HU226334B1 - A method of controlling an electric motor, a system for controlling an electric motor and an electric motor - Google Patents

Description

A leírás terjedelme 20 oldal (ezen belül 7 lap ábra)

7. ábra

HU 226 334 Β1

- a mikroszabályozó (10) váltakozva működtet legalább egy pár, a buszfeszültséget (V_BUSZ) a motor (20) legalább két fázisára váltakozva csatlakoztató kapcsolót (SW1-SW6).

Az eljárás és rendszer lényege, hogy az eljárás során a rendszerrel az alábbi lépéseket végzik el:

- a mikroszabályozóval (10) a feszültségmérőkről (D_a, D_b, D_c) leolvassák a motor (20) fázisai tápfeszültségének megfelelő feszültségeket, és

- egy perióduson belül egyenletesen elosztott mintavételi periódusokban megmérik a feszültségeket, és ezekből egy átlagértéket képeznek,

- a mikroszabályozóval (10) egyes fázisokhoz (F_N) tartozó feszültségeket (f_n) összehasonlítják előre megadott paraméterekkel, és az összehasonlítás során a kapcsolókat (SW1-SW6) akkor működtetik, amikor a feszültségek elérik az előre megadott paramétert, az összehasonlítás során az egyes feszültségmérők (D_A, D_B, D_c) által a mintavételezés során mért feszültségek átlagértékét összehasonlítják a többi feszültségmérő (D_A, D_B, D_c) által mért feszültségek átlagértékével, és egy adott fázishoz tartozó átlagértéket hozzáadnak vagy kivonnak egy, a motor forgásával arányos paraméterből.

A találmány tárgya továbbá a találmány szerinti rendszerrel kialakított motor.

A találmány tárgya eljárás és rendszer villamos motorok, pontosabban kommutátor nélküli egyenáramú állandó mágneses motorok szabályozására digitális szabályozóval, valamint a rendszerrel működtetett motor.

A kommutátor nélküli állandó mágneses egyenáramú motorok működtethetők helyzetükre vonatkozó információ nélkül, ekkor úgy működnek, mint az indukciós motorok. Annak érdekében azonban, hogy maximális nyomatékot és hatásfokot lehessen elérni, a fázisáramokat szinkronizálni kell az indukált feszültségekkel. Ez történhet a motorhoz csatlakoztatott érzékelők, például Hali-elemek, optikai érzékelők stb., alkalmazásával, vagy pedig az indukált feszültségek és/vagy áramok figyelésével. A motorhoz csatlakoztatott érzékelőknek az a hátránya, hogy túlságosan sok kiegészítőelemre van szükség a motor tervezésekor, és így jelentősen nő a motor végső költsége. Ezenkívül pedig általában korlátozott a hely is, és a környezet maga is olyan, hogy a motoroknál általában eltekintenek, vagy legalábbis nem célszerű az ilyen érzékelőknek az alkalmazása. Ily módon tehát a legtöbb esetben a feszültség- és/vagy áramfigyelő elemek azok, amelyeket alkalmaznak.

Olyan rendszerek, ahol a feszültség- és/vagy áramfigyelő elemeket alkalmaznak a szabályozáshoz, vannak a brazil Pl 9904253 sz. (Schwarz és társai), az US 4,162,435 sz. (Wright), az US 4,169,990 sz. (Lerdman)., az US 4,743,815 sz. (Gee és társai), az US 4,912,378 sz. (Vukosavis), az US 4,928,043 sz. (Plunkett), az US 5,028,852 sz. (Dunfield) és az US 5,420,492 sz. (Sood) szabadalmi leírásokban ismertetve, továbbá a Satoshi 1991-ben, Shouse 1998ban, Ertugrul 1998-ban és Bolognani 1999-ben publikált a fenti témakörben.

Az US 4,162435 sz. leírásban ismertetett szabályozórendszernél integrálási műveletet alkalmaznak a kommutációs nyomaték meghatározására. A nem energiával ellátott tekercs jele van integrálva, ily módon információt lehet kapni a mágneses fluxusról, amelynek értékét azután egy referenciaértékkel hasonlítják össze. Amikor az integrál értéke túllépi a referenciaértéket, akkor következik be a kommutáció, és az integrál visszatér a kiindulási értékéhez. A hátránya ennek a megoldásnak, hogy igen sok hardverelemre van szükség a megvalósításához, ez a megoldás ugyanis nem alkalmaz mikroprocesszorokat.

Az US 4,169990 sz. leírás az előzőhöz hasonló megoldást ismertet. Az energiával nem ellátott tekercs jele van integrálva és összehasonlítva egy referenciaértékkel. Ennek a megoldásnak is az a hátránya, hogy nagy mennyiségű hardverelemekre van szükség, és maga a megoldás nem alkalmaz mikroprocesszorokat.

A Pl 9904253 sz. brazil szabadalom olyan megoldást ír le, ahol a feszültség értékeit figyelik egy megfelelő hálózat segítségével, amely feszültségkomparátorokból, kondenzátorokból és ellenállásokból áll. Ez a figyelőáramkör figyeli a fázisfeszültségeket, és egy virtuális nullapontot képez (az indukált feszültség nulla), ha a rendszer ki van egyenlítve. Ez a nullapont van összehasonlítva minden egyes fázissal, és egy olyan jelet hoz létre, amely a helyzetváltozás pillanatnyi áramértékéhez képest 30°-kal siet. Ez a sietés van az előbb említett hálózatban lévő kondenzátorokkal kompenzálva annak érdekében, hogy a megfelelő pillanatnyi helyzetváltozást, azaz kommutációt biztosítsuk. Ez a megoldás mikroprocesszorokat alkalmaz, azonban igen sok külső alkatrészre is szükség van.

Az US 4,743,815-ös sz. megoldás egy olyan konstrukciót ismertet, ahol az indukált feszültség nulla értékét, azaz a nullátmenetet érzékelik úgy, hogy a nullátmenetet az egyenáramú buszfeszültség értékének a felénél határozzák meg. Ezt követően az energia alatt nem álló tekercs feszültsége van a nulla értékkel összehasonlítva. A nulla értéket mindig a kommutáció pillanatától 30°-nál éri el. Ily módon tehát a mérés után van egy késleltetés, amikor is meg lehet határozni a kommutáció időpontját. A mérőáramkört ellenállások, kondenzátorok és komparátorok segítségével alakítják ki. Az eljárás során a motor sebességszabályozására nem hat semmiféle moduláció. Ehelyett félvezetős kapcsolóelemeket (SCR) alkalmaznak, amelyek az egyenáramú buszon a feszültséget szabályozzák. Ennél a megoldásnál mikroprocesszoros szabályozást alkalmaznak. A megoldásnak a hiányossága, hogy feltétle2

HU 226 334 Β1 nül szükség van feszültségkomparátorok alkalmazására. Egy további hiányosság, hogy az olyan motoroknál, ahol az állórészben csökkentett számú rés van kiképezve (például hat rés+egy négypólusú forgórész, vagy kilenc rés+egy hatpólusú forgórész) a nullátmenetnél van egy sík tartománya, amely megnehezíti a nullátmenet pontos időpontjának a meghatározását.

A SATOSHI által 1991-ben publikált leírásból egy nullátmenet-érzékelő eljárást ismerhetünk meg. Ebben az esetben az érzékeléshez két diódát alkalmaznak. Egyik dióda az egyes fázisokhoz van csatlakoztatva. Amikor egy fázis nincs energia alatt, akkor mérik a diódán átfolyó áramot. Az az időpont, amelynél a dióda árama begyújt, vagy az a pillanat, amikor áram kezd folyni a diódán keresztül, adja meg a feszültség nullátmenetét.

Az US 4,912,378 sz. szabadalmi leírás egy olyan megoldást ismertet, ahol a motor feszültségének a harmadik harmonikusát a fázisfeszültségek összegének a segítségével határozzák meg. A kommutáció pillanatát, mint a harmadik harmonikus fázisszögének a függvényben határozzák meg. Előnye a megoldásnak, hogy a harmadik harmonikus semmiféle torzulásnak nincs kitéve, még akkor sem, hogyha a motor feszültsége modulálva van. Hátránya ennek a megoldásnak az, hogy a csillagkapcsolású motor semleges pontjához hozzá kell férni. Maga a megoldás mikroprocesszoros, hátránya azonban mégis, hogy igen nagy számú hardverelemre van szüksége a mikroprocesszoron kívül.

