JP2000165698A - ビデオ・イメ―ジング装置 - Google Patents
ビデオ・イメ―ジング装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/26—Modifications of scanning arrangements to improve focusing
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- H04N3/27—Circuits special to multi-standard receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 水平周波数のパラボラ波電圧の振幅を一定に
保つこと。 【解決手段】 ビデオ・イメージング装置は、フォーカ
ス電極１７を含む陰極線管１０を備える。複数の周波数
から選択される偏向周波数と関連する周波数の第１のパ
ラボラ信号Ｖ５の源が、前記選択された周波数に従って
定められる振幅を有する。制御回路は、前記第１のパラ
ボラ信号Ｖ５の源に結合される入力を備え、出力信号Ｏ
ＵＴを発生する。出力信号ＯＵＴは、前記複数の偏向周
波数に対して前記第１のパラボラ信号Ｖ５の振幅を維持
するためのものである。出力信号ＯＵＴに応答する増幅
器９７がフォーカス電極１７に結合されて、フォーカス
電極１７においてダイナミック・フォーカス電圧を発生
する。
保つこと。 【解決手段】 ビデオ・イメージング装置は、フォーカ
ス電極１７を含む陰極線管１０を備える。複数の周波数
から選択される偏向周波数と関連する周波数の第１のパ
ラボラ信号Ｖ５の源が、前記選択された周波数に従って
定められる振幅を有する。制御回路は、前記第１のパラ
ボラ信号Ｖ５の源に結合される入力を備え、出力信号Ｏ
ＵＴを発生する。出力信号ＯＵＴは、前記複数の偏向周
波数に対して前記第１のパラボラ信号Ｖ５の振幅を維持
するためのものである。出力信号ＯＵＴに応答する増幅
器９７がフォーカス電極１７に結合されて、フォーカス
電極１７においてダイナミック・フォーカス電圧を発生
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ビーム・ランデン
グひずみ補正装置に関する。
グひずみ補正装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】陰極線管（ＣＲＴ）に表示される画像
は、ＣＲＴ上でのビームの走査に付随する焦点ぼけある
いは非直線性のような欠陥またはひずみを被ることがあ
る。このような欠陥またはひずみが起こるのは、ビーム
が、例えば、水平方向に偏向されるにつれて、ＣＲＴの
電子銃からフェースプレートまでの距離が著しく変動す
るためである。例えば、ビームが水平方向に偏向される
につれて生じる焦点ぼけを減少させるには、水平周波数
のパラボラ電圧成分を有するダイナミック・フォーカス
電圧を発生し、そのダイナミック・フォーカス電圧をＣ
ＲＴのフォーカス電極に印加して、フォーカス電圧をダ
イナミックに変化させる。水平偏向出力段のＳ字整形コ
ンデンサ内に発生するＳ字補正電圧から、水平周波数の
パラボラ電圧成分を得ることは知られている。
は、ＣＲＴ上でのビームの走査に付随する焦点ぼけある
いは非直線性のような欠陥またはひずみを被ることがあ
る。このような欠陥またはひずみが起こるのは、ビーム
が、例えば、水平方向に偏向されるにつれて、ＣＲＴの
電子銃からフェースプレートまでの距離が著しく変動す
るためである。例えば、ビームが水平方向に偏向される
につれて生じる焦点ぼけを減少させるには、水平周波数
のパラボラ電圧成分を有するダイナミック・フォーカス
電圧を発生し、そのダイナミック・フォーカス電圧をＣ
ＲＴのフォーカス電極に印加して、フォーカス電圧をダ
イナミックに変化させる。水平偏向出力段のＳ字整形コ
ンデンサ内に発生するＳ字補正電圧から、水平周波数の
パラボラ電圧成分を得ることは知られている。
【０００３】テレビ受像機、コンピュータまたはモニタ
は、水平走査周波数の異なる偏向電流を使用して同一の
ＣＲＴ内に画像情報を選択的に表示する機能を有する。
放送標準により定められるテレビジョン信号の画像情報
を表示する際、約１６ＫＨｚの周波数（１ｆHと呼ばれ
る）を使用することが、より経済的である。これに対
し、高精細度テレビジョン信号またはディスプレイ・モ
ニタのデータ信号の画像情報を表示する際には、水平偏
向電流の周波数は３２ＫＨｚまたはそれ以上となる。こ
の高い周波数は２ｎｆHと呼ばれる。ｎの値は１または
それ以上である。
は、水平走査周波数の異なる偏向電流を使用して同一の
ＣＲＴ内に画像情報を選択的に表示する機能を有する。
放送標準により定められるテレビジョン信号の画像情報
を表示する際、約１６ＫＨｚの周波数（１ｆHと呼ばれ
る）を使用することが、より経済的である。これに対
し、高精細度テレビジョン信号またはディスプレイ・モ
ニタのデータ信号の画像情報を表示する際には、水平偏
向電流の周波数は３２ＫＨｚまたはそれ以上となる。こ
の高い周波数は２ｎｆHと呼ばれる。ｎの値は１または
それ以上である。
【０００４】多走査周波数で動作可能なビデオ・ディス
プレイ・モニタの水平偏向回路の出力段において、スイ
ッチ式Ｓ字整形コンデンサを使用して、回路内（ｉｎ−
ｃｉｒｃｕｉｔ）Ｓ字整形コンデンサの数を変更するこ
とが知られている。Ｓ字整形コンデンサの選択は、選択
された水平偏向周波数に従って、選択可能なスイッチに
より自動的に行われる。
プレイ・モニタの水平偏向回路の出力段において、スイ
ッチ式Ｓ字整形コンデンサを使用して、回路内（ｉｎ−
ｃｉｒｃｕｉｔ）Ｓ字整形コンデンサの数を変更するこ
とが知られている。Ｓ字整形コンデンサの選択は、選択
された水平偏向周波数に従って、選択可能なスイッチに
より自動的に行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】非スイッチ式リトレー
ス・コンデンサを使用すると、水平リトレース期間の長
さは、異なる水平周波数において同じである。その結
果、その異なる周波数でＳ字補正電圧に必要とされる振
幅は異なる。ダイナミック・フォーカス方式において、
垂直期間の間、水平周波数のパラボラ波電圧の振幅を一
定に保つことが望ましい。また、水平周波数が走査モー
ドと共に変化するときに、水平周波数のパラボラ波電圧
の振幅を一定に保つことが望ましい。
ス・コンデンサを使用すると、水平リトレース期間の長
