンサＣｕ２は並列共振回路13u-2を構成している。コンデンサＣｕ１とコンデンサＣｕ２は可変容量ダイオードを使用し、前記周波数可変型ＢＰＦ１４ｕと同様に入力端子２６からの選局電圧Ｖｔによって容量値が変わり、これによって前記直列共振回路13u-1および並列共振回路13u-2の共振周波数が変化する。前記共振回路 13u-1 ， 13u-2 の２つの共振周波数を受信周波数と一致させることにより、受信周波数において、前記直列共振回路13u-1は短絡インピーダンスを呈し、前記並列共振回路13u-2は開放インピーダンスを呈するため、挿入損失が殆ど零で前記周波数可変型ＢＰＦ１４ｕに入力される。受信周波数から周波数が離れるに従って、前記直列共振回路13u-1は次第に開放インピーダンスを呈していき、一方前記並列共振回路13u-2は短絡インピーダンスを呈していくため、前記周波数可変型終端器１３ｕの入力および出力端子は終端抵抗器Ｒｕ１および終端抵抗器Ｒｕ２で終端される。終端抵抗器Ｒｕ１，Ｒｕ２は、ＣＡＴＶなどの場合は、７５Ω程度が選ばれる。なお、前記周波数可変型終端器１３ｖの構成についても上記と同様である。
【００８５】
図２に前記周波数可変型終端器１３ｕ以降の入力端反射損失を示す。横軸に周波数（ＭＨz ）を、縦軸に反射損失（dＢ）をとってある。
【００８６】
図２から分かるように、前記周波数可変型終端器１３ｕの入力端反射損失は、後段の周波数可変型ＢＰＦ１４ｕのインピーダンスによらず、受信周波数以外の周波数帯域においても良好である。
【００８７】
以上説明した通り、図１の分波器１１のＨＰＦ１１ｈの出力端子には、受信周波数によらずほぼ一定（例えば７６Ω）のインピーダンスを有した回路が接続される。また、上り信号入力端子２５から入力された上り信号は分波器１１のＬＰＦ１１l を通って入出力端子１０から出力される。この場合、前記周波数可変型終端器１３ｕ以降のインピーダンスがほぼ一定で有るため、前記分波器１１のＨＰＦ１１ｈおよびＬＰＦ１１l は優れた特性を得ることができ、ＨＰＦ１１ｈの出力端子とＬＰＦ１１l の入力端子は十分なアイソレーションを確保できる。
【００８８】
図３は本発明の第２の実施の形態のチューナを示すブロック図である。
【００８９】
図３の実施の形態では、高周波信号は入力端子３０から分配器３１に入力され、分配器３１の第１の出力端子はＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３２以降の回路に接続され、分配器３１の第２の出力端子３６は別のメディアに対応した図示しないチューナに接続される。
【００９０】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３１では、受信周波数の帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（３３ｕ〜３８ｕの経路、または３３ｖ〜３８ｖの経路）が選択される。図１とは、周波数可変型終端器３３ｕ，３３ｖの構成が主に異なっている。
【００９１】
ＵＨＦ帯の経路における周波数可変型終端器３３ｕ，周波数可変型ＢＰＦ３４ｕ，増幅器３５ｕ，周波数可変型ＢＰＦ３６ｕ，混合器３７ｕ，及び局部発振器３８ｕは、図１における周波数可変型終端器１３ｕ，周波数可変型ＢＰＦ１４ｕ，増幅器１５ｕ，周波数可変型ＢＰＦ１６ｕ，混合器１７ｕ，及び局部発振器１８ｕと同様である。また、ＶＨＦ帯の経路における周波数可変型終端器３３ｖ，周波数可変型ＢＰＦ３４ｖ，増幅器３５ｖ，周波数可変型ＢＰＦ３６ｖ，混合器３７ｖ，及び局部発振器３８ｖは、図１における周波数可変型終端器１３ｖ，周波数可変型ＢＰＦ１４ｖ，増幅器１５ｖ，周波数可変型ＢＰＦ１６ｖ，混合器１７ｖ，及び局部発振器１８ｖと同様である。選局電圧Ｖt の入力端子３７についても、図１の入力端子２６と同様であり、入力端子３７からの選局電圧Ｖt にて受信周波数に応じて、前記局部発振器３８ｕ，３８ｖの局部発振周波数を制御すると共に、周波数可変型ＢＰＦ３４ｕ，３６ｕ，３４ｖ，３６ｖの通過帯域を制御するようになっている。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ３４ｖ，３６ｖは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略している。)
混合器３７ｕまたは３７ｖからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３９を経由して、増幅器４１，ＳＡＷフィルタ４２，及び増幅器４３で構成される中間周波増幅段４０に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への制限がなされて出力端子４４から出力される。
【００９２】
前記周波数可変型終端器３３ｕは、インダクタＬｕ３及びコンデンサＣｕ３の並列共振回路33u-1と、抵抗器Ｒｕ３とを直列接続し、該直列接続回路を切替えスイッチ３９のＵＨＦ側出力端子と基準電位点との間に接続して構成されている。コンデンサＣｕ３は後述のコンデンサＣｖ３と同様に可変容量ダイオードを使用し、その容量値が選局電圧Ｖt により受信周波数に応じて可変されるようになっている。インダクタＬｕ３とコンデンサＣｕ３で構成される並列共振回路33u-1は、受信周波数で開放インピーダンスを呈し、受信周波数から周波数が離れるに従って前記並列共振回路33u-1は次第に短絡インピーダンスを呈していく。従って、周波数可変型ＢＰＦ３４ｕの受信周波数帯域外が開放インピーダンスを呈するような回路の場合は、前記周波数可変型終端器Ｒｕ３で終端されることによって、周波数可変終端器３３ｕ以降の入力端反射損失は図２と同様な特性を得ることができる。
【００９３】
なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型終端器３３ｖは、インダクタＬｖ３，Ｌｖ３′とコンデンサＣｖ３の並列共振回路33v-1と、抵抗器Ｒｕ３とを直列接続し、かつインダクタＬｖ３′の両端を開放又は短絡するスイッチＳＷを設けて、この直列接続回路を切替えスイッチ３９のＵＨＦ側出力端子と基準電位点との間に接続して構成されている。スイッチＳＷは、ＶＨＦ帯の２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）を切り替えるのに使用される。
【００９４】
前記コンデンサＣｕ３，Ｃｖ３には、選局電圧Ｖt によって容量値が変わる可変容量ダイオードが用いられる。
【００９５】
以上説明した周波数可変型終端器３３ｕ，３３ｖが前記分配器３１の一方の出力端子に接続され、他方の出力端子３６にも入力端反射損失が良好な回路を接続することにより、前記分配器３１の２つの出力端子間アイソレーションが十分確保できる。
【００９６】
図４は本発明の第３の実施の形態のチューナに用いられる分波器を示す回路図、図５はチューナ内に図４の分波器を配設した状態の斜視図、図６は図５のＡ−Ａ線断面図であり、シールド枠４０内には分波器１１を搭載した配線基板４２が収納され、シールド枠４０の上部及び下部には金属製の蓋体４４，４３が配設されている。
【００９７】
図４において、分波器１１は、上り信号を通し下り帯域を遮断する低域通過フィルタ（ＬＰＦ部）と、上り帯域を遮断し下り信号を通す高域通過フィルタ（ＨＰＦ部）から構成され、ケーブルモデムを含む端末では、図１に示したようにチューナ内部の入力部に構成されている。ＬＰＦ部は、入出力端子１０と入力端子２５との間に接続したインダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn と、各インダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn の接続点と基準電位点間及び入力端子２５と基準電位点間に接続したコンデンサＣＬ1 ，ＣＬ2 ，…，ＣＬn と、各インダクタＬＬ2 ，ＬＬ3 ，…，ＬＬn に並列接続したコンデンサＣＬ12，Ｃ13，…，ＣＬn とで構成されている。ＨＰＦ部は、入出力端子１０に直列接続したコンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1と、各コンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1の接続点と基準電位点間に接続した、コンデンサＣＨ11とインダクタＬＨ1 ，コンデンサＣＨ12とインダクタＬＨ2 ，…，コンデンサＣＨ1nとコンデンサＬＨn の各直列回路とから構成されている。
【００９８】
そして、図５及び図６にも示されるように、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１〜ＬＨｎと、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ１〜ＬＬｎを分離するように、ＨＰＦ部とＬＰＦ部間にシールド板４１が設けられており、ＨＰＦ部内及びＬＰＦ部内の各インダクタは、それぞれ互いに結合し難い向きに配置されているものとする。
【００９９】
上記の構成にすることにより、ＨＰＦ部のインダクタとＬＰＦ部のインダクタの相互誘導による空間的な結合が無くなり、各フィルタの減衰域の減衰特性の劣化を無くすことが可能となる。
【０１００】
図７は本発明の第４の実施の形態のチューナに配設した分波器の断面図であり、シールド枠４０内には分波器１１を搭載した配線基板４２が収納され、シールド枠４０の上部及び下部には金属製の蓋体４４，４３が配設されている。
【０１０１】
図７において、図中ＬＨ１は、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１〜ＬＨｎのうちＬＰＦ部との結合部に最も近いインダクタであり、ＬＬ１はＬＰＦ部のインダクタＬＬ１〜ＬＬｎのうちＨＰＦ部との結合部に最も近いインダクタを示す。ＨＰＦ部の前記インダクタＬＨ１を基板４２の表面に、ＬＰＦ部の前記インダクタＬＬ１を基板４２の裏面に配設した。なお、ＨＰＦ部内及びＬＰＦ部内の各インダクタは、それぞれ互いに結合し離い向きに配置されているものとする。
【０１０２】
上記の構成にすることにより、結合し易い位置関係にある結合部に最も近いインダクタ同士が結合し難くなるため、遮断域の減衰特性の劣化を抑えることが可能となる。図７の実施の形態では、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１を基板４２の表面に、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ１を基板４２の裏面に配したが、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１を基板４２の裏面、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ１を基板４２の表面に配しても同様の効果を得ることができる。また、図７では、基板裏面のインダクタＬＬ１を基板表面同様に空芯コイルで示したが、表面実装可能なチップタイプのインダクタを使用しても良い。
【０１０３】
なお、図４〜図６に示したシールド板の配置、及び図７に示したような基板４２の表裏面におけるインダクタの配置、の両方を併用することも本発明に係わるもう１つの実施の形態であり、ＨＰＦとＬＰＦのアイソレーションを取る上で、効果的な実施の形態となる。
【０１０４】
図８は本発明の第５の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図である。この図に示す高周波発振器はコレクタ接地型と呼ばれる回路である。図２２と同一部分には同一符号を付してある。
