KR20000064767A - 통신 시스템의 비선형 처리 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

에코 제거에 사용되는 개량된 비선형 프로세서는 안락한 잡음원(214)을 제거하여 잡음 억제 시스템(403)으로 직접 제어 신호(224)를 대신 입력시킨다. 잡음 억제 시스템(403)은 제어 신호(224)를 사용하여 제어 신호(224)가 활성(active) 상태일 때 배경 잡음 추정치의 반복적인 갱신을 금지함으로써, 모든 잔여 에코가 잡음 억제 시스템(403)에 의해 제공된 잡음 추정치를 한쪽으로 치우치게 하는 것을 방지한다. 또한, 제어 신호(224)는 잡음 억제 시스템(403) 내의 이득 계산기(533)에 의해 각각의 주파수 대역을 최대 허용량 플러스 현재 잔여 채널 신호 대 잡음비(SNR)로 감쇠시키는 데 사용된다. 구현 방법에 따라, 잡음 억제 시스템(403)은 PSTN의 사용자 또는 이동국의 사용자의 배경 잡음을 모델링한다.

Description

통신 시스템의 비선형 처리 장치 및 방법

디지탈 셀룰러 시스템용의 최근의 음성 압축 표준은 신호 전처리 기능의 필수 구성 요소로서 잡음 억제를 고려하고 있다. 이러한 표준들 내에서 잡음 억제 방법이 선택적이기는 하지만, 잡음 억제를 하지 않고서는 주관적 컴플라이언스 테스트(subjective compliance test)를 통과하기가 거의 불가능하다. 이러한 표준들은 잡음 억제 기능의 필요성에 대해서는 언급하고 있지만, 에코 제거와 같은 다른 필수 전처리 기능과 잡음 억제를 캐스케이드하는 데서 오는 임팩트(impact)에 대해서는 언급하고 있지 않다. 잡음 억제 장치와 에코 제거기를 캐스케이드하면 문제를 야기시킬 수 있다.

통신 시스템에서 전기적 및 음향적 에코를 제거하는 경우, 에코 경로에서의 특정한 비선형성(예컨대, 양자화 잡음, 음향 변화 등)은 에코 발생 시스템이 에코 제거기에 의해 완전하고 정확하게 모델링되는 것을 방해한다고 알려져 있다. 이는 단말 사용자(end user)에게 가청될 수 있는 잔여의 에코를 초래한다. 이러한 불완전성을 보상하기 위해서, 에코 제거 시스템은 "센터 클리퍼(center clipper)" 또는 "비선형 프로세서(non-linear processor)"로서 일반적으로 알려진 것을 채택한다(1984년 말라가-토레몰리노스와 1988년 멜보른에서 보정된 1980년 제네바의 CCITT 권고안 참조). 비선형 프로세서는 기본적으로 에코 복귀 손실(echo return loss; ERL) 및 에코 복귀 손실 인핸스먼트(echo return loss enhancement; ERLE)를 추정하고, 최소의 ERL + ERLE 임계값이 얻어지면 잔여를 "클리핑(clipping)"함으로써 잔여를 억제한다. 클리핑은 통상 단말 사용자에게 생생한(live) 회선의 느낌을 제공하는 저레벨의 "안락한 잡음(comfort noise)" 발생기로의 스위치이다.

이러한 새로운 잡음 억제 시스템은 공지된 비선형 프로세스와 양립하지 않는다는 문제가 있다. 단순하게 말하면, 이러한 새로운 잡음 억제 시스템은 배경 잡음 스펙트럼 크기를 주기적으로 추정하기 위해 유입 신호의 장기간 통계를 이용한다. 그 다음, 이러한 추정치는 주파수 영역 필터로서 잡음 추정치와 크기가 충분히 근접한 유입 신호의 주파수 대역을 감쇠시키는 데에 사용된다. 에코 제거기가 잡음 억제 시스템 앞에 있으면, 비선형 프로세서는 배경 잡음의 추정을 부정확하게 바이어스할 것이다. 이는 비선형 프로세서가 비활성 상태이면 배경 잡음 특성이 변하기 때문에 무효한 필터링 동작을 초래할 것이다. 셀룰러 무선 전화의 핸즈 프리 구조와 같은 고잡음에 적당한 환경에서, 이는 잡음 억제 시스템을 쓸모없게 만든다.

다른 구조도 또한 고려하였다. 예를 들면, 잡음 억제 시스템이 에코 제거기 앞에 배치되면, 에코 제거기 내의 비선형 프로세스는 잡음 억제 시스템 내에서의 잡음 추정에 영향을 주지 않을 것이다. 이러한 구현은 고도의 비선형 잡음 억제 장치가 현재 에코 경로에 있고, 이는 에코 제거기가 적당하게 수렴(converging)되는 것을 방해한다는 문제가 있다. 다른 예는 비선형 프로세서를 에코 제거기로부터 분리시키고, 잡음 억제 시스템 앞에 에코 제거기를 정확하게 배치하고, 잡음 억제 시스템 뒤에 (잡음 억제 장치 출력 상에) 비선형 프로세서를 배치할 필요가 있다. 지금까지 언급한 것들 중에 이 구현이 최상이라고는 하지만, 이하의 두 가지 곤란한 점이 있다. 첫 째, 안락한 잡음 발생기는 통상 대부분의 장거리 육상선 전화 호출에서 통상적으로 관찰되는 잡음 스위칭 인공물(noise switching artifact)을 초래하는 고정 스펙트럼 특성을 갖는다. 두 번째로, 비선형 프로세서는 가변 레이트(variable rate) 보코더에 대한 패킷 레이트를 결정할 때 문제를 야기시킬 수 있다. 대부분의 레이트 결정 알고리즘은 음성 활성도(voice activity)를 결정하기 위해 유입 음성 신호의 에너지 및 스펙트럼 특성을 사용한다. 이와 같이, 합성된 안락한 잡음을 스위칭 인(switching in) 및 스위칭 아웃(switching out)하면 레이트 결정 알고리즘의 성능을 심각하게 저하시킬 수 있다.

본 발명은 일반적으로 에코 제거(echo cancellation)에 관한 것으로, 특히, 통신 시스템에서의 개량된 비선형 처리에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 개량된 비선형 처리를 유익하게 구현하는 통신 시스템을 나타내는 도면.

