JP4778666B2

JP4778666B2 - 電気モータの制御方法、電気モータの制御システムおよび電気モータ

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Inventors: マルコス・ギレルメ・シュヴァルツ; ロベルト・アンドリヒ
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Description

【０００１】
（技術分野）
この発明は、電気モータのための、特にブラシレスDCタイプの永久磁石モータのためのデジタル制御方法による電気モータ制御システムに関し、また、デジタル制御システムを備えた電気モータに関する。
【０００２】
（背景技術）
ブラシレスDCタイプの永久磁石モータは、その位置に関する情報なしで動作してもよく、それにより、誘導電動機のように動作する。しかしながら、最大のトルクおよび効率を達成するために、相電流は誘起された電圧と同期しなくてはならない。これは、モータに物理的に接続されたセンサー、例えばホール・タイプの光センサーなどによって、あるいは誘起された電圧および／または電流を監視（観測）することによって行うことができる。接続されたセンサーは、モータの設計に余分な要素を追加するという欠点を持ち、最終コストをかなり増加させる。さらに、モータに課せられる空間的制限および環境自体が、これらのタイプのセンサーの使用を不可能にする場合がある。そのため、ほとんど場合で、電圧および／又は電流の監視装置を用いるのが最善の選択となっている。
【０００３】
電圧および／または電流の監視装置を用いた制御技術の例は、SCHWARZらによるブラジル特許のPl 9904253、WRIGHTによる特許米国 4,162,435、LERDMANによる米国特許 4,169,990、GEEらによる米国特許 4,743,815、VUKOSAVICによる米国特許 4,912,378、PLUNKETTによる米国特許 4,928,043、DUNFIELDによる米国特許 5,028,852、およびSOODによる米国特許 5,420,492、さらに、1991年のSATOSHI、1998年のSHOUSE、1998年のERTUGRULおよぴ1999年のBOLOGNANIの各出版物に見ることができる。
【０００４】
（発明の開示）
（発明が解決しようとする技術的課題）
WRIGHTでは、転流の瞬間を決定するために積分技術を使用する。エネルギーの供給を受けていない巻線について積分することで磁束を得て、その磁束は基準値と比較される。積分値が基準値を超過した場合、転流が実行され、また、積分値はその初期値に戻る。この技術の不利な点は、それを実装するために大規模なハードウェアが必要とされるということにある。この解決方法は微細処理では実施できない。
【０００５】
LERDMANでは、WRIGHTの中で示されたものに似ている技術を使用する。エネルギーの供給を受けていない巻線について積分され、基準値と比較される。この技術の不利な点も、大規模なハードウェアが必要とされるということにある。この解決方法は微細処理では実施できない。
【０００６】
SCHWARZでは、電圧コンパレーター、コンデンサーおよび抵抗器によって形成された回路網によって構成された電圧値監視装置を用いた技術を使用する。この監視装置により相電圧を取得し、システムが平衡しているならば、これが仮想的な中性点(誘起電圧が０)を形成する。次いで、この０は各位相と比較され、現在の位置変更の瞬間に対して３０°の進みを有する信号を生成する。次いで、位置変更(転流)の正確な瞬間に達するために、この進みはコンデンサーの回路網によって補償される。この解決方法は微細処理で実施できるが、多くの外部部品を要求する。
【０００７】
GEEでは、０の誘起電圧(０交差)を検知する技術を採用し、ここでは、DCラインの電圧値の半分を０とみなしている。エネルギーの供給を受けていない巻線における電圧が０と比較される。転流の瞬間から３０°のときに常に０に到達する。このように、転流の瞬間を決定するための検知の後に、遅れが残る。抵抗器、コンデンサーおよびコンパレーターによって形成されるサイクルが、検知プロセスにおいて使用される。モータ速度制御は変調されない。代わりに、バスの電圧を制御するSCRが使用された。この解決方法は微細処理で実施できる。この技術の欠点は電圧コンパレーターを使用する必要があることである。別の欠点は、モータの固定子における溝の数が減少していることであり(例えば、６個の溝＋４極の回転子、９個の溝＋６極の回転子)、０交差は平坦な領域を持ち、このことが、０が生じるべき正確な瞬間を決定することを困難にする。
【０００８】
SATOSHIでも、０検出法を採用する。この場合、２つのダイオードが検知のために使用される。各相にそれぞれ１つのダイオードが接続される。１つの相がエネルギーの供給を受けていない時、ダイオードの電流がモニターされる。ダイオードの電流が消滅する瞬間、あるいは電流がダイオードを通じて循環し始めた瞬間が、０の電圧を表わす。
【０００９】
VUKOSAVICでは、モータの第３高調波電圧が、各相の電圧の合計によって達成される。次いで、転流の瞬間が、第３高調波の位相角の関数として決定される。ここで有利な点は、モータの電圧を変調する場合においても第３高調波の信号にひずみが生じないということである。欠点はモータの星形結線の中性点にアクセスする必要があることである。この解決方法は微細処理で実施できる。しかし、別の欠点はマイクロプロセッサーの外部で大規模なハードウェアが要求されることである。
【００１０】
PLUNIETTでは、ちょうどWRIGHTとLERDMANのように、エネルギーの供給を受けていない相電圧が積分される。この積分値(それは磁束を表わす)は０ポイント（Null Point）と呼ばれる基準値と比較される。このポイントは電圧信号の境界を定める（電圧０）。例えば、エネルギーの供給を受けていない相が(バス電圧に向けて)増加中である場合、０ポイントの左の電圧値は負であるとみなされ、右側では正になるとみなされる。この場合、電圧を積分する処理が始められた時、電圧は、０ポイントにおいて負の最大値に達するまで、負に増大し始める。０ポイントの後に、積分の値が減少し始め、その積分値が０に達した時に、転流の瞬間が起きる。この解決方法は微細処理では実施できない。ここでの欠点は、大規模なハードウエアを必要とすることである。
【００１１】
DUNFIELDでは、高周波信号がエネルギーの供給を受けていない相に注入され、これによって生じるピークが測定される。測定値に基づいて、転流の瞬間を決定する。
【００１２】
SOODでは、以上に引用したものとは全く異なる方法を使用する。ここでは、各相における電圧を準備する必要がない。情報として、DCバスの中で循環する電流のみを使用する。モータは最初に電圧印加により始動される。次いで、読み取られた電流の波形に従って、転流の瞬間が調整される。電流形式を解析するためにマイクロプロセッサーが使用される。
【００１３】