【０１０５】
図８において、高周波発振器は、トランジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子５０に接続する一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源端子５０の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電圧をＱ1 のベースに供給するようにしている。
【０１０６】
Ｑ1 のベースとエミッタ間には、コンデンサＣ21，第１の可変容量ダイオードＣv11及びコンデンサＣ22からなる直列回路を接続し、Ｑ1 のエミッタと基準電位点間には、コンデンサＣ23及び第２の可変容量ダイオードＣv12からなる直列回路を接続している。
【０１０７】
Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 を介して第３，第４の可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに接続し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列回路を介して基準電位点に接続し、選局電圧Ｖt の入力端子５１がコンデンサＣ6 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ5 を介して第３，第４の可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードの接続点に接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに供給されるようになっている。また、前記コンデンサＣ21と前記第１の可変容量ダイオードＣv11のアノードの接続点は抵抗Ｒ21を介して基準電位点に接続しており、選局電圧Ｖt の入力端子５１が抵抗Ｒ22を介して第１の可変容量ダイオードＣv11のカソードに接続する一方抵抗Ｒ23を介して前記第２の可変容量ダイオードＣv12のカソードに接続し、選局電圧Ｖt が第１，第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カソードに供給されるようになっている。
【０１０８】
前記第４の可変容量ダイオードＣv2のアノードは、インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及びインダクタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧Ｖccの電源端子５３に接続している。前記インダクタＬ1 とコンデンサＣ7 の接続点は抵抗Ｒ7 を介して基準電位点に接続し、前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号ＳＷの入力端子５２に接続している。前記入力端子５２は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電位点に接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点に接続し、電源端子５３はコンデンサＣ11を介して基準電位点に接続している。
【０１０９】
図８に示された回路においては、第１の可変容量ダイオードＣv11はトランジスタＱ1 のベース対エミッタ間の容量値を可変するように接続されており、第２の可変容量ダイオードＣv12は前記トランジスタＱ1 のエミッタ対基準電位点間の容量値を可変するように接続されている。第３，第４の可変容量ダイオードＣv1，Ｃv2はそれぞれ、図２２の従来例におけるＣv1，Ｃv2と同一のものである。
【０１１０】
共振回路のインダクタＬ1 とＬ2 をダイオードＤ1 により切り換えて、概ね１２０〜２５０ＭＨｚと２５０〜５００ＭＨｚの２つの発振周波数範囲を共通のトランジスタＱ1 でカバーしている。
【０１１１】
バンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ロー（Low ）”の場合にダイオードＤ1 が開放インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより１２０〜２５０ＭＨｚで発振する。反対にバンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ハイ（High）”の場合にダイオードＤ1 が短絡インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより２５０〜５００ＭＨｚで発振する。
【０１１２】
言い換えると、選局電圧Ｖｔが約１Ｖの場合にＳＷのロジックが“ロー”の場合は１２０ＭＨｚで発振し、ＳＷのロジックが“ハイ”の場合は２５０ＭＨｚで発振するためには、選局電圧Ｖｔが１Ｖのときに１２０〜２５０ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が必要になる。また、選局電圧Ｖｔが約２５Ｖの場合にＳＷのロジックが“ロー”の場合は２５０ＭＨｚで発振し、ＳＷのロジックが“ハイ”の場合は５００ＭＨｚで発振するためには、選局電圧Ｖｔが２５Ｖのときに２５０〜５００ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が必要になる。
【０１１３】
図８の回路によれば、図９に示されるように希望発振範囲で十分な負性抵抗を得ることができる。
【０１１４】
図９に、図８の回路におけるコンデンサＣ4 からトランジスタＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す。実線の曲線ＡはＶｔの印加電圧が１Ｖの場合の負性抵抗を示し、点線の曲線ＢはＶｔの印加電圧が２５Ｖの場合の負性抵抗を示す。Ｖｔの印加電圧を１Ｖから２５Ｖまで次第に上昇させると負性抵抗の曲線は図９の実線の曲線Ａから点線の曲線Ｂに次第に変化していく。このように、図２２の従来のチューナにおけるＣ4 からＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗が、選局電圧Ｖt の変化に関係なく図２３のように変化する特性であるのに対して、図８のチューナでは選局電圧Ｖt の１〜２５Ｖの変化に対して図９のように選局電圧Ｖｔが１Ｖのときに１２０〜２５０ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が変化し、選局電圧Ｖｔが２５Ｖのときに２５０〜５００ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が変化する。結果として、希望発振範囲で十分な負性抵抗を得て、位相雑音の劣化を抑えることができる。
【０１１５】
図１０は本発明の第６の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図である。この図に示す回路は、図８の回路と同様にコレクタ接地型の高周波発振器である。
【０１１６】
図１０において、図８の回路と異なる点は、第２の可変容量ダイオードＣv12をトランジスタＱ1 のエミッタ対コレクタ間の容量値を可変するように接続したことである。また、図８に対して、選局電圧Ｖｔを供給する手段に関する変更を行った例を示している。
【０１１７】
図１０の構成を以下に説明する。高周波発振器は、トランジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子５０に接続する一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源端子５０の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電圧をＱ1 のベースに供給するようにしている。
【０１１８】
Ｑ1 のベースとエミッタ間には、コンデンサＣ21及び第１の可変容量ダイオードＣv11からなる直列回路を接続し、Ｑ1 のエミッタとコレクタ間には、第２の可変容量ダイオードＣv12及びコンデンサＣ23からなる直列回路を接続している。
【０１１９】
Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 を介して第３の可変容量ダイオードＣv1のカソードに接続し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列回路を介して基準電位点に接続している。Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 を介して第４の可変容量ダイオードＣv2のカソードに接続し、Ｃv2のアノードは抵抗Ｒ7 を介して基準電位点に接続する一方インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及びインダクタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧Ｖccの電源端子５３に接続している。
【０１２０】
選局電圧Ｖt の入力端子５１はコンデンサＣ6 を介して基準電位点に接続する一方、抵抗Ｒ4 を介して第３の可変容量ダイオードＣv1のカソードに接続し、かつ抵抗Ｒ5 を介して第４の可変容量ダイオードＣv2のカソードに接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに供給されるようになっている。
【０１２１】
また、前記コンデンサＣ21と前記第１の可変容量ダイオードＣv11のアノードの接続点は抵抗Ｒ21を介して基準電位点に接続しており、さらに前記コンデンサＣ23と前記第２の可変容量ダイオードＣv12のアノードの接続点は抵抗Ｒ23を介して基準電位点に接続しており、選局電圧Ｖt の入力端子５１が抵抗Ｒ22を介して第１，第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カソードに接続し、選局電圧Ｖt が第１，第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カソードに供給されるようになっている。
【０１２２】
前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号ＳＷの入力端子５２に接続している。前記入力端子５２は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電位点に接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点に接続し、前記電源端子５３はコンデンサＣ11を介して基準電位点に接続する構成となっている。図１０の作用効果は、図８と同様である。
【０１２３】
図１１は本発明の第７の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の構成を示すブロック図、図１２はその構造を示す斜視図である。
【０１２４】
本実施の形態は、図１又は図３における中間周波増幅段２０又は４０の改善に関するものである。
【０１２５】
図１１の中間周波増幅段は、入力端子６１と出力端子６６間に、第１の増幅手段としての増幅器６２と、例えば金属製パッケージのＳＡＷフィルタ６３と、第２の増幅手段としての増幅器６５と、が直列に接続している。ここで、ＳＡＷフィルタ６３は、シールド壁６４で囲んだ構成としている。