さは、異なる水平周波数において同じである。その結
果、その異なる周波数でＳ字補正電圧に必要とされる振
幅は異なる。ダイナミック・フォーカス方式において、
垂直期間の間、水平周波数のパラボラ波電圧の振幅を一
定に保つことが望ましい。また、水平周波数が走査モー
ドと共に変化するときに、水平周波数のパラボラ波電圧
の振幅を一定に保つことが望ましい。
【０００６】発明的特徴を実行する際、水平周波数のパ
ラボラ電圧がＳ字整形コンデンサ内に発生される。パラ
ボラ電圧は、被制御可変分圧器（ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
ｖａｒｉａｂｌｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｖｉｄｅ
ｒ）を介して減衰される。分圧器の出力は差動増幅器の
入力に結合される。差動増幅器は、パラボラ電圧のピー
ク・ピーク振幅を比較し、基準電圧と等しくなるように
調節する。パラボラ電圧のピーク・ピーク振幅を基準電
圧と比較することにより、水平周波数のパラボラ電圧の
振幅は垂直期間の間一定に保たれ、そしてパラボラ電圧
の振幅は、帰還増幅器と被制御減衰器（ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）を介して、基準電圧と
均しくなるように調節される。
ラボラ電圧がＳ字整形コンデンサ内に発生される。パラ
ボラ電圧は、被制御可変分圧器（ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
ｖａｒｉａｂｌｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｖｉｄｅ
ｒ）を介して減衰される。分圧器の出力は差動増幅器の
入力に結合される。差動増幅器は、パラボラ電圧のピー
ク・ピーク振幅を比較し、基準電圧と等しくなるように
調節する。パラボラ電圧のピーク・ピーク振幅を基準電
圧と比較することにより、水平周波数のパラボラ電圧の
振幅は垂直期間の間一定に保たれ、そしてパラボラ電圧
の振幅は、帰還増幅器と被制御減衰器（ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）を介して、基準電圧と
均しくなるように調節される。
【０００７】発明的特徴を実施する際、利得制御ループ
が、Ｓ字整形コンデンサからの入力電圧から不要な低周
波糸巻ひずみ補正変調を除去する。この変調は、もし除
去しないと、画像の中央部で水平ダイナミック・フォー
カスの補正を過大にして不都合である。利得制御ループ
を介して補償することにより、位相誤差は導入されな
い。
が、Ｓ字整形コンデンサからの入力電圧から不要な低周
波糸巻ひずみ補正変調を除去する。この変調は、もし除
去しないと、画像の中央部で水平ダイナミック・フォー
カスの補正を過大にして不都合である。利得制御ループ
を介して補償することにより、位相誤差は導入されな
い。
【０００８】更に別の発明的特徴は、フォーカス高電圧
増幅器の高周波ロール・オフが補償されることである。
パラボラ電圧は、増幅器と同様なロール・オフを有する
低域フィルタに通される。このようにして減衰されたパ
ラボラ電圧は基準電圧と均しく設定される。増幅器を駆
動するパラボラ信号はフィルタの前方で取られる。この
信号は高周波において適正に増大され、増幅器の出力に
おいて一定の振幅が得られる。
増幅器の高周波ロール・オフが補償されることである。
パラボラ電圧は、増幅器と同様なロール・オフを有する
低域フィルタに通される。このようにして減衰されたパ
ラボラ電圧は基準電圧と均しく設定される。増幅器を駆
動するパラボラ信号はフィルタの前方で取られる。この
信号は高周波において適正に増大され、増幅器の出力に
おいて一定の振幅が得られる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】発明的特徴を具体化する
ビデオ・イメージング（ｖｉｄｅｏ ｉｍａｇｉｎｇ）
装置は、フォーカス電極を含む陰極線管を具備する。複
数の周波数から選択される偏向周波数と関連する周波数
の第１のパラボラ信号源は、前記選択された周波数に従
って決定される振幅を有する。制御回路は、第１のパラ
ボラ信号源に結合される入力を備え、出力信号を発生す
る。出力信号は、複数の偏向周波数に対して第１のパラ
ボラ信号の振幅を維持するためのものである。出力信号
に応答する増幅器が、フォーカス電極に結合され、パラ
ボラ信号を増幅し、フォーカス電極においてダイナミッ
ク・フォーカス電圧を発生する。
ビデオ・イメージング（ｖｉｄｅｏ ｉｍａｇｉｎｇ）
装置は、フォーカス電極を含む陰極線管を具備する。複
数の周波数から選択される偏向周波数と関連する周波数
の第１のパラボラ信号源は、前記選択された周波数に従
って決定される振幅を有する。制御回路は、第１のパラ
ボラ信号源に結合される入力を備え、出力信号を発生す
る。出力信号は、複数の偏向周波数に対して第１のパラ
ボラ信号の振幅を維持するためのものである。出力信号
に応答する増幅器が、フォーカス電極に結合され、パラ
ボラ信号を増幅し、フォーカス電極においてダイナミッ
ク・フォーカス電圧を発生する。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は、多走査周波数の機能を有
するテレビ受像機の水平偏向回路出力段１０１を示す。
出力段１０１は、電源電圧Ｂ＋を発生する調整電源１０
０により起動される。従来の駆動段１０３は、選択され
た水平走査周波数ｎｆHの入力信号１０７ａに応答す
る。駆動段１０３は駆動信号１０３ａを発生して、出力
段１０１のスイッチング・トランジスタ１０４のスイッ
チング動作を制御する。例として、ｎ＝１の値は、放送
標準のようなある一定の基準に従うテレビ信号の水平周
波数を表す。トランジスタ１０４のコレクタはフライバ
ックトランスＴ０の一次巻線Ｔ０Ｗ１の端子Ｔ０Ａに結
合される。トランジスタ１０４のコレクタは、非スイッ
チ式リトレース・コンデンサ１０５にも結合される。ト
ランジスタ１０４のコレクタは更に、水平偏向コイルＬ
Ｙに結合され、リトレース共振回路を形成する。トラン
ジスタ１０４のコレクタは従来のダンパ・ダイオード１
０８にも結合される。コイルＬＹは、直線性インダクタ
ＬＩＮおよび非スイッチ式トレース（またはＳ字整形）
コンデンサＣＳ１と直列に結合される。コンデンサＣＳ
１は端子２５と基準電位または大地ＧＮＤ間に結合さ
