KR100454620B1

KR100454620B1 - 멀티미디어응용을위한tv/fm수신기

Info

Publication number: KR100454620B1
Application number: KR1019970706270A
Authority: KR
Inventors: 요한네스 후베르투스 안토니우스 브레켈만스
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1996-01-10
Filing date: 1996-12-11
Publication date: 2004-12-30
Also published as: JPH11502395A; EP0820662A1; US6044251A; KR19980702863A; CN1183874A; WO1997025783A2; SG46175A1; WO1997025783A3

Abstract

예컨대 TV 신호인 제 1 형태의 수신 신호와, 예컨대 FM-라디오 신호인 제 2 형태의 수신 신호를 수신하기 위한 수신기가 설명된다. 상기 수신기는 멀티미디어 응용에서 사용될 수 있다. 수신기에서, 단일 동조기(TUN)는 수신 신호(RFS)를 중간 주파수 신호(IFS)로 주파수 변환시킨다. 비교적 작은 크기 수신기 실행을 위해서는 다음이 제안된다. 수신기는 두 종류 모두의 수신 신호에 대한 단일 변환 수신기로, 동조기(TUN)에서 단일 변환이 이루어진다. 제 1 형태 또는 제 2 형태 수신 신호가 원하여지는가의 여부에 따라, 동조기(TUN)는 제 1 중간 주파수(IF1) 또는 제 2 중간 주파수(IF2)의 각각 중간 주파수 신호(IFS)를 제공한다. 중간 주파수(IF1)의 중간 주파수 신호(IFS)는 제 1 중간 주파수 신호 처리기(IFSP1)에서 처리된다. 다른 방법으로, 제 2 중간 주파수(IF2)의 중간 주파수 신호(IFS)는 제 2 중간 주파수 신호 처리기(IFSP2)에서 처리된다.

Description

멀티미디어 응용을 위한 TV/FM 수신기.

수신기는 예컨대, TV 및 FM-라디오 수신으로 멀티미디어 장치의 기능성을 향상시킬 수도 있다. 멀티미디어 장치는 부가 카드(add-on card)들이 삽입되는 슬롯 (slot)을 갖는 개인용 컴퓨터(PC)의 형태가 될 수도 있다. 수신기는 이러한 부가 카드들 중 한 카드 상에서 실행될 수도 있다. 따라서, PC는 FM-라디오 및 TV 스테이션에 의해 전송된 정보에 액세스할 수 있다.

TV 및 FM-라디오 신호를 수신할 수 있는 수신기는 US-A 5,148,280에서 설명된다. 종래 기술의 수신기는 TV 및 FM-라디오 양쪽 신호의 수신을 위해 단일 동조기를 포함한다. 단일 동조기 주파수는 선택된 FM-라디오 신호와 선택된 TV 신호 모두를 대략 40 MHz의 고정된 중간 주파수(IF) 신호로 변환시킨다. 대략 40 MHz의 IF는 TV 수신에 공통이 된다.

동조기에 의해 제공된 IF 신호는 TV 또는 FM-라디오 수신에 대해 다르게 처리된다. TV 수신에 대해서는, 가장 최근의 수신기에서의 IF 신호 처리와 매우 유사한 방법으로 IF 신호가 처리된다. IF 신호는 표면 탄성파(surface acoustic wave) (SAW) 필터를 통해 TV IF 복조 유닛에 인가된다. TV IF 복조 유닛은 기저대 복합 비디오 신호와 TV 사운드 반송자 신호를 제공한다. TV 사운드 반송자 신호는 또한 응답으로 기저대 오디오 신호를 제공하는 TV 사운드 채널에서 처리된다.

FM 수신시, IF 신호는 43.3 MHz 대역 통과 필터와 48.65 MHz 트랩(trap)을 포함하는 필터 유닛을 통해 단일 칩 FM-라디오 집적 회로(IC)에 공급된다. FM-라디오 IC에서, IF 신호는 공칭값 10.7 MHz FM IF 신호를 구하도록 주파수 변환된다. FM IF 신호는 세라믹 필터 배열에 의해 필터 처리되고 FM-라디오 IC에서 증폭, 검출, 및 복호화된다. 이와 같이, FM 수신에 대해 종래 기술의 수신기는 이중 변환 구조를 사용한다. 동조기는 제 1 주파수 변환을 실행하고, FM-라디오 IC는 제 2 주파수 변환을 실행한다.

동조기와 FM-라디오 IC 사이에 연결된 필터 유닛은 수신될 FM-라디오 신호의 과도한 왜곡을 방지하기 위해 비교적 엄격한 요구조건을 만족시켜야 한다. 첫 번째로, 필터 유닛의 통과 대역은 43.3 MHz에 충분히 근접할 필요가 있다. 특히, 이러한 요구 조건은 무엇보다도 수신될 신호의 특성과, 건초 더미 같은 동조기의 주파수 특성에 따르게 된다. 두 번째로, 필터 유닛에 포함되는 46.85 MHz 트랩은 제 2 주파수 변환에서의 영상 수신 문제점을 방지하기 위해 그 주파수에 정확히 동조될 필요가 있다.

비록 USA 5,148,280에서 설명되는 수신기가 TV 및 FM-라디오 수신 모두에 대해 단일 동조기를 사용하지만, 종래 기술의 수신기의 실행에서는 비교적 넓은 공간이 차지하게 된다. 동조기와 FM-라디오 IC 사이에 연결된 필터 유닛은 이산 커패시터들과 인덕터들로 이루어진다. 필터 유닛이 상술된 요구조건을 만족시키기 위해서는 인덕터들이 특정한 크기를 가질 필요가 있다. 그렇지 않은 경우, 인덕터들은 너무 낮은 품질의 인자들을 갖게 되어 적합한 선택 및 정확도를 달성할 수 없다.

본 발명은 예컨대, TV 신호들인 제 1 형태의 수신 신호들을 수신하고 예컨대, FM-라디오 신호들인 제 2 형태의 수신 신호들을 수신하기 위한 수신기에 관한 것이다. 본 발명은 또한 그러한 수신기를 포함하는 멀티미디어 장치에 관한 것이다.

도1은 개념적인 블록도의 형태로 본 발명의 원리를 설명하는 도면.

도2는 블록도의 형태로 본 발명에 따른 동조기 예를 도시하는 도면.

도3은 도2의 동조기에 대한 공진 회로의 간략화된 등가 회로도.

도4는 도2의 동조기에 대한 양호하게 전환 가능한 발진기 공진 회로의 등가 회로도.

도5는 도2의 동조기에 대한 양호하게 전환 가능한 발진기 공진 회로의 예를 회로도 형태로 도시하는 도면.

도6A는 도2의 동조기에 대한 전환 가능한 대역 통과 필터의 등가 회로도.

