ES2398091T3

ES2398091T3 - Compensador de eco de la red

Info

Publication number: ES2398091T3
Application number: ES01110152T
Authority: ES
Inventors: Gilbert Sih
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1992-09-25
Filing date: 1993-09-24
Publication date: 2013-03-13
Anticipated expiration: 2013-09-24
Also published as: EP0615674A1; HK1015215A1; FI942443A; BG98780A; RU2109408C1; BG61985B1; NO309835B1; ATE209837T1; CA2123002C; EP1152547A3; IL107100A; HU9401313D0; EP1119172A3; JPH07505037A; DE69331223T2; FI942443A0; WO1994008418A1; JP2002033683A; SK60694A3; JP3447735B2

Abstract

Un procedimiento para realizar compensación de eco en un compensador (140) de eco, teniendo dichocompensador de eco una pluralidad de estados predeterminados en base a la presencia de señales de habla delextremo cercano y extremo lejano, que comprende los pasos de: recibir dicha señal de habla del extremo lejano a partir de un canal del extremo lejano en comunicación condicho compensador (140) de eco; escalar dicha señal de habla del extremo lejano para proporcionar una señal de habla del extremo lejanoajustada: detectando un estado de habla a partir de dicha pluralidad de estados en base a dicha señal de habla delextremo lejano y dicha señal de habla del extremo cercano, y ajustando dicha señal de habla del extremo lejano en base a dicho estado de habla; recibir una señal de eco desde un canal de eco; y compensar el eco de dicha señal de eco al menos parcialmente en base a dicha señal de habla del extremo lejanoajustada.

Description

Compensador de eco de la red

I. Campo de la invención

La presente invención se refiere a sistemas de comunicaciones. Más particularmente, la presente invención se refiere a un procedimiento nuevo y mejorado y un aparato para compensar ecos en sistemas telefónicos.

II. Descripción de la técnica relacionada

Cada teléfono terrestre actual está conectado a una central mediante una línea a dos hilos (denominada el bucle de abonado o de cliente) que soporta transmisión en ambas direcciones. Sin embargo, para llamadas mayores de aproximadamente 56,33 kilómetros, las dos direcciones de transmisión se deben segregar en cables separados físicamente, dando como resultado una línea a cuatro hilos. El dispositivo que interrelaciona los segmentos a dos hilos y a cuatro hilos se denomina un híbrido. Se puede describir un circuito telefónico de larga distancia típico como que es a dos hilos en el bucle de abonado hasta el híbrido local, a cuatro hilos sobre la red de largo recorrido hasta el híbrido distante, y a continuación a dos hilos hasta el hablante distante.

Aunque el uso de híbridos facilita la transmisión de habla a larga distancia, los desajustes de impedancia en el híbrido pueden dar como resultado ecos. El habla del hablante A se refleja en el híbrido distante (el híbrido más cercano al hablante B) en la red telefónica de vuelta hasta el hablante A, causando que el hablante A oiga un eco molesto de su propia voz. Los compensadores de eco de la red se usan por lo tanto en la red telefónica terrestre para eliminar ecos causados por desajustes de impedancia en los híbridos y se localizan típicamente en la central junto con el híbrido. Se usa por lo tanto el compensador de eco localizado más cercano al hablante A o B para compensar el eco causado por el híbrido en el otro extremo de la llamada.

Los compensadores de eco de la red, empleados en el sistema telefónico terrestre, son típicamente dispositivos digitales para facilitar la transmisión digital de las señales. Puesto que las señales del habla analógicas se necesitan convertir a forma digital, se emplea típicamente un códec localizado en la central. Las señales analógicas proporcionadas desde el teléfono A (hablante A) hasta la central A se transfieren al híbrido A y se convierten en forma digital mediante el códec A. Las señales digitales se transmiten a continuación a la central B donde se proporcionan al códec B para conversión a la forma analógica. Las señales analógicas se acoplan a continuación a través del híbrido B al teléfono B (hablante B). En el híbrido B, se crea un eco de la señal del hablante A. Este eco se codifica mediante el códec B y se transmite de vuelta a la central A. En la central A un compensador de eco elimina el eco de retorno.

En el sistema telefónico celular analógico convencional, los compensadores de eco se emplean también y están localizados típicamente en la estación base. Estos compensadores de eco funcionan de una manera similar a aquellos en el sistema terrestre para eliminar eco no deseado.

En un sistema telefónico celular digital para una llamada entre una estación móvil y un teléfono terrestre, se digitaliza el habla del hablante de la estación móvil usando un códec y a continuación se comprime usando un codificador de señales vocales, que modela el habla en un conjunto de parámetros. El habla codificada en señales vocales se codifica y transmite digitalmente sobre las ondas de radio. La estación base receptora decodifica la señal y la pasa a cuatro hilos al decodificador de señales vocales, que sintetiza una señal de habla digital a partir de los parámetros de habla transmitidos. Este habla sintetizada se pasa a la red telefónica sobre una interfaz T1, un grupo de 24 canales de voz multiplexados en tiempo. En algún punto en la red, habitualmente en la central, la señal se convierte de nuevo a forma analógica y se pasa al híbrido en el bucle de abonado. En este híbrido la señal se convierte a dos hilos para transmisión sobre el par de hilos hasta el teléfono de abonado terrestre.

Con fines de referencia, en una llamada celular entre una estación móvil y un teléfono terrestre, el hablante en la estación móvil es el interlocutor del extremo lejano y el hablante en el teléfono terrestre es el interlocutor del extremo cercano. Al igual que en el sistema terrestre, el habla del interlocutor del extremo lejano se refleja en el híbrido distante en la red telefónica de vuelta al interlocutor del extremo lejano. Como resultado el interlocutor del extremo lejano, es decir, la estación móvil, escucha un eco molesto de su propia voz.

Los compensadores de eco de la red convencionales típicamente emplean técnicas de filtrado digital adaptables. Sin embargo, el filtrado usado normalmente no puede replicar con precisión el canal, por lo tanto da como resultado algún eco residual. Se usa a continuación un supresor de eco recortador del centro para eliminar el eco residual. El supresor de eco somete a la señal a una función no lineal. El ruido sintetizado se puede usar para reemplazar secciones de señal que se ajustan a cero por el supresor de eco recortador del centro para prevenir al canal de sondeo “muerto”.

Aunque el enfoque de compensación de eco que se acaba de mencionar es satisfactorio para señales analógicas, este tipo de procesamiento de eco residual causa un problema en telefonía digital. Como se ha mencionado previamente, en un sistema digital se usan codificadores de señales vocales para comprimir el habla para transmisión. Puesto que los codificadores de señales vocales son especialmente sensibles a efectos no lineales, el

recorte del centro causa una degradación en la calidad de voz. Adicionalmente, las técnicas de reemplazo de ruido usadas causan una variación perceptible en características de ruido normales.

Es por lo tanto un objeto de la presente invención proporcionar un nuevo y mejorado compensador de eco capaz de proporcionar alta compensación de eco dinámica para calidad de voz mejorada.

Es otro objeto de la presente invención proporcionar un compensador de eco particularmente adecuado para compensación de eco en el acoplamiento de un sistema de comunicaciones digital con un sistema de comunicaciones analógico.

Es otro objeto más de la presente invención proporcionar un compensador de eco con rendimiento de compensación de eco mejorado para casos donde ambas partes están hablando simultáneamente.

Se dirige la atención al documento US 4 600 815 A, que se refiere a un compensador de eco para un dispositivo de teleconferencia en el que un primer atenuador limita el intervalo dinámico de una señal de entrada de eco de habla compuesta. Un segundo atenuador, que tiene una ganancia igual a aquella del primer atenuador, altera la ganancia de la señal de eco emulada producida mediante un filtro. Las ganancias de tanto el primer atenuador como el segundo atenuador se controlan mediante un dispositivo de control de ganancia automático común, que altera las ganancias como una función de tanto el intervalo dinámico de la señal compuesta de entrada como de una señal de realimentación desde la salida del primer atenuador. Esta construcción de atenuador ajustada permite al filtro funcionar en su intervalo dinámico mientras también limita el intervalo de la señal de habla/eco de entrada. El compensador de eco puede comprender adicionalmente un tercer atenuador que está dispuesto en el bucle de realimentación adaptable del filtro. El tercer atenuador tiene una ganancia inversamente proporcional a las ganancias tanto del primer atenuador como del segundo atenuador. Este tercer atenuador elimina los componentes de ganancia de la señal de error adaptable. Se puede proporcionar también un cuarto atenuador que limita la señal de fuente de eco recibida, de manera que el compensador de eco no se sobrecarga.

Sumario de la invención

De acuerdo con la presente invención, se proporciona un procedimiento para realizar compensación de eco en un compensador de eco, como se expone en la reivindicación 1. En las reivindicaciones dependientes se reivindican realizaciones adicionales.

La presente invención es un compensador de eco de la red nuevo y mejorado para aplicaciones de telefonía digital. De acuerdo con la presente invención, se emplea un compensador de eco en el que se identifica la respuesta de impulso del canal de eco desconocido, se genera una réplica de este eco usando técnicas de filtrado adaptables, y se resta la réplica de eco de la señal que regresa hacia el interlocutor del extremo lejano para compensar el eco del interlocutor del extremo lejano.

En la presente invención, se usan dos filtros adaptables donde se ajusta específicamente el tamaño de paso de cada filtro para optimizar cada filtro para diferentes fines. Un filtro, el filtro compensador de eco, realiza la compensación de eco y está optimizado para alta mejora de la atenuación de retorno del eco (ERLE). El segundo filtro, el filtro de estado, se usa para determinación de estado y está optimizado para adaptación rápida.

La presente invención se diferencia notablemente de los compensadores de eco convencionales en su tratamiento del habla simultánea, donde ambos hablantes están hablando simultáneamente. Los compensadores de eco convencionales no pueden detectar habla simultánea hasta que el filtro adaptable que sigue el canal de eco ya se ha corrompido ligeramente, necesitando el uso de un recortador de centro no lineal para eliminar el eco residual.

La presente invención también incorpora un umbral de adaptación variable. Esta nueva técnica detiene la adaptación de filtro inmediatamente en el inicio exacto del habla simultánea, preservando por lo tanto el canal de eco estimado con precisión y obviando la necesidad del recortador de centro para eliminar el eco residual. Como una característica añadida, la presente invención incorpora un procedimiento mejorado de detección de habla, que detecta con precisión el habla incluso en entornos que contienen grandes cantidades de ruido de fondo. La presente invención también utiliza nuevas técnicas que compensan automáticamente retardos uniformes en el canal de eco, y permiten una rápida adaptación inicial.

De acuerdo con la presente invención se combina un compensador de eco y un procedimiento para compensar una señal de canal de retorno, una señal de canal de recepción de eco donde la señal de canal de recepción de eco se combina mediante un canal de eco con una señal de canal de retorno de entrada. El compensador de eco tiene un primer filtro que genera primeros coeficientes de filtro, genera una primera señal de estimación de eco con los primeros coeficientes de filtro, y actualiza los primeros coeficientes de filtro en respuesta a una primera señal de control de filtro. Un primer sumador resta la primera señal de estimación de eco de un canal de retorno combinado y una señal de canal de recepción de eco para generar una primera señal de eco residual. Un segundo filtro genera segundos coeficientes de filtro, genera una segunda señal de estimación de eco con los segundos coeficientes de filtro, y actualiza los segundos coeficientes de filtro en respuesta a la segunda señal de control de filtro. Un segundo sumador resta la segunda señal de estimación de eco de la señal combinada para generar una segunda señal de eco residual, y proporciona sobre el canal de retorno la segunda señal de eco residual. Una unidad de control

determina a partir de la señal de canal de recepción, la señal combinada, y la primera y segunda señales de eco residual, uno de una pluralidad de estados de control en los que un primer estado de control es indicativo de una señal de canal de recepción por encima de un primer nivel de energía predeterminado, en el que cuando la unidad de control está en el primer estado de control genera la primera señal de control y genera la segunda señal de control cuando al menos una de una primera relación de energía de la primera señal de eco residual y la señal combinada y una segunda relación de energía de la segunda señal de eco residual y la señal combinada exceden un nivel predeterminado.