Az US 4,928,043 sz., az US 4,162,435 sz. és, az US 4,169,990 sz leírásokban az energia alatt nem álló fázisfeszültségek integrálása történik. Az integrálás eredménye, amely a mágneses fluxust mutatja, kerül összehasonlításra egy referenciaértékkel, amelyet nullapontnak neveznek. Ez a nullapont reprezentálja a nulla feszültségű pontot. Ha például a nem energia alatt álló fázis a buszfeszültség irányában növekszik, akkor a nullapont bal oldalán lévő feszültségértékeket negatívnak, a jobb oldalán lévő feszültségértékeket pozitívnak tekintjük. Amikor a feszültség integrálása elkezdődik, a feszültség először negatív irányban növekszik, és a maximumát a nullapontban éri el. A nullapont után az integrál értéke elkezd csökkenni, és a kommutáció akkor következik be, amikor az integrál értéke eléri a nullát. A megoldás nem alkalmaz mikroprocesszort, így nagyon nagy az alkatrészigénye, és bonyolult is.

A JP 11-098883 sz. szabadalmi leírás olyan kommutátor nélküli motort ismertet, ahol az egyenfeszültséget tranzisztorokból álló tranzisztoros mátrix egyes elemeinek a kapcsolásával csatlakoztatják a motorra. Egy A/D átalakító a motor armatúratekercsein lévő feszültségek hullám formáját mintavételezi, és alakítja át digitális jelekké. Egy mikroprocesszor végzi el az armatúratekercsek kapcsolásának az időzítését a szűrt értékek és a kivezetéseken mért feszültségek felének a metszéspontjai alapján, és az adatfeldolgozáshoz használt szűrési tényezőt a motor forgási sebességének a függvényben változtatja. Ez a megoldás is meglehetősen bonyolult

A JP 4193094 sz. szabadalmi leírás egy olyan megoldást ismertet, ahol egy komparátor hiszterézisét ellenállások segítségével határozzák meg. A hiszterézisfeszültség szélességét a komparátor pozitív bemenetére jutó feszültség, a kimeneti feszültsége és egy ellenállásnak az előbb említett ellenállásokhoz viszonyított aránya alapján határozzák meg. Azáltal, hogy a hiszterézisfeszültséget a komparátor negatív bemenetére jutó feszültség ellenállásosztón történő leosztásával korrigálják, az összehasonlítási idő van beállítva.

Egyik fent említett leírás sem foglalkozik azonban egy olyan paraméter létrehozásával, amely a motor forgási sebességével lenne arányos.

A kereskedelmi forgalomban kaphatók még olyan mikroszabályozók, amelyek motorok szabályozására használhatók fel, és amelyeknek segítségével a kommutáció pillanata meghatározható. Ilyen mikroszabályozó például az STMicroelectronics által gyártott STN2141, vagy a Toshiba által gyártott TMP88PH47, TMP88PH48 vagy TMP88PH49 típusú áramkörök.

A Toshiba által gyártott mikroszabályozóknál a nullapontot az egyenáramú buszfeszültség fele jelenti, de ezen áramkör megfelelő alkalmazásához számos külső alkatrészre is szükség van.

Az STMicroelectronics által gyártott mikroszabályozónál a nullapont a digitális áramkör referenciaértéke. Ennél az áramkörnél mindig szükség van a fázisfeszültség modulációjára, mivel az energia alatt nem álló állapotokra vonatkozó feszültséget akkor kell leolvasni, amikor az inverter összes kapcsolója nyitva van. A méréshez három ellenállás és három kondenzátor szükséges.

Az általunk javasolt megoldás szerint a motor mindhárom fázisában fellépő feszültséget mintavételezzük, matematikailag feldolgozzuk, és egy olyan paraméterré összegezzük, amely a motor sebességével lesz arányos, és alapvetően az adott motortól függ, majd ezeket az értékeket összehasonlítjuk egymással. Az összehasonlítás eredménye határozza meg az egyes fázisok kommutációjának az időpontját. A kommutáció időpontjának siettetése vagy késleltetése csak a szóban forgó paraméter szoftveren keresztül történő változtatásával valósítható meg. A helyzetszabályozást és helyzetérzékelést megvalósító áramkörök teljes egészében egy digitális jelfeldolgozó processzorral, vagy ezzel egyenértékű áramkörökkel vannak kialakítva, és tulajdonképpen egy olyan mikroszabályozóelrendezésként van megvalósítva, amely analóg-digitál, röviden A/D átalakítóhoz van csatlakoztatva. A találmány szerinti eljárás és szabályozórendszer célja azon analóg áramkörök kiküszöbölése, amelyet a forgórész helyzetének a meghatározásához, és a motor megfelelő működéséhez a tekercsekre jutó áram és feszültségek közötti megfelelő szög kiválasztásához használtak, továbbá cél ezen szög szabályozása egy olyan paraméterrel, amelyet egy szoftverbe táplálunk be.

A találmány tárgya továbbá, hogy olyan áramkört hozzon létre, amely lehetővé teszi a forgórész helyzetének az érzékelését még igen nagy teljesítmények esetében is, és abban az esetben is, amikor a demag3

HU 226 334 Β1 netizálás a legutolsó kommutációt követő pillanattól 30°-nál nagyobb értéknél fejeződik csak be, azaz a demagnetizálás vége az energia alatt nem álló fázis feszültségének a nullátmenete után következik be.

A találmány szerinti eljárás és rendszer célul tűzte ki azt is, hogy a forgás igen széles tartományát fogja át, és lehetővé tegye, hogy a teljes nyomatékot a maximális forgás 2%-ától érzékeljük. (Ez alatt az érték alatt a mérőáramkörök bemenetén lévő feszültség már túl alacsony lenne.) A találmány szerinti rendszer és eljárás célul tűzte ki még azt is, hogy egyetlen digitális jelfeldolgozó processzort, alkalmazzon csak, és ezenkívül három ellenállásosztót elsőfokú RC szűrőkkel a motor egyes fázisaiban lévő feszültség leolvasására, és mindezt anélkül, hogy az egyes fázisok feszültségeinél szükség lenne a modulációra például impulzusszélesség-modulációra, röviden PWM-re.

A találmány szerinti eljárás és rendszer úgy van kialakítva, hogy a 120°-nál kisebb eltolású trapéz alakú indukált feszültséget is fel tudja dolgozni, ami a motor különböző konstrukciós formáinál léphet fel.

A találmány szerinti eljárás és rendszer célja az is, hogy a motor fázisaiban az impulzusszélesség-modulációt is elfogadja 100% ciklusarány esetében.

A találmány szerinti eljárás és rendszer célja az is, hogy olyan megoldást dolgozzon ki, amely a motor tekercsein lévő áram és feszültség változtatásával, azaz mindkettőnek a szabályozásával végzi el a szabályozást.

A találmány tárgya eljárás N fázisú, villamos motor szabályozására, amely villamos motor az alábbi elemeket tartalmazza:

- egy mikroszabályozót,

- a mikroszabályozóhoz csatlakoztatott és a motor fázisaira jutó feszültséget mérő feszültségmérőket,

- egy sor kapcsolót, amelyek buszfeszültségre vannak csatlakoztatva, és rá vannak csatlakoztatva a mikroszabályozóra,

- a mikroszabályozó szelektíven működtet legalább egy pár kapcsolót oly módon, hogy a motor legalább két fázisára a buszfeszültséget kapcsolja,

- a mikroszabályozóval a feszültségmérőkről leolvassuk a motor fázisai tápfeszültségének megfelelő feszültségeket, és

- egy perióduson belül egyenletesen elosztott mintavételi periódusokban megmérjük a feszültségeket, és ezekből egy átlagértéket képezünk,

- a mikroszabályozóval egyes fázisokhoz tartozó feszültségeket összehasonlítjuk előre megadott paraméterekkel,

- az összehasonlítást követően a kapcsolókat akkor működtetjük, amikor a feszültségek elérik az előre megadott paramétert.

Az eljárás lényege, hogy:

- az összehasonlítás során az egyes feszültségmérők által a mintavételezés során mért feszültségek átlagértékét összehasonlítjuk a többi feszültségmérő által mért feszültségek átlagértékével, és egy adott fázishoz tartozó átlagértéket hozzáadunk egy, a motor forgásával arányos paraméterhez vagy abból kivonunk.

A fázisokban mért feszültségeket előnyösen leolvasás előtt A/D átalakítóval átalakítjuk.