도6B는 도2의 동조기에 대한 전환 가능한 대역 통과 필터 실행의 예를 회로도 형태로 도시하는 도면.

도7은 이득 대 주파수 그래프로 도6의 회로의 필터 특성을 설명하는 도면.

도8은 도2의 동조기를 구비하는 멀티미디어 장치의 예를 개략적인 형태로 도시하는 도면.

본 발명의 목적은 상술된 종래 기술의 수신기에 비하여 보다 작은 크기로 실행하는데 보다 적합한 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 한 특징에 따라, 청구항 1에 정의된 바와 같은 수신기가 제공된다.

본 발명의 또 다른 특징에 따라, 멀티미디어 장치가 그러한 수신기를 구비한다.

본 발명의 또 다른 특칭은 청구항 11에 정의된 바와 같은 동조 방법을 제공한다.

본 발명의 또 다른 특징은 청구항 12에 정의된 바와 같은 차폐된 금속 박스를 제공한다.

본 발명은 TV 및 FM-라디오 신호들 모두를 수신하는데 사용된다. 이러한 사용의 한 예로, 단일 동조기가 TV 신호들을 대략 40 MHz의 제1 IF로 변환시키고, FM-라디오 신호들을 대략 10.7 MHz의 제2 IF로 변환시킨다. 10.7 HMz IF 신호는 FM IF 신호 처리부에서 처리되고, 40 MHz IF 신호는 TV IF 신호 처리부에서 처리된다.

본 발명은 다음을 고려한다. 본 발명에 따라, 두 개의 다른 중간 주파수들을 제공할 수 있는 동조기가 비교적 작은 크기를 갖는 방식으로 실행될 수 있다. 상기의 예를 참조하면, 40 MHz 및 10.7 MHz IF를 제공하는 동조기가 그 크기가 종래 TV 동조기와 유사하게 실행될 수 있다.

상기의 예는 종래 기술의 수신기와 비교될 수 있다. 예에서 동조기가 40 MHz 및 10.7 MHz IF 모두를 제공할 수 있다는 사실로 인해, 종래 기술의 수신기에서와 같은 제 2 주파수 변환은 필요하지 않다. 그러므로, 종래 기술의 수신기에서와 같이 제 2 주파수 변환의 결과인 신호 왜곡을 방지하기 위한 필터 회로가 필요하지 않다. 결과적으로, 이는 다른 회로를 위한 공간을 남기므로, 본 발명의 수신기는 작은 크기의 실행에 보다 적합하다. 더욱이, 그 실행에 있어서는, 상기 예에서의 동조기는 실제로 종래 기술의 수신기내 동조기 보다 더 작은 크기를 갖는다.

다른 이점은 본 발명에 따른 실행시의 비교적 낮은 비용이다. 또 다른 이점은 특히, FM-라디오 수신에서 비교적 양호한 성능을 갖는다는 것이다.

본 발명은 특히 멀티미디어 응용에 적합하다. 많은 멀티미디어 응용은 표준 크기의 부가 카드를 사용한다. 서두에서 언급한 바와 같이, 본 발명에 따른 수신기는 표준 크기의 부가 카드상에서 실행될 수 있다. 비교적 작은 수신기의 크기는 표준 크기의 부가 카드상에 다른 회로를 위한 공간을 남기므로, 부가 카드의 기능성을 더 향상시킬 수 있다. 또한, 수신기의 일부는 멀티미디어 장치에서 디지탈 신호에 의해 생성되는 간섭을 막도록 차폐된 금속 박스에 적절히 수납됨을 주목하여야 한다. 수신기가 작으면 작을수록, 차폐된 금속 박스는 더 작은 공간을 차지하므로,수신기가 다양한 멀티미디어 응용에 적합하게 된다.

이후에는 본 발명이 도면에 도시된 예를 참고로 보다 상세히 설명된다. 더욱이, 종속 청구항에서 정의된 바람직한 실행의 상세한 내용이 또한 도시된 예를 참고로 설명된다.

먼저, 도1을 참고로 본 발명의 원리가 설명된다. 두 번째로, TV 및 FM-라디오 신호 모두를 수신할 수 있는 도2의 동조기를 참고로 예를 통해 본 발명이 설명된다. 그 점에 있어서, 도3 내지 도7을 참고로 도2의 동조기의 실행 특성이 또한 논의되고, 도8을 참고로 도2의 동조기의 멀티미디어 응용 예가 논의된다. 세 번째로, 종속 청구항에서 정의된 바람직한 실행의 상세한 내용이 도면에서 도시된 예를 참고로 강조된다. 마지막으로, 청구되는 본 발명의 범위가 도면에서 도시된 예를 넘어서는 것을 나타내는 일부의 의견이 개진된다.

도1의 개념적인 블록도에서, 수신 신호(RFS)는 예컨대, 주파수 대역 B1내에 위치하는 TV 신호인 제 1 형태의 수신 신호가 될 수도 있다. 대안적으로, 수신 신호(RFS)는 예컨대, 주파수 대역 B2내에 위치하는 FM-라디오 신호인 제 2 형태의 수신 신호가 될 수도 있다. 주파수 대역들 B1 및 B2는 일부 겹치게 된다. 동조기 (TUN)는 수신 신호(RFS)를 중간 주파수 신호(IFS)로 주파수 변환한다.

도1을 참조하면, 본 발명의 원리가 다음과 같이 설명될 수 있다. 수신기는 두 형태들의 수신 신호 모두에 대한 단일 변환 수신기이고, 단일 변환은 동조기 (TUN)에서 실행된다. 제 1 형태 또는 제 2 형태의 수신 신호가 원하여지는가의 여부에 따라서, 동조기(TUN)는 제 1 중간 주파수(IF1) 또는 제 2 중간 주파수(IF2)의 중간 주파수 신호(IFS)를 각각 제공한다. 제 1 중간 주파수(IF1)의 중간 주파수 신호(IFS)는 제 1 중간 주파수 신호 처리기(IFSP1)에서 처리된다. 이와 달리, 제 2 중간 주파수(IF2)의 중간 주파수 신호(IFS)는 제 2 중간 주파수 신호 처리기 (IFSP2)에서 처리된다.

도2를 참조하면, TV 및 FM-라디오 신호의 수신에 적합한 동조기가 설명된다.TV 및 FM-라디오 신호는 각각 입력 TVIN 및 FMIN 에 인가된다. 도2의 동조기는 원하는 수신 신호, 예컨대 주파수와 신호의 형태: TV 또는 FM과 관련된 동조 제어 데이터(TCD)를 수신한다. 원하는 수신 신호에 응답해, 도2의 동조기는 출력(IFOUT)에서 중간 주파수 신호(IFS)를 제공한다.