市場では、モータの制御のために設計されたいくつかのマイクロプロセッサーもあり、これらは、転流の瞬間を決定するために意図された周辺装置である。例として、STMicroelectronicsのマイクロコントローラST72141、および東芝のマイクロコントローラTMP88PH47、TMP88PH48、TMP88PH49を使用可能である。これらのマイクロコントローラはすべて、転流の瞬間の決定のために０を検知する方法を利用する。
【００１４】
東芝のマイクロコントローラでは、DCバスの電圧の値の半分が０とみなされる。しかし、これは、検知を支援するための外部コンパレーター、抵抗およびコンデンサーを必要とする
【００１５】
STMicroelectronicsのマイクロコントローラでは、ディジタル回路の基準自体が０にされる。エネルギーの供給を受けていない相の電圧は、インバーターのすべてのスイッチが開いているときに読み取られる必要があるので、これは各相が変調されることを常に必要とする。検知を支援するために、３つの抵抗器および３つのコンデンサーだけが必要になる。
【００１６】
ここに提案する技術では、モータの３つの相の電圧がサンプリングされ、数学的に処理され、所定のパラメータ、すなわちモータの速度に比例し、かつ、このモータを構成する形態に依存しないパラメータに対して合計され、そして互いに比較される。この比較の結果は、各相の転流の瞬間を決定する。転流の瞬間は、ソフトウェアによって前述のパラメーターを単に変更することにより、進めたり、遅延させたりすることが可能である。位置の制御および検知の全体の部分は、単に、デジタル信号プロセッサによって、または、アナログ-デジタル(A/D)変換器に関連付けられたマイクロコントローラのアッセンブリとして定義される等価な回路によって実行される。この発明の制御システムおよび方法は、回転子の位置を決定するための、また、モータをその巻線に印加された電流と電圧の間の正確な角度を用いて動作させようとするためのアナログ回路を排除し、ソフトウェアに挿入されるパラメーターによりこの角度を制御できるようにすることを目的とする。
【００１７】
この発明の別の目的は、非常に高いパワーのときに回転子の位置の検出を可能にすることであり、最後の転流の瞬間から３０°の電気的角度の後に、つまり、動作中ではない相の電圧が０交差する瞬間の後に、消磁が終了する状況下であっても、回転子の位置の検出を可能にすることである。
【００１８】
本発明の方法およびシステムは、広範囲の回転を包含し、最大の回転の２％(この値よりも下では、メーターの入口の電圧が非常に低い。)から完全なトルクを可能にすることも目的とする。本発明のシステムおよび方法は、各相の電圧の変調、例えばＰＷＭ(パルス幅変調)を必ずしも必要とすることなく、１つのデジタル信号プロセッサと、モータの各相の電圧を読み取るための第１のレートのRCフィルタを備える３つの抵抗分圧器とのみを使用することも目的とする。
【００１９】
提案する方法およびシステムの別の目的は、異なった構成のモータが採用された時に見られる、１２０°より短い水平区間（level）を有する台形形状の誘起電圧を許容することである。
【００２０】
提案する方法およびシステムの別の目的は、１００％のサイクル比を備えたモータの各相のPWM変調を許容することである。
【００２１】
提案する方法およびシステムの別の目的は、モータの巻線に対する電圧印加および電流印加の両方を用いた制御技術で動作することである。
【００２２】
（その解決方法）
この発明の目的の１つは、以下の、Ｎ相の永久磁石電気モータを制御する方法によって達成される。前記電気モータは、マイクロコントローラと、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組の電圧メータと、電圧源に接続され、かつ前記マイクロコントローラに関連付けられた１組のスイッチとを備え、前記マイクロコントローラは、少なくとも１対のスイッチを選択的に動作させ、前記モータの少なくとも２相に電圧を印加する。前記方法は、前記マイクロコントローラが、前記１組のメータにより、モータの各相での供給電圧に対応する電圧の信号を読み取り、そして、前記マイクロコントローラが、各相の電圧を互いに比較し、かつ、予め設定されたパラメータと比較し、前記電圧が予め設定された関係を満たすとすぐに、少なくとも１対の新たなスイッチを動作させる。
【００２３】
この発明の別の目的は、以下の、Ｎ相の永久磁石電気モータを制御するシステムによって達成される。前記システムは、マイクロコントローラと、電圧源に接続され、かつ前記マイクロコントローラに関連付けられた１組のスイッチとを備え、前記マイクロコントローラは、少なくとも１対のスイッチを選択的に動作させ、前記モータの少なくとも２相に電圧を印加する。前記システムは、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組の電圧メータを備え、前記１組のメータは、モータの各相の給電入力部に接続される。前記マイクロコントローラは、電圧間の予め設定された関係を内部のメモリ内に備え、そして、メータによって測定された値を予め設定された前記関係と比較して、前記１組のメータにより測定された電圧の関数として、少なくとも１対のスイッチをさらに動作させる。
【００２４】
この発明の更に別の目的は、相電流を誘起電圧に同期できるシステムを備える、Ｎ相の永久磁石電気モータによって達成される。前記電気モータは、マイクロコントローラと、電圧源に接続され、かつ前記マイクロコントローラに関連付けられた１組のスイッチとを備え、前記マイクロコントローラは、少なくとも１対のスイッチを選択的に動作させ、前記マイクロコントローラに関連付けられた少なくとも１組の電圧メータに電圧を印加し、前記１組のメータは、モータの各相の給電入力部に接続される。前記マイクロコントローラは、電圧間の予め設定された関係を内部のメモリ内に備え、そして、メータによって測定された値を予め設定された前記関係と比較して、前記１組のメータにより測定された電圧の関数として、少なくとも１対のスイッチをさらに動作させる。
【００２５】
この発明の目的の１つは、以下の、Ｎ相の永久磁石電気モータの回転子の位置を制御する方法によって達成される。前記モータは、マイクロコントローラにより選択的に転換される１組のスイッチにより給電される。前記方法は、Ｈ(r)と呼ばれるパラメータであって、前記モータの構造上の係数に比例し、前記モータの回転に比例し、電圧メータのスケール係数に比例し、モータのスイッチの最大の組み合わせに転換する瞬間を決定するために各相を比較する処理における調整係数として使用されるパラメータを使用することを含む。
【００２６】
この発明の別の目的は、以下の、Ｎ相の永久磁石電気モータを制御する方法によって達成される。前記モータは、マイクロコントローラにより選択的に転換される１組のスイッチにより給電される。前記方法は、モータの各相の電圧変調、例えばＰＷＭタイプにより生じる歪みを除去するためのデジタルフィルタリング技術を使用することを含む。前記フィルタリング技術は、変調周波数に同期された、測定された電圧の最新のｋ個のサンプルの算術平均よりなる。サンプリングレートは、変調周波数の整数ｋ倍に等しい。