Az eljárás egyik foganatosítási módjában a kapcsolókat hat kapcsoló, a feszültségmérőket pedig három feszültségmérő képezi, és a fázisokban lévő feszültségeket összehasonlító lépéssorozat a következő:

- a kapcsolók első kombinációját akkor működtetjük, amikor az első feszültségmérővel mért feszültség átlagértéke nagyobb vagy egyenlő, mint a harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke kivonva a H(r) paraméterből, és harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke kivonva H(r) paraméterből, nagyobb, mint a második feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke;

- a kapcsolók második kombinációját akkor működtetjük, amikor az első feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke nagyobb, mint a második feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke hozzáadva a H(r) paraméterhez, és a második feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke hozzáadva a H(r) paraméterhez, nagyobb vagy egyenlő, mint a harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke;

- a kapcsolók harmadik kombinációját akkor működtetjük, amikor a második feszültségmérővel a mért feszültségek átlagértéke nagyobb vagy egyenlő, mint az első feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke kivonva a H(r) paraméterből, és az első feszültségmérővel mért feszültség átlagértéke kivonva a H(r) paraméterből, nagyobb, mint a harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke;

- a kapcsolók negyedik kombinációját akkor működtetjük, amikor a második feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke nagyobb, mint a harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke hozzáadva a H(r) paraméterhez, és a harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke hozzáadva H(r) paraméterhez, nagyobb vagy egyenlő, mint az első feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke;

- a kapcsolók ötödik kombinációját akkor működtetjük, amikor a harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke nagyobb vagy egyenlő, mint a második feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke kivonva a H(r) paraméterből, és a második feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke kivonva H(r) paraméterből nagyobb, mint az első feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke;

- a kapcsolók hatodik kombinációját akkor működtetjük, amikor a harmadik feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke nagyobb, mint az első feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke hozzáadva a H(r) paraméterhez, és az első feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke

HU 226 334 Β1 hozzáadva a H(r) paraméterhez, nagyobb vagy egyenlő, mint a második feszültségmérővel mért feszültségek átlagértéke.

A kapcsolók működtetése során a H(r) paramétert egy K_D konstanssal megszorozzuk.

A feszültségmérőkkel a mintavételezéssel kapott feszültségek átlagértékeinek az összehasonlítását a többi feszültségmérővel a mintavételezés során kapott feszültségek átlagértékével előnyösen minden egyes mintavételezési periódusban elvégezzük.

A motor fázisaiban fellépő feszültségek mintavételezését a feszültségmérőkkel, egy perióduson belül előnyösen k-szor végezzük el, továbbá mintavételezési időt a motor fázisaiban az impulzusszélesség-modulációs periódusával azonosra választjuk impulzusszélesség-moduláció esetén, és előnyösen az egyes feszültségmérőkkel a mintavételezés során mért feszültségek átlagértékét legalább k számú mintából számoljuk ki.

A H(ro) paraméter értéke egy olyan különbségnek a fele, amely a motor adott forgásánál (ro) egy fázisban indukált feszültség maximális értéke és egy olyan indukált feszültség között van, amelyet két fázisban érzékeltek, amikor az indukált feszültség értékei a két fázisban egymással egyenlők voltak.

Előnyösen a H(r) paraméter értéke, amelyet az egyik fázisfeszültségnek a feszültségmérővel mért feszültségek középértékéhez (f_n-átiag) hozzáadunk, vagy abból levonjuk, megegyezik az adott forgás (r) és a forgás- (ro) aránnyal megszorozva a forgásnál (ro) mért paraméterértékkel H(ro), és megszorozva egy konstanssal (ki) I.

A H(r) paraméter arányos a kapcsolók újabb kombinációja működtetésekor fellépő forgással (r).

A találmány tárgya továbbá rendszer N fázisú villamos motor szabályozására, amely rendszer tartalmaz:

- mikroszabályozót, egy sor kapcsolót, amelyek buszfeszültségre vannak kapcsolva és rá vannak csatlakoztatva a mikroszabályozóra,

- a mikroszabályozó úgy van kialakítva, hogy szelektíven működtet legalább egy pár kapcsolót oly módon, hogy a motor legalább két fázisára buszfeszültséget csatlakoztat,

- a mikroszabályozó úgy van továbbá kialakítva, hogy az egy perióduson belül egyenletesen elosztott mintavételi periódusokban megméri a feszültségeket és ezekből egy átlagértéket képez,

- a rendszer tartalmaz még a mikroszabályozóra csatlakoztatott feszültségmérőket, amelyek a motor fázisai tápfeszültség-bemeneteire vannak kapcsolva,

- a mikroszabályozó a memóriájában a feszültségek közötti előre megadott arányokat tárol, és a mikroszabályozó az egyes feszültségmérőkkel mért értékeket összehasonlítja a többi feszültségmérők által mért feszültségekre vonatkozó előre megadott arányokkal.

A rendszer lényege, hogy a mikroszabályozó úgy van kialakítva, hogy az összehasonlítás során az egyes feszültségmérők által a mintavételezés során mért feszültségek átlagértékét összehasonlítja a többi feszültségmérő által mért feszültségek átlagértékével, és egy adott fázishoz tartozó átlagértéket (ÍN-átiag) hozzáad egy, a motor forgásával arányos paraméterhez vagy abból kivon.

A mikroszabályozó és a feszültségmérők közé A/D átalakító van csatlakoztatva, a feszültségmérők pedig ellenállásosztókként vannak kiképezve, ahol az ellenállásosztó egy kondenzátorhoz van csatlakoztatva, és együtt olyan RC szűrőt képeznek, amely a feszültség és a fázis feszültsége közötti, léptéktényezőt képező konstanst adják.

A mikroszabályozó a feszültség értékét mintavételi frekvenciával olvassa le, amely k-szorosa az impulzusszélesség-modulációs rendszer modulációs frekvenciájának.

A találmány tárgya továbbá többfázisú villamos motor, amely a találmány szerinti rendszerrel van összekapcsolva.

A találmányt a továbbiakban példaként! kiviteli alakjai segítségével a mellékelt ábrákon ismertetjük részletesebben. Az

a. ábrán a találmány szerinti rendszer azon kiviteli alakjának blokkvázlata látható, amely négypólusú állandó mágneses kommutátor nélküli háromfázisú motor működtetésére van kiképezve, ahol a motor villamosán 120°-kal eltolt, trapéz alakú feszültséggel van táplálva, az

b. ábrán pedig a megfelelő feszültség-idő függvények láthatók, a

2. ábrán látható a fázisonkénti En indukált feszültségek, amelyek villamosán 120°ban vannak eltolva és trapéz alakúak, és látható a közös pont V_közös feszültsége ideális kommutátor nélküli állandó mágneses egyenáramú motor esetében, a

3. ábrán látható az 1. ábrán bemutatott motor semleges ponti V_sem| feszültsége és az E_n indukált feszültsége átfedve, továbbá a 7. ábrán bemutatott berendezésre hivatkozva látható az, hogy az E_N indukált feszültségek trapéz alakúak és villamosán 120°-kal vannak eltolva, a

4. ábrán láthatók a fázisonkénti E_N indukált feszültségek, amelyek trapéz alakúak és villamosán 120°-nál kisebb mértékben vannak eltolva, továbbá látható a közös ponti V_közös feszültség egy kommutátor nélküli egyenáramú motor esetében; ez az ábra bemutatja, hogy hogyan lehet a H(r) paramétert elérni és megfigyelni, az

5. ábrán látható a V_N feszültség és a közös ponti

Vrözös feszültség, amelyet az 1. ábrán és 7. ábrán mutatunk be egymást átfedve arra az esetre, amikor az En indukált feszültségek trapéz alakúak, és egymáshoz képest 120°-nál kisebb mértékben vannak eltolva, a

HU 226 334 Β1

6. ábrán látható az SW2N kapcsolók parancsjelel minden egyes helyzetre, láthatók a feszültségek a motor F_N fázisainál, és az ábrán azt jelezzük, hogy a kommutáció a 2-ről 3-as helyzetbe és a 3-asról a 4-es helyzetbe következik be, a

7. ábrán a találmány szerinti rendszer blokkvázlata látható, amely tartalmaz egy 40 egyenirányítót, egy 50 szűrőt, SW2N kapcsolókat, amelyek a V_BUSZ buszfeszültség és a GND földpont közé vannak csatlakoztatva, látható az ábrán az állandó mágneses kommutátor nélküli egyenáramú 20 motor egy sor D_N (D_A, D_b, D_c) feszültségmérőt tartalmazó 30 mérőkör és a digitális jelfeldolgozó processzort képező 10 mikroszabályozó, a