Breve descripción de los dibujos

Las características, objetos y ventajas de la presente invención se harán más evidentes a partir de la descripción detallada que se expone a continuación cuando se toma junto con los dibujos en los que los caracteres de referencia se identifican correspondientemente en todos ellos, y en los que:

La Figura 1 es un diagrama de bloques que ilustra una arquitectura ejemplar para un sistema telefónico celular digital y su interfaz con un sistema telefónico terrestre; La Figura 2 es un diagrama de bloques de un compensador de eco convencional; La Figura 3 es un gráfico que ilustra las regiones en una respuesta de impulso de canal de eco; La Figura 4 es un diagrama de bloques de un filtro adaptable transversal; La Figura 5 es un diagrama de bloques del compensador de eco de la presente invención; La Figura 6 es un diagrama de bloques que ilustra detalles adicionales de la unidad de control de la Figura 5; La Figura 7 es un diagrama de flujo del procesamiento de datos de muestra para compensación de eco; La Figura 8 es un diagrama de flujo de los pasos implicados en el paso de ajuste de parámetros de la Figura 7; y La Figura 9 es un diagrama de flujo de los pasos implicados en el paso del cálculo de la función periódica de la Figura 7; y La Figura 10 es un diagrama que ilustra la memoria intermedia de muestra de extremo circular y la posición de derivación de filtro inicial; La Figura 11 es un diagrama que ilustra la memoria intermedia de derivación y un copiado de las derivaciones de filtro iniciales en el filtro de estado y el filtro compensador de eco; La Figura 12 es un diagrama que ilustra la memoria intermedia de derivación y desplazamiento máximo de las posiciones de derivación de filtro del filtro de estado y filtro compensador de eco con respecto a las muestras; La Figura 13 es un diagrama de máquina de estado que ilustra los diversos estados del compensador de eco; y La Figura 14 es un diagrama de flujo de los pasos implicados en los pasos de máquina de estado de la Figura

7.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

En un sistema de comunicaciones celular, tal como un sistema telefónico celular, que se interrelaciona con un sistema telefónico terrestre, un compensador de eco de la red localizado en la estación base compensa ecos que vuelven a la estación móvil. Con referencia ahora a la Figura 1, se proporciona una arquitectura de sistema ejemplar para un sistema telefónico celular digital y su interfaz a un sistema telefónico terrestre. Esta arquitectura de sistema está definida mediante elementos operacionales de la estación 10 móvil, estación 30 base o celda, central 40 de conmutación de telefonía móvil (MTSO), central 50 y teléfono 60. Debe entenderse que se pueden emplear otras arquitecturas para el sistema que incluyen un sistema celular con un mero cambio en localización o posición de los diversos elementos operacionales. Debe entenderse también que el compensador de eco de la presente invención se puede usar también en el reemplazo de los compensadores de eco convencionales en sistemas convencionales.

La estación 10 móvil incluye, entre otros elementos no mostrados, microteléfono 12, que incluye micrófono 13 y altavoz 14; códec 16, codificador 18 de señales vocales; transceptor 20 y antena 22. La voz del usuario de la estación móvil se recibe mediante el micrófono 13 donde se acopla al códec 16 y se convierte a forma digital. La señal de voz digitalizada se comprime a continuación mediante el codificador 18 de señales vocales. El habla de señales vocales codificada se modula y transmite digitalmente por el aire mediante el transceptor 20 y la antena 22.

El transceptor 20 puede, por ejemplo, usar técnicas de modulación digitales tales como acceso múltiple por división en tiempo (TDMA) o de las de tipo espectro ensanchado tales como salto de frecuencia (FH) o acceso múltiple por división de código (CDMA). Se desvela un ejemplo de modulación CDMA y técnicas de transmisión en la Patente de Estados Unidos Nº 5.103.459, titulada “SISTEMA Y PROCEDIMIENTO PARA GENERAR FORMAS DE ONDA EN UN TELÉFONO CELULAR DE CDMA”, expedida el 7 de abril de 1992, y cedida al cesionario de la presente invención, cuya divulgación se incorpora por referencia. En un sistema de CDMA tal, el codificador 18 de señales vocales es preferentemente de un tipo de velocidad variable tal como el desvelado en la Solicitud de Patente deEstados Unidos con Nº de Serie 07/713.661 en trámite junto con la presente, titulada “CODIFICADOR DE SEÑALES VOCALES DE VELOCIDAD VARIABLE”, presentada el 11 de Junio, 1991, y cedida también al cesionario de la presente invención, cuya divulgación se incorpora también por referencia.

La estación 30 base incluye entre otros elementos no mostrados, antena 32, sistema 34 transceptor e interfaz 36 de la MTSO. El sistema 34 transceptor de estación base demodula y decodifica las señales recibidas desde la estación

10 móvil y otras estaciones móviles (no mostradas) y las pasa a la interfaz 36 de la MTSO para transferir a la MTSO

40. Las señales se pueden transferir desde la estación 40 base a la MTSO mediante muchos procedimientos diferentes, tales como mediante microondas, fibra óptica o enlace cableado.

La MTSO 40 incluye entre otros elementos no mostrados, interfaz 42 de estación base, una pluralidad de tarjetas 44A -44N de selector de codificador de señales vocales, e interfaz 48 de red telefónica pública conmutada (PSTN). La señal de la estación 30 base se recibe en la interfaz 42 de la estación base y se proporciona a una de las tarjetas 44A -44N de selector de codificador de señales vocales, por ejemplo la tarjeta 44A de selector de codificador de señales vocales.

Cada una de las tarjetas 44A -44N de selector de codificador de señales vocales comprende un codificador 45A 45N de señales vocales respectivo y un compensador 46A -46N de eco de la red respectivo. El decodificador de señales vocales (no mostrado) contenido en cada uno de los codificadores 45A -45N de señales vocales sintetiza una señal de habla digital desde los parámetros de habla transmitidos de la estación móvil respectiva. Estas muestras se envían a continuación al compensador 46A -46N de eco respectivo, que las pasa a la interfaz 48 de la PSTN. En este ejemplo se proporcionan las señales a través del codificador 45A de señales vocales y del compensador 46A de eco. Las muestras de habla sintetizadas para cada llamada se transfieren a continuación a la interfaz 48 de la PSTN en la red telefónica, típicamente mediante una interfaz T1 cableada, es decir, un grupo multiplexado en el tiempo de 24 canales de voz, a la central 50.

La central 50 incluye entre otros elementos no mostrados, interfaz 52 de la MTSO, códec 54, híbrido 56. La señal digital recibida en la central 50 a través de la interfaz 52 de la MTSO se acopla al códec 54 donde se convierte de nuevo a forma analógica y se pasa al híbrido 56. En el híbrido 56 la señal a cuatro hilos analógica se convierte a dos hilos para transmisión sobre el par de hilos hasta el teléfono 60 de abonado terrestre.

La salida de señal analógica desde el códec 54 se refleja también en el híbrido 56 debido a un desajuste de impedancia. Este reflejo de señal toma la forma de una señal de eco que regresa hacia el móvil 10. El reflejo o la trayectoria del eco en el híbrido 56 se muestra mediante línea 58 de flecha de trazos.

En la otra dirección, se proporciona la señal de habla analógica a dos hilos desde el teléfono 60 a la central 50. En la central 50 la señal de habla se convierte a cuatro hilos en el híbrido 56 y se añade a la señal de eco que viaja hacia el móvil 10. La señal de habla y eco combinada se digitaliza en el códec 54 y se pasa a la MTSO 40 mediante la interfaz 52 de la MTSO.

En la MTSO 40 se recibe la señal mediante la interfaz 48 de la PSTN y se envía al compensador de eco 46A, que elimina el eco antes de que se codifique la señal mediante el codificador 45A de señales vocales. La señal de habla de señales vocales codificada se reenvía mediante la interfaz 42 de estación base a la estación 30 base y cualquier otra estación base adicional apropiada para la transmisión a la estación 10 móvil. La señal transmitida desde la interfaz 42 de estación base se recibe en la estación 30 base mediante la interfaz 36 de la MTSO. La señal se pasa al sistema 34 transceptor para codificación y modulación de transmisión y se transmite mediante la antena 32.

La señal transmitida se recibe mediante la antena 22 en la estación 10 móvil y se proporciona al transceptor 20 para demodulación y decodificación. La señal se proporciona a continuación al codificador 18 de señales vocales donde se producen las muestras de habla sintetizadas. Estas muestras se proporcionan al códec 16 para conversión digital analógica con la señal de habla analógica proporcionada al hablante 14.

Para entender completamente el compensador de eco de la presente invención es útil examinar el compensador de eco tradicional y sus deficiencias cuando funciona en un entorno celular digital. En la Figura 2 se muestra un diagrama de bloques de un compensador 100 de eco de la red tradicional (NEC).

En la Figura 2, se etiqueta la señal de habla de la estación móvil como la del hablante del extremo lejano x(n), mientras que el habla del lado terrestre se etiqueta como el habla del extremo cercano v(n). El reflejo de x(n) en el híbrido se modela y transfiere x(n) a un canal 102 de eco desconocido para producir la señal de eco y(n), que se suma en el sumador 104 con la señal del hablante del extremo cercano v(n). Aunque el sumador 104 no es un elemento incluido en el compensador de eco en sí mismo, el efecto físico de un dispositivo tal es un resultado parásito del sistema. Para eliminar el ruido de fondo de baja frecuencia, la suma de la señal de eco y(n) y la señal de habla del extremo cercano v(n) se filtran por alto paso a través del filtro 106 para producir la señal r(n). La señal r(n) se proporciona como una entrada al sumador 108 y a la circuitería 110 de detección de habla del extremo cercano.

La otra entrada del sumador 108 (una entrada de resta) se acopla a la salida de un filtro 112 transversal adaptable. El filtro 112 adaptable recibe la señal de habla del extremo lejano x(n) y una retroalimentación de la señal de eco residual e(n) emitida desde el sumador 108. Al compensar el eco, el filtro 112 adaptable sigue continuamente la respuesta de impulso de la trayectoria del eco, y resta una réplica del eco ŷ(n) desde la salida del filtro 106 en el sumador 108. El filtro 112 adaptable también recibe una señal de control desde la circuitería 110 para bloquear el procedimiento de adaptación del filtro cuando se detecta habla del extremo cercano.

La señal de eco residual e(n) se emite también a la circuitería 110 y al supresor 114 de eco recortador del centro. Se proporciona la salida del supresor 114 como la señal de eco compensada cuando la compensación de eco está en

funcionamiento.

La respuesta de impulso de trayectoria de eco se puede descomponer en dos secciones, la región de retardo uniforme y la dispersión de eco, como se muestra en el gráfico de la Figura 3. La región de retardo uniforme, donde la respuesta tiende a cero, está causada por el retardo de ida vuelta por el habla del extremo lejano reflejada en el híbrido y de vuelta al compensador de eco. La región de dispersión de eco, donde la respuesta es significativa, es la respuesta de eco causada por el reflejo en el híbrido.

