RO114392B1 - Dispozitiv pentru anularea ecoului in retea - Google Patents

Description

Invenția se referă la un dispozitiv pentru anularea ecolului în rețea care permite anularea îmbunătățită a ecourilor în sistemele de telefonie.

Fiecare telefon staționar este conectat la un oficiu central prin intermediul unui cablu bifilar (cunoscut sub numele de buclă de abonat sau de client) care susține transmisia în ambele direcții. Totuși, pentru apeluri la distanțe mai mari de aproximativ 35 mile, cele două direcții ale transmisiei trebuie să fie separate în două fire separate fizic, rezultând în acest fel o linie cu patru fire. Dispozitivul care interfațează segmentul bifilar cu cel cu patru fire se numește hibrid. Un circuit de telefonie la distanță mare tipic poate fi descris ca fiind alcătuit din linie bifilară între bucla de abonat și hibridul local, apoi linie cu patru fire de-a lungul rețelei până la hibridul aflat la distanță, și apoi din nou cablu bifilar până la vorbitorul aflat la distanță.

Cu toate că utilizarea hibrizilor facilitează transmisia convorbirilor la distanță mare, neadaptările de impedanță la hibrid pot să se reflecte în ecouri. Convorbirea unui abonat A se reflectă la hibridul aflat la distanță (hibridul care este mai apropiat de abonatul B) în rețeaua de telefon înapoi către abonatul A, determinând abonatul A să audă un ecou enervant al propriei sale voci. Dispozitivele care anulează ecourile în rețea sunt folosite în cazul rețelelor de telefoane staționare pentru a elimina ecourile produse de neadaptările de impedanțe la hibrizi și sunt localizate în mod uzual în oficiile centrale alături de hibrid. Dispozitivul de anulare a ecoului amplasat mai aproape de abonatul A sau B este astfel utilizat pentru a anula ecoul produs de către hibridul aflat la celălalt capăt al convorbirii.

Dispozitivele de anulare a ecourilor în rețea, utilizate în sistemele cu telefoane staționare, sunt în general dispozitive digitale astfel încât să faciliteze transmisii digitale ale semnalelor . Deoarece semnalele de vorbire analogice trebuie să fie convertite în formă digitală, se amplasează în general un codec în oficiul central. Semnalele analogice furnizate de la telefonul A (abonatul A] către oficiul central A, trec prin hibridul A și sunt convertite într-o formă digitală de către un codec A. Semnalele digitale sunt apoi transmise către oficiul central B unde sunt furnizate unui codec B pentru conversia în forma analogică. Semnalele analogice sunt apoi cuplate prin intermediul hibridului B la telefonul B (abonatul B). La hibridul B, se creează un ecou al semnalului vorbitorului A. Acest ecou este codificat de către codec B și transmis înapoi la oficiul central A. La oficiul central A, un dispozitiv pentru anularea ecoului va înlătura ecoul returnat.

în cazul sistemului telefonic celular analogic convențional, sunt utilizate de asemenea dispozitive pentru înlăturarea ecourilor. Ele sunt amplasate în general în cadrul stației de bază. Aceste dispozitive pentru înlăturarea ecourilor operează într-un mod similar cu cele utilizate în cazul sistemelor staționare având drept scop înlăturarea ecourilor nedorite.

în cazul unui sistem telefonic celular digital, pentru un apel între o stație mobilă și un telefon staționar, semnalul de convorbire al stației mobile este digitalizat utilizând un codec și apoi comprimat utilizând un vocoder, care are rol de a modela semnalul vorbit într-un set de parametri. Semnalul trecut prin vocoder este codat și transmis digital. Receptorul stației de bază decodează semnalul și îl transmite pe cablu cu patru fire către decodorul vocoder, care sintetizează un semnal vorbit digital din setul de parametri de vorbire transmiși. Semnalul vorbit sintetizat este transmis rețelei de telefonie printr-o interfață T1, un grup multiplexatîn timp a 24 canale de voce. întrun punct anume din rețea, în general în oficiul central, semnalul este readus în formă analogică și transmis către hibridul corespunzător buclei de abonat. în cadrul acestui hibrid, semnalul este transformat pentru transmisia pe cablu bifilar către telefonul staționar al abonaRO 114392 Bl tului.

Ca referință, în cazul unui apel celular între o stație mobilă și un telefon staționar, vorbitorul din stația mobilă este vorbitorul de la capătul aflat la distanță și vorbitorul de la telefonul staționar este vorbitorul aflat la capătul situat aproape. Ca și în cazul sistemului staționar, vocea vorbitorului aflat la capătul situat la distanță este reflectată, de către hibridul depărtat, în rețeaua telefonică, înapoi la vorbitorul aflat la distanță. Ca un rezultat imediat vorbitorul aflat la distanță, adică stația mobilă, aude un ecou enervant al propriei sale voci.

Dispozitivele care anulează ecourile în rețea utilizează în general tehnici de filtrare digitală adaptivă. Totuși, filtrele utilizate în general nu pot duplica canalul, rezultând astfel ecouri reziduale. Se utilizează atunci un circuit de suprimare a ecoului cu limitator (centerclipping). Acest circuit de suprimare supune semnalul la o funcție neliniară. Zgomotul sintetizat poate fi folosit să înlocuiască secțiuni de semnal care au fost setate la zero de către circuitul de suprimare a ecoului pentru a preveni canalul de a suna mort.

Cu toate că anularea ecoului care tocmai a fost menționată este satisfăcătoare pentru semnale analogice, acest fenomen al ecourilor reziduale crează probleme în telefonia digitală. După cum a fost menționat anterior, într-un sistem digital vocoderele sunt utilizate la compresia semnalului pentru transmisie. Deoarece vocoderele sunt sensibile în special la efecte neliniare, procedeul sus menționat crează o degradare în calitatea vocii. în plus, tehnicile de înlocuire a zgomotului utilizate determină o variație perceptibilă a caracteristicilor normale de zgomot .

De aceea, prezenta invenție își propune să realizeze un dispozitiv de anulare a ecourilor nou și îmbunătățit, capabil să furnizeze o anulare dinamică a ecourilor pentru o calitate a vocii îmbunătățită.

Un alt obiect al prezentei invenții este realizarea unui dispozitiv de anulare a ecoului ce este adecvat în mod particular anulării ecourilor ce apar la cuplarea unui sistem de comunicație digital cu unul analogic.

Ca un al treilea obiect al prezentei invenții, se poate menționa realizarea unui dispozitiv de anulare a ecoului cu performanțe de anulare îmbunătățite pentru cazul în care ambele părți (ambii abonați) vorbesc simultan.

Invenția prezintă un dispozitiv nou și îmbunătățit de anulare a ecoului în rețea valabil în aplicații telefonice digitale. Conform invenției, se utilizează un dispozitiv de anulare a ecoului în care este identificat impulsul răspuns al canalului de ecou necunoscut, se creează o replică a acestui ecou, utilizând tehnici de filtrare adaptivă și replica ecoului se extrage din semnalul condus spre vorbitorul de la capătul de la distanță pentru a anula ecoul ce apare la acesta.

în invenția de față, sunt utilizate două filtre adaptive la care mărimea pasului fiecărui filtru este ajustată în mod specific pentru a optimiza fiecare filtru în diferite scopuri. Unul dintre filtre, cel de anulare a ecoului, realizează anularea ecoului și este optimizat pentru intensificarea pierderilor ecoului la întoarcerea (ERLE). Cel de-al doilea filtru, filtrul de stare, este folosit pentru determinarea stării și este optimizat pentru adaptare rapidă.

Prezenta invenție diferă de dispozitivele de anulare a ecoului convenționale prin modul adoptat de a trata convorbirile duble, adică cele în care ambii abonați vorbesc simultan. Dispozitivele de anulare a ecoului convenționale nu pot detecta convorbirile duble înainte ca filtrul adaptiv care urmărește canalul ecou să nu fi fost ușor modificat, necesitând utilizarea unui limitator neliniar (center clipper) pentru înlăturarea ecoului rezidual.

Invenția de față conține de asemenea o adaptare variabilă a valorii de prag. Această nouă tehnică oprește adaptarea filtrului imediat la începutul convorbirii duble, păstrând astfel în mod precis canalul ecoului și înlăturând neceRO 114392 Bl sitatea unui circuit de limitare [centrer clipper] care să anuleze acest ecou. Ca o trăsătură suplimentară, invenția de față include o metodă nouă de detecție a vorbirii, care detectează în mod corect convorbirea chiar și în locuri ce conțin foarte mult zgomot de fond. Această invenție utilizează de asemenea tehnici noi care compensează în mod automat intervalul plat în canalul ecoului și permit o adaptare inițială rapidă.

Dispozitivul pentru anularea ecoului în rețea care anulează un semnal al canalului de ecou într-un semnal al canalului de întoarcere, înlătură dezavantajele de mai sus, prin aceea că conține:

un prim filtru având o primă intrare la care se aplică semnalul de convorbire de la capătul îndepărtat și o a doua intrare pe care se aplică un semnal de control al primului filtru, de la o unitate de control, acest prim filtru generând coeficienții primului filtru și un prim semnal de estimare a ecoului și actualizând coeficienții primului filtru, în funcție de semnalul de control al primului filtru de la unitatea de control;

un prim sumator având o primă intrare, cuplată la numitul prim filtru, la care se aplică numitul prim semnal de estimare a ecoului, și o a doua intrare la care se aplică semnalul canalului de întoarcere, numitul prim sumator scăzând primul semnal de estimare a ecoului din numitul semnal al canalului de întoarcere pentru a genera un prim semnal de ecou rezidual;

un al doilea filtru având o primă intrare la care se aplică numitul semnal de convorbire de la capătul îndepărtat și o a doua intrare la care se aplică un semnal de control al celui de al doilea filtru, de la numita unitate de control, cel de al doilea filtru generând coeficienții săi de filtrare și un al doilea semnal de estimare a ecoului, actualizând numiții coeficienți de filtrare în funcție de semnalul de control al celui de al doilea filtru furnizat de unitatea de control ;

un al doilea sumator având o primă intrare, cuplată la numitul al doilea filtru, care primește al doilea semnal de estimare a ecoului și o a doua intrare care primește numitul semnal al canalului de întoarcere, numitul al doilea sumator scăzând al doilea semnal de estimare a ecoului din numitul semnal al canalului de întoarcere, pentru a genera un al doilea semnal de ecou rezidual, numita unitate de control având o primă intrare care primește numitul semnal de convorbire de la capătul îndepărtat, o a doua intrare care primește numitul semnal al canalului de întoarcere, o a treia intrare cuplată la primul sumator care primește primul semnal de ecou rezidual și o a patra intrare cuplată la al doilea sumator care primește al doilea semnal de ecou rezidual, unitatea de control având o primă ieșire care furnizează un prim semnal de control numitului prim filtru și o a doua ieșire care furnizează un al doilea semnal de control celui de al doilea filtru, primul și al doilea semnal de control fiind generate pe baza stărilor de control ale unității de control.