れ、端子２５はインダクタＬＩＮとＳ字整形コンデンサ
ＣＳ１間に位置する。
するテレビ受像機の水平偏向回路出力段１０１を示す。
出力段１０１は、電源電圧Ｂ＋を発生する調整電源１０
０により起動される。従来の駆動段１０３は、選択され
た水平走査周波数ｎｆHの入力信号１０７ａに応答す
る。駆動段１０３は駆動信号１０３ａを発生して、出力
段１０１のスイッチング・トランジスタ１０４のスイッ
チング動作を制御する。例として、ｎ＝１の値は、放送
標準のようなある一定の基準に従うテレビ信号の水平周
波数を表す。トランジスタ１０４のコレクタはフライバ
ックトランスＴ０の一次巻線Ｔ０Ｗ１の端子Ｔ０Ａに結
合される。トランジスタ１０４のコレクタは、非スイッ
チ式リトレース・コンデンサ１０５にも結合される。ト
ランジスタ１０４のコレクタは更に、水平偏向コイルＬ
Ｙに結合され、リトレース共振回路を形成する。トラン
ジスタ１０４のコレクタは従来のダンパ・ダイオード１
０８にも結合される。コイルＬＹは、直線性インダクタ
ＬＩＮおよび非スイッチ式トレース（またはＳ字整形）
コンデンサＣＳ１と直列に結合される。コンデンサＣＳ
１は端子２５と基準電位または大地ＧＮＤ間に結合さ
れ、端子２５はインダクタＬＩＮとＳ字整形コンデンサ
ＣＳ１間に位置する。
【００１１】出力段１０１は偏向電流ｉｙを発生するこ
とができる。２ｆH から２４ｆH までの範囲から任意に
選択される信号１０３ａの水平走査周波数に対し、そし
て選択された水平周波数１ｆHに対し、偏向電流ｉｙは
ほぼ同じ所定の振幅を有する。偏向電流ｉｙの振幅を制
御するには、水平周波数が増加（減少）するとき、電圧
Ｂ＋を自動的に増加（減少）させ、偏向電流ｉｙの振幅
を一定に保つ。電圧Ｂ＋は、フライバックトランスＴ０
の帰還巻線Ｔ０Ｗ０を経由する閉ループ構成で動作する
従来の調整電源１００により制御される。電圧Ｂ＋の大
きさは、電流ｉｙの振幅を示す大きさを有する整流され
た帰還フライバック・パルス信号ＦＢに従って、設定さ
れる。垂直周波数のパラボラ信号 Ｅ−Ｗ は従来の方法
（図示せず）で発生される。信号 Ｅ−Ｗ は従来の方法
で電源１００に結合され、電圧Ｂ＋の垂直周波数のパラ
ボラ成分を発生し、Ｅａｓｔ−Ｗｅｓｔ（左右）ひずみ
の補正を行う。
とができる。２ｆH から２４ｆH までの範囲から任意に
選択される信号１０３ａの水平走査周波数に対し、そし
て選択された水平周波数１ｆHに対し、偏向電流ｉｙは
ほぼ同じ所定の振幅を有する。偏向電流ｉｙの振幅を制
御するには、水平周波数が増加（減少）するとき、電圧
Ｂ＋を自動的に増加（減少）させ、偏向電流ｉｙの振幅
を一定に保つ。電圧Ｂ＋は、フライバックトランスＴ０
の帰還巻線Ｔ０Ｗ０を経由する閉ループ構成で動作する
従来の調整電源１００により制御される。電圧Ｂ＋の大
きさは、電流ｉｙの振幅を示す大きさを有する整流され
た帰還フライバック・パルス信号ＦＢに従って、設定さ
れる。垂直周波数のパラボラ信号 Ｅ−Ｗ は従来の方法
（図示せず）で発生される。信号 Ｅ−Ｗ は従来の方法
で電源１００に結合され、電圧Ｂ＋の垂直周波数のパラ
ボラ成分を発生し、Ｅａｓｔ−Ｗｅｓｔ（左右）ひずみ
の補正を行う。
【００１２】スイッチング回路６０は、直線性のような
ビーム・ランディング誤差を補正するために使用され
る。回路６０はトレース（またはＳ字整形）コンデンサ
ＣＳ２とトレース（またはＳ字整形）コンデンサＣＳ３
のうち１つだけまたは両方を、選択的に、トレース・コ
ンデンサＣＳ１と並列に結合させ、またはいずれのコン
デンサも結合させない。この選択的結合は、水平走査周
波数が選択される周波数範囲の関数として決定される。
スイッチング回路６０で、コンデンサＣＳ２は端子２５
と電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）スイッチＱ２のドレ
イン電極との間に結合される。トランジスタＱ２のソー
ス電極は大地ＧＮＤに結合される。トランジスタＱ２両
端間の過大電圧を防止する保護抵抗Ｒ２はトランジスタ
Ｑ２の両端間に結合される。
ビーム・ランディング誤差を補正するために使用され
る。回路６０はトレース（またはＳ字整形）コンデンサ
ＣＳ２とトレース（またはＳ字整形）コンデンサＣＳ３
のうち１つだけまたは両方を、選択的に、トレース・コ
ンデンサＣＳ１と並列に結合させ、またはいずれのコン
デンサも結合させない。この選択的結合は、水平走査周
波数が選択される周波数範囲の関数として決定される。
スイッチング回路６０で、コンデンサＣＳ２は端子２５
と電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）スイッチＱ２のドレ
イン電極との間に結合される。トランジスタＱ２のソー
ス電極は大地ＧＮＤに結合される。トランジスタＱ２両
端間の過大電圧を防止する保護抵抗Ｒ２はトランジスタ
Ｑ２の両端間に結合される。
【００１３】レジスタ２０１は、スイッチ制御信号６０
ａと６０ｂを供給する。制御信号６０ａはバッファ９８
を介してトランジスタＱ２のゲート電極に結合される。
制御信号６０ａが第１の選択可能なレベルにあるとき、
トランジスタＱ２はオフにされ、制御信号６０ａが第２
の選択可能なレベルにあるとき、トランジスタＱ２はオ
ンにされる。バッファ９８は信号６０ａに必要なレベル
・シフトを行い、従来の方法で、上述したスイッチング
動作を行う。
ａと６０ｂを供給する。制御信号６０ａはバッファ９８
を介してトランジスタＱ２のゲート電極に結合される。
制御信号６０ａが第１の選択可能なレベルにあるとき、
トランジスタＱ２はオフにされ、制御信号６０ａが第２
の選択可能なレベルにあるとき、トランジスタＱ２はオ
ンにされる。バッファ９８は信号６０ａに必要なレベル
・シフトを行い、従来の方法で、上述したスイッチング
動作を行う。
【００１４】スイッチング回路６０で、コンデンサＣＳ
３は端子２５とＦＥＴスイッチＱ２′のドレイン電極と
の間に結合される。ＦＥＴスイッチＱ２′は、ＦＥＴス
イッチＱ２が制御信号６０ａにより制御されるのと同様
にして、制御信号６０ｂにより制御される。したがっ
て、バッファ９８′はバッファ９８と同様な機能を果た
す。
３は端子２５とＦＥＴスイッチＱ２′のドレイン電極と
の間に結合される。ＦＥＴスイッチＱ２′は、ＦＥＴス
イッチＱ２が制御信号６０ａにより制御されるのと同様
にして、制御信号６０ｂにより制御される。したがっ
て、バッファ９８′はバッファ９８と同様な機能を果た
す。
【００１５】マイクロプロセッサ２０８は、周波数／デ
