HU215224B - Hálózati visszhang-hatástalanító áramkör és eljárás hálózati visszhang hatástalanítására - Google Patents

Hálózati visszhang-hatástalanító áramkör és eljárás hálózati visszhang hatástalanítására Download PDF

Info

Publication number
HU215224B
HU215224B HU9401313A HU9401313A HU215224B HU 215224 B HU215224 B HU 215224B HU 9401313 A HU9401313 A HU 9401313A HU 9401313 A HU9401313 A HU 9401313A HU 215224 B HU215224 B HU 215224B
Authority
HU
Hungary
Prior art keywords
filter
signal
echo
state
input
Prior art date
Application number
HU9401313A
Other languages
English (en)
Other versions
HU9401313D0 (en
HUT70720A (en
Inventor
Gilbert C. Sih
Original Assignee
Qualcomm Inc.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc. filed Critical Qualcomm Inc.
Publication of HU9401313D0 publication Critical patent/HU9401313D0/hu
Publication of HUT70720A publication Critical patent/HUT70720A/hu
Publication of HU215224B publication Critical patent/HU215224B/hu

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/234—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using double talk detection
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/012—Comfort noise or silence coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
    • H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
    • H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Computational Linguistics (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Telephone Function (AREA)
  • Fish Paste Products (AREA)
  • Preparation Of Compounds By Using Micro-Organisms (AREA)
  • Catalysts (AREA)
  • Polarising Elements (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Primary Cells (AREA)

Abstract

Hálózati visszhanghatástalanító áramkör (140) visszavert vevőcsatőrnai jel (y/n/) hatástalanítására visszatérő csatőrnai jelben(r/n/), amely áramkör első szűrőt (158), másődik szűrőt (16 ), elsőösszegezőegységet (150), másődik összegezőegységet (148) ésvezérlőegységet (152) tartalmaz. Az első összegezőegység (150) avezérlőegység (152) egy bemenetével, a másődik összegezőegység (14 ) avezérlőegység (152) egy másik bemenetével van összekötve. Avezérlőegységnek (152) az első szűrővel (158) és a másődik szűrővel(160) összekötött kimenetei vannak. A találmány szerinti eljárás érelmében úgy járűnk el, hőgy a visszatérő csatőrnai jelet (r/n/) elsőközelítőleges visszhangjellel (y1/n/) kőmbinálva első maradékvisszhangjelet (el/n/), tővábbá egy visszhangmásőlat jellel (<J4%-43y^/n/) kőmbinálva másődik maradék visszhangjelet (e/n/) állítűnk elő.Meghatárőzzűk a visszatérő csatőrnai jel (r/n/) a túlsó őldalibeszédjel (x/n/), tővábbá az első és másődik maradék v sszhangjel(el/n/, e/n/) energiaszint értékét. Ezekből megállapítjűk az aktűálisüzemmódőt, és annak megfelelően engedélyezzük az első és a másődikszűrő (158, 160) szűrési együtthatóinak felfrissíté ét. ŕ