Caracteristicile, obiectul și avantajele prezentei invenții vor deveni mai clare din descrierea detaliată în legătură cu fig. 1... 14, care reprezintă:

- fig. 1, este o schemă bloc ce ilustrează un exemplu de realizare pentru un sistem telefonic celular digital și interfațarea sa cu un sistem telefonic staționar;

- fig.2, reprezintă o schemă bloc a unui dispozitiv pentru anularea ecoului convențional;

- fig.3, reprezintă un grafic ce ilustrează regiunile într-un semnal răspuns al canalului ecou;

- fig.4, reprezintă o schemă bloc a unui filtru adaptiv transversal;

- fig.5, reprezintă o schemă bloc a dispozitivului de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții;

- fig.6, reprezintă o schemă bloc ce ilustrează detalii suplimentare ale unității de control din fig. 5;

- fig.7, reprezintă o diagramă a unui flux de prelucrare a unui eșantion de date pentru anularea ecoului;

- fig. 8, reprezintă diagrama pașilor implicați în pasul de ajustare a

RO 114392 Bl parametrilor din fig.7;

-fig.9, reprezintă diagrama pașilor implicați în cadrul pasului de evaluare a funcției periodice din fig.7;

-fig. 10, reprezintă o diagrama ce ilustrează bufferul de eșantioane circular și poziția inițială a coeficienților de ponderare ai filtrelor;

- fig. 11, reprezintă o diagramă ce ilustrează coeficienții de ponderare ai bufferului și o copiere a coeficienților de ponderare ai filtrelor inițiale în filtrul de stare și filtrul de anulare a ecoului;

-fig. 12, reprezintă o diagramă ce ilustrează coeficienții de ponderare ai bufferului și o shiftare maximă a poziției coeficienților de ponderare ai filtrului de stare și ai filtrului de anulare a ecoului corespunzător eșantioanelor;

- fig. 13, reprezintă o diagramă a mașinii de stare ce ilustrează diferitele stări ale dispozitivului de anulare a ecoului;

- fig. 14, reprezintă o diagramă a pașilor implicați în pasul mașinii de stare din fig.7.

într-un sistem de comunicație celular, cum ar fi de exemplu un sistem telefonic celular, interfațat cu un sistem telefonic staționar, un dispozitiv care anulează ecoul în rețea și care este plasat în stația de bază anulează ecouri ce se întorc la stația mobilă. în fig. 1, este dat un exemplu de arhitectură de sistem pentru un sistem telefonic celular digital și interfațarea sa cu un sistem telefonic staționar. Această arhitectură de sistem este definită de elemente operaționale constând dintr-o stație mobilă 10, o celulă sau stație de bază 30, un oficiu de comutare al telefonului mobil (MTSO) 40, un oficiu central 50, și telefonul 60. Trebuie să se înțeleagă că se pot folosi alte arhitecturi pentru sistemul care include un sistem celular, numai prin schimbări făcute în poziția diferitelor elemente operaționale. Trebuie de asemenea să se înțeleagă că dispozitivul de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții poate fi folosit și la înlocuirea dispozitivelor convenționale de anulare a ecourilor în sisteme convenționale.

Stația mobilă 10 include, printre alte elemente care nu sunt prezentate, un microtelefon 12 care include un microfon 13 și un difuzor 14, codec 16, vocoder 18, un dispozitiv de emisie-recepție 20 și o antenă 22. Vocea utilizatorului stației mobile este recepționată de către microfonul 13 unde este cuplată la codecul 16 și convertită în formă digitală. Semnalul de voce digitizat este apoi comprimat de către vocoderul 18. Semnalul trecut prin vocoder este modulat și transmis digital pe calea aerului prin intermediul aparatului de emisie-recepție 20 și antenei 22.

Dispozitivul de emisie-recepție poate utiliza, de exemplu, tehnici de modulare digitală cum ar fi acces multiplu cu divizare de timp (TDMA) sau de tipul spectrului larg cum ar fi salt de frecvență (FH) sau acces multiplu cu divizare de cod (CDMA). în US Patent 5,103,459, intitulat Sisteme și metode pentru generarea formelor de undă ale semnalelor Într-un telefon celular CDMA, apărut în 7 aprilie, 1992, este prezentat un exemplu de modulație CDMA și de tehnici de transmisie. într-un astfel de sistem CDMA, este preferabil ca vocoderul 18 să fie de un tip cu rată variabilă așa cum este descris în cererea de brevet U S 07/713,661, pentru invenția cu titlul Vocoder cu rată variabilă, înregistrată în 11 iunie, 1991, având același solicitant ca și cel al prezentei invenții.

Stația de bază 30 cuprinde printre alte elemente ce nu sunt prezentate, o antenă 32, un dispozitiv de emisie-recepție 34 și o interfață MTSO 36. Dispozitivul de emisie-recepție 34 al stației de bază demodulează și decodează semnalele recepționate de la stația mobilă 10 și de la alte stații mobile (care nu sunt arătate) si le transmite interfeței MTSO 36 pentru a le transfera lui MTSO 40. Semnalele pot fi transferate de la stația de bază către MTSO prin mai multe metode cum ar fi microunde, fibră optică sau prin cabluri.

MTSO cuprinde pe lângă alte eleRO 114392 Bl mente nefigurate, o interfață a stației de bază 42, o multitudine de cartele de selecție a vocoderului 44A-44IM, și o interfață de comutare a rețelei publice de telefoane (PSTN) 48. Semnalul de la stația de bază 30 este recepționat de către interfața stației de bază 42 și furnizat uneia dintre cartelele de selecție a vocoderului 44A-44N, de exemplu cartelei selectorului vocoderului 44A.

Fiecare dintre cartelele de selecție a vocoderului 44A-44N conțin vocoderul respectiv 45A-45N și respectiv un dispozitiv de anulare a ecoului în rețea 46A-46N. Decodorul vocoderului (nu este figurat) conținut înăuntrul fiecăruia dintre vocodere 45A-45N, sintetizează un semnal vorbit digital din parametrii vorbirii transmiși de către stația mobilă respectivă. Aceste eșantionare sunt apoi transmise către dispozitivul de anulare a ecoului respectiv 46A-46IM, care le transmite către interfața PSTN 48. în acest exemplu semnalele sunt furnizate prin vocoderul 45A și dispozitivul de anulare a ecoului 46A. Eșantioanele de vorbire sintetizată pentru fiecare apel sunt apoi trecute prin interfața PSTN 48 în rețeaua de telefonie, în mod general printr-o interfață cu cablu T1, adică, un grup multiplexat în timp de 24 de canale vocale, către oficiul central 50.

Oficiul central 50 cuprinde, pe lângă alte elemente figurate, o interfață MTSO 50, un codec 54, un hibrid 56. Semnalul digital recepționat la oficiul central 50, prin interfața MTSO 52, este cuplat la codec 54 unde este convertit înapoi în forma analogică și transferat către hibridul 56. La hibridul 56 semnalul analogic pe patru fire este convertit în semnal bifilar pentru transmisia prin perechea de fire spre telefonul staționar al abonatului SO.

Semnalul analogic de ieșire din codec 54 este de asemenea reflectat din hibridul 56 datorită necorelării impedanțelor. Această reflexie de semnal ia forma unui semnal ecou ce vine înapoi către mobilul 10. Reflexia sau drumul undei reflectate la hibridul 56 este prezentat cu linie întreruptă 58.

în cealaltă direcție, semnalul vocal analogic bifilar de la telefonul 60 este furnizat oficiului central 50. La oficiul central 50 semnalul vocal este convertit în semnal pe patru fire la hibridul 56 și este adăugat la semnalul ecou ce trece spre mobilul 10. Combinația semnal ecou și convorbire este digitizată în codec 54 și transmisă către MTSO 40 prin intermediul interfeței MTSO 52.

Semnalul este recepționat la MTSO 40 de către interfață PSTN 48 și transmis dispozitivului de anulare a ecoului 46A, care înlătură ecoul înainte ca semnalul să fie codat de către vocoderul 45A. Semnalul vocal trecut prin vocoder este transmis, prin intermediul interfeței stației de bază 42, către stația de bază 30 și către orice stații de bază adiționale adecvate pentru transmisie către stația mobilă 10. Semnalul transmis de la interfața stației de bază 42 este recepționat la stația de bază 30 de către interfața MTSO 36. Semnalul este trecut apoi dispozitivului de emisie-recepție 34 pentru codare și modulare în vederea transmisiei, apoi fiind transmis prin antena 32.

Semnalul transmis este recepționat prin antena 22 la stația mobilă 10 și furnizat dispozitivului de emisie-recepție 20 pentru demodulare și decodare. Semnalul este apoi furnizat vocoderului 18 unde sunt produse eșantioanele vocale sintetizate. Aceste eșantioane sunt furnizate către codec 16 pentru conversie din digital în analogic cu semnalul vocal analogic furnizat difuzorului 14.

Pentru a înțelege în totalitate dispozitivul de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții este convenabil să se examineze întâi dispozitivul de anulare a ecoului tradițional și deficiențele sale atunci când operează într-un mediu celular digital. în fig.2, este prezentată o schemă bloc a unui dispozitiv tradițional de anulare a ecoului în rețea (NEC) 100.

RO 114392 Bl în fig. 2, semnalul vocal de la stația mobilă este etichetat ca semnal vocal de la capătul depărtat x(nj, în timp ce semnalul vocal din partea staționară este etichetat ca semnal vocal de la capătul apropiat v(n). Reflexia lui x(n) de la hibrid este modelată ca o trecere a lui x(n) printr-un canal ecou necunoscut 102 pentru a produce un semnal ecou y(n), care este însumat într-un sumator 104 cu semnalul vocal de la capătul apropiat v(n). Cu toate că sumatorul 104 nu este un element inclus în dispozitivul de anulare a ecoului propriu zis, efectul fizic al unui astfel de dispozitiv este un rezultat parazit al sistemului. Pentru a înlătura zgomotul de fond de frecventă joasă, suma semnalului ecou y(n] cu semnalul vocal de la capătul apropiat v(n) este trecută printr-un filtru trece sus 106 pentru a produce un semnal r(n). Semnalul r(n) este furnizat la o intrare a unui sumator 108 și a unui circuit de detecție a semnalului vocal de la capătul apropiat 110.

Cealaltă intrare a sumatorului 108 (o intrare de scădere) este cuplată la ieșirea unui filtru transversal adaptiv 112. Filtrul adaptiv 112 recepționează semnalul vocal de la capătul de la distanța x(nj și un feedback al semnalului ecou rezidual e(nj ce iese din sumatorul 108. în anularea ecoului, filtrul adaptiv 112 urmărește continuu impulsul răspuns al undei ecou și extrage, în sumatorul 108. o replică ecou y(n) din semnalul de la ieșirea filtrului 106. Filtrul adaptiv 112 recepționează de asemenea de la circuitul 110 un semnal de control de detecție a vorbirii de la capătul apropiat astfel încât să blocheze procesul de adaptare a filtrului atunci când este detectat semnalul vocal de la capătul de aproape.

Semnalul rezidual ecou e(n) este de asemenea furnizat la intrarea circuitului 110 și la un circuit limitator de supresie (center-clipping) a ecoului 114. Ieșirea circuitului 114 este furnizată ca semnal cu ecou anulat atunci când dis12 pozitivul de anulare a ecoului funcționează.