도2의 동조기는 두 가지 모드: 원하는 수신 신호가 TV 신호인 경우의 TV-모드, 또는 원하는 수신 신호가 FM-라디오 신호인 경우의 FM-모드에서 작동될 수 있다. TV-모드에서, 중간 주파수 신호(IFS)는 38.9 MHz의 중간 주파수에 있고, 이후 TV-IF라 약칭한다. FM-모드에서, 중간 주파수 신호(IFS)는 10.7 MHz의 중간 주파수에 있고, 이후 FM-IF라 약칭한다.

도2의 동조기는 소위 3개 대역 개념을 근거로 한다. 이는 도2의 동조기가 각각 3개의 주파수 대역, 즉 고대역, 중간 대역, 및 저대역에서 TV 신호를 처리하는 3개의 분리된 브랜치(branch)를 구비함을 의미한다. 각 브랜치는 다음 부분을 구비한다: 입력 필터 RFI-H/-M/-L, 입력 증폭기 RFA-H/-M/-L, 대역 통과 필터 BPF-H/-M/-L, 믹서 MIX-H/-M/-L, 발진기 회로 OSC-H/-M/-L, 및 발진기 공진 회로 ORC-H/-M/-L. 첨자 -H, -M, 및 -L은 관련 부분이 고대역 브랜치, 중간 대역 브랜치, 또는 저대역 브랜치에 속하는가의 여부를 나타내도록 이 부분에 대한 참고 부호로 사용된다. 도2의 동조기는 도2에서 MOIC로 표시되는 점선 직사각형내에 존재하는 부분을 구비하는, 예컨대 필립스 반도체(Philips Semiconductor)에 의해 제조된 TDA 5736형인 믹서-발진기 집적 회로(MOIC)를 이용함으로써 실행된다.

도2의 동조기에서는, FM-라디오 신호가 저대역 브랜치에서 처리된다. 스위치(SWIN)는 저대역 브랜치를 입력(TVIN)이나 입력(FMIN)에 연결시킨다. 첫 번째 경우에서는 TV 신호가 저대역 브랜치에 공급되고, 다른 경우에서는 FM-라디오 신호가 저대역 브랜치에 공급된다.

각 브랜치에서, 입력 필터(RFI-H/-M/-L)는 입력 증폭기(RFA-H/-M/-L)의 과부하를 방지하도록 원하는 수신 신호로부터 주파수에서 비교적 멀리 있는 신호를 감쇠시킨다. 증폭기(RFA-H/-M/-L)는 이득 제어 전압(Vagc)에 의해 제어된다. 대역 통과 필터(BPF-H/-M/-L)는 원하지 않는 신호의 또 다른 감쇠를 제공한다. 믹서(MIX-H/-M/-L)는 원하는 수신 신호를 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)와 곱함으로써 원하는 수신 신호의 주파수 쉬프트를 실행한다. 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)는 발진기 회로 (OSC-H/-M/-L) 및 발진기 공진 회로(ORC-H/-M/-L)에 의해 발생되어 발진기 신호 (OSS-H/-M/-L)의 주파수가 결정된다. 믹서는 중간 주파수 증폭기(IFAMP)를 통해 중간 주파수 신호(IFS)를 제공한다.

각 브랜치에서, 위상 고정 루프 회로(PLL)는 관련 브랜치의 발진기 신호 (OSS-H/-M/-L)를 제어한다. 위상 고정 루프 회로(PLL)는 종래의 방법으로 발진기 신호 증폭기(OSSA)를 통해 수신된 발진기 신호(OSS-H/-M/-L)와 동조기 제어 데이터 (TCD)로부터 동조 전압(Vtun)을 유도한다. 동조 전압(Vtun)은 발진기 공진 회로 (ORC-H/-M/-L)에 인가된다. TV-모드에서는 저대역 브랜치내의 발진기 신호(OSS-L)가 원하는 수신 신호와 TV-IF(38.9 MHz)의 합인 주파수에 설정된다. FM-모드에서는 발진기 신호(OSS-L)가 원하는 수신 신호와 FM-IF(10.7 MHz)의 합인 주파수에 설정된다.

각 브랜치에서, 동조 전압(Vtun)은 또한 대역 통과 필터와 입력 필터(RFI-H/-M/-L)의 각 통과 대역을 변화시키는데 사용된다. 양호하게, 통과 대역은 원하는 수신 신호를 포함하여야 한다. 그렇지 않으면, 원하는 수신 신호는 왜곡되고, 원하지 않는 신호는 충분히 감쇠되지 않는다. TV-모드에서, 통과 대역은 발진기 신호 주파수와 TV-IF의 차이를 포함하여야 한다. FM-모드에서는 통과 대역이 발진기 신호 주파수와 FM-IF의 차이에 중심을 두어야 한다. 수신 대역에 걸쳐 동조되는 동안 발진기 신호 주파수에 대한 통과 대역의 위치는 이후 트래킹(tracking)이라 칭한다.

위상 고정 루프 회로(PLL)는 또한 모드-스위치 신호(TV/FM)를 제공한다. 저 대역 브랜치에서, 모드-스위치 신호(TV/FM)는 발진기 공진 회로(ORC-L)를 교환하는데 사용된다. 발진기 신호(OSS-L)는 소정의 값의 동조 전압(Vtun)에 대해 FM-모드에서보다는 TV-모드에서 더 높은 주파수로 전환된다. 입력 필터(RFI-L) 및 대역 통과 필터(BPF-L)의 각 통과 대역은 실질적으로 주어진 값의 동조 전압(Vtun)에 대해 일정하게 유지된다. 그래서, 한편에서의 입력 필터(RFI-L)와 대역 통과 필터(BPF-L) 사이의 주파수 오프셋 및 다른 한편에서의 발진기 신호(OSS-L)가 전환된다. 주파수 오프셋은 양호하게 TV-모드에서 TV-IF로, 또한 FM-모드에서 FM-IF로 전환된다.

부가하여, 모드 제어 신호(TV/FM)는 양호하게 저대역 브랜치에서 대역 통과필터(BPF-L)의 통과 대역폭을 전환한다. TV-모드에서는 대역 통과 필터(BPF-L)가 양호하게 비교적 넓은 통과 대역, 예컨대 10 MHz를 갖는 반면, FM-모드에서는 통과대역이 양호하게 비교적 낮은 통과 대역, 예컨대, 1 MHz를 갖는다.

도3은 도2의 동조기의 저대역 브랜치에서 입력 필터(RFI-L), 대역 통과 필터 (BPF-L), 및 발진기 공진 회로(ORC-L)의 실행을 위한 기본적인 공진 회로를 도시한다. 도3의 기본적인 공진 회로는 인덕턴스(Lp), 제어가능한 커패시턴스(Cvar), 소위 패더 커패시턴스(padder capacitance)(Cpad), 및 병렬 커패시턴스(Cpar)를 포함한다. 제어가능한 커패시턴스의 값은 동조 전압(Vtun)에 의존한다. 제어가능한 커패시턴스는 동조 전압(Vtun)이 종래의 방법으로 인가되는 배리캡 다이오드(varicap diode)가 될 수 있다.