ータ信号変換器２０９で発生されるデータ信号２０９ａ
に応答する。信号２０９ｂは、同期信号ＨＯＲＺ−ＳＹ
ＮＣまたは偏向電流ｉｙの周波数を示す数値を有する。
変換器２０９は、例えば、信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの一
定の期間の間クロック・パルスの数を数えるカウンタを
含み、その一定期間の間に生じるクロック・パルスの数
に従ってワード信号２０９ｂを発生する。マイクロプロ
セッサ２０８は、レジスタ２０１の入力に結合される制
御データ信号２０８ａを発生する。信号２０８ａの値
は、信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの水平周波数に従って決定
される。レジスタ２０１は、信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの
周波数に従って、データ信号２０８ａにより決定される
レベルにおいて制御信号６０ａと６０ｂを発生する。あ
るいは、信号２０８ａの値は、キーボード（図示せず）
から供給される信号１０９ｂにより決定される。
ータ信号変換器２０９で発生されるデータ信号２０９ａ
に応答する。信号２０９ｂは、同期信号ＨＯＲＺ−ＳＹ
ＮＣまたは偏向電流ｉｙの周波数を示す数値を有する。
変換器２０９は、例えば、信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの一
定の期間の間クロック・パルスの数を数えるカウンタを
含み、その一定期間の間に生じるクロック・パルスの数
に従ってワード信号２０９ｂを発生する。マイクロプロ
セッサ２０８は、レジスタ２０１の入力に結合される制
御データ信号２０８ａを発生する。信号２０８ａの値
は、信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの水平周波数に従って決定
される。レジスタ２０１は、信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの
周波数に従って、データ信号２０８ａにより決定される
レベルにおいて制御信号６０ａと６０ｂを発生する。あ
るいは、信号２０８ａの値は、キーボード（図示せず）
から供給される信号１０９ｂにより決定される。
【００１６】水平偏向電流ｉｙの周波数が１ｆHのと
き、トランジスタＱ２とＱ２′はオンにされる。そのた
め、Ｓ字コンデンサＣＳ２とＣＳ３はいずれも、非スイ
ッチ式Ｓ字整形コンデンサＣＳ１と並列に結合される回
路内（ｉｎ−ｃｉｒｃｕｉｔ）Ｓ字整形コンデンサであ
り、最大Ｓ容量（Ｓ−ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）値を設
定する。水平偏向電流ｉｙの周波数が、２ｆHに等しい
かそれ以上であり、且つ２．１４ｆH以下であるとき、
トランジスタＱ２はオフにされ、トランジスタＱ２′は
オンにされる。そのため、Ｓ字整形コンデンサＣＳ２は
非スイッチ式Ｓ字整形コンデンサＣＳ１から切り離さ
れ、Ｓ字整形コンデンサＣＳ３はＳ字整形コンデンサＣ
Ｓ１に結合され、中間のＳ容量値を設定する。水平偏向
電流ｉｙの周波数が、２．１４ｆHに等しいかそれ以上
であるとき、トランジスタＱ２とＱ２′はオフにされ
る。その結果、Ｓ字整形コンデンサＣＳ２とＣＳ３は、
非スイッチ式Ｓ字整形コンデンサＣＳ１から切り離さ
れ、最小Ｓ容量値を設定する。コンデンサＣＳ１、ＣＳ
２またはＣＳ３における偏向電流ｉｙはＳ字整形パラボ
ラ電圧Ｖ５を発生する。
き、トランジスタＱ２とＱ２′はオンにされる。そのた
め、Ｓ字コンデンサＣＳ２とＣＳ３はいずれも、非スイ
ッチ式Ｓ字整形コンデンサＣＳ１と並列に結合される回
路内（ｉｎ−ｃｉｒｃｕｉｔ）Ｓ字整形コンデンサであ
り、最大Ｓ容量（Ｓ−ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）値を設
定する。水平偏向電流ｉｙの周波数が、２ｆHに等しい
かそれ以上であり、且つ２．１４ｆH以下であるとき、
トランジスタＱ２はオフにされ、トランジスタＱ２′は
オンにされる。そのため、Ｓ字整形コンデンサＣＳ２は
非スイッチ式Ｓ字整形コンデンサＣＳ１から切り離さ
れ、Ｓ字整形コンデンサＣＳ３はＳ字整形コンデンサＣ
Ｓ１に結合され、中間のＳ容量値を設定する。水平偏向
電流ｉｙの周波数が、２．１４ｆHに等しいかそれ以上
であるとき、トランジスタＱ２とＱ２′はオフにされ
る。その結果、Ｓ字整形コンデンサＣＳ２とＣＳ３は、
非スイッチ式Ｓ字整形コンデンサＣＳ１から切り離さ
れ、最小Ｓ容量値を設定する。コンデンサＣＳ１、ＣＳ
２またはＣＳ３における偏向電流ｉｙはＳ字整形パラボ
ラ電圧Ｖ５を発生する。
【００１７】コンデンサ１０５で形成される全リトレー
ス容量は、異なる走査周波数において変化しない。した
がって、リトレース間隔は、異なる走査周波数において
同じ長さを有する。コンデンサＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３
の値は、異なる走査周波数と異なる振幅において、パラ
ボラ電圧Ｖ５を発生するように選択される。リトレース
間隔の長さが一定なので、異なる振幅の電圧Ｖ５が必要
とされる。
ス容量は、異なる走査周波数において変化しない。した
がって、リトレース間隔は、異なる走査周波数において
同じ長さを有する。コンデンサＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３
の値は、異なる走査周波数と異なる振幅において、パラ
ボラ電圧Ｖ５を発生するように選択される。リトレース
間隔の長さが一定なので、異なる振幅の電圧Ｖ５が必要
とされる。
【００１８】図２は、発明的な特徴を具体化する、水平
パラボラ振幅を制御するための自動利得回路を示す。図
１と図２において同様な符号および数字は同様な要素ま
たは機能を示す。図１の電圧Ｖ５は、負方向のリトレー
ス・ピークを有する。パラボラ電圧Ｖ５のピーク・ピー
ク振幅は、１６ＫＨｚ（１ｆH）において約６０Ｖ、２
ｆHにおいて８０Ｖ、２．４ｆHにおいて１２５Ｖであ
る。パラボラ電圧Ｖ５はコンデンサＣ４を介して抵抗Ｒ
１６に容量的に結合される。
パラボラ振幅を制御するための自動利得回路を示す。図
１と図２において同様な符号および数字は同様な要素ま
たは機能を示す。図１の電圧Ｖ５は、負方向のリトレー
ス・ピークを有する。パラボラ電圧Ｖ５のピーク・ピー
ク振幅は、１６ＫＨｚ（１ｆH）において約６０Ｖ、２
