DE69735275T2

DE69735275T2 - Gerät und verfahren für nichtlineare verarbeitung in einem kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69735275T2
Application number: DE69735275T
Authority: DE
Inventors: P. James Naperville ASHLEY; M. Lee Cary PROCTOR
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1997-01-23
Filing date: 1997-11-04
Publication date: 2006-07-27
Anticipated expiration: 2017-11-05
Also published as: BRPI9709148B8; CA2247429A1; WO1998033311A1; CN100361485C; KR20000064767A; JP2000507432A; CN1214171A; IL124578A0; EP0895688A4; JP4261622B2; BR9709148B1; BR9709148A; EP0895688B1; DE69735275D1; EP0895688A1; CA2247429C

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Echokompensation und insbesondere auf eine verbesserte nichtlineare Verarbeitung in Kommunikationssystemen.
HINTEGRUND DER ERFINDUNG
Moderne Sprachkompressionsstandards für digitale zellulare Systeme erachten die Rauschunterdrückung als einen notwendigen Bestandteil der Signalvorverarbeitungsfunktion. Zwar bleiben die Verfahren zur Rauschunterdrückung innerhalb dieser Standards optional, doch ist es nahezu unmöglich, die subjektive Einhaltungsüberprüfung zu bestehen, falls keine Rauschunterdrückung verwendet wird. Obwohl diese Standards sich mit der Notwendigkeit für die Rauschunterdrückungsfunktion befasst haben, haben sie sich nicht mit der Bedeutung einer Kaskadierung der Rauschunterdrü ckung mit anderen erforderlichen Vorverarbeitungsfunktionen, wie z. B. der Echokompensation, befasst. Die Kaskadierung eines Echokompensators mit einem Geräuschunterdrücker kann zu Problemen führen.
Es ist wohl bekannt, dass beim Kompensieren elektrischer und akustischer Echos in Kommunikationssystemen bestimmte Nichtlinearitäten in dem Echopfad (z. B. Quantisierungsrauschen, akustische Varianz, usw.) verhindern, dass das Echo erzeugende System durch den Echokompensator vollständig und genau gebildet wird. Das führt zu einem Restecho, das für den Endbenutzer hörbar sein kann. Um diese Mangelhaftigkeit auszugleichen, verwenden Echokompensationssysteme das, was allgemein als ein "Zentrumsbegrenzer" oder ein "nichtlinearer Prozessor" bekannt ist (siehe CCITT-Empfehlung G.165, Genf, 1980, ergänzt auf Malaga-Torremolinos, 1984 und in Melbourne, 1988). Der nichtlineare Prozessor unterdrückt im Wesentlichen den Rest durch Schätzen des Echorückstrahlverlusts (ERL) und Echorückstrahlverlustkompensation (ERLE) und "Abschneiden" des Rests, ist erst einmal eine Mindest-ERL + ERLE-Schwelle erreicht. Beim Abschneiden handelt es sich üblicherweise um ein Schalten zu einem "Comfort Noise"-Generator mit niedrigem Pegel, der beim Endbenutzer für das Gefühl einer lebendigen Verbindung sorgt.
Das Problem liegt darin, dass diese neuen Rauschunterdrückungssysteme mit diesem wohl bekannten nichtlinearen Verfahren nicht kompatibel sind. Einfach dargelegt verwenden diese neuen Rauschunterdrückungssysteme die Langzeitstatistik des eingehenden Signals, um die Hintergrundrauschspektralgröße periodisch zu schätzen. Diese Schätzung wird dann als ein Frequenzbereichfilter verwendet, um Fre quenzbänder des eingehenden Signals zu dämpfen, die der Rauschschätzung in der Größe genügend nahe kommen. Falls dem Rauschunterdrückungssystem ein Echokompensator vorausgeht, wird der nichtlineare Prozessor die Schätzung des Hintergrundrauschens falsch beeinflussen. Das wird zu einem ungültigen Filtervorgang führen, wenn der nichtlineare Prozessor erst einmal inaktiv wird, weil die Hintergrundrauscheigenschaft sich geändert hat. Das macht das Rauschunterdrückungssystem in Umgebungen mit mäßigem bis hohem Rauschen, wie z. B. einer Freihandkonfiguration eines zellularen Funktelefons, nutzlos.
Andere Konfigurationen sind ebenfalls erwogen worden. Falls zum Beispiel das Rauschunterdrückungssystem vor dem Echokompensator angeordnet wird, dann würde der nichtlineare Prozess innerhalb des Echokompensators die Rauschschätzung in dem Rauschunterdrückungssystem nicht beeinflussen. Das Problem bei dieser Implementierung liegt darin, dass sich der hoch nichtlineare Geräuschunterdrücker jetzt in dem Echopfad befindet, was verhindern würde, dass der Echokompensator jemals richtig konvergiert. Ein anderes Beispiel umfasst, dass der nichtlineare Prozessor von dem Echokompensator getrennt wird, und der Echokompensator vor dem Rauschunterdrückungssystem richtig angeordnet wird, und der nichtlineare Prozessor hinter dem Rauschunterdrückungssystem (auf dem Geräuschunterdrückerausgang) positioniert wird. Obgleich das die beste soweit erörterte Implementierung ist, gibt es zwei grundlegende Schwierigkeiten. Erstens weist der Comfort Noise-Generator üblicherweise eine feste spektrale Verteilungscharakteristik auf, die zu einem Rausch schaltenden Artefakt führt, das üblicherweise bei den meisten Fernverbindungslandleitungstelefongesprächen wahrgenommen wird. Zweitens kann der nichtlineare Prozessor Probleme bei der Ermittlung der Paketrate für Vocoder mit variabler Rate verursachen. Die meisten Ratenermittlungsalgorithmen verwenden die Energie und spektralen Verteilungscharakteristiken des eingehenden Sprachsignals, um eine Sprachaktivität zu ermitteln. Als solches kann das Ein- und Ausschalten von synthetischem Comfort Noise die Leistung der Ratenermittlungsalgorithmen ernstlich herabsetzen.
Somit besteht ein Bedarf für eine verbesserte Echokompensation und Rauschunterdrückungskaskade zur Verwendung in Kommunikationssystemen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 stellt allgemein ein Kommunikationssystem dar, welches vorteilhaft eine verbesserte nichtlineare Verarbeitung gemäß der Erfindung implementiert.
2 stellt allgemein ein Echokompensationsschema auf dem bekannten Stand der Technik dar, das üblicherweise in Kommunikationssystemen, wie z. B. dem Kommunikationssystem von 1, verwendet wird.
3 stellt allgemein ein Energie-Zeit-Diagramm dar, das zur weiteren Erläuterung der Konfiguration auf dem bekannten Stand der Technik von 2 nützlich ist.
4 stellt allgemein eine verbesserte nichtlineare Verarbeitung zur Verwendung in einem Kommunikationssystem gemäß der Erfindung dar.