Description

A leírás terjedelme 30 oldal (ezen belül 11 lap ábra)
HU 215 224 Β
A találmány hírközlési rendszerekkel kapcsolatos. Közelebbről meghatározva a találmány tárgya új és tökéletesített eljárás és áramkör visszhang hatástalanítására távbeszélőrendszerekben.
A földi telepítésű telefonok kétirányú kommunikációt biztosító kétvezetékes vonal (fogyasztói/előfizetői leágazás) útján vannak a központtal összekötve. Ha azonban a hívást 50 km-nél nagyobb távolságra kell továbbítani, az átvitel két irányát fizikailag is elkülönülő vezetékekre kell szétválasztani, ami négyvezetékes vonalat eredményez. A kétvezetékes, illetve négyvezetékes szakaszokat összekapcsoló eszközt hibridáramkömek nevezik. Egy tipikus távolsági távbeszélő áramkör tehát az előfizetői csatlakozásnak a helyi hibridáramkörig tartó szakaszán kétvezetékes, a hosszú távú szakaszon egészen a túloldali hibridáramkörig négyvezetékes, majd onnan a hívott félig ismét kétvezetékes.
Jóllehet a hibridáramkörök alkalmazása megkönnyíti a nagy távolságú beszédátvitelt, a hibridáramkör impedanciaillesztési hiányosságai miatt visszhangok keletkezhetnek. Az A fél beszédét a túloldali (a B félhez közelebbi) hibridáramkör a távbeszélőhálózaton át visszasugározza az A fél irányában, és így az A fél a saját hangjának zavaró visszhangját is hallja. A földi telepítésű távbeszélőhálózatokban ezért hálózati visszhang-hatástalanító áramköröket alkalmaznak annak érdekében, hogy kiküszöböljék azokat a visszhangokat, amelyeket a hibridáramkörök impedancia-illesztési problémái okoznak. Ezek az áramkörök általában a hibridáramkörökkel együtt a központban vannak elhelyezve. Az A vagy B félhez legközelebb levő visszhang-hatástalanító áramkör feladata tehát az, hogy hatástalanítsa a hívás másik végénél levő hibridáramkör által okozott visszhangot.
A földi telepítésű távbeszélőrendszerben alkalmazott visszhang-hatástalanító áramkörök általában digitális eszközök, hogy megkönnyítsék a jelek digitális átvitelét. Az analóg beszédjeleket digitális jelekké kell alakítani. Erre a célra általában a központban elhelyezett CODEC áramkörök szolgálnak. Az A telefon (A fél) által szolgáltatott analóg jelek az A központban A hibridáramkörön mennek át, és A CODEC áramkörben digitális jelekké alakulnak át. A digitális jeleket ezután a B központba továbbítják, ahol B CODEC áramkör segítségével analóg jelekké alakítják. Ezeket az analógjeleket a B hibridáramkör adja át a B telefonnak (B félnek). A B hibridáramkömél az A fél jeléből visszhang jön létre. Ezt a visszhangot a B CODEC áramkör kódja és az A központba továbbítja. Az A központban egy visszhang-hatástalanító áramkör szünteti meg a visszatérő visszhangot.
A hagyományos analóg cellás távbeszélőrendszereknél is alkalmaznak visszhang-hatástalanító áramköröket, amelyek általában a bázisállomásban vannak elhelyezve. Ezek a visszhang-hatástalanító áramkörök hasonlóképpen szüntetik meg a nemkívánatos visszhangot, mint a földi telepítésű rendszereknél alkalmazottak.
A digitális cellás távbeszélőrendszereknél a mobilállomás és a földi telepítésű telefon közötti hívások esetében a mobilállomást használó fél beszédét CODEC áramkör segítségével digitalizálják, majd a beszédet egy paraméterkészlettel modellező vocoder áramkör segítségével tömörítik. A vocoder áramkörrel átalakított beszédet kódolják, és digitális formában rádióhullámok útján továbbítják. A bázisállomás vevőkészüléke dekódolja a jeleket, és négyvezetékes úton a vocoder dekóderébe továbbítja. Ez utóbbi a vett beszédparaméterekből digitális beszédjelet szintetizál. A szintetizált beszéd 24 hangcsatornából álló időmultiplex csoportként kialakított TI interfészen átjut a távbeszélőhálózatba. A hálózat egy bizonyos pontján (általában a központban) a jelet ismét analóg jellé alakítják, és az előfizetői leágazás hibrid áramkörébe továbbítják. Ez utóbbi a jelet kétvezetékessé alakítja, és a megfelelő vezetékpáron át a földi telepítésű előfizetői telefonhoz továbbítja.
A terminológia egyszerűsítése végett a mobilállomás és a földi telepítésű telefon közötti cellás hívás esetén a mobilállomást használó felet túloldali félnek, a földi telepítésű telefont használó felet innenső félnek nevezzük. A túloldali fél beszédét a távolabbi hibridáramkör, a földi telepítésű rendszer esetéhez hasonlóan visszareflektálja a távbeszélőhálózatba a túloldali fél felé. Ennek eredményeképpen a túloldali fél (aki a mobilállomást használja) a saját hangjának zavaró visszhangját is hallja.
A hagyományos hálózati visszhang-hatástalanító áramkörök általában adaptív digitális szűrési technikát alkalmaznak. A felhasznált szűrők azonban általában nem képesek pontosan modellezni a csatornát, ami egy bizonyos maradék visszhanggal jár. A maradék visszhangot középen korlátozó visszhangelnyomó áramkör segítségével küszöbölik ki. A visszhangelnyomó áramkör a jelet nemlineáris átalakításnak veti alá. Azokat a jelszakaszokat, amelyeket a középen korlátozó visszhangelnyomó áramkör nullára redukált, szintetizált zajjelekkel helyettesítik, hogy a csatorna hangja ne legyen „süket”.
Bár a legutóbb említett visszhang-hatástalanítási módszer analóg jelek esetében kielégítő eredményt ad, a maradék visszhang feldolgozásának ez a módja a digitális távbeszélőrendszereknél problémát okoz. Mint már említettük, a digitális rendszereknél vocodereket alkalmaznak az átvinni kívánt beszédjel tömörítésére. Mivel a vocoder áramkörök különösen érzékenyek a nemlineáris hatásokra, a középen való korlátozás rontja a hang minőségét. Ezen túlmenően az alkalmazott zajhelyettesítési technikák észrevehető mértékben megváltoztatják a normális zajkarakterisztikákat.
A találmány feladata ezért olyan új és tökéletesített visszhang-hatástalanító áramkör és eljárás létrehozása, amelyek lehetővé teszik, hogy hatékony dinamikus visszhangelnyomás mellett jobb minőségű hangot kapjunk.
A találmány feladata továbbá olyan visszhang-hatástalanítási megoldás létrehozása, amely különösen alkalmas a visszhang hatástalanítására digitális távközlési rendszer és analóg távközlési rendszer összekapcsolása esetén.
Feladatunk végül olyan visszhang-hatástalanítási megoldás létrehozása, amely javított visszhang-hatástalanítást biztosít abban az esetben is, amikor egyidejűleg mindkét fél beszél.
HU 215 224 Β
A találmány tárgya tehát új és tökéletesített hálózati visszhang-hatástalanító áramkör és visszhang-hatástalanítási eljárás digitális távbeszélőrendszerekhez. A találmány értelmében olyan visszhang-hatástalanító áramkört alkalmazunk, amely meghatározza az ismeretlen visszhangcsatoma impulzuskarakterisztikáját, adaptív szűrési technikával előállítja ennek a visszhangnak a másolatát, és a visszhang másolatát kivonja a túloldali fél felé haladó jelből, hatástalanítva a túloldali félnél egyébként fellépő visszhangot.
A találmány szerinti áramkörnél két adaptív szűrőt alkalmazunk, és mindkét szűrő fokozatait speciálisan állítjuk be, hogy különféle céloknak megfelelően optimalizáljuk. Az egyik szűrő, a visszhang-hatástalanító szűrő a visszhang hatástalanítását hajtja végre, és arra van optimalizálva, hogy minél jobban növelje a visszatérő visszhang veszteségi értékét (ERLE). A második szűrő, az állapotszűrő az állapotot határozza meg, és a gyors adaptációra van optimalizálva.
A jelen találmány abban különbözik lényegesen a hagyományos visszhang-hatástalanítási megoldásoktól, ahogyan azt az esetet kezeli, amikor egyidejűleg mindkét fél beszél. A hagyományos visszhang-hatástalanító áramkörök ugyanis mindaddig nem tudják észlelni az egyidejű beszédet, amíg a visszhangcsatomát figyelő adaptív szűrőnél fel nem lép az a torzulás, amely szükségessé teszi a nemlineáris középen való korlátozást a maradék visszhang kiküszöbölése érdekében.
A jelen találmány változtatható adaptációs küszöböt is alkalmaz. Ez az új technika a szűrőadaptációt közvetlenül az egyidejű beszéd kezdetéhez kapcsolja, tehát pontosan megőrzi a becsült visszhangcsatomát, és feleslegessé teszi a maradék visszhang kiküszöbölésére alkalmazott középen való korlátozást. További jellemzője a jelen találmánynak a beszédészlelés egy tökéletesített módszere, amely a beszédet nagymennyiségű háttérzaj esetén is pontosan detektálja. A jelen találmány továbbá új technikát alkalmaz abból a célból, hogy automatikusan kompenzálja a visszhangcsatoma lapos késési szakaszát (flat-delay), és lehetővé tegye a gyors kezdeti adaptációt.
A jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkörnél, illetve eljárásnál a visszatérő csatorna jeléből oly módon töröljük a visszavert vevőcsatomajelet, hogy a visszavert vevőcsatomajelet egy visszhangcsatomában egy bemenő visszatérő csatomajellel kombináljuk. A visszhang-hatástalanító áramkörnek első szűrője van, amely első szűrési együtthatókat állít elő, az első szűrési együtthatókkal első közelítőleges visszhangjelet állít elő, és az első szűrési együtthatókat egy első szűrővezérlő jelnek megfelelően felfrissíti. Egy első összegező-áramkör az első közelítőleges visszhangjelet kivonja a visszatérő csatorna és a visszhangot vevő csatorna kombinált jeléből, és ily módon első maradék visszhangjelet állít elő. Egy második szűrő második szűrési együtthatókat állít elő, a második szűrési együtthatókkal második közelítőleges visszhangjelet állít elő, és a második szűrési együtthatókat egy második szűrővezérlő jelnek megfelelően felfrissíti. Egy második összegező-áramkör kivonja a második közelítőleges visszhangjelet a kombinált jelből, és ily módon második maradék visszhangjelet állít elő, és a visszatérő csatornába továbbítja a második maradék visszhangjelet. Egy vezérlőegység a vételi csatorna jeléből, a kombinált jelből, valamint az első és második maradék visszhangjelből meghatározza több vezérlési állapot valamelyikét. Egy első vezérlési állapot azt jelzi, hogy a vételi csatorna jele egy első, előre meghatározott energiaszint fölött van. Amikor a vezérlőegység az első vezérlési állapotban van, az első vezérlőjelet állítja elő, a második vezérlőjelet pedig akkor állítja elő, ha az első maradék visszhangjel és a kombinált jel első energiaviszonya és a második maradék visszhangjel második energiaviszonya közül legalább az egyik egy előre meghatározott szint fölé kerül.
A találmány jellegzetességeit, céljait és előnyeit az alábbi részletes leírás világítja meg közelebbről a csatolt rajzokra hivatkozva. Az
1. ábra digitális cellás távbeszélőrendszer és ezzel összekapcsolt földi telepítésű távbeszélőrendszer tömbvázlata; a
2. ábra egy hagyományos visszhang-hatástalanító áramkör tömbvázlata; a
3. ábra egy visszhangcsatoma impulzus-karakterisztikájának tartományait szemléltető diagram; a
4. ábra egy transzverzális adaptív szűrő tömbvázlata; az
5. ábra a találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkör egy kiviteli alakjának tömbvázlata; a
6. ábra az 5. ábra vezérlőegységének további részleteit mutató tömbvázlat; a
7. ábra a visszhang-hatástalanítási eljárás adatminta feldolgozási eljárásának folyamatábrája; a
8. ábra a 7. ábra szerinti eljárás paraméterbeállítási lépéséhez tartozó lépéseket szemléltető folyamatábra; a
9. ábra a 7. ábra szerinti eljárás periodikus függvény számítási lépéséhez tartozó lépéseket szemléltető folyamatábra; a
10. ábra a mintatároló végső és a szűrő kezdeti leágazási pozícióját szemléltető diagram; a
11. ábra a leágazástárolót, valamint a kezdeti szűrőleágazásoknak az állapotszűrőbe és a visszhang-hatástalanító szűrőbe való másolását szemléltető diagram; a
12. ábra a leágazástárolót és az állapotszűrő és a visszhang-hatástalanító szűrő szűrőleágazási pozícióinak a mintákhoz való maximális eltolódását szemléltető diagram; a
13. ábra a visszhang-hatástalanító áramkör különféle állapotait szemléltető diagram; és a
14. ábra a 7. ábra állapotlépéseihez tartozó lépéseket szemléltető folyamatábra.
Az olyan cellás távközlési rendszerekben (például cellás távbeszélőrendszerekben), amelyek földi telepítésű távbeszélőrendszerrel vannak összekapcsolva, a bázisállomásban elhelyezett hálózati visszhang-hatástala3
HU 215 224 Β nító áramkör feladata a mobilállomáshoz visszatérő visszhang kiküszöbölése. Az 1. ábra digitális cellás távbeszélőrendszer és ezzel összekapcsolt földi telepítésű távbeszélőrendszer felépítésére mutat példát. A rendszer alapelemei a következők: 10 mobilállomás, 20 bázisállomás, mobil telefonokat kapcsoló 40 MTSO központ, 50 központ és 60 telefon. Meg kell jegyezni, hogy más felépítésű rendszerek is alkalmazhatók, és a cellás rendszer alapelemeinek elhelyezése is igény szerint változhat. Azt is meg kell jegyezni, hogy a jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkör a hagyományos rendszerek hagyományos visszhang-hatástalanító áramköreinek helyettesítésére is felhasználható.
A 10 mobilállomásnak - egyéb (nem ábrázolt) elemeken kívül - 13 mikrofont és 14 hangszórót tartalmazó 12 beszélőegysége, 16 CODEC áramköre, 18 vocoder áramköre, 20 adó-vevő készüléke és 22 antennája van. A 10 mobilállomás felhasználójának hangját a 13 mikrofon veszi, és a 16 CODEC áramkör alakítja át digitális jelekké. A digitalizált hangjelet a 18 vocoder áramkör tömöríti. A tömörített beszédjelet a 20 adó-vevő készülék modulálja és továbbítja digitális jelek formájában a 22 antenna segítségével.
A 20 adó-vevő készülék különféle digitális modulációs technikákat alkalmazhat. Ilyen például az időosztásos többszörös hozzáférésű (TDMA) vagy a szórt spektrumú FH vagy kódosztásos többszörös hozzáférésű (CDMA) modulációs technika. A CDMA modulációs és átviteli technikára az US-PS 5,103,459 jelű szabadalmi leírás mutat példát. Az ilyen CDMA rendszernél a 18 vocoder áramkör előnyösen változtatható sebességű.
A 30 bázisállomás - egyéb (nem ábrázolt) elemeken kívül - 32 antennát, 34 adó-vevő rendszert és 36 MTSO interfészt tartalmaz. A bázisállomás 34 adó-vevő rendszere demodulálja és dekódolja a 10 mobilállomástól és a további (nem ábrázolt) bázisállomásoktól vett jeleket, és ezeket a 36 MTSO interfésznek adja át a 40 MTSO központhoz való továbbítás végett. A jeleket a 30 bázisállomástól a 40 MTSO központhoz különféle módszerekkel továbbíthatjuk, például mikrohullámok, száloptikák vagy hagyományos vezetékek útján.
A 40 MTSO központ - egyéb (nem ábrázolt) elemeken kívül - 42 bázisállomás interfészt, egy sor 44A-44N vocoderkiválasztó kártyát, valamint 48 PSTN interfészt tartalmaz. (PSTN=nyilvános kapcsolásos távbeszélőhálózat.) A 30 bázisállomás jelét a 42 bázisállomás intefész veszi és továbbítja valamelyik 44A-44N vocoderkiválasztó kártyának, például a 44A vocoderkiválasztó kártyának.
A 44A-44N vocoderkiválasztó kártyák egy-egy 45A-45N vocodert, valamint egy-egy 46A-A6N hálózati visszhang-hatástalanító áramkört tartalmaznak. A 45A-45N vocoderek (nem ábrázolt) dekóderei a megfelelő mobilállomás által továbbított beszédparaméterekből digitális beszédjelet szintetizálnak. Ezek a minták a megfelelő 46A-A6N hálózati visszhang-hatástalanító áramkörökbe, majd a 48 PSTN interfészbe jutnak. A jelen példa esetében a jeleket a 45A vocoder és a 46A hálózati visszhang-hatástalanító áramkör dolgozza fel. Az egyes hívások szintetizált beszédmintái a 48 PSTN interfész útján a távbeszélőhálózatba jutnak, általában
TI vezetéki interfész, azaz az 50 központhoz csatlakozó időmultiplex hangcsatornából álló csoport útján.
Az 50 központ - egyéb (nem ábrázolt) elemeken kívül - 52 MTSO interfészt, 54 CODEC áramkört és 56 hibridáramkört tartalmaz. Az 50 központban az 52 MTSO interfész útján vett digitális jel az 54 CODEC áramkörbe jut, ahonnan analógjellé való visszaalakítás után az 56 hibridáramkörbe kerül. Az 56 hibridáramkör a négyvezetékes analógjelet kétvezetékessé alakítja, és a megfelelő vezetékpáron át a földi telepítésű előfizetői 60 telefonhoz továbbítja.
Az 54 CODEC áramkör analóg kimenőjele az impedanciaillesztési problémák miatt visszaverődik az 56 hibridáramkörről. A jelvisszaverődés a 10 mobilállomás felé haladó visszhangjelet eredményez. Az 56 hibridáramkömél a visszavert, illetve visszhang jelutat 58 szaggatott nyíllal jelöltük.
A másik irány esetében a 60 telefonból származó kétvezetékes analóg beszédjel az 50 központba jut. Az 50 központ 56 hibridáramköre a beszédjelet négyvezetékes jellé alakítja, és hozzáadja a 10 mobilállomás felé haladó visszhangjelhez. A kombinált beszéd- és visszhangjelet az 54 CODEC áramkör digitalizálja, és az 52 MTSO interfész útján a 40 MTSO központba továbbítja.
A 40 MTSO központban a jelet a 48 PSTN interfész veszi, és a 46A hálózati visszhang-hatástalanító áramkörbe továbbítja, amely kiküszöböli a visszhangot mielőtt a 45A vocoder kódolná a jelet. A tömörített beszédjel a 42 bázisállomás interfész útján az ábrázolt 30 bázisállomásba (vagy bármely más alkalmas bázisállomásba) jut a 10 mobilállomáshoz való továbbítás céljából. A 42 bázisállomás interfész által kisugárzott jelet a 30 bázisállomásban a 36 MTSO interfész veszi, majd a 34 adó-vevő rendszerbe továbbítja, amely kódolás és moduláció után a 32 antenna útján kisugározza a 10 mobilállomás felé.
A kisugárzott jelet a 10 mobilállomás 22 antennája veszi és a 20 adó-vevő készülékbe továbbítja, amely demodulálja és dekódolja azt. A jel ezután a 18 vocoderbe jut, amely szintetizált beszédmintákat állít elő. A mintákat a 16 CODEC áramkör digitális/analóg átalakításnak veti alá, és végül az analóg beszédjel a 14 hangszóróba jut.
A jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkör jobb megértése végett célszerű megvizsgálni a hagyományos visszhang-hatástalanító áramkört és annak hiányosságait digitális cellás környezetben való üzemelés esetén. A 2. ábra egy hagyományos hálózati visszhanghatástalanító áramkör (NEC) tömbvázlatát mutatja.
A 2. ábra kapcsán a mobilállomásból származó beszédjelet x(n) túloldali beszédjelnek, míg a földi (helyhezkötött) fél beszédét v(n) innenső beszédjelnek nevezzük. Az x(n) túloldali beszédjelnek a hibrid áramkörről való visszaverődését úgy modellezzük, mintha az x(n) túloldali beszédjel egy ismeretlen 102 visszhangcsatornán át haladva y(n) visszhangjelet állítana elő, és ezt 104 összegező-áramkör hozzáadná a v(n) innenső beszédjelhez. Jóllehet a 104 összegező-áramkör nem
HU 215 224 Β valóságos eleme a visszhang-hatástalanító áramkörnek, a fizikai hatása ennek a fiktív elemnek olyan, mint amit a rendszer produkál. A kisfrekvenciás háttérzaj megszüntetése érdekében az y(n) visszhangjel és a v(n) innenső beszédjel összegét felül áteresztő 106 szűrőn vezetjük át, amely r(n) kimenőjelet szolgáltat. Az r(n) jel 108 összegező-áramkör, valamint 110 innenső beszédjelet detektáló áramkör egyik bemenőjelét képezi.
A 108 összegező-áramkör másik bemenete (kivonó bemenet) 112 adaptív transzverzális szűrő kimenetével van összekötve. A 112 adaptív transzverzális szűrő veszi az x(n) túloldali beszédjelet, valamint a 108 összegezőáramkör kimenetét képező e(n) maradék visszhangjelet. A visszhang hatástalanítása során a 112 adaptív transzverzális szűrő folyamatosan figyeli a visszhangjelút impulzus-karakterisztikáját, és a 108 összegező-áramkörben kivonja a 106 szűrő kimenőjeléből a visszhangjel egy 9(n) másolatát. A 112 adaptív transzverzális szűrő a 110 detektáló áramkörből vezérlőjelet is kap annak érdekében, hogy leállítsa a szűrőadaptációs folyamatot, amikor innenső beszédjel detektálására kerül sor.
Az e(n) maradék visszhangjelet a 110 detektáló áramkörbe és középen korlátozó 114 visszhang-hatástalanító áramkörbe is továbbítjuk. A 114 visszhang-hatástalanító áramkör kimenete képezi a hatástalanított visszhangjelet, amikor a visszhang-hatástalanítás működik.
Mint a 3. ábra diagramjából látható, a visszhangjelút impulzuskarakterisztikája két szakaszra bontható, nevezetesen a lapos késleltetési szakaszra és a visszhangszóródási szakaszra. A lapos késleltetési szakaszt, ahol a jelleggörbe a nullavonalhoz közel halad, az a késleltetési idő okozza, amely alatt a túloldali beszédjel visszaverődik a hibridáramkörről és visszatér a visszhang-hatástalanító áramkörhöz. A visszhangszóródási szakaszban, ahol a kitérés jelentős, a hibridáramkörről való visszaverődés jelentkezik.
Ha az adaptív szűrő által létrehozott közelítőleges visszhangcsatoma pontosan megfelel a valóságos visszhangcsatornának, a visszhang teljesen megszűnik. A szűrő azonban általában nem tudja pontosan reprodukálni a visszhangcsatomát, ezért bizonyos maradék visszhangjellel kell számolni. A maradék visszhangjelet a 114 visszhang-hatástalanító áramkör oly módon szünteti meg, hogy a jelet olyan nemlieneáris átalakításnak veti alá, amely az egy bizonyos A küszöbérték alá eső jelrészeket nullára redukálja, és az A küszöbérték fölött jelrészeket változtatás nélkül átengedi. A középen való korlátozás által nullára redukált jelrészeket szintetizált zajjal helyettesíthetjük, ha el akarjuk kerülni, hogy a csatorna hangzása „süket” legyen.
Mint már említettük, ez a megközelítés analógjelek esetében kielégítő, digitális távbeszélőrendszereknél azonban, ahol a beszédjelet továbbítás előtt vocoder segítségével tömörítik, a maradék visszhangjel ily módon történő feldolgozása problémát okoz. Mivel a vocoderek különösen érzékenyek a nemlineáris hatásokra, a középen történő korlátozás rontja a hangminőséget, és a zajhelyettesítés észrevehető változást okoz a zajkarakterisztikában.
A 4. ábra a 2. ábra szerinti 112 adaptív transzverzális szűrő további részleteit szemlélteti. A 4. ábrán
N a szűrés rendszáma;
x(n) a túloldali beszédjelből vett minta az n időpontban;
hk(n) a k-adik szűrési kivétel az n időpontban; r(n) a visszhangjelből vett minta az n időpontban; 9(n) a közelítőleges visszhangjel az n időpontban;
és e(n) a maradék visszhangjel az n időpontban.
A 112 adaptív szűrő egy sor megcsapolásos
120|-120n_| késleltetőelemet, egy sor 1220—122N_ , szorzóegységet, 124 összegezőegységet és 126 együttható generátort tartalmaz. A túloldali beszédjelből vett x(n) minta rákerül mind a 120] késleltetőelem, mind a 1220 szoizóegység bemenetére. Amikor a következő minták kerülnek a 112 szűrőbe, a régebbi minták a 1202 l 20N1 késleltetőelemeken át eltolásra kerülnek, és 122|—122n_j szorzóegységek közül a megfelelőre is eljutnak.
A 126 együttható generátor veszi a 108 összegezőáramkör (2. ábra) e(n) maradék visszhangjel kimenetét, és egy sor ho(n)-hN_i együtthatót állít elő. Ezek a h0(n)-hN_|(n) szűrési együttható értékek a megfelelő 1220—122n_j szorzóegységekbe jutnak. A 1220—122n_j szorzóegységnek eredő kimenetei a 124 összegező egységbe kerülnek, amely azok összegéből $(n) közelítőleges visszhangjel ezután a 108 összegező-áramkörbe kerül (2. ábra), ahol az r(n) visszhangjelből való kivonással e(n) maradék visszhangjelet állítunk elő. A 2. ábra szerinti hagyományos visszhang-hatástalanító áramkörnél a 126 generátornak vezérlő bemenete van, hogy lehetővé tegyék az együtthatók felfrissítését, ha a 110 áramkör nem detektál innenső oldali beszédjelet. Amikor a 110 áramkör egyidejű beszédet vagy csak innenső oldali beszédet detektál, a vezérlő bemenete leállítja a szűrési együtthatók felfrissítését.
Az az algoritmus, amelyet a 126 együttható generátor alkalmaz annak érdekében, hogy a megcsapolásos szűrési együtthatók kövessék a visszhangjelút karakterisztikáját, az a normalizált legkisebb négyzetes közép (NLMS) adaptációs algoritmus.
Ehhez az algoritmushoz az alábbi vektorokat vezetjük be:
x(n)=[x(n) x(n-l) x(n-2)... x (n-N+1)] (1) h(n)=[ho(n) h,(n) h2(n) - hn.,(n) (2) a h(n) és x(n) vektorok belső szorzata:
N-l <h(n) x(n)> =£ h,(n)x(n-i). (3) i=0
Az adaptációs algoritmus a következő:
h(n+l) = h(n)+u 1 e(n) x(n)
ÍExx(n)J μ) ahol a h(n) a megcsapolási együttható vektor, x(n a referenciajel bemenet vektor, e(n) a maradék visszhangjel, μ a lépés értéke, és
Exx(n) az N legfrissebb minta négyzetösszegéből számított közelítőleges energiaérték, ahol
HU 215 224 Β
N-l
ΕχΧ(η) = EK11-*)]2 (5) i=0
Ennek a (4) algoritmusnak az a legfőbb előnye, hogy kevesebb számítási munkával jár, mint az egyéb adaptív algoritmusok, és stabilitási jellemzői nyilvánvalóak.
Konvergencia garantálható a lépésérték megfelelő megválasztása esetén (0<μ<2), és a leggyorsabb konvergencia μ=1 esetén érhető el. Kisebb lépésértékek esetén nagyobb fokú hatástalanítás érhető el állandósult állapotban a konvergenciasebesség rovására.
Meg kell jegyezni, hogy a v(n) innenső oldali beszédjel nem foglaltatik benne az e(n) maradék visszhangjelben, mivel a 112 adaptív szűrőt a 110 innenső oldali beszédet detektáló áramkör leállítja, ha az innenső oldali féltől érkező beszédet detektál.
Azon túlmenően, hogy aktiválási jelet ad a 112 szűrőnek, a 110 áramkör az Exx(n) jelet is előállíthatja és a vezérlő bemenetre adhatja. Továbbá a μ értéke általában rögzítve van a 126 generátorban vagy pedig egy rögzített érték, amelyet a 110 áramkör szolgáltat a vezérlő bemeneten.
A visszhang-hatástalanításnál a legnehezebb probléma az egyidejű beszéd detektálása és kezelése, vagyis az az eset, amikor egyidejűleg mindkét fél beszél. A hanggal aktivált kapcsolóval (VOX) ellentétben, amely csak egyszeres (szimplex) kommunikációt tesz lehetővé, a visszhang-hatástalanító áramkör kétszeres (duplex) kommunikációt biztosít, és mindaddig hatástalanítja a túloldali fél visszhangjelét, amíg az innenső fél beszél. Annak érdekében, hogy az innenső oldali beszédjel ne tudja lerontani a szűrési együtthatókat, a szűrési leágazásokat ki kell kapcsolni, hogy ne jöhessen létre eltérés a tényleges visszhangcsatoma átviteli karakterisztikájához képest.
Hivatkozva ismét a 2. ábrára, a 110 innenső oldali beszédjelet detektáló áramkör x(n), r(n) és e(n) energiájának mérésével határozhatja meg, hogy mikor van jelen innenső oldali beszéd. Egy klasszikus egyidejű beszéddetektálási módszer összehasonlítja x(n) és r(n) rövid távú energiaátlagát, felhasználva azt az ismert tényt, hogy a visszhangjelút-veszteség a hibridáramkörnél mintegy 6 dB. Ha a hibridáramkör vesztesége 6 dB alá csökken, úgy tekinti, hogy innenső oldali beszéd van jelen. A kísérletek azonban azt mutatják, hogy ez a módszer nem elég érzékeny. A v(n) innenső oldali beszédjel széles dinamikai tartománya miatt ennél a módszernél esetenként elmarad a detektálás, ami a szűrési együttható romlását eredményezi.
Az egyidejű beszéd detektálásának egy másik közismert módszere a rövid távú visszatérő visszhangveszteségi értéket (ERLE) vizsgálja.
ERLE (dB)=10 log(oy 2/ae 2), (6) ahol σγ 2 az y(n) varianciája, ae 2 az e(n) varianciája, és ezeket a varianciákat az alábbi rövidtávú energiaátlagokkal közelítik:
N-l <2 = £[y(n-i)]2; (7) i=0
N-l CTe A2 = £[e(n-i)]2 (8) i=0
Az ERLE azt az energiamennyiséget képviseli, amelyet a visszhang elveszít, amikor áthalad a visszhang-hatástalanító áramkörön. Az egyidejű beszéd detektálásának ez a módszere összehasonlítja a rövid távú közelítőleges r(n) és e(n) energiaértékeket, és egyidejű beszédet állapít meg, ha a rövidtávú ERLE egy előre meghatározott érték (pl. 6 dB) alá csökken.
Bár ez a módszer érzékenyebb, némi késedelmet eredményez az innenső oldali beszéd detektálásánál, aminek következtében a közelítőleges visszhangcsatoma kismértékben leromlik, mielőtt az adaptáció leállna. Ezért további járulékos intézkedéseket kell alkalmazni a maradék visszhang megszüntetése érdekében. Kívánatos tehát olyan javított módszer alkalmazása, amely a közelítőleges visszhangcsatomát egyidejű beszéd esetén is fenntartja. A jelen találmány ilyen módszert szolgáltat.
Ha az egyidejű beszéd detektálására ezeket az energiaösszehasonlításon alapuló módszereket alkalmazzuk, a nagy háttérzaj, különösen cellás hívási környezetben, megnehezíti az egyidejű beszéd pontos detektálását. Kívánatos tehát olyan javított módszer alkalmazása, amely nagy háttérzaj esetén is alkalmas az egyidejű beszéd pontos detektálására. A jelen találmány eleget tesz ennek a kívánalomnak is.
Az 5. ábra a találmány szerinti 140 hálózati visszhang-hatástalanító áramkör (NEC) egy példakénti kiviteli alakjának tömbvázlatát mutatja. A 140 NEC egy példakénti megvalósítás esetében egy digitális jelfeldolgozó egység, célszerűen a Texas Instrumentes (Dallas, Texas) TMS 320C3X sorozatjelű digitális jelfeldolgozó modellje. Meg kell jegyezni, hogy más digitális jelfeldolgozó egységek is programozhatok oly módon, hogy az alábbiakban ismertetett módon működjenek. Alternatív módon a 140 NEC például diszkrét processzorokból vagy alkalmazásspecifíkus integrált áramkörökből (ASIC) is kialakítható.
Meg kell jegyezni továbbá, hogy a példakénti kiviteli alak esetében a 140 NEC lényegében egy „állapotgép”, amelynél különféle üzemállapotokhoz meghatározott funkciók vannak rendelve. A 140 NEC a következő üzemállapotokban működik: csend, túlsó oldali beszéd, innenső oldali beszéd, egyidejű beszéd, megszakított vonal. A 140 NEC működésének további részleteit később ismertetjük.
Az 5. ábra szerinti 140 NEC 156 kezdeti szűrőt, a 158 állapotszűrőt és 160 visszhang-hatástalanító szűrőt tartalmaz, amelyeknek egy-egy bemenete 154 puffer útján változtatható erősítési tényezőjű 170 elem kimenetével van összekötve. A 170 elem bemenete fogadja az x(n) túlsó oldali beszédjelet. A 170 elemnek továbbá vezérlő bemenete van, amely 152 vezérlőegység egy kimenetével van összekötve. A 152 vezérlőegység egyegy további kimenete össze van kötve a 156 kezdeti szűrő, a 158 állapotszűrő és a 160 visszhang-hatástalanító szűrő egy-egy bemenetével, valamint 166 zajelemző egység egy bemenetével. A v(n) innenső oldali beszédjel felületáteresztő 146 szűrő útján első
HU 215 224 Β