도2의 동조기의 실행에서는 저대역 브랜치내의 입력 필터(RFI-L), 대역 통과필터(BPF-L), 및 발진기 공진 회로(ORC-L)에서 동일한 배리캡 다이오드가 사용된다. 동일한 배리캡 다이오드의 커패시턴스는 동조 전압(Vtun)의 함수로 2.5 pF 과 61.5 pF 사이에서 변화할 수 있다. 다른 소자의 값은 양호하게 TV-모드 및 FM-모드에서 모두 양호한 트래킹이 구해지도록 선택된다.

도표1은 도3의 기본적인 공진 회로에서 다른 소자에 대한 양호한 값을 도시한다. RF라 칭하여지는 열은 저대역 브랜치내의 입력 필터(RFI-L) 및 대역 통과 필터(BPF-L)에 대해 양호한 소자값을 목록화한다. RF+38.9 MHz라 칭하여지는 열은 TV-모드에서 저대역 발진기 공진 회로(ORC-L)에 대해 양호한 소자값을 목록화한다. RF+10.7 MHz라 칭하여지는 열은 FM-모드에서 저대역 발진기 공진 회로(ORC-L)에 대해 양호한 소자값을 목록화한다. Fres라 칭하여지는 행은 각 기본적인 공진 회로가 동조될 수 있는 주파수 대역을 나타낸다. 예컨대, 저대역 브랜치내의 대역 통과 필터(BPF-L)는 46 내지 175 MHz의 주파수 대역을 통해 제어가능하다.

발진기 공진 회로(ORC-L)에서, 인덕턴스(Lp)는 TV-모드에서 보다 FM-모드에서 더 높은 값을 가져야 한다. 같은 내용이 패더 커패시턴스(Cpad)에도 적용된다. 그러나, 병렬 커패시턴스(Cpar)는 TV-모드에서 보다 FM-모드에서 더 낮아야 한다.

FM-모드 및 TV-모드에서 발진기 공진 회로(ORC-L)에 양호한 소자값을 구하기 위해서는 3개의 스위치가 사용될 수 있다. 도3을 참고로, 도시되지 않은 스위치 및 커패시턴스의 직렬 배열은 패더 커패시턴스(Cpad)에 병렬로 연결될 수 있다. 같은 것이 병렬 커패시턴스(Cpar)에도 연결될 수 있다. 인덕턴스(Lp)는 도시되지 않은 두 개의 직렬 인덕턴스로 분할될 수 있고, 스위치는 이러한 인덕턴스 중 하나에 병렬로 연결될 수 있다. 도2를 참고로, 스위치는 모드 스위치 신호(TV/FM)에 의해 제어된다.

도4는 도2의 동조기의 저대역 브랜치에서 발진기 공진 회로(ORC-L)의 양호한 실행과 등가의 회로도를 도시한다. 이러한 양호한 실행은 도4의 동일 회로도에서 스위치(S)로 나타내지는 하나의 스위치 소자를 구비한다. 도4의 동일 회로도는 1차 인덕턴스(L1)와 2차 인덕턴스(L2)를 구비한다. 패더 커패시턴스(Cpad)와 제어가능한 커패시턴스(Cvar)의 직렬 배열은 이러한 인덕턴스 (L1) 및 (L2)의 각 노드 사이에 연결된다.

스위치(S)는 2차 인덕턴스(L2)에 병렬로 연결된다. 더욱이, 도4에서 보조 커패시턴스(Caux)는 스위치(S)와 직렬로 연결된다. 보조 커패시턴스(Caux)는 선택적이다. 이는 발진기 공진 회로의 다른 양호한 실시예가 도4에 도시된 2차 인덕턴스 (L2)에 병렬로 직접 연결된 스위치(S)를 포함하는 동일 회로도를 가질 수 있음을 의미한다.

도2 및 도4에 도시된 스위치(S)는 모드 스위치 신호(TV/FM)에 의해 제어된다. FM-모드에서는 스위치(S)가 열리는 반면, TV-모드에서는 스위치(S)가 닫힌다. 그래서, FM-모드에서는 1차 및 2차 인덕턴스 (L1) 및 (L2)가 모두 발진기 신호의 주파수에 영향을 주는 반면, TV-모드에서는 1차 인덕턴스(L1)가 실질적으로 주파수에 영향을 준다. 1차 인덕턴스(L1)의 값과 2차 인덕턴스(L2)의 값은 양호하게 대략 1.5 대 1의 비율을 갖는다.

도5는 도2의 동조기에서 발진기 공진 회로(ORC-L)의 양호한 실시예를 도시한다. 도5의 예에서, 스위칭 다이오드(Dsw)는 실제적으로 도4의 등가 회로도에서 스위치(S)에 대응한다. 스위칭 모드 신호(TV/FM)는 저항기 (Rdn1) 및 (Rdn2)와 커패시터(Cdn)를 구비한 네트워크를 통해 스위칭 다이오드(Dsw)에 인가된다. 네트워크는 2차 인덕턴스(L2)에 병렬로 연결된 주파수-종속 감쇠 네트워크(frequency-dependent damping network)로 구성된다. 동조 전압(Vtun)은 저항기(Rtun)를 통해 배리캡 다이오드(Cvar)에 인가된다. 도5의 예는 또한 예컨대, 필립스 반도체에 의해 제조된 TDA 5736의 믹서 발진기 집적 회로(MOIC)에 연결시키도록 두 개의 커패시터 (Cc1) 및 (Cc2)를 포함한다.

도5의 예에서 다음의 구성 성분에 대한 값은 만족스러운 트래킹을 제공한다:

Cc1, Cc2 : 2.7 pF

Cpad : 120 pF

Caux : 180 pF

Cvar : BB 132형 또는 HVU 300A형

L1 : 대략 100 nH (조절가능한 값)

L2 : 대략 67 nH (조절가능한 값)

트래킹에 덜 중요한 다른 구성 성분의 값은 다음과 같다:

Cdn : 3,3 pF

Rdn1 : 220 Ω

Rdn2 : 750 Ω

도6a는 도2의 동조기의 저대역 브랜치에서 사용되는 대역 통과 필터의 등가 회로도이다. 도6a의 회로도에는 두 개의 공진 회로가 있다. 제 1 공진 회로는 인덕턴스(LB1), 제어가능한 커패시턴스(CBvar1) 및 커패시턴스(CBpad1)를 포함한다. 제 2 공진 회로는 인덕턴스(LB2), 제어가능한 커패시턴스(CBvar2), 및 커패시턴스 (CBpad2)를 포함한다. 도6a의 회로도는 또한 보조 커패시턴스 (CBaux1)와 (CBAUX2), 보조 가변 커패시턴스(CBvar3), 및 영상 억제 커패시턴스(Cim)를 포함한다.