Răspunsul impuls al undei ecou poate fi descompus în două secțiuni, regiunea plata de întârziere și regiunea de dispersie a ecoului, așa cum se vede în graficul din fig.3. Regiunea plată, în care răspunsul este aproape zero, se datorează întârzierii pe traseul dus-întors a semnalului vocal de la capătul de departe atunci când se reflectă la hibrid și se întoarce la dispozitivul de anulare a ecoului. Regiunea de dispersie a ecoului, în care răspunsul este semnificativ, este răspunsul ecou datorat reflexiei de la hibrid.

Dacă estimarea canalului ecoului generată de către filtrul adaptiv se potrivește exact cu canalul ecoului real, ecoul este înlăturat complet. Totuși, în mod normal filtrele nu pot copia exact canalul, rezultând astfel ecouri reziduale. Circuitul de supresie a ecoului 114 elimină ecoul rezidual trecând semnalul printr-o funcție neliniară care setează la zero orice porțiune de semnal care cade sub un prag A și lasă să treacă nemodificat orice segment de semnal care se află peste pragul A. Un zgomot sintetizat poate fi folosit să înlocuiască secțiuni de semnal care au fost setate la zero de către circuitul de supresie (center clipper) pentru a feri canalul de a suna mort.

După cum a fost menționat anterior, deși acest mod este satisfăcător pentru semnale analogice, această prelucrare a ecoului rezidual crează probleme în telefonia digitală, unde sunt utilizate vocodere pentru compresia semnalului vocal în vederea transmisiei. Deoarece vocoderele sunt sensibile în special la efecte neliniare, limitarea de tip center clipping determină o degradare a calității vocii în timp ce înlocuirea zgomotului determină variații perceptibile ale caracteristicilor zgomotului.

Fig. 4 ilustrează cu multe detalii structura filtrului adaptiv 112 din fig.2.

Notațiile din fig.4 sunt definite după cum urmează:

N - ordinul filtrului x(n) - un eșantion al semnalului

RO 114392 Bl vocal de la capătul de departe la momentul n;

h_k(n) - coeficientul de ponderare de ordinul k al filtrului la momentul n;

r(n] - eșantion de ecou la momentul n;

y(n) - ecoul estimat la momentul n; și e(n) - ecoul rezidual la momentul n.

Filtrul adaptiv 112 este alcătuit dintr-o multitudine de elemente de întârziere 120,-120^ o multitudine de multiplicatoare 122()-122)^, un sumator 124 și un generator de coeficienți 12S. Un eșantion de semnal vocal de la capătul ndepărtatx(n) estesemnal de intrare atât pentru elementul de întârziere 120₁ cât și pentru multiplicatorul 122₀. Pe măsură eurmătoruleșantiointrăînfiltrul 112,eșantioanele vechisunt shiftate prin elementele de întârziere 120₂-120_N._n, ale căror ieșiri sunt intrări ale multiplicatoarelor 122₁-122^.

Generatorul de coeficienți 12B recepționează semnalul ecou rezidual e(nj de la ieșirea sumatorului 108 (fig.2) și generează un set de coeficienți h₀(n)-h_N. 4! Aceste valori ale coeficienților filtrului holnj-h^tn) sunt respectiv semnale de intrare pentru multiplicatoarele 122₀122^ Semnalul de ieșire rezultat de la fiecare multiplicator este furnizat sumatorului 124 unde semnalele sunt sumate pentru a furniza semnalul ecou estimat y(nj Semnalul ecou estimat y(n) este apoi furnizat sumatorului 108 (fig.2] unde este scăzut din semnalul ecou r(n) pentru a forma semnalul ecou rezidual e(n). în cazul dispozitivului tradițional de anulare a ecoului din fig.2, este furnizat generatorului 126 un semnal de intrare de control pentru a permite actualizarea coeficienților atunci când nu este detectat de către circuitul 110 nici un semnal vocal de la capătul apropiat. Atunci când circuitul 110 detectează o convorbire dublă sau doar un semnal vocal de la capătul apropiat, intrarea de control dezactivează actualizarea coefi14 cienților filtrului.

Algoritmul implementat în cadrul generatorului de coeficienți 126 pentru adaptarea coeficienților de ponderare ai filtrului la urmărirea undei de răspuns a ecoului este algoritmul de adaptare cea mai mică medie pătratică normalizată (NLMS). Introducând pentru acest algoritm vectorii:

x(n)=[x(n)x(n-1 )x(n-2).. ,x(n-N+1)] (1) h(n)=[h₀(n]h₁(n]h₂(n)...h_N.₁(nj] (2) vectorul produs intern între h(n] și x(n) este definit ca:

Λ/-1 <Λ(η]χ(/7)> = Σ h[n]x[n=i). (3) /=0

Algoritmul de adaptare este stabilit ca: h(n+1)=h(n)+p(E_xx(n))·¹ e(n)x(n] (4) unde: h(n] este vectorul coeficientul de ponderare;

x(n) este vectorul de intrare al semnalului de referință;

e(n) este semnalul ecou rezidual; μ este mărimea pasului; și

E_xx (n) este energia estimată obținută ca suma pătratelor celor N eșantionare cele mai recente unde:

Λ/-1 yn]^Xn-/]]² (5) i=0

Avantajele principale ale acestui algoritm (4) constau în faptul că are cerințe mai mici pentru calculare decât alte algoritmuri adaptive și proprietățile sale de stabilitate sunt ușor de înțeles. Convergența poate fi garantată de o alegere potrivită a mărimii pasului (0<μ<2), valoarea μ=1 asigurând convergența cea mai rapidă. Mărimi de pași mai mici determină un grad mai ridicat de anulare în starea staționară, în detrimentul vitezei de convergență.

Este de reținut faptul că semnalul vocal de la capătul de aproape v(n) nu este inclus în semnalul ecoului rezidual e(n) deoarece filtrul adaptiv 112 este dezactivat de către circuitul de detecție a semnalului vocal de la capătul de aproape 110 atunci când este detectată

RO 114392 Bl

Altă metodă uzuală de detecție a convorbirii duble examinează intensificarea pierderilor ecoului la întoarcere (ERLE), care este definită ca:

ERLE(dB]=10log(o_y ²/o_e ²], unde o_y ² este dispersia lui y(n), σθ² este dispersia lui e(n), și aceste dispersii sunt vorbire de la un vorbitor de la capătul apropiat.

în plus față de furnizarea semnalului de activare către filtrul 112, circuitul 110 poate genera și furniza de asemenea valoarea lui E^in) în intrarea de control a filtrului 112. în plus valoarea lui μ este fixată, în mod tipic, în generatorul 126 sau este o valoare fixă furnizată de către circuitul 110 în intrarea de control.

Cea mai dificilă problema în procesul de anulare a ecoului o reprezintă detecția și tratarea convorbirii duble, adică, situația în care ambii abonați vorbesc deodată. Spre deosebire de un switch de activare a vocii (VOX) care permite doar comunicație simplex, un dispozitiv de anulare a ecoului presupune comunicație duplex și trebuie să continue să anuleze ecoul vorbitorului de la capătul de departe în timp ce vorbitorul de la capătul apropiat vorbește. Pentru a preveni coruperea coeficienților filtrului de către vorbirea de la capătul de aproape, coeficienții filtrului trebuie să fie blocați pentru a preveni divergența față de caracteristicile de transfer ale canalului ecoului real.

Referindu-ne înapoi la fig.2, detecția semnalului vocal de la capătul de aproape făcută de către circuitul 110 poate utiliza măsurări ale energiei semnalelor x(n), r(n), și e(n) pentru a determina momentul apariției semnalului vocal de la capătul de aproape. O metodă clasică de detecție a convorbirii duble compară valorile medii ale energiilor lui x(n] și r(n) folosind faptul că se cunosc pierderile ecoului de-a lungul hibridului ca fiind de aproximativ 6 dB. Dacă pierderile hibridului sunt sub 6 dB, este declarată vorbire de la capătul de aproape.Totuși, studii experimentale au demonstrat că această metodă nu este suficient de sensibilă. Domeniul dinamic larg al semnalului vocal de la capătul apropiat v(n) determină lipsa ocazională a detecției în această metodă, determinând mai departe coruperea coeficienților filtrului.

aproximate folosind valorile	medii ale
energiilor pe termen scurt:
Λ/-1
σν=Σ MM]2; i=O	[7]
și
Λ/-1
σθ = £ [e(n-/]]2; i=O	[8]
ERLE reprezintă cantitatea	de energie

care este înlăturată din ecou după ce este trecut prin dispozitivul de anulare a ecoului. Această metodă de detecție a convorbirii duble compară termenii de energie pe termen scurt estimați pentru r(n) și e(n), și declară convorbire dublă dacă termenul ERLE coboară sub o valoare prestabilită cum ar fi 6 dB. Cu toate că această metodă are o sensibilitate mai mare, intervine o mică întârziere înainte de detectarea pornirii semnalului vocal de la capătul de aproape, ceea ce determină ca estimarea canalului ecou să fie coruptă ușor înainte ca adaptarea să fie blocată. Acest lucru face necesară utilizarea unei tehnici adiționale pentru înlăturarea ecoului rezidual. Este de dorit să fie găsită o metodă îmbunătățită de păstrare a estimării canalului ecou în convorbirea dublă, după cum furnizează invenția de față.

în utilizarea oricăreia dintre aceste metode de comparare a energiilor pentru a detecta convorbirile duble, nivelele înalte ale zgomotului de fond, în particular în medii cu apeluri celulare, pot crea dificultăți în detectarea corectă a convorbirilor duble.De aceea este de dorit să se utilizeze o metodă îmbunătățită pentru detecția convorbirilor duble în medii cu nivel ridicat de zgomot de fond, așa cum este prezentată în invenția de

RO 114392 Bl față.

In fig. 5, este ilustrată o schemă bloc a unui exemplu de dispozitiv de anulare a ecoului în rețea (NEC) 140 ce face obiectul prezentei invenții. într-un exemplu de implementare, NEC 140 este configurat într-o formă de procesor de semnal digital, cum ar fi modelele de procesoare de semnal digital din seria TMS 320C3X fabricat de Texas Instruments din Dallas Texas. Trebuie să se înțeleagă că pot fi programate alte procesoare de semnale digitale să funcționeze corespunzător cu cele prezentate aici. în alte variante, pot fi configurate alte implementări ale lui NEC 140 din procesoare discrete sau sub formă de circuite inteqrate cu aplicații specifice (ASIC).

Trebuie înțeles că în configurația din exemplul de realizare, NEC 140 este în esență o mașină de stare care are funcții definite pentru fiecare din stările diferite de funcționare. Stările în care NEC 140 operează sunt: liniștite, vorbire la capătul îndepărtat, vorbire la capătul apropiat, convorbire dublă și revenire în repaus. Detalii suplimentare despre modul de operare al lui NEC 140 sunt descrise mai jos în cadrul prezentării invenției.