5 stellt allgemein ein Blockdiagramm des Rauschunterdrückungssystems von 4 gemäß der Erfindung dar.
6 stellt allgemein eine Frame-zu-Frame-Überlappung dar, die in dem Rauschunterdrückungssystem von 5 stattfindet.
7 stellt allgemein eine trapezförmige Fensterung von preemphasierten Abtastwerten dar, die in dem Rauschunterdrückungssystem von 5 vorkommt.
8 stellt allgemein ein Blockdiagramm der spektralen Abweichungsschätzfunktion innerhalb des in 5 dargestellten Rauschunterdrückungssystems dar.
9 stellt allgemein ein Ablaufdiagramm der in dem Aktualisierungsentscheidungsermittler innerhalb des in 5 dargestellten Rauschunterdrückungssystems durchgeführten Schritte dar.
10 stellt allgemein ein Energie-Zeit-Diagramm dar, welches aus der Implementierung einer verbesserten nichtlinearen Verarbeitung gemäß der Erfindung erfolgt.
11 stellt allgemein eine Mobilstation dar, die eine nichtlineare Verarbeitung gemäß der Erfindung implementiert.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Allgemein dargestellt beseitigt ein verbesserter nichtlinearer Prozessor eine Comfort Noise-Quelle und gibt stattdessen ein Steuersignal direkt in ein Rauschunterdrückungssystem ein. Das Rauschunterdrückungssystem verwendet das Steuersignal, um die iterative Aktualisierung der Hintergrundrauschschätzung zu unterdrücken, wenn das Steuersignal aktiv ist, was verhindert, dass irgendein Restecho die von dem Rauschunterdrückungssystem zur Verfügung gestellte Rauschschätzung beeinflusst. Darüber hinaus wird das Steuersignal von einem Verstärkungsrechner innerhalb des Rauschunterdrückungssystems verwendet, um jedes Frequenzband auf das maximal zulässige Maß plus dem gegenwärtigen Restkanal-Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zu dämpfen. Abhängig von der Implementierung bildet das Rauschunterdrückungssystem das Hintergrundrauschen von entweder einem Benutzer des PSTN oder einem Benutzer einer Mobilstation.
Spezieller dargestellt umfasst eine Vorrichtung zur nichtlinearen Verarbeitung in einem Kommunikationssystem gemäß der Erfindung ein Mittel zum Analysieren eines Echokompensatorbezugssignals und eines Echokompensatorrestsignals, um ein Steuersignal zu erzeugen, und ein Mittel zum Bilden eines Hintergrundrauschens eines Benutzers basierend auf dem Steuersignal. In der bevorzugten Ausführungsform umfasst das Mittel zum Analysieren einen Komparator zum Vergleichen des Echokompensatorbezugssignals mit dem Echokompensatorrestsignal, um das Steuersignal zu erzeugen. Auch kann in der bevorzugten Ausführungsform der Benutzer ein Benutzer innerhalb eines öffentlichen Fernsprechnetzes (PSTN) oder ein Benutzer einer Mobilstation sein.
Das Mittel zum Bilden eines Hintergrundrauschens eines Benutzers umfasst darüber hinaus ein Rauschunterdrückungssystem, welches Mittel zum Unterdrücken einer Aktualisierung des Hintergrundrauschens basierend auf dem Steuersignal umfasst. Das Rauschunterdrückungssystem implementiert Kanalverstärkungen, um eine Frequenzbereichfilterung eines Eingangssignals durchzuführen, und modifiziert auch die Kanalverstärkungen basierend auf dem Steuersignal. In der bevorzugten Ausführungsform werden die Kanalverstärkungen unter Verwendung der Gleichung γ_dB(i) = γ_n - σ(i), 0 ≤ i < N_c modifiziert, wenn das Steuersignal aktiv ist. In dieser Implementierung bildet das Rauschunterdrückungssystem das Echokompensatorrestsignal spektral als Antwort auf das Steuersignal, um dem von dem Rauschunterdrückungssystem erzeugten gebildeten Hintergrundrauschen im Wesentlichen ähnlich zu klingen.
In einer alternativen Ausführungsform umfasst das Mittel zum Bilden eines Hintergrundrauschens eines Benutzers Mittel zum Filtern des Echokompensatorrestsignals. Von einem Systemintegrations- und/oder Implementierungsstandpunkt aus kann das Mittel zum Analysieren des Echokompensatorbezugssignals und des Echokompensatorrestsignals zum Erzeugen des Steuersignals physikalisch von dem Mittel zum Bilden eines Hintergrundrauschens getrennt sein oder kann mit dem Mittel zum Bilden eines Hintergrundrauschens gemeinsam angebracht sein. Der Vorrichtung zugeordnet ist ein entsprechendes Verfahren, das die Schritte zum Analysieren eines Echokompensatorbezugssignals und eines Echokompensatorrestsignals, um ein Steuersignal zu erzeugen, und Bilden eines Hintergrundrauschens eines Benutzers basierend auf dem Steuersignal, umfasst.
Anders dargestellt umfasst die Vorrichtung zur nichtlinearen Verarbeitung in einem Kommunikationssystem gemäß der Erfindung ein Mittel zum Aktivieren eines mit einem Rauschunterdrückungssystem verbundenen Steuersignals. Das Rauschunterdrückungssystem umfasst ein Mittel zum Erzeugen eines konditionierten Steuersignals aus dem Steuersignal, ein Mittel zum Unterdrücken einer Aktualisierung einer Hintergrundrauschschätzung basierend auf dem konditionierten Steuersignal und ein Mittel zum Modifizieren einer Kanalverstärkung basierend auf dem konditionierten Steuersignal. In dieser Implementierung umfasst das Mittel zum Aktivieren des Steuersignals entweder ein Mittel zum Vergleichen der Differenz zwischen einem Echokompensatorbezugssignal und einem Echokompensatorrestsignal mit einer Schwelle oder eine von einem Benutzer aktivierte Stummfunktion. Die von einem Benutzer aktivierte Stummfunktion findet bestimmte Anwendung bei Szenarien, wo es vorteilhaft ist, ein Signal zu filtern, während das Hintergrundrauschen belassen wird. Eine solche Situation ereignet sich in Satellitenverbindungsübertragungen (insbesondere Überseeverbindungen), wo ein Hintergrundrauschen erwünscht ist, um den Benutzer des Kommunikationsgeräts wissen zu lassen, dass die Verbindung geschaltet bleibt.
Die Analyse des Echokompensatorbezugssignals und des Echokompensatorrestsignals, um das Steuersignal zu erzeugen, kann von einem Echokompensator durchgeführt werden, während das Bilden des Hintergrundrauschens eines Benutzers basierend auf dem Steuersignal von einem Rauschunterdrückungssystem durchgeführt werden kann. Auf diese Art und Weise implementiert, kann der Echokompensator physikalisch von dem Rauschunterdrückungssystem getrennt sein oder kann gemeinsam mit dem Rauschunterdrückungssystem angebracht sein. Es ist wichtig, zu beachten, dass die Implementierung eines Echokompensators, der von dem Rauschunterdrückungssystem getrennt ist, erfordert, dass der Echokompensator das Steuersignal als einen Ausgang zur Verfügung stellt.