ｆHにおいて８０Ｖ、２．４ｆHにおいて１２５Ｖであ
る。パラボラ電圧Ｖ５はコンデンサＣ４を介して抵抗Ｒ
１６に容量的に結合される。
【００１９】図２は、発明的な特徴により、水平パラボ
ラ振幅を制御する自動利得回路を示す。Ｓ字整形パラボ
ラ電圧Ｖ５は、コンデンサＣ４を介して交流結合され、
その負のピークにおいてダイオードＤ６により１２ボル
トにクランプされる。ダイオードＤ６のカソードにおい
て、パラボラ電圧は、１１．４ボルトを基準として、常
に正である。トランジスタＱ１１は、そのベースにおい
て一定の１１．４ボルトを有し、そのエミッタにおいて
一定の１２ボルトを有する。
ラ振幅を制御する自動利得回路を示す。Ｓ字整形パラボ
ラ電圧Ｖ５は、コンデンサＣ４を介して交流結合され、
その負のピークにおいてダイオードＤ６により１２ボル
トにクランプされる。ダイオードＤ６のカソードにおい
て、パラボラ電圧は、１１．４ボルトを基準として、常
に正である。トランジスタＱ１１は、そのベースにおい
て一定の１１．４ボルトを有し、そのエミッタにおいて
一定の１２ボルトを有する。
【００２０】抵抗Ｒ１６両端の正のパラボラ電圧はＱ１
１とＱ１２のエミッタに比例的なパラボラ電流を供給す
る。トランジスタＱ１２が導通していないと仮定する
と、この電流はトランジスタＱ１１を通過して、抵抗Ｒ
４の両端に電圧を生じる。次にこの電圧はエミッタ・フ
ォロワＱ５０でバッファされ、出力ＯＵＴに現れる。
１とＱ１２のエミッタに比例的なパラボラ電流を供給す
る。トランジスタＱ１２が導通していないと仮定する
と、この電流はトランジスタＱ１１を通過して、抵抗Ｒ
４の両端に電圧を生じる。次にこの電圧はエミッタ・フ
ォロワＱ５０でバッファされ、出力ＯＵＴに現れる。
【００２１】また、この出力電圧は、抵抗Ｒ５５とコン
デンサＣ５４から成る低域通過フィルタを通って結合さ
れる。抵抗Ｒ５５とコンデンサＣ５４の値は、コンデン
サＣ５４両端の低域瀘波された電圧が、出力ＯＵＴに結
合されるフォーカス高電圧増幅器（ＦＨＶＡ）９７に固
有の低域通過レスポンスを比例的に追従するように選択
される。
デンサＣ５４から成る低域通過フィルタを通って結合さ
れる。抵抗Ｒ５５とコンデンサＣ５４の値は、コンデン
サＣ５４両端の低域瀘波された電圧が、出力ＯＵＴに結
合されるフォーカス高電圧増幅器（ＦＨＶＡ）９７に固
有の低域通過レスポンスを比例的に追従するように選択
される。
【００２２】コンデンサＣ５４両端の電圧は、コンデン
サＣ５３を通って交流結合されてから、ダイオードＤ５
３により、負のピークが大地にクランプされる。
サＣ５３を通って交流結合されてから、ダイオードＤ５
３により、負のピークが大地にクランプされる。
【００２３】トランジスタＱ５３とＱ５４から成る差動
増幅器のペアは、電圧比較器として動作し、トランジス
タＱ５３のベース電圧が、Ｑ５４のベース電圧（一定の
基準電圧で３Ｖ）を超えたときにのみ、電流がトランジ
スタＱ５３を流れる。トランジスタＱ５３を通る電流
は、トランジスタＱ１２が導通するまでコンデンサＣ５
２を充電する。次にトランジスタＱ１２は、ＮＯＤＥ
Ａに流れ込むパラボラ電流の一部を大地に導く。 ＮＯ
ＤＥ Ａに流れ込むその電流の一部はこの電流のすべて
の振幅に対しトランジスタＱ１２を通って導かれるの
で、トランジスタＱ１１における電流の振幅は線形的に
減少される。
増幅器のペアは、電圧比較器として動作し、トランジス
タＱ５３のベース電圧が、Ｑ５４のベース電圧（一定の
基準電圧で３Ｖ）を超えたときにのみ、電流がトランジ
スタＱ５３を流れる。トランジスタＱ５３を通る電流
は、トランジスタＱ１２が導通するまでコンデンサＣ５
２を充電する。次にトランジスタＱ１２は、ＮＯＤＥ
Ａに流れ込むパラボラ電流の一部を大地に導く。 ＮＯ
ＤＥ Ａに流れ込むその電流の一部はこの電流のすべて
の振幅に対しトランジスタＱ１２を通って導かれるの
で、トランジスタＱ１１における電流の振幅は線形的に
減少される。
【００２４】抵抗Ｒ４両端の電圧の振幅は、そのパラボ
ラ形状のひずみなしに減少される。以上に概略を述べた
ように、抵抗Ｒ４両端の減少された電圧が処理され再生
されたものがトランジスタＱ５３のベースにも現れる。
これで、電圧の振幅を維持する帰還ループが完成する。
トランジスタＱ５３のベースにおけるこの電圧の振幅は
十分に減少されるので、トランジスタＱ５３はこの帰還
ループにおけるバランスを維持する最小限度の導通を行
うだけであり、トランジスタＱ５３のベースにおける電
圧の振幅は３ボルトをほんのわずか上回るだけであり、
帰還ループにおける利得によりほぼ一定に保たれる。
ラ形状のひずみなしに減少される。以上に概略を述べた
ように、抵抗Ｒ４両端の減少された電圧が処理され再生
されたものがトランジスタＱ５３のベースにも現れる。
これで、電圧の振幅を維持する帰還ループが完成する。
トランジスタＱ５３のベースにおけるこの電圧の振幅は
十分に減少されるので、トランジスタＱ５３はこの帰還
ループにおけるバランスを維持する最小限度の導通を行
うだけであり、トランジスタＱ５３のベースにおける電
圧の振幅は３ボルトをほんのわずか上回るだけであり、
帰還ループにおける利得によりほぼ一定に保たれる。
【００２５】抵抗Ｒ５５とコンデンサＣ５４から成る低
域通過フィルタはこのループの一部である。そのため、
より高い周波数（例えば、３１ＫＨｚまたは３８ＫＨ
ｚ）のパラボラは、トランジスタＱ５３のベースにおい
て減衰され、出力ＯＵＴにおいて増幅され、増幅器ＦＨ
ＶＡ９７に固有の高周波の減衰が補償され、すべての異
なる走査モード（１５ＫＨｚから３８ＫＨｚまで）にお
けるパラボラ対し増幅器ＦＨＶＡ９７からの一定の出力
が達成される。
域通過フィルタはこのループの一部である。そのため、
より高い周波数（例えば、３１ＫＨｚまたは３８ＫＨ
ｚ）のパラボラは、トランジスタＱ５３のベースにおい
て減衰され、出力ＯＵＴにおいて増幅され、増幅器ＦＨ
ＶＡ９７に固有の高周波の減衰が補償され、すべての異
なる走査モード（１５ＫＨｚから３８ＫＨｚまで）にお
けるパラボラ対し増幅器ＦＨＶＡ９７からの一定の出力
が達成される。
【００２６】図３に示すように、コンデンサＣ２３は、
フォーカス高電圧増幅器９７に至る水平パラボラに容量
性の結合を与える。コンデンサＣ１０は垂直パラボラＶ
８（従来の方法で発生される；図示せず）を端子１２１
に容量的に結合させる。容量性の結合は直流成分を除去
するので、フォーカス増幅器９７の直流動作点は、パラ
ボラ信号によってではなく、抵抗Ｒ５によって決定され