în fig. 5, analog cu cazul din fig.2, semnalul vocal de la stația mobilă este etichetat ca semnal de la capătul depărtat x(nj, în timp ce semnalul vocal staționar este etichetat ca semnal de la capătul apropiat v(n). Reflexia lui x(nj de la hibrid este modelată ca o trecere a lui x(n) printr-un canal ecou necunoscut 142 pentru a produce semnalul ecou y(nl, care este însumat în 144 cu semnalul vocal de la capătul de aproape v(nj. Deși sumatorul 144 nu este un element propriuzis inclus în dispozitivul de anulare a ecoului, efectul fizic al unui astfel de element este echivalent cu efectul parazit al sistemului. Pentru a înlătura zgomotul de fond de joasă frecvență, suma dintre semnalul ecou y(n) și semnalul vocal de la capătul de aproape v(n) este trecută printr-un filtru trece sus 146 pentru a produce semnalul r(n]. Semnalul r(nj este furnizat ca semnal de intrare unor sumatoare 148 și 150 și unei unități de control 152.

Semnalul vocal de intrare de la capătul depărtat x(nj este stocat într-un buffer 154 pentru a fi furnizat la intrare într-un set de filtrare adaptive transversale (filtrul inițial 156, filtrul de stare 158 și filtrul de anulare a ecoului 160], și în unitatea de control 152. în exemplul de configurație, filtrul inițial 156 are 448 coeficienți de ponderare ai filtrului în timp ce filtrul de stare 158 și filtrul de anulare a ecoului 160 au fiecare câte 256 coeficienți de ponderare.

Pe perioada funcționării inițiale a lui NEC 140, eșantioanele de semnal vocal x(n] sunt furnizate filtrului inițial 156 pentru anularea ecoului inițial și ajustarea întârzierii ecoului sub controlul unității de control 152. Pe perioada acestei operații inițiale, filtrul de stare 158 și filtrul de anulare a ecoului 160 sunt dezactivate de către unitatea de control 152. Semnalul de ieșire inițial de anulare a ecoului y,(nj de la filtrul inițial 156 este transmis prin intermediul unui switch de filtre 162 către sumatorul 148. în sumatorul 148 semnalul y, (n) este scăzut din semnalul r(n) pentru a produce o estimare inițială a semnalului de ecou rezidual e(n). Switchul de filtre 162, sub controlul unității de control 152, selectează între ieșirea filtrului inițial 156 și filtrul de anulare a ecoului 160 pentru a stabili intrarea în sumatorul 148.

După cum a fost menționat anterior, pe perioada operației inițiale a NEC 140,este întreprins un proces de ajustare a întârzierii ecoului. în cadrul acestui proces, coeficienții de ponderare ai filtrului inițial 156 sunt furnizați unității de control 152 pentru determinarea ponderilor cu valoarea cea mai mare. Acest proces este utilizat pentru a face distincție între regiunea plată de întârziere și regiunea de dispersie a semnalului ecou.

RO 114392 Bl

La desăvârșirea procesului de ajustare a întârzierii ecoului, cei 256 coeficienți de ponderare din filtrul inițial 156 sunt copiați în coeficienții filtrului de stare 158 și ai filtrului de anulare a ecoului 160 așa cum se va descrie mai în detaliu mai târziu. Rezultatul procesului de ajustare a întârzierii ecoului asigură că filtrările adaptive apar pe eșantioanele x(n) care coincid cu regiunea de dispersie a semnalului ecou r(n). După această operație inițială, filtrul de stare 158 și filtrul de anulare a ecoului 160 sunt activate și este inițializată utilizarea coeficienților de ponderare furnizați de către filtrul 156. Toate adaptările viitoare sunt bazate pe coeficienții de ponderare generați.

Pe perioada operării normale a lui NEC 140, semnalul y-Jn) de la ieșirea din filtrul de stare 158 este furnizat către una dintre intrările sumatorului 150 unde este scăzut din semnalul r(n). Semnalul de ieșire rezultat din sumatorul 150 este semnalul e, (n) care este semnal de intrare pentru unitatea de control 152. Din ieșirea filtrului de anulare a ecoului 160, semnalul replică ecou y(nj, este furnizat prin switchul de filtre 162 către una dintre intrările sumatorului 148 unde este scăzut din semnalul r(n). Semnalul ecou rezidual e(n) ce rezultă la ieșirea din sumatorul 148 este trimis înapoi la intrarea unității de control 152. Semnalul ecou rezidual e(n) de la ieșirea sumatorului 148 poate fi furnizat direct ca ieșire a lui NEC 140 sau prin intermediul unor elemente de procesare adiționale. Așa cum se va discuta mai târziu mai în detaliu, unitatea de control 152 realizează, de asemenea, controlul adaptării filtrelor de stare 158 și a filtrelor de anulare a ecoului 160.

în invenția de față poate fi prevăzută la ieșirea lui NEC 140 o caracteristică de analiză/sinteză a zgomotului. Această caracteristică este obținută cu un switch de ieșire 164, o unitate de analiză a zgomotului 166 și o unitate de sinteză a zgomotului 168. Switchul de ieșire 164 și unitatea de analiză a zgomotului 166 primesc amândouă semnalul e(n) de la ieșirea sumatorului 148. Unitatea de analiză a zgomotului 166, sub controlul unității de control 152, analizează semnalul e(n) și furnizează un semnal de ieșire de analiză pentru unitatea de sinteză a zgomotului 168. Unitatea de sinteză a zgomotului 168 generează un semnal zgomot sintetizat s(n) bazat pe analiza caracteristicilor semnalului e(n). Semnalul de la ieșirea unității de sinteză a zgomotului 168 este apoi furnizat către switchul de ieșire 164. Prin switchul de ieșire 164, care este sub controlul unității de control 152, semnalul este furnizat, la ieșirea lui NEC 140, fie ca semnal e(n) direct de la sumatorul 148, fie ca semnal de zgomot sintetizat s(n] de la unitatea de sinteză a zgomotului 168.

Majoritatea convorbirilor telefonice tipice se duc în mod uniconvorbire, mod în care doar o singură persoană vorbește în orice moment. Atunci când vorbește doar abonatul situat la capătul de la distanță, NEC 140 utilizează proprietatea de analiză/sinteză a zgomotului pentru a rejecta complet ecoul prin înlocuirea semnalului de ecou rezidual e(n) cu semnalul de zgomot sintetizat s(n). Pentru a preîntîmpina detecția de către vorbitorul aflat la distanță a oricăror schimbări în caracteristicile semnalului, zgomotul este sintetizat pentru a se potrivi cu puterea și caracteristicile spectrale ale zgomotului de fond real pe perioada celei mai recente perioade de liniște utilizând tehnici de codare predictiva liniară (LPC). Această metodă de sinteză a zgomotului, discutată mai târziu mai în detaliu, elimină efectiv uniconvorbirea ca o considerație de proiectare astfel încât permite optimizarea lui NEC 140, pentru convorbire dublă. Detalii suplimentare despre caracteristica de analiză/sinteză a zgomotului vor fi descrise mai târziu.

Ca un element suplimentar al prezentei invenții, poate fi prevăzut un etaj de amplificare așa cum este ilustrat

RO 114392 Bl în exemplul de configurație din fig.5. Pentru implementarea acestuia este prevăzut la intrarea semnalului vocal de la capătul depărtat x(n) a lui NEC 140 un element cu amplificare variabilă 170. Semnalul vocal de la capătul depărtat x(n) este furnizat prin etajul cu amplificare variabilă 170 către bufferul 154 și canalul ecou necunoscut 142. Unitatea de control 152 asigură, în combinație cu etajul cu amplificare variabilă 170, o caracteristică de control automat al amplificării pentru a limita semnalele care ar putea fi afectate într-un mod neliniar de către canalul ecou necunoscut 142. Unitatea de control 152 și etajul cu amplificare variabilă 170 au de asemenea rol de a micșora timpul de convergență pentru procesul de adaptare a filtrului. Detalii suplimentare despre acest lucru vor fi discutate mai târziu.

Așa cum a fost ilustrat în exemplul de implementare al prezentei invenții, două filtre de adaptare independente, filtrele 158 și 160, urmăresc canalul ecou necunoscut. în timp ce filtrul 160 realizează anularea ecoului real, filtrul 158 este folosit de către unitatea de control 152 pentru a determina în care dintre cele câteva stări va trebui să lucreze NEC 140. Din această cauză, se face referire la filtrele 158 și 160 ca filtru de stare și respectiv filtru de anulare a ecoului. Avantajul abordării a două filtre este acela că coeficienții de filtrare ai filtrului de anulare a ecoului 160, care modelează canalul ecou necunoscut 142, pot fi mai bine conservați fără a exista risc de degradare de către vorbirea de la capătul apropiat. Prin păstrarea caracteristicilor canalului ecou, prezenta invenție înlătură necesitatea utilizării circuitelor limitatoare center-clipper”.

Algoritmul de control implementat în cadrul unității de control 152, care monitorizează performanțele ambelor filtre 158 și 160, este optimizat pentru a păstra caracteristicile canalului ecou în convorbirile duble. Unitatea de control pornește și oprește adaptările filtrelor

158 și 160 la momentul potrivit, ajustează mărimea pasului ambelor filtre, și ajustează etajul de amplificare 170 a semnalului x(nj, pentru a permite adaptarea inițială mai rapidă.

Fig. 6 ilustrează (în formă de schemă bloc) detalii suplimentare ale unității de control 152 din fg.5. în fig.6, unitatea de control 152 conține o unitate de control proces și mașină de stare 180, o unitate de calcul al energiei 182, o unitate a mărimii energiei diferențiale 184, o unitate de prag de adaptare variabil 186, o unitate de control automat al amplificării 188 și o unitate de calcul a intervalului plat 190.

Mașina de stare 180 realizează funcția globală de mașină de stare așa cum este ilustrat în fig. 14, și diferite procese generale de control așa cum este ilustrat în fig.7. Mașina de stare 180 realizează controlul asupra filtrului inițial 156 și asupra unității de calcul a intervalului plat 190 pe perioada operării inițiale a lui NEC 140. Mașina de stare 180 realizează controlul asupra filtrului de stare 158 și asupra filtrului de anulare a ecoului 160, în special asupra setărilor inițiale, controlul adaptării și controlul mărimii pasului. Mașina de stare 180 realizează de asemenea controlul asupra unității de analiză a zgomotului 166 și a switchurilor 162 și 164. Mașina de stare activează de asemenea unitatea de prag de adaptare variabil 186, pentru adaptarea mașinii de stare la controlul filtrului de anulare a ecoului. Mașina de stare recepționează de asemenea semnalele e(n) de la sumatorul 148 și e1(n] de la sumatorul 150 pentru a le furniza respectiv filtrului de anulare a ecoului 160 și filtrului de stare 158. Ca o alternativă, semnalele e1(n) și e(n) pot fi furnizate direct filtrului de stare 158 și filtrului de anulare a ecoului 160.