【０１２６】
図示しない周波数変換手段からの中間周波信号は入力端子６１に供給され、該中間周波信号は増幅器６２で増幅された後、ＳＡＷフィルタ６３で所定の中間周波帯域に制限される。その後さらに増幅器６５で中間周波増幅され、出力端子６６にチューナ出力として取り出される。
【０１２７】
図１２に示すように、ＳＡＷフィルタ６３の周りをシールド壁６４で囲んだ構成となっており、各シールド壁６４とも少なくとも一部が配線基板６５の表面の接地パターンに半田付けされているか、基板６５の裏面に貫通し、基板６５の裏面の接地パターンと半田付けされているものとする。
【０１２８】
以上の構成にすることにより、ＳＡＷフィルタ６３の周囲が低インピーダンスであるシールド壁６４で仕切られることにより、回路パターンを介してＳＡＷフィルタ６３の入力端子から出力端子に回り込む信号が少なくなり、更に、シールドされたＳＡＷフィルタ６３の領域で前段の増幅器６２と後段の増幅器６５が隔てられることにより、増幅器６５の出力から増幅器６２の入力に回り込む信号も減少するため、ＳＡＷフィルタ６３の遮断域の減衰特性および、帯域内リップル特性の劣化を抑えることが可能になる。
【０１２９】
なお、図１１及び図１２の実施の形態では、ＳＡＷフィルタ６３は金属パッケージの場合を示しているが、図１３及び図１４に示すようなプラスチックパッケージのＳＡＷフィルタでも同様の効果を得ることができる。
【０１３０】
図１３は本発明の第８の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の他の構成例を示す斜視図、図１４は図１３におけるＡ−Ａ線断面図である。本例では、図１２における金属性パッケージのＳＡＷフィルタ６３に代えて、プラスチックパッケージのＳＡＷフィルタ７０を配設したものであり、しかも図１３及び図１４では、一定の厚みを有し、基板６５の表面に対して垂直方向に伸びた縦型のプラスチックパッケージのＳＡＷフィルタ７０が配設されている。
【０１３１】
縦型のプラスチックパッケージのＳＡＷフィルタ７０の場合、図１４に示すようにＳＡＷフィルタ７０の傾きを変えることができるため、パッケージとシールド壁６４の距離により、パッケージ内にあるＳＡＷフィルタの表面パターンとシールド壁６４とで形成される静電容量が変わり、ＳＡＷフィルタの人出カインピーダンスを微調整することができる。すなわち、ＳＡＷフィルタ７０の傾きを変えることによりＳＡＷフィルタの通過帯域特性の微調整が可能になる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、広い周波数帯域に亘って、受信性能を維持及び向上させることができる。特に、広い周波数帯域に亘って反射損失が良好であり、分波器や分配器のアイソレーションを確保することができ、良好な特性を持ったチューナを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のチューナを示すブロック図。
【図２】図１の周波数可変型終端器以降の入力端反射損失を示す図。
【図３】本発明の第２の実施の形態のチューナを示すブロック図。
【図４】本発明の第３の実施の形態のチューナにおける分波器を示す回路図。
【図５】図４の分波器をチューナ内に配設した状態の斜視図。
【図６】図５のＡ−Ａ線断面図。
【図７】本発明の第４の実施の形態のチューナにおける分波器の断面図。
【図８】本発明の第５の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図。
【図９】図８における、コンデンサＣ4 からＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図。
【図１１】本発明の第７の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の構成を示すブロック図。
【図１２】図１１の構造を示す斜視図。
【図１３】本発明の第８の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の他の構成例を示す斜視図。
【図１４】図１３のＡ−Ａ線断面図。
【図１５】一般的な双方向のＣＡＴＶ送受信システムを示すブロック図。
【図１６】従来例のチューナを示すブロック図。
【図１７】図１６の周波数可変型ＢＰＦの入力端反射損失を示す図。
【図１８】他の従来例のチューナを示すブロック図。
【図１９】図１６のチューナに用いられる分波器を示す回路図。
【図２０】図１９の分波器をチューナ内に配設した状態の斜視図。
【図２１】図２０のＡ−Ａ線断面図。
【図２２】従来例のチューナ内の局部発振器を示す回路図。
【図２３】図２２における、コンデンサＣ4 からＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す図。
【図２４】従来例のチューナ内の中間周波増幅段の構成を示すブロック図。
【図２５】図２４の構造を示す斜視図。
【符号の説明】
１０…入出力端子
１１…分波器
１１ｈ…高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
１１ｌ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
１２，３２…ＵＨＦ／ＶＨＦ切替えスイッチ
１３ｕ，ｌ３ｖ，２３ｕ，３３ｖ…周波数可変型終端器
１４ｕ，１４ｖ，３４ｕ，３４ｖ…周波数可変型ＢＰＦ（周波数可変型フィルタ手段）
１５ｕ，１５ｖ，３５ｕ，３５ｖ…増幅器
１８ｕ，１８Ｖ，３８ｕ，３８Ｖ…局部発振器（高周波発振器）
２０，４０…中間周波増幅段
２１，４１，６２…増幅器（第１の増幅手段）
２２，４２，６３，７０…表面弾性波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）
２３，４３，６５…増幅器（第２の増幅手段）
２５…入出力端子
３１…分配器
４０…シールド枠
４１…シールド板
４２…基板
６４…シールド壁
ＬＨ１，ＬＨ２，…，ＬＨｎ…ＨＰＦ側インダクタ
ＬＬ１，ＬＬ２，…，ＬＬｎ…ＬＰＦ側インダクタ
Ｑ1 …トランジスタ
Ｃv11…第１の可変容量ダイオード
Ｃv12…第２の可変容量ダイオード
Ｃv1 …第３の可変容量ダイオード
Ｃv2 …第４の可変容量ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＡＴＶ、衛星放送、地上波放送などにおけるデジタル変調された信号（ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、８ＶＳＢなど）を受信するチューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年のディジタル化、マルチメディア化に伴い、放送分野においては、現行のＴＶなどの無線系の放送だけでなく、放送と通信の融合化がなされたＣＡＴＶなどの有線系放送も注目されている。
【０００３】
従来、ＣＡＴＶ伝送線路を用いた双方向のデータ伝送の方式が開発され、ビデオ・オンデマンドなどへのサービスへ応用されている。
【０００４】
一方、ＣＡＴＶ回線は、電話回線と比較して大容量のデータ伝送能力を有することから、ＣＡＴＶ回線を用いてネットワークを構成し、例えばインターネット等に加入者端末の通信機器（例えばパソコン）から高速にアクセスできるデータ通信サービスが開発されている。このサービスでは、加入者宅にケーブルモデムと呼ばれるＣＡＴＶ回線とのインターフェースが設置され、ケーブルモデムにデータ通信機器としてのパソコンを接続する。これによって、ユーザーがＣＡＴＶ放送センターを介してインターネット等の外部ネットワークに接続するサービスを可能としている。
【０００５】
図１５は、ケーブルモデムを含むＣＡＴＶ放送システムの概略構成を示すブロック図である。
【０００６】
図１５において、ＣＡＴＶ放送センター201 は、映像供給装置202 と、外部ネットワーク203 と接続するサーバー装置204 と、このサーバー装置204 に接続する信号変換回路205 と、映像供給装置202 からの変調された映像信号と信号変換回路205 からの変調されたデータ信号を混合したり、或いはＣＡＴＶ回線207 からの混合された映像信号とデータ信号を分波する混合分波回路206 を具備して構成されている。
【０００７】
ＣＡＴＶ放送センター201 には、地上波放送，衛星放送波等の通常の放送サービスに伴う映像信号が、映像供給装置202 から変調されて混合分波回路206 に供給され、その後ＣＡＴＶ回線207 に送出される。ＣＡＴＶ回線207 は、光ケーブルと同軸ケーブルのハイブリッドで構成され、複数（図示の場合は２つ）の加入者端末208 に接続される。光ケーブルと同軸ケーブルのハイブリッドで構成するとは、センターから伸びる幹線の部分に光ケーブルを利用し加入者宅に引き込むところは同軸ケーブルを利用するシステムである。
【０００８】
また、上記ＣＡＴＶ放送センター201 には、インターネット等の外部ネットワーク203 と接続されるサーバー装置204 が設置されており、このサーバー装置204 では加入者の管理や外部とのセキュリティ，ネットワークの管理等を行っている。
【０００９】
このサーバー装置204 と接続された信号変換回路205 の下りに関しては、このＣＡＴＶ通信系のデータ生成と変調処理及び周波数変換がなされ、混合分波回路206 に供給され、ＣＡＴＶ回線207 に出力される。
【００１０】
また、上記加入者端末208 から送出された上り信号は、ＣＡＴＶ回線207 から混合分波回路206 を経由して、信号変換回路205 で上りデータの復調、サーバー用のフォーマットデータの変換がなされ、サーバー装置204 に供給される。
【００１１】
一方、加入者端末２８では、ＣＡＴＶ回線２７より送られてくる放送信号を、セットトップボックス211 で受信し、選局処理及び復調処理等を行った後、表示装置としてのテレビジョン受信機212 で再生する。
【００１２】
また、放送センター２１よりＣＡＴＶ回線２７を介して送られる下り信号は、ケーブルモデム209 にて復調処理が行れた後、ケーブルモデム用の制御データが取り出され、かつ接続されたデータ通信機器としてのパソコン210 に必要なデータを供給する。
【００１３】
一方、パソコン210 より送出される上りデータは、ケーブルモデム209 により変調処理がなされ、上り信号としてＣＡＴＶ回線207 を介してＣＡＴＶ放送センター201 に送出される。
【００１４】
上記のように、このＣＡＴＶ放送システムは、従来よりある加入者端末と異なり、ＣＡＴＶセットトップボックス211 による放送センター201 からの放送信号受信のみでなく、各端末のケーブルモデム209 から積極的に放送センター201 への送信を行うことができるようになっている。
【００１５】
放送センター201 と加入者端末208 間の通信は、上り／下りの各データについて、上り／下りそれぞれ６ＭＨz ，１．５ＭＨz の周波数帯域を持ったＱＰＳＫ変調にて送受信を行っている。
【００１６】
ＣＡＴＶ放送の場合、デジタル変調された通常９０〜８６０ＭＨｚ程度の高周波信号をケーブルによってセンター局から各家庭に配信し、この信号をセットトップボックス内のチューナに入力し、チューナによって一回ないし三回の周波数変換によって中間周波数に周波数変換した後、デジタル復調が行われる。
【００１７】