Si la estimación del canal de eco generado por el filtro adaptable coincide exactamente con el canal de eco real, el eco se compensa completamente. Sin embargo, el filtro normalmente no puede replicar con precisión el canal, causando algún eco residual. El supresor 114 de eco elimina el eco residual transfiriendo la señal a una función no lineal que ajusta a cero cualquier porción de señal que caiga por debajo de un umbral A y pasa sin cambios cualquier segmento de señal que está por encima del umbral A. El ruido sintetizado se puede usar para reemplazar las secciones de señal que se ajustaron a cero mediante el recortador del centro para evitar al canal de sondeo “muerto”.

Como se ha mencionado previamente, aunque este enfoque es satisfactorio para señales analógicas, este procesamiento de eco residual causa un problema en telefonía digital, donde se usan los codificadores de señales vocales para comprimir habla para transmisión. Puesto que los codificadores de señales vocales son especialmente sensibles a los efectos no lineales, el recortado del centro causa una degradación en la calidad de voz mientras el reemplazo de ruido causa una variación perceptible en las características de ruido.

La Figura 4 ilustra en más detalle la estructura del filtro 112 adaptable de la Figura 2. Se definen las anotaciones en la Figura 4 como sigue:

N : El orden de filtro; x(n) : La muestra del habla del extremo lejano en el momento n; hk(n) : la késima derivación de filtro en el momento n; r(n) : La muestra de eco en el momento n; ŷ(n) : El eco estimado en el momento n; y e(n) : El eco residual en el momento n.

El filtro 112 adaptable está comprendido por una pluralidad de elementos 1201 -120N-1 de retardo de derivación, una pluralidad de multiplicadores 1220 -122N-1, sumador 124 y generador 126 de coeficiente. Una muestra de habla del extremo lejano de entrada x(n) se introduce tanto en el elemento 1201 de retardo como en el multiplicador 1220. A medida que las siguientes muestras entran al filtro 112 las muestras más antiguas se desplazan a través de elementos 1202 -120N-1 de retardo, donde también se emiten a unos multiplicadores 1221 -122N-1 respectivos.

El generador 126 de coeficientes recibe la señal de eco residual e(n) emitida desde el sumador 108 (Figura 2) y genera un conjunto de coeficientes ho(n) -hN-1(n). Estos valores de coeficiente de filtro ho(n) -hN-1(n) se introducen respectivamente a multiplicadores 1220 -122N-1. La salida resultante de cada uno de los multiplicadores 1220 -122N-1 se proporciona al sumador 124 donde se suman para proporcionar la señal de eco estimado ŷ(n). La señal de eco estimado ŷ(n) se proporciona a continuación al sumador 108 (Figura 2) donde se resta de la señal de eco r(n) para forma la señal de eco residual e(n). En el compensador de eco tradicional de la Figura 2, se proporciona una entrada de control para el generador 126 para posibilitar la actualización de coeficientes cuando no se detecta habla del extremo cercano mediante la circuitería 110. Cuando se detecta habla simultánea o únicamente habla en el extremo cercano mediante la circuitería 110, la entrada de control desactiva la actualización de los coeficientes de filtro.

El algoritmo implementado en el generador 126 de coeficiente para adaptar los coeficientes de las derivaciones de filtro para seguir la respuesta de la trayectoria del eco es el algoritmo de adaptación de cuadrados de promedio mínimos normalizado (NLMS). Introduciendo para este algoritmo los vectores:

el producto interno vectorial entre h(n) y x(n) se define como: 5

El algoritmo de adaptacion se establece como:

en la que: h(n) es el vector de coeficiente de derivación, x(n) es el vector de entrada de señal de referencia, e(n) es la señal de eco residual; !es el tamaño de paso; y

Exx(n) es una estimación de energía calculada como la suma de los cuadrados de las N muestras más recientes donde:

Las principales ventajas de este algoritmo (4) son que tiene menores requisitos de cálculo que otros algoritmos adaptables, y sus propiedades de estabilidad se entienden bien. La convergencia se puede garantizar mediante una elección apropiada del tamaño de paso (0 ∀!∀2) proporcionando con != 1 la convergencia más rápida. Los tamaños de paso menores proporcionan un mayor grado de compensación en el régimen permanente en detrimento de la velocidad de convergencia.

Debe observarse que la señal de habla del interlocutor del extremo cercano v(n) no está incluida en la señal de eco residual e(n) debido a que el filtro 112 adaptable está desactivado mediante la circuitería 110 de detección de habla del extremo cercano cuando se detecta habla desde el interlocutor del extremo cercano.

Además de proporcionar la señal de activación al filtro 112, la circuitería 110 también puede generar y proporcionar el valor de Exx(n) al filtro 112 en la entrada de control. Adicionalmente el valor de !se fija típicamente en el generador 126 o se proporciona un valor fijo desde la circuitería 110 en la entrada de control.

El problema de diseño más difícil en la compensación de eco es la detección y manejo del habla simultánea, es decir, cuando ambas partes hablan simultáneamente. A diferencia de la conmutación activada por voz (VOX) que permite únicamente comunicación simplex, un compensador de eco preserva la comunicación dúplex y debe continuar compensando el eco del interlocutor del extremo lejano mientras el hablante del extremo cercano está hablando. Para prevenir que los coeficientes de filtro se corrompan por el habla del extremo cercano, las derivaciones de filtro se deben bloquear para prevenir la divergencia de las características de transferencia del canal de eco real.

Con referencia de nuevo a la Figura 2, la circuitería 110 de detección del habla del extremo cercano puede usar mediciones de energía de x(n), r(n) y e(n) para determinar cuándo está ocurriendo el habla del extremo cercano. Un procedimiento de detección de habla simultánea clásico compara la media de energías a corto plazo de x(n) y r(n) usando el conocimiento que la pérdida en la trayectoria del eco a través del híbrido es aproximadamente 6 dB. Si la pérdida en el híbrido cae por debajo de 6 dB, se notifica habla del extremo cercano. Sin embargo, estudios experimentales han revelado que este procedimiento carece de sensibilidad. El gran intervalo dinámico de habla del extremo cercano v(n) causa que este procedimiento pierda detección ocasionalmente, causando que los coeficientes de filtro se corrompan.

Otro procedimiento de detección de habla simultánea popular examina la mejora de la atenuación de retorno del eco a corto plazo (ERLE), que se define como:

donde #y2 es la varianza de y(n), #e2 es la varianza de e(n), y estas varianzas se aproximan usando las medias de energía a corto plazo:

La ERLE representa la cantidad de energía que se elimina del eco después de que se transfiere al compensador de eco. Este procedimiento de detección de habla simultánea compara la estimaciones de energía a corto plazo de r(n) y e(n), y notifica habla simultánea si la ERLE a corto plazo cae por debajo de algún umbral predeterminado tal como 6 dB. Aunque ese procedimiento proporciona mayor sensibilidad, provoca un ligero retardo antes de detectar el inicio del habla del extremo cercano, causando que la estimación del canal de eco se corrompa ligeramente antes de que se bloquee la adaptación. Esta desventaja necesita el uso de una técnica adicional para eliminar el eco residual. Es por lo tanto deseable encontrar un procedimiento mejorado para preservar la estimación de canal de eco en habla simultánea tal como proporciona la presente invención.

Usando cualquiera de estos procedimientos de comparación de energía para detectar habla simultánea, altos niveles de ruido de fondo pueden crear dificultades en la detección precisa de habla simultánea, particularmente en el entorno de llamadas celulares. Es por lo tanto deseable utilizar un procedimiento mejorado para detectar habla simultánea en entornos de alto nivel de ruido de fondo como proporciona la presente invención.

Con referencia ahora a la Figura 5, se ilustra un diagrama de bloques de una realización ejemplar del compensador de eco de la red (NEC) 140 de la presente invención. En una implementación ejemplar, el NEC 140 está configurado en forma de un procesador de señales digitales, tal como un modelo de la serie TMS 320C3X de procesadores de señales digitales fabricado por Texas Instruments de Dallas Texas. Debe entenderse que se pueden programar otros procesadores de señales digitales para que funcionen de acuerdo con las enseñanzas del presente documento. Como alternativa, se pueden configurar otras implementaciones del NEC 140 a partir de procesadores discretos o en forma de circuitos integrados de aplicación específica (ASIC).

Debe entenderse que en la realización ejemplar, el NEC 140 es en esencia una máquina de estados que tiene funciones definidas para cada uno de los diferentes estados de funcionamiento. Los estados en los que el NEC 140 funciona son silencio, habla del extremo lejano, habla del extremo cercano, habla simultánea y persistencia. Se describen detalles adicionales del funcionamiento del NEC 140 más delante en el presente documento.

En la Figura 5, al igual que para la Figura 2, se etiqueta la señal de habla de la estación móvil como el habla del extremo lejano x(n), mientras que el habla desde el lado terrestre se etiqueta como el habla del extremo cercano v(n). El reflejo de x(n) en el híbrido se modela a medida que se transfiere x(n) a un canal 142 de eco desconocido para producir la señal de eco y(n), que se suma en el sumador 144 con la señal de habla del extremo cercano v(n). Aunque el sumador 144 no es un elemento incluido en el propio compensador de eco, el efecto físico de un dispositivo tal es un resultado parásito del sistema. Para eliminar el ruido de fondo de baja frecuencia, la suma de la señal de eco y(n) y la señal de habla del extremo cercano v(n) se filtran a un paso alto a través del filtro 146 para producir la señal r(n). La señal r(n) se proporciona como una entrada para cada uno de los sumadores 148 y 150 y la unidad 152 de control.

El habla del extremo lejano de entrada x(n) se almacena en la memoria intermedia 154 para introducirla en un conjunto de filtros adaptables transversales (filtro 156 inicial, filtro 158 de estado y filtro 160 compensador de eco), y en la unidad 152 de control. En la realización ejemplar el filtro 156 inicial tiene 448 coeficientes de filtro o derivaciones mientras que el filtro 158 de estado y el filtro 160 compensador de eco cada uno tienen 256 derivaciones.

Durante el funcionamiento inicial del NEC 140, se proporcionan las muestras de habla x(n) al filtro 156 inicial para una compensación de eco inicial y ajuste de retardo de eco bajo el control de la unidad 152 de control. Durante este periodo de funcionamiento inicial, el filtro 158 de estado y el filtro 160 compensador de eco están desactivados mediante la unidad 152 de control. Se proporciona la señal de salida de compensación de eco inicial ŷi(n) del filtro 156 inicial a través del conmutador 162 de filtro al sumador 148. En el sumador 148 la señal ŷi(n) se resta de la señal r(n) para producir una estimación inicial de la señal de eco residual e(n). El conmutador 162 de filtro, bajo el control de la unidad 152 de control, selecciona entre el la salida del filtro 156 inicial y el filtro 160 compensador de eco para introducirla al sumador 148.

Como se ha mencionado anteriormente, se lleva a cabo un procedimiento de ajuste de retardo de eco durante el periodo de funcionamiento inicial del NEC 140. En este procedimiento se proporcionan los coeficientes de las derivaciones de filtro o derivaciones del filtro 156 inicial a la unidad 152 de control para una determinación de las derivaciones de mayor valor. Este procedimiento se usa para distinguir la región de retardo uniforme de la región de dispersión de eco de la señal.