【００２７】
（発明を実施するための最良の形態）
以下この発明を、図面の中で表わされた実施例を参照してより詳しく述べる。
図１の(a)は、インバーターの基本的な構造を示し、(b)は、ブラシレスDCタイプの永久磁石の３相４極モータを動作させた時に、台形波形で存在する理想的な波形形状を示す。正常に機能している時、制御回路は、電圧および／又は電流の監視回路の入力を解析し、そして、検出された位置に基づき、スイッチＳＷ _１〜ＳＷ _６を図１に示す順序で動作させる。電流の監視回路によって過電流が通知された場合には、スイッチのすべてが、システムの保護のために、開にされる。
【００２８】
図７を参照すると、この発明の制御システムは、全体的には、マイクロコントローラ１０と、各相の電圧Ｆ _Ｎに対応するメーターＤ _Ｎの電圧ｆ _Ｎを読み取るための少なくとも３つの入力部が設けられたＡ／Ｄ変換器とによって実施される。明らかに、マイクロコントローラ１０は、マイクロコントローラと同じ特性を有して所定の周辺装置と関連付けられた等価なデバイスによって置き換えられてもよく、あるいはデジタル信号プロセッサによって置き換えられてもよい。
【００２９】
図２は、ブラシレスＤＣタイプの３相４極永久磁石モータに対して誘起される、台形の電圧および１２０°の電気的角度にわたる水平区間（level）を有する、理想的なオーバーラップした波形形状を示す。本明細書において、「水平区間」は、誘起電圧が、より高い値(正の水平区間)または、より低い値(負の水平区間)に留まり、近似的に一定である電気的角度と定義される。図２によれば、６０°の電気的角度をステップ幅(位置)としたときの相電圧間の関係は、次の表の通りである。
【００３０】
［表１］
モータの誘起電圧間の関係
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
位置１ ←→ Ｅ _Ａ ≧ Ｅ _Ｃ＞Ｅ _Ｂ
位置２ ←→ Ｅ _Ａ＞Ｅ _Ｂ ≧ Ｅ _Ｃ
位置３ ←→ Ｅ _Ｂ ≧ Ｅ _Ａ＞Ｅ _Ｃ
位置４ ←→ Ｅ _Ｂ＞Ｅ _Ｃ ≧ Ｅ _Ａ
位置５ ←→ Ｅ _Ｃ ≧ Ｅ _Ｂ＞Ｅ _Ａ
位置６ ←→ Ｅ _Ｃ＞Ｅ _Ａ ≧ Ｅ _Ｂ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００３１】
このように、各位置は、モータの各相の誘起電圧間において適切に定義された（well-defined）関係を示していることがわかる。例えば、実際の位置が位置１である場合、相Ｃの誘起電圧(Ｅ _Ｃ)が相Ｂの誘起電圧(Ｅ _Ｂ)(図２を参照)と等しくなり、これが相Ａの誘起電圧(Ｅ _Ａ)より低くなった時に、位置２が開始されることになる。同様に、相Ｂの誘起電圧(Ｅ _Ｂ)が相Ａの誘起電圧(Ｅ _Ａ)と等しくなり、これが相Ｃの誘起電圧(Ｅ _Ｃ)より高くなった時に、位置３が開始されることになる。
【００３２】
図３および図７を参照すると、回路の接地ＧＮＤに対し、モータの共通点の電圧Ｖ _COMMONを持つ電圧Ｖ _Ａ、Ｖ _ＢおよびＶ _Ｃを見ることができる。
Ｖ _Ａ = Ｅ _Ａ＋Ｖ _COMMON （１）
Ｖ _Ｂ = Ｅ _Ｂ＋Ｖ _COMMON （２）
Ｖ _Ｃ = Ｅ _Ｃ＋Ｖ _COMMON （３）
【００３３】
１２０°の電気的角度にわたる水平区間を有する台形電圧の場合、モータの共通点の電圧Ｖ _COMMONは、バス電圧の値の半分である。
Ｖ _COMMON = Ｖ _BUS／２（４）
【００３４】
したがって、電圧Ｖ _Ａ、Ｖ _ＢおよびＶ _Ｃは、バス電圧Ｖ _BUSと接地ＧＮＤの間で対称的に設定される。モータの速度の変化が、バス電圧Ｖ _BUSを直接変えることにより、すなわち、PWM変調なしで行われる場合であって、かつ、モータが無負荷で動作する場合、図３の中で例示されたように、これらの電圧は、バス電圧Ｖ _BUSと等しい正の水平区間の値、および接地ＧＮＤと等しい負の水平区間の値を持つ。電圧Ｖ _ＡとＶ _ＢおよびＶ _Ｃの間の関係は、表１で示された誘起電圧Ｅ _Ａ、Ｅ _Ｂ、Ｅ _Ｃの間の関係と等しいことが、この図から理解することができる。従って、次の表に書き換えることができる。
【００３５】
［表２］
モータの各相の電圧Ｖ _Ｎ間の関係
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
位置１ ←→ Ｖ _Ａ ≧ Ｖ _Ｃ＞Ｖ _Ｂ
位置２ ←→ Ｖ _Ａ＞Ｖ _Ｂ ≧ Ｖ _Ｃ
位置３ ←→ Ｖ _Ｂ ≧ Ｖ _Ａ＞Ｖ _Ｃ
位置４ ←→ Ｖ _Ｂ＞Ｖ _Ｃ ≧ Ｖ _Ａ
位置５ ←→ Ｖ _Ｃ ≧ Ｖ _Ｂ＞Ｖ _Ａ
位置６ ←→ Ｖ _Ｃ＞Ｖ _Ａ ≧ Ｖ _Ｂ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００３６】
実際のシステムでは、１２０°の電気的角度にわたる水平区間を有する誘起電圧を用いることは、モータの設計および製作を大きく制限する。したがって、図４に関しては、一般的な電圧波形(１２０°の電気的角度より短い水平区間)を検討する。この場合、表２に示された各位置の誘起電圧間の関係は、そのまま当てはまる。しかしながら、１２０°の電気的角度にわたる水平区間の場合、転流の瞬間に２つの相に一致が生じることによって特徴づけられるが、この一致は、最大値(正の水平区間)あるいは最小値(負の水平区間)のいずれかで両方の相で生じる。他方、１２０°の電気的角度より短い水平区間の場合、任意の２つの相の間の一致(転流の瞬間)は、正または負の水平区間からの差電圧２Ｈを有して常に起きる。
【００３７】
図５では、１２０°の電気的角度より短い水平区間の場合の電圧Ｖ _Ａ、Ｖ _Ｂ、およびＶ _Ｃを見ることができる。表２の関係は、この状況でも、そのまま当てはまる。モータの共通点の電圧Ｖ _COMMONがもはや、バス電圧の半分Ｖ _BUS ／２に固定されたままではないことに注意する。短縮された水平区間は、この値Ｖ _BUS ／２のまわりに振幅Ｈのリップルを引き起こす。モータの共通点の電圧Ｖ _COMMON におけるこのひずみは、波形Ｖ _Ｎを、誘起電圧Ｅ _Ｎの波形とは相違させる。この場合、誘起電圧Ｅ _Ｎの場合でのように、電圧Ｖ _Ｎのうちの２つにおける一致(転流の瞬間)が、正または負の水平区間からの差Ｈ（２Ｈではない）を有して常に生じる。
【００３８】
モータ動作させるために、Ｎ個の誘起電圧Ｅ _Ｎに同時かつ直接のアクセスを行うことはできない。したがって、表１の関係の直接の利用は不可能である。さらに、これらの電圧を読み取るために、モータの共通点にアクセスすることが必要となるが、このことにより、検知回路およびモータの制作費が高価になる。
【００３９】