150 összegezőegység és második 142 Összegezőegység, valamint a 152 vezérlőegység egy-egy bemenetére van adva. az első 150 összegezőegység másik bemenete a 158 állapotszűrő kimenetével, kimenete pedig a 152 vezérlőegység egy további bemenetével van összekötve. A második 148 összegezőegység másik bemenete a 152 vezérlőegység egy kimenete útján vezérelt 162 szűrőkapcsoló útján alternatív módon a 156 kezdeti szűrő egy kimenetével vagy a 160 visszhang-hatástalanító szűrő egy kimenetével, kimenete pedig a 166 zajelemző egység egy bemenetével és a 152 vezérlőegység egy további kimenete útján vezérelt 162 kimeneti kapcsoló egyik érintkezője útján a 140 NEC kimenetével van összekötve. A 162 kimeneti kapcsoló másik érintkezője a 166 zajelemzőegység kimenetére csatlakoztatott 168 zajszintetizáló egység s(n) szintetizált zajjelet szolgáltató kimenetére van csatlakoztatva.
Az 5. ábránál, ahogy a 2. ábra esetében is, a mobilállomásból származó beszédjelet x(n) túlsó oldali beszédnek nevezzük, míg a földi (rögzített) állomásból származó beszédjelet v(n) innenső oldali beszédnek nevezzük. Az x(n) jelnek a hibridáramkörről való visszaverődését úgy modellezzük, mintha az x(n) egy ismeretlen 142 visszhangcsatomán áthaladva y(n) visszhangjelet hozna létre, amelyet 144 összegező-áramkör összead a v(n) innenső oldali beszédjellel. Jóllehet a 144 öszszegezőáramkört a valóságban nem tartalmazza a visszhang-hatástalanító áramkör, a fizikai hatás olyan, mintha ott lenne. A kisfrekvenciás háttérzaj megszüntetése végett az y(n) visszhangjelet és a v(n) innenső oldali beszédjelet felületáteresztő 146 szűrőn átvezetve r(n) jelet állítunk elő. Az r(n) jelet a 148, 150 összegező-áramkörökön kívül megkapja a 152 vezérlőegység is.
A bemenő x(n) túlsó oldali beszédjelet 154 puffer tárolja, majd egy sor transzverzális adaptív szűrőbe (156 kezdeti szűrő, 158 állapotszűrő, 160 visszhang-hatástalanító szűrő) továbbítja. A példaként bemutatott kiviteli alak esetében a 156 kezdeti szűrőnek 448 szűrési együtthatója vagy megcsapolása van, míg a 158 állapotszűrőnek és a 160 visszhang-hatástalanító szűrőnek egyaránt 256 megcsapolása van.
A 140 NEC kezdeti működésekor az x(n) beszédminták a 156 kezdeti szűrőbejutnak kezdeti visszhanghatástalanítás és visszhangkésleltetés beállítása végett, a 152 vezérlőegység felügyelete alatt. A kezdeti működés ezen szakaszában a 152 vezérlőegység kikapcsolja a 158 állapotszűrőt és a 160 visszhang-hatástalanító szűrőt. A 156 kezdeti szűrő $;(n) kezdeti visszhang-hatástalanítási kimenő jele 162 szűrőkapcsolón át 148 összegező-áramkörbe jut. A 148 összegező-áramkör az $>i(n) jelet kivonja az r(n) jelből, és létrehozza az e(n) maradék visszhangjel kezdeti közelítését. A 162 szűrőkapcsoló a 152 vezérlőegység felügyelete alatt a 156 kezdeti szűrő és a 160 visszhang-hatástalanító szűrő kimenete közül kiválasztja azt, amely össze lesz kötve a 148 összegező-áramkör bemenetével.
Mint már említettük, a 140 NEC kezdeti működése során visszhangkésés-beállítási eljárást hajtunk végre. Ennél az eljárásnál a 156 kezdeti szűrő szűrési együtthatói vagy megcsapolásai a 152 vezérlőegységbejutnak a legnagyobb értékű megcsapolások meghatározása céljából. Ezt az eljárást abból a célból alkalmazzuk, hogy a jel lapos késleltetési szakaszát megkülönböztessük a visszhangszóródási szakasztól.
A visszhangkésés-beállítási eljárás végrehajtása során a kezdeti 156 szűrő 256 megcsapolása bemásolásra kerül a 158 állapotszűrő és a 160 visszhang-hatástalanító szűrő megcsapolásaiba, amint azt a későbbiekben részletesen ismertetni fogjuk. A visszhangkésés-beállítási eljárás eredményeképpen adaptív szűrést hajtunk végre az x(n) mintákon, amelyek egybeesnek az r(n) jel visszhangszóródási tartományával. Ezen kezdeti működés után a 158 állapotszűrő és a 160 visszhang-hatástalanító szűrő működésbe lép, és kezdetben a 156 szűrő által szolgáltatott megcsapolásokat használja fel. A további adaptációk alapját a most előállított megcsapolások képezik.
A 140 NEC normál működése során a 158 állapotszűrő 9i(n) kimenőjelét a 150 összegező-áramkör egy bemenetére adjuk. A 150 összegező-áramkör ezt kivonja az r(n) jelből. A 150 összegező-áramkör eredő ej(n) kimenőjelet a 152 vezérlőegységbe jut. A 160 visszhang-hatástalanító szűrő kimenőjele, az $(n) visszhangmásolat jel a 162 szűrőkapcsolón át a 148 összegező-áramkör egyik bemenetére jut. A 148 összegezőáramkör ezt kivonja az r(n) jelből. A 148 összegezőáramkör kimenőjele, az e(n) maradék visszhangjel a 152 vezérlőegység egy bemenetére kerül. Az e(n) maradék visszhangjel mint a 148 összegező-áramkör kimenőjele közvetlenül vagy kiegészítőleges feldolgozóelemek közvetítésével használható fel a 140 NEC kimenőjeleként. Mint azt a későbbiekben részletesebben tárgyalni fogjuk, a 152 vezérlőegység vezérli a 158 állapotszűrő és a 160 visszhang-hatástalanító szűrő adaptációját is.
A jelen találmány esetében a 140 NEC kimeneténél zajelemzés, illetve zajszintézis is megvalósítható. Ezt 164 kimeneti kapcsoló, 166 zajelemző egység és 168 zajszintetizáló-egység teszi lehetővé. A 164 kimeneti kapcsoló és a 166 zajelemző egység a 148 összegező-áramkörtől e(n) kimenőjelet kap. A 166 zajelemzőegység a 152 vezérlőegység felügyelete alatt kielemzi az e(n) jelet, és az elemzés eredményének megfelelő kimenőjelet ad a 168 zajszintetizáló-egységnek. A 168 zajszintetizáló-egység az e(n) jel kielemzett jellemzőinek megfelelő s(n) szintetizált zajjelet állít elő. A 168 zajszintetizáló-egység kimenőjele a 164 kimeneti kapcsolóra kerül. A 152 vezérlőegység által felügyelt 164 kimeneti kapcsoló a 140 NEC kimenetére vagy a 148 összegezőegység kimenetéről közvetlenül nyert e(n) jelet adja vagy pedig a 168 zajszintetizáló-egység által előállított s(n) szintetizált zajjelet.
A tipikus telefonbeszélgetések többsége oly módon zajlik le, hogy egyszerre csak egy személy beszél. Ha csak a túlsó oldali fél beszél, a 140 NEC arra használja fel a zajelemzést, illetve a zaj szintézist, hogy teljesen kizárja a visszhangot oly módon, hogy az e(n) maradék visszhangjelet egy s(n) szintetizált zajjellel helyettesíti. Annak érdekében, hogy a túlsó oldali fél ne vegyen észre semmilyen változást a jel jellemzőiben, a zajt oly
HU 215 224 Β módon szintetizáljuk, hogy lineáris prediktív kódolás (LPC) alkalmazásával a szintetizált zaj teljesítményét és spektrumát összhangba hozzuk annak a tényleges háttérzajnak a teljesítményével és spektrumával, amely a legutolsó csendes periódus idején állt fenn. Az alábbiakban részletesen tárgyalt zajszintetizálási eljárás lehetővé teszi, hogy a 140 NEC felépítésénél ne kelljen külön tekintettel lenni az egyszeres beszédnek megfelelő üzemmódra, viszont az egyidejű (kétszeres) beszédnek megfelelő üzemmód tekintetében optimális viszonyokat érhessünk el. A zajelemzés, illetve zajszintézis további részleteit később ismertetjük.
A jelen találmányhoz kapcsolódóan az 5. ábra szerinti példakénti kiviteli alaknál erősítő fokozatot is alkalmazhatunk. Ezt oly módon valósítjuk meg, hogy az x(n) túlsó oldali beszédjelnek a 140 NEC-be való belépésénél változtatható erősítési tényezőjű 170 elemet iktatunk be. A bemenő x(n) túlsó oldali beszédjel a változtatható erősítési tényezőjű 170 elemen átjut a 154 pufferba és az ismeretlen 142 visszhangcsatomába. A 152 vezérlőegység a változtatható erősítési tényezőjű 170 elemmel együtt automatikus erősítésszabályozást valósít meg annak érdekében, hogy limitálja azokat a jeleket, amelyeket egyébként az ismeretlen 142 visszhangcsatoma nemlineáris módon befolyásolna. A 152 vezérlőegység és a változtatható erősítési tényezőjű 170 elem arra is szolgál, hogy csökkentse a szűrő adaptációs folyamat konvergenciaidejét. Az ezekkel kapcsolatos további részleteket szintén később ismertetjük.
Mint azt a jelen találmány példakénti kiviteli alakjánál láthatjuk, két egymástól függetlenül adaptáló szűrő, nevezetesen a 158 szűrő és a 160 szűrő figyeli az ismeretlen visszhangcsatomát. Míg a 160 szűrő a tényleges visszhang-hatástalanítást végzi, a 158 szűrőt arra használja fel a 152 vezérlőegység, hogy meghatározza a 140 NEC aktuális üzemállapotát. Ezért nevezzük a 158 szűrőt állapotszűrőnek, a 160 szűrőt pedig visszhang-hatástalanító szűrőnek. Ennek a kétszűrős megoldásnak az az előnye, hogy a 160 visszhang-hatástalanító szűrőnek az ismeretlen 142 visszhangcsatomát modellező szűrési együtthatói hatékonyabban őrizhetők meg anélkül, hogy fennállna az innenső oldali beszédjel minőségromlásának veszélye. A jelen találmány azáltal teszi szükségtelenné a középen történő korlátozás alkalmazását, hogy szigorúan megőrzi a visszhangcsatoma karakterisztikáj át.
A 158 és 160 szűrők működését ellenőrző 152 vezérlőegységben megvalósuló vezérlési algoritmust oly módon optimalizáljuk, hogy egyidejű (kettős) beszéd esetén megőrizze a közelítőleges visszhangcsatoma karakterisztikát. A 152 vezérlőegység megfelelő időpontokban kapcsolja be, illetve ki a 158 és 160 szűrők adaptációját. Beállítja mindkét szűrő lépésértékét, és a 170 elem erősítését az x(n) vonatkozásában úgy állítja be, hogy gyors legyen a kezdeti adaptáció.
A 6. ábra fúnkcionális tömbvázlat formájában szemlélteti az 5. ábra 152 vezérlőegység 180 állapotgép és folyamatszabályozó egységet, 182 energiaszámító egységet, 184 differenciális energiaérték-egységet, 186 változtatható adaptációküszöb-egységet, 188 automatikus erősítésszabályozó-egységet és 190 lapos késleltetést számító egységet tartalmaz.
A 180 állapotgép valósítja meg a 14. ábra kapcsán leírt általános állapotgép-funkciót, továbbá a 7. ábra kapcsán leírt általános folyamatszabályozást. A 180 állapotgép vezérli a 156 kezdeti szűrőt és a 190 lapos késleltetést számító egységet a 140 NEC kezdeti működése során. A 180 állapotgép vezérli a 158 állapotszűrőt és a 160 visszhang-hatástalanító szűrőt a kezdeti beállítások, az adaptációvezérlés és a lépésérték-szabályozás tekintetében. A 180 állapotgép vezérli továbbá a 166 zajelemző egységet és a 162, 164 kapcsolókat. A 180 állapotgép hozza működésbe továbbá a 186 változtatható adaptációküszöb-egységet, hogy biztosítsa a 160 visszhang-hatástalanító szűrő állapotgép-adaptációs vezérlését. A 180 állapotgép veszi továbbá a 148 összegezőegység e(n) jeleit és a 150 összegezőegység el(n) jeleit a 160 visszhang-hatástalanító szűrőbe, illetve a 158 állapotszűrőbe való továbbítás céljából. Alternatív módon az el(n) és e(n) jelek közvetlenül is eljuttathatók a 158 állapotszűrőbe, illetve a 160 visszhanghatástalanító szűrőbe.
A 182 energiaszámító egység veszi az x(n) minták értékeit a 154 körkörös pufferból, r(n)-t a 146 HPF-ből, e(n)-t a 148 összegezőegységből és el(n)-t a 150 összegezőegységből; és kiszámít különféle, a későbbiekben ismertetendő értékeket, amelyeket a 184 differenciális energiaérték egységbe és a 180 állapotgépbe továbbít. A 184 differenciális energiaérték-egység a 182 energiaszámító egység által kiszámított energiaértékeket meghatározott küszöbértékekkel hasonlítja össze, annak meghatározása végett, hogy innenső oldali és/vagy túlsó oldali beszédjel van-e jelen. Az összehasonlítás eredményét a 180 állapotgépbe továbbítja.
A 182 energiaszámító egység a 158 és 160 szűrők számára minden lépésnél közelítőleges energiaértékeket számít ki. Ezek kiszámítása oly módon történik, hogy a legfrissebb minták négyzetösszegét vesszük. Az x(n) jel Ex(n) és Exx(n) energiaértékeit az n időpontban százhuszonnyolc, illetve kétszázötvenhat mintából számítjuk ki az alábbi képletek szerint:
127
Ex(n) = Σ [χ(η-0]2; (9) i=0
255
Exx(n) = £[x(n-i)P. (10) i=0
Hasonlóképpen a 182 energiaszámító egység kiszámítja az n időpontra az r(n) és C|(n) jelek közelítőleges Er(n), Ee(n) és Eel(n) energiaértékeit is az alábbi képletek szerint:
127
Er(n) = £Wn-i)P; (11) i=0
127
Ee(n)=^[e(n-i)]2; (12) i=0
HU 215 224 Β
127
Eei(n)= Σ^Κη-ΟΡ· (13) i=0
A 182 energiaszámító egység kiszámítja továbbá az n időpontra a hibridáramkör Hloss(n) veszteségét az alábbi képlet szerint:
Hloss(n) (dB)=10 log10[Ex(n)/Er(n)]. (14)
A 160 visszhang-hatástalanító szűrő visszhangviszszatérési veszteség értékét (ERLE) a 182 energiaszámító egység a következő képlet alapján számítja ki:
ERLE(n) (dB)=101og10[Er(n)/Ee(n)]. (15)
A 182 energiaszámító egység kiszámítja továbbá a 158 állapotszűrő visszhangvisszatérési veszteség értékét (ERLE1) a következő képlet szerint:
ERLEl(n) (db)=101ogl0[Er(n)/Eel(n)]. (16)
Annak érdekében, hogy elkerüljük a visszhangjelnek a visszhangcsatoma által okozott nonlinearitását, kívánatos egy a maximum közelében előre beállított küszöbérték alá korlátozni az x(n) minta vett értékét. A 188 automatikus erősítésszabályozó áramkör és a változtatható erősítésű 170 elem együttesen biztosítják ezt a feltételt. A 188 automatikus erősítésszabályozó áramkör, amely a körkörös pufferból veszi az x(n) mintákat, erősítésszabályozási jelet ad a változtatható erősítésű 170 elemnek, hogy korlátozza a túlságosan nagy értékű mintákat.
A 190 lapos késleltetést számító egység a 140 NEC kezdeti működése során a 180 állapotgép felügyelete alatt kiszámítja a kezdeti szűrő lapos késleltetését. A 190 lapos késleltetést számító egység ezután körkörös puffer offszetinformációt továbbít a 158 állapotszűrőnek és a 160 visszhang-hatástalanító egységnek, hogy vegyék figyelembe a hívás lapos késleltetési periódusát.
A jelen találmány szerinti hálózati visszhang-hatástalanító áramkör példakénti kiviteli alakjánál hárompontos megközelítést alkalmazunk az egyidejű (kettős) beszéd detektálási, illetve kezelési problémáinak megoldására. Ennek megfelelően a jelen találmány (1) két, egymástól függetlenül adaptáló és eltérő lépésértékű szűrőt; továbbá (2) a szűrőadaptáció be- és kikapcsolásához változtatható küszöbértéket; és (3) a beszéddetektáláshoz differenciális energiaalgoritmust alkalmaz.
A 140 NEC két, egymástól függetlenül adaptáló NLMS adaptív szűrőt tartalmaz. Az egyéb, két szűrőt alkalmazó megoldásoktól eltérően a 140 NEC nem végez oda-visszakapcsolást a 158 és 160 szűrőnek a visszhang hatástalanítása céljából való alkalmazásai között, és állandósult állapotban nem hajt végre információcserét a két szűrő között a megcsapolásokra vonatkozóan. Ez a két ismert technika ugyanis olyan tranzienseket okoz, amelyek a visszhang-hatástalanító áramkör kimenetén nem kívánt lökéseket eredményez. A jelen találmány esetében mindig a 160 visszhang-hatástalanító szűrő hajtja végre a tényleges visszhang-hatástalanítást, míg a 158 állapotszűrő arra szolgál, hogy a 180 állapotgépben levő vezérlési algoritmus segítségével megkülönböztesse a visszhang-hatástalanító áramkör különféle üzemállapotait. Ez az újfajta kétszűrős megoldás lehetővé teszi, hogy konzervatív adaptációs stratégiát alkalmazzunk a 160 visszhang-hatástalanító szűrő esetében.
Ha a vezérlési algoritmus nem tudja biztosan meghatározni, hogy a visszhang-hatástalanító áramkör melyik üzemállapotban működik, kikapcsolja a 160 visszhanghatástalanító szűrő adaptációját, míg a 158 állapotszűrő továbbra is adaptál. A 180 állapotgép a 158 állapotszűrőből nyert statisztikák felhasználásával segíti az állapotmeghatározást. Az adaptív szűrők lépésértékeit úgy állítjuk be, hogy a 160 visszhang-hatástalanító szűrő állandósult állapotban nagy ERLE-értéket kap, míg a 158 állapotszűrő gyorsan reagál a visszhangcsatoma karakterisztikájának változásaira. Azáltal, hogy a 158, 160 szűrőket az említett módon egyidejűleg hagyjuk adaptálni, javítjuk a visszhang-hatástalanító áramkör egészének működését.
A 158 állapotszűrő és a 160 visszhang-hatástalanító szűrő, valamint a 156 kezdeti szűrő a 4. ábra kapcsán ismertetett módon van felépítve. 32 ms-os visszhangszóródási időtartamot alapul véve 8 kHz mintavételi frekvencia mellett mind a 158 állapotszűrő, mind a 160 visszhang-hatástalanító szűrő kétszázötvenhat megcsapolást tartalmaz. Meg kell jegyezni, hogy a 158 állapotszűrőnél és a 160 visszhang-hatástalanító szűrőnél a visszhangszóródási időtől és a mintavételezési frekvenciától függően több vagy kevesebb megcsapolás is alkalmazható. A 154 puffer a lapos késleltetés és a visszhangszóródás időtartamára a kontinentális Egyesült Államok területén végrehajtott hívásoknál 64 ms-ot alapul véve ötszáztizenkét túlsó oldali beszédmintát tartalmaz. Annak érdekében, hogy az egyes telefonhívásoknál jelentkező különféle lapos késleltetési értékek kezelhetők legyenek, a jelen találmány szerinti hálózati visszhang-hatástalanító áramkör automatikusan meghatározza a lapos késleltetés értékét, és oly módon tolja el a szűrőmegcsapolásokat, hogy a visszhangszóródási tartományban működő megcsapolások száma maximális legyen. A jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkör ezért a 0 és 32 ms közötti visszhang-karakterisztikát eltolás nélkül kezeli, 32 és 64 ms között viszont a maximális késleltetési eltolással. Meg kell jegyezni, hogy a 156 kezdeti szűrő is alkalmazható 158 és 160 szűrőként, amint az jól ismert a digitális jelfeldolgozó berendezéseknél és technikáknál. A kezdeti feldolgozás befejezése után a 156 kezdeti szűrő olyan 158, 160 szűrőkké választható szét, amelyeknek egymástól független együttható generátoraik vannak. A kezdeti feldolgozás további részleteit a későbbiekben tárgyaljuk.
Annak érdekében, hogy egyidejű (kettős) beszéd jelentkezésekor megőrizzük a 160 visszhang-hatástalanító szűrő szűrési együtthatóit, a 140 NEC változtatható adaptációs küszöböt (VT) alkalmaz a 160 visszhang-hatástalanító szűrő adaptációjának be- és kikapcsolásához. A változtatható adaptációs küszöböt (VT) a 186 változtatható adaptációs küszöbegység számítja ki és továbbítja a 180 állapotgépbe. A vezérlési algoritmus lehetővé teszi, hogy a 160 visszhang-hatástalanító szűrő annak megfelelően alkalmazkodjék, hogy a 158 állapotszűrő vagy a 160 visszhang-hatástalanító szűrő ERLE-értéke nagyobb a VT küszöbnél. A 4. ábra szerinti esetben a 126 generátor vezérlőjele olyan aktiválójelet tartalmaz a 152 vezérlőegységből, amely lehetővé teszi, hogy a
HU 215 224 Β
126 együttható vektorgenerátor felfrissítse a szűrési együtthatókat a szűrőadaptációhoz. Abban az esetben, ha mindkét szűrő ERLE-értéke kisebb a VT küszöbnél, a 180 állapotgép letiltja a 126 együttható vektorgenerátort, és az nem szolgáltat felfrissített együtthatókat. Ebben az esetben a 126 együttható vektorgenerátor mindaddig a meglevő együtthatókat adja ki, amíg nem kap ismét adaptációt aktiváló utasítást. A vezérlőbemenet más paraméterekkel is ellátja a 126 együttható vektorgenerátort, mint például a (4) képlet μ, e(n) és Exx(n) értékei.
A 6. ábra szerinti esetben a 182 energiaszámító egység a (6) képlet alapján számítja ki a 158 állapotszűrő számára az ERLE-értéket az r(n) és e^n) értékek felhasználásával. Hasonlóképpen számítja ki a 182 energiaszámító egység a megfelelő értéket a 160 visszhanghatástalanító szűrő számára az r(n) és e(n) értékekkel. A 186 állaptgép először egy kezdeti minimális küszöbértékre állítja be, amely az adott példa esetében 6 dB. A 186 változtatható adaptációs küszöbegységnél a küszöbérték-feldolgozása a következő C-kóddal írható le:
if (ERLE>VT+6 dB) {VT=MAX[VT, (ERLE-6 dB)];} else if (ERLE<MT-3 dB) {VT=MT;}
Ha az ERLE-érték nagyobb lesz, mint (VT+6 dB), az adaptációs küszöb is nő, de 6 dB értékkel az ERLE csúcsértéke alatt marad. Ez a 6 dB margó veszi figyelembe azt, hogy az ERLE változó. A 180 állapotgép lehetővé teszi, hogy a 160 visszhang-hatástalanító áramkör folytassa az adaptációt, ha a 158 vagy 160 szűrő ERLE-értéke belül marad az ERLE legutolsó csúcsértékétől számított 6 dB-en. Ha az ERLE-értéke 3 dBlel a minimális küszöbérték alá esik, az adaptációs küszöb visszaáll a minimális küszöbértékre. Ennek a megoldásnak az az előnye, hogy a 160 visszhang-hatástalanító szűrő adaptációja közvetlenül az egyidejű (kettős) beszéd megjelenésekor megszűnik. Tegyük fel például, hogy csak a túlsó oldali fél beszél, és az ERLE csúcsértéke 34 dB. Amikor az innenső oldali fél elkezd beszélni, az ERLE csökken és a szűrő adaptációja megáll, ha az ERLE eléri a 28 dB-t. A klasszikus innenső oldali beszéddetektorok mindaddig nem függesztik fel az adaptációt, amíg az ERLE nem csökken kb. 6 dB alá, ami lehetővé teszi azt, hogy a közelítőleges visszhangcsatorna némiképp eltorzuljon. Ezért a jelen találmány szerinti megoldás a visszhangcsatoma karakterisztikájának jobb megőrzésével eredményesebben hatástalanítja a visszhangot egyidejű beszéd esetén, ugyanakkor kiküszöböli a hagyományos visszhang-hatástalanító áramköröknél alkalmazott középen való korlátozásnál fellépő hangminőségromlást.
A jelen találmány példakénti kiviteli alakjánál előnyös, ha a 158 és 160 szűrők ERLE-értéke VT értéke alá csökken, mielőtt a 160 szűrő leáll. A vezérlési algoritmus ezen jellegzetessége segít megkülönböztetni az egyidejű beszéd esetét a két ERLE-érték normális változásaitól, mivel az egyidejű beszéd kezdetekor mindkét szűrő ERLE-értéke rögtön lecsökken.
A jelen találmány egy következő aspektusa szerint amikor a 158 és 160 szűrőknél konvergencia lép fel, a VT minimális küszöbértéke megnő a kezdeti beállításhoz képest. Ha a VT minimális küszöbértéke megnő, nagyobb ERLE-érték szükséges ahhoz, hogy a 160 visszhang-hatástalanító szűrő elkezdjen adaptálni.
Annak elkerülése érdekében, hogy a magas háttérzajszint és az állapotmeghatározás között interferencia lépjen fel, a jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkör az x(n) és e(n) jelek vonatkozásában differenciális energiaalgoritmust alkalmaz. Ez az algoritmus, amely a 184 differenciális energiaérték egységbe és a 180 állapotgépbe van betáplálva, és amelyet később ismertetünk részletesebben, folyamatosan ellenőrzi a háttérzaj szintjét, és ezt összehasonlítja a jel energiájával annak meghatározása végett, hogy a fél beszél-e. A 184 differenciális energiaérték egység a példakénti kiviteli alak esetében három T](Bj), T2(Bj) és T3(Bf) küszöbértéket számít ki, amelyek a Β, háttérzaj szintjének függvényei. Ha az x(n) jel energiája nagyobb mindhárom küszöbértéknél, azt állapítjuk meg, hogy a fél beszél. Ha a jel energiája nagyobb Τ,-nél és T2-nél, de nem nagyobb T3-nál, azt feltételezzük, hogy a fél olyan hangot ad ki, mint az „sp” a „speed” szóban. Ha a jel energiája kisebb mindhárom küszöbértéknél, azt állapítjuk meg, hogy a fél nem beszél.
A 7. ábra a jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkör adatminta-feldolgozási folyamatának egy összesített folyamatábrája. Az algoritmus a 180 állapotgép felügyelete alatt indul (200 tömb), majd először x(n) és v(n) jelekből μ szerinti mintákat vesz (202 tömb), amelyeket lineáris értékekké alakít át (204 tömb). A v(n) mintát ezután a HPF felületáteresztő szűrő r(n) mintává alakítja (206 tömb). A HPF, az 5. ábra 146 szűrője, a jól ismert digitális szűrési technika alapján felépített digitális szűrő, amely eliminálja a maradék DC-t és a kisfrekvenciás zajt. A HPF általában egy harmadrendű elliptikus szűrő, amelynek karakterisztikájában a gátlási sávra 120 Hz vágási frekvencia és 37 dB gátlás, az áteresztő sávra pedig 250 Hz vágási frekvencia és 0,7 dB hullámzás jellemző. A HPF általában egy első és egy második rendű közvetlen formájú megvalósításból álló kaszkád, amelynek együtthatóit az alábbi 1. táblázat mutatja:
1. táblázat
A(l) A(2) B(0) B(l) B(2)
-645 941 0 822970 -822970 0
-1 885649 924631 1034521 -2 061873 1034461
HU 215 224 Β
Ezután az x(n) mintára vonatkozóan felfrissítjük az Ex(n) és Exx(n) energiaátlagokat (208 tömb). Ezt követően az r(n) jelmintára vonatkozóan felfrissítjük az Er(n) energiaátlagot, és kiszámítjuk a hibridáramkör Hloss(n) energiaveszteségét (210 tömb).
Ezután az adaptív 158 szűrő (5. ábra) kimenetét ,az yl(n) értéket számítjuk ki (212 tömb), majd meghatározzuk az el(n) maradék visszhangot (214 tömb). Ezután felfrissítjük a 158 szűrő ERLE1 értékét és Eel energiaátlagát (216 tömb). Hasonlóképpen kiszámítjuk a 160 adaptív szűrő (5. ábra) kimenetét, az y(n) értéket (218 tömb), majd meghatározzuk az e(n) maradék visszhangot (220 tömb). Ezután felfrissítjük a 160 szűrő ERLE-értékét és Ee energiaátlagát (222 tömb). Meg kell jegyezni, hogy a 208-222 tömbökben végrehajtott lépéseket más sorrendben is végre lehet hajtani, ha a további lépésekhez szükséges értékek ezt kívánják. Továbbá bizonyos lépések párhuzamosan is végrehajthatók, például a 212-216 és a 218-222 lépések. Ezért a 7. ábra kapcsán tárgyalt sorrend csupán példának tekinthető a feldolgozási lépések sorrendjére vonatkozóan.
Az előző lépések végrehajtása után paraméterbeállítási lépés következik (224 tömb). Ezt a lépést a 8. ábra kapcsán fogjuk részletesebben ismertetni. A paraméterbeállítási lépés végrehajtása után periodikus függvény lépés következik (226 tömb). Ezt a lépést a 9. ábra kapcsán fogjuk részletesebben ismertetni. A periodikus függvény lépés végrehajtása után állapotgép-működtetési lépés következik (228 tömb). Ezt a lépést a 14. ábra kapcsán fogjuk részletesebben ismertetni. Az állapotgép-működtetési lépés végrehajtása után a folyamat megismétlődik a folyamatábra A pontjához való visszatéréssel.
A 8. ábra szerinti folyamatábra a 7. ábra paraméterbeállítási lépésének (224 tömb) részletesebb kifejtése. A paraméterbeállítási lépés során a szűrő lépésértéke és a változtatható küszöbérték paraméterek felfrissítése megy végbe a visszhang-hatástalanító működése közben.
Mind a 158 állapotszűrőt, mind a 160 visszhang-hatástalanító szűrőt (5. ábra) a 180 állapotgép inicializálja a működés kezdetekor, éspedig oly módon, hogy a szűrő együtthatógenerátor-vezérlő bemenetére lépésértékként 1-et ad (μ1=μ2=1). A szűrők ezen szinten történő inicializálása gyors kezdeti konvergenciát tesz lehetővé. A paraméterbeállítási lépés elérésekor egy kezdeti paraméterbeállítási algoritmust alkalmazunk. Ennél a kezdeti algoritmusnál meghatározzuk, hogy a visszhanghatástalanító szűrő vezérlőelemének beállított μ2 értéke nagyobb-e egy rögzített 0,5 értéknél (250 tömb). Ha igen, meghatározzuk, hogy az ERLE-érték nagyobb e 14 dB-nél (252 tömb). Ha az ERLE-érték nagyobb 14 dB-nél, mint a csatorna konvergenciája elérésének kezdeténél, egy számlálót (Scount számlálót) nullára állítunk (254 tömb), és jelen minta esetében a paraméterbeállítási lépést azzal fejezzük be, hogy a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Ha az ERLE-érték nagyobb 14 dB-nél, a számlálót továbbléptetjük (256 tömb). Ezután meghatározzuk, hogy a Scount-érték elérte-e a 400 értéket (258 tömb).
Ha a Scount-érték kisebb 400-nál, az adott minta esetében a paraméterbeállítási lépést azzal fejezzük be, hogy a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Ha viszont a 258 tömb szerinti meghatározás eredménye az, hogy a Scount-érték egyenlő 400-zal, ami azt jelenti, hogy az ERLE-érték nagyobb 14 dB-nél 50 msra (folyamatosan), az állapotszűrő μί lépésértékét 0,7 értékkel eltoljuk, a visszhang-hatástalanító szűrő μ2 lépésértékét pedig 0,4 értékkel eltoljuk (260 tömb). Szintén a 260 tömb szerint a Scount-számlálót nullára állítjuk vissza. A jelen minta esetében a paraméterbeállítási lépést azzal fejezzük be, hogy a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Ha a 250 tömbben megállapítjuk, hogy a visszhanghatástalanító szűrő μ2 vezérlőelem beállítási értéke nem nagyobb egy előre beállított 0,5 értéknél, akkor egy közbenső algoritmust indítunk. Ezzel a közbenső algoritmussal meghatározzuk, hogy a μ2 értéke nagyobb-e 0,2-nél (262 tömb). Ha igen, meghatározzuk, hogy az ERLE-érték nagyobb e 20 dB-nél (264 tömb). Ha az ERLE-érték nem nagyobb 20 dB-nél, a Scountértéket nullára állítjuk (Scount=0), 266 tömb, és a paraméterbeállítási lépést az adott minta esetében azzal fejezzük be, hogy a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Ha azt állapítjuk meg, hogy az ERLE-érték nagyobb 20 dB-nél, akkor a számlálót továbbléptetjük (268 tömb). Ezután meghatározzuk, hogy a számlált érték egyenlő-e 400-zal (270 tömb). Ha a számlált érték kisebb 400-nál, az adott minta vonatkozásában befejeződött a paraméterbeállítási lépés, és a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Ha viszont a 270 tömbben azt állapítjuk meg, hogy a Scount-számláló által számlált érték éppen 400, ami azt jelenti, hogy az ERLE-érték 50 ms-ra nagyobb 20 dB-nél, a μΐ értéket 0,4-re, a μ2 értéket 0,1-re toljuk el (272 tömb). Ugyancsak a 272 tömbben a minimális küszöbértéket a kezdeti 6 dB minimális küszöbértékről 12 dB-re növeljük. A jelen minta esetében ezzel befejeződik a paraméterbeállítási lépés, és a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Meg kell jegyezni, hogy ha a szűrőket kisebb lépésértékekre állítjuk be, magasabb ERLE-szintek alkalmazhatók. A bemutatott előnyös kiviteli alak esetében azonban fenntartjuk a μΐ < μ2 viszonyt, tehát a visszhang-hatástalanító szűrő ERLE-értéke állandósult állapotban nagyobb, és az állapotszűrő gyorsan reagál a visszhangcsatoma karakterisztikájának megváltozására.
Miután a visszhang-hatástalanító szűrőnél a μ2 értékét 0,1-re állítottuk be, a változtatható adaptációs küszöbérték algoritmus lép működésbe, hogy pontosabban tudjuk megőrizni a visszhangcsatoma karakterisztikáját. A 186 változtatható adaptációs küszöbértékegységben megvalósított változtatható küszöbérték algoritmust akkor vesszük elő, ha a 262 tömbben azt állapítjuk meg, hogy μ2 értéke kisebb 0,2-nél. Ha azt határozzuk meg, hogy az ERLE-érték 6 dB-lel nagyobb a változtatható VT küszöbértéknél, amelyet kezdetben 6 dB kezdeti minimális küszöbértékre állítottunk be (274 tömb), a VT értéket a 276 tömbben módosítjuk a VT értékét. A 276 tömbben a VT értékét