Tras la finalización del procedimiento de ajuste de retardo de eco, se copian 256 derivaciones del filtro 156 inicial en las derivaciones del filtro 158 de estado y en el filtro 160 compensador de eco como se describe a continuación con más detalle. El resultado del procedimiento de ajuste de retardo de eco asegura que el filtrado adaptable ocurre en las muestras x(n) que coincide con la región de dispersión de eco de la señal r(n). Después de esta operación inicial, se activan el filtro 158 de estado y el filtro 160 compensador del eco e inicialmente usan las derivaciones proporcionadas mediante el filtro 156. Toda la adaptación futura está basada en las derivaciones generadas.

Durante el periodo de funcionamiento normal del NEC 140, se emite la señal ŷ1(n) desde el filtro 158 de estado a una entrada del sumador 150 donde se resta de la señal r(n). La salida resultante del sumador 150 es la señal e1(n) que se introduce a la unidad 152 de control. Se proporciona la salida del filtro 160 compensador de eco, la señal de réplica de eco ŷ(n), a través del conmutador 162 de filtro a una entrada del sumador 148 donde se resta de la señal r(n). La señal de eco residual resultante e(n) emitida del sumador 148 se retroalimenta como una entrada a la unidad 152 de control. Se puede proporcionar la señal de eco residual e(n) como salida del sumador 148 directamente como la salida del NEC 140 o a través de elementos de procesamiento adicionales. Como se analizó anteriormente en más detalle, la unidad 152 de control también proporciona control sobre la adaptación de filtro 158 de estado y filtro 160 compensador de eco.

Se puede proporcionar en la presente invención una característica de análisis/síntesis de ruido en la salida del NEC

140. Esta característica está soportada por el conmutador 164 de salida, la unidad 166 de análisis de ruido y la unidad 168 de síntesis de ruido. Tanto el conmutador 164 de salida como la unidad 166 de análisis de ruido reciben la señal de salida e(n) del sumador 148. La unidad 166 de análisis de ruido, bajo el control de la unidad 152 de control, analiza la señal e(n) y proporciona una salida de análisis a la unidad 168 de síntesis de ruido. La unidad 1628 de síntesis de ruido genera una señal de ruido sintetizada s(n) basada en las características analizadas de la señal e(n). La salida de la unidad 168 de síntesis de ruido se proporciona a continuación al conmutador 164 de salida. A través del conmutador 164 de salida, que está bajo el control de la unidad 152 de control, se proporciona la salida del NEC 140 como la señal e(n) directamente del sumador 148 o como la señal de ruido sintetizada s(n) de la unidad 168 de síntesis de ruido.

La mayor parte de una conversación telefónica típica se lleva en modo de conversación simple, cuando únicamente una persona está hablando en un momento. Cuando únicamente el hablante del extremo lejano está hablando, el NEC 140 usa la característica de análisis/síntesis de ruido para rechazar completamente el eco reemplazando la señal de eco residual e(n) con una señal de ruido sintetizada s(n). Para evitar que el hablante del extremo lejano detecte cualquier cambio en las características de la señal, se sintetiza el ruido para coincidir las características de potencia y espectrales del ruido de fondo real durante el periodo más reciente de silencio usando técnicas de codificación predictiva lineales (LPC). Este procedimiento de síntesis de ruido, analizado en más detalle más adelante en el presente documento, elimina eficazmente la conversación simple como una consideración de diseño de modo que permite la optimización del NEC 140 para habla simultánea. Se describen detalles adicionales de la característica de síntesis/análisis de ruido más adelante.

Como una característica adicional de la presente invención, se puede proporcionar también un paso de ganancia como se ilustra en la realización ejemplar de la Figura 5. Implementando esta característica, se proporciona el elemento 170 de ganancia variable en la entrada de la señal de habla del extremo lejano x(n) hasta el NEC 140. Se proporciona la entrada de señal de habla del extremo lejano x(n) a través del paso 170 de ganancia variable a una memoria intermedia 154 y a un canal 142 de eco desconocido. La unidad 152 de control proporciona en combinación con un paso 170 de ganancia variable una característica de control de ganancia automática para limitar señales que se verían afectadas de otra manera de una manera no lineal por el canal 142 de eco desconocido. La unidad 152 de control y el paso 170 de ganancia variable también sirven para disminuir el tiempo de convergencia para el procedimiento de adaptación de filtro. De nuevo se describen detalles adicionales sobre esta característica más adelante.

Como se ilustra en la implementación ejemplar de la presente invención, dos filtros de adaptación independiente, filtros 158 y 160, siguen el canal de eco desconocido. Mientras que el filtro 160 realiza la compensación de eco real, el filtro 158 se usa mediante la unidad 152 de control para determinar en cuál de los varios estados debería funcionar el NEC 140. Por esta razón, los filtros 158 y 160 se denominan respectivamente como el filtro de estado y el filtro compensador de eco. La ventaja de este enfoque de dos filtros es que los coeficientes de filtro del filtro 160 compensador de eco, que modela el canal 142 de eco desconocido, se pueden mantener más eficazmente sin riesgo de degradación del habla del extremo cercano. Manteniendo estrechamente las características de canal de eco, el diseño de la presente invención obvia la necesidad de recorte del centro.

El algoritmo de control realizado en la unidad 152 de control, que controla el rendimiento de ambos filtros 158 y 160, está optimizado para mantener las características de canal de eco estimadas en habla simultánea. La unidad 152 de

control conecta y desconecta la adaptación de los filtros 158 y 160 en los momentos apropiados, ajusta los tamaños de paso de ambos filtros y ajusta la unidad 170 de ganancia en x(n) para permitir adaptación inicial rápida.

La Figura 6 ilustra (en forma de diagrama de bloques funcional) detalles adicionales de la unidad 152 de control de la Figura 5. En la Figura 6, la unidad 152 de control está comprendida por la unidad 180 de control de procesamiento y máquina de estado, unidad 182 de cálculo de energía, unidad 184 de magnitud de energía diferencial, unidad 186 de umbral de adaptación variable, unidad 188 de control de ganancia automática y unidad 190 de cálculo de retardo uniforme.

La máquina 180 de estado realiza la función de máquina de estado global como se ilustra con respecto a la Figura 14, y diversos controles de procedimientos globales como se ilustra con respecto a la Figura 7. La máquina 180 de estado proporciona control sobre el filtro 156 inicial y la unidad 190 de cálculo de retardo uniforme durante el funcionamiento inicial del NEC 140. La máquina 180 de estado proporciona control para el filtro 158 de estado y para el filtro 160 compensador de eco con respecto a los ajustes iniciales, control de adaptación y control de tamaño de paso. La máquina 180 de estado también proporciona control sobre la unidad 166 de análisis de ruido y los conmutadores 162 y 164. La máquina 180 de estado también posibilita a la unidad 186 de umbral de adaptación variable control de adaptación de la máquina de estado del filtro 160 compensador del eco. La máquina 180 de estado también recibe las señales e(n) del sumador 148 y e1(n) del sumador 150 para proporcionarlas al filtro 160 compensador de eco y al filtro 158 de estado respectivamente. Como alternativa se pueden proporcionar las señales e1(n) y e(n) directamente al filtro 158 de estado y al filtro 160 compensador de eco.

La unidad 182 de cálculo de energía recibe los valores de muestra para x(n) desde la memoria intermedia 154 circular, r(n) desde HPF 146, e(n) desde el sumador 148 y e1(n) desde el sumador 150; y calcula diversos valores como se ha analizado anteriormente en el presente documento para proporcionarlos a la unidad 184 de magnitud de energía diferencial y a la máquina 180 de estado. La unidad 184 de magnitud de energía diferencial usa valores de energía calculados en la unidad 182 de cálculo de energía para comparación con los niveles umbral para determinar si está presente habla del extremo cercano y/o habla del extremo lejano. El resultado de esta determinación se proporciona a la máquina 180 de estado.

La unidad 182 de cálculo de energía calcula estimaciones de energía en cada paso para los filtros 158 y 160. Estas estimaciones de energía se calculan como la suma de los cuadrados de las muestras más recientes. Se calculan las dos mediciones de energía, Ex(n) y Exx(n) sobre la señal x(n) en el momento n respectivamente sobre 128 y 256 muestras y se pueden expresar de acuerdo con las siguientes ecuaciones:

De manera similar, la unidad 182 de cálculo de energía calcula las estimaciones de energía Er (n), Ee (n) y Ee1(n) en el momento n para las señales respectivas r(n), e(n) y e1(n) de acuerdo con las siguientes ecuaciones:

La unidad 182 de cálculo de energía también calcula la pérdida del híbrido en el momento n, Hloss(n), de acuerdo con la siguiente ecuación:

La mejora de la atenuación de retorno del eco (ERLE) del filtro 160 compensador de eco se calcula mediante la unidad 182 de cálculo de energía de acuerdo con la siguiente ecuación:

con el filtro 158 de estado de mejora de la atenuación de retorno del eco (ERLE1) siendo calculada también mediante la unidad 182 de cálculo de energía de acuerdo con la siguiente ecuación:

Para evitar no linealidad en la señal de eco causada por el canal de eco, es deseable limitar el valor recibido de la muestra x(n) a un valor menor que un umbral preestablecido cercano al máximo. La unidad 188 de control de ganancia automática en combinación con el paso 170 de ganancia variable consigue este resultado. La unidad 188 de control de ganancia automática, que recibe las muestras x(n) desde la memoria intermedia circular, proporciona una señal de control de ganancia al elemento 170 de ganancia variable para limitar los valores de muestra cuando son excesivamente grandes.

La unidad 190 de cálculo retardo uniforme bajo el control de la máquina 180 de estado en el funcionamiento inicial del NEC 140 calcula el retardo uniforme del filtro inicial. La unidad 190 de cálculo del retardo uniforme proporciona a continuación información del desplazamiento de la memoria intermedia circular al filtro 158 de estado y al compensador 160 de eco para tener en cuenta el periodo de retardo uniforme para la llamada.

En la realización ejemplar del compensador de eco de la red de la presente invención, se usa un enfoque de tres componentes para resolver los problemas de detección/manejo del habla simultánea. Por consiguiente la presente invención usa (1) dos filtros de adaptación independientemente con diferentes tamaños de paso; (2) un umbral variable para conectar y desconectar la adaptación de filtro; y (3) un algoritmo de energía diferencial para detección del habla.

El NEC 140 usa dos filtros adaptables NMLS de adaptación independiente. A diferencia de otros enfoques de dos filtros, el NEC 140 no alterna la utilización de los filtros 158 y 160 de uso para la compensación de eco, ni intercambia información de derivación entre los dos filtros en el régimen permanente. Ambas de estas técnicas previamente conocidas causan intermitencias que conducen a “chasquidos” indeseados en la salida del compensador de eco. En la presente invención el filtro 160 compensador de eco siempre realiza la compensación de eco real mientras se usa el filtro 158 de estado por el algoritmo de control integrado en la máquina 180 de estado para distinguir diferentes estados de compensación. Este nuevo enfoque de filtro dual permite el uso de una estrategia de adaptación conservativa por el filtro 160 compensador de eco. Si el algoritmo de control está “inseguro” de en qué estado debería funcionar el compensador, desconecta la adaptación del filtro 160 compensador de eco mientras el filtro 158 de estado continúa adaptando. La máquina 180 de estado usa las estadísticas recogidas del filtro 158 de estado para ayudar a la determinación de estado. Los tamaños de paso de los filtros adaptables se ajustan de modo que el filtro 160 compensador de eco obtiene una alta ERLE en el régimen de estado, mientras que el filtro 158 de estado responde rápidamente a cualquier cambio en la respuesta del canal de eco. Permitiendo que estos dos filtros 158 y 160 adapten simultáneamente en la manera que se acaba de mencionar, se potencia el rendimiento global del compensador de eco.