1 stellt allgemein ein Kommunikationssystem dar, das eine verbesserte nichtlineare Verarbeitung gemäß der Erfindung vorteilhaft implementiert. In der in 1 dargestellten Ausführungsform handelt es sich bei dem Kommunikationssystem um ein Funktelefonsystem mit Mehrfachzugriff im Codemultiplex (CDMA), aber wie es sich für einen ordent- lichen Fachmann versteht, können verschiedene andere Typen von Kommunikationssystemen, die Echokompensation und/oder Rauschunterdrückungssysteme implementieren, die vorliegende Erfindung vorteilhaft verwenden. Fährt man fort, wird ein öffentliches Fernsprechnetz 103 (PSTN) mit einer Mobilfunkvermittlungsstelle 106 (MSC) verbunden. Wie in der Technik wohl bekannt ist, stellt das PSTN 103 eine leitungsgebundene Vermittlungsleistung zur Verfügung, während die MSC 106 eine Vermittlungsleistung in Bezug auf das CDMA- Funktelefonsystem zur Verfügung stellt. Auch ein Controller 109 wird mit der MSC 106 verbunden, wobei der Controller 109 eine Echokompensation und Sprach-Codierung/Decodierung umfasst. Der Controller 109 steuert das Leiten von Signalen an/von Basisstationen 112, 113, die wiederum im Stande sind, mit einer Mobilstation 115 zu kommunizieren. Das CDMA- Funktelefonsystem ist mit dem Interimstandard (IS) 95-A kompatibel. Für mehr Information über den IS-95-A siehe TIA/EIA/IS-95-A, Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System, Juli 1993. Während die Vermittlungsleistung der MSC 106 und die Steuerleistung des Controllers 109 wie in 1 verteilt dargestellt werden, versteht es sich für einen ordentlichen Fachmann, dass die zwei Funktionen in einer gemeinsamen physikalischen Einheit zur Systemimplementierung kombiniert werden könnten.
Um eine verbesserte nichtlineare Verarbeitung gemäß der Erfindung zu erläutern, ist eine Erläuterung eines Echokompensationsschemas auf dem bekannten Stand der Technik vorteilhaft. 2 stellt allgemein ein Echokompensationsschema auf dem bekannten Stand der Technik dar, das üblicherweise in Kommunikationssystemen, wie z. B. dem Kommuni kationssystem 100 von 1, verwendet wird, und wie durch die EP-A-0739123 (NEC) verkörpert wird. Wie in 2 dargestellt, tritt ein Signal aus der Mobilstation 115 in ein Sprachdecodierfeld 209 innerhalb des Controllers 109 ein. Das Sprachdecodierfeld ist in der Technik wohl bekannt und decodiert hauptsächlich die "codierte" Sprache, die in der Mobilstation 115 codiert wurde. Der Ausgang des Sprachdecodierers 209, bei dem es sich um das Echokompensatorbezugssignal 205 handelt, tritt in einen Echokompensator 203 ein, dessen Betrieb unten allgemein beschrieben wird. Das Echokompensatorbezugssignal 205 strömt im Wesentlichen unbeeinflusst an die MSC 106 durch und gelangt schließlich zum PSTN 103, wo es an einen Benutzer des PSTN 103 gesendet wird, der üblicherweise als ein Landleitungsteilnehmer bezeichnet wird. Wie in der Technik wohl bekannt ist, wird innerhalb des PSTN 103 ein Echo zwischen der Zwischenkopplung ("inter-coupling") erzeugt, die den Übertragungsleitungen zugeordnet ist, welche in das PSTN 103 eintreten und daraus austreten. Dieses Echo wird durch die in Feld 221 dargestellte Übertragungsfunktion H(z) dargestellt. Als solches umfasst das Signal, das aus dem PSTN 103 austretend und in die MSC 106 eintretend gezeigt wird, nicht nur ein reines Signal von dem Benutzer des Landleitungssystems, sondern ein Echo des Signals, welches von der Mobilstation 115 wie oben erläutert ausging. Dieses Signal strömt durch die MSC 106 und tritt erneut in den Echokompensator 203 innerhalb des Controllers 109 ein. Der Echokompensator 203 subtrahiert eine geschätzte Echokopie von dem Eingang, um das Echokompensatorrestsignal 207 zu erzeugen. Der Echokompensator 203 umfasst einen nichtlinearen Prozessor 212, der das Echokompensatorrestsignal 207 basierend auf dem Status des Steuersignals 224 weiter unterdrückt.
Wie in 2 dargestellt, wird die nichtlineare Verarbeitung durch Schalten zu einer Comfort Noise-Quelle 214 mit niedrigem Pegel durchgeführt, was beim Endbenutzer für das Gefühl einer lebendigen Verbindung sorgt. Es ist wichtig, zu beachten, dass die Comfort Noise-Quelle 214 lediglich ein weißes Rauschen mit niedrigem Pegel zur Verfügung stellt und überhaupt nicht mit dem Benutzer von entweder dem PSTN oder einer Mobilstation zusammenhängt. Solch ein Echokompensator 203, von dem ein Beispiel in einem von Texas Instruments in den Vereinigten Staaten 1986 veröffentlichten Anmeldungsvermerk mit dem Titel "Digital Signal Processing Applications with the TMS 320 Family" auf den Seiten 417-436 beschrieben wird, ist in der Technik wohl bekannt. Ein weiteres Beispiel eines Echokompensators 203 wird in dem Vereinigte-Staaten-Patent Nr. 5,295,136 zu Ashley et al. mit dem Titel "Method of Performing Convergence in a Least Mean Square Adaptive Filter Echo Canceller" zur Verfügung gestellt, das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung übertragen ist. Der in diesem Patent beschriebene Echokompensator ist mit der oben zitierten CCITT-Empfehlung G.165 konform.
Das Signal, das aus dem Echokompensator 203, und speziell aus dem nichtlinearen Prozessor 212 des Echokompensators 203, austritt, tritt in ein Rauschunterdrückungssystem 206 ein. Üblicherweise handelt es sich bei dem Rauschunterdrückungssystem 206 um dasjenige, das in § 4.1.2 des TIA-Dokuments IS-127 mit dem Titel "Enhanced Variable Rate Codec, Speech Service Option 3 for Wideband Spread Spectrum Digital Systems" mit Datum vom 9. September 1996, beschrie ben wird. Das aus dem Rauschunterdrückungssystem 206 austretende Signal tritt in einen Sprachcodierer 210 ein, der in der Technik wohl bekannt ist, der das rauschunterdrückte Signal zur Übertragung an die Mobilstation 115 über eine Basisstation 112, 113 codiert. Ebenfalls in 2 dargestellt wird ein Ratenermittlungsalgorithmus 211, der die Energie und spektralen Verteilungscharakteristika des in den Sprachcodierer 210 eintretenden Sprachsignals verwendet, um eine Sprachaktivität zu ermitteln.