도6A에서 두 개의 공진 회로는 상단 연결(top-coupling) 커패시턴스(CBtop) 및 1차 하단 연결(foot-coupling) 인덕턴스(Lfc1)에 의해 서로 연결된다. 더욱이,2차 하단 연결 인덕턴스(Lfc2) 및 스위치(SB)의 직렬 배열은 1차 하단 연결 인덕턴스(Lfc1)에 병렬로 연결된다. 따라서, 전환가능한 유도 하단 연결이 얻어진다. 스위치(SB)가 닫힐 때의 유도 하단 연결은 스위치(SB)가 열릴 때 보다 약하다.

도2 및 도6A를 참고로, 모드 제어 신호(TV/FM)는 스위치(SB)를 제어한다. TV-모드에서, 스위치(SB)는 도6A에서의 두 공진 회로 사이에 임계값 이상의 연결을 구하도록 열린다. FM-모드에서는 스위치(SB)가 도6A에서의 두 공진 회로 사이에 임계값 이하의 연결을 구하도록 닫힌다.

도6B는 도2의 동조기의 저대역 브랜치에서 입력 증폭기(RFA-L) 및 믹서(MIX-L) 사이에 연결된 대역 통과 필터(BPF-L)의 실행을 도시한다. 도6B의 실행은 도6A의 회로와 비교해 다음과 같은 특성을 갖는다. 먼저, 도6B의 실행에서는 1차 하단 연결 인덕턴스(Lfc1)가 두 개의 하단 연결 인덕터 (Lfc1a) 및 (Lfc1b)에 의해 실행된다. 두 개의 하단 연결 인덕터 (Lfc1a) 및 (Lfc1b) 각각은 하단 연결 커패시턴스 (Cfc)를 통해 다른 연결 인덕터에 연결되고 인덕터 (LB1) 및 (LB2)에 각각 연결되는 한 끝 부분을 갖는다. 하단 연결 커패시턴스(Cfc)의 임피던스는 저대역에서의 주파수에서 비교적 낮아 대략 단락 회로로 간주될 수 있다.

도6A의 회로와 비교해, 도6B의 실행의 두 번째 특성은 도6B에서의 단일 커패시터(CBpc)가 도6A에서 분리되어 도시된 두 개의 커패시턴스(CBpad1) 및 (CBpad2)를 제공하는 점이다. 단일 커패시턴스(CBpc)를 사용하는 이유는 성분의 효율성과 필터 특징이 이것에 의해 거의 영향을 받지 않는다는 사실 때문이다. 도2의 동조기에서의 대역 통과 필터(BPF-L)인 도6A 회로의 실행에서, 커패시턴스 (Cpad1) 및(Cpad2)의 양호한 값은 비교적 높다. 도6b의 실행에서의 커패시터(CBpc)는 실제로 도6A에 도시된 높은 값의 두 커패시턴스 (Cpad1) 및 (Cpad2)를 제공하고, 이는 각각 제어가능한 커패시턴스 (CBvar1) 및 (CBvar2)와, 신호 접지 사이에 주어진다. 도6B의 실행에서의 커패시터(CBpc)가 높은 값을 갖고, 결과적으로 비교적 낮은 임피던스를 갖는다는 사실로 인해, 커패시터(CBpc)의 결과로 공진 회로 사이에는 필터 특징에 영향을 줄 수 있는 연결이 거의 없다.

도6B의 실행에서, 배리캡 다이오드는 제어가능한 커패시턴스 (CBvar1), (CBvar2), 및 (CBvar3)를 형성한다. 배리캡 다이오드는 저항기 (CBR2) 및 (CBR3) 중 적어도 하나를 통해 동조 전압(Vtun)을 수신한다. 저항기 (CBR1)는 믹서(MIX-L)와의 연결을 최적화하도록 보조 커패시터(CBaux2)와 직렬로 연결된다.

도6B의 실행에서, 스위칭 다이오드(DBsw)는 도6A에 도시된 스위치(S)를 효과적으로 구성한다. TV-모드에서, 스위칭 다이오드(Dsw)는 공진 회로 사이에서 임계값 이상의 연결을 구하도록 비-도전된다. FM-모드에서는 스위칭 다이오드(Dsw)가 공진 회로 사이에서 임계값 이하의 연결을 구하도록 도전된다. 부가하여, 임계값 이상 및 임계값 이하 사이의 연결을 전환하도록 다음의 소자가 사용된다. 보조 커패시터(CBaux3)는 스위칭 다이오드(DBsw)를 2차 하단 연결 인덕턴스(Lfc2)에 연결된다. 도2의 동조기에서 모드 스위치 신호(TV/FM)는 저항기 (CBR4)를 통해 스위칭 다이오드에 인가된다. 보조 커패시터(CBaux4)는 유도 하단 연결로부터의 원하지 않는 신호가 TV/FM 모드 스위치 신호를 운반하는 선으로 공급되는 것을 억제한다.

도6b의 실행에서, 다음의 구성 성분값은 만족스러운 실행도를 제공한다:

Cim : 0.06 pF

CBaux1 : 2 pF

CBtop : 0.1 pF

Cfc : 680 pF

CBpc : 4, 7nF

LB1, LB2 : 175 nH

Lfc1a, Lfc1b : 32 nH

Lfc2 : 6nH

상기에 목록화되지 않은 구성 성분값은 필터 특징에 덜 중요하다.

도6B에 도시된 전기 소자 모두가 이산 성분으로 실현될 필요는 없다. 특히, 영상 커패시턴스(Cim), 상단 연결 커패시턴스(CBtop), 및 2차 하단 연결 인덕턴스 (LFc2)는 도6b의 회로를 실현하는데 이용되는 인쇄 회로 기판(PCB)의 적절한 배열로 구해질 수 있다. 예컨대, PCB-트랙은 하단 연결 인덕턴스(Lfc2)를 구성한다. 부가하여, 스위칭 다이오드(DBsw)의 표유 인덕턴스는 또한 실제적으로 하단 연결 인덕턴스(Lfc2)로 구성된다. 관련된 PCB-트랙 사이의 전기 용량성 연결은 영상 커패시턴스(Cim)를 제공하고, 유사하게 비교적 작은 값의 다른 커패시턴스 뿐만 아니라 상단 연결 커패시턴스(CBtop)가 구해질 수 있다.

도 7은 동조 전압 Vtun의 임의값에 대한 상기 기술된 값을 갖는 도 6B의 필터 특성을 설명한다. 도 7에 있어서, 데시벨(dB)로 표기된 이득 G는 수직축상에 그려지고, 메가헤르쯔(Mhz)로 표시된 주파수는 수평축상에 그려진다. 도 7은, 각각TV 및 FM 모드의 필터 특성을 설명하는, 한 그림이 TV 로 표시되고 또 한 그림이 FM으로 표시된, 두 그림의 이득 대 주파수를 포함한다.