El filtro 158 de estado y el filtro 160 compensador del eco, junto con el filtro 156 inicial están cada uno construidos de una manera como se desveló con referencia a la Figura 4. El filtro 158 de estado y el filtro 160 compensador del eco cada uno contienen 256 derivaciones para tener en cuenta una duración de dispersión de eco de 32 ms a una velocidad de muestreo de 8-kHz. Debe entenderse que para el filtro 158 de estado y el filtro 160 compensador de eco, se pueden usar un mayor o menor número de derivaciones dependiendo de la duración de dispersión de eco y la velocidad de muestreo. La memoria intermedia 154 de muestra contiene 512 muestras de habla del extremo lejano para tener en cuenta un periodo de tiempo de 64 ms para el retardo uniforme y la dispersión de eco para una

llamada realizada a través del continente de los Estados Unidos. Para manejar los diferentes valores del retardo uniforme encontrado en llamadas telefónicas individuales, el compensador de eco de la red de la presente invención determina automáticamente el retardo uniforme y desplaza las derivaciones de filtro para maximizar el número de derivaciones que funcionan en la región de dispersión del eco. El compensador de eco de la presente invención por lo tanto maneja respuestas de eco que varían de 0 a 32 ms sin desplazamiento, hasta 32 a 64 ms con el máximo desplazamiento de retardo. Debe entenderse que como es bien conocido en la técnica con respecto a procesadores de señales digitales, y técnicas de procesamiento asociadas con los mismos, ese filtro 156 inicial se puede usar para formar los filtros 158 y 160. Tras la finalización del procesamiento inicial del filtro 156 inicial se puede “partir” en los dos filtros 158 y 160 con generadores de coeficientes independientes. Se analizan detalles adicionales sobre la característica inicial más adelante en el presente documento.

Para mantener los coeficientes de filtro del filtro 160 compensador en el inicio de habla simultánea, el NEC 140 usa un umbral de adaptación variable (denotado VT) para conectar y desconectar la adaptación del filtro 160 compensador de eco. El umbral de adaptación variable (VT) se calcula mediante la unidad 186 de umbral de adaptación variable y se proporciona a la máquina 180 de estado. El algoritmo de control permite al filtro 160 compensador de eco adaptar si el filtro 158 de estado o el filtro 160 compensador de eco tienen una ERLE mayor que VT. Con referencia de nuevo a la Figura 4, la entrada de control proporcionada al generador 126 incluye una señal de activación de la unidad 152 de control que permite que el generador 126 de vectores de coeficientes actualice los coeficientes de filtro para adaptación de filtro. En el caso que la ERLE de ambos filtros sea menor que VT, la máquina 180 de estado desactiva el generador 126 de vectores de coeficientes de proporcionar coeficientes actualizados. En este caso el generador 126 de vectores de coeficientes emite los coeficientes existentes hasta que se activa la adaptación de nuevo. La entrada de control también proporciona otros parámetros al generador 126 de vectores de coeficientes tales como los valores de !, Exx(n) y e(n) de la Ecuación (4).

En la Figura 6, la ERLE para el filtro 158 de estado se calcula en la unidad 182 de cálculo de energía de acuerdo con la Ecuación (6) usando los valores de r(n) y e1(n). De manera similar se realiza el cálculo en la unidad 182 de cálculo de energía para el filtro 160 compensador de eco con los valores de r(n) y e(n). En la unidad 186 de umbral de adaptación variable, el VT se inicializa mediante la máquina 180 de estado a un umbral mínimo inicial, que en la realización ejemplar es 6 dB. El procesamiento de umbral en la unidad 186 de umbral de adaptación variable se puede describir mediante el siguiente código C:

si (ERLE > VT + 6 dB) { VT = MAX [ VT, (ERLE -6 dB) ]; } sino si (ERLE ∀ MT -3 dB) { VT = MT; }

A medida que la ERLE aumenta más allá (VT + 6 dB), el umbral de adaptación también aumenta, quedando 6 dB tras el pico ERLE. Este margen de 6 dB se tiene en cuenta por la variabilidad de la ERLE. La máquina 180 de estado permite al filtro 160 compensador de eco continuar adaptando si la ERLE o los filtros 158 o 160 están dentro de los 6 dB del último pico ERLE. Si la ERLE cae 3 dB por debajo del umbral mínimo, se resetea el umbral de adaptación al umbral mínimo. La ventaja de este enfoque es que se detiene inmediatamente la adaptación del filtro 160 compensador de eco justo en el inicio del habla simultánea. Por ejemplo, suponiendo que el hablante del extremo lejano es el único que está hablando el último pico ERLE es en 34 dB. Una vez que el hablante del extremo cercano empieza a hablar, la ERLE cae y se detiene la adaptación de filtro cuando la ERLE alcanza 28 dB. Los detectores de habla del extremo cercano clásicos no suspenderán la adaptación hasta que la ERLE caiga por debajo de aproximadamente 6 dB, lo que permite que la estimación del canal de eco se corrompa ligeramente. Por lo tanto, manteniendo las características del canal de eco más estrechamente, la presente invención consigue mayor rechazo de eco en habla simultánea mientras que evita la degradación de la calidad de voz asociada con los recortadores de centro usados en compensadores de eco tradicionales.

En la realización ejemplar de la presente invención se prefiere que la ERLE de ambos filtros 158 y 160 caiga por debajo de VT antes de que se detenga la adaptación del filtro 160. Esta característica del algoritmo de control ayuda a distinguir el inicio del habla simultánea de la variabilidad normal de mediciones ERLE, debido a que la ERLE de ambos filtros caerá inmediatamente en el inicio del habla simultánea.

Un aspecto adicional de la presente invención es que a medida que los filtros 158 y 160 obtienen convergencia, aumenta el valor del umbral mínimo para VT desde el ajuste inicial. A medida que el umbral mínimo para VT aumenta, es necesaria una mayor ERLE antes de que se adapte el filtro 160 compensador de eco.

Para prevenir que altos niveles de ruido de fondo interfieran con la determinación de estado, el compensador de eco de la presente invención usa un algoritmo de energía diferencial en las señales x(n) y e(n). Este algoritmo, integrado en la unidad 184 de magnitud de energía diferencial y en la máquina 180 de estado, descrito en más detalle más adelante en el presente documento, controla continuamente el nivel de ruido de fondo y lo compara con la energía de señal para determinar si el hablante está hablando. La unidad 184 de magnitud de energía diferencial en la realización ejemplar calcula tres umbrales T1(Bi), T2(Bi) y T3(Bi) que son funciones del nivel de ruido de fondo Bi. Si la energía de la señal x(n) excede los tres umbrales, se determina que el hablante está hablando. Si la energía de

señal excede T1 y T2 pero no T3, se determina que el hablante está pronunciando probablemente un sonido no vocalizado, tal como el sonido “sp” en la palabra “speed (velocidad)”. Si la energía de señal es menor que los tres niveles, se determina que el hablante no está hablando.

A continuación en la Figura 7 se muestra un diagrama de flujo global ejemplar del procesamiento de datos de muestras en el compensador de eco de la presente invención. El algoritmo bajo el control de la máquina 180 de estado empieza inicialmente, bloque 200, y a continuación en primer lugar obtiene las muestras !-law de x(n) y v(n), bloque 202, que se convierten a continuación a sus valores lineales, bloque 204. La muestra v(n) se transfiere a continuación al filtro de paso alto (HPF) para obtener la muestra r(n), bloque 206. El HPF, filtro 146 de la Figura 5 que elimina CC residual y ruido de baja frecuencia, es un filtro digital construido usando técnicas de filtros digitales bien conocidas. El HPF está configurado típicamente como un filtro elíptico de tercer orden con las características de una banda de detención de un límite de corte de 120 Hz con 37 dB de rechazo, y una banda de paso de límite de corte de 250 Hz con 0,7 dB de ondulación. El HPF se implementa típicamente como una cascada de realizaciones de un primer orden y segundo orden de forma directa con los coeficientes indicados en la Tabla I como sigue:

TABLA 1

A(1): A(2) B(0) B(1) B(2)

-0,645941 -1,885649: 0 0,924631 0,822970 1,034521 -,822970 -2,061873 0 1,034461

A continuación, se actualizan las medias de las energías Ex(n) y Exx(n) por la muestra de señal x(n), bloque 208. La media de energía Er(n) se actualiza a continuación por la muestra de señal r(n) junto con el cálculo de la pérdida de energía Hloss(n) en el híbrido, bloque 210.

Se calcula el valor y1(n), la salida del filtro 158 adaptable (Figura 5), bloque 212, se determina a continuación con el eco residual e1(n), bloque 214. Se actualizan a continuación la ERLE 1 y la media de energía Ee1 para el filtro 158, bloque 216. De manera similar se calcula el valor y(n), la salida del filtro 160 adaptable (Figura 5), bloque 218, con el eco residual e(n) se determina a continuación, bloque 220. Se actualizan a continuación la ERLE y la media de energía Ee para el filtro 160, bloque 222. Debe entenderse que ciertos de los pasos que se exponen en los bloques 208 -222 se pueden realizar en diversos otros órdenes como se dicta por los valores requeridos para pasos adicionales. Adicionalmente se pueden realizar ciertos pasos en paralelo tal como los pasos 212 -216 y 218 -222. Por lo tanto el orden analizado en el presente documento con referencia a la Figura 7 es meramente un orden ejemplar de pasos de procesamiento.

Tras la finalización de los pasos anteriores se realiza un paso de ajuste de parámetros, bloque 224, estando este paso descrito en más detalle con respecto a la Figura 8. Tras la finalización del paso de ajuste de parámetros se realiza un paso de función periódica, bloque 226, estando este paso descrito en más detalle con respecto a la Figura

9. Tras la finalización del paso de función periódica se realiza un paso de funcionamiento de máquina de estado, bloque 228, estando este paso descrito en más detalle con respecto a la Figura 14. Tras la finalización del paso de funcionamiento de máquina de estado se repite el procedimiento con una vuelta al punto A en el diagrama de flujo.

El diagrama de flujo en la Figura 8 ilustra en más detalle el paso de ajuste de parámetros del bloque 224 de la Figura

7. En el paso de ajuste de parámetros se actualizan el tamaño de paso de filtro y los parámetros de umbral variables durante el funcionamiento del compensador de eco.

Tanto el filtro 158 de estado como el filtro 160 compensador de eco (Figura 5) se inicializan mediante la máquina 180 de estado en el inicio del funcionamiento proporcionando un tamaño de paso de 1 (!1 = !2 = 1) en la entrada de control para el generador de coeficientes de filtro. Esta inicialización de los filtros a este nivel permite una rápida convergencia inicial. Tras alcanzar el paso de ajuste de parámetros se utiliza un algoritmo de ajuste de parámetros inicial. En este algoritmo inicial se realiza una determinación en cuanto a si el valor de ajuste del elemento de control de !2 para el filtro compensador de eco es mayor que un valor fijo de 0,5, bloque 250. Si es así, se realiza una determinación en cuanto a si la ERLE es mayor que 14 dB, bloque 252. Si la ERLE no es mayor que 14 dB, tal como en el comienzo de obtener convergencia del canal, un valor de contador (contador Scount) se ajusta igual a cero (Scount=0), bloque 254, y se completa el paso de ajuste de parámetros para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C.