도 2는 도 1의 통신 시스템과 같은 통신 시스템에서 통상적으로 사용되는 종래 기술의 에코 제거 스킴을 나타내는 도면.

도 3은 도 2의 종래 기술의 구조를 더욱 설명하는 데에 유용한 에너지 대 시간도.

도 4는 본 발명에 따른 통신 시스템용의 개량된 비선형 처리를 나타내는 도면.

도 5는 본 발명에 따른 도 4의 잡음 억제 시스템의 블럭도.

도 6은 도 5의 잡음 억제 시스템에서 발생하는 프레임-프레임 중첩을 나타내는 도면.

도 7은 도 5의 잡음 억제 시스템에서 발생하는 프리앰퍼시스 샘플의 사다리꼴 윈도우를 나타내는 도면.

도 8은 도 5에 나타낸 잡음 억제 시스템 내의 스펙트럼 편차 추정기의 블럭도.

도 9는 도 5에 나타낸 잡음 억제 시스템 내의 갱신 결정 결정기에서 수행되는 단계들의 흐름도.

도 10은 본 발명에 따른 개량된 비선형 처리를 구현하는 데에서 기인하는 에너지 대 시간도.

도 11은 본 발명에 따른 비선형 처리를 구현하는 이동국을 나타내는 도면.

일반적으로 말해서, 개량된 비선형 프로세서는 안락한 잡음원을 제거하여 잡음 억제 시스템으로 직접 제어 신호를 대신 입력시킨다. 잡음 억제 시스템은 제어 신호를 사용하여 제어 신호가 활성(active) 상태일 때 배경 잡음 추정치의 반복적인 갱신을 방지함으로써, 모든 잔여 에코가 잡음 억제 시스템에 의해 제공된 잡음 추정치를 한쪽으로 치우치게 하는 것을 방지한다. 또한, 제어 신호는 잡음 억제 시스템 내의 이득 계산기에 의해 각각의 주파수 대역을 최대 허용량 플러스 현재 잔여 채널 신호 대 잡음비(SNR)로 감쇠시키는 데 사용된다. 구현 방식에 따라 잡음 억제 시스템은 PSTN의 사용자 또는 이동국의 사용자의 배경 잡음을 모델링한다.

보다 자세히 말하자면, 본 발명에 따른 통신 시스템의 비선형 처리를 위한 장치는 제어 신호를 생성하기 위하여 에코 제거기 기준 신호와 에코 제거기 잔여 신호를 분석하기 위한 수단과, 제어 신호에 기초하여 사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단을 포함한다. 바람직한 실시예에서, 분석 수단은 제어 신호를 생성하기 위하여 에코 제거기 기준 신호를 에코 제거기 잔여 신호와 비교하기 위한 비교기를 포함한다. 또한, 바람직한 실시예에서, 사용자는 공중 교환 전화망(PSTN) 내의 사용자 또는 이동국의 사용자일 수 있다.

사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단은 제어 신호에 기초하여 배경 잡음의 갱신을 방지하기 위한 수단을 구비한 잡음 억제 시스템을 더 포함한다. 잡음 억제 시스템은 입력 신호의 주파수 영역 필터링을 수행하기 위한 채널 이득을 구현하며, 또한 제어 신호에 기초하여 채널 이득을 수정한다. 바람직한 실시예에서, 채널 이득은 제어 신호가 활성 상태일 때 수학식 Υ_dB(i)=Υ_n-σ(i), 0≤i≤N_c를 이용하여 수정된다. 이 실시예에서, 잡음 억제 시스템은 제어 신호에 응답하여, 스펙트럼적으로 에코 제거기 잔여 신호를 잡음 억제 시스템에 의해 생성되는 모델링된 배경 잡음과 실질적으로 같은 소리로 되게 한다.

다른 실시예에서, 사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단은 에코 제거기 잔여 신호를 필터링하기 위한 수단을 포함한다. 시스템 통합 및/또는 구현 관점에서, 제어 신호를 생성하기 위하여 에코 제거기 기준 신호와 에코 제거기 잔여 신호를 분석하기 위한 수단은 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단과 물리적으로 독립되거나, 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단과 함께 배치될 수 있다. 장치는 에코 제거기 기준 신호와 에코 제거기 잔여 신호를 분석하여 제어 신호를 생성하는 단계와, 제어 신호에 기초하여 사용자의 배경 잡음을 모델링하는 단계를 포함하는 대응적인 방법과 연관되어 있다.

달리 말하면, 본 발명에 따른 통신 시스템에서 비선형 처리를 위한 장치는 잡음 억제 시스템에 결합되어 제어 신호를 활성화하기 위한 수단을 포함한다. 잡음 억제 시스템은 제어 신호로부터 조절된 제어 신호를 생성하기 위한 수단, 조절된 제어 신호에 기초하여 배경 잡음 추정치의 갱신을 방지하기 위한 수단, 및 조절된 제어 신호에 기초하여 채널 이득을 수정하기 위한 수단을 포함한다. 이 실시예에서, 제어 신호를 활성화하기 위한 수단은 에코 제거기 기준 신호와 에코 제거기 잔여 신호간의 차이를 임계치와 비교하기 위한 수단 또는 사용자에 의해 활성화되는 뮤트(mute) 기능을 포함한다. 사용자에 의해 활성화되는 뮤트 기능은 배경 잡음을 남기면서 신호를 필터링하는 것이 이로운 시나리오에 특히 응용된다. 이러한 상황중 하나는 배경 잡음이 통신 장치의 사용자가 링크가 접속을 유지하고 있다는 것을 알게 하는 데 바람직한 위성 링크 전송(특히 해외 호출)에서 발생한다.

에코 제거기 기준 신호와 에코 제거기 잔여 신호를 분석하여 제어 신호를 생성하는 것은 에코 제거기에 의해 수행될 수 있으며, 제어 신호에 기초하여 배경 잡음을 모델링하는 것은 잡음 억제 시스템에 의해 수행될 수 있다. 이러한 방식으로 구현될 때, 에코 제거기는 잡음 억제 시스템과 물리적으로 독립되거나, 잡음 억제 시스템과 함께 배치될 수 있다. 주목해야 할 것은 잡음 억제 시스템과 분리된 에코 제거기의 구현이 에코 제거기가 제어 신호를 출력으로서 제공하는 것을 요구한다는 것이다.