Unitatea de calcul a energiei 182 recepționează eșantioanele de valori pentru x(n) de la bufferul circular 154, r(n) de la HPF 146, e(n) de la sumatorul

RO 114392 Bl

148, și e1(n)de la sumatorul 150 și calculează diferite valori, așa cum se va discuta mai târziu, pentru a le furniza unității de mărime a energiei diferențiale 184 și mașinii de stare 180. Unitatea de mărime a energiei difențiale 184 utilizează valori de energie calculate în unitatea de calcul a energiei 182 pentru comparare cu nivelele de prag, astfel încât să se poată determina care dintre cei doi vorbitori de la capătul depărtat sau de la capătul apropiat este prezent. Rezultatul acestei determinări este furnizat mașinii de stare 180.

Unitatea de calcul a energiei 182 calculează energia estimată la fiecare pas pentru filtrele 158 și 180. Aceste energii estimate sunt calculate ca sumă a pătratelor celor mai recente eșantioane. Cele două măsurători de energii E_x(n) și E^n), asupra semnalului x(n) la momentul n sunt calculate respectiv pe 128 și 256 eșantioane și pot fi exprimate cu ajutorul următoarei ecuații:

/=o

Ș'

255 în mod similar, unitatea de calcul a energiei 182 calculează estimările de energie Er(n), Ee(n) și Eejn) la momentul n pentru respectiv semnalele r(n), e(n) și e(n) ce pot fi calculate cu următoarele ecuații:

ΕΓ(η) = Σ Mn-i}]²; UD /=o

Ș‘

Ee(n>£ [e(n <; (12) /=□

127

Ee1(n] = £ [e1(n-i]]². (13) /=0

Unitatea de calcul a energiei 182 calculează de asemenea pierderea la hibrid la momentul n, Hloss(n), corespunzător cu următoarea ecuație :

Hloss(n) (dB)=1 Olog^IExtnj/Erin)].

(14)

Intensificarea pierderilor ecoului la întoarcere (ERLE) a filtrului de anulare a ecoului 160 este calculată de către unitatea de calcul de energiei 182 în concordantă cu următoarea ecuație:

ERLE(n)(dB) = 1Q log_1o[Er(n)/Ee(n)J (15) cu intensificarea pierderilor ecoului la întoarcere la filtrul de stare 158 (ERLE1) calculată de asemenea de către unitatea de calcul a energiei 182 în corcodanță cu următoarea ecuație:

ERLE1 (n)(dB)=1 Olog_1o[Er(n)/Ee1 (n)J.

(16)

Pentru a evita neliniaritățile în semnalul ecou, neliniarități datorate canalului ecou, este de dorit să se limiteze valoarea recepționată a eșantionului x(n) la o valoare mai mică decât un prag predeterminat aproape de maxim. Unitatea de control automat al amplificării 188, care recepționează eșantioane x(n) de la bufferul circular, furnizează un semnal de control al amplificării către elementul cu amplificare variabilă 170 astfel încât să limiteze valorile eșantioanelor atunci când sunt excesiv de mari.

Unitatea de calcul al intervalului plat 190 sub controlul mașinii de stare 180, la funcționarea inițială a lui NEC 140, calculează intervalul plat de la filtrul inițial. Apoi unitatea de calcul a intervalului plat 190 furnizează informații de offset de la bufferul circular către filtrul de stare 158 și către filtrul de anulare a ecoului 160 pentru evaluarea intervalului de întârziere plată pentru apel.

în exemplul de realizare a dispozitivului de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții, sunt abordate trei puncte ce rezolvă problemele de detecție/tratare a convorbirii duble. în mod corespunzător, invenția de față utilizează: (1) două filtre adaptive independente cu diferite mărimi de pași, (2) un

RO 114392 Bl prag variabil de. comutare a adaptării filtrului în poziții on și off; și (3) un algoritm de energie diferențială pentru detectarea semnalului vocal.

NEC 140 utilizează două filtre adaptive NLMS cu adaptare independentă. Spre deosebire de alte căi bi-filtru, NEC 140 nu comută înapoi și înainte între utilizarea filtrelor 158 și 160 pentru anularea ecoului, nici nu schimbă informații de ponderare între două filtre în stare staționară. Amândouă aceste tehnici cunoscute anterior determină fenomene tranzitorii care conduc la salturi nedorite la ieșirea dispozitivului de anulare a ecoului. în invenția de față, filtrul de anulare a ecoului 160 realizează anularea ecoului real, în timp ce filtrul de stare 158 este utilizat de către algoritmul de control introdus în cadrul mașinii de stare 180 pentru a face distincția între diferitele stări de anulare. Această nouă abordare bi-filtru permite utilizarea unei strategii de adaptare cu estimare largă pentru filtrul de anulare a ecoului 160. Dacă algoritmul de control este nesigur de starea în care dispozitivul de anulare trebuie să opereze, el oprește adaptarea filtrului de anulare a ecoului 160, în timp ce filtrul de stare 158 continuă să se adapteze. Mașina de stare 180 utilizează statisticile culese de la filtrul de stare 158 ca ajutor în determinarea stării . Mărimile pașilor filtrelor adaptive sunt ajustate astfel încât filtrul de anulare a ecoului 160 să obțină un ERLE bun în starea staționară, în timp ce filtrul de stare 158 răspunde la orice schimbări în răspunsul canalului ecou. Permițând celor două filtre 158 și 160 să se adapteze simultan în modul deja menționat, performanțele dispozitivului de anulare a ecoului se îmbunătățesc.

Filtrul de stare 158 și filtrul de anulare a ecoului 160, împreună cu filtrul inițial 156, sunt fiecare construite așa cum a fost deja prezentat în cadrul invenției cu referire la fig.4. Filtrul de stare 158 și filtrul de anulare a ecoului 160 conțin fiecare 256 coeficienți de ponderare pentru a evalua o durată a dispersiei ecoului de 32 ms la o rată de eșantionare de 8 KHz.

Trebuie să se înțeleagă că pentru filtrul de stare 158 și filtrul de anulare a ecoului 160, se poate utiliza un număr mai mare sau mai mic de coeficienți de ponderare ce depind de durata dispersiei ecoului și de rata de eșationare. Bufferul de eșantionare 154 conține 512 eșantioane de semnale vocale de la capătul depărtat pentru a evalua o perioadă de 64 ms pentru întârzierea plată și dispersia ecoului pentru un apel făcut de-a lungul S. U.A. Pentru a evalua diferite valori ale întârzierilor plate întâlnite în apelurile telefonice individuale, dispozitivul pentru anularea ecoului ce face obiectul prezentei invenții determină în mod automat întârzierile plate și shiftează coeficienții de ponderare ai filtrului pentru a maximiza numărul de coeficienți de ponderare ce operează în regiunea de dispersie a ecoului. Dispozitivul de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții tratează, de aceea, răspunsurile ecou înșiruite de la O la 32 ms fără shftare, iar de la 32 la 64 ms cu inteval de shftare maximă. Trebuie să se înțeleagă ca după cum este foarte bine știut în domeniu, despre procesoare de semnale digitale și tehnici de procesare asociate, acest filtru inițial 156 poate fi utilizat pentru a forma filtrele 158 și 160 La finalizarea procesării inițiale, filtrul inițial 156 poate fi spart în cele două filtre 158 și 160 cu generare de coeficienți independentă. Detalii suplimentare despre etapa inițială vor fi discutate mai târziu.

Pentru a păstra coeficienții de filtrare ai filtrului de anulare a ecoului 160 la începerea convorbirii duble, NEC 140 utilizează un prag de adaptare variabil (notat VT) pentru a comuta on și off adaptarea filtrului de anulare a ecoului 160. Pragul de adaptare variabil (VT) este calculat de către unitatea de prag de adaptare variabil 186 și furnizat mașinii de stare 180. Algoritmul de control permite filtrului de anulare a ecoului 160 să se adapteze dacă oricare dintre stăRO 114392 Bl rile filtrului 158, sau filtrului de anulare a ecoului 1BO are un ERLE mai mare decât VT. Referindu-ne din nou la fig.4, intrarea de control furnizată generatorului 126 include un semnal de validare de la unitatea de control 152 care permite generatorului de coeficienți 126 să actualizeze coeficienții de filtrare pentru adaptarea filtrului. în eventualitatea ca ERLE pentru ambele filtre este mai mic decât VT, mașina de stare 180 oprește generatorul de coeficienți 126 de la furnizarea coeficienților actualizați. în acest caz generatorul de coeficienți vectori 126 scoate la ieșire coeficienții deja existenți până când adaptarea este activată din nou. Intrarea de control furnizează de asemenea alți parametri generatorului de coeficienți vectori 126 cum ar fi valorile lui μ, EJnJ

Și e(n) din ecuația (4].~ în fig. 6, ERLE pentru filtrul de stare 158 este calculat în cadrul unității de calcul a energiei 182 corespunzător cu ecuația (6) utilizând valorile lui r(nj și ejnj. în mod similar se face calculul în unitatea de calcul a energiei 182 pentru filtrul de anulare a ecoului 160 cu valorile lui r(n)

Ș* e(n). în unitatea de prag de adaptare variabil 186, VT este inițializat de către mașina de stare 180 la o valoare de prag minimă inițială, care, în varianta de realizare este de 6 dB. Procesarea valorii de prag în unitatea de prag de adaptare variabil 186 poate fi descrisă cu ajutorul limbajului C:

if (ERLE>VT+6db) VT=MAX(VT, (ERLE - 6 dBJ); else if (ERLE < MT - 3 dB) VT=MT;

In cazul în care ERLE crește peste (VT + 6 dB), pragul de adaptare se ridică și el, rămânând 6 dB în urma vârfului ERLE. Această marjă de 6 dB evaluiază variația lui ERLE. Mașina de stare 180 permite filtrului de anulare a ecoului 160 să continue să se adapteze dacă ERLE oricăruia dintre filtrele 158 sau 160 este în limitele de 6 dB față de ultimul vârf ERLE. Dacă ERLE cade cu 4 dB sub valoarea minimă de prag, adaptarea valorii de prag este resetată la valoarea minimă de prag. Avantajul acestei abordări este acela că adaptarea filtrului de anulare a ecoului 160 este oprită imediat exact la pornirea convorbirii duble, De exemplu, să presupunem ca vorbitorul aflat la capătul depărtat este singurul care vorbște și că ultimul vârf ERLE este la 34 dB. Odată ce vorbitorul aflat la capătul de aproape începe să vorbească, ERLE coboară și adaptarea filtrului este oprită atunci când ERLE ajunge la 28 dB. Detectoarele clasice de semnal vocal de la capătul de aproape nu vor suspenda adaptarea până când ERLE nu coboară aproape de 6 dB, ceea ce permite ca estimarea canalului ecou să fie ușor degradată. De aceea, păstrând caracteristicile canalului ecou mai apropiate, invenția prezentă realizează o rejecție a ecoului mai mare în cazul convorbirii duble în timp ce evită degradarea calității vocii asociată circuitelor limitatoare “center clippers” utilizate în dispozitivele tradiționale de anulare a ecoului.

în exemplul de realizare prezentat în cadrul acestei invenții, se preferă ca ERLE pentru ambele filtre 158 și 160 să cadă sub VT înainte ca adaptarea filtrului să fie oprită. Această caracteristică a algoritmului de control ajută sa se facă distincția între începutul convorbirii duble și variația oricăreia dintre măsurătorile ERLE, deoarece ERLE al ambelor filtre va cădea imediat la începerea convorbirii duble.