Si se determinara que la ERLE es mayor que 14 dB, se incrementa el contador, bloque 256. Se realiza una determinación a continuación en cuanto a si el valor Scount ha sido incrementado hasta un valor de contador de 400, bloque 258. Si el valor Scount es menor que el valor de contador de 400 se completa el paso de ajuste de parámetros para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C.

Sin embargo, si la determinación en el bloque 258 diera como resultado que se encuentra que el valor Scount es igual al valor de contador de 400, que corresponde a la ERLE que es mayor que 14 dB durante 50 ms (consecutivamente), el tamaño de paso (!1) del filtro de estado se desplaza a 0,7 y el tamaño de paso (!2) del filtro compensador de eco se desplaza a 0,4, bloque 260. También en el bloque 260 el contador Scount se resetea a

cero. El paso de ajuste de parámetros se completa a continuación para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C.

Si se determina en el bloque 250 que el valor de ajuste del elemento de control de !2 para el filtro compensador de eco no sea mayor que un valor fijo de 0,5, se invoca un algoritmo intermedio. En este algoritmo intermedio se realiza una determinación en cuanto a si el valor para !2 es mayor que 0,2, bloque 262. Si es así, se realiza una determinación en cuanto a si la ERLE es mayor que 20 dB, bloque 264. Si la ERLE no es mayor que 20 dB el valor Scount se ajusta igual a cero (Scount=0), bloque 266, y se completa el paso de ajuste de parámetros para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C.

Si se determinara que la ERLE es mayor que 20 dB, se incrementa el contador, bloque 268. Se realiza una determinación a continuación en cuanto a si el valor del contador ha sido incrementado hasta un valor de contador de 400, bloque 270. Si el valor del contador es menor que el valor de contador de 400 se completa el paso de ajuste de parámetros para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C.

Sin embargo, si la determinación en el bloque 270 diera como resultado que se encuentra que el valor de contador Scount es igual al valor de contador de 400, que corresponde a la ERLE que es mayor que 20 dB durante 50 ms, el valor !1 se desplaza a 0,4 con el valor !2 desplazado a 0,1, bloque 272. Además en el bloque 272 se aumenta el umbral mínimo desde el valor de umbral mínimo inicial de 6 dB a 12 dB. El paso de ajuste de parámetros se completa a continuación para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C.

Debe observarse que el “cambio de velocidad” de los filtros a menores tamaños de paso permite que se usen niveles ERLE más altos. Sin embargo, en la realización preferida se mantiene una relación de !2 ∀!1 de modo que el filtro compensador de eco consigue una ERLE de régimen permanente alto, y el filtro de estado responde rápidamente a cambios en la respuesta de canal de eco.

Después de que el valor del filtro compensador de eco de !2 se ajusta igual a 0,1, el algoritmo de umbral de adaptación variable entra en vigor para preservar la respuesta del canal de eco más estrechamente. El algoritmo de umbral variable implementado en la unidad 186 de umbral de adaptación variable se invoca cuando en el bloque 262 se determina el valor de !2 para que sea menor que 0,2. Si se determina la ERLE para que sea 6 dB mayor que el umbral variable (VT), que se ajusta inicialmente al umbral mínimo inicial de 6 dB, bloque 274, se modifica el valor de VT en el bloque 276. En el bloque 276 VT se ajusta al mayor de los valores previos de VT o al valor de la ERLE menos 6 dB. Una vez que se ajusta VT, se completa el paso de ajuste de parámetros a continuación para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C.

Sin embargo, si se determina en el bloque 274 que la ERLE no sea mayor que VT más 6 dB, se realiza una determinación de si la ERLE es menor que el umbral mínimo menos 3 dB, bloque 278. En el bloque 278 el valor del umbral mínimo MT es 12 dB como se ajusta en el algoritmo intermedio. Si la ERLE fuera mayor que el umbral mínimo menos 3 dB se completa el paso de ajuste de parámetros a continuación para esta muestra con la salida de la subrutina en el punto C. Sin embargo si se determina en el bloque 278 que la ERLE no es mayor que el umbral mínimo menos 3 dB, se ajusta VT al valor de MT que es 12 dB, bloque 280. Se completa el paso de ajuste de parámetros a continuación con la salida de la subrutina en el punto C.

Debe entenderse que aumentando el umbral mínimo el procedimiento se vuelve más selectivo en cuanto a cuándo se adapta el filtro compensador de eco: se requiere una ERLE mayor para cualquier filtro. El uso de un mayor umbral mínimo da como resultado una mayor ERLE requerida para entrar en el estado de persistencia a partir del estado de habla simultánea, como se analiza más adelante con respecto al procesamiento de máquina de estado en la Figura 14.

Para fomentar una rápida transición en el régimen permanente, incluso en la presencia de gran ruido de fondo del extremo cercano, el compensador de eco de la presente invención ajusta inicialmente la ganancia de entrada en x(n) a +3 dB (IGain = 3 dB) durante el habla del extremo lejano. Como se muestra en la Figura 5, la máquina 180 de estado proporciona control sobre el paso 170 de ganancia variable. Esta ganancia de 3 dB iniciales aumenta el tamaño del eco recibido en r(n) relativo al ruido del extremo cercano (la relación S/R aumenta en 3 dB), lo que permite una convergencia inicial más rápida. Cuando el umbral mínimo alcanza 12 dB, bloque 272 de la Figura 7, la máquina 180 de estado restaura IGain a su valor nominal de 0 dB en pasos de 1,5 dB cada 100 ms. Estudios experimentales han revelado que cambios de ganancia de 1,5 dB son imperceptibles para los oyentes. Este ajuste de ganancia normalmente se efectuará en los primeros 500 ms del habla del extremo lejano.

Se realiza un segundo ajuste de ganancia en el paso 170 de ganancia variable, bajo el control de la unidad 188 de control de ganancia automática, para evitar recortar automáticamente. Las muestras !-law de x(n) que recibe el compensador de eco del codificador de señales vocales típicamente varían entre -8031 y +8031. Cuando las muestras x(n) que se envían hacia del híbrido están cerca del valor máximo de +8031 o -8031, las muestras que vuelven del híbrido están relacionadas no linealmente con la señal de referencia x(n). Para resolver este problema, el compensador de eco de la presente invención usa la unidad 188 de control de ganancia automática para controlar automáticamente el elemento 170 de ganancia variable para atenuar las muestras de entrada en 1,5 dB (lGain = -1,5 dB) siempre que el valor absoluto de la muestra x(n) sea mayor que un valor preestablecido cerca del máximo, por

ejemplo un valor de 7900. lGain se restaura a 0 dB tan pronto como el compensador entra en el estado de silencio. Este cambio de ganancia, que es imperceptible para el oyente del extremo cercano, normalmente no entra en vigor en una conversación típica, pero mejora enormemente el funcionamiento del compensador de eco cuando el interlocutor del extremo lejano está gritando.

Con referencia de nuevo a la Figura 7, después de completarse el paso de ajuste de parámetros se realiza el paso de cálculo de función periódica. La Figura 9 ilustra los tres cálculos que se realizan periódicamente en el paso de cálculo de función periódica: (1) las magnitudes de energía diferencial de las señales x(n) y e(n), (2) la autocorrelación y recursión de Durbin para análisis de ruido y (3) el algoritmo de desplazamiento de derivación para tener en cuenta variar retardos de eco.

En la Figura 9, se inicia el paso de cálculo de función periódica en un paso de selección de función, bloque 300, que determina a partir del estado de la máquina de estado y un contador (Fcount) respecto a qué cálculos se necesitan realizar. Independientemente del estado, cada 128 muestras se calculan las magnitudes de energía diferencial de las señales x(n) y e(n) en la unidad 184 de magnitud de energía diferencial (Figura 6).

La magnitud de energía diferencial de la señal x, denotada DEM(x), se usa para determinar si el hablante del extremo lejano está hablando. Se proporciona la DEM(x) en la realización preferida como un entero en el intervalo [0, 3]. Se determina el valor DEM(x) comparando la energía Ex de la señal x(n), proporcionada desde la unidad 182 de cálculo de energía de la Figura 6, con tres valores de umbral calculados que son una función de una estimación de la energía del nivel de ruido de fondo XBi, bloque 302.

En este paso la estimación de ruido de fondo se calcula cada 128 muestras, donde la siguiente actualización XBi+1 se calcula como:

Los tres valores umbral se calculan como una función de XBi como sigue:

La energía Ex de la señal del extremo lejano se compara de nuevo con estos tres umbrales. Si Ex es mayor que los tres umbrales, DEM(x) = 3, que indica que el habla está presente. Si Ex es mayor que T1 yT2 pero no que T3, entonces DEM(x) = 2, que indica que probablemente está presente habla no vocalizada. Si Ex es mayor que T1 pero no que T2 ni T3, DEM(x) = 1. Y finalmente si Ex es menor que los tres umbrales, DEM(x) = 0, que indica que el habla no está presente. El valor de DEM(x) se proporciona desde la unidad 184 de magnitud de energía diferencial a la máquina 180 de estado.

De manera similar, la magnitud de energía diferencial de la señal e, DEM(e), se calcula y usa para determinar si el hablante del extremo cercano está hablando. La DEM(e) se proporciona también en la realización preferida como un valor entero en el intervalo de [0,3]. La DEM(e) se determina comparando la energía Ee de la señal e(n), proporcionada desde la unidad 182 de cálculo de energía de la Figura 6, con los siguientes tres umbrales calculados en el bloque 304:

donde la estimación de ruido de fondo de la señal e(n) se actualiza también cada 128 muestras como:

Si Ee es mayor que los tres umbrales, DEM(e) = 3, que indica que el hablante del extremo cercano está presente. Si Ee es mayor que T1 yT2 pero no que T3, entonces DEM(e) = 2, que indica que está probablemente presente habla no vocalizada del extremo cercano. Si Ee es mayor que T1 pero no que T2 ni T3, DEM(e) = 1. Y finalmente, si Ee es

5 menor que todos los tres, DEM(e) = 0, que indica que no está presente habla. El valor de DEM(e) se proporciona también desde la unidad 184 de magnitud de energía diferencial a la máquina 180 de estado.

Una vez que se calculan los valores de DEM(x) y DEM(e), se actualizan los valores de XBi y EBi por las Ecuaciones

(17) y (24) en el bloque 306. Debe observarse que tanto XBi como EBi se inicializan a un valor de 160000.

Usando mediciones de energía diferencial que siguen el nivel de ruido de fondo, se puede realizar una

10 determinación precisa de si alguien está hablando incluso a altos niveles de ruido de fondo. Esto ayuda a la máquina 180 de estado en la Figura 6 a realizar las determinaciones de estado correctas.

Como se ha mencionado anteriormente, se realiza un cálculo de análisis de ruido en el paso de cálculo de función periódica. Cuando la función seleccionar, bloque 300, detecta que la máquina de estado es de un estado “0” para la muestra actual, se realiza una determinación en cuanto a si las últimas 256 muestras, incluyendo la muestra actual,

15 fueron todas de un estado de máquina de estado “0”, bloque 308. Si es así se usa un procedimiento de codificación predictivo lineal (LPC), tradicionalmente usado para habla de señales vocales codificada, para calcular las características de espectro del ruido. Sin embargo si todas las muestras no fueron del estado “0” se salta el procedimiento LPC.