도 1은 본 발명에 따라 개량된 비선형 처리를 이롭게 구현하는 통신 시스템을 전반적으로 나타내고 있다. 도 1에 도시된 실시예에서, 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 무선 전화 시스템이지만, 당업자가 알 수 있듯이, 에코 제거 및/또는 잡음 억제 시스템을 구현하는 다양한 다른 형태의 통신 시스템도 본 발명을 이롭게 이용할 수 있다. 공중 교환 전화망(103)(PSTN)이 이동 교환 센터(106)(MSC)에 결합되어 있다. 공지된 바와 같이, PSTN(103)은 유선 교환 능력을 제공하며, MSC(106)는 CDMA 무선 전화 시스템과 관련된 교환 능력을 제공한다. 또한, 제어기(109)가 MSC(106)에 결합되어 있는데, 이 제어기(109)는 에코 제거 및 음성 코딩/디코딩 기능을 갖고 있다. 제어기(109)는 기지국(112, 113)에 대한 신호의 루팅을 제어하며, 이 기지국들은 이동국(115)과 통신할 수 있다. CDMA 무선 전화 시스템은 IS(interim standard) 95-A와 호환 가능하다. IS 95-A에 대한 더 많은 정보는 TIA/EIA/IS-95-A, Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System, July 1993 참조할 것. MSC(106)의 교환 능력 및 제어기(109)의 제어 능력이 도 1에 분포된 바와 같이 도시되어 있지만, 당업자는 두 개의 기능이 시스템 구현을 위한 공통 물리량으로 결합될 수 있다는 것을 알 것이다.

본 발명에 따른 비선형 처리 방법을 설명하기 위하여, 종래의 에코 제거 방법에 대한 설명이 유익하다. 도 2는 도 1의 통신 시스템(100)과 같은 통신 시스템에서 통상적으로 사용되는 종래의 에코 제거 방법을 나타낸다. 도 2에 도시된 바와 같이, 이동국(115)으로부터의 신호가 제어기(109) 내의 음성 디코더 블럭(209)으로 입력된다. 음성 디코더 블럭은 본 분야에 공지되어 있으며, 기본적으로 이동국(115)에서 엔코딩된 "엔코딩 음성"을 디코딩한다. 에코 제거기 기준 신호(205)인 음성 디코더(209)의 출력은 아래에 설명되는 기능을 가진 에코 제거기(203)로 입력된다. 에코 제거기 기준 신호(205)는 기본적으로 영향을 받지 않고 MSC(106)를 통과하고 결국 PSTN(103)에 도달하여 통상 육상선 가입자라고 명명되는 PSTN(103)의 사용자에게 전송된다. 공지된 바와 같이, PSTN(103)에서, 에코는 PSTN(103)에 입출력되는 전송 라인과 관련된 상호 결합간에 생성된다. 이 에코는 블럭(221)에 도시된 전달 함수 H(z)에 의해 표시된다. 이와 같이, PSTN(103)에서 출력되어 MSC(106)로 입력되는 것으로 도시된 신호는 육상선 시스템의 사용자로부터의 순수한 신호는 물론, 전술한 바와 같이 이동국(115)으로부터 생성된 신호의 에코도 포함한다. 이 신호는 MSC(106)를 통과하여 다시 제어기(109) 내의 에코 제거기(203)로 입력된다. 에코 제거기(203)는 입력으로부터 추정 복제 에코를 제거하여 에코 제거기 잔여 신호(207)를 생성한다. 에코 제거기(203)는 제어 신호(224)의 상태에 기초하여 에코 제거기 잔여 신호(207)를 더욱 억제하는 비선형 프로세서(212)를 포함한다.

도 2에 도시된 바와 같이, 비선형 처리는 단말 사용자에게 생생한 회선의 느낌을 제공하는 저레벨의 안락한 잡음원(214)으로의 전환에 의해 수행된다. 주목해야 할 것은 안락한 잡음원(214)은 단지 저레벨 백색 잡음을 제공할 뿐, PSTN 또는 이동국의 사용자와는 전혀 상관없다는 것이다. 이러한 에코 제거기(203)는 공지되어 있으며, 그 일례는 1986년 미국에서 TI 사에 의해 공개된 "Digital Signal Processing Applications with the TMS 320 Family"라는 제목의 응용 논문에 417-436 페이지에 설명되어 있다. 에코 제거기(203)의 다른 예는 본 발명의 양수인에게 양도된 "Method of Performing Convergence in a Least Mean Square Adaptive Filter Echo Canceller"라는 제목의 Ashley 등에 의한 미국 특허 제 5,295,136호에 제공된다. 이 특허에 설명된 에코 제거기는 위에 인용된 CCITT 권고안 G.165에 따른다.

에코 제거기(203), 특히 에코 제거기(203)의 비선형 프로세서(212)에서 출력되는 신호는 잡음 억제 시스템으로 입력된다. 바람직한 실시예에서, 잡음 억제 시스템(206)은 본원 명세서에 참조된, 1996년 9월 9일자의 "Enhanced Variable Rate Codec, Speech Service Option 3 for Wideband Spread Spectrum Digital Systems"라는 제목의 TIA 문서 IS-127의 4.1.2 장에 설명된 것이다. 잡음 억제 시스템(206)에서 출력되는 신호는 기지국(112, 113)을 통한 이동국(115)으로의 전송을 위하여 잡음 억제 신호를 엔코딩하는 공지된 음성 엔코더(210)로 입력된다. 또한, 도 2에는 음성 엔코더(210)에 입력되는 음성 신호의 에너지 및 스펙트럼 특성을 이용하여 음성 활성도를 결정하는 레이트 결정 알고리즘(211)이 도시되어 있다.