도7은 도6B의 실행 중 TV 및 FM 모드에서의 필터 특징간 차이를 명백히 도시한다. 먼저, 필터 특징에서의 통과 대역은 TV-모드 보다 FM-모드에서 더 좁다. TV-모드에서는 -3dB 통과 대역이 약 10 MHz의 폭으로, TV 수신 신호의 대역폭 보다 다소 더 넓다. FM-모드에서는 -3dB 통과 대역이 약 2.5 MHz로 줄어든다.

두 번째로, TV-모드에서는 통과 대역이 두 개의 피크를 갖는 반면, FM-모드에서는 통과 대역이 단일 피크를 갖는다. 두 개의 피크는 도6B의 실행에서의 공진회로 사이에서 TV-모드 중 임계값 이상의 연결임을 나타내는 명백한 결과이다. 단일 피크는 스위칭 다이오드(Dsw)가 비-도전될 때 FM-모드 중의 임계값 이하의 연결로부터 기인한다.

세 번째로, FM-모드에서 통과 대역의 중심 주파수는 TV-모드에서 보다 약간 높다. 다시 말해서, 스위칭 다이오드(Dsw)의 상태가 변할 때, 작은 이조도(de-tuning)가 발생된다. 이조도는 도6B의 실행에서 공진 회로 사이의 유도성 하단 연결을 교환함으로써 발생된다. 그러한 스위칭은 공진 회로에서 실효 인덕턴스 값을 변화시키고, 그에 의해 공진 주파수를 변화시킨다. 도2의 동조기를 참고로, TV-모드에서 FM-모드 등으로 전환될 때, 대역 통과 필터(BPF-L)의 이조도는 실질적인 문제점을 일으키지 않는다. 이조도는 예컨대, 만족스러운 트래킹을 구하도록 정렬된 발진기 공진 회로(ORC-L)의 정렬에 대해 고려될 수 있다. 또한, 대역 통과 필터 (BPF-L)에서의 이조도를 고려하여 입력 필터(IPF-L)를 정정하는 것이 가능하다.

네 번째로, 통과 대역 이득은 TV-모드에서 보다 FM-모드에서 다소 낮다. 이러한 효과는 또한 도6B의 실행에서 공진 회로 사이의 연결에도 관련된다. 임계값 이하의 연결로, 도6B의 실행에서는 임계값 이상의 연결 보다 많은 신호 손실이 있다.

다섯 번째로, 필터 특징은 TV 및 FM-모드에서 다른 노치(notch)를 포함한다. TV-모드에서는 노치가 통과 대역 위로 대략 2배인 TV-IF에 위치한다. FM-모드에서는 노치가 통과 대역 위로 대략 2배인 FM-IF에 위치한다. 노치는 믹서(MIX-L)로의 수신 신호 경로에서 요구되는 영상 억제에 공헌한다. 노치는 다음과 같이 설명될 수 있는 영상 커패시턴스(Cim)에 의해 영향을 심하게 받는다.

인덕턴스(LB2)를 포함하는 2차 공진 회로는 영상 커패시턴스(Cim)를 통해 신호를 수신한다. 2차 공진 회로는 또한 인덕턴스(LB1)를 포함하는 1차 공진 회로를 통해 신호를 수신한다. 공진 주파수에서, 이러한 신호는 동위상에 있고, 영상 커패시터(Cim)는 상단 연결 커패시턴스(CBtop)와 유사하게 전기 용량의 상단 연결에 공헌한다. 그러나, 공진 주파수 보다 상당히 높은 특정한 주파수에서, 신호는 역상 (anti-phase)에 있게 되며 실질적으로 서로 상쇄된다. 이는 그 자체를 도7에 도시된 노치로 명시한다. 구성 성분값을 적절히 선택함으로써, TV-모드와 FM-모드에서 모두 도7에 도시된 바와 같이 실질적으로 영상 억제에 공헌하는 방법으로 노치의 위치를 정하는 것이 가능하다. 그래서, TV-모드에서 FM-모드 등으로 교환될 때, 영상 억제는 새로운 IF에 따라 자체를 조절한다.

도8은 도2의 동조기(TUN)를 구비하는 멀티미디어 장치의 예를 도시한다. 도2의 동조기(TUN)는 부가 카드(PCAO)에서 실행되고, 부가 카드(PCAO)는 멀티미디어 장치의 부속 홀더(holder)(HOL)에 끼워진다. 도2의 동조기(TUN)와 달리, 부가 카드는 TV IF 신호 처리 회로(TVIFC)와 FM IF 신호 처리 회로(FMIFC)를 포함한다. 후자의 회로는 IF 분리 필터(IFSF)를 통해 도2의 동조기(TUN)에 의해 제공된 중간 주파수 신호(IFS)를 수신한다. 도2의 동조기(TUN), IF 분리 필터(IFSF), 및 TV IF 신호 처리 회로(TVIFC)는 차폐된 금속 박스(SMB)에 수납된다. 상술된 부품을 갖춘 차폐된 금속 박스(SMB)는 그와 같이 제작되어 부가 카드 제작자에게 제공된다.

도8의 멀티미디어 장치는 사용자 인터페이스(UIF), 제어 유닛(CCU), 화상 디스플레이 장치(PDD), 및 사운드 재생 유닛(SRU)을 포함한다. 사용자는 사용자 인터페이스(UIF)를 통해 원하는 수신 신호를 선택한다. 예컨대, 사용자는 사용자 인터페이스(UIF)의 일부인 키보드에서 프로그램 번호를 입력한다. 제어 유닛(CCU)은 도 2의 동조기(TUN)가 원하는 수신 신호를 선택하는 방법으로 부가 카드(PCAO)를 효과적으로 제어한다. 예컨대, 제어 유닛(CCU)은 신호의 종류, 즉 FM 또는 TV와 원하는 수신 신호의 주파수에 관련된 메모리(도시되지 않은)에 저장되는 지시를 제공한다. 이러한 지시는 동조기 제어 데이터(TCD)의 형태로 도2의 동조기(TUN)에 공급된다. 부가 카드(PCAO)는 예컨대, 원하는 수신 신호로부터 얻어지는 사운드 및/또는 비디오 정보를 제공하고, 그 정보는 제어 유닛(CCU)에서 더 처리된다. 사운드 및/또는 비디오 정보는 사운드 재생 유닛(SRU) 및 화상 디스플레이 장치(PDD)를 통해 각각 사용자에게 제공된다.

종속 청구항에서 정의된 유리한 실행의 상세한 내용은 상기 예를 참고로 아래에서 강조된다.