ケーブルモデムなどの双方向ＣＡＴＶの場合には、上記の通常９０〜８６０ＭＨｚ程度の高周波信号(下り信号:Downstream)に加えて、通常５〜５０ＭＨｚ程度のＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのデジタル変調された高周波信号(上り信号:Upstream)で各家庭からセンター局に向けて送信を行う。このように５〜５０ＭＨｚの帯域を加入者側からセンター局への方向（つまり放送とは逆方向）に割り当て、加入者宅やイベント会場などの映像をセンターに送信したり、中継器やＣＡＴＶセットトップボックスの異常などをセンターに知らせるために利用している。
【００１８】
上記下り信号と上り信号は、分波器(Diplexer)によって周波数的に分別される。分波器は下り信号と上り信号が互いに干渉しないようにアイソレーションを十分に確保する必要がある。
【００１９】
或いは、これらのメディアは一本の同軸ケーブルによって家庭内に引き込まれた後、家庭内における受信機器（端末）の内外で分配器によって分配されてセットトップボックス内の各メディアに対応したチューナのＲＦ部に入力される。分配器はチューナ相互のアイソレーションを十分確保する必要がある。
【００２０】
図１６は従来のチューナを示すブロック図である。
図１６において、高周波信号は入出力端子100 から入力され分波器101 の高域通過フィルタ（以下ＨＰＦという）101ｈ、減衰器102 、増幅器103 を通り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 に供給される。ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 では、受信周波数帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（105u〜109uの経路、または105v〜109vの経路）が選択される。
【００２１】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 でＵＨＦ帯が選択されている場合には、高周波信号は、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ105u、増幅器106u、さらに受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ107uを介して混合器108uの一方の入力端に入力される。混合器108uの他方の入力端には局部発振器109uからの局部発振信号が入力される。
【００２２】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ104 でＶＨＦ帯が選択されている場合には、高周波信号は、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ105v、増幅器106v、さらに受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ107vを介して混合器108vの一方の入力端に入力される。混合器108vの他方の入力端には局部発振器109vからの局部発振信号が入力される。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ105v，107vは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略している。)
前記局部発振器109u，109vは電圧制御型の高周波発振器で構成され、入力端子116 からの選局電圧Ｖt にて受信周波数に対応した局部発振周波数の信号が得られるよう制御される。また、選局電圧Ｖt にて周波数可変型ＢＰＦ105u，107u，105v，107vが制御され、受信周波数に同調した通過帯域が得られるよう制御される。
【００２３】
前記の混合器108u及び局部発振器109uはＵＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＵＨＦ帯側の周波数変換手段を構成し、混合器108v及び局部発振器109vはＶＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＶＨＦ帯側の周波数変換手段を構成している。
【００２４】
混合器108uまたは108vからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ110 を経由して、増幅器111 ，表面弾性波フィルタ（以下ＳＡＷフィルタ）112 ，及び増幅器113 を構成する中間周波増幅段に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への帯域制限がなされて出力端子114 から出力される。
【００２５】
入力端子115 には図示しないケーブルモデムからの上り信号（家庭→センター方向）が入力され、分波器101 のローパスフィルタ（ＬＰＦ）101lを通って入出力端子100 から出力される。
【００２６】
図１７に、周波数可変型ＢＰＦ105uの入力端反射損失（リターンロス）を示す。横軸に周波数（MHz ）を、縦軸に反射損失（dＢ）をとってある。周波数可変型ＢＰＦ105uの入力端反射損失は、ＢＰＦ105uの入力端で反射する信号の電力の減衰量を表すもので、受信周波数においては大きく、受信周波数の上下では小さい。(ＶＨＦ帯域用周波数可変ＢＰＦ105vの場合も同様な特性を示す。)
このような特性を持つフィルタ回路に分波器101 を前置した場合は、分波器101 の端子間アイソレーションが十分得られないことが知られているため、図１６に示すように前記周波数可変型ＢＰＦ105u及び105vの前に減衰器102 や増幅器103 を設けて同調周波数以外での反射損失を確保して前段の分波器101 にリターンする周波数成分を少なくするようにして分波器101 と接続している。
【００２７】
図１８は他の従来例のチューナを示すブロック図である。チューナの入力部に分配器121 を接続した例を示す。
【００２８】
図１８において、高周波信号は入力端子120 から分配器121 に入力され、分配器121 の第１の出力端子は増幅器123 以降の回路に接続され、分配器121 の第２の出力端子122 は別のメディアに対応した図示しないチューナに接続される。
【００２９】
前記増幅器123 の出力は減衰器124 を通り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ125 に供給される。ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ125 では、受信周波数帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（126u〜130uの経路、または126v〜130vの経路）が選択される。
【００３０】
ＵＨＦ帯の経路における周波数可変型ＢＰＦ126u，増幅器127u，周波数可変型ＢＰＦ128u，混合器129u，及び局部発振器130uは、図１６における周波数可変型ＢＰＦ105u，増幅器106u，周波数可変型ＢＰＦ107u，混合器108u，及び局部発振器109uと同様である。また、ＶＨＦ帯の経路における周波数可変型ＢＰＦ126v，増幅器127v，周波数可変型ＢＰＦ128v，混合器129v，及び局部発振器130vは、図１６における周波数可変型ＢＰＦ105v，増幅器106v，周波数可変型ＢＰＦ107v，混合器108v，及び局部発振器109vと同様である。選局電圧Ｖt の入力端子136 についても、図１６の入力端子116 と同様であり、入力端子136 からの選局電圧Ｖt により受信周波数に応じて、前記局部発振器130u，130vの局部発振周波数を制御すると共に、周波数可変型ＢＰＦ126u，128u，126v，128vの通過帯域を制御するようになっている。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ126v，128vは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略している。)
混合器129uまたは129vからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ131 を経由して、増幅器132 ，ＳＡＷフィルタ133 ，及び増幅器134 で構成される中間周波増幅段に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への制限がなされて出力端子135 から出力される。
【００３１】
周波数可変型ＢＰＦ126uの入力端反射損失は図１７と同様である。このような入力端反射特性を持つフィルタ回路に分配器121 を前置した場合は、分配器121 の端子間アイソレーションが十分得られないことが知られているため、図１８に示すように前記周波数可変型ＢＰＦ126u及び126vの前に増幅器123 や減衰器124 を設けて同調周波数以外での反射損失を確保して前段の分配器121 と接続している。
【００３２】
なお、図１６及び図１８では減衰器102,124と増幅器103,123を、ともに記載してあるが、減衰器か増幅器いずれか一方の場合もあり得る。
【００３３】
ところで、図１６又は図１８のチューナでは、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けないと分波器や分配器のアイソレーションが確保できないが、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器を設けると受信Ｃ／Ｎが劣化し、増幅器を設けると入力レベルが高まることによって前記周波数可変型ＢＰＦ以降の非線形回路（増幅器や周波数変換器）の非線形歪みが劣化するという問題点があった。
【００３４】
一般に、上り信号と下り信号を分別する分波器（図１６の符号101 に相当する）は、図１９〜図２１に示すように構成されている。
【００３５】
図１９は分波器の回路図、図２０は図１９の分波器を、シールド枠140 を備えたチューナの入力部に配設した状態を示している。図２１は図２０のＡ−Ａ線から見た断面であり、シールド枠140 内には分波器101 を搭載した配線基板141 が収納され、シールド枠140 の上部及び下部には金属製の蓋体143，142が配設されている。
【００３６】
図１９において、分波器101 は、上り信号を通し下り帯域を遮断する低域通過フィルタ（ＬＰＦ部）と、上り帯域を遮断し下り信号を通す高域通過フィルタ（ＨＰＦ部）から構成され、ケーブルモデムを含む端末では、図１６に示したようにチューナ内部の入力部に構成されている。ＬＰＦ部は、入出力端子100 と入力端子115 との間に接続したインダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn と、各インダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn の接続点と基準電位点間及び入力端子115 と基準電位点間に接続したコンデンサＣＬ1 ，ＣＬ2 ，…，ＣＬn と、各インダクタＬＬ2 ，ＬＬ3 ，…，ＬＬn に並列接続したコンデンサＣＬ12，Ｃ13，…，ＣＬn とで構成されている。ＨＰＦ部は、入出力端子100 に直列接続したコンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1と、各コンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1の接続点と基準電位点間に接続した、コンデンサＣＨ11とインダクタＬＨ1 ，コンデンサＣＨ12とインダクタＬＨ2 ，…，コンデンサＣＨ1nとコンデンサＬＨn の各直列回路とから構成されている。