HU 215 224 Β arra az értékre állítjuk be, amely nagyobb a következő kettő közül: a VT előző értéke és az ERLE-érték mínusz 6 dB. A VT-érték beállításával erre a mintára nézve befejeződött a paraméterbeállítási lépés, és a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Ha viszont a 274 tömbben azt állapítjuk meg, hogy az ERLE-érték nem nagyobb a VT plusz 6 dB értéknél, meghatározzuk, hogy az ERLE értéke kisebb e a minimális küszöbérték mínusz 3 dB értéknél (278 tömb). A 278 tömbben az MT minimális küszöbérték 12 dB, amint azt a közbenső algoritmussal beállítottuk. Ha az ERLE-érték nagyobb mint a minimális küszöbérték mínusz 3 dB érték, a jelen mintára nézve befejeződött a paraméterbeállítási lépés, és a C pontnál kilépünk a szubrutinból. Ha viszont a 278 tömbben azt állapítjuk meg, hogy az ERLE-érték nem nagyobb a minimális küszöbérték mínusz 3 dB értéknél, a VT-t az MT-értéknek megfelelően állítjuk be, vagyis 12 dB-re (280 tömb). Ezzel az adott mintára nézve befejeződött a paraméterbeállítási lépés, és a C pontnál kilépünk a szubrutinból.
Meg kell jegyezni, hogy a minimális küszöbérték megnövelésével a folyamat szelektívebbé válik abban a tekintetben, hogy mikor adaptálódik a visszhang-hatástalanító szűrő: mindkét szűrőtől nagyobb ERLE-értékre van szükség. Ha nagyobb minimális küszöbértéket alkalmazunk, nagyobb ERLE-érték szükséges ahhoz, hogy az egyidejű (kettős) beszédállapotból a megszakított vonal állapotba jussunk, amint azt a későbbiekben a 14. ábra kapcsán az állapotgép működésének ismertetésénél tárgyalni fogjuk.
Annak érdekében, hogy még nagy innenső oldali háttérzaj esetén is gyorsan elérjük az állandósult állapotot, a jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkör kezdetben az x(n) bemeneti erősítését túlsó oldali beszéd idején +3 dB-re állítja be (IGain=3 dB). Mint az 5. ábrán látható, a 180 állapotgép vezérli a változtatható erősítésű 170 erősítő fokozatot. Ez a kezdeti 3 dB erősítés megnöveli az r(n)-nél vett visszhang értékét az innenső oldali zajhoz képest (az S/N viszony 3 dB-lel nő), ami gyorsabb kezdeti konvergenciát tesz lehetővé. Ha a minimális küszöbérték eléri a 12 dB-t (7. ábra, 272 tömb), a 180 állapotgép 100 ms-onkénti 1,5 dB-es lépésekben visszaállítja az IGain értéket annak névleges értékére, azaz 0 dB-re. Kísérleteink tanúsága szerint az 1,5 dB-es erősítésváltozásokat a beszélő felek nem érzékelik. Ez a beállítás a túlsó oldali beszéd első 500 ms-a idején ki van iktatva.
A változtatható erősítésű 170 erősítőfokozaton a 188 automatikus erősítésszabályozó egység segítségével második erősítésbeállítást is végzünk annak érdekében, hogy automatikusan kizárjuk a korlátozást. Az x(n) μ szerinti mintája, amelyet a visszhang-hatástalanító áramkör a vocoderból kap, általában -8 031 és + 8 031 között van. Ha a hibridáramkör felé továbbított x(n) minták értéke közel van a maximális + 8031 vagy -8 031 értékhez, a hibridáramkörtől visszatérő minták nemlineáris viszonyban vannak az x(n) referenciajellel. Ezen probléma megoldása érdekében alkalmazzuk a jelen találmány szerinti visszhang-hatástalanító áramkörnél a 188 automatikus erősítésszabályozó egységet, amely automatikusan oly módon szabályozza a 170 erősítőelemet, hogy a bemenő minták minden esetben 1,5 dB értékkel csökkenjenek (IGain^l,5 dB), ha az x(n) minta abszolút értéke nagyobb egy előre beállított, a maximumhoz közeli értéknél, például 7900-nál. Az IGain azonnal visszaáll 0 dB-re, ha a hatástalanító áramkör „csend” üzemállapotba kerül. Ez az erősítésváltozás, amely az innenső oldali fél számára nem érzékelhető, a tipikus beszélgetéseknél általában nem lép működésbe, de nagymértékben javítja a visszhang-hatástalanító áramkör működését, ha a túlsó oldali fél kiabál.
Visszatérve a 7. ábrához: a paraméterbeállítási lépés befejezése után a periodikus függvénykiszámítási lépés kerül sorra. A 9. ábra szemlélteti azt a három számítást, amelyek perodikusan elvégzésre kerülnek a periodikus íuggvénykiszámítási lépés során: (1) az x(n) és e(n) jelek differenciális energia értéke, (2) a zajelemzés autokorrelációja és Durbin-rekurziója, és (3) a megcsapoláseltolási algoritmus, amely a változó visszhangkésleltetést veszi figyelembe.
A 9. ábra szerint a periodikus függvény kiszámítási lépés egy függvénykiválasztási lépéssel kezdődik (300 tömb), amely az állapotgép állapota és egy számláló (Fcount) alapján meghatározza, hogy mely számításokat kell elvégezni. Az állapottól függetlenül a 184 differenciális energiaegységben (6. ábra) minden százhuszonnyolc mintánál kiszámításra kerül az x(n) és e(n) jelek differenciális energia értéke. Az x jel DEM(x) differenciális energia értéke annak meghatározására szolgál, hogy a túloldali fél beszél-e. A DEM(x) az előnyös kiviteli alak esetében 0 és 3 közötti egész szám. A DEM(x) értéket úgy határozzuk meg, hogy az x(n) jel Ex energiáját három kiszámított küszöbértékkel hasonlítjuk össze, amelyek az Xbj háttérzaj szint energiája becsült értékének függvényei (302 tömb).
Ennél a lépésnél a becsült háttérzajt minden százhuszonnyolc mintára kiszámítjuk, ahol a soron következő Xbj+] felfrissített adatot a következőképpen számítjuk:
Sbj+1= min (Ex, 160000, max [l,0054sbj, Xbi+1])(17)
A három küszöbértéket az Xbj függvényeként a következőképpen számítjuk Ki.
T, (XB,)=- (3,160500x 103) XB,2+10,35XBj+ 704,44; (18)
T2(XBj)=-(7,93 8816χ 10-4)XBf 2+26,00 XB;+ 1769,48; and (19)
T3(XB,)=-(3,160500X10-4) XBj2+103,5 SB,+ 7044,44. (20)
A túlsó oldali jel Ex energiáját ugyancsak összehasonlítjuk ezzel a három küszöbértékkel. Ha Ex nagyobb mindhárom küszöbértéknél, akkor DEM(x)=3, ami azt jelzi, hogy beszéd van jelen. He Ex nagyobb Trnél és T2-nél, de nem nagyobb T3-nál, akkor DEM(x)=2, ami azt jelenti, hogy valószínűleg nem hangzó beszéd van jelen. He Ex nagyobb T(-nél, de nem nagyobb T2-nél és T3-nál, akkor DEM(x)=l. És végül, ha Ex kisebb mindhárom küszöbértéknél, akkor DEM(x)=0, ami azt jelenti, hogy nincs jelen beszéd. A DEM(x) értékét a 184 differenciális energiaérték-egység a 180 állapotgépnek adja tovább.
HU 215 224 Β
Hasonlóképpen kiszámítjuk az e jel DEM(e) differenciális energia értékét annak meghatározása végett, hogy az innenső oldali fél beszél-e. Az előnyös kiviteli alak esetében a DEM(e) szintén 0 és 3 közötti egész szám. A DEM(e) értékét úgy határozzuk meg, hogy az e(n) jelnek a 182 energiakiszámító egység (6. ábra) által szolgáltatott Ee energiaértékét a 304 tömbben összehasonlítjuk az alábbi három számított küszöbértékkel:
T,(EB—(6,930766* 10-6)+4,047152 EB;+ 289,7034; (21)
T2(EB,)=-( 1,912166* 10-5) EB.2+8,750045 EB;+ 908,971; and (22)
Τ3(ΕΒ()=Κ4,946311*10-5) EB;2+18,89962 EB;+ 2677,431 (23) ahol az e(n) jel becsült háttérzaj értékét szintén minden százhuszonnyolc mintánál az alábbiak szerint frissítjük fel:
Ebi+1=min [Ee, 160000, max (1,00547 EB;,
EBi+1)] (24)
Ha Ee nagyobb mindhárom küszöbértéknél, akkor DEM(e)=3, ami azt jelenti, hogy innenső oldali beszéd van jelen. Ha Ee nagyobb Trnél és T2-nél, de nem nagyobb T3-nál, akkor DEM(e)=2, ami azt jelenti, hogy valószínűleg nem hangzó innenső oldali beszéd van jelen. Ha Ee nagyobb Trnél, de nem nagyobb T2-nél és T3-nál, akkor DEM(e)=l. És végül, ha Ee kisebb mindhárom küszöbértéknél, akkor DEM(e)=0, ami azt jelenti, hogy nincs jelen beszéd. A DEM(e) értékét a 184 differenciális energiaérték-egység a 180 állapotgépnek adja tovább.
A DEM(x) és DEM(e) értékek kiszámítása után az Xb; és Eb; értékeket a 306 tömbben a (17) és (24) képletek szerint felfrissítjük. Meg kell jegyezni, hogy az XB; és EB, értékek kezdetben 160 000-re vannak beállítva.
A háttérzaj szintet ellenőrző differenciális energiaértékek alkalmazásával nagy háttérzajszint esetén is pontosan meg tudjuk határozni, hogy beszél-e valaki. Ezáltal elősegítjük, hogy a 180 állapotgép (6. ábra) helyesen végezze el az állapotmeghatározást.
Mint korábban már említettük, a periodikus függvény számítási lépés során zajelemző számítást végzünk. Ha a függvénykiválasztás (300 tömb) azt állapítja meg, hogy az állapotgép az adott minta esetében „0” állapotban van, meghatározzuk, hogy a legutóbbi kétszázötvenhat minta mindegyikénél, beleértve a jelen mintát is „0” állapotban volt-e az állapotgép (308 tömb). Ha igen, a beszéd vocoderes feldolgozásánál hagyományos lineáris prediktív kódolási (LPC) módszerrel kiszámítjuk a zaj spektrális jellemzőit. Ha viszont nem mindegyik minta volt „0” állapotú, az LPC módszer alkalmazása elmarad.
Az LPC módszer oly módon modellezi a mintákat, mintha azok mind az előző minták és egy gerjesztés kombinációjából állnának. Ha egyik fél sem beszél, az e(n) hibajel egy prediktív hibaszűrőn megy át (lásd az 5. ábra 166 zajelemző egységét) a rövidtávú redundanciák megszüntetése végett. Ennek a szűrőnek az átviteli függvényét a következő képlet határozza meg:
p
A(z)=l- ^a,z-' ί25) i=l ahol a prediktor rendszáma a példa szerinti kiviteli alaknál 5 (P=5).
Az a, LPC együtthatókat egy százhuszonnyolc mintát tartalmazó blokkból számítjuk ki az autokorrelációs módszer alkalmazásával (310 tömb), Durbin-féle rekurzióval (312 tömb), amint az Rabiner & Schafer Digital Processing of Speech Signals c. közleményében le van írva. Ez egy jól ismert és hatékony számítási módszer. Az első hat R(0)-R(5) autokorrelációs együtthatót a következő képlet szerint számítjuk ki:
127-k
R(k)=£e(m) e(m+k) (26) m=0
Az LPC együtthatókat azután a Durbin-féle rekurziós algoritmus alkalmazásával közvetlenül az autokorrelációs értékekből számítjuk ki. Az algoritmus a következőképpen írható le:
(1) E«»=R(0), i=l ; 1 (27)
(2) 1 1 ki={R(i)-^a(l-1)R(i-j)}/E0-’) j=i J (28)
(3) a;0)=kj (29)
(4) 0^)=0^-1 Μςα; jO-O l<=<i—1 (30)
(5) E(i)=(l-k;2) E(i-l) (31)
(6) ha i < P folytatás (2)-töl, i=i+1 mellett. (32)
(7) Az LPC együtthatók végső megoldása
«Γ α/ρ) l<=j<=P. (33)
Az ily módon kapott LPC együtthatók segítségével azonos spektrális jellemzőkkel rendelkező szintetizált zajmintákat állíthatunk elő oly módon, hogy fehér zajt bocsátunk át a zaj szintetizáló szűrőn (lásd az 5. ábra 168 zaj szintetizáló egységét), amelyet a következő képlet határoz meg:
1 i=l és amely éppen az inverze a zajelemzéshez használt szűrőnek.
Meg kell jegyezni, hogy a példakénti kiviteli alaknál az LPC kódolási technika kiváló módszert biztosít a zaj modellezéséhez. Azonban más módszerekkel is modellezhető a zaj, vagy el is hagyható a zaj modellezése.
A periodikus függvény számítási lépés egy további függvényeként megcsapoláseltolási algoritmust alkalmazunk a különféle visszhangkésleltetések figyelembevétele céljából. Ezt a számítást a hívás kezdeti mintafeldolgozásával együtt hajtjuk végre, majd opcionálisan minden kétszázötvenhat mintára, feltéve, hogy az ERLE-érték nagyobb 10 dB-nél (314 tömb). Ha az ERLE értéke nagyobb 10 dB-nél, ami azt jelenti, hogy bizonyos mértékű hatástalanítás van jelen, a legnagyobb megcsapolás, vagyis a legnagyobb szűrési együttható kerül meghatározásra (316 tömb) a kezdeti szűrőnél (5. ábra, 156 szűrő) a 190 lapos késleltetést számító egységben (6. ábra). Ezt követően a megcsapolások eltolására kerül sor annak érdekében, hogy több mintát nyerjünk a visszhangszóródási tartományból és kevesebbet a lapos késleltetési tartományból
HU 215 224 Β (318 tömb). A megcsapolások eltolása azt jelenti, hogy a pufferból szándékosan több, a visszhangszóródási tartományból való mintát viszünk át az állapotszűrőbe és a visszhang-hatástalanító szűrőbe, mint ahányat normál esetben átvinnénk. Ezeknek a mintáknak újra kiszámítjuk az energiaátlagait (320 tömb). Amikor végrehajtottuk a megcsapoláseltolási algoritmust vagy a periodikus fuggvénykiszámítási lépés másik két számítási eljárásnak bármelyikét, az Fcount-számlálót továbbléptetjük (322 tömb), és kilépünk a szubrutinból.
A visszhangkésleltetés beállítását illetően, mivel bázisállomás visszhang-hatástalanító áramköre és a telefonhálózaton belüli hibridáramkör közötti távolság a hívások között nagymértékben változhat, a visszhangjel lapos késleltetése is széles tartományban változik. Könnyen megbecsülhetjük ezt a tartományt, ha feltételezzük, hogy az Egyesült Államok kelet-nyugati irányban mintegy 3000 mérföld szélességű, és a villamos jelek a fénysebesség 2/3 értékével terjednek. Mivel a körkörös teqedési távolság 6000 mérföld, a maximális lapos késleltetés értéke közelítőleg [(6000 mérföld)x(1609,34 méter/mérföld)) = 4g 3 ms (35) [2*105 méter/ms]
A jelen találmány szerinti hálózati visszhang-hatástalanító áramkör a különféle hívásoknál jelentkező különböző értékű lapos késleltetéseket oly módon veszi számításba, hogy a visszhangszóródási tartományban alkalmaz több megcsapolást ahelyett, hogy ezeket „elpazarolná” a lapos késleltetési tartományban. Például egy olyan hagyományos visszhang-hatástalanító áramkörnél, amely nem alkalmaz megcsapoláseltolást, egy 16 ms-os lapos késleltetés esetén a visszhang-hatástalanító áramkör első százhuszonnyolc megcsapolása nullához közeli, mivel a szűrőkésleltetési vonal százhuszonnyolc legfrissebb mintája nincs korreálva a visszhanghatástalanító áramkörbe belépő visszhangmintával. A tényleges visszhangjelet ezért csak a fennmaradó százhuszonnyolc megcsapolás hatástalanítja. Ezzel szemben a jelen találmány szerinti hálózati visszhanghatástalanító (NEC) áramkör automatikusan meghatározza, hogy a lapos késleltetés értéke 16 ms, és a megcsapolásokat oly módon tolja el, hogy régebbi mintákat kezeljenek. Ez a stratégia több megcsapolást használ fel a visszhangszóródási tartományban, ami jobb visszhang-hatástalanítást eredményez.
A jelen találmány szerinti NEC a túlsó oldali x(n) beszédjelből vett ötszáztizenkét mintát 64 ms késleltetésnek megfelelő körkörös pufferben tárolja (lásd az 5. ábra 154 pufferét). Amikor a visszhang-hatástalanító áramkör működésbe lép, kezdéskor a 156 kezdeti szűrőben (5. ábra) négyszáznegyvennyolc szűrőmegcsapolást a négyszáznegyvennyolc legfrissebb mintára adaptál (10. ábra).
Amikor a megcsapolások ilyen helyzete mellett létrejött a kezdeti konvergencia, a 190 lapos késleltetést kiszámító egység algoritmusa meghatározza a lapos késleltetést azáltal, hogy megkeresi a legnagyobb megcsapolási értéket és annak helyzetét a 156 kezdeti szűrő megcsapolásos pufferében. A legnagyobb megcsapolás Tmax sorszáma megfelel a lapos késleltetésnek, mivel 8 kHz-es minták esetén ez az az idő, amely alatt a túlsó oldali beszédminta kilép a visszhang-hatástalanító áramkörből, visszaverődik a hibridáramkörön, és visszatér a visszhang-hatástalanító áramkör bemenetére. A megcsapolások Tmax értékkel való eltolása helyett az algoritmus egy harminckét mintányi biztonsági sávot hagy, ha a visszhangcsatoma karakterisztikája csak kismértékben változik. A tényleges eltolási értéket a következő képlet határozza meg:
Teltolás=MAX [0, MIN(Tmax-32,256)] (36)
A Teltolás meghatározása után a 190 késleltetést kiszámító egység a kezdeti szűrő megcsapolásait a Teltolás-tól kezdődően a bemásolja mind az állapotszűrőbe, mind a visszhangot hatástalanító szűrőbe (11. ábra). A körkörös puffemél Te|t0|;is-sal való elállítást alkalmazunk, hogy mind az ellenőrző szűrő, mind a visszhang-hatástalanító szűrő nulladik megcsapolása azzal a mintával legyen vonalban, amely Te)tolás-nyi hellyel a legfrissebb minta előtt érkezett. A 12. ábra mutatja a maximális eltolást, amely lehetővé teszi a 64 ms-on belüli visszhangfeldolgozást. Miután a megcsapolásokat oly módon állítottuk át, hogy régebbi mintákat kezeljenek, az Ex(n) és Exx(n) energiaértékeket is megfelelőképpen módosítjuk, hogy ezen régebbi minták négyzetösszegei kerüljenek meghatározásra.
A fentiekben szemléltetési céllal három adaptív szűrő alkalmazását írtuk le. Meg kell azonban jegyezni, hogy a különféle megvalósításoknál, különösen digitális jelfeldolgozó egységeknél a kezdeti szűrő állapotszűrőként és visszhang-hatástalanító szűrőként is funkcionálhat, ugyanazt a fizikai memóriát használva.
A periodikus függvénykiszámítási lépésből a D pontnál történő kilépésnél (7. és 9. ábra) a 180 állapotgép (6. ábra) állapotgépes vezérlési algoritmust hajt végre. Az állapotgépes vezérlési algoritmus egy öt állapottal rendelkező állapotgéppel modellezhető (13. ábra). A 180 állapotgépbe betáplált állapotgépes vezérlési algoritmus minden új minta esetében állapotváltozást eredményezhet.
A „0” állapot (330 tömb) jelenti a „csönd”-állapotot, amikor egyik fél sem beszél. Ebben az állapotban sem az állapotszűrő, sem a visszhang-hatástalanító szűrő nem adaptál, hogy ne legyen eltérés a visszhangcsatomától. Ha a NEC kétszázötvenhat egymást követő mintánál „0” állapotban marad, a vezérlési algoritmus a
9. ábra szerinti zajelemzési rutint iniciálja annak érdekében, hogy az LPC analízis felhasználásával kódolja a háttérzaj frekvenciakarakterisztikáját.
Ha csak a túlsó oldali fél beszél, a NEC az „1” állapotba kerül (332 tömb), amelyben az állapotszűrő mindig adaptál. A visszhang-hatástalanító szűrő akkor adaptál, ha valamelyik szűrő ERLE-értéke a VT adaptációs küszöbérték fölött van. A zajt szintetizáló rutin (a legutóbbi „csönd” intervallum alatt kapott LPC együtthatók felhasználásával) az esetleges maradék visszhangot helyettesítő zajt állít elő. Valójában az „1” állapotban a NEC ERLE értéke végtelen, mivel mindegy, hogy milyen hangos az X(n) túlsó oldali beszéd, a maradék visszhang nem juthat vissza a mobilállomáshoz.
HU 215 224 Β
Ha csak az innenső oldali fél beszél, a NEC a „2” állapotba kerül (334 tömb). Ekkor az állapotgép mindkét szűrő adaptációját befagyasztja, és e(n) jelet ad ki. Ha az innenső oldali fél abbahagyja a beszédet, a NEC a „4” állapotba megy át (megszakítás), a példakénti kiviteli alak esetében 50 ms-os időtartamra, mielőtt átmenne a „0” állapotba (csönd). Ez a megszakítás azt veszi figyelembe, hogy az innenső oldali beszédben lehetnek szünetek. Ha a túloldali fél elkezd beszélni, a NEC a ”3” állapotba megy át (egyidejű beszéd).
A „3” állapotban (336 tömb), amely egyidejű (kettős) beszédnek felel meg, az állapotgép befagyasztja a visszhang-hatástalanító szűrő adaptációját, és e(n) jelet ad ki. Ha a hibridáramkör-veszteség 3 dB fölött van, az állapotgépes vezérlési algoritmus megengedi az állapotszűrőnek, hogy adaptáljon annak érdekében, hogy tekintetbe vegye a visszhangcsatoma impulzuskarakterisztikájában beálló esetleges változást. Például tegyük fel, hogy mindkét szűrő konvergenciában van, csak a túlsó oldali fél beszél, és a visszhangcsatoma hirtelen megváltozik. Ez a helyzet akkor fordulhat elő például, ha valaki felemel egy második telefonkagylót, és a mobilállomást használó fél a földi telepítésű oldalon egyszerre két emberrel beszél. Ebben az esetben mindkét szűrő ERLE-értéke hirtelen lecsökken, és a NEC az egyidejű beszédnek megfelelő állapotba kerül, mivel a visszhangjelet tévesen innenső oldali beszédként érzékeli. Bár kettős beszéd esetén normál esetben mindkét szűrő be van fagyasztva, ebben az esetben, ha egyik szűrő adaptációja sincs engedélyezve, a NEC mindaddig ebben az állapotban marad, amíg a hívás be nem fejeződik. Ennek ellenére a NEC felhasználja a hibridáramkör veszteségét annak meghatározására, hogy az állapotszűrő adaptálhat-e. Ha az állapotszűrő adaptál, ennek ERLE-értéke nőni fog, mihelyt visszanyeri az új visszhangcsatomát, és a NEC kiszabadul a „3” állapotból (egyidejű beszéd). Mint az állapotdiagramból látható, a „3” állapotból (egyidejű beszéd) csak a „4” állapoton (megszakítás) át lehet kilépni. Ez utóbbiba viszont csak akkor lehet belépni, ha a hibridáramkör vesztesége nagyobb 3 dB-nél, és vagy az állapotszűrő vagy a visszhang-hatástalanító szűrő ERLE-értéke az MT minimális küszöbérték fölött van.
A „4” állapot (338 tömb) egy megszakítási állapot, amely az innenső oldali beszéd szüneteit veszi tekintetbe. Ha a túloldali fél beszél, és - az adott példa esetében -100 ms ideig nem kerül detektálásra innenső oldali beszéd, a NEC a „4” állapotból (megszakítás) az „1” állapotba (túlsó oldali beszéd) megy át. Ha a túlsó oldali fél nem beszél, és - az adott példa esetében - 50 ms ideig nem kerül detektálásra innenső oldali beszéd, a NEC a „4” állapotból (megszakítás) a „0” állapotba (csönd) megy át. Ha innenső oldali beszéd kerül detektálásra, a vezérlési algoritmus a NEC-et vagy a ”2” állapotba (innenső oldali beszéd) vagy a „3” állapotba (egyidejű beszéd) viszi vissza.
A 14. ábra a NEC állapotgép vezérlési algoritmusának részletes folyamatábráját mutatja. A 14. ábrán az algoritmus minden minta vonatkozásban annak meghatározásával kezdődik, hogy az aktuális állapot az „1” állapotnak (túlsó oldali beszéd) felel-e meg (340 tömb).
Ha az aktuális állapot az ”1” állapot, és a Hloss értéke kisebb 3 dB-nél (342 tömb), a vezérlőelem engedélyezi az e(n) érték kiadását (344 tömb). Ez az eset azt jelenti, hogy az előző mintánál túlsó oldali beszéd volt jelen, de a jelen mintánál egyidejű (kettős) beszéd van jelen. Hasonlóképpen, ha a jelenlegi állapot nem felel meg az „1”, „2” vagy „3” állapotok (túlsó oldali beszéd, innenső oldali beszéd és egyidejű beszéd) egyikének sem (340, 346, 348 tömbök), az állapotgép által szolgáltatott kimenetvezérlés engedélyezi az e(n) érték kiadását (344 tömb). Ezután meghatározzuk azt a következő állapotot, amelyben a NEC-nek készen kell állnia a következő minta feldolgozására. A következő állapotmeghatározás az állapotgépes vezérlési algoritmus E pontjánál kezdődik.
Visszatérve a 340 tömbre, ha a jelenlegi állapot az „1” állapotnak (túlsó oldali beszéd) felel meg, és Hloss értéke nagyobb 3 dB-nél (342 tömb), az állapotszűrő engedélyt kap az adaptálásra (350 tömb). Ezután az ERLEés ERLE1-értékeket ellenőrizzük a VT-értékhez képest, és ha egyik sem nagyobb VT-nél (352, 354 tömb), a visszhang-hatástalanító szűrő engedélyt kap az adaptálásra (356 tömb). Ha viszont a 352, 354 tömböknél sem az ERLE, sem az ERLE1 nem nagyobb VT-nél, a visszhang-hatástalanító szűrő nem adaptál. Mindkét esetben a szintetizált zajegységgel szintetikus zajt állítunk elő (358 tömb) a vezérlőelem felügyelete alatt, a legutóbbi csöndes intervallum alatt nyert LPC együtthatók felhasználásával. A vezérlőelem által szolgáltatott kimenetvezérlés engedélyezi az s(n) szintetizált zajminta kiadását (360 tömb). Ezután meghatározzuk azt a következő állapotot, amelyben a NEC-nek készen kell állnia a következő minta feldolgozására. A következő állapotmeghatározás az E pontnál kezdődik.
Az E pontnál a program végrehajtása egy következő állapotszubrutinba lép be. Ha a DEM(x) értéke nem nagyobb vagy egyenlő 2-vel (362 tömb), ellenőrizzük, hogy DEM(e) kisebb vagy egyenlő-e 1-gyel (364 tömb). Ha DEM(e) nem kisebb vagy egyenlő 1gyel, az állapotgép átmegy a következő „2” állapotba (366 tömb), amely az innenső oldali beszédnek felel meg. Ha azonban DEM(e) értéke kisebb 1-nél vagy egyenlő 1-gyel, az állapotgép a következő „0” állapotba megy át (368 tömb), amely a csöndnek felel meg. Akár a „2”, akár a „0” állapotba történik átmenet, a rutin az állapotgépes vezérlési algoritmus F pontjához lép annak meghatározása végett, hogy nem történt-e megszakítás.
Ha viszont az E pontnál a következő állapotszubrutinba való belépésnél a DEM(x) értéke nagyobb 2-nél vagy egyenlő 2-vel (362 tömb), megvizsgáljuk, hogy DEM(e) értéke egyenlő-e 3-mal (370 tömb). Ha nem, akkor azt állapítjuk meg, hogy a következő állapot „1” (372 tömb), ami túlsó oldali beszédet jelent, és a rutin az állapotgépes vezérlési algoritmus F pontjához lép, annak meghatározása végett, hogy nem történt-e megszakítás. Ha a 370 tömb azt határozza meg, hogy DEM(e) értéke egyenlő 3-mal, akkor a 374, 376 és 378 tömbök ellenőrzik, hogy Hloss, ERLE és ERLE1 közül mindhárom kisebb-e 3 dB-nél. Ha a 374, 376 és 378 tömböknél bármelyik érték kisebb 3 dB-nél, a 380 tömb azt állapítja
HU 215 224 Β meg, hogy a következő állapot a „3” állapotnak (egyidejű beszéd) felel meg. Ha viszont a 374, 376 és 378 tömböknél mindegyik érték nagyobb vagy egyenlő 3 dB-lel, a 372 tömb azt állapítja meg, hogy a következő állapot az „1” állapotnak (túlsó oldali beszéd) felel meg. A 380 és 372 tömbtől a rutin, az előbbiekhez hasonlóan az állapotgépes vezérlési algoritmus F pontjához lép, annak meghatározása végett, hogy nem történt-e megszakítás.
Visszatérve a 346 tömbhöz, ahová annak megállapítása végett történt lépés, hogy a jelenlegi állapot nem „1” állapot e (340 tömb), ami túlsó oldali beszédnek felel meg; meghatározzuk, hogy a jelenlegi állapot a „2” állapot e (innenső oldali beszéd). Ha a jelenlegi állapot a „2” állapotnak felel meg, a 382 tömb engedélyezi az e(n) jel kiadását. Ezután a következő állapot meghatározása történik oly módon, hogy először megvizsgáljuk, hogy DEM(x) egyenlő-e 3-mai (384 tömb), és ha igen, a 386 tömb következő állapotként a ”3” állapotot (egyidejű beszéd) határozza meg. Ha viszont DEM(x) értéke nem egyenlő 3-mal, a 388 tömb meghatározza, hogy DEM(e) nagyobb-e vagy egyenlő-e 2-vel.
Ha a 388 tömb azt határozza meg, hogy DEM(e) nagyobb 2-nél vagy egyenlő 2-vel, a 390 tömb következő állapotként a jelenlegi állapotot tartja fenn, vagyis a „2” állapotot (innenső oldali beszéd). Ha viszont a 388 tömb azt határozza meg, hogy DEM(e) nem nagyobb 2-nél és nem egyenlő 2-vel, a 392 tömb meghatározza, hogy DEM(x) kisebb-e 1-nél vagy egyenlő-e 1gyel. Ha a 392 tömb azt határozza meg, hogy DEM(x) nem kisebb 1-nél és nem egyenlő 1-gyel, akkor a 386 tömb következő állapotként a „3” állapotot (egyidejű beszéd) határozza meg. Ha a 392 tömb azt határozza meg, hogy DEM(x) kisebb 1-nél vagy egyenlő 1-gyel, a 394 tömb következő állapotként a „4” állapotot (megszakítás) határozza meg. Ezen kívül a 394 tömbben egy (nem ábrázolt) belső Hcounter számláló Hcount értékét 400-ra állítjuk. A 386, 390 és 394 tömböktől a rutin az állapotgépes vezérlési algoritmus F pontjához lép, annak meghatározása végett, hogy nem történt-e megszakítás.
Visszatérve a 346 tömbhöz, ha a meghatározás eredménye az, hogy a jelenlegi állapot nem a „2” állapot (innenső oldali beszéd), a 348 tömb meghatározza, hogy a jelenlegi állapot a ”3” állapot e (egyidejű beszéd). Ha a jelenlegi állapot a „3” állapot, a 396 tömb engedélyezi az e(n) érték kiadását. Ezután meghatározzuk, hogy melyik a következő állapot, éspedig oly módon, hogy először a 398 tömb megvizsgálja, hogy DEM(x) egyenlő-e 3-mal, és ha nem, a rutin a fentiekben tárgyalt módon a 388 tömbhöz lép állapotmeghatározás végett. Ha azonban DEM(x) egyenlő 3-mal, a 400 tömb megvizsgálja, hogy Hloss nagyobb-e 3 dB-nél. Ha a 400 tömb úgy találja, hogy Hloss nem nagyobb 3 dB-nél, a 386 tömb a ”3” állapotot (egyidejű beszéd) határozza meg következő állapotként. Ha Hloss nagyobb 3 dB-nél, a 402 tömb engedélyezi, hogy az állapotszűrő adaptáljon.
Az állapotszűrő adaptálásának engedélyezését követően a 404 tömb meghatározza, hogy ERLE nagyobb-e MT-nél, és ha nem, a 406 tömb meghatározza, hogy ERLE1 nagyobb-e MT-nél. Ha ERLE vagy ERLE1 nagyobb MT-nél, a 408 tömb következő állapotként a „4” állapotot (megszakítás) határozza meg. Ha viszont ERLE1 nem nagyobb MT-nél, a 386 tömb a „3” állapotot (egyidejű beszéd) határozza meg következő állapotként. Ha a 408 tömb a „4” állapotot határozza meg következő állapotként, a Hcount 800-ra lesz állítva. A 386 és 408 tömböktől a rutin az állapotgépes vezérlési algoritmus F pontjához lép annak meghatározása végett, hogy nem történt-e megszakítás.
A megszakításrutin késleltetést biztosít az innenső oldali beszédállapotból vagy az egyidejű beszédállapotból a túlsó oldali beszédállapotba vagy a csöndállapotba való átmenet között. Amikor az F pontnál belépünk a megszakítást meghatározó rutinba, a 410 tömb megvizsgálja, hogy a jelenlegi állapot a „4” állapot-e (megszakítás). Ha a jelenlegi állapot nem a „4” állapot, kilépünk az állapotgépes vezérlési algoritmusrutinból, és a rutin visszatér az A ponthoz (7. ábra).
Ha a 410 tömb azt állapítja meg, hogy a jelenlegi állapot a „4” állapot, a 412 tömb meghatározza, hogy következő állapotként a „2” állapotnál alacsonyabb sorszámú állapot, azaz az „1” állapot (túlsó oldali beszéd) vagy a „0” állapot és nem „1” állapot, kilépünk az állapotgépes vezérlési algoritmus szubrutinból, és a szubrutin visszatér az A ponthoz (7. ábra). Ha viszont az kerül megállapításra, hogy a következő állapot „0” állapot vagy „1” állapot, a 414 tömb visszafelé lépteti Hcountot, és a 416 tömb meghatározza, hogy Hcount egyenlő-e 0-val. Ha Hcount egyenlő 0-val, kilépünk az állapotgépes vezérlési algoritmus szubrutinból, és a szubrutin visszatér az A ponthoz (7. ábra). Ha viszont Hcount nem egyenlő 0-val, a 418 tömb következő állapotként a „4” állapotot határozza meg, és kilépünk az állapotgépes vezérlési algoritmus szubrutinból, és a szubrutin visszatér az A ponthoz (7. ábra).
Meg kell jegyezni, hogy a példakénti kiviteli alakkal kapcsolatban tárgyalt paraméterek közül sok megváltoztatható a jelen találmányhoz adott kitanítás körén belül. Például a megszakítási késleltetés megváltoztatható, de megváltoztathatók egyéb paraméterek is, például maguk a küszöbértékek, a küszöbértékek száma, a szűrők lépésértékei stb.
Az előnyös kiviteli alakok fenti leírása arra szolgált, hogy az adott terület bármely szakembere meg tudja valósítani, illetve alkalmazni tudja a jelen találmányt. Ezen kiviteli alakok különféle módosításai a szakember számára nyilvánvalóak, és a jelen találmány itt meghatározott alapelvei más kiviteli alakoknál feltalálói képességek nélkül alkalmazhatók. Ezért a jelen találmány nem korlátozódik a bemutatott kiviteli alakokra, hanem az itt feltárt elvekkel és új ismérvekkel összhangban a lehető legtágabban értelmezendő.