8. ábrán az SW2N kapcsoló parancsjelei, a motor egyik F_N fázisán lévő feszültség, a mintavételre kijelölt, a V_N feszültség, amely a 20 motor tekercsére vonatkozik, az Ín—átlag feszültség a mintavételi jelek matematikai feldolgozásának eredménye, amikor impulzusszélesség-modulációt alkalmazunk, láthatók, továbbá az f_N feszültség mintavételi időpontja a találmány szerinti rendszer alkalmazásával, a

9. ábrán részletesebben láthatók az f_N feszültség mintavételi időpontjai a 20 motor egyik fázisán, valamint az fu-átiag· amely az f_N feszültségeknek mint mintavételi jeleknek a matematikai feldolgozásából ered olyan rendszer esetében, ahol a 20 motor fázisaira a feszültség impulzusszélesség-modulációval került rá, a

10a. ábrán a kísérleti hullámalakok láthatók egy olyan 20 motorra, amely koncentrált tekercseléssel van ellátva, ahol hat horony van az állórészen, és a 20 motor háromfázisú és négypólusú, a

10b. ábrán kinagyítva látható az A ponttal jellemzett fázisfeszültség mintavételi pillanata, és az az elem, amely a mintavételi jelek matematikai feldolgozásával jött létre.

Az 1a. ábrán látható a találmány szerinti rendszer vázlatos felépítése, amely rendszer tartalmaz egy, U_AC hálózatról 40 egyenirányítón és 50 szűrőn keresztül táplált áramirányító elrendezést, amelynek kimenete egy kommutátor nélküli állandó mágneses egyenáramú 20 motorra, és egy 30 mérőkörön keresztül egy 10 mikroszabályozó bemenetére van csatlakoztatva, az áramirányító bemenete pedig a 10 mikroszabályozó kimenetével van összekötve. A 10 mikroszabályozó egy további bemenete egy, az áram határértékével arányos V(l) feszültséget előállító 60 áramérzékelőre van csatlakoztatva. Az 1b. ábrán azok az ideális hullámalakok láthatók, amelyek a 20 motorra vonatkoznak, amely háromfázisú és négypólusú, és a hullámalakok trapéz alakúak. A normálműködés során a 10 mikroszabályozó a feszültség- és/vagy áramfigyelő 30 mérőkör jeleit analizálja, és az SW1 ...SW6 kapcsolókat abban a sorrendben működteti, ahogy az 1b. ábrán látható. Túláram esetén, amit a 60 áramérzékelő jelez, az összes SW1...SW6 kapcsoló a rendszer védelme érdekében nyitva van.

A 7. ábrán látható kiviteli alak a találmány szerinti rendszert mutatja be, amelyet egy 10 mikroszabályozóval valósítunk meg, amely olyan A/D átalakítóval van ellátva, amelynek legalább három bemenete a DN feszültségmérők, itt D_a, D_b, D_c feszültségmérőket tartalmazó 30 mérőkörben mért ín feszültségek leolvasására, amelyek megfelelnek az F_N fázisokon lévő feszültségeknek. Nyilvánvaló az is, hogy a 10 mikroszabályozó bármilyen olyan eszközzel helyettesíthető, aminek ugyanazok a paraméterei, és a hozzá csatlakoztatott kiegészítőelemeknek, vagy bármilyen digitális jelfeldolgozó processzor is alkalmazható.

A 2. ábrán az ideális, egymást átfedő hullámalakokat lehet látni, amelyeket a kommutátor nélküli háromfázisú és négypólusú egyenáramú állandó mágneses 20 motorra indukálunk, és amely E_A, E_B, E_c indukált feszültségek trapézjelek, és villamosán 120°-kal vannak egymáshoz képest eltolva. Az eltolás szintje mindig villamos fokokban van megadva, és azt a szöget jelenti, ahol az E_A, E_B, E_c indukált feszültség a legmagasabb szinten (pozitív szinten) vagy a legalacsonyabb szinten (negatív szinten) van, és megközelítőleg konstans értékű. Az alább összefüggések a fázisfeszültségek között minden egyes lépésre, ahol egy-egy lépés 60°-os eltolást jelent, látható az ábrán.

1. helyzet <=> E_A>E_C>E_B

2. helyzet <=> E_A>E_B>E_C

3. helyzet <=> E_B>E_A>E_C

4. helyzet <=> E_B>E_C>E_A

5. helyzet <=> E_C>E_B>E_A

6. helyzet <=> E_C>E_A>E_B.

Az 1. táblázat a 20 motorban lévő E_A, E_B, Ec indukált feszültségek közötti viszonyt adja meg. Jól látható, hogy mindegyik helyzet jól meghatározott viszonyt jelent a 20 motor fázisaiban E_A, E_B, E_c indukált feszültségek között. így például, ha a pillanatnyi helyzet az 1. helyzet, úgy jól látható, hogy a 2. helyzet akkor indul el, amikor a C pontban indukált E_c indukált feszültség megegyezik a B pontban indukált E_B indukált feszültséggel (lásd 2. ábra), és ez kisebb, mint az A pontban indukált E_A indukált feszültség. Hasonló módon, ha a 3. helyzetet nézzük, akkor a 3. helyzet akkor indul, amikor az E_B indukált feszültség a B pontban megegyezik az e fázisban indukált E_A feszültséggel, és ez a nagyobb, mint a C pontban Indukált E_c feszültség.

A 3. és a 7. ábrán megfigyelhetjük, hogy az áramkör GND földpontjához képest a V_A, V_B és V_c feszültségek a 20 motor V_közös pontjához képest a következők:

(1) V_A=E_A+V_közös (2) V_B=E_B+V_közös (3) V_C=E_C+V_közös.

HU 226 334 Β1

A 120°-kal eltolt trapéz alakú feszültségnél 20 motor közös pontjánál a V_közös feszültség a V_BUSZ buszfeszültségnek a fele, azaz:

(⁴) ^Vközös^=VBUSZ^/2·

Ily módon tehát a V_A, V_B és a V_c feszültségek szimmetrikusan helyezkednek el a V_BUSZ buszfeszültség és a GND földpont között. Ha a 20 motor sebességváltozását a V_BUSZ buszfeszültség közvetlen változásával hozzuk létre, azaz impulzusszélesség-moduláció nélkül, és ha a 20 motor üresjáratban fut, úgy ezek a V_A, V_B, V_c feszültségek olyan pozitív szintűek lesznek, amely a V_BUSZ buszfeszültséggel egyezik meg, és egy negatív szint pedig egyenlő lesz a GND földpont értékével, ahogyan ez a 3. ábrán látható. Ezen az ábrán megfigyelhető az is, hogy a V_A, V_B és V_c feszültségek közötti arány megegyezik az E_A, E_B, E_c indukált feszültségek közötti aránnyal, ahogyan ez az ábrán látható. Ennek alapján tehát a következő 2. táblázatot tudjuk felírni, és a 20 motor fázisaiban fellépő V_N feszültségek közötti arányt adja meg:

1. helyzet o· V_A>V_C>V_B

2. helyzet <=> V_A>V_B > V_c

3. helyzet <=> V_B>V_A>V_C

4. helyzet ·» V_B >V_C > V_A

5. helyzet <=> V_C>V_B >V_A

6. helyzet o V_C>V_A > V_B.

Valós rendszerek esetében, ha az E_A, E_B, E_c indukált feszültségek egymáshoz képest 120°-ra helyezkednek el, ez nagymértékben visszahat a 20 motor konstrukciójára. Ezért a 4. ábrán olyan általános feszültség hullámalakot vettünk, ahol az eltolás kisebb, mint 120°. Ebben az esetben a 2. táblázatban megadott minden helyzetnél az E_A, E_B, E_c indukált feszültségek közötti arány szintén igaz lesz. Megjegyezzük azonban, hogy 120°-os eltolás esetén a pillanatnyi kommutációt az jellemzi, hogy a két fázis egyenlő, és ez az egyenlőség mindkét fázisnál vagy a maximumszinten (pozitív szint), vagy a minimumszinten (negatív szint) következik be. Ha azonban a fáziseltolások villamos szöge kisebb, mint 120°, úgy a két fázis közötti egyenlőség (a kommutáció pillanata) mindig akkor fog bekövetkezni, amikor a pozitív vagy negatív szintek között a feszültségkülönbség 2H értékű. Ez látható a

4. ábrán is, ahol a 2H érték be van jelölve.