3 stellt allgemein ein Energie-Zeit-Diagramm dar, das für eine weitere Erläuterung der Konfiguration auf dem bekannten Stand der Technik von 2 nützlich ist. Wie in 3 dargestellt, stellt die obere Energiedarstellung 301 das Signal dar, das aus der MSC 106 austritt und in den Echokompensator 203 eintritt, das in 2 als Punkt A (pt. A.) gekennzeichnet wird. Dieses Signal wird von einem durch H(z) 221 erzeugten Echo und akustischem Rauschen vom Landleitungsteilnehmer innerhalb des PSTN 103 umfasst. Die untere Energiedarstellung 302 ist das Signal, das aus dem Rauschunterdrückungssystem 206 austritt und in den Sprachcodierer 210 eintritt, das in 2 als Punkt B dargestellt wird. Während Intervallen 304 und 306 von 3 ist das Energieniveau der Darstellung 301 hoch, was darauf hinweist, dass der Benutzer der Mobilstation 115 während dieser Zeitperioden spricht. Während einer Zeitperiode 307 schweigt der Benutzer der Mobilstation 115, somit ist die Energie, die während dieser Zeitperiode aus dem Sprachdecodierer 209 austritt, niedrig.
Wendet man sich der Darstellung 302 von 3 zu, ist während der Zeitintervalle 304 und 306 die Differenz am Eingang des Komparators 227 groß, das Steuersignal 224 ist aktiv, so dass die Comfort Noise-Quelle 214 als ein Eingang zu dem Rauschunterdrückungssystem 206 verwendet wird. Während des Zeitintervalls 307, wenn die Differenz am Eingang des Komparators 227 klein ist, ermöglicht es das Steuersignal 224, dass der Eingang zum Rauschunterdrückungssystem 206 von dem Benutzer der Landleitung in dem PSTN 103 ist. Der Eingang von der Comfort Noise-Quelle 214 verfügt üblicherweise über ein niedrigeres Energieniveau als der Rauscheingang vom Landleitungsteilnehmerbenutzer des PSTN 103, und das wird als ein Intervall 312 in der Energiedarstellung 302 dargestellt. Da die Energie während des Zeitintervalls 312 (verursacht durch einen Eingang von der Landleitung 214) größer ist als die Energie während des Zeitintervalls 304, nimmt das Rauschunterdrückungssystem 206 an, dass an seinem Eingang Sprache vorhanden ist, und deaktiviert folglich das Rauschunterdrückungssystem 206 bis zur Wiederherstellung in einem Zeitintervall 315. Im Wesentlichen dämpft das Rauschunterdrückungssystem 206 den Landleitungsrauschquellenpegel während der Zeitperiode 315 um 13 dB. Während der Zeitperiode 306, wenn am Ausgang des Sprachdecodierers 209 Sprache erneut vorhanden ist, ist die Differenz am Eingang des Komparators 227 erneut groß, das Steuersignal 224 ist aktiv, so dass die Comfort Noise-Quelle 214 erneut als ein Eingang zum Rauschunterdrückungssystem 206 verwendet wird. Es ist wichtig, zu beachten, dass sich die Energiedarstellung 302 am Eingang des Sprachcodierers 210 befindet, somit werden all die Energieniveauschwankungen, die in der Energiedarstellung 302 dargestellt werden, durch den Sprachcodierer 210 codiert und werden somit dem Benutzer der Mobilstation 115 während einer Kommu nikation mit einem Landleitungsbenutzer des PSTN 103 darstellbar.
4 stellt allgemein eine verbesserte nichtlineare Verarbeitung zur Verwendung in einem Kommunikationssystem gemäß der Erfindung dar. Wie in 4 dargestellt, ist die Comfort Noise-Quelle 214 von 2 beseitigt worden und das Steuersignal 224, das aus dem Komparator 227 austritt, wird direkt in das Rauschunterdrückungssystem 403 eingegeben. Die Vorrichtung 401 in der bevorzugten Ausführungsform gemäß der Erfindung umfasst den Komparator 227 und das Rauschunterdrückungssystem 403. Das ermöglicht, dass der nichtlineare Prozess der Vorrichtung 401, welcher in dieser Ausführungsform der nichtlineare Prozess ist, funktionsgemäß von dem Rauschunterdrückungssystem 403 zur Verfügung gestellt wird. Das Rauschunterdrückungssystem 403 verwendet das Steuersignal 224, um die iterative Aktualisierung der Hintergrundrauschschätzung zu unterdrücken, wenn das Steuersignal 224 aktiv ist, wie ausführlicher mit Bezug auf 5 beschrieben wird. Das hindert jegliches Restecho daran, die vom Rauschunterdrückungssystem 403 zur Verfügung gestellte Rauschschätzung zu beeinflussen. Schließlich wird das Steuersignal 224 von einem Verstärkungsrechner innerhalb des Rauschunterdrückungssystems 403 verwendet, um jedes Frequenzband auf das maximal zulässige Maß plus dem gegenwärtigen Restkanal-Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zu dämpfen. In dieser Ausführungsform bildet das Rauschunterdrückungssystem 403, welches ein Mittel zum Bilden eines Hintergrundrauschens eines Benutzers basierend auf dem Steuersignal zur Verfügung stellt, das Hintergrundrauschen eines Benutzers des PSTN.
Insbesondere werden die Kanalverstärkungen, wenn das Steuersignal 224 aktiv ist, so geändert, dass das Restechosignal der Rauschschätzung spektral entsprechend gebildet wird, und dann um ein vorgegebenes Maß gedämpft wird. Es ist wichtig, zu beachten, dass keine Rauschsynthese (wie im Vergleich zu 2 auf dem bekannten Stand der Technik, wo die Comfort Noise-Quelle 214 verwendet wird) umfasst wird, sondern das Restechosignal vielmehr adaptiv gefiltert wird, um unentdeckbar nah am normalen rauschunterdrückten Hintergrundrauschen zu klingen. Da diese Vorrichtung zur verbesserten nichtlinearen Verarbeitung über eine exakte Leistungsspektraldichte verfügt, werden weitere Aspekte des Kommunikationssystems, wie z. B. Ratenermittlung oder Sprachaktivitätsdetektion, innerhalb des Kommunikationssystems ebenfalls verbessert.
5 stellt allgemein ein Blockdiagramm des Rauschunterdrückungssystems 403 gemäß der Erfindung dar. In der bevorzugten Ausführungsform handelt es sich bei dem Rauschunterdrückungssystem 403 um eine modifizierte Version des oben erwähnten in § 4.1.2 des TIA-Dokuments IS-127 beschriebenen Rauschunterdrückungssystems. Es wird angemerkt, dass verschiedene in 5 der vorliegenden Anmeldung dargestellte Felder über einen ähnlichen Betrieb verfügen wie entsprechende in 1 der US Pat.-Nr. 4,811,404 zu Vilmur dargestellte Felder.