Claims (12)

  1. SZABADALMI IGÉNYPONTOK
    1. Hálózati visszhang-hatástalanító áramkör (140) visszatérő csatornajelben (r/n/) levő visszavert vevőcsatomajel (y/n/) hatástalanítására, azzal jellemezve, hogy
    HU 215 224 Β túlsó oldali beszédjelet (x/n/) vevő első bemenettel, továbbá vezérlőegységtől (152) kapott első szűrő vezérlő jelet vevő második bemenettel, valamint első közelítő visszhangjelet (y 1/n/) kiadó kimenettel rendelkező első szűrője (158);
    az első szűrő (158) első kimenetével összekötött, az első közelítő visszhangjelet (yl/n/) vevő első bemenettel, továbbá visszatérő csatomajelet (r/n/) vevő második bemenettel, valamint első maradék visszhangjelet (el/n/) kiadó kimenettel rendelkező első összegező eszköze (150);
    a túlsó oldali beszédjelet (x/n/) vevő első bemenettel, továbbá a vezérlőegységtől (152) kapott második szűrővezérlő jelet vevő második bemenettel, valamint második közelítő visszhangjelet (tyn/) kiadó kimenettel rendelkező második szűrője (160);
    a második szűrő (160) első kimenetével összekötött, a második közelítő visszhangjelet vevő első bemenettel, továbbá visszatérő csatomajelet (r/n/) vevő második bemenettel, valamint második maradék visszhangjelet (e/n/) kiadó kimenettel rendelkező második összegezőeszköze (148); és a túlsó oldali beszédjelet vevő első bemenettel, a visszatérő csatomajelet (r/n/) vevő második bemenettel, az első összegezőeszközzel (150) összekötött, az első maradék visszhangjelet (el/n/) vevő harmadik bemenettel és a második összegezőeszközzel (148) összekötött, a második maradék visszhangjelet (e/n/) vevő negyedik bemenettel, valamint az első szűrő (158) számára az első szűrővezérlő jelet kiadó első kimenettel és a második szűrő (160) számára a második szűrővezérlő jelet kiadó második kimenettel rendelkező vezérlőeszköze (152) van.
  2. 2. Az 1. igénypont szerinti visszhang-hatástalanító áramkör (140), azzal jellemezve, hogy a vezérlőeszköz (152) a bemenő jeleket (x/n/, r/n/, el/n/, e/n/) vevő első, második, harmadik és negyedik bemenettel, valamint az első és második szűrővezérlő jelet kiadó első és második kimenettel rendelkező, a vezérlési állapotot a bemenő jelekkel (x/n/, r/n/, el/n/, e/n/) összhangban meghatározó állapotgépet (180); valamint az állapotgéppel (180) összekötött, az első szűrőnek (158) megfelelő visszhang-visszatérési veszteségértéket (ERLE), valamint a második szűrőnek megfelelő visszhangvisszatérési veszteségértéket (ERLE) vevő bemenettel és az állapotgép (180) számára küszöbértékeket szolgáltató kimenettel rendelkező változtatható adaptációküszöb-egységet (186) tartalmaz.
  3. 3. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti visszhang-hatástalanító áramkör, azzal jellemezve, hogy a vezérlőegységhez - előnyösen az állapotgéphez (180) - csatlakoztatott első bemenettel, továbbá a második összegezőeszközzel (148) összekötött második bemenettel, valamint zajszintetizáló egységre (168) csatlakoztatott kimenettel rendelkező zajelemző egysége (166) van; a zajszintetizáló egységnek (168) a zajelemző egységgel (166) összekötött bemenete, valamint kapcsoló (164) számára zajjelet (s/n/) szolgáltató kimenete van; és a kapcsolónak (164) a zajszintetizáló egységgel (168) összekötött első bemenete, a második összegezőeszközzel (148) összekötött második bemenete, a vezérlőegységgel - előnyösen állapotgéppel (180) - összekötött vezérlőbemenete, valamint a zajszintetizáló egység (168) vagy a második összegezőeszköz (148) kimenetét a visszhang-hatástalanító (140) kimenetére adó kimenete van.
  4. 4. Az 1-3. igénypontok bármelyike szerinti visszhang-hatástalanító áramkör, azzal jellemezve, hogy a vezérlőegységhez - előnyösen állapotgéphez (180) - csatlakoztatott első bemenettel, pufferhez (154) csatlakoztatott második bemenettel, továbbá az első szűrőhöz (158) csatlakoztatott első kimenettel, a második szűrőhöz (160) csatlakoztatott második kimenettel, a vezérlőegységhez - előnyösen állapotgéphez (180) csatlakoztatott harmadik kimenettel és kapcsolóhoz (162) csatlakoztatott negyedik kimenettel rendelkező kezdeti szűrője (156) van;
    a puffemek (154) erősítőelemhez (170) csatlakoztatott bemenete, továbbá az első szűrőhöz (158) csatlakoztatott első kimenete, a második szűrőhöz (160) csatlakoztatott második kimenete, a kezdeti szűrőhöz (156) csatlakoztatott harmadik kimenete és a vezérlőegységhez - előnyösen állapotgéphez (180) - csatlakoztatott negyedik kimenete van;
    az erősítőelemnek (170) a túlsó oldali beszédjelet fogadó bemenete, a vezérlőegységgel - előnyösen állapotgéppel (180) - összekötött vezérlő bemenete, valamint a pufferrel (154) összekötött kimenete van; és a kapcsolónak (162) a második szűrővel (160) összekötött első bemenete, a kezdeti szűrővel (156) összekötött második bemenete, a vezérlőegységgel előnyösen állapotgéppel (180) - összekötött vezérlő bemenete és a második összegezőeszközzel (148) összekötött kimenete van.
  5. 5. Eljárás visszatérő csatomajelben (r/n/) levő visszavert vevőcsatomajel (y/n/) hatástalanítására, azzal jellemezve, hogy állapotszűrőben (158) és visszhang-hatástalanító szűrőben (160) kezdeti szűrő (156) segítségével kezdeti szűrési együtthatókat állítunk be, és a kezdeti szűrőből (156) első összegezőeszközbe (148) kezdeti visszhanghatástalanítási kimenőjelet $;/n/) továbbítunk;
    vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180) - segítségével kiszámítjuk a túlsó oldali beszédjel (x/n/), a visszatérő csatornajel (r/n/), továbbá első maradék visszhangjel (β|/η/) és második maradék visszhangjel (e/n/) energiaszintjét;
    ezen energiaszintekből a vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180) - segítségével energia-küszöbértékeket határozunk meg;
    a vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180) — segítségével az energiaszintek és az energia-küszöbértékek összehasonlításával meghatározzuk a visszhang-hatástalanító áramkör (140) aktuális üzemmódját; és az állapotszűrő (158), valamint a visszhang-hatástalanító szűrő (160) szűrési együtthatóit az energiaszinteknek és az üzemmódnak megfelelően felfrissítjük.
  6. 6. Az 5. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180) segítségével túlsó oldali beszédüzemmódot határozunk meg, ha a túlsó oldali beszédjel (x/n/) energiaszintje egy
    HU 215 224 Β előre meghatározott első energiaszint fölött van; és a vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180) - segítségével engedélyezzük az állapotszűrő (158) és a visszhang-hatástalanító szűrő (160) szűrési együtthatóinak felfrissítését, ha egy első energiaviszony-érték nagyobb egy változtatható adaptációs küszöbértéknél (VT) vagy egy második energiaviszony-érték túllépi ezt a változtatható adaptációs küszöbértéket (VT).
  7. 7. A 6. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az első energiaviszony-értéket az első maradék visszhangjel (el/n/) és a visszatérő csatornái jel (r/n/) hányadosából, a második energiaviszony-értéket pedig a második maradék visszhangjel (e/n/) és a visszatérő csatornái jel (r/n/) hányadosából képezzük.
  8. 8. A 6. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy túlsó oldali beszédüzemmód esetében a változtatható adaptációs küszöbértéket (VT) oly módon határozzuk meg, hogy az első energiaviszony-értéket egy első küszöbérték, valamint a második energiaviszony-érték és egy előre meghatározott első rögzített érték közül a nagyobbra állítjuk be, ha a második energiaviszony-érték nagyobb az első küszöbérték és az előre meghatározott első rögzítettérték összegénél, egyébként pedig a változtatható adaptációs küszöbértéket (VT) egy előre meghatározott második rögzítettértékre állítjuk be, ha a második energiaviszony-érték kisebb az előre meghatározott második rögzítettérték és egy előre meghatározott harmadik rögzítettérték különbségénél.
  9. 9. Az 5. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180) segítségével innenső oldali beszédüzemmódot határozunk meg, ha a második maradék visszhangjel (e/n/) energiája nagyobb egy előre megbatározott első energiaszint-értéknél, és megakadályozzuk az állapotszűrő (158) és a visszhang-hatástalanító szűrő (160) szűrési együtthatóinak felfrissítését.
  10. 10. Az 5. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180)
    - segítségével egyidejű beszédüzemmódot határozunk meg, ha a túlsó oldali beszédjel (x/n/) energiaszintje nagyobb egy előre meghatározott első energiaszint-értéknél, és a második maradék visszhangjel (e/n/) nagyobb egy előre meghatározott második energiaszintértéknél; és engedélyezzük az állapotszűrő (158) szűrési együtthatóinak adaptálását, ha a túlsó oldali beszédjel (x/n/) és a visszatérő csatornái jel (r/n/) energiaviszonya nagyobb egy előre meghatározott hibrid veszteségi értéknél.
  11. 11. Az 5. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a második maradék energiajelet (e/n/) szintetizált zajjellel s(n) helyettesítjük, ha a túlsó oldali beszédjel (x/n/) energiaszint-értékének és a visszatérő csatornái jel (r/n/) energiaszint-értékének aránya nagyobb egy előre meghatározott első szintnél.
  12. 12. Az 5. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a vezérlőegység - előnyösen állapotgép (180)
    - segítségével csönd üzemmódot határozunk meg, ha a túlsó oldali beszédjel (x/n/) energiaszint-értéke egy előre meghatározott első energiaszint-érték alatt van, és a visszatérő csatornái jel (r/n/) energiaszint-értéke egy előre meghatározott második energiaszint-érték alatt van; és megakadályozzuk az állapotszűrő (158) és a visszhang-hatástalanító szűrő (160) szűrési együtthatóinak felfrissítését.
HU9401313A 1992-09-25 1993-09-24 Hálózati visszhang-hatástalanító áramkör és eljárás hálózati visszhang hatástalanítására HU215224B (hu)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/951,074 US5307405A (en) 1992-09-25 1992-09-25 Network echo canceller