El procedimiento LPC modela cada muestra como se produce mediante una combinación lineal de muestras

20 pasadas más una excitación. Cuando ningún hablante está hablando, la señal de error e(n) se transfiere a un filtro de error de predicción (elemento 166 de análisis de ruido de la Figura 5) para eliminar cualquier redundancia a corto plazo. La función de transferencia para este filtro se da mediante la ecuación:

donde el orden del predictor en la realización ejemplar es 5 (P = 5).

25 Los coeficientes LPC, ai, se calculan a partir de un bloque de 128 muestras usando el procedimiento de autocorrelación, bloque 310, con la recursión de Durbin, bloque 312, como se analiza en el texto Procesamiento Digital de Señales de Habla por Rabiner y Schafer, que es un procedimiento computacional eficaz bien conocido. Los primeros 6 coeficientes de autocorrelación R(0) hasta R(5) se calculan como:

30 Los coeficientes LPC se calculan a continuación directamente a partir de los valores de autocorrelación usando el algoritmo de recursión de Durbin. El algoritmo se puede establecer como sigue:

(7) La solución final para los coeficientes LPC se da como

Una vez que se obtienen los coeficientes LPC, se pueden generar las muestras de ruido sintetizado con las mismas características de espectro transfiriendo ruido blanco al filtro de síntesis de ruido (elemento 168 de síntesis de ruido de la Figura 5) dado por:

que es simplemente la inversa del filtro usado para análisis de ruido.

Debe entenderse que en la realización ejemplar, las técnicas de codificación LPC proporcionan un excelente 10 procedimiento para modelar el ruido. Sin embargo se pueden usar otras técnicas para modelar el ruido o puede no usarse modelación de ruido en absoluto.

Como una función adicional del paso de cálculo de función periódica, se emplea un algoritmo de desplazamiento de derivación para tener en cuenta retardos de ecos que varían. Este cálculo se realiza tras el procesamiento de muestra inicial para una llamada proporcionada, y opcionalmente cada 256 muestras, tal que la ERLE es mayor que 15 10 dB, bloque 314. Si la ERLE fuera mayor que 10 dB está presente una indicación de alguna compensación, se

determina la derivación más grande, es decir, el coeficiente de filtro del valor más grande, en el filtro inicial (filtro 156 de la Figura 5), bloque 316, en la unidad 190 de cálculo de retardo uniforme de la Figura 6. Se lleva a cabo un desplazamiento de las derivaciones a continuación para procesar un mayor número de las muestras de la región de dispersión de eco y menor de la región de retardo uniforme, bloque 318. El desplazamiento de las derivaciones es una ubicación determinada que podría ocurrir normalmente un mayor número de muestras de región de dispersión de eco desde la memoria intermedia hasta el filtro de estado y filtro compensador de eco. Se lleva a cabo un recálculo de las medias de energía en estas muestras, bloque 320. Una vez que se completa el algoritmo de desplazamiento de derivación o cualquiera de los otros dos cálculos del paso de cálculo de función periódica se aumenta el Fcount, bloque 322 y se sale de la subrutina.

Con respecto al ajuste del retardo de eco, puesto que la distancia entre el compensador de eco en la estación base y el híbrido en la red telefónica puede variar ampliamente entre llamadas, el retardo uniforme de la señal de eco también tiene un amplio intervalo. Los inventores pueden estimar rápidamente el intervalo de este retardo suponiendo que en los Estados Unidos hay alrededor de 4828,02 km y las señales eléctricas se propagan a 2/3 de la velocidad de la luz. Puesto que la distancia de ida y vuelta son 9656,04 km, el máximo retardo uniforme es aproximadamente:

El compensador de eco de la red de la presente invención tiene en cuenta los diferentes valores del retardo uniforme encontrados en diferentes llamadas de modo que funcionan más derivaciones en la región de dispersión de eco en lugar de ser “desperdiciadas” en la región de retardo uniforme. Por ejemplo, en un compensador de eco tradicional sin mecanismo de desplazamiento de derivación, un retardo uniforme de 16 ms causaría que las primeras 128 derivaciones del compensador de eco estuvieran cerca de cero debido a que las 128 muestras más recientes en la línea de retardo del filtro no están correlacionadas con la muestra de eco que entra en el compensador. La señal de eco actual podría por lo tanto únicamente compensarse mediante las 128 derivaciones restantes. Por lo contrario, el NEC de la presente invención determina automáticamente que el retardo uniforme es de 16 ms y desplaza las derivaciones para funcionar en muestras antiguas. Esta estrategia utiliza más derivaciones en la región de dispersión de eco, lo que da como resultado mejor compensación.

El NEC de la presente invención almacena 512 muestras del habla del extremo lejano x(n) en una memoria intermedia circular (memoria intermedia 154 de la Figura 5), que corresponde a un retardo de 64 ms. Cuando el compensador se pone en marcha, inicialmente adapta, en el filtro 156 inicial de la Figura 5, 448 derivaciones de filtro de las 448 muestras más recientes como se muestra en la Figura 10.

Después de obtener convergencia inicial con las derivaciones en esta posición, el algoritmo determina el retardo uniforme en la unidad 190 de cálculo de retardo uniforme buscando el mayor valor de derivación y su respectiva posición en la memoria intermedia de derivación del filtro 156 inicial. El número de derivación de la mayor derivación (denotado Tmáx) corresponde al retardo uniforme debido a que es el tiempo (en muestras de 8 kHz) para que una muestra de habla del extremo lejano se emita desde el compensador de eco, se refleje en el híbrido, y vuelva a la entrada del compensador de eco. En lugar de desplazar las derivaciones mediante Tmáx, el algoritmo deja un margen de seguridad de 32 muestras en el caso de que la respuesta del canal de eco cambie ligeramente. El valor de desplazamiento de derivación real se da por:

Una vez que se determina Tshift, las derivaciones del filtro inicial que comienzan desde Tshift se copian tanto en el filtro de estado como en el filtro compensador de eco mediante la unidad 190 de cálculo de retardo uniforme como se ilustra en la Figura 11. Se usa un desplazamiento mediante Tshift en la memoria intermedia circular de modo que la derivación de filtro que ocupa la posición cero tanto del filtro de control como del filtro compensador de eco se alinea con la muestra que llevó Tshift a lugares antes de la muestra más reciente. La Figura 12 ilustra el máximo desplazamiento para permitir una cobertura de 64 ms. Después de que las derivaciones se han desplazado para funcionar en muestras antiguas, se modifican correspondientemente las mediciones de energía Ex(n) y Exx(n) para medir la suma de los cuadrados de estas muestras antiguas.

Como se ha descrito en el presente documento con fines de ilustración, se han descrito tres filtros adaptables. Sin embargo, debe entenderse que en las diversas implementaciones, particularmente en un procesador de señales digitales, que el filtro inicial también puede funcionar como el filtro de estado y el filtro compensador de eco usando la misma memoria física.

Tras salir del paso de cálculo de función periódica en el punto D, Figuras 7 y 9, se ejecuta un algoritmo de control de máquina de estado mediante la máquina 180 de estado (Figura 6). El algoritmo de control de máquina de estado se puede modelar como una máquina de estado con cinco estados, como se muestra en la Figura 13. El algoritmo de

control de máquina de estado como se realiza en la máquina 180 de estado puede dar como resultado un cambio en el estado con cada nueva muestra.

Estado 0, bloque 330, es el estado de silencio, donde ningún hablante está hablando. Ni el filtro de estado ni el filtro compensador de eco adaptan en este estado para prevenir divergencia desde el canal de eco. Si el NEC se mantiene en el estado 0 durante 256 veces de muestras consecutivas, el algoritmo de control inicia la rutina de análisis de ruido en la Figura 9, para codificar las características de frecuencia del ruido de fondo usando análisis LPC.

Si el hablante del extremo lejano es el único que está hablando, el NEC entra en el estado 1, bloque 332, en el que el filtro de estado siempre adapta. El filtro compensador de eco adapta si la ERLE de cualquier filtro está por encima del umbral de adaptación VT. La rutina de síntesis de ruido genera ruido (usando los coeficientes LPC obtenidos durante el último intervalo de silencio) para reemplazar cualquier eco residual. En efecto, el NEC tiene infinitas ERLE en el estado 1 debido a que no hay manera de cómo de alto será el habla del extremo lejano x(n), el eco residual nunca se pasará de vuelta al móvil.

Si el hablante del extremo cercano es la única persona que está hablando, el NEC entra en el estado 2, bloque 334. En este punto, la máquina de estado detiene la adaptación de ambos filtros y emite la señal e(n). Si el hablante del extremo cercano para de hablar, el NEC transiciona al estado 4 (persistencia), con una persistencia de 50 ms en la realización ejemplar, antes de transicionar al estado 0 (silencio). Esta persistencia tiene en cuenta posibles pausas en el habla del extremo cercano. Si el hablante del extremo lejano empieza a hablar, el NEC transiciona al estado 3 (habla simultánea).

En el estado 3, bloque 336, que es el estado del habla simultánea, la máquina de estado detiene la adaptación del filtro compensador de eco y emite e(n). Si la pérdida del híbrido está por encima de 3 dB, el algoritmo de control de la máquina de estado permite que el filtro de estado adapte para tener en cuenta un posible cambio en la respuesta de impulso del canal de eco. Por ejemplo, suponiendo que ambos filtros están en convergencia, el hablante del extremo lejano es el único que está hablando, y el canal de eco cambia bruscamente. Esta situación puede ocurrir, por ejemplo, si alguien descuelga una prolongación telefónica de modo que el hablante de la estación móvil está hablando con dos personas en el lado del teléfono terrestre simultáneamente. En este caso la ERLE de ambos filtros se podría reducir repentinamente y el NEC se desplazaría al estado de habla simultánea, confundiendo la señal de eco con el habla del extremo lejano. Aunque ambos filtros se detendrían normalmente en habla simultánea, en este caso si ambos filtros no se les permite adaptar, el NEC continuará en este estado hasta que la llamada termine. Sin embargo, el NEC usa la pérdida del híbrido para determinar si al filtro de estado se le permite adaptar. A medida que el filtro de estado adapta, su ERLE aumentará al volver a adquirir el nuevo canal de eco, y el NEC recuperará el estado 3 (habla simultánea). Como se muestra en el diagrama de estado, la única manera de salir del estado 3 (habla simultánea) es a través del estado 4 (persistencia), que se entra únicamente si la pérdida del híbrido es mayor que 3 dB y la ERLE del filtro de estado o del filtro compensador de eco está por encima del umbral mínimo MT.

Estado 4, bloque 338, es un estado de persistencia que tiene en cuenta pausas en el habla del extremo cercano. Si el interlocutor del extremo lejano está hablando y no se detecta el habla del extremo cercano durante 100 ms en la realización ejemplar, el NEC transiciona del estado 4 (persistencia) al estado 1 (habla del extremo lejano). Si el interlocutor del extremo lejano no está hablando y no se detecta habla del extremo cercano durante 50 ms en la realización ejemplar, el NEC transiciona del estado 4 (persistencia) al estado 0 (silencio). Si se detecta habla del extremo cercano, el algoritmo de control devuelve al NEC al estado 2 (habla del extremo cercano) o estado 3 (habla simultánea).