Um eine Rauschunterdrückung zu beginnen, wird das Eingangssignal s(n) durch einen Hochpassfilter (HPF) 500 hochpassgefiltert, um das Signal s_hp(n) zu erzeugen. Der HPF 500 ist ein Chebyshev-Typ II vierter Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 120 Hz, der in der Technik wohl bekannt ist. Die Übertragungsfunktion des HPF 500 wird definiert als:
wobei die entsprechenden Zähler- und Nennerkoeffizienten definiert werden als:
b = {0,898025036, -3,59010601, 5,38416243, -3,59010601, 0,898024917},
a = {1,0, -3,78284979, 5,37379122, -3,39733505, 0,806448996}.
Wie es sich für einen ordentlichen Fachmann versteht, kann jede Anzahl an Hochpassfilterkonfigurationen verwendet werden.
Danach, im Preemphasisfeld 503, wird das Signal s_hp(n) unter Verwendung eines geglätteten trapezförmigen Fensters gefenstert, in dem die ersten D Abtastwerte d(m) des Eingangsframes (Frame "m") von den letzten D Abtastwerten des vorherigen Frames (Frame "m - 1") überlappt werden. Diese Überlappung ist am besten in 6 ersichtlich. Sofern nicht anders angemerkt, verfügen alle Variablen über Anfangswerte von Null, z. B. d(m) = 0; m ≤ 0. Das kann beschrieben werden als: d(m, n) = d(m - 1, L + n); 0 ≤ n < D, wobei m der gegenwärtige Frame ist, n ein Abtastindex zu dem Puffer {d(m)} ist, L = 80 die Framelänge ist und D = 24 die Überlappung (oder Verzögerung) in Abtastwerten ist. Die verbleibenden Abtastwerte des Eingangspuffers werden dann gemäß dem Folgenden preemphasiert:
wobei
der Preemphasisfaktor ist. Das führt dazu, dass der Eingangspuffer L + D = 104 Abtastwerte umfasst, in denen die ersten D Abtastwerte die preemphasierte Überlappung vom vorhergehenden Frame sind, und die folgenden L Abtastwerte vom gegenwärtigen Frame eingegeben werden.
Danach, in dem Fensterungsfeld 504 von 5 wird ein geglättetes trapezförmiges Fenster (wie am besten durch Fenster 700 von 7 dargestellt) auf die Abtastwerte angewendet, um ein diskretes Fourier-Transformations (DFT) – Eingangssignal g(n) zu bilden. In der bevorzugten Ausführungsform wird g(n) definiert als:
wobei M = 128 die DFT-Folgelänge ist und alle anderen Begriffe wie vorher definiert sind.
In dem Kanalteiler 506 von 5 wird die Transformation von g(n) zum Frequenzbereich durchgeführt unter Verwendung der diskreten Fourier-Transformation (DFT) definiert als:
wobei e^jω ein Phasenkoeffizient einer komplexen Einheitsamplitude mit momentaner Radialposition ω ist. Das ist eine atypische Definition, aber eine, die die Wirkungsgrade der komplexen schnellen Fourier-Transformation (FFT) ausschöpft. Der 2/M-Normierungsfaktor resultiert aus der Präkonditionierung der M-Punkt-Realfolge, um eine M/2-Punkt-Komplexfolge zu bilden, die unter Verwendung einer M/2-Punkt-Komplex-FFT transformiert wird. In der bevorzugten Ausführungsform umfasst das Signal G(k) 65 eindeutige Kanäle. Einzelheiten zu diesem Verfahren können bei Proakis und Manolakis, Introduction to Digital Signal Processing, 2. Auflage, New York, Macmillan, 1988, Seiten 721-722, gefunden werden.
Das Signal G(k) wird dann in die Kanalenergieschätzfunktion 509 eingegeben, wo die Kanalenergieschätzung E_ch(m) für den gegenwärtigen Frame, m, unter Verwendung des Folgenden ermittelt wird:
wobei E_min = 0,0625 die mindestzulässige Kanalenergie ist, α_ch(m) der Kanalenergieglättungsfaktor (unten definiert) ist, N_c = 16 die Anzahl an kombinierten Kanälen ist, und f_L(i) und f_H(i) die i-ten Elemente der entsprechenden niedrigen und hohen Kanal kombinierenden Tabellen, f_L und f_H, sind. In der bevorzugten Ausführungsform werden f_L und f_H definiert als:
f_L = {2, 4, 6, 8, 10, 12, 14, 17, 20, 23, 27, 31, 36, 42, 49, 56},
f_H = {3, 5, 7, 9, 11, 13, 16, 19, 22, 26, 30, 35, 41, 48, 55, 63}.
Der Kanalenergieglättungsfaktor, α_ch(m), kann definiert werden als:
was bedeutet, dass α_ch(m) einen Wert von Null für den ersten Frame (m = 1) voraussetzt und einen Wert von 0,45 für alle nachfolgenden Frames. Das ermöglicht es, dass die Kanalenergieschätzung auf die ungefilterte Kanalenergie des ersten Frames initialisiert wird. Darüber hinaus sollte die Kanalrauschenergieschätzung (wie unten definiert) auf die Kanalenergie des ersten Frames initialisiert werden, d. h.: En (m, i) = max {Einit, Ech (m, i)); m = 1, 0 ≤ i < Nc,wobei E_init = 16 die mindestzulässige Kanalrauschinitialisierungsenergie ist.
Die Kanalenergieschätzung E_ch(m) für den gegenwärtigen Frame wird danach verwendet, um die quantisierten Kanal-Signal-Rausch-Verhältnis (SNR)-Indizes zu schätzen. Diese Schätzung wird in der Kanal-SNR-Schätzfunktion 518 von 5 durchgeführt und wird ermittelt als:
wobei E_n(m) die gegenwärtige Kanalrauschenergieschätzung (wie später definiert) ist und die Werte von {σ_q} zwischen 0 und einschließlich 89 eingeschränkt werden. In der vorliegenden Erfindung werden die unquantisierten unverarbeiteten SNR's {σ} erfordert, somit kann die obige Gleichung in zwei Schritte zerlegt werden:
und σq(i) = max{0, min{89, round{σ(i)/0,375}}}, 0 ≤ i <Nc
Die Parameter {σ} und {σq} werden jeweils aus der Kanal-SNR-Schätzfunktion 518 von 5 austretend dargestellt.