Publications (3)

Publication Number Publication Date
HU9401313D0 HU9401313D0 (en) 1994-08-29
HUT70720A HUT70720A (en) 1995-10-30
HU215224B true HU215224B (hu) 1998-10-28

Family

ID=25491228

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
HU9401313A HU215224B (hu) 1992-09-25 1993-09-24 Hálózati visszhang-hatástalanító áramkör és eljárás hálózati visszhang hatástalanítására

Country Status (25)

Country Link
US (4) US5307405A (hu)
EP (3) EP0615674B1 (hu)
JP (2) JP3447735B2 (hu)
KR (1) KR100284202B1 (hu)
CN (1) CN1041374C (hu)
AT (1) ATE209837T1 (hu)
AU (1) AU660243B2 (hu)
BG (1) BG61985B1 (hu)
BR (1) BR9305647A (hu)
CA (1) CA2123002C (hu)
CZ (1) CZ288667B6 (hu)
DE (1) DE69331223T2 (hu)
ES (1) ES2398091T3 (hu)
FI (1) FI110346B (hu)
HK (1) HK1015215A1 (hu)
HU (1) HU215224B (hu)
IL (1) IL107100A (hu)
MX (1) MX9305889A (hu)
NO (1) NO309835B1 (hu)
PL (1) PL173748B1 (hu)
RO (1) RO114392B1 (hu)
RU (1) RU2109408C1 (hu)
SK (1) SK282101B6 (hu)
WO (1) WO1994008418A1 (hu)
ZA (1) ZA936322B (hu)