接地ＧＮＤに関する電圧Ｖ _Ｎにさえも、モータの巻線のインダクタンスＬ _Ｎおよび抵抗Ｒ _Ｎ(図７を参照)に起因して、同時にアクセスすることができない。したがって、表２の関係も直接に適用できない。この発明で用いられる検知個所は、モータの各相Ｆ _Ｎの給電入力部である(図７参照)。これらの入力を用いた検知方法を理解するために、図６を参照する。この図は、モータの誘起電圧の水平区間が１２０°の電気的角度より短い時に得られた、入力部における波形Ｆ _Ｎを例示する。ここで、無負荷で動作し、かつバス電圧Ｖ _BUS を変調しない場合のモータを考察する。例として、位置２から位置３への転流を解析する。
【００４０】
位置２でモータが動作中である時、スイッチＳＷ _１は入力Ｆ _Ａをバス電圧Ｖ _BUSに接続し、スイッチＳＷ _６は、入力Ｆ _Ｃを接地GNDに接続する。入力Ｆ _Ｂは開にされる。そのため、この巻線の抵抗Ｒ _ＢおよびインダクタンスＬ _Ｂに流れる電流は存在せず、そして、この入力電圧の値として、電圧Ｖ _Ｂを得る。要約すると、位置２では、
Ｆ _Ａ = Ｖ _BUS
Ｆ _Ｂ = Ｖ _Ｂ
Ｆ _Ｃ = O (GND)
を得る。
【００４１】
電圧Ｖ _Ｂが電圧Ｖ _Ａと等しい場合、位置３への転流の瞬間が生じることになる。しかしながら、図６を見ると、転流の瞬間では、Ｖ _ＡがＶ _BUS−Hと等しいことがわかる(ここで、モータが事実上、無負荷であるとみなしている)。このように、位置２から位置3への転流の瞬間に満足される次の関係を示すことができる。
転流２→３：Ｆ _Ｂ ≧ Ｆ _Ａ − H ＞Ｆ _Ｃ
位置３では次式に従う。
Ｆ _Ａ = Ｖ _Ａ
Ｆ _Ｂ = Ｖ _BUS
Ｆ _Ｃ = O (GND)
【００４２】
電圧Ｖ _Ａが電圧Ｖ _Ｃと等しい場合、位置４への転流の瞬間が生じることになる。図６を見ると、転流の瞬間に、Ｖ _Ｃ＝GND＋Ｈが成り立つことがわかる(ここで、モータが事実上、無負荷であるとみなしている)。したがって、位置３から位置４への転流の瞬間に、満足されるべき次式を示すことができる。
転流３→４：Ｆ _Ｂ＞Ｆ _Ｃ＋ H ≧ Ｆ _Ａ
【００４３】
他の転流に対して同じ考察を拡張すると、次表が得られる。
［表３］
転流の瞬間における電圧Ｆ _Ｎ間の関係
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
転流６→１ ←→ Ｆ _Ａ ≧ Ｆ _Ｃ−H ＞Ｆ _Ｂ
転流１→２ ←→ Ｆ _Ａ＞Ｆ _Ｂ＋H ≧ Ｆ _Ｃ
転流２→３ ←→ Ｆ _Ｂ ≧ Ｆ _Ａ−H ＞Ｆ _Ｃ
転流３→４ ←→ Ｆ _Ｂ＞Ｆ _Ｃ＋H ≧ Ｆ _Ａ
転流４→５ ←→ Ｆ _Ｃ ≧ Ｆ _Ｂ−H ＞Ｆ _Ａ
転流５→６ ←→ Ｆ _Ｃ＞Ｆ _Ａ＋H ≧ Ｆ _Ｂ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００４４】
表２および表３を比較すると、違いとして、電圧Ｆ _Ｎにより電圧Ｖ _Ｎが置き換えられ、さらにパラメーターＨが含まれていることがわかる。モータの回転が変わると、誘起電圧の振幅は比例して変わり、また、その結果、パラメーターＨの変化が生じる。したがって、一旦、回転ｒ _ｏに対してパラメータＨが得られると（Ｈ（ｒ _ｏ））、任意の回転ｒに対するその値を、次式により示すことができる。
Ｈ（ｒ）＝（ｒ／ｒ _ｏ）・Ｈ（ｒ _ｏ）（５）
【００４５】
任意のモータに対するパラメーターＨの取得は、以下のように非常に簡単に行われる。
ａ）スイッチＳＷ _２Ｎをすべてオフの状態にして、モータに回転ｒ _ｏを与える。
ｂ）誘起電圧Ｅ _Ｎを読み取る。この状況下では、巻線の抵抗Ｒ _ＮおよびインダクタンスＬ _Ｎに電流が流れないので、この読み取りが可能である。
ｃ）誘起電圧Ｅ _Ｐのピーク値と、２つの相における減少した電圧モジュールが互いに等しくなるときの電圧に電圧に相当する電圧Ｅ*(図４参照)との間の差の半分として、パラメータH(ｒ _ｏ)を読み取る。
H(ｒ _ｏ) = (Ｅ _Ｐ - E*)/2 （６）
ｄ）式(5)を用いて任意の回転 r に対するH(r)を得る。
【００４６】
これまでは、すべて、無負荷状態のモータを検討してきた。モータが正常に機能している場合には、巻線中の電流が誘起電圧Ｅ _Ｎを生じさせ、その結果、電圧Ｖ _Ｎは同じ回転ｒのときに振幅を減少させる。このように、電圧Ｖ _Ｎの最大の振幅はバス電圧(Ｖ _BUS)より低い。また、それらの最小の振幅は接地ＧＮＤより高い。したがって、H(r)の値は、この電圧の変化を補償するために増加させられるべきである。この増加は電流の値に比例させるべきである。制御アルゴリズムにおいて電流の値を利用したくない場合、電流の変化を補償するために、上述したステップｄにおいてパラメータH(r)を得る際に、定数の係数Ｋ _ｉ＞１による乗数値を付加することができる。次式が得られる。
H(r) = (r/ｒ _ｏ)・H(r)・Ｋ _ｉ（７）
【００４７】
このように、モータが無負荷で動作している時は、正確な転流の瞬間に関して、少し進んだ転流の瞬間が常に得られることになる。モータの電流が増加すると、転流の瞬間が遅延する。Ｋ _ｉの値は、最大の電流の状態でモータの良好な機能を保証するために、実験的に調整されてもよい。提案する初期値として、Ｋ _ｉ＝1.3を使用してもよい。
【００４８】
Ｋ _ｉが１未満の値に調整された場合、H(r)の値は減少し、従って、転流の瞬間が遅延することになる。したがって、この定数は、電流の増加を補償するために使用されることに加えて、転流の瞬間に進みおよび遅延を与えるために使用できる。
【００４９】
検出アルゴリズムのために、図７の中で示された取得システムのスケール係数を考慮する必要がある。メーターＤ _Ｎは、次式により与えられるスケール係数Ｋ _Ｄを示す。
Ｋ _Ｄ = Ｒ _１/(Ｒ _１ + Ｒ _２) （８）
このように、Ａ／Ｄ変換器３０の入力部で、次式により与えられる電圧ｆ _Ｎが接続される。
ｆ _Ｎ = Ｋ _Ｄ・Ｆ _Ｎ（９）
【００５０】
パラメーターH(r)も係数Ｋ _Ｄによって考慮されるべきである。
表３にスケール係数Ｋ _Ｄを付加し、ＨをＨ(ｒ)で置換することにより、制御アルゴリズムにおいて使用される次表が得られる。
［表４］
位置検出のためにマイクロコントローラによりテストされる関係
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
転流６→１ ←→ ｆ _ａ ≧ ｆ _ｃ − Ｋ _Ｄ・H(r) ＞ｆ _ｂ
転流１→２ ←→ ｆ _ａ＞ｆ _ｂ＋Ｋ _Ｄ・H(r) ≧ ｆ _ｃ
転流２→３ ←→ ｆ _ｂ ≧ ｆ _ａ − Ｋ _Ｄ・H(r) ＞ｆ _ｃ
転流３→４ ←→ ｆ _ｂ＞ｆ _ｃ＋Ｋ _Ｄ・H(r) ≧ ｆ _ａ
転流４→５ ←→ ｆ _ｃ ≧ ｆ _ｂ − Ｋ _Ｄ・H(r) ＞ｆ _ａ
転流５→６ ←→ ｆ _ｃ＞ｆ _ａ＋Ｋ _Ｄ・H(r) ≧ ｆ _ｂ
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００５１】