る。コンデンサＣ２４は、増幅器９７の漂遊入力容量に
より生じる位相遅延を補正し、水平フォーカスの補正が
適正なタイミングで行なわれる。
フォーカス高電圧増幅器９７に至る水平パラボラに容量
性の結合を与える。コンデンサＣ１０は垂直パラボラＶ
８（従来の方法で発生される；図示せず）を端子１２１
に容量的に結合させる。容量性の結合は直流成分を除去
するので、フォーカス増幅器９７の直流動作点は、パラ
ボラ信号によってではなく、抵抗Ｒ５によって決定され
る。コンデンサＣ２４は、増幅器９７の漂遊入力容量に
より生じる位相遅延を補正し、水平フォーカスの補正が
適正なタイミングで行なわれる。
【００２７】図３について述べると、増幅器９７におい
て、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６は互いに結合
されて、差動入力段を形成する。これらのトランジスタ
は、非常に高いコレクタ電流対ベース電流比（ｂｅｔ
ａ：ベータと称す）を有し、端子１２１における入力イ
ンピーダンスを増加させる。トランジスタＱ５とＱ６の
ベース／エミッタ接合部の電圧は互いに補償し、温度変
化に伴う直流バイアス・ドリフトを減少させる。抵抗Ｒ
１１と抵抗Ｒ１２は分圧器を形成し、＋１２Ｖの電源電
圧Ｖ１０に加えられ、約＋３ＶでトランジスタＱ６のベ
ース電圧をバイアスする。トランジスタＱ５とＱ６のエ
ミッタに結合されるエミッタ抵抗Ｒ１０の値は、約６ｍ
Ａの最大電流を導くように選択される。トランジスタＱ
２０は、カスコード（ｃａｓｃｏｄｅ）構成でトランジ
スタＱ５に結合される。トランジスタＱ２０は１０ｍＡ
までのコレクタ電流に耐えられるだけなので、トランジ
スタＱ２０は過度の駆動から保護される必要がある。こ
れは、増幅器９７が６ｍＡまでのコレクタ電流において
高い相互コンダクタンスを有し、６ｍＡ以上では比較的
低い相互コンダクタンスを有するので、達成される。ト
ランジスタＱ２０とＱ５のカスコード構成は、トランジ
スタＱ２０のコレクタ／ベース接合部のミラー容量（Ｍ
ｉｌｌｅｒ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）（図示せず）を
絶縁し、それにより、帯域幅が増加される。また、この
カスコード構成は、増幅器の利得を、高電圧トランジス
タＱ２０の低いベータとは無関係にする。
て、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６は互いに結合
されて、差動入力段を形成する。これらのトランジスタ
は、非常に高いコレクタ電流対ベース電流比（ｂｅｔ
ａ：ベータと称す）を有し、端子１２１における入力イ
ンピーダンスを増加させる。トランジスタＱ５とＱ６の
ベース／エミッタ接合部の電圧は互いに補償し、温度変
化に伴う直流バイアス・ドリフトを減少させる。抵抗Ｒ
１１と抵抗Ｒ１２は分圧器を形成し、＋１２Ｖの電源電
圧Ｖ１０に加えられ、約＋３ＶでトランジスタＱ６のベ
ース電圧をバイアスする。トランジスタＱ５とＱ６のエ
ミッタに結合されるエミッタ抵抗Ｒ１０の値は、約６ｍ
Ａの最大電流を導くように選択される。トランジスタＱ
２０は、カスコード（ｃａｓｃｏｄｅ）構成でトランジ
スタＱ５に結合される。トランジスタＱ２０は１０ｍＡ
までのコレクタ電流に耐えられるだけなので、トランジ
スタＱ２０は過度の駆動から保護される必要がある。こ
れは、増幅器９７が６ｍＡまでのコレクタ電流において
高い相互コンダクタンスを有し、６ｍＡ以上では比較的
低い相互コンダクタンスを有するので、達成される。ト
ランジスタＱ２０とＱ５のカスコード構成は、トランジ
スタＱ２０のコレクタ／ベース接合部のミラー容量（Ｍ
ｉｌｌｅｒ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）（図示せず）を
絶縁し、それにより、帯域幅が増加される。また、この
カスコード構成は、増幅器の利得を、高電圧トランジス
タＱ２０の低いベータとは無関係にする。
【００２８】図１のトランスＴ０の巻線Ｔ０Ｗ３は、ダ
イオードＤ１２で整流されコンデンサＣ１３で瀘波され
る逓昇リトレース電圧を発生し、電源電圧ＶＳＵを発生
し、図２のダイナミック・フォーカス電圧発生器９９を
起動する。能動プルアップ（ａｃｔｉｖｅ ｐｕｌｌ−
ｕｐ）トランジスタＱ１のコレクタは電源電圧ＶＳＵに
結合される。トランジスタＱ１のベース・プルアップ抵
抗Ｒ１は、ダイオードＤ７とコンデンサＣ２６を含むブ
ートストラップ（ｂｏｏｔｓｔｒａｐ）（ブースト：ｂ
ｏｏｓｔ）構成を介して電圧ＶＳＵに結合される。ダイ
オードＤ５は、抵抗Ｒ１と直列に結合され、且つトラン
ジスタＱ２０のコレクタに結合される。ダイオードＤ４
は、端子９７ａにおけるトランジスタＱ１のエミッタと
トランジスタＱ２０のコレクタとの間に結合される。
イオードＤ１２で整流されコンデンサＣ１３で瀘波され
る逓昇リトレース電圧を発生し、電源電圧ＶＳＵを発生
し、図２のダイナミック・フォーカス電圧発生器９９を
起動する。能動プルアップ（ａｃｔｉｖｅ ｐｕｌｌ−
ｕｐ）トランジスタＱ１のコレクタは電源電圧ＶＳＵに
結合される。トランジスタＱ１のベース・プルアップ抵
抗Ｒ１は、ダイオードＤ７とコンデンサＣ２６を含むブ
ートストラップ（ｂｏｏｔｓｔｒａｐ）（ブースト：ｂ
ｏｏｓｔ）構成を介して電圧ＶＳＵに結合される。ダイ
オードＤ５は、抵抗Ｒ１と直列に結合され、且つトラン
ジスタＱ２０のコレクタに結合される。ダイオードＤ４
は、端子９７ａにおけるトランジスタＱ１のエミッタと
トランジスタＱ２０のコレクタとの間に結合される。
【００２９】端子９７ａにおける出力波形の負のピーク
の間、ダイオードＤ７はコンデンサＣ２６の一方の端子
を＋１６００Ｖの電源ＶＳＵにクランプし、トランジス
タＱ２０はコンデンサＣ２６の他方の端子を大地電位近
くに引き寄せる。トランジスタＱ１はダイオードＤ４と
Ｄ５の作用によりオフに保たれる。端子９７ａにおける
電圧が上昇するにつれて、コンデンサＣ２６に貯えられ
たエネルギは抵抗Ｒ１を通ってトランジスタＱ１のベー
スに供給される。抵抗Ｒ１両端の電圧は高く保たれ、ト
ランジスタＱ１ベース電流は、そのコレクタ／エミッタ
電圧がゼロに近づいても、維持される。したがって、ト
ランジスタＱ１のエミッタ電流は維持される。それで、
端子９７ａにおける出力の正のピークは、ひずみなし
に、＋１６００Ｖの電源電圧ＶＳＵに非常に近づくこと
ができる。
の間、ダイオードＤ７はコンデンサＣ２６の一方の端子