Families Citing this family (257)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6389010B1 (en) * 1995-10-05 2002-05-14 Intermec Ip Corp. Hierarchical data collection network supporting packetized voice communications among wireless terminals and telephones
US5307405A (en) * 1992-09-25 1994-04-26 Qualcomm Incorporated Network echo canceller
CA2117035C (en) * 1993-03-05 1997-02-18 Akihiko Sugiyama Method and apparatus for rapid identification of an unknown system based on an echo signal having a plurality of dispersive portions
JPH06338829A (ja) * 1993-05-28 1994-12-06 American Teleph & Telegr Co <Att> 通信システム内の反響除去方法と装置
DE4330143A1 (de) * 1993-09-07 1995-03-16 Philips Patentverwaltung Anordnung zur Siganlverarbeitung akustischer Eingangssignale
CA2136891A1 (en) * 1993-12-20 1995-06-21 Kalyan Ganesan Removal of swirl artifacts from celp based speech coders
US5475731A (en) * 1994-01-07 1995-12-12 Ericsson Inc. Echo-canceling system and method using echo estimate to modify error signal
FR2715784B1 (fr) * 1994-02-02 1996-03-29 Jacques Prado Procédé et dispositif d'analyse d'un signal de retour et annuleur d'écho adaptatif en comportant application.
US5606581A (en) * 1994-03-17 1997-02-25 Myers; Glen A. Method and apparatus for the cancellation of interference in electrical systems
US5577097A (en) * 1994-04-14 1996-11-19 Northern Telecom Limited Determining echo return loss in echo cancelling arrangements
JP2586441B2 (ja) * 1994-07-27 1997-02-26 日本電気株式会社 移動電話機
DE4430189A1 (de) * 1994-08-25 1996-02-29 Sel Alcatel Ag Verfahren zur adaptiven Echokompensation
US5790632A (en) * 1994-09-30 1998-08-04 Qualcom Incorporated Method and apparatus for echo canceling accounting for companding induced quantization error
JP2647038B2 (ja) * 1994-12-21 1997-08-27 日本電気株式会社 移動通信システムおよびその回線制御方法
US5633936A (en) * 1995-01-09 1997-05-27 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for detecting a near-end speech signal
US5745564A (en) * 1995-01-26 1998-04-28 Northern Telecom Limited Echo cancelling arrangement
US5680450A (en) * 1995-02-24 1997-10-21 Ericsson Inc. Apparatus and method for canceling acoustic echoes including non-linear distortions in loudspeaker telephones
US5600718A (en) * 1995-02-24 1997-02-04 Ericsson Inc. Apparatus and method for adaptively precompensating for loudspeaker distortions
US5761638A (en) * 1995-03-17 1998-06-02 Us West Inc Telephone network apparatus and method using echo delay and attenuation
KR0140131B1 (ko) * 1995-04-26 1998-07-01 김주용 이동통신 시스템에서 셀렉터와 다수개의 보코더 인터페이스 장치 및 방법
US5592548A (en) * 1995-05-31 1997-01-07 Qualcomm Incorporated System and method for avoiding false convergence in the presence of tones in a time-domain echo cancellation process
US5742595A (en) 1995-06-02 1998-04-21 Dsc Communications Corporation Processing CDMA signals
US6885652B1 (en) 1995-06-30 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
ZA965340B (en) 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
US7020111B2 (en) 1996-06-27 2006-03-28 Interdigital Technology Corporation System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US7929498B2 (en) 1995-06-30 2011-04-19 Interdigital Technology Corporation Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US6212245B1 (en) * 1995-07-13 2001-04-03 Canon Kabushiki Kaisha Communication apparatus
US5734715A (en) * 1995-09-13 1998-03-31 France Telecom Process and device for adaptive identification and adaptive echo canceller relating thereto
US5649012A (en) * 1995-09-15 1997-07-15 Hughes Electronics Method for synthesizing an echo path in an echo canceller
US5675644A (en) * 1995-09-26 1997-10-07 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for canceling echo accounting for delay variations
DE19543666A1 (de) * 1995-11-23 1997-05-28 Sel Alcatel Ag Echokompensator
US5923749A (en) * 1995-12-06 1999-07-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and system for eliminating acoustic echos in a digital telecommunication system
US5933494A (en) * 1995-12-07 1999-08-03 Rockwell International Corporation Echo canceling method and apparatus in a communication device
US6125179A (en) * 1995-12-13 2000-09-26 3Com Corporation Echo control device with quick response to sudden echo-path change
JP2924762B2 (ja) * 1996-02-28 1999-07-26 日本電気株式会社 アダプティブフィルタ及びその適応化方法
US5966438A (en) * 1996-03-05 1999-10-12 Ericsson Inc. Method and apparatus for adaptive volume control for a radiotelephone
US5774562A (en) * 1996-03-25 1998-06-30 Nippon Telegraph And Telephone Corp. Method and apparatus for dereverberation
DE19611941C1 (de) * 1996-03-26 1997-12-11 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur Leitungsanpassung und Echounterdrückung
DE29607357U1 (de) * 1996-04-23 1996-06-20 Siemens Ag Übertragungssystem mit hochbitratigen Digitalsignalkanälen und einem konventionellen Telefoniekanal auf symmetrischen Cu-Doppelader-Leitungen
TW432855B (en) * 1996-04-25 2001-05-01 Mitsubishi Electric Corp Echo eliminator
DE69738288T2 (de) * 1996-05-31 2008-09-25 Koninklijke Philips Electronics N.V. Einrichtung zur unterdrückung einer störenden komponente eines eingangssignals
US5771440A (en) * 1996-05-31 1998-06-23 Motorola, Inc. Communication device with dynamic echo suppression and background noise estimation
CA2179794A1 (en) * 1996-06-24 1997-12-25 Radamis Botros Invisible acoustic screen for open-plan offices and the like
US5838787A (en) * 1996-06-27 1998-11-17 Northern Telecom Limited Method and system for controlling echo return loss using a complementary variolosses in transmit path
US5752229A (en) * 1996-06-28 1998-05-12 Lucent Technologies Inc. Intelligent near-end speech detection
US5835486A (en) * 1996-07-11 1998-11-10 Dsc/Celcore, Inc. Multi-channel transcoder rate adapter having low delay and integral echo cancellation
US5950154A (en) * 1996-07-15 1999-09-07 At&T Corp. Method and apparatus for measuring the noise content of transmitted speech
US5796819A (en) * 1996-07-24 1998-08-18 Ericsson Inc. Echo canceller for non-linear circuits
CA2231605C (en) * 1996-08-01 2001-11-06 Dominic King-Choi Ho An enhanced echo canceller for digital cellular application
US6044068A (en) * 1996-10-01 2000-03-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Silence-improved echo canceller
US5790658A (en) * 1996-10-28 1998-08-04 Advanced Micro Devices, Inc. High performance echo canceller for high speed modem
US5875246A (en) * 1996-10-29 1999-02-23 Xinex Networks Inc. Distributed audio signal processing in a network experiencing transmission delay
CN1169117C (zh) * 1996-11-07 2004-09-29 松下电器产业株式会社 声源矢量生成装置以及声音编码装置和声音解码装置
US6192087B1 (en) 1996-11-15 2001-02-20 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for spectral shaping in signal-point limited transmission systems
US6278744B1 (en) 1996-11-15 2001-08-21 Conexant Systems, Inc. System for controlling and shaping the spectrum and redundancy of signal-point limited transmission
JP3556419B2 (ja) * 1996-12-09 2004-08-18 株式会社東芝 携帯無線電話機
US6011846A (en) * 1996-12-19 2000-01-04 Nortel Networks Corporation Methods and apparatus for echo suppression
US6160886A (en) * 1996-12-31 2000-12-12 Ericsson Inc. Methods and apparatus for improved echo suppression in communications systems
US6301357B1 (en) * 1996-12-31 2001-10-09 Ericsson Inc. AC-center clipper for noise and echo suppression in a communications system
DE69735275T2 (de) * 1997-01-23 2006-07-27 Motorola, Inc., Schaumburg Gerät und verfahren für nichtlineare verarbeitung in einem kommunikationssystem
US5920834A (en) * 1997-01-31 1999-07-06 Qualcomm Incorporated Echo canceller with talk state determination to control speech processor functional elements in a digital telephone system
US5933495A (en) * 1997-02-07 1999-08-03 Texas Instruments Incorporated Subband acoustic noise suppression
US5999828A (en) * 1997-03-19 1999-12-07 Qualcomm Incorporated Multi-user wireless telephone having dual echo cancellers
US6064873A (en) * 1997-03-26 2000-05-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for controlling echo on both sides of a connection
US6167133A (en) * 1997-04-02 2000-12-26 At&T Corporation Echo detection, tracking, cancellation and noise fill in real time in a communication system
FI104524B (fi) * 1997-04-18 2000-02-15 Nokia Mobile Phones Ltd Kaiunpoistojärjestelmä ja -menetelmä sekä matkaviestin
JPH10341256A (ja) * 1997-06-10 1998-12-22 Logic Corp 音声から有音を抽出し、抽出有音から音声を再生する方法および装置
US6324188B1 (en) * 1997-06-12 2001-11-27 Sharp Kabushiki Kaisha Voice and data multiplexing system and recording medium having a voice and data multiplexing program recorded thereon
EP1569357A1 (en) * 1997-09-16 2005-08-31 Sanyo Electric Co., Ltd. Voice switch
US5872774A (en) * 1997-09-19 1999-02-16 Qualcomm Incorporated Mobile station assisted timing synchronization in a CDMA communication system
US6108412A (en) * 1997-10-07 2000-08-22 Nortel Networks Corporation Adaptive echo cancelling system for telephony applications
GB2330745B (en) * 1997-10-24 2002-08-21 Mitel Corp Nonlinear processor for acoustic echo canceller
US6256383B1 (en) * 1997-11-07 2001-07-03 Legerity, Inc. IIR filter of adaptive balance circuit for long tail echo cancellation
US6028929A (en) * 1997-11-14 2000-02-22 Tellabs Operations, Inc. Echo canceller employing dual-H architecture having improved non-linear echo path detection
US6266409B1 (en) * 1997-11-14 2001-07-24 Tellabs Operations, Inc. Echo canceller employing dual-H architecture having improved double-talk detection
US6031908A (en) * 1997-11-14 2000-02-29 Tellabs Operations, Inc. Echo canceller employing dual-H architecture having variable adaptive gain settings
US6240180B1 (en) * 1997-11-14 2001-05-29 Tellabs Operations, Inc. Echo canceller employing dual-H architecture having split adaptive gain settings
US6092040A (en) * 1997-11-21 2000-07-18 Voran; Stephen Audio signal time offset estimation algorithm and measuring normalizing block algorithms for the perceptually-consistent comparison of speech signals
US6563803B1 (en) 1997-11-26 2003-05-13 Qualcomm Incorporated Acoustic echo canceller
US6256384B1 (en) * 1997-12-02 2001-07-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for cancelling echo originating from a mobile terminal
US6181791B1 (en) * 1998-01-06 2001-01-30 Stmicroelectronics, Inc. Apparatus and method for reducing local interference in subscriber loop communication system
US6570985B1 (en) * 1998-01-09 2003-05-27 Ericsson Inc. Echo canceler adaptive filter optimization
DE19801390A1 (de) * 1998-01-16 1999-07-22 Cit Alcatel Einrichtung und Verfahren zur Echounterdrückung mit adaptiven FIR-Filtern
US6011952A (en) * 1998-01-20 2000-01-04 Viasat, Inc. Self-interference cancellation for relayed communication networks
US6137844A (en) * 1998-02-02 2000-10-24 Oki Telecom, Inc. Digital filter for noise and error removal in transmitted analog signals
US6381569B1 (en) 1998-02-04 2002-04-30 Qualcomm Incorporated Noise-compensated speech recognition templates
US6097776A (en) * 1998-02-12 2000-08-01 Cirrus Logic, Inc. Maximum likelihood estimation of symbol offset
US6304598B1 (en) 1998-08-28 2001-10-16 Broadcom Corporation Apparatus for, and method of, reducing power dissipation in a communications system
US6201796B1 (en) 1998-05-14 2001-03-13 Broadcom Corporation Startup protocol for high throughput communications systems
US6236645B1 (en) 1998-03-09 2001-05-22 Broadcom Corporation Apparatus for, and method of, reducing noise in a communications system
US6212225B1 (en) 1998-05-14 2001-04-03 Bradcom Corporation Startup protocol for high throughput communications systems
CA2649659A1 (en) * 1998-03-09 1999-09-16 Broadcom Corporation Gigabit ethernet transceiver
AU767134B2 (en) * 1998-03-09 2003-10-30 Broadcom Corporation Gigabit ethernet transceiver
FI981091A (fi) * 1998-05-15 1999-11-16 Nokia Networks Oy Menetelmä ja laitteisto kaiun poistamiseksi digitaalisessa matkaviestinjärjestelmässä
US6807228B2 (en) 1998-11-13 2004-10-19 Broadcom Corporation Dynamic regulation of power consumption of a high-speed communication system
US6289047B1 (en) 1998-08-28 2001-09-11 Broadcom Corporation Dynamic regulation of power consumption of a high-speed communication system
US6363129B1 (en) * 1998-11-09 2002-03-26 Broadcom Corporation Timing recovery system for a multi-pair gigabit transceiver
US6928106B1 (en) * 1998-08-28 2005-08-09 Broadcom Corporation Phy control module for a multi-pair gigabit transceiver
US6658107B1 (en) 1998-10-23 2003-12-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for providing echo suppression using frequency domain nonlinear processing
US6477200B1 (en) 1998-11-09 2002-11-05 Broadcom Corporation Multi-pair gigabit ethernet transceiver
US6424635B1 (en) * 1998-11-10 2002-07-23 Nortel Networks Limited Adaptive nonlinear processor for echo cancellation
JP3385221B2 (ja) * 1998-11-16 2003-03-10 沖電気工業株式会社 エコーキャンセラ
US7035396B1 (en) * 1999-01-22 2006-04-25 Agere Systems Inc. Configurable echo canceller
US6985492B1 (en) * 1999-04-13 2006-01-10 Broadcom Corporation Voice gateway with voice synchronization
US6765931B1 (en) * 1999-04-13 2004-07-20 Broadcom Corporation Gateway with voice
US7933295B2 (en) 1999-04-13 2011-04-26 Broadcom Corporation Cable modem with voice processing capability
DE60035679T2 (de) * 1999-04-22 2008-06-05 Broadcom Corp., Irvine Gigabit-ethernt mit zeitverschiebungen zwischen verdrillten leitungspaaren
US6426979B1 (en) * 1999-04-29 2002-07-30 Legerity, Inc. Adaptation control algorithm for echo cancellation using signal-value based analysis
US6269161B1 (en) * 1999-05-20 2001-07-31 Signalworks, Inc. System and method for near-end talker detection by spectrum analysis
US7039182B1 (en) 1999-05-28 2006-05-02 3Com Corporation Echo canceller having improved noise immunity
US6654463B1 (en) 1999-05-28 2003-11-25 3Com Corporation Round trip delay estimator and compensator for the echo canceller
WO2001001665A2 (en) * 1999-06-25 2001-01-04 Conexant Systems, Inc. Host-based speaker phone
DE19935808A1 (de) 1999-07-29 2001-02-08 Ericsson Telefon Ab L M Echounterdrückungseinrichtung zum Unterdrücken von Echos in einer Sender/Empfänger-Einheit
US6687373B1 (en) 1999-08-24 2004-02-03 Nortel Networks Limited Heusristics for optimum beta factor and filter order determination in echo canceler systems
US6694019B1 (en) * 1999-08-26 2004-02-17 Nortel Networks Limited Method and apparatus for infinite return loss handler for network echo canceller
US6665402B1 (en) * 1999-08-31 2003-12-16 Nortel Networks Limited Method and apparatus for performing echo cancellation
US6580793B1 (en) * 1999-08-31 2003-06-17 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for echo cancellation with self-deactivation
AU6862200A (en) * 1999-09-07 2001-04-10 Dspc Technologies Ltd. Suppression of residual acoustic echo
US6792106B1 (en) * 1999-09-17 2004-09-14 Agere Systems Inc. Echo canceller and method of echo cancellation using an NLMS algorithm
US6580795B1 (en) 1999-10-14 2003-06-17 Motorola, Inc. Echo canceller for a full-duplex communication system and method therefor
US6522746B1 (en) 1999-11-03 2003-02-18 Tellabs Operations, Inc. Synchronization of voice boundaries and their use by echo cancellers in a voice processing system
US6683859B1 (en) * 1999-11-12 2004-01-27 Motorola, Inc. Method and apparatus for echo cancellation updates in a multicarrier transceiver system
US6473733B1 (en) * 1999-12-01 2002-10-29 Research In Motion Limited Signal enhancement for voice coding
US6384873B1 (en) * 1999-12-03 2002-05-07 Thomson Licensing S.A. Vector magnitude control of a comb filter
US7164659B2 (en) 1999-12-09 2007-01-16 Broadcom Corporation Adaptive gain control based on echo canceller performance information
US7263074B2 (en) * 1999-12-09 2007-08-28 Broadcom Corporation Voice activity detection based on far-end and near-end statistics
US20020075857A1 (en) * 1999-12-09 2002-06-20 Leblanc Wilfrid Jitter buffer and lost-frame-recovery interworking
US6590931B1 (en) * 1999-12-09 2003-07-08 Koninklijke Philips Electronics N.V. Reconfigurable FIR filter using CSD coefficient representation
ATE388542T1 (de) * 1999-12-13 2008-03-15 Broadcom Corp Sprach-durchgangsvorrichtung mit sprachsynchronisierung in abwärtsrichtung
US6650701B1 (en) * 2000-01-14 2003-11-18 Vtel Corporation Apparatus and method for controlling an acoustic echo canceler
US6606382B2 (en) 2000-01-27 2003-08-12 Qualcomm Incorporated System and method for implementation of an echo canceller
US6856790B1 (en) 2000-03-27 2005-02-15 Marvell International Ltd. Receiver with dual D.C. noise cancellation circuits
US6993126B1 (en) 2000-04-28 2006-01-31 Clearsonics Pty Ltd Apparatus and method for detecting far end speech
USRE41831E1 (en) 2000-05-23 2010-10-19 Marvell International Ltd. Class B driver
US7280060B1 (en) 2000-05-23 2007-10-09 Marvell International Ltd. Communication driver
US7113121B1 (en) 2000-05-23 2006-09-26 Marvell International Ltd. Communication driver
US7095348B1 (en) 2000-05-23 2006-08-22 Marvell International Ltd. Communication driver
US7194037B1 (en) 2000-05-23 2007-03-20 Marvell International Ltd. Active replica transformer hybrid
US6844837B1 (en) 2000-05-23 2005-01-18 Marvell International Ltd. Class B driver
US7312739B1 (en) 2000-05-23 2007-12-25 Marvell International Ltd. Communication driver
US7433665B1 (en) 2000-07-31 2008-10-07 Marvell International Ltd. Apparatus and method for converting single-ended signals to a differential signal, and transceiver employing same
US6775529B1 (en) 2000-07-31 2004-08-10 Marvell International Ltd. Active resistive summer for a transformer hybrid
US6462688B1 (en) 2000-12-18 2002-10-08 Marvell International, Ltd. Direct drive programmable high speed power digital-to-analog converter
US7050575B1 (en) * 2000-06-16 2006-05-23 Ericsson Inc. Echo canceler coefficient update apparatus and method
US7606547B1 (en) 2000-07-31 2009-10-20 Marvell International Ltd. Active resistance summer for a transformer hybrid
US7171003B1 (en) * 2000-10-19 2007-01-30 Lear Corporation Robust and reliable acoustic echo and noise cancellation system for cabin communication
US6799062B1 (en) 2000-10-19 2004-09-28 Motorola Inc. Full-duplex hands-free transparency circuit and method therefor
SE521693C3 (sv) * 2001-03-30 2004-02-04 Ericsson Telefon Ab L M En metod och anordning för brusundertryckning
JP3859462B2 (ja) * 2001-05-18 2006-12-20 株式会社東芝 予測パラメータ分析装置および予測パラメータ分析方法
US6859641B2 (en) * 2001-06-21 2005-02-22 Applied Signal Technology, Inc. Adaptive canceller for frequency reuse systems
DE60129941T2 (de) * 2001-06-28 2008-05-08 Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza Ein Prozess zur Rauschreduzierung insbesondere für Audiosysteme und zugehörige Vorrichtung und Computerprogrammprodukt
US6907093B2 (en) 2001-08-08 2005-06-14 Viasat, Inc. Method and apparatus for relayed communication using band-pass signals for self-interference cancellation
IL144890A0 (en) * 2001-08-14 2002-06-30 Broadlight Ltd A device for crosstalk cancellation in optical transceivers
JP2003131683A (ja) * 2001-10-22 2003-05-09 Sony Corp 音声認識装置および音声認識方法、並びにプログラムおよび記録媒体
US6996231B2 (en) * 2001-11-13 2006-02-07 Texas Instruments Incorporated Step size convergence control
US6725017B2 (en) 2001-12-05 2004-04-20 Viasat, Inc. Multi-channel self-interference cancellation method and apparatus for relayed communication
US7003100B2 (en) * 2001-12-10 2006-02-21 Agere Systems Inc. Modem with enhanced echo canceler
US7388954B2 (en) 2002-06-24 2008-06-17 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for tone indication
US7215765B2 (en) 2002-06-24 2007-05-08 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for pure delay estimation in a communication system
US7016488B2 (en) * 2002-06-24 2006-03-21 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for non-linear processing of an audio signal
US7242762B2 (en) * 2002-06-24 2007-07-10 Freescale Semiconductor, Inc. Monitoring and control of an adaptive filter in a communication system
JP3815388B2 (ja) * 2002-06-25 2006-08-30 株式会社デンソー 音声認識システムおよび端末
US7809021B2 (en) 2002-07-10 2010-10-05 Solarflare Communications, Inc. Communication system and encoding method having low overhead
US7251213B2 (en) * 2002-09-17 2007-07-31 At&T Corp. Method for remote measurement of echo path delay
US7164764B2 (en) * 2002-11-07 2007-01-16 Solarflare Communications, Inc. Method and apparatus for precode crosstalk mitigation
KR20040044217A (ko) * 2002-11-19 2004-05-28 주식회사 인티스 디지털 통신의 음성 품질 향상 장치 및 방법
US6990193B2 (en) * 2002-11-29 2006-01-24 Mitel Knowledge Corporation Method of acoustic echo cancellation in full-duplex hands free audio conferencing with spatial directivity
KR100547113B1 (ko) * 2003-02-15 2006-01-26 삼성전자주식회사 오디오 데이터 인코딩 장치 및 방법
JP3963850B2 (ja) * 2003-03-11 2007-08-22 富士通株式会社 音声区間検出装置
US7243065B2 (en) * 2003-04-08 2007-07-10 Freescale Semiconductor, Inc Low-complexity comfort noise generator
US20040213354A1 (en) * 2003-04-28 2004-10-28 Jones William W. Mixed domain cancellation
US8363535B2 (en) 2003-04-28 2013-01-29 Marvell International Ltd. Frequency domain echo and next cancellation
US6925176B2 (en) 2003-06-27 2005-08-02 Nokia Corporation Method for enhancing the acoustic echo cancellation system using residual echo filter
US7054437B2 (en) * 2003-06-27 2006-05-30 Nokia Corporation Statistical adaptive-filter controller
US7149305B2 (en) * 2003-07-18 2006-12-12 Broadcom Corporation Combined sidetone and hybrid balance
US7158632B2 (en) * 2003-08-20 2007-01-02 Intel Corporation Adaptive scaling and echo reduction
US7437135B2 (en) 2003-10-30 2008-10-14 Interdigital Technology Corporation Joint channel equalizer interference canceller advanced receiver
JP4403776B2 (ja) * 2003-11-05 2010-01-27 沖電気工業株式会社 エコーキャンセラ
WO2005048574A1 (en) * 2003-11-11 2005-05-26 Matech, Inc. Automatic-switching wireless communication device
JP4446125B2 (ja) * 2003-11-11 2010-04-07 メイテック インク １個のトランスデューサを有する双方向通信装置及びその方法
US7599432B2 (en) * 2003-12-08 2009-10-06 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for dynamically inserting gain in an adaptive filter system
US7599483B2 (en) * 2003-12-12 2009-10-06 Temic Automotive Of North America, Inc. Echo canceler circuit and method
US7680265B2 (en) * 2003-12-12 2010-03-16 Continental Automotive Systems, Inc. Echo canceler circuit and method
US7400692B2 (en) 2004-01-14 2008-07-15 Interdigital Technology Corporation Telescoping window based equalization
US7643630B2 (en) * 2004-06-25 2010-01-05 Texas Instruments Incorporated Echo suppression with increment/decrement, quick, and time-delay counter updating
GB2416971A (en) * 2004-08-04 2006-02-08 Mitel Networks Corp Calculating an expected echo return loss enhancement (erle) in an echo canceller
ZA200702870B (en) * 2004-09-07 2010-09-29 Sensear Pty Ltd Apparatus and method for sound enhancement
CN101040512B (zh) * 2004-10-13 2010-05-26 皇家飞利浦电子股份有限公司 回波抵消设备与方法
US7298173B1 (en) 2004-10-26 2007-11-20 Marvell International Ltd. Slew rate control circuit for small computer system interface (SCSI) differential driver
US8315379B2 (en) * 2004-11-10 2012-11-20 Matech, Inc. Single transducer full duplex talking circuit
US7711108B2 (en) * 2005-03-03 2010-05-04 Mindspeed Technologies, Inc. Fast echo canceller reconvergence after TDM slips and echo level changes
JP4734127B2 (ja) * 2005-03-23 2011-07-27 三洋電機株式会社 エコー防止回路、デジタル信号処理回路、エコー防止回路のフィルタ係数設定方法、デジタル信号処理回路のフィルタ係数設定方法、エコー防止回路のフィルタ係数を設定するためのプログラム、デジタル信号処理回路のフィルタ係数を設定するためのプログラム
JP4734126B2 (ja) * 2005-03-23 2011-07-27 三洋電機株式会社 エコー防止回路、デジタル信号処理回路、エコー防止回路のフィルタ係数設定方法、デジタル信号処理回路のフィルタ係数設定方法、エコー防止回路のフィルタ係数を設定するためのプログラム、デジタル信号処理回路のフィルタ係数を設定するためのプログラム
US8457614B2 (en) * 2005-04-07 2013-06-04 Clearone Communications, Inc. Wireless multi-unit conference phone
US8280730B2 (en) * 2005-05-25 2012-10-02 Motorola Mobility Llc Method and apparatus of increasing speech intelligibility in noisy environments
US7312662B1 (en) 2005-08-09 2007-12-25 Marvell International Ltd. Cascode gain boosting system and method for a transmitter
US7577892B1 (en) 2005-08-25 2009-08-18 Marvell International Ltd High speed iterative decoder
DE602006012528D1 (de) 2005-10-21 2010-04-08 Koninkl Philips Electronics Nv Akustischer echolöscher
US7787613B2 (en) * 2005-11-18 2010-08-31 Motorola, Inc. Method and apparatus for double-talk detection in a hands-free communication system
CN1859519B (zh) * 2005-11-19 2010-09-29 华为技术有限公司 一种自适应滤波器及回波抵消器
JP2007172170A (ja) * 2005-12-20 2007-07-05 Fujitsu Ltd 画像処理回路及び画像処理方法
JP4771311B2 (ja) * 2006-02-09 2011-09-14 オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド フィルタ係数設定装置、フィルタ係数設定方法、及びプログラム
US7826801B2 (en) 2006-03-07 2010-11-02 Airpoint Adaptive forward error corrector and method thereof, and TDD radio repeating apparatus using the same
US8920343B2 (en) 2006-03-23 2014-12-30 Michael Edward Sabatino Apparatus for acquiring and processing of physiological auditory signals
US20080031441A1 (en) * 2006-08-07 2008-02-07 Vocollect, Inc. Method and apparatus for filtering signals
US7720068B2 (en) 2006-08-23 2010-05-18 Solarflare Communications, Inc. Method and system for a multi-rate gigabit media independent interface
JP4437486B2 (ja) * 2006-10-10 2010-03-24 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 音声通信装置、音声通信システム、音声通信制御方法、及び音声通信制御プログラム
US20080159448A1 (en) * 2006-12-29 2008-07-03 Texas Instruments, Incorporated System and method for crosstalk cancellation
US20090043577A1 (en) * 2007-08-10 2009-02-12 Ditech Networks, Inc. Signal presence detection using bi-directional communication data
US7809129B2 (en) * 2007-08-31 2010-10-05 Motorola, Inc. Acoustic echo cancellation based on noise environment
US7948862B2 (en) 2007-09-26 2011-05-24 Solarflare Communications, Inc. Crosstalk cancellation using sliding filters
US8199927B1 (en) 2007-10-31 2012-06-12 ClearOnce Communications, Inc. Conferencing system implementing echo cancellation and push-to-talk microphone detection using two-stage frequency filter
US8050398B1 (en) 2007-10-31 2011-11-01 Clearone Communications, Inc. Adaptive conferencing pod sidetone compensator connecting to a telephonic device having intermittent sidetone
JP5061853B2 (ja) * 2007-11-06 2012-10-31 沖電気工業株式会社 エコーキャンセラ及びエコーキャンセルプログラム
CN101897152B (zh) 2007-11-12 2014-01-15 马维尔国际有限公司 活动空闲通信系统
US8219387B2 (en) * 2007-12-10 2012-07-10 Microsoft Corporation Identifying far-end sound
JP2010016478A (ja) * 2008-07-01 2010-01-21 Oki Semiconductor Co Ltd 音声通信装置
CN102224713B (zh) * 2008-11-25 2014-05-07 萨班哲大学 用于估算剩余带宽的方法
BRPI0924007B1 (pt) 2009-04-15 2021-08-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Unidade de supressão de eco acústico e conferência de front-end
WO2010129022A2 (en) * 2009-04-27 2010-11-11 Ikanos Technology Ltd. Method and apparatus for optimizing dynamic range in dmt modems
EP2539889B1 (en) * 2010-02-24 2016-08-24 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der Angewandten Forschung e.V. Apparatus for generating an enhanced downmix signal, method for generating an enhanced downmix signal and computer program
US8909524B2 (en) * 2011-06-07 2014-12-09 Analog Devices, Inc. Adaptive active noise canceling for handset
JP6064159B2 (ja) * 2011-07-11 2017-01-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 エコーキャンセル装置、それを用いた会議システム、およびエコーキャンセル方法
GB2501234A (en) * 2012-03-05 2013-10-23 Microsoft Corp Determining correlation between first and second received signals to estimate delay while a disturbance condition is present on the second signal
US20130268277A1 (en) * 2012-04-04 2013-10-10 Clinkle Corporation Wireless transaction communication apparatus and method
US8976959B2 (en) 2012-11-21 2015-03-10 Clinkle Corporation Echo delay encoding
GB201309773D0 (en) 2013-05-31 2013-07-17 Microsoft Corp Echo removal
GB201309777D0 (en) * 2013-05-31 2013-07-17 Microsoft Corp Echo suppression
GB201309779D0 (en) 2013-05-31 2013-07-17 Microsoft Corp Echo removal
GB201309771D0 (en) 2013-05-31 2013-07-17 Microsoft Corp Echo removal
GB2512413B (en) * 2013-09-18 2015-05-06 Imagination Tech Ltd Acoustic echo cancellation
US8719032B1 (en) 2013-12-11 2014-05-06 Jefferson Audio Video Systems, Inc. Methods for presenting speech blocks from a plurality of audio input data streams to a user in an interface
GB2515593B (en) * 2013-12-23 2015-12-23 Imagination Tech Ltd Acoustic echo suppression
GB2532042B (en) * 2014-11-06 2017-02-08 Imagination Tech Ltd Pure delay estimation
US9565493B2 (en) 2015-04-30 2017-02-07 Shure Acquisition Holdings, Inc. Array microphone system and method of assembling the same
US9554207B2 (en) 2015-04-30 2017-01-24 Shure Acquisition Holdings, Inc. Offset cartridge microphones
EP3353781B1 (en) 2015-09-25 2020-10-28 Microsemi Semiconductor (U.S.) Inc. Comfort noise generation apparatus and method
WO2018019647A1 (en) * 2016-07-26 2018-02-01 Alert Systems Aps Method, apparatus and system for detecting metal objects in a detection zone
US10122863B2 (en) 2016-09-13 2018-11-06 Microsemi Semiconductor (U.S.) Inc. Full duplex voice communication system and method
US10367948B2 (en) 2017-01-13 2019-07-30 Shure Acquisition Holdings, Inc. Post-mixing acoustic echo cancellation systems and methods
US10951859B2 (en) 2018-05-30 2021-03-16 Microsoft Technology Licensing, Llc Videoconferencing device and method
CN112335261B (zh) 2018-06-01 2023-07-18 舒尔获得控股公司 图案形成麦克风阵列
US11297423B2 (en) 2018-06-15 2022-04-05 Shure Acquisition Holdings, Inc. Endfire linear array microphone
EP3854108A1 (en) 2018-09-20 2021-07-28 Shure Acquisition Holdings, Inc. Adjustable lobe shape for array microphones
JP7254935B2 (ja) 2018-12-19 2023-04-10 グーグル エルエルシー ロバストな適応ノイズキャンセリングシステムおよび方法
US11558693B2 (en) 2019-03-21 2023-01-17 Shure Acquisition Holdings, Inc. Auto focus, auto focus within regions, and auto placement of beamformed microphone lobes with inhibition and voice activity detection functionality
CN113841419A (zh) 2019-03-21 2021-12-24 舒尔获得控股公司 天花板阵列麦克风的外壳及相关联设计特征
EP3942845A1 (en) 2019-03-21 2022-01-26 Shure Acquisition Holdings, Inc. Auto focus, auto focus within regions, and auto placement of beamformed microphone lobes with inhibition functionality
US10796709B1 (en) 2019-05-16 2020-10-06 Microsoft Technology Licensing, Llc Acoustic echo cancellation bypass
WO2020237206A1 (en) 2019-05-23 2020-11-26 Shure Acquisition Holdings, Inc. Steerable speaker array, system, and method for the same
CN114051637A (zh) 2019-05-31 2022-02-15 舒尔获得控股公司 集成语音及噪声活动检测的低延时自动混波器
CN114467312A (zh) 2019-08-23 2022-05-10 舒尔获得控股公司 具有改进方向性的二维麦克风阵列
CN111277718B (zh) * 2020-01-21 2021-10-08 上海推乐信息技术服务有限公司 一种回声消除系统及其方法
US11552611B2 (en) 2020-02-07 2023-01-10 Shure Acquisition Holdings, Inc. System and method for automatic adjustment of reference gain
USD944776S1 (en) 2020-05-05 2022-03-01 Shure Acquisition Holdings, Inc. Audio device
US11706562B2 (en) 2020-05-29 2023-07-18 Shure Acquisition Holdings, Inc. Transducer steering and configuration systems and methods using a local positioning system
JP2024505068A (ja) 2021-01-28 2024-02-02 シュアー アクイジッション ホールディングス インコーポレイテッド ハイブリッドオーディオビーム形成システム