도2의 예에서, 발진기 회로(OSC-L) 및 발진기 공진 회로(ORC-L)에 의해 형성된 저대역 브랜치내의 발진기는 TV-IF나 FM-IF에서 중간 주파수 신호(IFS)를 제공하도록 주파수에서 전환가능하다. 이는 저대역 브랜치에서 대역 통과 필터(BPF-L) 및 입력 필터(RFI-L)가 전환되는 다른 방법의 실행 보다 작고, 간단하고, 또한 값싼 실행이다. 다른 방법의 실행에서는 더 많은 스위치가 요구된다.

도4의 예에서, 발진기 공진 회로는 두 개의 인덕턴스, 즉 1차 및 2차 인덕턴스를 포함한다. 발진기의 주파수 스위칭은 2차 인덕턴스에 병렬로 연결된 스위치 (S)에 의해 이루어진다. 이는 주파수에서 발진기를 교환하는 간단하고 값싼 실행이다. 더욱이, FM-모드 및 TV-모드에 대한 발진기 주파수의 정렬이 비교적 용이하다.

도4의 예에서, 스위치(S)는 양호하게 TV 신호를 수신하기 위해 도전되고, FM-라디오 신호를 수신하기 위해서는 비-도전된다. 이는 다음과 같이 설명될 수 있는 바와 같이, TV 및 FM-라디오 수신에 대한 신호 대 잡음비 사이에서 만족스러운 절충을 제공한다. 실질적으로, 스위치(S)는 닫힌 상태에서 직렬 저항을 제공하게 된다. 비록 이것이 비교적 작더라도, 직렬 저항은 발진기의 위상-잡음 실행도를 어느 정도 변형시킨다. 신호 대 잡음비에 대해, 위상-잡음 실행도는 TV와 같은 AM 신호에서 보다 FM-라디오와 같은 FM-라디오의 수신에서 더 중요하다. 최상의 위상-잡음 실행도를 이루기 위해, 스위치(S)는 양호하게 FM-수신시 개방된다.

도4의 예에서, 제어가능한 커패시턴스(Cvar)와 패더 커패시턴스(Cpad)의 직렬 배열은 1차 인덕턴스(L1)와 2차 인덕턴스(L2) 사이에 연결된다. 이러한 실행의상세한 내용은 다음과 같이 설명될 수 있는 바와 같이, 매우 만족스러운 트래킹을 제공한다. 스위치(S)를 열면, 다음과 같은 효과가 주어진다. 첫 번째로, 실효 인덕턴스가 증가된다. 두 번째로, 실효 병렬 커패시턴스가 임피던스 변형으로 인하여 감소된다. 임피던스 변형은 2차 인덕턴스에 대한 1차 인덕턴스의 비에 의존한다. 따라서, 이러한 비율을 적절하게 선택함으로서, 만족스러운 트래킹이 이루어질 수 있다.

도4의 예에서, 보조 커패시턴스(Caux)는 스위치(S)와 직렬로 연결되고, 스위치(S)와 함께 2차 인덕턴스(L2)와 병렬로 연결된다. 이러한 실행의 상세한 내용은 다음과 같이 설명될 수 있는 바와 같이 개선된 트래킹을 제공한다. 도3 및 도표1을 참고로, 패더 커패시턴스(Cpad)는 양호하게 TV-모드에서 보다 FM-모드에서 더 높은 값을 갖는다. 다시 도4를 참고로, 보조 커패시턴스(Caux)는 스위치(S)가 닫힐 때 도3의 패더 커패시턴스(Cpad)의 값 보다 실제적으로 더 낮은 값으로 보여질 수 있다.

도5의 예에서, 저항기 (Rdn1) 및 (Rdn2)와 커패시터(Cdn)은 원하는 발진기 주파수 보다 높은 주파수에서의 여진 발진을 없애도록 주파수-종속 감쇠 네트워크를 형성한다. 감쇠 네트워크는 실질적으로 원하는 발진 주파수에서의 손실에 대해 여진 공진 주파수에서의 손실을 증가시킨다.

도4 형태의 발진기 공진 회로를 갖춘 동조기에서는 양호하게 발진기가 발진되지 않을 때 제어가능한 커패시턴스(Cvar)의 값을 감소시키기 위한 발진 검출기가 있다. 이는 다음과 같이 설명될 수 있는 바와 같이 발진기의 주파수 제어에서 교착상태를 방지한다. 도4 형태의 발진기 공진 회로는 특히, 비교적 낮은 공진 주파수에 동조될 때와 스위치(S)가 개방될 때(FM-모드) 비교적 낮은 임피던스를 갖는다. 임피던스가 너무 낮으면, 발진기는 간단하게 발진되지 않으므로, 주파수 제어가 이루어질 수 없다. 이 문제점은 비발진 상태를 검출하고, 그에 응답해 제어가능한 커패시턴스의 값을 증가시킴으로서 해결된다. 따라서, 발진기는 비발진 상태를 제거함으로서 주파수 제어를 이룰 수 있다. 도2의 동조기를 참고로, 위상 동기 루프 회로(PLL)는 양호하게 그 목적으로 발진 검출기를 포함한다.

도2의 예에서, 저대역내의 대역 통과 필터(BPF-L)는 TV 신호와 FM-라디오 신호를 다르게 필터 처리함으로써 전환가능하다. 이는 대역 통과 필터(BPF-L)가 고정되는 경우에서 보다 특히 FM-라디오에 대해 보다 나은 수신 품질을 제공한다.

도4의 발진기 공진 회로는 스위치(S)가 개방되는 모드에서 동작되어야 할 때 양호하게 다음의 방법에 따라 동조된다. 첫 번째로, 스위칭 소자(S)는 도전 상태가 된다. 두 번째로, 발진기는 원하는 주파수로 동조된다. 세 번째로, 스위칭 소자(S)가 비-도전 상태가 된다. 네 번째인 마지막으로, 발진기는 원하는 주파수로 정정된다. 이 방법은 스위치(S)가 개방될 때 도4의 회로에서 여진 공진으로부터 기인하는 에러가 있는 동조를 없앤다.

분명하게, 본 발명은 상술된 예들과 다르게 실행될 수도 있다. 그 점에 있어서, 청구항의 참고 기호는 관련 청구항을 제한하는 것으로 구성되는 것은 아니다. 청구되는 본 발명의 범위가 상술된 예들의 이외가 될 수 있다는 것을 나타내기 위해 일부 설명을 부가한다.

본 발명은 조합된 TV 및 FM-라디오 수신에 제한되지 않음을 주목하여야 한다. 예컨대, 본 발명은 미국 및 유럽형 TV 신호 모두를 수신하기 위한 TV 동조기를 실행하도록 TV 수신에서만 사용될 수도 있다. 미국에서는 45.75 MHz의 IF가 바람직한 반면, 대부분의 유럽 국가에서는 38.9 MHz의 IF가 바람직하다. 따라서, 45.75 및 38.9 MHz와 같은 다양한 IF 주파수를 제공할 수 있는 동조기를 갖도록 본 발명의 원리가 사용될 수도 있다.