Unter Verwendung der Kanal-SNR-Schätzung {σ_q} wird die Summe der Sprachmetrik in dem Sprachmetrikrechner 515 ermittelt unter Verwendung von:
wobei V(k) der k^te Wert der 90-Elemente-Sprachmetriktabelle V ist, die definiert wird als:
V = (2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 3, 3, 3, 3, 3, 4, 4, 4, 5, 5, 5, 6, 6, 7, 7, 7, 8,
8, 9, 9, 10, 10, 11, 12, 12, 13, 13, 14, 15, 15, 16, 17, 17, 18, 19, 20, 20, 21,
22, 23, 24, 24, 25, 26, 27, 28, 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34, 35, 36, 37, 37, 38,
39, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46, 47, 48, 49, 50, 50, 50, 50, 50, 50, 50, 50, 50,
50).
Die Kanalenergieschätzung E_ch(m) für den gegenwärtigen Frame wird auch als Eingang zu der spektralen Abweichungsschätzfunktion 510 verwendet, die die spektrale Abweichung Δ_E(m) schätzt. Mit Bezug auf 8 wird die Kanalenergieschätzung E_ch(m) in eine Logarithmus-Leistungs-Spektralschätzfunktion 800 eingegeben, wo das Logarithmusleistungsspektrum geschätzt wird als: EdB (m, i) = 10log10 (Ech (m, i)); 0 ≤ i < Nc.
Die Kanalenergieschätzung E_ch(m) für den gegenwärtigen Frame wird auch in eine Gesamtkanalenergieschätzfunktion 803 eingeben, um die Gesamtkanalenergieschätzung, E_tot(m), für den gegenwärtigen Frame, m, gemäß dem Folgenden zu ermitteln:
Danach wird ein exponentieller Fensterungsfaktor α(m) (als eine Funktion der Gesamtkanalenergie E_tot(m)) in dem expo nentiellen Fensterungsfaktorermittler 806 ermittelt unter Verwendung von:
welche zwischen α_H und α_L begrenzt wird durch: α(m) = max{αL, min{αH, α(m)}},wobei E_H und E_L die Energieendpunkte (in Dezibel oder "dB") für die lineare Interpolation von E_tot(m) sind, die zu α(m), welches über die Grenzen α_L ≤ α(m) ≤ α_H verfügt, transformiert wird. Die Werte dieser Konstanten werden definiert als: E_H = 50, E_L = 30, α_H = 0,99, α_L = 0,50. In Anbetracht dessen würde ein Signal mit einer relativen Energie von, sagen wir mal, 40 dB einen exponentiellen Fensterungsfaktor von α(m) = 0,745 unter Verwendung der obigen Berechnung verwenden.
Die spektrale Abweichung Δ_E(m) wird dann in der spektralen Abweichungsschätzfunktion 809 geschätzt. Bei der spektralen Abweichung Δ_E(m) handelt es sich um die Differenz zwischen dem gegenwärtigen Leistungsspektrum und einer durchschnittlichen Langzeitleistungsspektralschätzung:
wobei E_dB(m) die durchschnittliche Langzeitleistungsspektralschätzung ist, welche in der Langzeitspektralenergieschätzfunktion 812 ermittelt wird unter Verwendung von: E dB(m + 1, i)= α(m) E db(m, i) + (1 - α(m)) EdB(m, i); 0 ≤ i < Nc,wobei all die Variablen vorher definiert werden. Der Anfangswert von E _de(m) wird als das geschätzte Logarithmusleistungsspektrum von Frame 1 definiert oder: Edb(m) = EdB(m); m = 1.
Danach wird das Steuersignal 224 durch das Konditionsfeld 528 verarbeitet, um das konditionierte Steuersignal 526 zu erzeugen. Dieses Konditionieren ist erforderlich, um die Abtastrate des Steuersignals 224 an die Feldabtastrate des Rauschunterdrückungssystems 403 anzupassen. Der in dem Konditionierungsfeld 528 implementierte Pseudocode wird unten dargestellt.
Das versichert, dass, falls das Steuersignal 224 für einen Abtastwert i inaktiv ist, das konditionierte Steuersignal 526 dann für das gesamte Feld von L Abtastwerten inaktiv ist.
An diesem Punkt werden die Summe der Sprachmetrik v(m), die Gesamtkanalenergieschätzung für den gegenwärtigen Frame E_tot(m) und die spektrale Abweichung Δ_E(m) in den Aktualisierungsentscheidungsermittler 512 eingegeben, genauso wie das konditionierte Steuersignal 526, um eine nichtlineare Verarbeitung gemäß der Erfindung zu ermöglichen. Das konditionierte Steuersignal 526 wird vom Aktualisierungsentscheidungsermittler 512 verwendet, um das Aktualisierungsflag (update_flag) zu unterdrücken, um eine Schätzung/Aktualisierung des Hintergrundrauschens zu verhindern. Die Entscheidungslogik, die unten im Pseudocode dargestellt wird und in Ablaufdiagrammform in 9 dargestellt wird, veranschaulicht, wie die Rauschschätzungsaktualisierungsentscheidung letztendlich gefällt wird. Der Ablauf beginnt bei Schritt 900 und geht weiter zu Schritt 903, wo das Aktualisierungsflag (update_flag) gelöscht wird. Dann, in Schritt 904, wird die Aktualisierungslogik (nur VMSUM) von Vilmur implementiert, indem überprüft wird, ob die Summe der Sprachmetrik ν(m) kleiner ist als eine Aktualisierungsschwelle (UPDATE_THLD). Falls die Summe der Sprachmetrik kleiner ist als die Aktualisierungsschwelle, wird der Aktualisierungszähler (update_cnt) in Schritt 905 gelöscht und das Aktualisierungsflag wird in Schritt 906 gesetzt. Der Pseudocode für die Schritte 903-906 wird unten dargestellt:
Falls in Schritt 904 die Summe der Sprachmetrik größer ist als die Aktualisierungsschwelle, wird die Rauschunterdrückung implementiert. Zuerst, in Schritt 907, wird die Gesamtkanalenergieschätzung, E_tot(m), für den gegenwärtigen Frame, m, mit dem Rauschboden in dB (NOISE_FLOOR_DB) verglichen, während die spektrale Abweichung Δ_E(m) mit der Abweichungsschwelle (DEV_THLD) verglichen wird. Falls die Gesamtkanalenergieschätzung größer ist als der Rauschboden und die spektrale Abweichung kleiner ist als die Abweichungsschwelle, wird der Aktualisierungszähler in Schritt 908 inkrementiert. Nachdem der Aktualisierungszähler inkrementiert worden ist, wird in Schritt 909 eine Überprüfung durchgeführt, um zu ermitteln, ob der Aktualisierungszähler größer als oder gleich einer Aktualisierungszählerschwelle (UPDATE_CNT_THLD) ist. Falls das Ergebnis der Überprüfung in Schritt 909 richtig ist, dann wird das Aktualisierungsflag in Schritt 906 gesetzt. Der Pseudocode für die Schritte 907-909 und 906 wird unten dargestellt:
Wie aus 9 ersehen werden kann, wird, falls eine der Überprüfungen in den Schritten 907 und 909 falsch ist, oder nachdem das Aktualisierungsflag in Schritt 906 gesetzt worden ist, eine Logik zum Verhindern eines Langzeit"Kriechens" des Aktualisierungszählers implementiert. Diese Hystereselogik wird implementiert, um zu verhindern, dass sich minimale spektrale Abweichungen über lange Perioden summieren, was eine ungültige gewaltsame Aktualisierung verursacht. Der Ablauf beginnt bei Schritt 910, wo eine Überprüfung durchgeführt wird, um zu ermitteln, ob der Aktualisierungszähler dem letzten Aktualisierungszählerwert (last_update_cnt) für die letzten N Frames (HYSTER_CNT_THLD) entsprochen hat. In der bevorzugten Ausführungsform werden sechs Frames als eine Schwelle verwendet, aber es kann jegliche Anzahl von Frames implementiert werden. Falls die Überprüfung in Schritt 910 richtig ist, wird der Aktualisierungszähler in Schritt 911 gelöscht und der Ablauf geht in Schritt 912 ab zum nächsten Frame. Falls die Überprüfung in Schritt 910 falsch ist, geht der Ablauf in Schritt 912 direkt zum nächsten Frame ab. Der Pseudocode für die Schritte 910-912 wird unten dargestellt:
In der bevorzugten Ausführungsform sind die Werte der vorher verwendeten Konstanten wie folgt:
UPDATE_THLD = 35,
NOISE_FLOOR_DB = 10log₁₀(1),
DEV_THLD = 28,
UPDATE_CNT_THLD = 50, und
HYSTER_CNT_THLD = 6.