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3699271A (en) * 1970-11-16 1972-10-17 Bell Telephone Labor Inc Speech processor using multiband controlled center clipping
US4019140A (en) * 1975-10-24 1977-04-19 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Methods and apparatus for reducing intelligible crosstalk in single sideband radio systems
CA1150426A (en) * 1980-10-03 1983-07-19 Robert H. Joyce Buffering speech signals in a tasi system
CA1149524A (en) * 1980-10-03 1983-07-05 David H.A. Black Noise signal level control in a tasi system
FR2517906A1 (fr) * 1981-12-03 1983-06-10 Centre Nat Rech Scient Annulateur d'echo a commande automatique de gain pour systemes de transmission
US4600815A (en) * 1982-07-30 1986-07-15 Communications Satellite Corporation Automatic gain control for echo cancellers and similar adaptive systems
GB8423017D0 (en) * 1984-09-12 1984-10-17 Plessey Co Plc Echo canceller
US4636586A (en) * 1985-09-20 1987-01-13 Rca Corporation Speakerphone with adaptive cancellation of room echoes
DE3585034D1 (de) * 1985-10-30 1992-02-06 Ibm Verfahren zur bestimmung einer flachen echopfadverzoegerung und dieses verfahren verwendender echokompensator.
CA1242541A (en) * 1985-11-25 1988-09-27 Dany Sylvain Echo cancellation in two-wire transmission path repeaters
US4697261A (en) * 1986-09-05 1987-09-29 M/A-Com Government Systems, Inc. Linear predictive echo canceller integrated with RELP vocoder
US4845746A (en) * 1987-06-23 1989-07-04 Rockwell International Corporation Echo canceller with relative feedback control
NL8701633A (nl) * 1987-07-10 1989-02-01 Philips Nv Digitale echocompensator.
US5263019A (en) * 1991-01-04 1993-11-16 Picturetel Corporation Method and apparatus for estimating the level of acoustic feedback between a loudspeaker and microphone
US5305307A (en) * 1991-01-04 1994-04-19 Picturetel Corporation Adaptive acoustic echo canceller having means for reducing or eliminating echo in a plurality of signal bandwidths
JP2792252B2 (ja) * 1991-03-14 1998-09-03 日本電気株式会社 多チャンネルエコー除去方法および装置
DE69221949T2 (de) * 1991-06-13 1998-04-02 Nec Corp Verfahren und Einrichtung zur Echokompensation in einem digitalen Fernmeldesystem
JP3065133B2 (ja) * 1991-08-21 2000-07-12 富士通株式会社 ジッタ補償装置
US5274705A (en) * 1991-09-24 1993-12-28 Tellabs Inc. Nonlinear processor for an echo canceller and method
US5307405A (en) * 1992-09-25 1994-04-26 Qualcomm Incorporated Network echo canceller

Also Published As

Publication number Publication date
SK282101B6 (sk) 2001-11-06
EP1152547A3 (en) 2002-12-11
NO941904D0 (no) 1994-05-20
JPH07505037A (ja) 1995-06-01
US5646991A (en) 1997-07-08
PL173748B1 (pl) 1998-04-30
EP0615674B1 (en) 2001-11-28
EP1152547A2 (en) 2001-11-07
NO941904L (no) 1994-07-22
IL107100A0 (en) 1993-12-28
CZ127194A3 (en) 1994-12-15
RU2109408C1 (ru) 1998-04-20
EP1119172A2 (en) 2001-07-25
BG98780A (bg) 1995-08-28
JP3447735B2 (ja) 2003-09-16
EP1119172A3 (en) 2002-12-04
DE69331223D1 (de) 2002-01-10
CZ288667B6 (cs) 2001-08-15
SK60694A3 (en) 1994-11-09
BR9305647A (pt) 1996-12-24
NO309835B1 (no) 2001-04-02
IL107100A (en) 1996-11-14
HU9401313D0 (en) 1994-08-29
US5307405A (en) 1994-04-26
AU5291893A (en) 1994-04-26
HUT70720A (en) 1995-10-30
CA2123002C (en) 2003-12-09
EP1119172B1 (en) 2012-11-28
US5687229A (en) 1997-11-11
BG61985B1 (bg) 1998-11-30
HK1015215A1 (en) 1999-10-08
WO1994008418A1 (en) 1994-04-14
JP2002033683A (ja) 2002-01-31
FI942443A (fi) 1994-05-25
FI110346B (fi) 2002-12-31
MX9305889A (es) 1994-05-31
JP4282915B2 (ja) 2009-06-24
EP0615674A4 (en) 1997-08-06
AU660243B2 (en) 1995-06-15
CN1041374C (zh) 1998-12-23
RO114392B1 (ro) 1999-03-30
EP0615674A1 (en) 1994-09-21
CN1085705A (zh) 1994-04-20
ZA936322B (en) 1994-05-05
ATE209837T1 (de) 2001-12-15
FI942443A0 (fi) 1994-05-25
KR100284202B1 (ko) 2001-03-02
CA2123002A1 (en) 1994-04-14
US5559881A (en) 1996-09-24
ES2398091T3 (es) 2013-03-13
DE69331223T2 (de) 2002-06-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
HU215224B (hu) Hálózati visszhang-hatástalanító áramkör és eljárás hálózati visszhang hatástalanítására
EP0898816B1 (en) Echo suppressor and non-linear processor of echo canceller
EP0901267B1 (en) The detection of the speech activity of a source
EP0769867B1 (en) Subband acoustic echo canceller
US20020131583A1 (en) System and method for echo cancellation
EP0853844B1 (en) Echo cancelling system for digital telephony applications
US8073132B2 (en) Echo canceler and echo canceling program
US5675644A (en) Method and apparatus for canceling echo accounting for delay variations
EP2101480B1 (en) Echo canceller and echo cancelling method
Gay et al. An introduction to acoustic echo and noise control
MXPA99007002A (en) Method and apparatus for using state determination to control functional elements in digital telephone systems
JPS6315537A (ja) 反響消去装置

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Lapse of definitive patent protection due to non-payment of fees