또한, 본 발명은 단일 동조기에 의해 제공된 두 개의 다른 IF 주파수에 제한되지 않음을 주목하여야 한다. 예컨대, 단일 동조기는 다음의 세 개의 다른 IF 주파수를 제공할 수도 있다: 유럽 TV 신호에 대한 38.9 MHz, 미국 TV 신호에 대한 45.75 MHz, 및 FM-라디오 신호에 대한 10.7 MHz.

또한, 본 발명은 도2에 도시된 바와 같이 3-대역 동조기 개념에 제한되지 않음을 주목하여야 한다. 원칙적으로, 본 발명은 임의의 동조기 개념, 예컨대 2-대역 동조기 개념에서 적용될 수도 있다.

또한, 본 발명은 멀티미디어 응용에 제한되지 않음을 주목하여야 한다. 본 발명은 TV 수신기 및 비디오 테이프 기록계와 같은 수신기를 구비하는 장치에서 사용될 수도 있다.

마지막으로, 도3 및 도4의 예에서 도시된 병렬 커패시턴스(Cpar)는 이산 커패시터일 필요가 없음을 주목하여야 한다. 병렬 커패시턴스는 실제적으로 도시되지는 않았지만 도3 및 도4에 연결된 하나 이상의 소자의 여진 커패시턴스로 형성될 수도 있다. 그 점에 있어서, 이산 커패시터가 주어지지 않고 도3 및 도4에서의 병렬 커패시턴스(Cpar)에 직접 관련되는 도5의 예를 참고로 한다.

Claims

제 1 및 제 2 형태의 수신 신호들을 수신하는 수신기로서,

수신 신호에 응답하여 중간 주파수 신호(IFS)를 제공하는 단일 동조기(TUN);

상기 제 1 형태의 수신 신호들을 수신할 때, 상기 중간 주파수 신호(IFS)를 처리하도록 연결된 제 1 중간 주파수 신호 처리 장치(IFSP1); 및

상기 제 2 형태의 수신 신호들을 수신할 때, 상기 중간 주파수 신호(IFS)를 처리하도록 연결된 제 2 중간 주파수 신호 처리 장치(IFSP2)를 포함하는, 상기 수신기에 있어서:

상기 수신기는 단일 변환 수신기이고, 상기 단일 동조기(TUN)는, 상기 제 1 중간 주파수 신호 처리 장치(IFSP1)에서 처리하기 위한 제 1 중간 주파수(IF1)의 상기 중간 주파수 신호(IFS)를 제공하고 상기 제 2 중간 주파수 신호 처리 장치 (IFSP2)에서 처리하기 위한 제 2 중간 주파수(IF2)의 상기 중간 주파수 신호(IFS)를 제공하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 단일 동조기는 상기 제 1 중간 주파수 또는 상기 제 2 중간 주파수의 상기 중간 주파수 신호(IFS)를 제공하기 위한 주파수 전환가능한 발진기(OSC-L, ORC-L)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 2 항에 있어서,

상기 발진기(OSC-L, ORC-L)는 공진 회로(ORC-L)를 포함하며, 상기 공진 회로는 1차 인덕턴스(L1), 2차 인덕턴스(L2) 및 상기 2차 인덕턴스(L2)에 병렬로 연결되어 상기 발진기의 주파수를 전환하는 스위칭 소자(S)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 3 항에 있어서,

상기 스위칭 소자(S)는 AM 수신 신호를 수신하도록 도전되고, FM 수신 신호를 수신하도록 비-도전되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 3 항에 있어서,

상기 공진 회로(ORC-L)는 제어가능한 커패시턴스(Cvar)와 패더 커패시턴스 (padder capacitance)(Cpad)의 직렬 배열을 포함하고, 상기 직렬 배열은 상기 1차 인덕턴스(L1)와 상기 2차 인덕턴스(L2) 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 5 항에 있어서,

상기 공진 회로(ORC-L)는 보조 커패시턴스(Caux)를 포함하고, 상기 보조 커패시턴스는 상기 스위치(S)와 직렬로 연결되어 상기 스위치(S)와 함께 상기 2차 인덕턴스(L2)와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 5 항에 있어서,

상기 공진 회로(ORC-L)는 주파수-종속 감쇠 네트워크(frequency-dependent damping network)(Rdn1, Rdn2, Cdn)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 5 항에 있어서,

상기 발진기(OSC-L, ORC-L)가 발진하지 않을 경우 상기 제어가능한 커패시턴스(Cvar)의 값을 감소시키기 위한 발진 검출기(PLL)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 단일 동조기는 상기 제 1 및 제 2 형태의 수신 신호들을 다르게 필터 처리하는 전환가능한 대역 통과 필터(BPF-L)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제 1 항에서 청구된 바와 같은 수신기, 및

상기 수신기를 제어하고 데이터 신호들을 처리하는 제어 유닛(CCU)을 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티미디어 장치.
제 5 항에서 청구된 바와 같은 수신기를 동조하는 방법에 있어서:

상기 스위칭 소자(S)를 도전 상태로 하는 단계;

상기 발진기(OSC-L, ORC-L)를 원하는 주파수로 동조시키는 단계;

상기 스위칭 소자(S)를 비-도전 상태로 하는 단계; 및

상기 발진기(OSC-L, ORC-L)를 상기 원하는 주파수로 정정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 형태의 수신 신호들 및 제 2 형태의 수신 신호들에 응답하여 중간 주파수 신호들을 제공하는 단일 동조기(TUN)를 포함하는 차폐 금속 박스(SMB)에 있어서,

상기 단일 동조기(TUN)는, 상기 제 1 형태의 수신 신호들의 제 1 주파수로부터 제 1 중간 주파수(IF1)로의 단일 주파수 변환을 이용하여 상기 제 1 중간 주파수(IF1)의 상기 중간 주파수 신호들을 발생하기 위해 한 주파수(one frequency)의 혼합 신호를 제공하거나, 상기 제 2 형태의 수신 신호들의 제 2 주파수로부터 제 2 중간 주파수(IF2)로의 단일 주파수 변환을 이용하여 상기 제 2 중간 주파수(IF2)의 상기 중간 주파수 신호들을 발생하기 위해 상기 한 주파수와는 상이한 다른 주파수 (another frequency)의 혼합 신호를 제공하도록 배열된 단일 변환 동조기이며,

상기 제 1 형태의 상기 수신 신호들은 텔레비전 신호들이고, 상기 제 2 형태의 상기 수신 신호들은 주파수 변조된 무선 신호들인 것을 특징으로 하는 차폐 금속 박스(SMB).