Un aspect suplimentar al invenției de față este acela că pe măsură ce filtrele 158 și 160 obțin convergența, valoarea de prag minimă pentru VT este incrementată de la setarea inițială. Pe măsură ce valoarea de prag minimă pentru VT crește, un ERLE cu valoare mai ridicată este necesar înainte ca filtrul pentru anulare ecoului 160 să fie adaptat.

Pentru a preveni interferența nivelelor mari de zgomot de fond cu determinarea stării, dispozitivul de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții utilizează un algoritm de energie difierențială pe semnalele x(n) și e(n). Acest

RO 114392 Bl algoritm implementat în unitatea de mărime a energiei diferențiale 184 și în mașina de stare 180, ce va fi descris mai în detaliu mai târziu, monitorizează continuu nivelul de zgomot de fond și îl corn- 5 pară cu energia semnalului pentru a determina dacă abonatul vorbește. Unitatea de mărime a energiei diferențiale 184, în exemplul de implementare, calculează trei valori de prag T₄ (BJ, T₂ io (BJ, și T₃ (BJ, care sunt funcții ale nivelului de zgomot de fond Bj. Dacă energia semnalului x(n) depășește toate aceste trei valori, se consideră că abonatul vorbește. Dacă energia semnalului 15 depășește T₄ și T₂ dar nu și T₃, abonatul probabil pronunță un sunet nevocal, cum ar fi sunetul sp în cazul cuvântului speed. Dacă energia semnalului este mai mică decât toate aceste trei valori 20 de prag, se consideră că abonatul nu vorbește.

în fig. 7 este prezentat un exemplu de diagramă a fluxului de procesare de date a eșantioanelor în dispozitivul de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții. Algoritmul aflat sub controlul mașinii de stare 180 inițial pornește, bloc 200, apoi obține eșantioanele μ ale lui x(n) și v(n), bloc 202, care sunt apoi convertite la valorile lor liniare, bloc 204. Eșantionul v(nj este apoi trecut prin filtrul trece-sus (HPF) pentru a obține eșantionul r(n), bloc 20B. Filtrul HPF 146 din fig.5 care elimină DC rezidual și zgomotul de frecvență joasă, este un filtru digital construit folosind tehnici de filtrare digitală bine cunoscute. HPF este configurat în mod tipic ca un filtru eliptic de ordinul trei cu caracteristici oprește banda cu tăiere 120 Hz, cu rejecție de 37 dB, și o bandă de trecere de 250 Hz, cu 7 dB ripple. HPF este implementat în general ca o cascadă de realizări de forme directe de prim ordin și de ordinul doi cu coeficienții indicați în Tabelul 1 după cum urmează:

Tabelul 7

A(1)	A(2)	B(0)	6(1)	B(2)
-.645941	0	.822970	-.822970	0
-1.885649	.924631	1.034521	-2.061873	1.034461

Apoi, valorile medii ale energiilor 35 E_x(n) și EJnJ sunt actualizate pentru eșantionul de semnal x(nj, bloc 208 Media energiei E_r(nJ este apoi actualizată pentru eșantionul de semnal r(n) în paralel cu calcularea pierderii de energie 40 Hloss (n) la hibrid, bloc 210.

Semnalul la ieșirea filtrului adaptiv 158 (fig.5), valoarea y1(nj, este calculată, bloc 212, ecoul rezidual e1(n) fiind apoi determinat bloc 214. ERLE1 și me- 45 dia energiei Ee₄ pentru filtrul 158 sunt apoi actualizate, bloc 216. în mod similar ieșirea filtrului adaptiv 160 (fig.5), valoare y(n), este calculată, bloc 218, ecoul rezidual e(n) fiind apoi determinat, 50 bloc 220. ERLE și media energia Ee pentru filtrul 160 sunt apoi actualizate, bloc

222. Trebuie să se înțeleagă ca unii dintre pașii setați înainte în blocurile 208222 pot fi furnizați în diferite alte ordini după cum este dictat de către valorile cerute pentru pașii următori. în plus, unii pași pot fi furnizați în paralel cum ar fi pașii 212-216 și 218-222. De aceea ordinea discutată aici cu referire la fig.7 este doar un exemplu de ordine în procesarea pașilor.

După terminarea pasului anterior, se va realiza un pas de ajustare a parametrilor, bloc 224, acest pas fiind descris în detaliu cu referire la fig.8. După ce se termină pasul de ajustare a parametrilor, se realizează un pas de funcție periodică, bloc 226, acest pas fiind descris în detaliu cu referire la fig.9. După

RO 114392 Bl terminarea pasului de funcție periodică, se realizează un pas de operare a mașinii de stare, bloc 228, acest pas fiind descris în detaliu cu referire la fig. 14. După terminarea pasului de operare a mașinii de stare, procesul se repetă cu întoarcere la punctul A din diagramă.

Diagrama din fig.8 ilustrează în detaliu pasul de ajustare a parametrilor ce se face în blocul 224 din fig.7. în cadrul pasului de ajustare a paramerilor, mărimea pasului filtrului și parametrii de prag variabil sunt actualizați în timpul operației de anulare a ecoului.

Atât filtrul de stare 158 cât și filtrul de anulare a ecoului 160 (fig.5] sunt inițializate de către mașina de stare la pornirea operației, prin furnizarea în intrarea de control către generatorul de coeficienți ai filtrului a unei mărimi a pasului de 1 (μ1=μ2=1). Această inițializare a filtrelor, la acest nivel, permite o convergență inițială rapidă. După ce pasul de ajustare a parametrilor este efectuat, este utilizat un algoritm de ajustare a parametrilor inițiali. în cadrul acestui algoritm inițial se face o determinare pentru a se vedere dacă valoarea setată a elementului de control a lui μ2 pentru filtrul de anulare a ecoului este mai mare decât o valoare fixă de 0.5, bloc 250. Dacă este așa, se face o determinare pentru a vedea dacă ERLE este mai mare de 14 dB, bloc 252. Dacă ERLE nu este mai mare de 14 dB, cum este la începutul obținerii convergenței canalului, un contor (Scount contor] se setează la zero (contor Scount =0], bloc 254, și pasul de ajustare a parametrilor se termină pentru acest eșantion cu subrutina de ieșire la punctul C.

Dacă rezultă că ERLE este mai mare de 14 dB, contorul este incrementat, bloc 256. Se face atunci o determinare pentru a vedea dacă valoarea Scount a fost incrementată la o valoare de 4D0, bloc 258. Dacă valoarea Scount este mai mică decât valoarea de 4Q0, pasul de ajustare a parametrilor este terminat pentru acest eșantion cu subrutina cu ieșire la punctul C.

Dacă din determinarea din blocul 258 rezultă că valoarea Scount găsită este egală cu valoarea de 400, care corespunde unui ERLE mai mare de 14 dB pentru 50 ms (consecutiv), mărimea pasului (u1) a filtrului de stare este shiftată la 0.7 și mărimea pasului (u2) a filtrului de anulare a ecoului este shiftată la 0.4, bloc 260. De asemenea, în blocul 260 numărătorul Scount este resetat la zero. Pasul de ajustare a parametrilor este terminat astfel pentru acest eșantion cu subrutina cu ieșire la punctul C.

Dacă în blocul 250 valoarea setată a elementului de control a lui μ2 pentru filtrul de anulare a ecoului rezultă că nu este mai mare decât o valoare fixă de 0.5, se invocă un algoritm intermediar. în cadrul acestui algoritm intermediar se face o determinare pentru a vedea dacă ERLE este mai mare de 20dB, bloc 264. Dacă ERLE nu este mai mare de 20 dB valoarea Scount este setată la zero (Scount=O), bloc 266, și pasul de ajustare a parametrilor se termină pentru acest eșantion cu subrutina terminată la punctul C.

Dacă ERLE este determinat a fi mai mare de 20 dB, contorul este incrementat, bloc 268. Se face atunci o determinare pentru a vedea dacă valoarea contorului a fost incrementată la o valoare de 400, bloc 270. Dacă valoarea contorului este mai mică de o valoare de 400, pasul de ajustare a parametrilor se termină pentru acest eșantion cu subrutina terminată la punctul C.

Dacă în determinarea din blocul 270 rezultă valoarea Scount egală cu valoarea de 400, care corespunde unui ERLE mai mare de 20 dB pentru 50 ms, mărimea pasului μ1 a filtrului de stare este shiftată la 0,4 cu mărimea pasului μ 2 a filtrului de anulare a ecoului shiftată la 0.1, bloc 272. Mai departe, în blocul 272 valoarea minimă de prag este incrementată de la valoarea minimă inițială de prag de 6 dB la 12 dB. Pasul de ajustare a parametrilor se termină atunci pentru acest eșantion cu subru

RO 114392 Bl tina cu ieșire la. punctul C.

Este de notat că trecerea filtrelor la mărime de pas mai mică permite folosirea nivelelor ERLE mai mari. Totuși, în configurația preferată este menținută o relație μ2<μ1, astfel încât filtrul de anulare a ecoului să atingă un ERLE staționar ridicat și filtrul de stare să răspundă repede la schimbările din răspunsul canalului ecou.

După ce valoarea lui μ2 a filtrului de anulare a ecoului este setată la 0.1, algoritmul de adaptare a pragului variabil se îndreaptă spre a păstra răspunsul canalului ecou mai aproapiat. Algoritmul valoarii de prag variabil implementat în cadrul unității de adaptare variabilă a pragului 186 este invocat atunci când în blocul 262 valoare lui μ2 rezultă a fi mai mică de 0.2. Dacă ERLE rezultă a fi cu 6 dB mai mare decât valoarea de prag variabil VT, care este setată inițial la valoarea minimă inițială de prag de 6 dB, bloc 274, valoarea lui VT este modificată în blocul 276. în blocul 276 VT este setat la cea mai mare dintre valorile anterioare ale lui VT sau la valoarea lui ERLE minus 6 dB. Odată ce VT este setat, pasul de ajustare a parametrilor se termină pentru acest eșantion cu subrutina ce se termină la punctul C.

Dacă în blocul 274 ERLE rezultă a nu fi mai mare decât VT plus 6 dB, se verifică dacă ERLE este mai mic decât valoarea minimă de prag minus 3 dB, blocul 278. în blocul 278 valoarea pragului minim MT este de 12 dB după cum a fost setată în algoritmul intermediar. Dacă ERLE este mai mare decât valoarea minimă de prag minus 3 dB, pasul de ajustare a parametrilor se termină pentru acest eșantion cu subrutina terminată la punctul C. Dacă în blocul 278 ERLE rezultă a nu fi mai mare decât valoarea minimă de prag minus 3 dB, VT este setat la valoarea lui MT care este 12 dB, blocul 280. Pasul de ajustare a parametrilor se termină atunci pentru acest eșantion cu subrutina care iese la punctul C.

Trebuie luat în considerare că prin incrementarea valorii minime de prag, procesul devine mai selectiv decât atunci când filtrul de anulare a ecoului este adaptat: se cere un ERLE mai mare de la fiecare filtru. Utilizarea unei valori de prag minime mai ridicate duce la un ERLE mai mare cerut pentru a intra în starea de repaus din starea de convorbire dublă, așa cum se va discuta mai târziu cu referire la procesarea mașinii de stare din fig. 14.