【００３７】
ケーブルモデムを含む端末において、入力される下り信号のレベルは通常−１５〜＋１５ｄＢｍＶであるのに対し、センターヘ送信する上り信号は、センターに到達するまでのタップやケーブルによる損失を補う必要から、最大＋６０ｄＢｍＶの高出力レベルになるため、分波器には以下の性能が要求される。
【００３８】
（イ） 上り帯域の高域端がチューナの中間周波数帯に被るため、上り帯域の高域端で上り信号を送信する際に、下り信号を中間周波信号に変換した後の信号に妨害を与えないために、分波器の高域通過フィルタは前記中間周波数帯で十分な減衰特性を必要とする。
【００３９】
（ロ） 端末内のケーブルモデムにおける上り信号変調器で生成した上り信号には、増幅器等の歪みによる上り帯域外の高調波成分が含まれていたり、デジタルシンセサイザー方式の変調器では上り帯域外に変調成分が発生したりする。これらは下り帯域の信号への妨害となるため、分波器の低域通過フィルタは遮断域で十分な減衰特性を必要とする。
【００４０】
ところで、分波器の高域通過フィルタ及び低域通過フィルタがそれぞれ最適設計されていても、前述（図１９〜図２１）のように、チューナ内部に、分波器を構成する場合には、チューナの小型化のため、各フィルタ間距離が十分に確保できず、各々のフィルタを構成するインダクタ等が互いに結合することになる。図１９〜図２１では、図１９の点線で示したように、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ1 とＨＰＦ部のインダクタＬＨ1 とが相互に電磁誘導で空間的に結合し易い。これにより、高域通過フィルタと低域通過フィルタのアイソレーションが取れず、各フィルタの遮断域において互いのインダクタの共振による盛り上がりや、信号の直接飛び込みによる見掛け上のフィルタの段数の減少により、減衰特性が悪化する問題点があった。
【００４１】
デジタル変調された信号は位相情報を有するため、これを受信するチューナは位相情報の純度を劣化させないために、局部発振器などに用いられる高周波発振器の位相雑音を小さくする必要がある。
【００４２】
チューナにおける発振器はＣＡＴＶや地上波の放送を受信する際には、入力信号より中間周波数（約３０〜６０ＭＨｚ）だけ高く概ね１２０〜９１０ＭＨｚの範囲で発振する必要がある。通常使用される可変容量ダイオードでは制御電圧範囲（概ね１〜２５Ｖ）では、発振周波数の上限と下限の比は１．５倍〜２．５倍程度である。このため、複数の周波数帯域に分割することで全周波数範囲（１２０〜９１０ＭＨｚ）をカバーしている。一般には概略１２０〜２５０ＭＨｚ、２５０〜５００ＭＨｚ、５００〜９１０ＭＨｚの３つの周波数帯域に分割して、それぞれにつき１〜２５Ｖ程度の連続した制御電圧範囲でカバーしている。
図２２は従来のチューナにおける高周波発振器の回路図である。この図に示す高周波発振器はコレクタ接地型と呼ばれる回路である。
【００４３】
図２２において、高周波発振器は、トランジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子150 に接続する一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源端子150 の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電圧をＱ1 のベースに供給するようになっている。Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 を介して可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに接続し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列回路を介して基準電位点に接続し、選局電圧Ｖt の入力端子151 がコンデンサＣ6 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ5 を介して可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードの接続点に接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに供給されるようになっている。Ｃv2のアノードは、インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及びインダクタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧Ｖccの電源端子153 に接続している。前記インダクタＬ1 とコンデンサＣ7 の接続点は抵抗Ｒ7 を介して基準電位点に接続し、前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号ＳＷの入力端子152 に接続している。前記入力端子152 は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電位点に接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点に接続し、電源端子153 はコンデンサＣ11を介して基準電位点に接続している。
【００４４】
図２２に示された回路においては、第１の周波数帯域（１２０〜２５０ＭＨｚ）と第２の周波数帯域（２５０〜５００ＭＨｚ）に対して共通のトランジスタＱ1 が用いられ、共振回路のインダクタＬ1 ，Ｌ2 をダイオードＤ1 により切り換えて２つの発振周波数範囲をカバーしている。この例においては、バンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ロー（Low ）”の場合にダイオードＤ1 が開放インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより１２０〜２５０ＭＨｚで発振する。反対にバンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ハイ（High）”の場合にダイオードＤ1 が短絡インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより２５０〜５００ＭＨｚで発振する。このためトランジスタＱ1 とコンデンサＣ1 およびコンデンサＣ2 によって発振周波数範囲である１２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性対抗を発生させる必要がある。
【００４５】
図２３に、図２２の回路におけるコンデンサＣ3 からトランジスタＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す。２５０ＭＨｚ付近では十分な負性抵抗が得られるが、１２０ＭＨｚ付近および５００ＭＨｚ付近では十分な負性抵抗が得られない。
【００４６】
このため、図２２の従来の高周波発振器では、１２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性抵抗を発生させ、希望の発振範囲で十分余裕を持って発振することが困難であり、結果として位相雑音を劣化させるという問題がある。
【００４７】
デジタルＣＡＴＶ放送において、下り帯域で伝送される信号は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等のデジタル変調波であり、一般にアナログ波より１０ｄＢ程度低いレベルで伝送されている。従って、復調する際には隣接チャンネルにアナログ波が有る場合にも隣接波のレベルを十分に落とす必要があるため、帯域制限フィルタとして中間周波段に表面弾性波フィルタ（以下ＳＡＷフィルタ）を使用している。しかし、ＳＡＷフィルタは挿入損失が大きいため、所望の雑音指数及び信号レベルを得るために、図２４に示すように、ＳＡＷフィルタ162 の前後に増幅器161，163を配して使用するのが一般的であり、さらに後段に配される増幅器163 は、復調に際し比較的高い信号レベルが必要となる場合が多いため、高利得の増幅器になる場合が多い。また、ＳＡＷフィルタの実装方法としては、（イ）ＳＡＷフィルタ162 をチューナの外に配する場合と、（ロ）図２５に示すようにチューナに内蔵する場合がある。
【００４８】
ところで、中間周波数帯のＳＡＷフィルタの実装方法によって以下の問題が生じる。
【００４９】
（イ） ＳＡＷフィルタをチューナの外、すなわちチューナが実装されるセットのメインボード上に実装される場合は、メインボード上を伝わる中間周波数帯の妨害（例えば、デジタル系のノイズや、上り信号）が直接飛び込む問題が有る。
【００５０】
（ロ） チューナに内蔵する場合は、シールド効果のあるチューナのシャーシに覆われているため、メインボード上の妨害に対しては有利な構成であり、取り扱いも簡便になるものの、小面積中にＳＡＷフィルタと高利得増幅器が実装されるため、ＳＡＷフィルタの入出力間のアイソレーションが取り難く、ＳＡＷフィルタ外を伝わる信号成分が多くなり、ＳＡＷフィルタ中を伝送した信号との干渉で発生する帯域内リップルが大きくなる問題があった。
【００５１】
【発明が解決しようとする課題】
上記の如く、従来のチューナには次の(1)〜(4)のような問題点があった。
【００５２】
(1) 周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けないと分波器や分配器のアイソレーションが確保できないが、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器を設けると受信Ｃ／Ｎが劣化し、増幅器を設けると入力レベルが高まることによって前記周波数可変型ＢＰＦ以降の非線形回路(増幅器や周波数変換器)の非線形歪みが劣化するという問題点があった。
【００５３】
（2）分波器の高域通過フィルタ及び低域通過フィルタがそれぞれ最適設計されていても、前述のように、チューナ内部に、分波器を構成する場合には、チューナの小型化のため、各フィルタ間距離が十分に確保できず、各々のフィルタを構成するインダクタ等が互いに結合することになる。これにより、高域通過フィルタと低域通過フィルタのアイソレーションが取れず、遮断域において互いのインダクタの共振による盛り上がりや、信号の直接飛び込みによる見掛け上のフィルタの段数の減少により、減衰特性が悪化する問題点があった。
【００５４】
(3) １２０〜５００ＭＨｚの範囲で負性抵抗を発生させ、希望の発振範囲で十分余裕を持って発振することが困難であり、結果として位相雑音を劣化させる問題点があった。
【００５５】
(4)中間周波数帯のＳＡＷフィルタの実装方法によって以下の問題が起きる。
【００５６】
イ) ＳＡＷフィルタをチューナの外、すなわちチューナが実装されるセットのメインボード上に実装される場合は、メインボード上を伝わる中間周波数帯の妨害（例えば、デジタル系のノイズや、上り信号）が直接飛び込む問題が有る。
【００５７】
ロ) チューナに内蔵する場合は、シールド効果のあるチューナのシャーシに覆われているため、メインボード上の妨害に対しては有利な構成であり、取り扱いも簡便になるものの、小面積中にＳＡＷフィルタと高利得増幅器が実装されるため、ＳＡＷフィルタの入出力間のアイソレーションが取り難くなるため、ＳＡＷフィルタ外を伝わる信号成分が多くなり、ＳＡＷフィルタ中を伝送した信号との干渉で発生する帯域内リップルが大きくなる問題があった。
【００５８】