Az 5. ábrán a V_A, V_B és a V_c feszültség arra az esetre van bemutatva, amikor a feszültségeltolás mértéke kisebb, mint 120°. A 2. táblázatban megadott arányt, ha folytatjuk, akkor az erre az esetre is igaz. Megjegyezzük azonban, hogy a 20 motornak a közös pontján lévő V_közös feszültség nem marad a V_BUSZ buszfeszültség felénél (V_BUSZ/2) rögzített érték. A csökkentett szint a V_BUSZ/2 feszültség körül amplitúdóingadozást hoz létre, amelynek értéke H, A 20 motor közös pontjánál lévő V_közös feszültség ezen torzulása eredményezi, hogy a V_N feszültség hullámalakja eltér az E_n indukált feszültségek alakjától. Ebben az esetben két V_N feszültség közötti egyenlőség (a kommutáció pillanata) mindig a pozitív vagy negatív szinttől H eltéréssel következik be, és nem 2H eltéréssel, mint az E_n indukált feszültség esetében.

A 20 motornak a működtetéséhez közvetlen és egyidejű hozzáférés az általános E_N indukált feszültségekhez nem valósftható meg. Éppen ezért az 1. táblázatban lévő viszonyok közvetlen felhasználása sem lehetséges. Ezen túlmenően ezen E_N feszültségek megállapításához mindenképpen szükséges lenne hozzáférni a 20 motor közös pontjához is, amely az érzékelő-áramkört és az egész motorkialakítást költségessé tenné.

A V_N feszültségek, amelyek a GND földponthoz képest értendők, szintén nem hozzáférhetők közvetlenül, ennek oka a 20 motor tekercselésének az Rn ellenállása és az Lm induktivitása, azaz a 7. ábrán látható kiviteli alaknál jelölt R_A, R_B, R_c ellenállások, és L_A, L_B, L_c induktivitások. Ily módon tehát a 2. táblázaton megadott viszonyok sem alkalmazhatók közvetlenül. Az érzékelőpont, amelyet a találmány szerinti megoldásnál alkalmazunk, a 20 motor F_N fázisainak a tápfeszültség-bemenete. Annak érdekében, hogy a mérési eljárást megértsük, nézzük meg a 6. ábrát. A 6. ábra az egyes F_n (F_a, F_b, F_c) fázisok bemeneténél fellépő hullámalakokat mutatja, amelyeket a 20 motor E_N (E_A, E_B, E_c) indukált feszültségéről nyertünk, amikor is az egymáshoz képesti fáziseltolás 120°-nál kisebb volt. Itt a 20 motor üresen fut, és a V_BUSZ buszfeszültség nincs modulálva. Ha most részletesen megfigyeljük, például a 2. helyzetből a 3. helyzetbe történő kommutációt, akkor azt látjuk, hogy amikor a 20 motor működtetve van a 2. helyzetben, az SW1 kapcsoló az F_A fázis bemenetét kapcsolja az V_BUSZ buszfeszültséghez, az SW6 kapcsoló az F_c fázis bemenetét a GND földponthoz. Az F_b fázis bemenete nyitva van. Ezért nem folyik áram az R_B ellenálláson és az L_B induktivitáson keresztül, amely a tekercshez tartozik, és a V_B feszültség értéke a bemenőfeszültség értéke, összefoglalva, a 2. helyzetben a következő paraméterek figyelhetők meg:

F_a fázisnál lévő feszültség=V_BUSZ

F_b fázisnál lévő feszültség=V_B

F_c fázisnál lévő feszültségé (GND).

A kommutáció időpontja a 3. helyzetben akkor következik be, amikor a V_B feszültség megegyezik a V_A feszültséggel. Ha a 6. ábrát megfigyeljük, látható az is, hogy a kommutáció pillanatában a V_A feszültség a V_BUSZ buszfeszültség - H értékkel lesz egyenlő, feltéve, hogy a 20 motor virtuális üresjáratban van. Ily módon tehát az alábbi egyenletet lehet felírni ahhoz, hogy a 2. helyzetről a 3. helyzetre a kommutáció pillanatát megfelelően írjuk le:

Kommutáció 2 -> 3:F_B>F_A-H>F_C.

A 3. helyzetben pedig a következő jelenség következik be:

F_a=V_a ^fb^=vbusz

F_c=0 (GND).

A kommutáció a 4. helyzetben akkor következik be, amikor a V_A feszültség egyenlő a V_c feszültséggel. Ha most ismételten megnézzük a 6. ábrát, itt látható az, hogy a kommutáció pillanatánál V_c és GND+H érték az érvényes, feltételezve, hogy a 20 motor üresjáratban van. Ily módon tehát az alábbi egyenletet lehet fölírni ahhoz, hogy a kommutáció időpontjának a paraméterei

HU 226 334 Β1 a 3. helyzetből a 4. helyzetbe egyértelműen kielégítve legyenek:

Kommutáció 3->4: F_B>F_C+H>F_A.

Az egyéb kommutációs lépéseket hasonlóképpen fölírva a következő 3. táblázathoz jutunk:

Kommutáció 6->1<=>-F_A>F_c-H>F_B

Kommutáció 1-»2<=>F_A>F_B+H>F_C

Kommutáció 2^3<=>F_B>F_A-H>F_C

Kommutáció 3->4«F_B>F_c+H>F_A

Kommutáció 4->5«F_c>F_B-H>F_A

Kommutáció 5-»6«F_c>F_A+H>F_B.

Lényegében a 3. táblázat az, amely megadja a kommutáció pillanatában az egyes F_A, F_B, F_c fázisoknál lévő feszültségek közötti viszonyt.

Ha most összehasonlítjuk a 2. és 3. táblázatot, akkor különbségként azt láthatjuk, hogy a V_N feszültséget az F_n feszültségek helyettesítik, és belép a H paraméter is. Ahogyan a 20 motornak a fordulatszáma változik, az E_N indukált feszültség amplitúdója ezzel arányosan szintén változik, és ennek következtében a már előbb említett H paraméter szintén változni fog. Ha a H paramétert a 20 motor ro fordulatszámának leírásához használjuk fel, úgy az r(H(ro)) írható föl, és a 20 motornak az r fordulatszámnál az alábbi kifejezéssel írható fel:

(5) H(ro)-H(ro).

Az adott 20 motorra, bármilyen is az, a H paraméternek a hozzáférése és meghatározása rendkívül egyszerű módon végezhető el, mégpedig a következő lépésekben:

a) a 20 motornak egy ro fordulatszámot biztosítunk, miközben az összes SW2N kapcsolót kikapcsolt állapotban tartjuk;

b) leolvassuk az E_N indukált feszültségeket; ebben a helyzetben erre lehetőség van, mivel a tekercseknek az R_n ellenállásai és az L_N induktivitásain keresztül nem folyik áram;

c) a H(ro) paramétert leolvassuk, mivel az nem más, mint az Ep indukált feszültségek csúcsértéke és azon E* indukált feszültség közötti különbség, amely E* indukált feszültség annak a feszültségnek felel meg, amelynél a csökkentett feszültség két fázisban megegyezik egymással (lásd 4. ábra) (6) H(ro)=(Ep-E*)/2;

d) az (5) kifejezést használjuk fel a 20 motornak a H(r) függvénye meghatározására, bárhogyan is forog a 20 motor.

Mind ez ideig azt vettük figyelembe, hogy a 20 motor üresjáratban fut. Ha azonban a 20 motor normálüzemmódban üzemel, úgy a tekercseken áram folyik, és ez az E_N indukált feszültségek, és ez a V_N feszültségek amplitúdójának csökkenését vonja maga után ugyanazon r fordulatszám mellett. Ily módon tehát a V_N feszültségek amplitúdójának a maximuma alacsonyabb lesz, mint a V_BUSZ buszfeszültség, és a minimális amplitúdó értéke pedig nagyobb lesz, mint a GND földpont feszültsége. Ily módon tehát a H(r) értéke meg kell hogy növekedjen az áramban bekövetkező változásoknak a kompenzálására. Ez a növekedés arányos az áram értékével. Ha valaki nem kívánja az áram értékét a szabályozóalgoritmusban felhasználni, úgy csak egy egyszerű szorzótényezőt kell alkalmazni, amely egy olyan konstans tényező, ami nagyobb, mint egy, akkor, amikor az előbb említett (d) lépésben az áram értékeinek a kompenzálására a H(r) paramétert használjuk. Ez a következőképpen valósítható meg:

(7) H(r)=(r/ro)-H(r)-Ki.