Pentru a realiza o tranziție rapidă în starea staționară, chiar și în prezența unui zgomot de fond mare la capătul apropiat, dispozitivul de anulare a ecoului ce face obiectul prezentei invenții ajustează inițial amplificarea de intrare a semnalului x(nj la +3 dB (IGain =3 dB] în timpul vorbirii de la capătul de departe. După cum se vede în fig.5, mașina de stare 180 face controlul asupra etajului cu amplificare variabilă 170. Această amplificare inițială de 3 dB incrementează mărimea ecoului recepționat la r(n) față de zgomotul de la capătul apropiat (rata S/N este incrementată cu 3 dB) ceea ce permite o convergență inițială mai rapidă. Atunci când valoarea minimă de prag atinge 12 dB, blocul 272 din fig.7, mașina de stare 180 restaurează IGain la valoarea sa nominală de O dB în pași de 1.5 dB la fiecare 100 ms. Studii experimentale au demonstrat că modificările de amplificare de 1.5 dB sunt imperceptibile de către abonați. Ajustarea amplificării este în mod normal reglată în întervalul primelor 500 ms ale convorbirii de la capătul de departe.

Pentru a evita în mod automat tăierea, se face o a doua ajustare a amplificării etajului cu amplificare variabilă 170, sub controlul unității cu control automat al amplificării 188.

Eșantioanele μ ale lui x(n) pe care le primește dispozitivul de anulare a ecoului de la vocoder se situează în mod tipic între -8031 și +8031. Atunci când eșantioanele x(n) care sunt trimise prin hibrid au valoarea apropiată de cea maximă de +8031 sau -8031, eșantioanele ce se întorc de la hibrid sunt într-o deRO 114392 Bl pendență neliniară de semnalul de referință x(n). Pentru a rezolva această problemă, dispozitivul pentru anularea ecoului ce face obiectul prezentei invenții utilizează unitatea pentru control automat al amplificării 188 ce controlează automat elementul cu amplificare variabilă 170 pentru a atenua eșantioanele de intrare cu 1.5 dB (IGain =-1.5 dB) ori de câte ori valoarea absolută a eșantionului x(n) este mai mare decât o valoare prestabilită aproape de maxim, de exemplu o valoare de 7900. IGain este restaurat la □ dB de îndată ce dispozitivul de anulare intră în starea de liniște. Această modificare a amplificării, care este imperceptibilă pentru abonatul de la capătul de aproape, nu afectează în mod normal o conversație obișnuită, dar îmbunătățește foarte mult operația de anulare a ecoului atunci când vorbitorul aflat la capătul de departe țipă.

Referindu-ne din nou la fig.7, după ce pasul de ajustare a parametrilor este terminat, urmează efectuarea pasului de calculare a funcției periodice. Fig. 9 ilustrează cele trei calcule care se realizează periodic în cadrul pasului de calculare a funcției periodice: (1) mărimea energiei diferențiale a semnalelor x(n) și e(n), (2) autocorelația și recurența Durbin pentru analiza zgomotelor, și (3) algoritmul de shiftare pentru calcularea diferitelor întârzieri ale ecourilor.

în fig. 9, pasul de calculare a funcției periodice începe cu pasul de selecție a funcției, blocul 300, care determină din starea mașinii de stare și un contor (Fcount) care sunt calculele ce trebuie realizate. Indiferent de stare, fiecare 128 eșantioane ale mărimii energiei diferențiale a semnalelor x(n) și e(n) sunt calculate în unitatea de mărime a energiei diferențiale 184 (fig.6).

Mărimea de energie diferențială a semnalului x(n), indicat DEM(x], este utilizată pentru a determina dacă abonatul de la capătul depărtat vorbește. DEM(x) este, în configurația preferată, un întreg cu valori cuprinse între □ și 3 inclusiv. Valoarea lui DEM(x] se determină prin comparația energiei Ex a semnalului x(n), provenind din unitatea de calcul a energiei 182 din fig.6, cu trei valori de prag calculate funcție de estimarea energiei nivelului de zgomot de fond XBp blocul 302.

în acest pas, estimarea zgomotului de fond este calculată la fiecare 128 eșantioane unde următoarea actualizare XB_i+n este calculată ca:

XB_j+1=min(Ex, 160000, max (1.00547XB,, XBj+1])(17)

Cele trei valori de prag sunt calculate funcție de XB, după cum urmează:

TȚXBJ = -(3.160500x1O⁵)XB,² + 10.35 XB, + 704.44;(18)

T₂(XB,) = - (7.938816x1 O^JXB,² + 26.00 XB, + 1769.48; și (19)

TgiXBi) = -(3.160500x10⁴)XB,² + 103.5 ΧΒ; +7044.44;(20)

Energia Ex a semnalului de la capătul depărtat este comparată din nou cu aceste trei valori de prag. Dacă Ex este mai mare decât toate aceste trei valori, DEM(x)=3, indicând faptul că semnalul vocal este prezent. Dacă Ex este mai mare decât T_n și T₂ dar nu și decât T₃, atunci DEM[x)=2, semnalul nevocal este prezent. Dacă Ex este mai mare decât Tt dar nu și decât T₂ și T₃, DEM(x)=1. Și, în final, dacă Ex este mai mic decât toate aceste trei valori de prag, DEM(x)=O, indicând că nici un semnal vocal nu este prezent. Valoarea lui DEM(x) este furnizată din unitatea de mărime a energiei diferențiale 184 către mașina de stare 180.

în mod similar, mărimea energiei diferențiale a semnalului e, DEM(e), este calculată și utilizată pentru determinarea existenței semnalului vorbit de la capătul de aproape. DEM(e) în configurația preferată este o valoare întreagă cuprinsă între O și 3 inclusiv. DEM(e) este determinat prin compararea energiei E_e a semnalului e(n), furnizată din unitatea de calculare a energiei 182 din fig.6, cu următoarele trei valori de prag calculate în blocul 304:

ΤΛΕΒ^-ίδ.θΒΟ/ΒδχΙΟθΙΕΒ ,² +4.0471 52EB,+289.7034; (21)

RO 114392 Bl

T₂(EB>-(6.91 21 66x1O’⁵)EB ,² +8.750045EB_i+908.971; și (22)

T₃(EB >-(4.946311x10'⁵)EB ² +18.89962EB,+2677.431 (23) unde estimarea zgomotului de fond a 5 semnalului e(nj este de asemenea actualizată la fiecare 128 eșantioane, astfel:

EB _i+1=min(Ee, 160000, max (1.00547EB_j, EBj + 1)) (24) io

Dacă Ee este mai mare decât toate aceste trei valori de prag, DEM(e)=3, indicând că semnalul vocal de la capătul de aproape este prezent. Dacă E_e este mai mare decât T_n și T₂ 15 dar nu și decât T₃, atunci DEM(e)=2, indicând faptul că un semnal nevocal de la capătul de aproape este probabil prezent. Dacă E_e este mai mare decât T, dar nu și decât T₂ și T₃, DEM(e)=1. Și, în 2o final, dacă E_e este mai mic decât toate aceste trei valori de prag, DEM(e)=O, indicând faptul că nu este prezent nici un semnal vocal. Valoarea lui DEM(e) este, de asemenea, furnizată din unitatea de 25 mărime a energiei diferențiale 184 către mașina de stare 180.

□dată ce valorile lui DEM(x) și DEM(e) sunt calculate, valorile XBj și EBj sunt actualizate în ecuațiile (17) și 30 (24) în blocul 306. Trebuie notat că atât XBj cât și EBj sunt inițializate la o valoare de 160000.

Prin utilizarea măsurătorilor de energie diferențială care urmăresc nive- 3 5 Iul zgomotului de fond, se poate face o determinare exactă a faptului că cineva vorbește sau nu, chiar în cazul prezenței unui nivel ridicat de zgomot de fond. Acest lucru ajută mașina de stare 180 4 o în fig.6 să execute corect determinările de stare.

După cum a fost menționat anterior, în pasul de calculare a funcției periodice se face un calcul de analiză a 4 5 zgomotului. Atunci când selectorul funcției, blocul 300, detectează că mașina de stare este în starea pentru un eșantion curent, se face o determinare pentru a vedea dacă ultimile 256 eșan- 50 tioane, inclusiv curentă, sunt toate de stare O a mașinii de stare, blocul 308. Dacă este așa, se utilizează o metodă de codare predictivă (LPC),utilizată în mod curent pentru semnalele trecute prin vocoder, pentru a calcula caracteristicile spectrale ale zgomotului. Dacă nu toate aceste eșantioane sunt în starea metoda LPC este omisă.

Metoda LPC modelează fiecare eșantion ca și cum ar fi produs de către o combinație liniară a eșantioanelor anterioară plus o excitație. Atunci când nici un vorbitor nu vorbește, semnalul de eroare e(n) este trecut printr-un filtru de eroare predictivă (elementul de analiză a zgomotului 166 din fig.5) pentru a înlătura orice redondanțe de termen scurt. Funcția de transfer pentru acest filtru este dată de ecuația:

p

Α[ζ]=Ί-Σ _ajZ-i (25) unde ordinul preducției în configurația preferată este 5 (P=5).

Coeficienții LPC, a,, sunt calculați dintr-un bloc de 128 eșantioane utilizând metode de autocorelație, blocul 310, cu recurența Durbin, blocul 312, așa cum este prezentat în textul Procesarea Digitală a Semnalelor Vocale de Rabiner & Schafer, care este o metodă eficientă bine cunoscută. Primii șase coeficienți de autocorelație R(0) până la R(5) sunt calculați astfel:

127-fc

R[k]= y e(m]e(m + k) (26) m = 0

Coeficienții LPC sunt apoi calculați direct din valorile de autocorelație, utilizând algoritmul de recurență Durbin. Algoritmul poate fi stabilit după cum urmează:

(1) E(D) = R(D), i=1 (27) (2)

M/) =

M

H/)-y oF^]R[i-j] /=1 /u/-d (28)

RO 114392 Bl

(3) =kj	(29
(4) «« = k, «T11
1 <=j<=i-1	(30)
(5) E(i) =(1-Ka) E(i-1)	(31)
(6) Dacă i<P atunci goto (2) cu

=i+1 (32) (7) Soluția finală pentru coeficienții LPC este dată ca a,=a ‘^P) 1 <=j<=P (33) □dată ce coeficienții LPC sunt io obținuți, eșantioanele de zgomot sintetizat pot fi generate cu aceleași caracteristici spectrale prin trecerea zgomotului alb prin filtrul de sinteză a zgomotului (elementul de sinteză a zgomotului 168 15 din fig.5) dat de:

A[z) (34) /=1 care este tocmai inversul filtrului utilizat pentru analiza zgomotului.

Trebuie să se înțeleagă ca în 25 exemplul de configurație, tehnicile de codare LPC constituie o metodă excelentă pentru modelarea zgomotului, totuși pot fi utilizate și alte tehnici pentru mod elarea zgomotului sau poate să nu fie 3 o folosită nici o modelare a zgomotului.