도 3은 도 2의 종래 구성을 더 설명하는 데 유용한 에너지 대 시간도가 도시되어 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 상부 에너지 플롯(301)은 도 2에 점 A(Pt. A)로 표시된, MSC(106)에서 출력되어 에코 제거기(203)로 입력되는 신호를 나타낸다. 이 신호는 H(z)(221)을 통해 생성된 에코와 PSTN(103) 내의 육상선 가입자로부터의 음향 잡음으로 구성된다. 하부 에너지 플롯(302)은 도 2에 점 B로 도시된 바와 같이, 잡음 억제 시스템(206)에서 출력되어 음성 엔코더(210)로 입력되는 신호이다. 도 3의 기간(304, 306) 동안, 플롯(301)의 에너지 레벨은 이동국(115)의 사용자가 이 기간 동안 말하고 있다는 것을 나타내는 하이 상태이다. 기간(307) 동안, 이동국(115)의 사용자는 침묵하고 있고, 따라서 이 기간 동안에 음성 디코더(209)에서 출력되는 에너지는 로우 상태이다.

도 3의 플롯(302)을 참조하면, 비교기(227)의 입력차가 큰 기간(304, 306) 동안에, 제어 신호(224)는 활성 상태가 되어, 안락한 잡음원(214)이 잡음 억제 시스템(206)으로의 입력으로 사용된다. 비교기(227)의 입력차가 작은 기간(307) 동안에는, 제어 신호(224)는 PSTN(103)에 있는 육상선의 사용자로부터 잡음 억제 시스템(206)으로 입력되도록 한다. 안락한 잡음원(214)으로부터의 입력은 통상 PSTN(103)의 육상선 가입자로부터의 잡음 입력보다 낮은 에너지 레벨을 갖는데, 이것은 에너지 플롯(302) 내의 기간(312)으로 도시되어 있다. 기간(312) 동안의 에너지(육상선(214)으로부터의 입력에 의해 발생)는 기간(304) 동안의 에너지보다 크기 때문에, 잡음 억제 시스템(206)은 음성이 그 입력에 존재하며 따라서 기간(315)에서 복귀될 때까지 잡음 억제 시스템(206)을 비활성화하는 것으로 가정한다. 기본적으로, 잡음 억제 시스템(206)은 기간(315) 동안에 육상선 잡음원 레벨을 13 dB만큼 감쇠시킨다. 음성이 다시 음성 디코더(209)의 출력에 나타날 때, 비교기(227)의 입력차가 다시 커지는 기간(306) 동안, 제어 신호(224)는 활성화되어, 안락한 잡음원(214)이 잡음 억제 시스템(206)으로의 입력으로 다시 사용된다. 주목할 것은 에너지 플롯(302)이 음성 엔코더(210)의 입력에서 나타나며, 따라서 에너지 플롯(302)에 도시된 모든 에너지 레벨 변화는 음성 엔코더(210)에 의해 엔코딩되고, 이에 따라 PSTN(103)의 육상선 사용자와의 통신 동안 이동국(115)의 사용자에게 제공될 수 있다.

도 4는 본 발명에 따른 통신 시스템에 사용되는 개량된 비선형 처리를 나타낸다. 도 4에 도시된 바와 같이, 도 2의 안락 잡음원(214)은 제거되었고, 비교기(227)에서 출력되는 제어 신호(224)는 잡음 억제 시스템(403)으로 직접 입력된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서 장치(401)는 비교기(227)와 잡음 억제 시스템(403)을 포함한다. 이것은 본 실시예의 비선형 처리에 대응하는 장치의 비선형 처리가 잡음억제 시스템(403)에 의해 기능적으로 제공될 수 있도록 한다. 잡음 억제 시스템(403)은 도 5를 참조하여 더 상세하게 설명되는 바와 같이 제어 신호(224)가 활성 상태일 때 이 제어 신호(224)를 사용하여 배경 잡음 추정치의 반복 갱신을 방지한다. 이것은 임의의 잔여 에코가 잡음 억제 시스템(403)에 의해 제공된 잡음 추정치를 편이시키는 것을 방지한다. 결국, 제어 신호(224)는 잡음 억제 시스템(403) 내의 이득 계산기에 의해 각각의 주파수 대역을 최대 허용량 플러스 현재의 잔여 채널 신호 대 잡음비(SNR)로 감쇠시키는 데 사용된다. 이 실시예에서, 제어 신호에 기초하여 사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단을 제공하는 잡음 억제 시스템(403)은 PSTN의 사용자의 배경 잡음을 모델링한다.

보다 상세하게는, 제어 신호가 활성 상태일 때, 채널 이득은 잔여 에코 신호가 잡음 추정치와 스펙트럼이 동일하도록 성형된 후 선정된 양 만큼 감쇠되도록 변경된다. 주목할 것은 (안락 잡음원(214)이 사용되는 도 2의 종래 기술에 비하여) 잡음 합성이 수반되지 않고 잔여 에코 신호가 정상 잡음 억제 배경 잡음에 가까운 검출 불능의 소리로 적절히 필터링된다는 점이다. 이러한 개량된 비선형 처리 장치는 정확한 전력 스펙트럼 밀도를 갖기 때문에, 통신 시스템 내에서의 레이트 결정 또는 음성 활성도 검출과 같은 통신 시스템의 다른 측면 또한 개량된다.

도 5는 본 발명에 따른 잡음 억제 시스템(403)의 블럭도를 나타낸다. 바람직한 실시예에서, 잡음 억제 시스템(403)은 TIA 문서 IS-127의 4.1.2 장에 설명된 상기 잡음 억제 시스템의 수정판이다. 본 출원 명세서의 도 5에 도시된 수개의 블럭은 빌머의 미국 특허 제 4,811,404호의 도 1에 도시된 대응 블럭들과 유사한 동작을 가진다는 점에 주목한다. 따라서, 본 출원의 양수인에게 양도된 빌머의 미국 특허 제 4,811,404호는 본 명세서에 참조된다.

잡음 억제를 시작하기 위하여, 입력 신호 s(n)이 고역 필터(HPF)(500)에 의해 고역 필터링되어 신호 s_hp(n)이 생성된다. HPF(500)는 120 Hz의 컷오프 주파수를 가진 공지된 4차 체비세프 타입 II이다. HPF(500)의 전달 함수는 다음과 같이 정의된다:

여기서, 각각의 분자 및 분모 계수는

b={0.898025036, -3.59010601, 5.38416243, -3.59010601, 0.898024917},

a={1.0, -3.78284979, 5.37379122, -3.39733505, 0.806448996}

으로 정의된다.