Ha tehát, amikor a 20 motor üresen fut, akkor a kommutáció pillanata mindig kissé siet a pontos értékéhez képest. Ahogyan nő a 20 motor árama, úgy késik a kommutáció pillanata. A (7) képletben szereplő K, konstans értéke kísérleti úton állítható be, mint a 20 motor jó működésének az egyik garanciája maximális áramviszonyok között. A kezdeti javasolt érték lehet például a Kj=1.3.

Ha a Kj konstans értéke egynél kisebbre van beállítva, úgy a H(r) értékében is csökkenés következik be, és ennek következtében a kommutáció pillanata késni fog. Igy azonkívül, hogy az áram növekedésének a kompenzálására használjuk föl, ez a K konstans felhasználható a kommutáció siettetésére vagy késleltetésére.

Az érzékelőalgoritmushoz szükség van arra, hogy Figyelembe vegyük az akvizíciós rendszer skálatényezőjét, amelyet a 7. ábrán mutatunk be. A D_N feszültségmérők K_D tényezővel rendelkeznek, amely az alábbi R₁ és R₂ ellenállásokkal határozható meg:

(8) Kd=R₁/(Ri+R₂).

Ily módon tehát az A/D átalakítók bemenetére az f_N feszültségeket kapcsoljuk, amely a következőképpen írható fel:

(9) f_N=K_D-F_N.

A H(r) paraméter szintén feldolgozandó a K_D konstans figyelembevételével.

Ha a 3. táblázathoz most hozzáadjuk a K_D konstanst és a H paramétert H(r) paraméterrel helyettesítjük, úgy a következő 4. táblázatot tudjuk használni a szabályozóalgoritmusban:

Kommutáció 6->1«fa>fc-K_D H(r)>fb

Kommutáció 1->2<=>fa>fb+K_D-H(r)³fc

Kommutáció 2->3«f_b>f_a-K_D-H(r)>f_c

Kommutáció 3—>4<=>f_b>f_c+K(r)>f_a

Kommutáció 4—^5<=>f_c>f_b—K_DH(r)>f_a

Kommutáció 5—>6<=rt_c>f_a+K_D-H>f_b.

A fenti 4. táblázat lényegében megadja azt a viszonyt, amelyet a 10 mikroszabályozóval meg kell vizsgálni a helyzetérzékeléshez.

A végső felhasználáskor a 20 motor fordulatszámának a változása megállapítható úgy, hogy vagy közvetlenül változtatjuk a V_BUSZ buszfeszültséget (lásd 4. ábra), vagy a 20 motorra kapcsolt feszültséget az SW1, SW2...SW6 kapcsolók segítségével moduláljuk.

Ha például az SW1, SW3 és SW5 kapcsolók segítségével végezzük el a modulációt, úgy az F_A fázisban a feszültség (és a maradék a fázisokban is) a 8. ábrán bemutatott alakkal fog rendelkezni.

A D_n feszültségmérőben lévő R·), R₂ ellenállásokkal és C kondenzátorral felépített RiC szűrő (7. ábrán látható) az egyes fázisban levő feszültségváltozást simítja ki.

HU 226 334 Β1

Annak érdekében, hogy a 4. táblázatban is megfigyelhető egyes f_a, f_b, f_c feszültségek közötti összehasonlítást elvégezzük, szükség van arra, hogy az f_a, f_b és f_c feszültségekben lévő modulációt teljes egészében kiszűrjük. Ehhez minden egyes modulációs T periódusban ki kell számítani a feszültség fu-átiag átlagértékét. Az fu feszültség mérésekor használt mintavételi frekvenciát a modulációs frekvenciával mindenképpen szinkronizálni kell.

Minden egyes modulációs T periódusban k számú mintavételt használunk, amelyek minden egyes F_A, F_B, F_c fázisnál adott távolságra vannak elhelyezve, ami azt jelenti, hogy a mintavételi F_s frekvencia az alábbiak szerint határozható meg:

(10) F_s=k-F.

A k értékek összege osztva a k mintavételezés számával, adja meg a modulációs T periódus mentén a feszültség megközelítő f_a_á_ti_ag (ⁿ) átlagértékét. Ezt a műveletet minden f_N feszültség minden mintavételezésénél el kell végezni, és ez teszi lehetővé azt, hogy megkapjuk az fhi-átiag átlagértéket f_N feszültség minden egyes mintavételi ciklusára egy olyan frekvencián, amely k-szorosa, mint a 20 motor fázisain lévő feszültség impulzusszélesség-modulációjának a modulációs T periódusa.

Annak érdekében, hogy el lehessen kerülni, hogy a teljes modulációs T periódust kivárjuk ahhoz, hogy az átlagértéket megkapjuk, az alábbi eljárást célszerű alkalmazni: minden egyes mintavételi T_s=1/F_s periódusnál a mintavétel során vett értéket hozzáadjuk a korábbi (k—1) során kapott értékhez, majd az eredményt k-val elosztjuk. Egyszerűbben szólva, az az eljárás, amelyet az fn-átiag átlagérték meghatározásánál használunk, egy olyan aritmetikai eszköz, ahol legalább k mintavétel történik.

Ez a megoldás optimális felbontást jelent a 20 motor kommutációja pontos Időpontjának a meghatározásához, még viszonylag alacsony kapcsolási frekvenciánál is az impulzusszélesség-modulációban (PWM).

A 9. ábrán kinagyítva mutatjuk be a 8. ábra egy részét. Ennél a példánál modulációnként öt mintavétel történik (k=5). A modulációs T periódus ötödik mintavétele után, ahol a modulációs T periódusok száma n, a következőképpen határozhatjuk meg az átlagértéket:

ZYY,, , x W^+^W+^W+^W+^lW (11) fa-átlag s(ⁿ)=-£-

Ha most belépünk az (n+1) modulációs T periódusba, úgy a feszültségnek az f_a_áti_ag maximumértéke a következőképpen határozható meg:

,υπχ, , .„χ W+t>+Wⁿ/+WⁿJ+W'V+W'V (12) fa-átlag l(n+1 )=---, majd ezt követően:

^+1)+^+1)+^+^+^ (13) ^fa-átlag 2(0+1)= ---.

b

Ily módon minden egyes mintavételi T_s periódusnál a megfelelő értékek meghatározhatók.

Fontosnak tartjuk megjegyezni, hogy az szűrő vágási frekvenciája alacsonyabb kell legyen, mint a mintavételi frekvencia fele (F_c<F_s/2) azért, hogy a Nyquist-feltételeknek eleget tudjunk tenni. Igen jó megközelítő értékeket kapunk akkor, ha a mintavételi frekvenciának az egy negyedét használjuk, vagy még kisebb értéket is. A mintavételi F_s frekvencia például a 4*F vagy ennél nagyobb azért, hogy jó átlagértéket tudjunk kiszámítani. A javaslat a következő:

(14) F_s <=4-F (15) F_c <=2 Fs.

A 8. ábrán a folytonos vonal azt az fa_á_ti_ag átlagértéket jelzi, amelyet az általunk javasolt megoldással értünk el. Itt jegyezzük meg, hogy a 6. ábrán látható f_a-átiag alakja ugyanaz, mint a 6. ábrán az F_A fázisban a feszültség alakja, itt ugyanis a 20 motor fázisában nem volt impulzusszélesség-moduláció alkalmazva.

Az általunk javasolt megoldást alkalmazva azt tapasztaltuk, hogy az impulzusszélesség-moduláció hatása az F_a, F_b, Fq fázisok f_a, f_b, f_c feszültségére szinte teljes egészében kiszűrhető anélkül, hogy jelentős hátrányt tudnánk megfigyelni az átlagérték pillanatnyi értéke és a számított értéke között, ily módon tehát a 4. táblázatban megadott viszonyokat jól tudjuk használni, és azután a 20 motor kommutációjának a növekedésének a meghatározásához a további 5. táblázatban bemutatott átlagértékeket tudjuk meghatározni.

Kommutáció 6->1 <=>f_a__át,_agG>f_c__át|_ag-K_D-H(r)>f_b__áti_ag

Kommutáció 1 -^2<=>f_a__át|_agG>f_b__átiag+^KD‘^H (^r)^f_c-átiag

Kommutáció 2—>3<=>f_b__át|_agG>f_a__átlag—K_D-H(r)>f_c__át(ag

Kommutáció 3^4<=>f_b__áHagG>f₀__át|_ag+K_D-H(r)>f_a__át|_agG

Kommutáció 4^5«f_c__á„_agG>f_t>__át|_ag-K_D-H(r)>f_a__át|_agG

Kommutáció 5^6<=>f_c__át|_ag>f_a__át|_agG+K_D-H(r)>f_b__át|_ag

Az 5. táblázat lényegében az a végső táblázat, amelyet az algoritmusban az összehasonlításhoz alkalmazunk.