Se muestra un diagrama de flujo detallado del algoritmo de control de la máquina de estado NEC a continuación en la Figura 14. En la Figura 14 se ejecuta el algoritmo para cada muestra con una determinación preliminar en cuanto a si el estado actual es el estado 1 (habla del extremo lejano), bloque 340. Si se determina que el estado actual es el estado 1 y se determina que el valor de Hloss es menor que 3 dB, bloque 342, entonces el elemento de control permite una salida del valor e(n), bloque 344. Este caso es indicativo de la condición donde estaba presente la muestra del habla del extremo lejano anterior, pero está presente para la muestra actual de habla simultánea. De manera similar, se debería determinar el estado actual para que fuera ninguno de los estados 1, 2 ni 3 (habla del extremo lejano, habla del extremo cercano y habla simultánea) respectivamente en los bloques 340, 346 y 348, se permite que se emita el valor de e(n), bloque 344, con control de salida proporcionado mediante la máquina de estado. Se realiza una determinación a continuación al igual que se hace en el siguiente estado del NEC para procesar la siguiente muestra, con la siguiente determinación de estado, empezando en el punto E en el algoritmo de control de máquina de estado.

Volviendo al bloque 340, si se determina que el estado actual sea el estado 1 (habla del extremo lejano), y se determina que Hloss sea mayor que 3 dB, bloque 342, se permite al filtro de estado adaptar, bloque 350. Se comprueban a continuación las ERLE y ERLE1 contra VT y si cualquiera es mayor que VT, bloques 352 y 354, a continuación se permite al filtro compensador de eco adaptar, bloque 356. Sin embargo si en ambos bloques 352 y 354 las ERLE y ERLE1 no fueran mayores que VT, el filtro compensador de eco no está adaptado. En cualquier caso se genera una muestra de ruido sintetizada, bloque 358, por el elemento de ruido sintetizado bajo el control del

elemento de control usando los coeficientes LPC obtenidos durante el último intervalo de silencio. La muestra de ruido sintetizada s(n) se emite, bloque 360, con control de salida proporcionado mediante el elemento de control. A continuación se realiza una determinación al igual que se hace en el siguiente estado del NEC para procesar la siguiente muestra, con la siguiente determinación de estado, empezando en el punto E.

En el punto E la ejecución del programa entra en la siguiente subrutina de estado. Si el valor de DEM(x) no fuera mayor que o igual al valor entero de 2, bloque 362, se realiza una comprobación para determinar si DEM(e) es menor que o igual a 1, bloque 364. Si DEM(e) no es menor que o igual a 1 a continuación la máquina de estado transiciona al siguiente estado de 2 (habla del extremo cercano), bloque 366. Sin embargo, si DEM(e) fuera menor que o igual a 1 a continuación la máquina de estado transiciona al siguiente estado de 0 (silencio) bloque 368. Si se realiza una transición al estado 2 o 0, la rutina continúa en el punto F en el algoritmo de control de máquina de estado para determinación de persistencia.

Sin embargo, tras entrar en la siguiente subrutina de estado en el punto E si el valor de DEM(x) fuera mayor que o igual a 2, bloque 362, se determina si el valor de DEM(e) es igual a 3, bloque 370. Si no, se determina que el siguiente estado 1 (habla del extremo lejano), bloque 372, y la rutina continúa en el punto F en el algoritmo de máquina de estado de control para determinación de persistencia. Si en el bloque 370 se determina que el valor de DEM(e) es igual a 3, a continuación se realiza una comprobación para determinar si cada Hloss, ERLE y ERLE1 son menores que 3 dB, bloques 374, 376 y 378. Si en los bloques 374, 376 y 378, cualquiera de los valores es menor que 3 dB se determina que el siguiente estado es el estado 3 (habla simultánea), bloque 380. Sin embargo, si en los bloques 374, 376 y 378, cada valor es mayor que o igual a 3 dB, se determina que el siguiente estado es el estado 1 (habla del extremo lejano), bloque 372. A partir del bloque 380 y bloque 372 como anteriormente la rutina continúa en el punto F en el algoritmo de máquina de estado de control para determinación de persistencia.

Volviendo al bloque 346, donde se realiza una entrada a este bloque si se determina que el estado actual no es el estado 1 (habla del extremo lejano) en el bloque 340, se realiza la determinación si el estado actual es el estado 2 (habla del extremo cercano). Si el estado actual es el estado 2 se emite a continuación el valor de e(n), bloque 382. Se realiza una determinación a continuación como en el siguiente estado determinando en primer lugar si DEM(x) es igual a 3, bloque 384, y si es así se ajusta el siguiente estado al estado 3 (habla simultánea), bloque 386. Sin embargo, si DEM(x) no es igual a 3 se realiza una determinación de si DEM(e) es mayor que o igual a 2, bloque 388.

Si se determina en el bloque 388 que DEM(e) es mayor que o igual a 2 se ajusta el siguiente estado para mantener el estado actual, estado 2 (habla del extremo cercano), bloque 390. Sin embargo, si en se determina el bloque 388 que DEM(e) no es mayor que o igual a 2 se realiza una determinación de si DEM(x) es menor que o igual a 1, bloque 392. Si en el bloque 392 se determina que DEM(x) no es menor que o igual a 1 a continuación el siguiente estado se ajusta que es el estado 3 (habla simultánea), bloque 386. Si se determinara en el bloque 392 que DEM(x) fuera menor que o igual a 1 a continuación se ajusta el siguiente estado para que sea el estado 4 (persistencia), bloque 394. Adicionalmente en el bloque 394 se ajusta un contador interno, Hcounter (no mostrado) en el elemento de control a un valor Hcount de 400. A partir de los bloques 386, 390 y 394 la rutina continúa en el punto F en el algoritmo de máquina de estado de control para determinación de persistencia.

Volviendo al bloque 346, si el resultado de la determinación es que el estado actual no es el estado 2 (habla del extremo cercano) se realiza una determinación en el bloque 348 de si el estado actual es el estado 3 (habla simultánea). Si el estado actual es el estado 3 a continuación se emite el valor de e(n), bloque 396. Se realiza una determinación a continuación como en el siguiente estado determinando en primer lugar si DEM(x) es igual a 3, bloque 398, y si no la rutina continúa en el bloque 388 para determinación de estado como se ha analizado anteriormente. Sin embargo si DEM(x) es igual a 3 se realiza una determinación de si Hloss es mayor que 3 dB, bloque 400. Si en el bloque 400 Hloss no es mayor que 3 dB, se ajusta el siguiente estado al estado 3 (habla simultánea), bloque 386. Si Hloss fuera mayor que 3 dB a continuación se permite al filtro de estado adaptar, bloque

402.

Tras permitir que el filtro de estado adapte, se realiza una determinación de si ERLE es mayor que MT, bloque 404, y si no a continuación se realiza una determinación de si ERLE1 es mayor que MT, bloque 406. Si cualquiera de ERLE o ERLE1 son mayores que MT se ajusta a continuación el siguiente estado al estado 4 (persistencia), bloque

408. Sin embargo si ERLE1 no es mayor que MT a continuación se ajusta el siguiente estado al estado 3 (habla simultánea), bloque 386. Si se ajusta el siguiente estado al estado 4 en el bloque 408 se ajusta el Hcount a 800. A partir de los bloques 386 y 408 la rutina continúa en el punto F en el algoritmo de control de máquina de estado para determinación de persistencia.

La rutina de persistencia asegura que ocurre un retardo entre la transición del estado de habla del extremo cercano

o un estado de habla simultánea al estado de habla del extremo lejano o silencio. Una vez que se introduce la rutina de determinación de persistencia en el punto F, se realiza una determinación de si el estado actual es el estado 4 (persistencia) bloque 410. Si el estado actual no fuera el estado 4 se sale de la rutina del algoritmo de control de máquina de estado, volviendo la rutina al punto A de la Figura 7.

Si se determinara en el bloque 410 que el estado actual es el estado 4, se realiza una determinación de si el siguiente estado se ha ajustado a un estado menor que el estado 2, es decir estado 1 (habla del extremo lejano) o estado 0 (silencio), bloque 412. Si se determina que el siguiente estado en el bloque 412 que no es el estado 0 o 1, se sale de la rutina del algoritmo de control de la máquina de estado, volviendo la rutina al punto A de la Figura 7. Sin embargo, si se determinara que el siguiente estado es el estado 0 o 1, se disminuye el Hcount, bloque 414, realizando una determinación a continuación de si el Hcount es igual a 0, bloque 416. Si se determina que el Hcount

5 es igual a 0 a continuación se sale de la subrutina del algoritmo de control de la máquina de estado, volviendo la subrutina al punto A de la Figura 6. Sin embargo, si el Hcount no es igual a 0 a continuación se ajusta el siguiente estado al estado 4, bloque 418, y se sale de la subrutina del algoritmo de control de máquina de estado, volviendo la subrutina al punto A de la Figura 7.

Debe entenderse que se pueden modificar muchos de los parámetros como se analizan con respecto a la

10 realización ejemplar dentro del alcance de las enseñanzas de la presente invención. Por ejemplo, el retardo de persistencia se puede cambiar al igual que otros parámetros, tales como valores umbral, el número de niveles umbral o valores de tamaño de paso de filtro.

Se proporciona la descripción anterior de las realizaciones preferidas para posibilitar a cualquier experto en la materia realizar o usar la presente invención. Las diversas modificaciones de estas realizaciones serán fácilmente

15 evidentes para los expertos en la materia, y los principios genéricos definidos en el presente documento se pueden aplicar a otras realizaciones sin el uso de la facultad inventiva. Por lo tanto, la presente invención no se pretende limitar a las realizaciones mostradas en el presente documento, sino que se le debe conceder el más amplio alcance consistente con los principios y las nuevas características desveladas en el presente documento.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un procedimiento para realizar compensación de eco en un compensador (140) de eco, teniendo dicho compensador de eco una pluralidad de estados predeterminados en base a la presencia de señales de habla del extremo cercano y extremo lejano, que comprende los pasos de:

recibir dicha señal de habla del extremo lejano a partir de un canal del extremo lejano en comunicación con dicho compensador (140) de eco; escalar dicha señal de habla del extremo lejano para proporcionar una señal de habla del extremo lejano ajustada:

detectando un estado de habla a partir de dicha pluralidad de estados en base a dicha señal de habla del extremo lejano y dicha señal de habla del extremo cercano, y ajustando dicha señal de habla del extremo lejano en base a dicho estado de habla;

recibir una señal de eco desde un canal de eco; y

compensar el eco de dicha señal de eco al menos parcialmente en base a dicha señal de habla del extremo lejano ajustada.
2. El procedimiento de la reivindicación 1 que incluye adicionalmente el paso de determinar una estimación de eco, comprendiendo dicho paso de determinar una estimación de eco los pasos de:

generar un primer conjunto de coeficientes (152) de filtro; generar a partir de una señal de canal de recepción y dicho primer conjunto de coeficientes de filtro una primera estimación de eco; restar (150) la primera señal de estimación de eco de un canal de retorno combinado y señal de canal de recepción de eco para generar una primera señal de eco residual; generar un segundo conjunto de coeficientes (152) de filtro; generar a partir de la señal de canal de recepción y el segundo conjunto de coeficientes de filtro una segunda estimación de eco; restar la segunda señal de estimación de eco de la señal combinada para generar una segunda señal (148) de eco residual; proporcionar sobre el canal de retorno la segunda señal de eco residual; actualizar el primer conjunto de coeficientes (152) de filtro cuando la señal de canal de recepción está por encima de un primer nivel de energía predeterminado; y actualizar los segundos coeficientes (152) de filtro cuando al menos una de una primera relación de energía de la primera señal de eco residual y la señal combinada y una segunda relación de energía de la segunda señal de eco residual y la señal combinada exceden un primer nivel de relación de energía predeterminado.