Wann immer das Aktualisierungsflag in Schritt 906 für einen vorgegebenen Frame gesetzt wird, wird die Kanalrauschschätzung für den nächsten Frame aktualisiert. Die Kanalrauschschätzung wird in dem Glättungsfilter 524 aktualisiert unter Verwendung von: En (m + 1, i) = max {Emin, αnEn (m, i) + (1 - αn) Ech (m, i)}; 0 ≤ 1 < Nc,wobei E_min = 0,0625 die mindestzulässige Kanalenergie ist, und α_n = 0,9 der in dem Glättungsfilter 524 lokal gespeicherte Kanalrauschglättungsfaktor ist. Die aktualisierte Kanalrauschschätzung wird in dem Energieschätzungsspeicher 525 gespeichert und der Ausgang des Energieschätzungsspeichers 525 ist die aktualisierte Kanalrauschschätzung E_n(m). Die aktualisierte Kanalrauschschätzung E_n(m) wird als ein Eingang zu der Kanal-SNR-Schätzfunktion 518, wie oben beschrieben, und auch dem Verstärkungsrechner 533, wie unten beschrieben wird, verwendet.
Danach ermittelt das Rauschunterdrückungssystem 403, ob eine Kanal-SNR-Modifikation stattfinden sollte. Diese Ermittlung wird in dem Kanal-SNR-Modifikator 527 durchgeführt, der die Anzahl von Kanälen zählt, die Kanal-SNR-Indexwerte aufweisen, welche eine Indexschwelle überschreiten. Während des Modifikationsprozesses selbst reduziert der Kanal-SNR-Modifikator 527 das SNR von denjenigen bestimmten Kanälen, die einen SNR-Index aufweisen, der kleiner ist als eine Setbackschwelle (SETBACK_THLD), oder reduziert das SNR all der Kanäle, falls die Summe der Sprachmetrik kleiner ist als eine Metrikschwelle (METRIC_THLD). Eine Pseudocodedarstellung des Kanal-SNR-Modifikationsprozesses, der in dem Kanal-SNR-Modifikator 527 stattfindet, wird unten zur Verfügung gestellt:
An diesem Punkt werden die Kanal-SNR-Indizes {σ_q'} auf eine SNR-Schwelle in dem SNR-Schwellenfeld 530 begrenzt. Die Konstante σ_th wird in dem SNR-Schwellenfeld 530 lokal gespeichert. Eine Pseudocodedarstellung des in dem SNR-Schwellenfeld 530 durchgeführten Prozesses wird unten zur Verfügung gestellt:
In der bevorzugten Ausführungsform werden die vorhergehenden Konstanten und Schwellen vorgegeben als:
N_M = 5,
INDEX_THLD = 12,
INDEX_CNT_THLD = 5,
METRIC_THLD = 45,
SETBACK_THLD = 12, und
σ_th = 6.
An diesem Punkt werden die begrenzten SNR-Indizes {σ_q''} und die unquantisierten Kanal-SNRs {σ} von der Kanal-SNR-Schätzfunktion 518 in den Verstärkungsrechner 533 eingegeben, wo die Kanalverstärkungen ermittelt werden. Zuerst wird der Gesamtverstärkungsfaktor ermittelt unter Verwendung von:
wobei γ_min = -13 die Mindestgesamtverstärkung ist, E_floor = 1 die Rauschbodenenergie ist und E_n(m) das während des vorherigen Frames berechnete geschätzte Rauschspektrum ist. In der bevorzugten Ausführungsform werden die Konstanten γ_min und E_floor im Verstärkungsrechner 533 lokal gespeichert. Die Entscheidung, entweder {σ_q''} oder {σ} zu verwenden, wird innerhalb des Verstärkungsrechners 533 basierend auf dem Status des konditionierten Steuersignals 526 gefällt, welches auch in den Verstärkungsrechner 533 eingegeben wird. Die Kanalverstärkungen (in dB) werden dann ermittelt unter Verwendung von: γdB(i) = γn - σ(1), 0 ≤ i < Nc wenn das konditionierte Steuersignal 526 aktiv ist, oder γdB(i) = μg(σq(i) - σth) + γn, 0 ≤ i < Nc wenn das konditionierte Steuersignal 526 inaktiv ist. Bei der Variablen μ_g = 0,39 handelt es sich um den Verstärkungsanstieg (auch lokal im Verstärkungsrechner 533 gespeichert). Die linearen Kanalverstärkungen werden dann konvertiert unter Verwendung von: (i) = min{1,10 γdb(i)/20}, 0 ≤ i <Nc
An diesem Punkt werden die oben ermittelten Kanalverstärkungen auf das transformierte Eingangssignal G(k) mit den folgenden Kriterien angewendet, um das Ausgangssignal H(k) von dem Kanalverstärkungsmodifikator 539 zu erzeugen:
Die sonstige Kondition in der obigen Gleichung setzt voraus, das der Intervall von k 0 ≤ k ≤ M/2 ist. Es wird ferner vorausgesetzt, dass H(k) sogar symmetrisch ist, so dass die folgende Kondition ebenfalls erhoben wird: H(M - k) = H*(k); 0 < k < M/2,wobei das * eine konjugierte komplexe Zahl kennzeichnet. Das Signal H(k) wird dann (zurück) konvertiert zu dem Zeitbereich in dem Kanalkombinator 542 unter Verwendung der inversen DFT:
und der Frequenzbereichfilterprozess wird fertig gestellt, um das Ausgangssignal h'(n) zu erzeugen, indem ein Overlap-and-Add mit den folgenden Kriterien angewendet wird:
Eine Signaldeemphasis wird auf das Signal h'(n) durch das Deemphasisfeld 545 angewendet, um das Signal s'(n) zu erzeugen, das gemäß der Erfindung rauschunterdrückt worden ist. s'(n) = h'(n) + ζds'(n - 1); 0 ≤ n < L,wobei ζ_d = 0,8 ein innerhalb des Deemphasisfelds 545 lokal gespeicherter Deemphasisfaktor ist.