당업자에게 명백하듯이, 임의의 수의 고역 필터 구조가 사용될 수 있다.

그 다음, 프리앰퍼시스 블럭(503)에서, 신호 s_hp(n)는 평탄화된 사다리꼴 윈도우를 사용하여 윈도우 처리되는데, 입력 프레임(프레임 "m")의 제1 D 샘플 d(m)은 선행 프레임(프레임 "m-1")의 최종 D 샘플로부터 중첩된다. 이러한 중첩은 도 6에 잘 도시되어 있다. 다른 표시가 없으면, 모든 변수는 0의 초기값, 즉 d(m)=0, m≤0을 가진다. 이것은 다음과 같이 표현될 수 있다:

d(m,n)=d(m-1, L+n); 0≤n<D

여기서, m은 현행 프레임이고, n은 버퍼에 대한 샘플 인덱스 {d(m)}이며, L=80은 프레임 길이이고, D=24는 샘플 내의 중첩(또는 지연)이다. 그 다음, 입력 버퍼의 잔여 샘플들이 아래의 식에 따라 사전 강조된다:

d(m, D+n)=s_hp(n)+ζ_ps_hp(n-1); 0≤n<L

여기서, ζ_p= -0.8은 프리엠퍼시스 팩터이다. 이것은 입력 버퍼가 L+D=104개의 샘플을 포함하게 하는데, 여기서 제1 D 샘플은 선행 프레임으로부터 사전 강조된 중첩 샘플이고, 다음 L개의 샘플은 현행 프레임으로부터의 입력이다.

그 다음, 도 5의 윈도우 블럭(504)에서, 평탄화된 사다리꼴 윈도우(도 7의 윈도우(700)에 의해 잘 도시됨)가 샘플들에 적용되어 이산 퓨리에 변환(DFT) 입력 신호 g(n)를 형성한다. 바람직한 실시예에서, g(n)은 다음과 같이 정의된다:

여기서, M=128은 DFT 열 길이이고, 다른 모든 항은 미리 정의된다.

도 5의 채널 분배기(506)에서, g(n)의 주파수 영역으로의 변환이 아래와 같이 정의된 이산 퓨리에 변화(DFT)에 의해 수행된다:

여기서, e^iω는 순간 방사상 위치 ω를 가진 단위 진폭 복소 위상자이다. 이것은 비전형적인 정의이지만, 복소 고속 퓨리에 변화(FET)의 효율을 이용하는 것이다. 2/M 스케일 팩터는 M 포인트 실수열을 사전 조절하는 것으로부터 결과되어 M/2 포인트 복소 FET를 이용하여 변환되는 M/2 포인트 복소열을 형성한다. 바람직한 실시예에서, 신호 G(k)는 65개의 독특한 채널을 포함한다. 이 기술에 관한 세부 사항은 Proakis and Manolakis, Introduction to Digital Signal Processing, 2nd Edition, Ner York, Macmillan, 1988, pp. 721-722에서 찾을 수 있다.

그 다음, 신호 G(k)는 채널 에너지 추정기(509)로 입력되어, 여기서 현행 프레임(m)에 대한 채널 에너지 추정치 E_ch(m)이 아래의 수학식을 이용하여 결정된다:

여기서, E_min=0.0625는 최소 허용 채널 에너지이며, α_ch(m)은 채널 에너지 평탄화 팩터(아래에 정의됨)이고, N_c=16은 결합된 채널의 수이며, f_L(i) 및 f_H(i)는 각각의 로우 및 하이 채널 결합 테이블 f_L및 f_H의 i 번째 요소이다. 바람직한 실시예에서, f_L및 f_H는 다음과 같이 정의된다:

f_L={2,4,6,8,10,12,14,17,20,23,27,31,36,42,49,56}

f_H={3,5,7,9,11,13,16,19,22,26,30,35,41,48,55,63}

채널 에너지 평탄화 팩터 α_ch(m)는 아래와 같이 정의된다:

이것은 α_ch(m)이 제1 프레임(m=1)에 대해 0의 값 및 모든 후속 프레임에 대해 0.45의 값을 취한다는 것을 의미한다. 이것은 채널 에너지 추정치가 제1 프레임의 필터링되지 않은 채널 에너지로 초기화될 수 있게 한다. 또한, 채널 잡음 에너지 추정치(아래에 정의됨)는 제1 프레임의 채널 에너지로 초기화되어야 한다. 즉,

E_n(m,i)=max{E_init,E_ch(m,i)}; m=1, 0≤i<N_c

여기서, E_init=16은 최소 허용 채널 잡음 초기화 에너지이다.

현행 프레임에 대한 채널 에너지 추정치 E_ch(m)는 다음으로 양자화 채널 신호 대 잡음 비(SNR) 인덱스를 추정하는데 사용된다. 이러한 추정은 도 5의 채널 SNR 추정기(518)에서 수행되고, 다음과 같이 결정된다:

여기서, E_n(m)은 현행 채널 잡음 에너지 추정치 (이하에서 정의됨)이고, {σ_q}의 값들은 0과 89 사이로 제한된다. 본 발명에서는, 양자화되지 않은 원래의 SNR의 {σ}가 요구됨에 따라, 상기 수학식은 다음의 두 단계:

와

σ_q(i)=max{0, min{89, round {σ(i) 0.375}}}, 0≤i<N_C로 분리될 수 있다.

파라미터 {σ} 및 {σ_q}는 각각 도 5의 채널 SNR 추정기(518)로부터 출력되는 것으로 도시되어 있다.

채널 SNR 추정치 {σ_q}를 이용하여, 음성 메트릭스(voice metrics)의 합은 다음의 수학식을 이용하여 음성 메트릭 산출기(voice metric calculator; 515)에서 결정된다:

여기서, V(k)는 90개의 요소 음성 메트릭 테이블 V의 k^th값이고, 이는 다음과 같이 정의된다.