A szűrés a 20 motor fázisaiban lévő E_N Indukált feszültség érzékelésénél lehetővé teszi, hogy a forgórész helyzetét a 20 motor fázisaiban alkalmazott impulzusszélesség-moduláció minden egyes T periódusánál k-szor tudjuk érzékelni. Ily módon tehát, még akkor is, hogyha alacsony modulációs frekvenciát alkalmazunk (1 KHz, vagy ennél kevesebb), viszonylag jó felbontást tudunk elérni a forgórész helyzetének az érzékelésekor, és így viszonylag jól tudjuk érzékelni a kommutáció valódi időpontját.

Példaként tekintsük meg a 10a. ábrát. Ezen az ábrán azokat a kísérleti eredményeket mutatjuk be, amelyet egy állandó mágneses, négypólusú, hathomyos, kommutátor nélküli egyenáramú 20 motornál tapasztaltunk, ahol F=1,2 KHz, F_c=3,3 KHz, F_S=16*F=19,2 KHz. A 20 motor fordulatszáma 1500 fordulat/perc volt. A 10b. ábrán felnagyítva láthatjuk az impulzusszélesség-moduláció két ciklusát, és a mintavételi frekvencia pillanatnyi értéke is föl van tüntetve. Ahogyan erre már a korábbiakban is utaltunk, jóllehet a modulációs frekvencia alacsony, a javasolt matematikai szűréstechnika lehetővé teszi, hogy 16-szor lehessen minden egyes T perióduson belül a helyzetváltozást figyelni. Ily módon tehát a helyzetérzékelésben igen kiváló felbontást és érzékelést tudunk megvalósítani. Fontosnak tartjuk megjegyezni azt is, hogy a 10a. ábrán látható jelek

HU 226 334 Β1 amplitúdói különféle léptékkel vannak bemutatva, ez azonban csak a mennyiségi megjelenítés szempontjából érdekes.

Visszatérve a 10a. ábrára az A pontban mérhető csúcsfeszültség az 5->kommutáció után és a 2—>3 kommutáció utáni feszültséghiány következtében azt a T periódust mutatja, amely ezen A pontnak a demagnetizálására vonatkozik. A demagnetizáló periódusra azért van szükség, hogy azt az áramot ki lehessen oltani, amely az adott fázisú vezetékben kering azt követően, hogy ebben a vezetékben az áram alkalmazásának a periódusa befejeződött, azaz a kommutáció után az x helyzetből a következő, x+1 helyzetbe. A demagnetizálás a 20 motor sarkain a vizsgált feszültség alakjában némi torzulást hoz létre. Annak érdekében, hogy ezt a torzulást meg lehessen akadályozni a helyzetérzékeléskor egy T_D késleltetési időt alkalmazunk minden egyes kommutáció után, amikor a kommutáció az F_n feszültségek között éppen nem ment végbe. A találmány szerinti eljárásnak az egyik előnye összehasonlítva a hagyományos, az E_N indukált feszültség nullátmenetét jelző eljárásokkal szemben az, hogy annál az eljárásnál, amikor a nullátmenet érzékelése történik, a demagnetizálási periódus nem lehet nagyobb, mint 30°, mivel ebben az esetben azt a nullát nem lehet érzékelni, amely 30° után következik be. A találmány szerinti eljárás során a demagnetizálási periódus 30 foknál is nagyobb lehet anélkül, hogy egyáltalán problémát okozna az érzékelésben, éppen ezért elég csak annyi, hogy a T_D késleltetési időt megfelelően állítsuk be.

Fontos megjegyezni azt is, hogy mind az szűrő, mind pedig a matematikai számítása az átlagértéknek az eredményben bizonyos késleltetést hoz létre. Ez a késleltetés azonban, jóllehet rendkívül rövid ideig tart, mégis van egy kis hatása, amelyet úgy tudunk kompenzálni, hogy a H(r) paramétert beállítjuk.

Ha az impulzusszélesség-moduláció 100%-os, úgy a V_BUSZ buszfeszültség folytonos, és ebben az esetben nincs is szükség arra, hogy bármilyen mintavételezést végezzünk. Ebben az esetben a helyzetérzékelést egyszerűen az f_a, f_b, f_c feszültségek egyes fázisvezetőkben történő mérésével és a 4. táblázat szerint a megfelelő értékekkel történő összehasonlítással tudjuk megállapítani. A mintavételezés abban az esetben, amikor az impulzusszélesség-moduláció kisebb, mint 100%-os, megfelelő garanciát biztosít a 20 motor maximális fordulatszámánál jó felbontásban. A 20 motornak a villamos frekvenciája ennél a fordulatszámnál ugyanis (16) F_EL=n-p/60=4500-2/60=150 Hz, ahol n a 20 motornak a fordulatszáma fordulat/percben (rpm), és p a póluspárok száma.

Mivel mindegyik villamos periódus hat különböző helyzetet jelent, egyik mindig a 20 motor helyzeteként a minimális periódus lesz. Ez az alábbiakban határozható meg:

(¹⁷)^tminimumtpos „ —⁼¹-^{11 ms}6,150 Hz

Ahhoz tehát, hogy a maximális fordulatnál a jó felbontóképességhez a megfelelő értékeket megválasszuk, 10 mintavételre van szükség helyzetenként. Ennek alapján a mintavételezési frekvenciára a következő értéket kapjuk:

(18) F_s=-=9,09 KHz.

Tminimumtpos

Nyilvánvaló, hogy a találmány szerinti megoldás olyan motorkonstrukciókhoz is alkalmazható, amelyek állandó mágneses motorok, és bármilyen számú pólusilletve fázisszámuk lehet, a bejelentés szerinti megoldást mindig az adott konstrukcióhoz kell illeszteni.

Claims (16)

1. SZABADALMI IGÉNYPONTOK

   1. Eljárás N fázisú, villamos motor (20) szabályozására, amely villamos motor (20) az alábbi elemeket tartalmazza:

   - egy mikroszabályozót (10),

   -a mikroszabályozóhoz (10) csatlakoztatott feszültségmérőket (D_n),

   - egy sor kapcsolót (SW2N), amelyek buszfeszültségre (V_BUSZ) vannak kapcsolva, és rá vannak csatlakoztatva a mikroszabályozóra (10),

   - a mikroszabályozó (10) szelektíven működtet legalább egy pár kapcsolót (SW2N) oly módon, hogy a motor (20) legalább két fázisára (F_N) a buszfeszültséget (V_BUSZ) kapcsolja, és az eljárás az alábbi lépéseket foglalja magában:

   - a mikroszabályozóval (10) a feszültségmérőkről (D_n) leolvassuk a motor (20) fázisai (F_N) tápfeszültségének megfelelő feszültségeket (f_N), és

   - az egy perióduson (T) belül egyenletesen elosztott mintavételi periódusokban (Ts) megmérjük a feszültségeket (f_N), és ezekből egy átlagértéket (fN-átlag) képezünk,

   - a mikroszabályozóval (10) egyes fázisokhoz (F_N) tartozó feszültségeket (f_n) összehasonlítjuk előre megadott paraméterekkel, és a kapcsolókat (SW2N) akkor működtetjük, amikor a feszültségek (f_N) elérik az előre megadott paramétert, azzal jellemezve, hogy az összehasonlítás során az egyes feszültségmérők (Dm) által a mintavételezés során mért feszültségek (f_N) átlagértékét (fN-átiag) összehasonlítjuk az összes többi feszültségmérő (Dn) által mért feszültségek (f_N) átlagértékével (f|si_^tiag)> és egy adott fázishoz (f_N) tartozó átlagértéket (ÍN-átiag) hozzáadjuk egy, a motor (20) forgásával arányos paraméterhez (Hr), vagy abból kivonjuk.
2. 2. Az 1. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a fázisokban (F_N) mért feszültségeket (f_N) leolvasás előtt A/D átalakítóval átalakítjuk.
3. 3. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a kapcsolókat (SW2N) hat kapcsoló (SW1-SW6) képezi, a feszültségmérőket (D_N) három feszültségmérő (D_A, D_B, D_c) képezi, és a fázisokban (F_n) lévő feszültségeket (f_N) összehasonlító lépéssorozat a következő:

   - a kapcsolók (SW1 és SW4) első kombinációját akkor működtetjük, amikor az első feszültségmé10

   HU 226 334 Β1 rővel (D_a) mért feszültség átlagértéke (f_a_átiag) nagyobb vagy egyenlő, mint a harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (f_c_átiag) kivonva a H(r) paraméterből, és harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (f_c_átiag) kivonva (H(r)) paraméterből, nagyobb, mint a második feszültségmérővel (D_B) mért feszültségek átlagértéke (fb-átiag)í a kapcsolók (SW1 és SW6) második kombinációját akkor működtetjük, amikor az első feszültségmérővel (D_a) mért feszültségek átlagértéke (fa-átiag) nagyobb, mint a második feszültségmérővel (D_b) mért feszültségek átlagértéke (fb-átlag) hozzáadva a H(r) paraméterhez, és a második feszültségmérővel (D_b) mért feszültségek átlagértéke (fb-átiag) hozzáadva a H(r) paraméterhez, nagyobb vagy egyenlő, mint a harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (^c—átlag)· a kapcsolók (SW3 és SW6) harmadik kombinációját akkor működtetjük, amikor a második feszültségmérővel (D_b) a mért feszültségek átlagértéke (fb-átiag) nagyobb vagy egyenlő, mint az első feszültségmérővel (D_A) mért feszültségek átlagértéke (fg-átiag) kivonva a H(r) paraméterből, és az első feszültségmérővel (D_A) mért feszültség átlagértéke (f_a-átiag) kivonva a H(r) paraméterből, nagyobb, minta harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (f_c_átiag)i a kapcsolók (SW2 és SW3) negyedik kombinációját akkor működtetjük, amikor a második feszültségmérővel (D_b) mért feszültségek átlagértéke (fb_átiag) nagyobb, mint a harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (f_c-átiag) hozzáadva a H(r) paraméterhez, és a harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (f_c_átlag) hozzáadva H(r) paraméterhez, nagyobb vagy egyenlő, mint az első feszültségmérővel (D_a) mért feszültségek átlagértéke (f_a—átlag)* a kapcsolók (SW2 és SW5) ötödik kombinációját akkor működtetjük, amikor a harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (fc-átiag) nagyobb vagy egyenlő, mint a második feszültségmérővel (D_B) mért feszültségek átlagértéke (fb-átiag) kivonva a H(r) paraméterből, és a második feszültségmérővel (D_B) mért feszültségek átlagértéke (fb_átiag) kivonva H(r) paraméterből nagyobb, mint az első feszültségmérővel (D_A) mért feszültségek átlagértéke (f_a—átlag)/ a kapcsolók (SW4 és SW5) hatodik kombinációját akkor működtetjük, amikor a harmadik feszültségmérővel (D_c) mért feszültségek átlagértéke (fc-átiag) nagyobb, mint az első feszültségmérővel (D_a) mért feszültségek átlagértéke (fg-átiag) hozzáadva a H(r) paraméterhez, és az első feszültségmérővel (D_a) mért feszültségek átlagértéke (fg_áti_ag) hozzáadva a H(r) paraméterhez, nagyobb vagy egyenlő, mint a második feszüitségmérővel (D_B) mért feszültségek átlagértéke (fb-átiag)·
4. 4. A 3. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy amikor a kapcsolók (SW1-SW6) működtetése során a H(r) paramétert egy konstanssal (K_D) való szorzás eredményeként kapjuk.
5. 5. A 4. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a feszültségmérőkkel (D_N) a mintavételezéssel kapott feszültségek (f_N) átlagértékeinek (f_n_átiag) ^az összehasonlítását a többi feszültségmérővel (D_N) mintavételezés során kapott feszültségek átlagértékével (f_n-átiag) minden egyes mintavételezési periódusban (T_s) elvégezzük.
6. 6. Az 5. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a motor (20) fázisaiban (F_N) fellépő feszültségek (f_N) mintavételezését a feszültségmérőkkel (D_N), egy perióduson (T) belül k-szor kerül végezzük el.
7. 7. A 6. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a periódus (T) megegyezik a motor (20) fázisaiban (F_n) fellépő az impulzusszélesség-moduláció periódusával impulzusszélesség-moduláció alkalmazása esetén.
8. 8. A 7. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az egyes feszültségmérőkkel (D_N) a mintavételezés során mért feszültségek (f_N) átlagértékét (f_n-átiag) legalább k számú mintából számoljuk ki.
9. 9. A 8. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a H(ro) paraméter értéke egy olyan különbségnek a fele, amely a motor (20) adott forgásánál (ro) egy fázisban (F_n) indukált feszültség (Ep) maximális értéke és egy olyan indukált feszültség (E*) között van, amelyet két fázisban érzékeltek, amikor az indukált feszültség (EN) értékei a két fázisban egymással egyenlők voltak.
10. 10. A 9. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a H(r) paraméter értéke, amelyet az egyik fázisfeszültségnek a feszültségmérővel (D_N) mért feszültségek középértékéhez (fn_átiag) hozzáadunk, vagy abból levonjuk, megegyezik az adott forgás (r) és a forgásira) aránnyal megszorozva a forgásnál (ro) mért paraméterértékkel H(ro), és megszorozva egy konstanssal (ki).
11. 11. A 10. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a H(r) paraméter arányos a kapcsolók (SW2N) újabb kombinációja működtetésekor fellépő forgással (r).
12. 12. Rendszer N fázisú villamos motor (20) szabályozására, amely rendszer tartalmaz:

    - mikroszabályozót (10), egy sor kapcsolót (SW2N), amelyek buszfeszültségre (V_BUSZ) vannak kapcsolva, és rá vannak csatlakoztatva a mikroszabályozóra (10),

    - a mikroszabályozó (10) úgy van kialakítva, hogy szelektíven működtet legalább egy pár kapcsolót (SW2N) oly módon, hogy a motor (20) legalább két fázisára (F_N) egy buszfeszültséget (V_BUSZ) csatlakoztat,

    - a mikroszabályozó (10) úgy van továbbá kialakítva, hogy az egy perióduson (T) belül egyenletesen elosztott mintavételi periódusokban (T_s) megméri a feszültségeket (f_N), és ezekből egy átlagértéket képez,

    HU 226 334 Β1 a rendszer tartalmaz még a mikroszabályozóra (10) csatlakoztatott feszültségmérőket (D_N), amelyek a motor (20) fázisai (F_N) tápfeszültség bemenetelre vannak kapcsolva, a mikroszabályozó (10) a memóriájában a fe- 5 szükségek (f_N) közötti előre megadott arányokat tárol, és a mikroszabályozó (10) az egyes feszültségmérőkkel (D_n) mért értékeket összehasonlítja a többi feszültségmérők (D_N) által mért feszültségekre (f_N) vonatkozó előre megadott arányokkal, 10 azzal van jellemezve, hogy és a mikroszabályozó (10) úgy van kialakítva, hogy az összehasonlítás során az egyes feszültségmérők (D_n) által a mintavételezés során mért feszültségek (f_N) átlagértékét (fN-átlag) ¹⁵ összehasonlítja a többi feszültségmérő (DN) által mért feszültségek (fN) átlagértékével (ÍN-átiag)· ®^{s e}9Y adott fázishoz (FN) tartozó átlagértéket (ÍN-átiag) hozzáad egy, a motor (20) forgásával arányos paraméterhez (Hr) vagy abból kivon.
13. 13. A 12. igénypont szerinti rendszer, azzal jellemezve, hogy a mikroszabályozó (10) és a feszültségmérők (D_n) közé A/D átalakító van csatlakoztatva.
14. 14. A 12. vagy 13. igénypont szerinti rendszer, azzal jellemezve, hogy a feszültségmérők (Dm) ellenállásosztókként vannak kiképezve, amelyek egy kondenzátorhoz vannak csatlakoztatva, és együtt olyan RC szűrőt képeznek, amely egy konstanst (KD) képez a feszültség (f_N) és a fázis (F_n) feszültsége között.
15. 15. A 16. igénypont szerinti rendszer, azzal jellemezve, hogy a mikroszabályozó (10) a feszültség (f_N) értékét mintavételi frekvenciával (F_s) olvassa le, amely k-szorosa az impulzusszélesség-modulációs rendszer modulációs frekvenciájának.
16. 16. N fázisú villamos motor (20), amely a 12-15. igénypontok bármelyike szerinti rendszerrel van összekapcsolva.