最後の応用例では、モータの回転の変化は、電圧Ｖ _BUS(図４を参照)を直接変えることにより、あるいはスイッチＳＷ _１、ＳＷ _２、...ＳＷ ₆ によってモータに印加される電圧を変調することによって行われてもよい。
例えば、スイッチＳＷ _１、ＳＷ _３およびＳＷ ₅ によって変調が行われる場合、相Ａの電圧(他の相の電圧も同様)は、図８に示した波形を持つ。
【００５２】
Ｄ _Ｎ(図４を参照)にあるフィルタＲ _１Ｃは、この相における電圧変化を緩和する。このように、図６の中で示されたｆ _ａに似た波形を得る。
ここで、表４に従って各相において観測された電圧間の比較を行うために、ｆ _ａ、ｆ _ｂおよびｆ _ｃにある変調を完全にフィルタ処理する必要がある。この目的のために、各変調期間(Ｔ)の電圧の平均を計算する。電圧ｆ _Ｎの測定のために使用されたサンプリング周波数は、変調周波数Ｆと同期する必要がある。
【００５３】
各変調期間において、各相から等間隔のｋ個の値をサンプリングする。すなわち、サンプリング周波数は次式によって与えられる。
Ｆ _Ｓ=k・F （１０）
【００５４】
サンプル数ｋで割られたこれらｋ個の値の合計は、変調期間Ｔにわたる電圧の近似的な平均値を示す。この演算は電圧ｆ _Ｎのサンプリング毎に行われ、従って、電圧ｆ _Ｎのサンプリングのサイクル毎に、つまり、モータの各相の電圧の変調期間ＰＷＭに対してｋ倍の頻度で、ｆ _N-AVERAGE の平均値を取得できるようになる。
【００５５】
平均値を利用可能にするために完全な期間Ｔを待たなくてもすむように、次の手順を採用する。各サンプリング期間Ｔ _Ｓ(＝１／Ｆ _Ｓ)で、サンプル値を先のサンプルｋ−１に加算し、そして、その結果をｋで割る。より簡単に言えば、ｆ _N-AVERAGEの値の決定のために提案した技術は、最後のｋ個のサンプルの算術平均（相加平均）から成る。
【００５６】
この技術は比較的低いスイッチング周波数のＰＷＭの場合であっても、モータの正確な転流の瞬間を決定する際に最適な分解能をもたらす。
【００５７】
例として、図９は、図８で示したグラフの一部の詳細拡大図を表わす。この例において、１変調期間に５個のサンプル(ｋ＝５)がある場合を考察している。変調期間ｎの５番目のサンプルの後で、次の平均値が得られる。
ｆ _{a-AVERAGE ５}(n)
＝[ ｆ _ａ５(n)＋ｆ _ａ４(n)＋ｆ _ａ３(n)＋ｆ _ａ２(n)＋ｆ _ａ１(n) ]／５（１１）
変調期間ｎ＋１に入ると、ｆ _a-AVERAGEの最大値は次式で与えられる。
ｆ _{a-AVERAGE １}(n+1)
＝[ｆ _ａ１(n+1)＋ｆ _ａ５(n)＋ｆ _ａ４(n)＋ｆ _ａ３(n)＋ｆ _ａ２(n)]／５（１２）
従って、
ｆ _{a-AVERAGE ２}(n+1)
＝[ｆ _ａ２(n+1)＋ｆ _ａ１(n+1)＋ｆ _ａ５(n)＋ｆ _ａ４(n)＋ｆ _ａ３(n)]／５（１３）
【００５８】
このように、すべてのサンプリング期間Ｔ _Ｓにおいて、利用可能な値を持つ。
フィルタＲ _１Ｃのカット周波数は、Nyquistの法則に従えば、サンプリング周波数の半分より小さい必要がある（Ｆ _ｃ＜Ｆ _Ｓ／２）ことに注意することは重要である。良好な評価のために、サンプリング周波数の1/4以下を用いることができる。サンプリング周波数については、良好な平均値を持つために、４・Ｆまたはそれ以上を用いることができる。従って次式が提案される。
Ｆ _Ｓ ≦ ４・Ｆ（１４）
Ｆ _ｃ ≦ ２・Ｆ _Ｓ（１５）
【００５９】
図８では、点線のラインは、提案した技術で得られた平均値ｆ _a-AVERAGEを示す。図８の中のｆ _a-AVERAGEの波形は図６(モータの相の電圧に対してＰＷＭ変調が行われていない場合)の中のＦ _Ａと同じであることに注意する。
提案した技術では、各相の電圧に対するＰＷＭ変調の効果は、実際の平均値と計算値との間で大きな不都合をもたらすことなく、実質的に完全にフィルタ処理され、その結果、モータの転流の瞬間を決定するために表４に示された関係、または平均値(表５参照)を使用できるようになるということがわかる。
【００６０】
［表５］
アルゴリズムで使用された比較の最終的な表
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
転流６→１ ←→ ｆ _a-AVERAGE ≧ ｆ _c-AVERAGE − Ｋ _Ｄ・H(R) ＞ｆ _b-AVERAGE
転流１→２ ←→ ｆ _a-AVERAGE ＞ｆ _b-AVERAGE ＋Ｋ _Ｄ・H(R) ≧ ｆ _c-AVERAGE
転流２→３ ←→ ｆ _b-AVERAGE ≧ ｆ _a-AVERAGE − Ｋ _Ｄ・H(R) ＞ｆ _c-AVERAGE
転流３→４ ←→ ｆ _b-AVERAGE ＞ｆ _c-AVERAGE ＋Ｋ _Ｄ・H(R) ≧ ｆ _a-AVERAGE
転流４→５ ←→ ｆ _c-AVERAGE ≧ ｆ _b-AVERAGE − Ｋ _Ｄ・H(R) ＞ｆ _a-AVERAGE
転流５→６ ←→ ｆ _c-AVERAGE ＞ｆ _a-AVERAGE ＋Ｋ _Ｄ・H(R) ≧ ｆ _b-AVERAGE
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００６１】
モータの各相における誘起電圧を観測するために、提案したフィルタ処理の技術を使用することの特長は、モータの各相に印加された電圧の変調期間ＰＷＭ毎に、ｋ回のローター位置をモニターできることである。したがって、低い変調周波数(例えば、１KHz、あるいはそれ以下)を用いる場合でさえ、ローターの位置および転流の適切な瞬間を検出する際に良好な分解能を達成することができる。
【００６２】
例として、図１０(ａ)を考察する。この図は、ブラシレス DCタイプの６溝、４極永久磁石モータを制御する際に達成された実験の結果を示す。Ｆ＝1.2KHz、Ｆ _ｃ＝3.3KHz、Ｆ _Ｓ＝16・F＝19.2KHzであるとする。その回転は1500rpmである。図１０(ｂ)は、ＰＷＭの２サイクルの拡大図であり、また、ｆ _ａのサンプリングの瞬間も図示されている。先に述べたように、変調周波数は低いが、ここに提案した数学的なフィルタ処理の技術によって、期間Ｔ毎に１６回の位置の変化をモニターすることができる。このように、これは、位置を検出する際に優れた分解能を持つ。図１０(ａ)の中で示された信号の振幅が異なるスケールであってもよく、図１０（ａ）では定性的な参照としてのみ示していることに注意することは重要である。
【００６３】