10 stellt allgemein ein resultierendes Energie-Zeitdiagramm dar, das sich aus dem Implementieren der verbesserten nichtlinearen Verarbeitung gemäß der Erfindung ergibt. Bezieht man sich allgemein auf 4 und 10, ist während der Zeitintervalle 1006 und 1009 die Differenz an den Eingängen des Komparators 227 groß und das in das Rauschunterdrückungssystem 403 eintretende Steuersignal 224 ist aktiv. Während eines Intervalls 1012 ist die Differenz an den Eingängen des Komparators 227, die in das Rauschunterdrückungssystem 403 eintreten, klein, und das Steuersignal 224 ist inaktiv. Jedoch ist die Signalenergie 1003 von 10, im Gegensatz zur Signalenergie 302 in 3, gemäß der Erfindung konstant. Das ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass der in 2 auf dem bekannten Stand der Technik dargestellte Comfort Noise-Generator 214 beseitigt worden ist und der Energiesignal 1003-Eingang zum Rauschunterdrückungssystem 403 (pt. "C" von 4) aus im Wesentlichen der "selben" Menge an Rauschen vom PSTN 103 besteht. Darüber hinaus wird das Rauschunterdrückungssystem 403, wenn das in das Rauschunterdrückungssystem 403 eintretende Steuersignal 224 aktiv ist, von der Last befreit, zwischen Hintergrundrauschen und Sprachsignalen zu unter scheiden. Als solches werden, wenn das Steuersignal 224 in dieser Ausführungsform aktiv ist, sowohl das Rauschen und Signal, die auch in das Rauschunterdrückungssystem 403 (das zufällig der Echorest ist) eintreten, immer gedämpft. Zwar wird dargestellt, dass die Energie in dieser Periode durchwegs konstant bleibt, doch sollte wiederholt werden, dass die spektralen Verteilungscharakteristiken auch konsistent sind.
Zwar ist die Erfindung mit Bezug auf eine bestimmte Ausführungsform besonders dargestellt und beschrieben worden, doch versteht es sich für Fachleute, dass verschiedenen Änderungen in Form und Einzelheiten vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel könnte die Vorrichtung 401 gemäß der Erfindung, die innerhalb des Echokompensators 400 dargestellt wird, vom Echokompensator physikalisch getrennt werden. Darüber hinaus könnte die Vorrichtung 401, obschon die Vorrichtung 401 gemäß der Erfindung als auf der Netzseite des Kommunikationssystems implementiert beschrieben worden ist, ebenso in der mobilen Seite des Systems implementiert werden. Falls zum Beispiel die Vorrichtung 401 gemäß der Erfindung in der Mobilstation 115 implementiert wird, würden die einzigen zu 4 erforderlichen Änderungen die Beseitigung des PSTN 103 und der MSC 106 sein und eine Änderung im Modell, das in der in Feld 221 dargestellten Übertragungsfunktion H(z) implementiert wird.
Das resultierende Blockdiagramm von 11 stellt die in der Mobilstation 115 implementierte Vorrichtung 401 gemäß der Erfindung dar. Wie in 11 dargestellt, werden aus dem Echokompensator 400 austretende Signale einem Lautsprecher 1103 der Mobilstation 115 zur Verfügung gestellt, während in den Echokompensator 400 eintretende Signale von einem Mikrofon 1106 der Mobilstation 115 ausgehen. Die Übertragungsfunktion H(z) innerhalb Feld 1109 ist eine Übertragungsfunktion basierend auf einem akustischen Modell, welches die rigorose Umgebung der Mobilstation 115 besser verkörpert. Der Betrieb der Vorrichtung 401, oben als in der Netzseite des Kommunikationssystems implementiert beschrieben, ändert sich nicht. In dieser Ausführungsform bildet das Rauschunterdrückungssystem 403, welches ein Mittel zum Bilden eines Hintergrundrauschen eines Benutzers basierend auf dem Steuersignal zur Verfügung stellt, das Hintergrundrauschen eines Benutzers der Mobilstation.

Claims

Vorrichtung zur nichtlinearen Verarbeitung in einem Kommunikationssystem, wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch: Mittel, die zum Analysieren eines Echokompensatorbezugssignals und eines Echokompensatorrestsignals geeignet sind, um ein Steuersignal (224) zu erzeugen; und ein Rauschunterdrückungssystem (403), das Mittel umfasst, die zum Schätzen eines Hintergrundrauschens eines Benutzers basierend auf dem Steuersignal (224) geeignet sind, wobei das Rauschunterdrückungssystem darüber hinaus Mittel, die zum Unterdrücken einer Aktualisierung der Rauschschätzung als Antwort auf das Steuersignal (224) geeignet sind, und Mittel, die zum spektralen Bilden des Echokompensatorrestsignals als Antwort auf das Steuersignal (224) und die Rauschschätzung geeignet sind, umfasst, um ein Signal zu erzeugen, das der Rauschschätzung spektral entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Mittel, die zum Schätzen eines Hintergrundrauschens eines Benutzers geeignet sind, darüber hinaus durch Mittel, die zum Filtern des Echokompensatorrestsignals geeignet sind, gekennzeichnet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Mittel, die zum Analysieren des Echokompensatorbezugssignals und des Echokompensatorrestsignals geeignet sind, um das Steuersignal zu erzeugen, entweder physikalisch von dem zum Schätzen eines Hintergrundrauschens geeigneten Rauschunterdrückungssystem getrennt sind oder mit dem zum Schätzen eines Hintergrundrauschens geeigneten Rauschunterdrückungssystem gemeinsam angebracht sind.
Verfahren zur nichtlinearen Verarbeitung in einem Kommunikationssystem, wobei das Verfahren durch die Schritte gekennzeichnet ist: Analysieren eines Echokompensatorbezugssignals und eines Echokompensatorrestsignals, um ein Steuersignal (224) zu erzeugen; Schätzen eines Hintergrundrauschens eines Benutzers über ein Rauschunterdrückungssystem (403) basierend auf dem Steuersignal (224) und Unterdrücken einer Aktualisierung der Rauschschätzung als Antwort auf das Steuersignal (224); und spektrales Bilden des Echokompensatorrestsignals als Antwort auf das Steuersignal (224) und die Rauschschätzung, um ein Signal zu erzeugen, das der Rauschschätzung spektral entspricht.