そこで、本発明は以上の問題に鑑み、広い周波数帯域に亘って、受信性能を維持及び向上させることができるチューナを提供することを目的とするものである。
【００５９】
より詳しくは、本発明は上記問題点(1)に鑑み、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けること無しに、これに接続される分波器や分配器のアイソレーションを確保することができるチューナを提供することを目的とする。
【００６３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明によるチューナは、入力された高周波信号の受信周波数に同調する周波数可変型フィルタ手段と、
前記周波数可変型フィルタ手段に前置され、前記受信周波数にほぼ一致する、前記周波数可変型フィルタ手段の通過帯域においては低挿入損失であり、前記受信周波数から外れる、前記周波数可変型フィルタ手段の反射帯域においては所定のインピーダンスに調整される周波数可変型終端器と、
前記周波数可変型フィルタ手段を通過した高周波信号とこれに対応する局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する周波数変換手段と、を具備したことを特徴とする。
【００６４】
請求項１の発明においては、周波数可変型ＢＰＦの通過帯域においては低挿入損失であり、かつ周波数可変型ＢＰＦの反射帯域においては所定のインピーダンスに調整される周波数可変型終端器を、前記周波数可変型ＢＰＦに前置したことにより、周波数可変型ＢＰＦの前に減衰器や増幅器を設けること無しに分波器や分配器のアイソレーションを確保することができるため、従来技術のように受信Ｃ／Ｎや非線形歪みが劣化するという問題が発生しない。
【００７３】
【発明の実施の形態】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態のチューナを示すブロック図である。
【００７４】
図１において、高周波信号は入出力端子１０から入力され分波器１１の高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１１ｈを通り、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２に供給される。ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２では、受信周波数帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（１３ｕ〜１８ｕの経路、または１３ｖ〜１８ｖの経路）が選択される。
【００７５】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２でＵＨＦ帯が選択されている場合には、周波数可変型終端器１３ｕを通り、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ１４ｕを介して増幅器１５ｕに入力される。
【００７６】
前記増幅器１５ｕの出力は周波数可変型ＢＰＦ１６ｕを介して混合器１７ｕの一方の入力端に入力される。混合器１７ｕの他方の入力端には局部発振器１８ｕからの発振信号が入力される。
【００７７】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１２でＶＨＦ帯が選択されている場合には、周波数可変型終端器１３ｖを通り、受信周波数に同調した周波数可変型ＢＰＦ１４ｖを介して増幅器１５ｖに入力される。
【００７８】
前記増幅器１５ｖの出力は周波数可変型ＢＰＦ１６ｖを介して混合器１７ｖの一方の入力端に入力される。混合器１７ｖの他方の入力端には局部発振器１８ｖからの発振信号が入力される。
【００７９】
前記周波数可変型終端器１３ｕ,１３ｖの構成については後述する。
【００８０】
前記局部発振器１８ｕ，１８ｖは電圧制御型の高周波発振器で構成され、入力端子２６からの選局電圧Ｖt にて受信周波数に対応した局部発振周波数の信号が得られるよう制御される。また、選局電圧Ｖt にて周波数可変型ＢＰＦ１４ｕ，１６ｕ，１４ｖ，１６ｖが制御され、受信周波数に同調した通過周波数帯域が得られるよう制御される。
【００８１】
混合器１７ｕおよび局部発振器１８ｕはＵＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＵＨＦ帯側の周波数変換手段を構成し、混合器１７ｖ及び局部発振器１８ｖはＶＨＦ帯の高周波信号を中間周波信号に変換するＶＨＦ帯側の周波数変換手段を構成している。
【００８２】
混合器１７ｕまたは１７ｖからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ１９を経由して、増幅器２１，ＳＡＷフィルタ２２，及び増幅器２３を構成する中間周波増幅段２０に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への制限がなされて出力端子２４から出力される。
【００８３】
入力端子２５には図示しないケーブルモデムからの上り信号（家庭→センター方向）が入力され、分波器１１のＬＰＦ１１ｌを通って入出力端子１０から出力される。
【００８４】
前記周波数可変型終端器１３ｕ,１３ｖはブリッジＴ型ＢＰＦの形態をなしている。以下前記周波数可変型終端器１３ｕの構成について説明を行う。インダクタＬｕ１とコンデンサＣｕ１は直列共振回路13u-1を構成している。インダクタＬｕ２とコンデンサＣｕ２は並列共振回路13u-2を構成している。コンデンサＣｕ１とコンデンサＣｕ２は可変容量ダイオードを使用し、前記周波数可変型ＢＰＦ１４ｕと同様に入力端子２６からの選局電圧Ｖｔによって容量値が変わり、これによって前記直列共振回路13u-1および並列共振回路13u-2の共振周波数が変化する。前記共振回路 13u-1 ， 13u-2 の２つの共振周波数を受信周波数と一致させることにより、受信周波数において、前記直列共振回路13u-1は短絡インピーダンスを呈し、前記並列共振回路13u-2は開放インピーダンスを呈するため、挿入損失が殆ど零で前記周波数可変型ＢＰＦ１４ｕに入力される。受信周波数から周波数が離れるに従って、前記直列共振回路13u-1は次第に開放インピーダンスを呈していき、一方前記並列共振回路13u-2は短絡インピーダンスを呈していくため、前記周波数可変型終端器１３ｕの入力および出力端子は終端抵抗器Ｒｕ１および終端抵抗器Ｒｕ２で終端される。終端抵抗器Ｒｕ１，Ｒｕ２は、ＣＡＴＶなどの場合は、７５Ω程度が選ばれる。なお、前記周波数可変型終端器１３ｖの構成についても上記と同様である。
【００８５】
図２に前記周波数可変型終端器１３ｕ以降の入力端反射損失を示す。横軸に周波数（ＭＨz ）を、縦軸に反射損失（dＢ）をとってある。
【００８６】
図２から分かるように、前記周波数可変型終端器１３ｕの入力端反射損失は、後段の周波数可変型ＢＰＦ１４ｕのインピーダンスによらず、受信周波数以外の周波数帯域においても良好である。
【００８７】
以上説明した通り、図１の分波器１１のＨＰＦ１１ｈの出力端子には、受信周波数によらずほぼ一定（例えば７６Ω）のインピーダンスを有した回路が接続される。また、上り信号入力端子２５から入力された上り信号は分波器１１のＬＰＦ１１l を通って入出力端子１０から出力される。この場合、前記周波数可変型終端器１３ｕ以降のインピーダンスがほぼ一定で有るため、前記分波器１１のＨＰＦ１１ｈおよびＬＰＦ１１l は優れた特性を得ることができ、ＨＰＦ１１ｈの出力端子とＬＰＦ１１l の入力端子は十分なアイソレーションを確保できる。
【００８８】
図３は本発明の第２の実施の形態のチューナを示すブロック図である。
【００８９】
図３の実施の形態では、高周波信号は入力端子３０から分配器３１に入力され、分配器３１の第１の出力端子はＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３２以降の回路に接続され、分配器３１の第２の出力端子３６は別のメディアに対応した図示しないチューナに接続される。
【００９０】
ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３１では、受信周波数の帯域がＵＨＦ帯かＶＨＦ帯かによって、一方の信号経路（３３ｕ〜３８ｕの経路、または３３ｖ〜３８ｖの経路）が選択される。図１とは、周波数可変型終端器３３ｕ，３３ｖの構成が主に異なっている。
【００９１】
ＵＨＦ帯の経路における周波数可変型終端器３３ｕ，周波数可変型ＢＰＦ３４ｕ，増幅器３５ｕ，周波数可変型ＢＰＦ３６ｕ，混合器３７ｕ，及び局部発振器３８ｕは、図１における周波数可変型終端器１３ｕ，周波数可変型ＢＰＦ１４ｕ，増幅器１５ｕ，周波数可変型ＢＰＦ１６ｕ，混合器１７ｕ，及び局部発振器１８ｕと同様である。また、ＶＨＦ帯の経路における周波数可変型終端器３３ｖ，周波数可変型ＢＰＦ３４ｖ，増幅器３５ｖ，周波数可変型ＢＰＦ３６ｖ，混合器３７ｖ，及び局部発振器３８ｖは、図１における周波数可変型終端器１３ｖ，周波数可変型ＢＰＦ１４ｖ，増幅器１５ｖ，周波数可変型ＢＰＦ１６ｖ，混合器１７ｖ，及び局部発振器１８ｖと同様である。選局電圧Ｖt の入力端子３７についても、図１の入力端子２６と同様であり、入力端子３７からの選局電圧Ｖt にて受信周波数に応じて、前記局部発振器３８ｕ，３８ｖの局部発振周波数を制御すると共に、周波数可変型ＢＰＦ３４ｕ，３６ｕ，３４ｖ，３６ｖの通過帯域を制御するようになっている。（なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型ＢＰＦ３４ｖ，３６ｖは２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）に分割することが多いがここではＶＨＦ帯とし省略している。)
混合器３７ｕまたは３７ｖからの中間周波信号は、ＵＨＦ／ＶＨＦ切替スイッチ３９を経由して、増幅器４１，ＳＡＷフィルタ４２，及び増幅器４３で構成される中間周波増幅段４０に供給され、ここで中間周波信号の増幅及び中間周波帯域への制限がなされて出力端子４４から出力される。
【００９２】
前記周波数可変型終端器３３ｕは、インダクタＬｕ３及びコンデンサＣｕ３の並列共振回路33u-1と、抵抗器Ｒｕ３とを直列接続し、該直列接続回路を切替えスイッチ３９のＵＨＦ側出力端子と基準電位点との間に接続して構成されている。コンデンサＣｕ３は後述のコンデンサＣｖ３と同様に可変容量ダイオードを使用し、その容量値が選局電圧Ｖt により受信周波数に応じて可変されるようになっている。インダクタＬｕ３とコンデンサＣｕ３で構成される並列共振回路33u-1は、受信周波数で開放インピーダンスを呈し、受信周波数から周波数が離れるに従って前記並列共振回路33u-1は次第に短絡インピーダンスを呈していく。従って、周波数可変型ＢＰＦ３４ｕの受信周波数帯域外が開放インピーダンスを呈するような回路の場合は、前記周波数可変型終端器Ｒｕ３で終端されることによって、周波数可変終端器３３ｕ以降の入力端反射損失は図２と同様な特性を得ることができる。
【００９３】
なお、ＶＨＦ帯域用周波数可変型終端器３３ｖは、インダクタＬｖ３，Ｌｖ３′とコンデンサＣｖ３の並列共振回路33v-1と、抵抗器Ｒｕ３とを直列接続し、かつインダクタＬｖ３′の両端を開放又は短絡するスイッチＳＷを設けて、この直列接続回路を切替えスイッチ３９のＵＨＦ側出力端子と基準電位点との間に接続して構成されている。スイッチＳＷは、ＶＨＦ帯の２つの周波数帯域（ＶＨＦロー帯，ＶＨＦハイ帯）を切り替えるのに使用される。