V= {2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 2, 3, 3, 3, 3, 3, 4, 4, 4, 5, 5, 5, 6, 6, 7, 7, 7, 8, 8, 9, 9, 10, 10, 11, 12, 12, 13, 13, 14, 15, 15, 16, 17, 17, 18, 19, 20, 20, 21, 22, 23, 24, 24, 25, 26, 27, 28, 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34, 35, 36, 37, 37, 38, 39, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46, 47, 48, 49, 50, 50, 50, 50, 50, 50, 50, 50, 50, 50}

현행 프레임에 대한 채널 에너지 추정치 E_ch(m)는 스펙트럼 편차 ΔE(m)을 추정하는 스펙트럼 편차 추정기(510)로의 입력으로서도 사용된다. 도 8을 참조하면, 채널 에너지 추정치 E_ch(m)은 로그 전력 스펙트럼 추정기(800)에 입력되고, 여기서 로그 전력 스펙트럼은 다음과 같이 추정된다:

E_dB(m, i)=10 log₁₀(E_ch(m, i)); 0≤i<N_c

현행 프레임에 대한 채널 에너지 추정치 E_ch(m)은 다음의 수학식에 따라 현행 프레임 m에 대한 총 채널 에너지 추정치 E_tot(m)를 결정하도록, 총 채널 에너지 추정기(803)에도 입력된다.

다음으로, 지수 함수적 윈도우 계수(exponential windowing factor; α(m)) (총 채널 에너지 E_tot(m)의 함수임)가 다음의 수학식을 이용해서 지수 함수적 윈도우 계수 결정기(806)에서 결정된다.

이 α(m)은 α(m)=max{α_L, min{α_H, α(m)}}에 의해서 α_H와 α_L사이로 제한된다. 여기서, E_H및 E_L은 α_L≤α(m)≤α_H의 제한을 갖는 α(m)으로 변환되는 E_tot(m)의 선형 보간(linear interpolation)에 대한 에너지 엔드 포인트(데시벨, 또는 "dB")이다. 이 상수들의 값들은 E_H=50, E_L=30, α_H=0.99, α_L=0.50으로서 정의된다. 이렇게 주어지면, 40dB의 상대 에너지를 갖는 신호가 상기 수학식을 이용하여 α(m)의 지수 함수적 윈도우 계수는 0.745를 사용할 수 있다.

그 다음, 스펙트럼 편차 ΔE(m)가 스펙트럼 편차 추정기(809)에서 추정된다. 스펙트럼 편차 ΔE(m)은 현행 전력 스펙트럼과 평균 장기간 전력 스펙트럼 추정치 간의 차이고, 여기서, 는를 이용하여 장기간 스펙트럼 에너지 추정기(812)에서 결정되는 평균 장기간 파워 스펙트럼 추정치이다. 여기서, 모든 변수는 미리 정의된다. 의 초기값은 프레임 1의 추정된 로그 전력 스펙트럼 또는로 정의된다.

다음으로, 제어 신호(224)는 조절 블럭(528)에 의해 처리되어 조절된 제어 신호(526)를 생성한다. 이러한 조절은 잡음 억제 시스템(403)의 블럭 샘플링 레이트에 제어 신호(224)의 샘플링 레이트를 적용시키는데 필요하다. 조절 블럭(528)에서 구현되는 의사 코드는 이하에 도시된다:

이는 제어 신호(224)가 샘플 i에 대하여 비활성 상태이면, 조절된 제어 신호(526)가 L 샘플의 전체 블럭에 대하여 비활성 상태인 것을 나타낸다.

이 때, 조절된 제어 신호(526)에서와 같이, 음성 메트릭스 v(m)의 합, 현행 프레임 E_tot(m)에 대한 총 채널 에너지 추정치 및 스펙트럼 편차 ΔE(m)가 본 발명에 따른 비선형 처리를 용이하게 하기 위해서 갱신 결정 결정기(512)에 입력된다. 조절된 제어 신호(526)는 갱신 결정 결정기(512)에 의해 배경 잡음의 추정/갱신을 방지하기 위해 갱신 플래그(update_flag)를 방지하는 데 사용된다. 이하에서 의사 코드로 도시되고 도 9에서 흐름도 형태로 표시된 결정 논리는 잡음 추정치 갱신 결정이 궁극적으로 어떻게 이루어지는 가를 보여준다. 프로세스는 단계(900)에서 시작하고 갱신 플래그(update_flag)가 클리어되는 단계(903)로 진행한다. 다음으로, 단계(904)에서, 빌머(Vilmur)의 갱신 논리(VMSUM만임)가 음성 메트릭스 v(m)의 합이 갱신 임계값(UPDATE_THLD)보다 작은지의 여부를 점검함으로써 실행된다. 음성 메트릭의 합이 갱신 임계값보다 작으면, 갱신 카운터(update_cnt)는 단계(905)에서 클리어되고, 갱신 플래그가 단계(906)에서 설정된다. 단계(903-906)에 대한 의사 코드는 아래와 같다.

단계(904)에서 음성 메트릭의 합이 갱신 임계값보다 크면, 잡음 억제가 실행된다. 먼저, 단계(907)에서, 현행 프레임 m에 대한 총 채널 에너지 추정치 E_tot(m)은 잡음 플로어(noise floor)와 dB(NOISE_FLOOR_DB)로 비교하고 스펙트럼 편차 Δ_E(m)는 편차 임계값(DEV_THLD)와 비교한다. 총 채널 에너지 추정치가 잡음 플로어보다 크고 스펙트럼 편차가 편차 임계값보다 작으면, 갱신 카운터는 단계(908)에서 증분된다. 갱신 카운터가 증분된 후에, 단계(909)에서 갱신 카운터가 갱신 카운터 임계값(UPDATE_CNT_THLD)보다 큰지 또는 같은지의 여부를 결정하는 테스트가 수행된다. 단계(909)에서의 테스트 결과 갱신 카운터가 갱신 카운터 임계값보다 크거나 같으면, 갱신 플래그가 단계(906)에서 설정된다. 단계(907-909) 및 단계(906)에 대한 의사 코드가 이하에 도시되어 있다.