図１０を参照すると、転流５→６の後、および転流２→３の後の電圧欠落時に、相Ａの電圧ピークが観測された。この電圧ピークはその相の消磁期となっている。消磁は、決められた相での電流の印加期間の終了後に、即ち、位置ｘから次の位置ｘ＋１への転流後に、その相の循環電流を停止させるために必要となる期間である。消磁は、モータの端子において観測される電圧の波形にひずみを引き起こす。このひずみが位置の検出に影響するのを防ぐために、各転流後に所定の遅延期間Ｔ _Ｄが設けられ、その期間では電圧Ｆ _Ｎの間の転流は実行されない。誘起電圧の０を検知する従来の方法と比較したこの発明の方法の１つの利点は、０を検知する方法では、正確に３０°の電気的角度の後に生じる０を検出できないので、消磁期間が３０°の電気的角度を超過できないことである。この発明の方法では、検出においていかなる問題を引き起こすこともなく、消磁が３０°の電気的角度を超えることができ、この目的のために、遅延期間Ｔ _Ｄを便利なように十分に調整することができる。
【００６４】
フィルタＲ _１Ｃと、平均値の数学的な計算処理との双方が、その結果に遅延を引き起こすということに注意することは重要である。しかしながら、この遅延は、それが短く、影響がほとんどなくても、単にパラメーターH(r)を調整することにより補償可能である。
【００６５】
PWM変調が１００％である場合、電圧Ｖ _BUSは連続的になり、また、サンプリングを実行することは必要ではなくなる。この特定の場合には、単に各相の電圧を観測し、これらの値を表４に従って比較することにより位置を検出できる。サンプリングが１００％未満である状況でのサンプリングレートは、モータの最大の回転において良好な分解能が保証されるように適切にされる必要がある。この回転では、モータの電気的な周波数は次式に示される。
Ｆ _ＥＬ＝ｎ・ｐ／60 ＝4500・2／６０＝150Hz （１６）
ここで、
n ＝モータの回転数(rpm)
p ＝対になった極の対の個数
【００６６】
個々の電気的な期間が６つの異なる位置を示すので、このモータの位置に対する最小の期間(Ｔ _POS _MINIMUM)が得られる。
Ｔ _POS _MINIMUM＝１／6・150Ｈz＝ 1.11 ms （１７）
【００６７】
したがって、最大回転で良好な分解能を維持するために用いられる良好な値は、１つの位置当たり１０個のサンプルである。従って、サンプリング周波数に対して次の値を得るもとができる。
Ｆ _Ｓ＝ 10 ／Ｔ _POS _MINIMUM ＝ 9.09ｋＨｚ（１８）
【００６８】
明らかに、この発明の目的は、永久磁石モータの構成に似たモータおよび任意の極数および相数のモータに適用可能である。
【００６９】
好ましい具体化を述べたが、この発明の範囲は、他の可能な変形および可能な等価な物を含み、特許請求の範囲の内容によってのみ制限されることに理解すべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】１２０°の電気的角度にわたる水平区間を有する台形電圧により、永久磁石のブラシレスDCタイプの４極３相モータを動作させるためのシステムのブロック図(ａ)と、各部のタイミングチャートを示した図(ｂ)
【図２】理想的なブラシレスＤＣタイプの永久磁石モータにおける、台形形状および１２０°の電気的角度にわたる水平区間を有する各相の誘起電圧(Ｅ _Ｎ)と、共通点の電圧（Ｖ _COMMON ）とのオーバーラップを示す図
【図３】誘起電圧(Ｅ _Ｎ)が１２０°の電気的角度にわたる水平区間を有する台形形状の場合の、図１および図７のモータの電圧Ｖ _Ｎおよび共通点の電圧（Ｖ _COMMON ）のオーバーラップを示す図
【図４】ブラシレスＤＣタイプのモータにおける、台形形状および１２０°の電気的角度より短い水平区間を有する各相の誘起電圧(Ｅ _Ｎ )と、共通点の電圧（Ｖ _COMMON ）とのオーバーラップとを示し、また、パラメータＨ(ｒ)の取得を示す図
【図５】誘起電圧(Ｖ _Ｎ)が１２０°の電気的角度より短い水平区間を有する台形形状の場合の、図１および図７の電圧Ｖ _Ｎおよび共通点の電圧（Ｖ _COMMON ）のオーバーラップを示す図
【図６】各位置に対するスイッチＳＷ _２Ｎのコマンド信号、モータの各相における入力部の電圧（Ｆ _Ｎ）を示し、かつ、位置２から位置３への転流および位置３から位置４への転流を示す図
【図７】この発明に使用されるシステムであり、整流ユニット(40)、整流フィルタ(50)、電位Ｖ _BUSと接地GNDとの間に接続された１組のスイッチＳＷ _２Ｎ、永久磁石のDCタイプの電気モータ(20)、１組の電圧メータＤ _Ｎ、デジタル信号プロセッサ（10）＋(30)により形成されたシステムの図
【図８】スイッチＳＷ _２Ｎのコマンド信号、モータの相のうちの１つに対する電圧Ｆ _Ｎ、サンプリングされる電圧ｆ _Ｎ、モータの対応する巻き線の電圧Ｖ _Ｎおよび、ＰＷＭ動作が使用された時のサンプリングの数学的処理の結果ｆ _N-AVERAGEを示し、更に、この発明のシステムによる電圧ｆ _Ｎのサンプリングの瞬間を示す図
【図９】モータの各相の電圧にＰＷＭ変調が適用されたシステムに関して、電圧ｆ _Ｎのサンプルの数学的処理の結果ｆ _N-AVERAGEと、モータの相のうちの１つにおける電圧Ｆ _Ｎのサンプリングの瞬間とを詳細に示した図
【図１０】集中巻きされた６溝の固定子を備えた３相４極モータの実験的な波形形状の図(ａ)と、相Ａのサンプリングの瞬間およびサンプルの数学的処理により得られた平均値を示した図（ｂ）
【符号の説明】
ＳＷ：スイッチ
１０：マイクロコントローラ
２０：モータ
Ｄ _Ｎ：メータ
Ｆ _Ｎ：相

Claims

ｎ相(Ｆ _Ｎ)の電気モータを制御するための方法であって、
前記電気モータは、マイクロコントローラと、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)と、バス電圧(Ｖ _BUS)に接続され、かつ、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)とを備え、前記マイクロコントローラは、前記スイッチのうちの少なくとも１対のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)を選択的に動作させて、前記電気モータの少なくとも２つの相(Ｆ _Ｎ)に前記バス電圧(Ｖ _BUS)を印加し、
前記方法は、
前記マイクロコントローラが、前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)により、前記電気モータの前記ｎ相(Ｆ _Ｎ)において給電電圧に対応する電圧(ｆ _Ｎ)の信号を読み取るステップと、
期間(Ｔ)内で均等に割り当てられたサンプリング期間(Ｔ _Ｓ )を用いて、前記電圧(ｆ _Ｎ )の信号の値から平均値(ｆ _N-AVERAGE )を得るステップと、
前記マイクロコントローラが、前記ｎ相(Ｆ _Ｎ)における前記給電電圧に対応する前記電圧(ｆ _Ｎ)を所定の第１のパラメータと比較し、前記電圧(ｆ _Ｎ)が前記所定のパラメータに達すると、前記スイッチ(ＳＷ _２Ｎ)を動作させるステップを含み、
前記電圧(ｆ _Ｎ )の比較は、各電圧計(Ｄ _Ｎ )でサンプリングされた電圧値(ｆ _Ｎ )の平均値(ｆ _N-AVERAGE )を、他の各電圧計(Ｄ _Ｎ )でサンプリングされた電圧値の平均値(ｆ _N-AVERAGE )と比較するステップを含み、前記ｎ相(Ｆ _Ｎ )のうちの１つの相の平均値(ｆ _N-AVERAGE )に、前記電気モータの回転数に比例する第２のパラメータＨ(r)が加算されるか、または、前記ｎ相(Ｆ _Ｎ )のうちの１つの相の平均値(ｆ _N-AVERAGE )から前記第２のパラメータＨ(r)が減算されることを特徴とする方法。