を＋１６００Ｖの電源ＶＳＵにクランプし、トランジス
タＱ２０はコンデンサＣ２６の他方の端子を大地電位近
くに引き寄せる。トランジスタＱ１はダイオードＤ４と
Ｄ５の作用によりオフに保たれる。端子９７ａにおける
電圧が上昇するにつれて、コンデンサＣ２６に貯えられ
たエネルギは抵抗Ｒ１を通ってトランジスタＱ１のベー
スに供給される。抵抗Ｒ１両端の電圧は高く保たれ、ト
ランジスタＱ１ベース電流は、そのコレクタ／エミッタ
電圧がゼロに近づいても、維持される。したがって、ト
ランジスタＱ１のエミッタ電流は維持される。それで、
端子９７ａにおける出力の正のピークは、ひずみなし
に、＋１６００Ｖの電源電圧ＶＳＵに非常に近づくこと
ができる。
【００３０】容量（ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）Ｃ１は、
フォーカス電極１７と配線の漂遊容量の和を表す。能動
プルアップ・トランジスタＱ１は、端子９７ａから電流
を得て、漂遊容量Ｃ１を充電し、プルダウン・トランジ
スタＱ２０はダイオードＤ４を介して容量Ｃ１から電流
を逃がすことができる。有利なことに、この能動プルア
ップ構成は、電力損を低下させて高速の応答時間を得る
ために使用される。増幅器９７は、帰還抵抗Ｒ２を介し
て端子９７ａにおける出力のために並列帰還（ｓｈｕｎ
ｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ）を使用する。抵抗Ｒ１７とＲ２
は、端子９７ａにおいて水平周波数の電圧１０００Ｖピ
ーク・ピークを発生させるように選択される。その結
果、増幅器９７の電圧利得は数百となる。
フォーカス電極１７と配線の漂遊容量の和を表す。能動
プルアップ・トランジスタＱ１は、端子９７ａから電流
を得て、漂遊容量Ｃ１を充電し、プルダウン・トランジ
スタＱ２０はダイオードＤ４を介して容量Ｃ１から電流
を逃がすことができる。有利なことに、この能動プルア
ップ構成は、電力損を低下させて高速の応答時間を得る
ために使用される。増幅器９７は、帰還抵抗Ｒ２を介し
て端子９７ａにおける出力のために並列帰還（ｓｈｕｎ
ｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ）を使用する。抵抗Ｒ１７とＲ２
は、端子９７ａにおいて水平周波数の電圧１０００Ｖピ
ーク・ピークを発生させるように選択される。その結
果、増幅器９７の電圧利得は数百となる。
【００３１】電圧Ｖ５により発生される水平周波数およ
び電圧Ｖ８により発生される垂直周波数のダイナミック
・フォーカス電圧成分は、直流阻止コンデンサＣ２２を
介してＣＲＴ１０のフォーカス電極１７に容量的に結合
され、ダイナミック・フォーカスＦＶ電圧を発生する。
抵抗Ｒ２８と抵抗Ｒ２９で形成される分圧器で発生され
るＦＶの直流電圧成分は８ＫＶである。
び電圧Ｖ８により発生される垂直周波数のダイナミック
・フォーカス電圧成分は、直流阻止コンデンサＣ２２を
介してＣＲＴ１０のフォーカス電極１７に容量的に結合
され、ダイナミック・フォーカスＦＶ電圧を発生する。
抵抗Ｒ２８と抵抗Ｒ２９で形成される分圧器で発生され
るＦＶの直流電圧成分は８ＫＶである。
【図１】水平偏向回路の出力段を示す。
【図２】発明的特徴により水平パラボラ振幅を制御する
ための自動利得回路を示す。
ための自動利得回路を示す。
【図３】フォーカス高電圧増幅器を示す。
２５ 端子 ６０ スイッチング回路 ６０ａ スイッチ制御信号 ６０ｂ スイッチ制御信号 ９７ フォーカス高電圧増幅器（ＦＨＶＡ） ９７ａ 端子 ９８ バッファ ９８′ バッファ １０１ テレビ受像機の水平偏向回路の出力段 １００ 調整電源 １０３ 従来の駆動段 １０３ａ 駆動制御信号 １０４ スイッチング・トランジスタ １０５ 非スイッチ式リトレース・コンデンサ １０７ａ 入力信号 １２１ 端子 ２０１ レジスタ ２０８ マイクロプロセッサ ２０８ａ 制御データ信号 ２０９ 周波数／データ信号変換器 ２０９ａ データ信号 ２０９ｂ ワード信号
フロントページの続き (72)発明者 ジヨン バレツト ジヨージ アメリカ合衆国 インデイアナ州 カーメ ル レイクシヨア・ドライブ・イースト 11408
Claims (5)
- 【請求項１】 フォーカス電極を含む陰極線管と、 周波数が、複数の周波数から選択された偏向周波数と関
連し、振幅が前記選択された周波数に従って定められる
第１のパラボラ信号源と、 前記第１のパラボラ信号源に結合される入力を備え、出
力信号を発生して、前記複数の偏向周波数に対して前記
第１のパラボラ信号の前記振幅を維持するための制御回
路と、 前記出力信号に応答し、前記フォーカス電極に結合さ
れ、前記パラボラ信号を増幅して、前記フォーカス電極
においてダイナミック・フォ−カス電圧を発生する増幅
器とから成る、ビデオ・イメージング装置。 - 【請求項２】 前記制御回路が電圧振幅帰還ループを含
む、請求項１記載のビデオ・イメージング装置。 - 【請求項３】 前記電圧振幅帰還ループが低域通過フィ
ルタを更に含む、請求項２記載のビデオ・イメージング
装置。 - 【請求項４】 前記低域通過フィルタが高周波を補償す
る、請求項３記載のビデオ・イメージング装置。 - 【請求項５】 前記第１のパラボラ信号が、Ｓ字整形コ
ンデンサにおいて発生され、前記制御回路に容量的に結
合される、請求項１記載のビデオ・イメージング装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/196,073 US6278246B1 (en) | 1998-11-19 | 1998-11-19 | Dynamic focus voltage amplitude controller and high frequency compensation |
| US09/196073 | 1998-11-19 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000165698A true JP2000165698A (ja) | 2000-06-16 |
| JP2000165698A5 JP2000165698A5 (ja) | 2007-01-11 |
Family
ID=22724018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11327695A Withdrawn JP2000165698A (ja) | 1998-11-19 | 1999-11-18 | ビデオ・イメ―ジング装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6278246B1 (ja) |