도 9로부터 알 수 있는 바와 같이, 단계(907 및 909)에서의 테스트들 중의 한 테스트가 부정이면, 또는 갱신 플래그가 단계(906)에서 설정된 후에, 갱신 카운터의 장기간 "크리핑(creeping)"을 방지하기 위한 논리가 증분된다. 히스테리시스 논리(hysteresis logic)가 최소의 스펙트럼 편차가 장기간에 걸쳐 축적되는어 무효의 강제 갱신이 야기되는 것을 방지하도록 실행된다. 프로세스는 마지막 N 프레임(HYSTER_CNT_THLD)에 대해 갱신 카운터가 마지막 갱신 카운터값(last_update_cnt)과 같은지의 여부를 결정하는 테스트가 수행되는 단계(910)에서 시작된다. 양호한 실시예에서는, 여섯 개의 프레임이 임계값으로서 사용되나, 임의의 수의 프레임이 사용될 수 있다. 단계(910)에서의 테스트가 긍정이면, 갱신 카운터가 단계(911)에서 클리어되고, 프로세스는 단계(912)에서 다음 프레임으로 진행한다. 단계(910)에서의 테스트가 부정이면, 프로세스는 단계(912)에서 다음 프레임으로 바로 진행한다. 단계(910-912)에 대한 의사 코드는 아래와 같다:

양호한 실시예에서, 앞에 사용된 상수들의 값들은 다음과 같다:

단계(906)에서 갱신 플래그가 주어진 프레임에 대해 설정될 때마다, 다음 프레임에 대한 채널 잡음 추정치가 갱신된다. 채널 잡음 추정치는 다음의 수학식을 이용하여 평활 필터(524)에서 갱신된다:

여기서, E_min=0.0625는 최소 허용 가능 채널 에너지이고, α_n=0.9는 평활 필터(524)에 국부적으로 기억되어 있는 채널 잡음 평활 계수이다. 갱신된 채널 잡음 추정치는 에너지 추정 기억 장치(525)에 기억되고, 에너지 추정 기억 장치(525)의 출력은 갱신된 채널 잡음 추정치 E_n(m)이다. 갱신된 채널 잡음 추정치 E_n(m)은 상술한 바와 같이 채널 SNR 추정기(518) 또한 후술하는 바와 같이 이득 계산기(533)로의 입력으로서 사용된다.

다음으로, 잡음 억제 시스템(403)은 채널 SNR 수정이 발생하는지의 여부를 결정한다. 이 결정은 인덱스 임계값을 초과하는 채널 SNR 인덱스 값들을 갖는 채널의 수를 카운트하는 채널 SNR 수정 장치(527)에서 수행된다. 수정 프로세스 자체 동안에는, 채널 SNR 수정 장치(527)는 셋백 임계값(SETBACK_THLD)보다 작은 SNR 인덱스를 갖는 특정한 채널들의 SNR을 감소시키거나, 음성 메트릭의 합이 메트릭 임계값(METRIC_THLD)보다 작으면 모든 채널들의 SNR을 감소시킨다. 채널 SNR 수정 장치(527)에서 발생하는 채널 SNR 수정 프로세스의 의사 코드 표시는 다음과 같다.

이 때, 채널 SNR 인덱스 {σ_q'}는 SNR 임계값 블럭(530)에서 SNR 임계값으로 제한된다. 상수 σ_th는 SNR 임계값 블럭(530)에 국부적으로 기억된다. SNR 임계값 블럭(530)에서 수행되는 프로세스의 의사 코드 표시는 다음과 같다.

양호한 실시예에서, 이전의 상수 및 임계값들은 다음과 같이 주어진다.

이 때, 제한된 SNR 인덱스 {σ_q''} 및 채널 SNR 추정기(518)로부터의 양자화되지 않은 채널 SNR {σ}은 이득 계산기(533)에 입력되고, 여기서 채널 이득이 결정된다. 먼저, 전체 이득 계수는 다음의 수학식을 이용하여 결정된다.

여기서, γ_min=-13은 최소 전체 이득이고, E_floor=1은 잡음 플로어 에너지이며, E_n(m)은 선행 프레임 동안 산출된 추정된 잡음 스펙트럼이다. 양호한 실시예에서, 상수 γ_min및 E_floor는 이득 계산기(533)에 국부적으로 기억된다. {σ_q''} 또는 {σ_q} 중 어느 것을 사용하는 가에 대한 결정은 이득 계산기(533)에도 입력되는 조절된 제어 신호(526)의 상태에 기초하여 이득 계산기(533) 내에서 이루어진다. 채널 이득(dB)은 다음의 식을 이용하는데 조건부 제어 신호(526)가 활성 상태인 경우, γ_dB(i)=γ_n-σ(i), 0≤i<N_c를 이용하고, 조건부 제어 신호(526)가 비활성 상태인 경우,를 이용한다. 변수 μ_g=0.39는 이득 기울기(이득 계산기(533)에 또한 국부적으로 기억되어 있음)이다. 선형 채널 이득은 다음의 수학식을 이용하여 변환된다.

이 때, 위에서 결정된 채널 이득은 변환된 입력 신호 G(k)에 제공되고 다음의 수학식을 이용하여 채널 이득 수정 장치(539)로부터 출력 신호 H(k)를 생성한다.

상기 수학식의 다른 조건은 k의 인터벌이 0≤k≤M/2가 되는 것으로 가정한다. 또한 H(k)는 평면 대칭이고, 조건 H(M-k)=H^*(k); 0<k<M/2이 또한 부과된다. 여기서,^*는 켤레 복소수를 나타낸다. 신호 H(k)는 다음의 수학식, 역 DFT를 이용함으로써 채널 결합기(542)에서 시간 영역으로 변환(백)되고,

주파수 영역 필터링 프로세스는 다음의 수학식에 중첩 및 부가(overlap-and-add)를 적용함으로써 출력 신호 h'(n)를 생성한다.

신호 디앰퍼시스는 본 발명에 따라 잡음이 억제된 신호 s'(n)를 생성하기 위해 디앰퍼시스 블럭(545)에 의해 신호 h'(n)에 적용된다.

여기서,=0.8은 디앰퍼시스 블럭(545) 내에 국부적으로 기억된 디앰퍼시스 계수이다.