電圧(ｆ _Ｎ)を読み取るステップの前に、前記電圧の値がＡ／Ｄコンバータにより変換される請求項１記載の方法。
前記１組のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)は、第１から第６のスイッチ(ＳＷ _１からＳＷ _６)を含み、前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)は第１から第３の電圧計(Ｄ _ＡからＤ _Ｃ)を含み、前記電圧(ｆ _Ｎ )の比較は、
第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の第１の平均値(ｆ _a-AVERAGE)が、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を減じた、第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の第３の平均値(ｆ _c-AVERAGE)を上回るか、等しくなった時であり、かつ、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を減じた、第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の第３の平均値(ｆ _c-AVERAGE)が、第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)を上回った時に、第１と第４のスイッチ(ＳＷ _１およびＳＷ _４)の第１の組合せが動作され、
第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の第１の平均値(ｆ _a-AVERAGE)が、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を加算した、第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)を上回わった時であり、かつ、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を加算した、第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)が、第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の第３の平均値(ｆ _c-AVERAGE)を上回るか、等しくなった時に、第１と第６のスイッチ(ＳＷ _１およびＳＷ _６)の第２の組合せが動作され、
第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)が、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を減じた、第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の第１の平均値(ｆ _a-AVERAGE)を上回るか、等しくなった時であり、かつ、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を減じた、第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の第１の平均値(ｆ _a-AVERAGE)が、第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の第３の平均値(ｆ _c-AVERAGE)を上回った時に、第３と第６のスイッチ(ＳＷ _３およびＳＷ _６)の第３の組合せが動作され、
第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)が、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を加算した、第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の第３の平均値(ｆ _c-AVERAGE)を上回わった時であり、かつ、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を加算した、第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の第３の平均値(ｆ _c-AVERAGE)が、第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の第１の平均値(ｆ _{a-AVERAG E})を上回るか、等しくなった時に、第２と第３のスイッチ(ＳＷ _２およびＳＷ _３)の第４の組合せが動作され、
第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の平均値(ｆ _c-AVERAGE)が、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を減じた、第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)を上回るか、等しくなった時であり、かつ、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を減じた、第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)が、第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の第１の平均値(ｆ _a-AVERAGE)を上回った時に、第２と第５のスイッチ(ＳＷ _２およびＳＷ _５)の第５の組合せが動作され、
第３の電圧計(Ｄ _Ｃ)の電圧の平均値(ｆ _c-AVERAGE)が、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を加算した、第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の第１の平均値(ｆ _a-AVERAGE)を上回わった時であり、かつ、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))を加算した、第１の電圧計(Ｄ _Ａ)の電圧の平均値(ｆ _a-AVERAGE)が、第２の電圧計(Ｄ _Ｂ)の電圧の第２の平均値(ｆ _b-AVERAGE)を上回るか、等しくなった時に、第４と第５のスイッチ(ＳＷ _４およびＳＷ _５)の第６の組合せが動作される請求項１または２記載の方法。