【００９４】
前記コンデンサＣｕ３，Ｃｖ３には、選局電圧Ｖt によって容量値が変わる可変容量ダイオードが用いられる。
【００９５】
以上説明した周波数可変型終端器３３ｕ，３３ｖが前記分配器３１の一方の出力端子に接続され、他方の出力端子３６にも入力端反射損失が良好な回路を接続することにより、前記分配器３１の２つの出力端子間アイソレーションが十分確保できる。
【００９６】
図４は本発明の第３の実施の形態のチューナに用いられる分波器を示す回路図、図５はチューナ内に図４の分波器を配設した状態の斜視図、図６は図５のＡ−Ａ線断面図であり、シールド枠４０内には分波器１１を搭載した配線基板４２が収納され、シールド枠４０の上部及び下部には金属製の蓋体４４，４３が配設されている。
【００９７】
図４において、分波器１１は、上り信号を通し下り帯域を遮断する低域通過フィルタ（ＬＰＦ部）と、上り帯域を遮断し下り信号を通す高域通過フィルタ（ＨＰＦ部）から構成され、ケーブルモデムを含む端末では、図１に示したようにチューナ内部の入力部に構成されている。ＬＰＦ部は、入出力端子１０と入力端子２５との間に接続したインダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn と、各インダクタＬＬ1 ，ＬＬ2 ，…，ＬＬn の接続点と基準電位点間及び入力端子２５と基準電位点間に接続したコンデンサＣＬ1 ，ＣＬ2 ，…，ＣＬn と、各インダクタＬＬ2 ，ＬＬ3 ，…，ＬＬn に並列接続したコンデンサＣＬ12，Ｃ13，…，ＣＬn とで構成されている。ＨＰＦ部は、入出力端子１０に直列接続したコンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1と、各コンデンサＣＨ1 ，ＣＨ2 ，…，ＣＨn+1の接続点と基準電位点間に接続した、コンデンサＣＨ11とインダクタＬＨ1 ，コンデンサＣＨ12とインダクタＬＨ2 ，…，コンデンサＣＨ1nとコンデンサＬＨn の各直列回路とから構成されている。
【００９８】
そして、図５及び図６にも示されるように、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１〜ＬＨｎと、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ１〜ＬＬｎを分離するように、ＨＰＦ部とＬＰＦ部間にシールド板４１が設けられており、ＨＰＦ部内及びＬＰＦ部内の各インダクタは、それぞれ互いに結合し難い向きに配置されているものとする。
【００９９】
上記の構成にすることにより、ＨＰＦ部のインダクタとＬＰＦ部のインダクタの相互誘導による空間的な結合が無くなり、各フィルタの減衰域の減衰特性の劣化を無くすことが可能となる。
【０１００】
図７は本発明の第４の実施の形態のチューナに配設した分波器の断面図であり、シールド枠４０内には分波器１１を搭載した配線基板４２が収納され、シールド枠４０の上部及び下部には金属製の蓋体４４，４３が配設されている。
【０１０１】
図７において、図中ＬＨ１は、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１〜ＬＨｎのうちＬＰＦ部との結合部に最も近いインダクタであり、ＬＬ１はＬＰＦ部のインダクタＬＬ１〜ＬＬｎのうちＨＰＦ部との結合部に最も近いインダクタを示す。ＨＰＦ部の前記インダクタＬＨ１を基板４２の表面に、ＬＰＦ部の前記インダクタＬＬ１を基板４２の裏面に配設した。なお、ＨＰＦ部内及びＬＰＦ部内の各インダクタは、それぞれ互いに結合し離い向きに配置されているものとする。
【０１０２】
上記の構成にすることにより、結合し易い位置関係にある結合部に最も近いインダクタ同士が結合し難くなるため、遮断域の減衰特性の劣化を抑えることが可能となる。図７の実施の形態では、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１を基板４２の表面に、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ１を基板４２の裏面に配したが、ＨＰＦ部のインダクタＬＨ１を基板４２の裏面、ＬＰＦ部のインダクタＬＬ１を基板４２の表面に配しても同様の効果を得ることができる。また、図７では、基板裏面のインダクタＬＬ１を基板表面同様に空芯コイルで示したが、表面実装可能なチップタイプのインダクタを使用しても良い。
【０１０３】
なお、図４〜図６に示したシールド板の配置、及び図７に示したような基板４２の表裏面におけるインダクタの配置、の両方を併用することも本発明に係わるもう１つの実施の形態であり、ＨＰＦとＬＰＦのアイソレーションを取る上で、効果的な実施の形態となる。
【０１０４】
図８は本発明の第５の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図である。この図に示す高周波発振器はコレクタ接地型と呼ばれる回路である。図２２と同一部分には同一符号を付してある。
【０１０５】
図８において、高周波発振器は、トランジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子５０に接続する一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源端子５０の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電圧をＱ1 のベースに供給するようにしている。
【０１０６】
Ｑ1 のベースとエミッタ間には、コンデンサＣ21，第１の可変容量ダイオードＣv11及びコンデンサＣ22からなる直列回路を接続し、Ｑ1 のエミッタと基準電位点間には、コンデンサＣ23及び第２の可変容量ダイオードＣv12からなる直列回路を接続している。
【０１０７】
Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 を介して第３，第４の可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに接続し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列回路を介して基準電位点に接続し、選局電圧Ｖt の入力端子５１がコンデンサＣ6 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ5 を介して第３，第４の可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードの接続点に接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに供給されるようになっている。また、前記コンデンサＣ21と前記第１の可変容量ダイオードＣv11のアノードの接続点は抵抗Ｒ21を介して基準電位点に接続しており、選局電圧Ｖt の入力端子５１が抵抗Ｒ22を介して第１の可変容量ダイオードＣv11のカソードに接続する一方抵抗Ｒ23を介して前記第２の可変容量ダイオードＣv12のカソードに接続し、選局電圧Ｖt が第１，第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カソードに供給されるようになっている。
【０１０８】
前記第４の可変容量ダイオードＣv2のアノードは、インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及びインダクタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧Ｖccの電源端子５３に接続している。前記インダクタＬ1 とコンデンサＣ7 の接続点は抵抗Ｒ7 を介して基準電位点に接続し、前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号ＳＷの入力端子５２に接続している。前記入力端子５２は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電位点に接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点に接続し、電源端子５３はコンデンサＣ11を介して基準電位点に接続している。
【０１０９】
図８に示された回路においては、第１の可変容量ダイオードＣv11はトランジスタＱ1 のベース対エミッタ間の容量値を可変するように接続されており、第２の可変容量ダイオードＣv12は前記トランジスタＱ1 のエミッタ対基準電位点間の容量値を可変するように接続されている。第３，第４の可変容量ダイオードＣv1，Ｃv2はそれぞれ、図２２の従来例におけるＣv1，Ｃv2と同一のものである。
【０１１０】
共振回路のインダクタＬ1 とＬ2 をダイオードＤ1 により切り換えて、概ね１２０〜２５０ＭＨｚと２５０〜５００ＭＨｚの２つの発振周波数範囲を共通のトランジスタＱ1 でカバーしている。
【０１１１】
バンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ロー（Low ）”の場合にダイオードＤ1 が開放インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより１２０〜２５０ＭＨｚで発振する。反対にバンド切替え制御電圧ＳＷのロジックが“ハイ（High）”の場合にダイオードＤ1 が短絡インピーダンスになり、選局電圧Ｖt の印加電圧を可変することにより２５０〜５００ＭＨｚで発振する。
【０１１２】
言い換えると、選局電圧Ｖｔが約１Ｖの場合にＳＷのロジックが“ロー”の場合は１２０ＭＨｚで発振し、ＳＷのロジックが“ハイ”の場合は２５０ＭＨｚで発振するためには、選局電圧Ｖｔが１Ｖのときに１２０〜２５０ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が必要になる。また、選局電圧Ｖｔが約２５Ｖの場合にＳＷのロジックが“ロー”の場合は２５０ＭＨｚで発振し、ＳＷのロジックが“ハイ”の場合は５００ＭＨｚで発振するためには、選局電圧Ｖｔが２５Ｖのときに２５０〜５００ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が必要になる。
【０１１３】
図８の回路によれば、図９に示されるように希望発振範囲で十分な負性抵抗を得ることができる。
【０１１４】
図９に、図８の回路におけるコンデンサＣ4 からトランジスタＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す。実線の曲線ＡはＶｔの印加電圧が１Ｖの場合の負性抵抗を示し、点線の曲線ＢはＶｔの印加電圧が２５Ｖの場合の負性抵抗を示す。Ｖｔの印加電圧を１Ｖから２５Ｖまで次第に上昇させると負性抵抗の曲線は図９の実線の曲線Ａから点線の曲線Ｂに次第に変化していく。このように、図２２の従来のチューナにおけるＣ4 からＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗が、選局電圧Ｖt の変化に関係なく図２３のように変化する特性であるのに対して、図８のチューナでは選局電圧Ｖt の１〜２５Ｖの変化に対して図９のように選局電圧Ｖｔが１Ｖのときに１２０〜２５０ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が変化し、選局電圧Ｖｔが２５Ｖのときに２５０〜５００ＭＨｚまでの周波数範囲で負性抵抗が変化する。結果として、希望発振範囲で十分な負性抵抗を得て、位相雑音の劣化を抑えることができる。