도 10은 본 발명에 따른 개량된 비선형 처리의 구현으로부터 기인하는 최종 에너지 대 시간도를 나타낸다. 도 4 및 도 10을 참조하면, 비교기(comparity; 227)의 입력차가 차가 큰 기간(1006 및 1009) 동안, 잡음 억제 시스템(403)에 입력되는 제어 신호(224)는 활성 상태이다. 잡음 억제 시스템(403)에 입력되는 비교기(227)의 입력차가 작은 기간(1012) 동안, 제어 신호(224)는 비활성 상태이다. 그러나, 도 3의 신호 에너지(302)와는 다르게, 도 10의 신호 에너지(1003)는 본 발명에 따라 일정하다. 이는 도 2의 종래 기술에 도시된 안락한 잡음 발생기(214)가 제거되었고 잡음 억제 시스템(403)(도 4의 pt. "C")에 입력된 에너지 신호(1003)가 PSTN(103)으로부터의 잡음량과 실질적으로 동일한 양으로 이루어진다는 사실 때문이다. 또한, 잡음 억제 시스템(403)에 입력되는 제어 신호(224)가 활성 상태인 경우, 잡음 억제 시스템(403)은 배경 잡음과 음성 신호를 식별하는 부담이 없다. 이와 같이, 본 실시예의 제어 신호(224)가 활성 상태인 경우, 잡음 억제 시스템(403)에 또한 입력되는 잡음 및 신호(에코 잔여일 수 있음) 모두 항상 감쇠된다. 이 주기를 통해 에너지가 일정한 것으로 도시하였지만, 스펙트럼 특성이 또한 일정한 것이 반복된다.

본 발명이 특정하게 도시하고 특정한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 당 기술에 통상의 지식을 가진자는 본 발명의 사상과 범주에서 벗어나지 않고 형태와 세부 사항에 있어서 다양한 변화가 있을 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들면, 에코 제거기(400) 내에 있는 것으로 도시된 본 발명에 따른 장치(401)는 에코 제거기로부터 물리적으로 분리될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 장치(401)는 통신 시스템의 네트워크 측상에서 구현되는 것으로 설명하였지만, 장치(401)는 시스템의 이동측에서 동일하게 구현될 수 있다. 예를 들면, 본 발명에 따른 장치(401)가 이동국(115)에서 구현되면, 도 4의 구조에서 PSTN(103) 및 MSC(106)를 제거하고, 블럭(221)에 도시되어 있는 전달 함수 H(z)에서 구현되는 모델을 변화시키면 된다.

도 11의 결과 블럭도는 본 발명에 따른 이동국(115)에서 구현되는 장치(401)를 나타낸다. 도 11에 도시한 바와 같이, 에코 제거기(400)에서 출력되는 신호들은 이동국(115)의 화자(1103)에게 제공되고 에코 제거기(400)에 입력되는 신호들은 이동국(115)의 마이크로폰(1106)으로부터 시작된다. 블럭(1109) 내의 전달 함수 H(z)는 이동국(115)의 열악한 환경을 더 잘 표현하는 음향적 모델에 기초한 전달 함수이다. 장치(401)의 동작은, 통신 시스템의 네트워크측에서의 구현시에 설명한 바와 같다. 이 실시예에서, 제어 신호에 기초하여 사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단을 제공하는 잡음 억제 시스템(403)은 이동국의 사용자의 배경 잡음을 모델링한다.

이하의 청구 범위에서의 모든 수단들 또는 단계와 기능 소자들의 대응하는 구조, 재료, 작용 및 등가물은 특정하게 청구한 다른 구성 요소들과의 조합과 함께 기능을 수행하기 위한 임의의 구조, 재료 또는 작용을 포함하는 것이다.

Claims (10)

1. 통신 시스템의 비선형 처리 장치에 있어서,

   제어 신호를 생성하기 위해 에코 제거기 기준 신호 및 에코 제거기 잔여 신호를 분석하기 위한 수단; 및

   상기 제어 신호에 기초하여 사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 수단

   을 포함하는 비선형 처리 장치.
2. 제1항에 있어서, 사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 상기 수단은 잡음 억제 시스템을 더 포함하는 비선형 처리 장치.
3. 제2항에 있어서, 상기 잡음 억제 시스템은 상기 제어 신호에 기초하여 상기 배경 잡음의 갱신을 금지하기 위한 수단을 더 포함하는 비선형 처리 장치.
4. 제2항에 있어서, 상기 잡음 억제 시스템은 상기 제어 신호에 응답하여 상기 에코 제거기 잔여 신호를 스펙트럼적으로 상기 잡음 억제 시스템에 의해 생성된 상기 모델링된 배경 잡음과 상당히 유사한 사운드로 만드는 비선형 처리 장치.
5. 제1항에 있어서, 사용자의 배경 잡음을 모델링하기 위한 상기 수단은 상기 에코 제거기 잔여 신호를 필터링하기 위한 수단을 더 포함하는 비선형 처리 장치.
6. 제1항에 있어서, 상기 제어 신호를 생성하기 위해 상기 에코 제거기 기준 신호 및 상기 에코 제거기 잔여 신호를 분석하기 위한 상기 수단은 배경 잡음을 모델링하기 위한 상기 수단으로부터 물리적으로 분리되거나 배경 잡음을 모델링하기 위한 상기 수단과 함께 배치되는 비선형 처리 장치.
7. 통신 시스템의 비선형 처리 방법에 있어서,

   에코 제거기 기준 신호 및 에코 제거기 잔여 신호를 분석하여 제어 신호를 생성하는 단계; 및

   상기 제어 신호에 기초하여 사용자의 배경 잡음을 모델링하는 단계

   를 포함하는 비선형 처리 방법.
8. 통신 시스템의 비선형 처리 장치에 있어서,

   제어 신호를 활성화하기 위한 수단; 및

   잡음 억제 시스템을 포함하되,

   상기 잡음 억세 시스템은

   상기 제어 신호로부터 조절된 제어 신호를 생성하기 위한 수단;

   상기 조절된 제어 신호에 기초하여 배경 잡음 추정치의 갱신을 금지하기 위한 수단; 및

   상기 조절된 제어 신호에 기초하여 채널 이득을 수정하기 위한 수단

   을 포함하는 비선형 처리 장치.
9. 제8항에 있어서, 상기 제어 신호를 활성화하기 위한 상기 수단은 에코 제거기 기준 신호와 에코 제거기 잔여 신호 간의 차와 임계값을 비교하기 위한 수단을 더 포함하는 비선형 처리 장치.
10. 제8항에 있어서, 상기 제어 신호를 활성화하기 위한 상기 수단은 사용자에 의해 활성화되는 뮤트(mute) 기능을 더 포함하는 비선형 처리 장치.