| EP (1) | EP1003331A1 (ja) |
| JP (1) | JP2000165698A (ja) |
| KR (1) | KR100752991B1 (ja) |
| CN (1) | CN1154342C (ja) |
| MX (1) | MXPA99010729A (ja) |
| MY (1) | MY118439A (ja) |
| TW (1) | TW447214B (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE60323081D1 (de) * | 2002-04-19 | 2008-10-02 | Thomson Licensing | Fokusspannungsverstärker |
| US7102302B2 (en) | 2002-04-19 | 2006-09-05 | Thomson Licensing | Waveform generator for controlling an electron beam in a cathode ray tube |
| CN109755675B (zh) * | 2019-01-10 | 2021-06-22 | 中国铁塔股份有限公司四川省分公司 | 一种蓄电池bms协议管理系统 |
Family Cites Families (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63208371A (ja) | 1987-02-25 | 1988-08-29 | Victor Co Of Japan Ltd | フオ−カス変調電圧発生回路 |
| JPH01108872A (ja) * | 1987-10-21 | 1989-04-26 | Mitsubishi Electric Corp | ダイナミツクフオーカス回路 |
| JPH0748806B2 (ja) | 1989-09-04 | 1995-05-24 | 松下電器産業株式会社 | ダイナミックフォーカス装置 |
| JPH03159417A (ja) | 1989-11-17 | 1991-07-09 | Nippon Chemicon Corp | 高圧パラボラ波発生装置 |
| JPH0575886A (ja) | 1991-09-17 | 1993-03-26 | Fujitsu General Ltd | ダイナミツクフオーカス回路 |
| CA2088699A1 (en) | 1993-02-03 | 1994-08-04 | Gregory P. Hartman | Power saving circuit for magnetic focus amplifier using switchable resonance capacitors |
| JPH06296239A (ja) | 1993-04-08 | 1994-10-21 | Hitachi Ltd | ダイナミックフォーカス装置 |
| US5355058A (en) * | 1993-07-29 | 1994-10-11 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Horizontal deflection waveform correction circuit |
| TW319939B (ja) * | 1993-12-13 | 1997-11-11 | Thomson Consumer Electronics | |
| GB9405799D0 (en) * | 1994-03-24 | 1994-05-11 | Thomson Consumer Electronics | Shaped parabolic correction waveform for curved face plate display tube |
| US5430358A (en) * | 1994-05-11 | 1995-07-04 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | High voltage vertical dynamic focus amplifier |
| DE4420863C2 (de) * | 1994-06-15 | 1998-05-14 | Ott Kg Lewa | Gesteuerte Schnüffelbehinderung für Hochdruck-Membranpumpen |
| KR0159821B1 (ko) * | 1995-05-03 | 1999-01-15 | 김광호 | 수직 포커스회로 |
| KR100242836B1 (ko) * | 1996-02-24 | 2000-02-01 | 윤종용 | 지연 보상 다이나믹 포커스 증폭기 |
| KR100189215B1 (ko) * | 1996-06-21 | 1999-06-01 | 윤종용 | 수직 초점 조절 신호의 프론트 포치/백 포치 전압 조절회로 |
| EP0844787B1 (en) | 1996-11-21 | 2001-08-01 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Dynamic focusing apparatus for cathode-ray tube display device |
| JPH10155097A (ja) * | 1996-11-22 | 1998-06-09 | Victor Co Of Japan Ltd | ダイナミックフォーカス回路 |
| US6118233A (en) * | 1998-08-07 | 2000-09-12 | Thomson Licensing S.A. | Dynamic focus voltage disabling circuit |
-
1998
- 1998-11-19 US US09/196,073 patent/US6278246B1/en not_active Expired - Fee Related
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1999
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