第１から第６のスイッチ(ＳＷ _１〜ＳＷ _６)の前記複数の組合せが動作される時、前記第２のパラメータ(Ｈ(r))は、第２のパラメータ(Ｈ(r))にスケール係数(Ｋ _Ｄ)を乗じた結果である請求項３記載の方法。
各電圧計(Ｄ _Ｎ)でサンプリングされた電圧値の平均値(ｆ _N-AVERAGE)を、他の各電圧計(Ｄ _Ｎ)でサンプリングされた電圧値の平均値(ｆ _N-AVERAGE)と比較するステップは、前記電圧計(Ｄ _Ｎ)において、電圧(ｆ _Ｎ)の各サンプリングサイクル(Ｔ _Ｓ)にて実行される請求項４に記載の方法。
前記電気モータ(Ｆ _Ｎ)の各相の電圧に対応する電圧計(Ｄ _Ｎ)での電圧(ｆ _Ｎ)のサンプリングは、時間Ｔの期間内にｋ回実行される請求項５に記載の方法。
前記時間Ｔの期間は、ＰＷＭ変調が適用された時、前記電気モータの各相のＰＷＭ変調の期間に等しい請求項６に記載の方法。
前記電気モータの各相の電圧(ｆ _Ｎ)の各電圧計(Ｄ _Ｎ)にてサンプリングされた電圧の平均値(ｆ _N-AVERAGE)は、最後のｋ個のサンプルの算術平均により計算される請求項７に記載の方法。
回転数(ｒ _ｏ)で測定されたパラメータ値(Ｈ(ｒ _ｏ))は、前記電気モータの所定の回転にて、１つの相において観測された誘起電圧(Ｅ _Ｐ)の最大値と、他の２つの相の誘起電圧（Ｅ _Ｎ）が互いに等しくなるときに当該他の２つの相で観測された電圧(Ｅ*)との差の半分の結果である請求項８に記載の方法。
１つの相の電圧計(Ｄ _Ｎ)にてサンプリングされた電圧の平均値(ｆ _N-AVERAGE)に対して加算または減算される前記第２のパラメータ(Ｈ(r))は、所与の回転数(ｒ)と前記回転数(ｒ _ｏ)との比に、前記回転数(ｒ _ｏ)にて測定された値(Ｈ(ｒ _ｏ))と、調整定数(Ｋ _ｉ)とを乗じたものに等しい請求項９に記載の方法。
新しい組合せのスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)の動作の瞬間で位相をずらさないように、前記第２のパラメータ(Ｈ(ｒ))の使用は前記回転数(ｒ)に比例する請求項１０記載の方法。
Ｎ相の電気モータを制御するためのシステムにおいて、
前記システムは、メモリを備えたマイクロコントローラと、バス電圧(Ｖ _BUS)に接続され、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)とを備え、前記マイクロコントローラは、前記１組のスイッチのうちの少なくとも１対のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)を選択的に動作させ、前記電気モータの少なくとも２つの相(Ｆ _Ｎ)に前記バス電圧(Ｖ _BUS)を印加するように構成され、
当該システムは、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)を備え、前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)は、前記電気モータの前記複数の相(Ｆ _Ｎ)の給電部に接続され、
前記マイクロコントローラは、前記メモリに格納された、複数の電圧(ｆ _Ｎ)間の予め確立された関係を有し、そして、前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)により測定された値を、前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)により測定された複数の前記電圧(ｆ _Ｎ)の前記関係と比較し、
前記マイクロコントローラは、各電圧計(Ｄ _Ｎ )でサンプリングされた電圧値(ｆ _Ｎ )の平均値(ｆ _N-AVERAGE )を、他の各電圧計(Ｄ _Ｎ )でサンプリングされた電圧値の平均値(ｆ _N-AVERAGE )と比較し、Ｎ相のうちの１つの相の平均値(ｆ _N-AVERAGE )に、前記電気モータの回転数に比例するパラメータＨ(r)が加算されるか、または、Ｎ相のうちの１つの相の平均値(ｆ _N-AVERAGE )から前記パラメータＨ(r)が減算されることを特徴とするシステム。
前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)により読み取られた信号を変換するために、前記マイクロコントローラに関連付けられたＡ／Ｄコンバータを備える請求項１２記載のシステム。
前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ )は、前記電圧(ｆ _Ｎ)と前記相(Ｆ _Ｎ)における給電電圧との関係のスケール係数(Ｋ _Ｄ)を示すＲＣフィルタを形成できるように、キャパシタに関連付けられた抵抗分圧器を備える請求項１２または１３に記載のシステム。
前記マイクロコントローラは、変調周波数ＰＷＭのｋ倍の高いサンプリング周波数（Ｔ _Ｓ）により、前記電圧(ｆ _Ｎ)の値を読み取る請求項１４記載のシステム。
マイクロコントローラと、バス電圧(Ｖ _BUS)に接続され、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)とを備え、相電流を誘起電圧に同期できるシステムを備えるＮ相の電気モータにおいて、
前記マイクロコントローラは、前記１組のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)のうちの少なくとも１対のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)を選択的に動作させて前記電気モータの少なくとも２つの相に前記バス電圧(Ｖ _BUS)を印加し、
前記電気モータは、前記マイクロコントローラに関連付けられた１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)を備え、前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)は、前記電気モータの複数の相(Ｆ _Ｎ)の給電部に接続され、
前記マイクロコントローラは、メモリに格納された、複数の電圧(ｆ _Ｎ)間の予め確立された関係を有し、そして、前記電圧計(Ｄ _Ｎ)により測定された値を、前記関係と比較して、前記１組の電圧計(Ｄ _Ｎ)により測定された複数の電圧(ｆ _Ｎ)の関係の関数として、前記１組のスイッチのうちの１つ以上のスイッチ(ＳＷ _２Ｎ)を動作させ、
前記マイクロコントローラは、各電圧計(Ｄ _Ｎ )でサンプリングされた電圧値(ｆ _Ｎ )の平均値(ｆ _N-AVERAGE )を、他の各電圧計(Ｄ _Ｎ )でサンプリングされた電圧値の平均値(ｆ _N-AVERAGE )と比較し、Ｎ相のうちの１つの相の平均値(ｆ _N-AVERAGE )に、前記電気モータの回転数に比例するパラメータＨ(r)が加算されるか、または、Ｎ相のうちの１つの相の平均値(ｆ _N-AVERAGE )から前記パラメータＨ(r)が減算されることを特徴とする電気モータ。