【０１１５】
図１０は本発明の第６の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図である。この図に示す回路は、図８の回路と同様にコレクタ接地型の高周波発振器である。
【０１１６】
図１０において、図８の回路と異なる点は、第２の可変容量ダイオードＣv12をトランジスタＱ1 のエミッタ対コレクタ間の容量値を可変するように接続したことである。また、図８に対して、選局電圧Ｖｔを供給する手段に関する変更を行った例を示している。
【０１１７】
図１０の構成を以下に説明する。高周波発振器は、トランジスタＱ1 のベースと基準電位点間にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 を接続し、エミッタをコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の接続点に接続する一方抵抗Ｒ1 を介して基準電位点に接続し、コレクタを直流電圧Ｖccの電源端子５０に接続する一方コンデンサＣ3 を介して基準電位点に接続し、電源端子５０の直流電圧Ｖccを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧した電圧をＱ1 のベースに供給するようにしている。
【０１１８】
Ｑ1 のベースとエミッタ間には、コンデンサＣ21及び第１の可変容量ダイオードＣv11からなる直列回路を接続し、Ｑ1 のエミッタとコレクタ間には、第２の可変容量ダイオードＣv12及びコンデンサＣ23からなる直列回路を接続している。
【０１１９】
Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 を介して第３の可変容量ダイオードＣv1のカソードに接続し、Ｃv1のアノードはコンデンサＣ5 と抵抗Ｒ4 の並列回路を介して基準電位点に接続している。Ｑ1 のベースは、コンデンサＣ4 を介して第４の可変容量ダイオードＣv2のカソードに接続し、Ｃv2のアノードは抵抗Ｒ7 を介して基準電位点に接続する一方インダクタＬ1 ，コンデンサＣ7 ，及びインダクタＬ2 を直列接続してなる共振回路の一端に接続し、該共振回路の他端は抵抗Ｒ11を介して直流電圧Ｖccの電源端子５３に接続している。
【０１２０】
選局電圧Ｖt の入力端子５１はコンデンサＣ6 を介して基準電位点に接続する一方、抵抗Ｒ4 を介して第３の可変容量ダイオードＣv1のカソードに接続し、かつ抵抗Ｒ5 を介して第４の可変容量ダイオードＣv2のカソードに接続し、選局電圧Ｖt が可変容量ダイオードＣv1及びＣv2の各カソードに供給されるようになっている。
【０１２１】
また、前記コンデンサＣ21と前記第１の可変容量ダイオードＣv11のアノードの接続点は抵抗Ｒ21を介して基準電位点に接続しており、さらに前記コンデンサＣ23と前記第２の可変容量ダイオードＣv12のアノードの接続点は抵抗Ｒ23を介して基準電位点に接続しており、選局電圧Ｖt の入力端子５１が抵抗Ｒ22を介して第１，第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カソードに接続し、選局電圧Ｖt が第１，第２の可変容量ダイオードＣv11及びＣv12の各カソードに供給されるようになっている。
【０１２２】
前記コンデンサＣ7 とインダクタＬ2 の接続点はスイッチ用ダイオードＤ1 のカソードに接続し、そのアノードはコンデンサＣ8 を介して基準電位点に接続する一方抵抗Ｒ8 を介して周波数帯域切替え制御信号ＳＷの入力端子５２に接続している。前記入力端子５２は抵抗Ｒ9 とコンデンサＣ9 の並列回路を介して基準電位点に接続し、インダクタＬ2 と抵抗Ｒ11の接続点はコンデンサＣ10と抵抗Ｒ10の並列回路を介して基準電位点に接続し、前記電源端子５３はコンデンサＣ11を介して基準電位点に接続する構成となっている。図１０の作用効果は、図８と同様である。
【０１２３】
図１１は本発明の第７の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の構成を示すブロック図、図１２はその構造を示す斜視図である。
【０１２４】
本実施の形態は、図１又は図３における中間周波増幅段２０又は４０の改善に関するものである。
【０１２５】
図１１の中間周波増幅段は、入力端子６１と出力端子６６間に、第１の増幅手段としての増幅器６２と、例えば金属製パッケージのＳＡＷフィルタ６３と、第２の増幅手段としての増幅器６５と、が直列に接続している。ここで、ＳＡＷフィルタ６３は、シールド壁６４で囲んだ構成としている。
【０１２６】
図示しない周波数変換手段からの中間周波信号は入力端子６１に供給され、該中間周波信号は増幅器６２で増幅された後、ＳＡＷフィルタ６３で所定の中間周波帯域に制限される。その後さらに増幅器６５で中間周波増幅され、出力端子６６にチューナ出力として取り出される。
【０１２７】
図１２に示すように、ＳＡＷフィルタ６３の周りをシールド壁６４で囲んだ構成となっており、各シールド壁６４とも少なくとも一部が配線基板６５の表面の接地パターンに半田付けされているか、基板６５の裏面に貫通し、基板６５の裏面の接地パターンと半田付けされているものとする。
【０１２８】
以上の構成にすることにより、ＳＡＷフィルタ６３の周囲が低インピーダンスであるシールド壁６４で仕切られることにより、回路パターンを介してＳＡＷフィルタ６３の入力端子から出力端子に回り込む信号が少なくなり、更に、シールドされたＳＡＷフィルタ６３の領域で前段の増幅器６２と後段の増幅器６５が隔てられることにより、増幅器６５の出力から増幅器６２の入力に回り込む信号も減少するため、ＳＡＷフィルタ６３の遮断域の減衰特性および、帯域内リップル特性の劣化を抑えることが可能になる。
【０１２９】
なお、図１１及び図１２の実施の形態では、ＳＡＷフィルタ６３は金属パッケージの場合を示しているが、図１３及び図１４に示すようなプラスチックパッケージのＳＡＷフィルタでも同様の効果を得ることができる。
【０１３０】
図１３は本発明の第８の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の他の構成例を示す斜視図、図１４は図１３におけるＡ−Ａ線断面図である。本例では、図１２における金属性パッケージのＳＡＷフィルタ６３に代えて、プラスチックパッケージのＳＡＷフィルタ７０を配設したものであり、しかも図１３及び図１４では、一定の厚みを有し、基板６５の表面に対して垂直方向に伸びた縦型のプラスチックパッケージのＳＡＷフィルタ７０が配設されている。
【０１３１】
縦型のプラスチックパッケージのＳＡＷフィルタ７０の場合、図１４に示すようにＳＡＷフィルタ７０の傾きを変えることができるため、パッケージとシールド壁６４の距離により、パッケージ内にあるＳＡＷフィルタの表面パターンとシールド壁６４とで形成される静電容量が変わり、ＳＡＷフィルタの人出カインピーダンスを微調整することができる。すなわち、ＳＡＷフィルタ７０の傾きを変えることによりＳＡＷフィルタの通過帯域特性の微調整が可能になる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、広い周波数帯域に亘って、受信性能を維持及び向上させることができる。特に、広い周波数帯域に亘って反射損失が良好であり、分波器や分配器のアイソレーションを確保することができ、良好な特性を持ったチューナを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のチューナを示すブロック図。
【図２】図１の周波数可変型終端器以降の入力端反射損失を示す図。
【図３】本発明の第２の実施の形態のチューナを示すブロック図。
【図４】本発明の第３の実施の形態のチューナにおける分波器を示す回路図。
【図５】図４の分波器をチューナ内に配設した状態の斜視図。
【図６】図５のＡ−Ａ線断面図。
【図７】本発明の第４の実施の形態のチューナにおける分波器の断面図。
【図８】本発明の第５の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図。
【図９】図８における、コンデンサＣ4 からＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態のチューナにおける局部発振器を示す回路図。
【図１１】本発明の第７の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の構成を示すブロック図。
【図１２】図１１の構造を示す斜視図。
【図１３】本発明の第８の実施の形態のチューナにおける中間周波増幅段の他の構成例を示す斜視図。
【図１４】図１３のＡ−Ａ線断面図。
【図１５】一般的な双方向のＣＡＴＶ送受信システムを示すブロック図。
【図１６】従来例のチューナを示すブロック図。
【図１７】図１６の周波数可変型ＢＰＦの入力端反射損失を示す図。
【図１８】他の従来例のチューナを示すブロック図。
【図１９】図１６のチューナに用いられる分波器を示す回路図。
【図２０】図１９の分波器をチューナ内に配設した状態の斜視図。
【図２１】図２０のＡ−Ａ線断面図。
【図２２】従来例のチューナ内の局部発振器を示す回路図。
【図２３】図２２における、コンデンサＣ4 からＱ1 のベース側を見た場合の負性抵抗を示す図。
【図２４】従来例のチューナ内の中間周波増幅段の構成を示すブロック図。
【図２５】図２４の構造を示す斜視図。
【符号の説明】
１０…入出力端子
１１…分波器
１１ｈ…高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
１１ｌ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
１２，３２…ＵＨＦ／ＶＨＦ切替えスイッチ
１３ｕ，ｌ３ｖ，２３ｕ，３３ｖ…周波数可変型終端器
１４ｕ，１４ｖ，３４ｕ，３４ｖ…周波数可変型ＢＰＦ（周波数可変型フィルタ手段）
１５ｕ，１５ｖ，３５ｕ，３５ｖ…増幅器
１８ｕ，１８Ｖ，３８ｕ，３８Ｖ…局部発振器（高周波発振器）
２０，４０…中間周波増幅段
２１，４１，６２…増幅器（第１の増幅手段）
２２，４２，６３，７０…表面弾性波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）
２３，４３，６５…増幅器（第２の増幅手段）
２５…入出力端子
３１…分配器
４０…シールド枠
４１…シールド板
４２…基板
６４…シールド壁
ＬＨ１，ＬＨ２，…，ＬＨｎ…ＨＰＦ側インダクタ
ＬＬ１，ＬＬ２，…，ＬＬｎ…ＬＰＦ側インダクタ
Ｑ1 …トランジスタ
Ｃv11…第１の可変容量ダイオード
Ｃv12…第２の可変容量ダイオード
Ｃv1 …第３の可変容量ダイオード
Ｃv2 …第４の可変容量ダイオード
Claims (1)
- 入力された高周波信号の受信周波数に同調する周波数可変型フィルタ手段と、
前記周波数可変型フィルタ手段に前置され、前記受信周波数にほぼ一致する、前記周波数可変型フィルタ手段の通過帯域においては低挿入損失であり、前記受信周波数から外れる、前記周波数可変型フィルタ手段の反射帯域においては所定のインピーダンスに調整される周波数可変型終端器と、
前記周波数可変型フィルタ手段を通過した高周波信号とこれに対応する局部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する周波数変換手段と、
を具備したことを特徴とするチューナ。
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