Ca funcție următoare, după pasul de calculare a funcției periodice, se utilizează un algoritm de shiftare pentru a calcula diferitele întârzieri ale ecoului. 3 5 Acest calcul este realizat pe eșantionul procesat inițial pentru un apel, și în mod opțional pe fiecare 256 eșantioane, prevăzând faptul că ERLE este mai mare de 10 dB, blocul 314. Dacă ERLE este mai 4 o mare de 10 dB, indicând că este prezentă o anulare, în unitatea de calcul a întârzierii plate 190 din fig.6, este determinată cea mai mare pondere, adică coeficienții filtrului care au cea mai mare valoare pentru filtrul inițial (filtrul 156 din fig.5), blocul 316. Apoi se începe o shiftare a coeficienților de ponderare pentru a procesa un număr mare de eșantioane din regiunea de dispersie a ecoului și mai puține din regiunea cu întârziere plată, blocul 318. Shiftarea coeficienților de ponderare reprezintă o plasare determinată a unui număr mai mare de eșantioane ale regiunii de dispersie a ecoului din buffer în filtrul de stare și filtrul de anulare a ecoului decât poate să apară în mod normal. Este începută apoi o recalculare a mediei energiei pe aceste eșantioane, blocul 320. Odată ce algoritmul de shiftare se termină sau oricare dintre cele două calcule ale pasului de calcul a funcției periodice sunt terminate, Fcount este incrementat, blocul 322 și subrutina se încheie.

Referitor la ajustarea întârzierii ecoului, deoarece distanța între dispozitivul de anulare a ecoului de la stația de bază și hibridul din rețeaua telefonică poate varia în mare măsură între apeluri, intervalul plat de întârziere a semnalului ecou are de asemenea un domeniu larg. Putem estima rapid acest domeniu presupunând ca U.S. are 3DDD mile lățime și semnalele electrice se propagă cu o viteză de 2/3 din viteza luminii. Deoarece distanța dus-întors este de 6000 mile, intervalul plat de întârziere maxim este aproximativ:

(6000 m/'/e)x(1609.34 metri/milă] 2ms

2x7O⁵ metri/ms (35)

Dispozitivul de anulare a ecoului 45 ce face obiectul prezentei invenții calculează diferite valori ale intervalului plat găsit în diferite apeluri astfel încât să opereze mai multe ponderări pe regiunea de dispersie a ecoului, în loc de a fi 5 0 pierdute pe regiunea de interval plat.

De exemplu, într-un dispozitiv de anularea ecoului tradițional care nu are mecanism de shiftare a coeficienților de ponderare, o întârziere plată de 16 ms ar determina ca 128 de coeficienți de

RO 114392 Bl ponderare ai dispozitivului de anulare a ecoului să fie aduși la zero deoarece cele mai recente 128 eșantioane în linia de întârziere a filtrului nu sunt corelate cu eșantionul de ecou ce intră în dispozitivul de anulare. De aceea semnalul ecou real va trebui să fie anulat de către cei 128 coeficienți de ponderare ce rămân. în constrast, NEC conform prezentei invenții determină automat că întârzierea plată este de 16 ms și shiftează coeficienții de ponderare pentru a opera pe eșantioane mai vechi. Această strategie utilizează mai mulți coeficienți de ponderare pe regiunea de dispersie a ecoului, ceea ce se reflectă într-o anulare mai bună.

NEC-ul prezentei invenții înmagazinează 512 eșantioane ale semnalului vocal dela capătul depărtat x(n) într-un buffer circular (bufferul 154 din fig. 5), ceea ce corespunde unei întârzieri de 64 ms. Când dispozitivul de anulare pornește, el adaptează inițial, în filtrul inițial 156 din fig.5, 448 coeficienți de ponderare pe cele mai recente 448 eșantioane, așa cum se vede în fig. 10.

După obținerea convergenței inițiale cu coeficienții de ponderare în această poziție, algoritmul determină intervalul de întârziere plat în interiorul unității de calcul a întârzierii plate 190 găsind valoarea cea mai mare a coeficentului de ponderare și poziția sa respectiv în bufferul filtrului inițial 156. Numărul coeficientului cel mai mare de ponderare (notat Tmax) corespunde întârzierii plate deoarece este timpul (în eșantionul de 8 kHz) pentru un eșantion de vorbire de la capătul de departe de a ieși din dispozitivul de anulare a ecoului, de a fi reflectat de către hibrid și întors la intrarea dispozitivului de anulare a ecoului. în loc de a shifta coeficienții de ponderare cu Tmax, algoritmul lasă o marjă de siguranță de 32 eșantioane în caz că răspunsul canalului ecou se modifică ușor. Valoarea reală a shiftării coeficientului de ponderare este dată de:

Tshift=MAX(D,MIN(Tmax-32,256]] [36]

Odată ce Tshift este determinat, coeficienții de filtrare ai filtrului inițial, începând cu Tshift sunt copiați atât în filtrul de stare, cât și în filtrul de anulare a ecoului, de către unitatea de calcul a intervalului plat 190 după cum se poate vedea în fig. 11. Se utilizează o decalare cu Tshift în bufferul circular astfel încât coeficientul de ponderare de ordinul zero al ambelor filtre de stare și de anulare a ecoului să se alinieze cu eșantionul care a ajuns în locul lui Tshift înainte de cel mai recent eșantion. Fig. 12 ilustrează shiftarea maximă ce permite o acoperire a ecoului de 64 ms. După ce coeficienții de ponderare au fost shiftați pentru a opera pe eșantioane vechi, măsurătorile energiilor E_x(n] și E^n) sunt modificate în mod corespunzător pentru a măsura suma pătratelor acestor eșantioane vechi.

După cum s-a văzut în prezentarea de până acum, au fost descrise trei filtre adaptive. Totuși, trebuie să se înțeleagă că în diferite variante de implementare, în particular în cazul unui procesor de semnal digital, filtrul inițial poate să funcționeze și ca filtru de stare și ca filtru de anulare a ecoului, utilizând aceeași memorie fizică.

La ieșirea din pasul de calculare a funcției periodice în punctul D, fig. 7 și 9, se execută un algoritm de control al mașinii de stare, de către mașina de stare 180 (fig.6). Algoritmul de control al mașinii de stare poate fi modelat ca o mașina de stare cu cinci stări, după cum se poate observa în fig. 13. Algorimul de control al mașinii de stare așa cum a fost implementat în mașina de stare 180 poate determina o schimbare a stării cu fiecare eșantion nou.

Starea O, blocul 330, reprezintă starea de liniște, caracterizată prin aceea că nici un abonat nu vorbește. Nici unul dintre cele două filtre de stare sau de anulare a ecoului nu se adaptează în această stare pentru a împiedica divergențele față de canalul ecou. Dacă NEC rămâne în stare O pe durata a 256 eșantioane consecutive, algoritmul de control inițializează rutina de anaRO 114392 Bl liză a zgomotului din fig.9, pentru a coda caracteristicile de frecvență ale zgomotului de fond utilizând analiza LPC.

Dacă vorbitorul de la capătul de departe este singurul care vorbește, NEC intră în starea 1, blocul 332, în care filtrul de stare se adaptează întotdeauna. Filtrul de anulare a ecoului se adaptează dacă ERLE al fiecăruia dintre filtre este peste valoarea de prag de adaptare VT. Rutina de sinteză a zgomotului generează zgomot (utilizând coeficienții LPC obținuți pe perioada ultimului interval de liniște) pentru a înlocui orice ecou rezidual. Ca rezultat, NEC are infinite ERLE în stare 1 deoarece oricât de tare ar fi semnalul de la capătul de departe x(n), ecoul rezidual nu va fi niciodată trimis înapoi către mobil.

Dacă abonatul de la capătul de aproape este singurul care vorbește, NEC intră în starea 2, blocul 334. Aici, mașina de stare blochează adaptarea ambelor filtre și dă la ieșire semnalul e(n). Dacă abonatul de la capătul de aproape se oprește din vorbit, NEC trece în starea 4 (stare de revenire în repaus, cu un timp de revenire de 50 ms în cazul configurației de față, înainte de a trece în starea □ [liniște). Această stare de revenire în repaus este utilă la posibilele pauze din timpul vorbirii de la capătul de aproape. Dacă abonatul de la capătul de departe începe să vorbească, NEC trece în starea 3 (starea de vorbire dublă).

în starea 3, blocul 336, care este starea de vorbire dublă, mașina de stare blochează adaptarea filtrului de anulare a ecoului și scoate la ieșire semnalul e(nj. Dacă pierderea la hibrid este peste 3 dB, algoritmul de control al mașinii de stare permite filtrului de stare să se adapteze pentru a evalua o posibilă modificare în impulsul răspuns al canalului ecou. De exemplu, să presupunem că ambele filtre sunt convergente, abonatul de la capătul de departe este singurul care vorbește, și canalul ecou se modifică brusc. Această situație poate să apară, de exemplu, dacă cineva ridică un telefon astfel încât vorbitorul de la stația mobilă vorbește cu doi oameni ce se află pe partea staționară simultan. în acest caz, ERLE al ambelor filtre ar coborî brusc și NEC ar shifta către starea de convorbire dublă, confundând semnalul ecou cu vorbirea de la capătul de aproape. Cu toate ca ambele filtre ar fi în mod normal blocate în cazul convorbirii duble, în acest caz dacă ambelor filtre nu le este permis să se adapteze, NEC va rămâne în această stare până ce apelul se termină. Totuși NEC utilizează pierderea în hibrid pentru a determina dacă filtrului de stare îi este permis să se adapteze. De îndată ce filtrul se adaptează, ERLE-ul său va crește, așa cum cere noul canal ecou, și NEC va restabili stare 3 (convorbire dublă). După cum este prezentat în diagrama de stare, singurul mod de a ieși din stare 3 (convorbire dublă) este prin intermediul stării 4 (revenire în repaus), în care se intră doar dacă pierderea hibridului este mai mare de 3 dB și ERLE al oricăruia dintre cele două filtre de stare și de anulare a ecoului este peste valoarea minimă de prag MT.

Starea 4, blocul 338, este o stare de revenire în repaus care ține cont de pauzele semnalului vocal de la capătul de aproape. Dacă vorbitorul de la capătul de departe vorbește și cel de la capătul apropiat nu este detectat timp de 1D0 ms, în exemplul de față, NEC trece din starea 4 (stare de revenire în repaus] în starea 1 (vorbire la capătul depărtat). Dacă vorbitorul de la capătul depărtat nu vorbește și cel de la capătul aproapiat nu este detectat timp de 50 ms în exemplul de față, NEC trece din starea 4 (stare de revenire în repaus] în stare □ (liniște). Dacă se detectează vorbire la capătul apropiat, algoritmul de control retumează NEC într-una din stările 2 (vorbire la capătul apropiat] sau 3 (convorbire dublă).

în fig. 14 este prezentată o organigramă detailată a algoritmului de control al mașinii de stare. Algoritmul, conform fig. 14, este executat pentru fiecare eșantion cu o determinare preliminară în care se verifică dacă starea curentă este starea 1 (vorbire la capătul depărtat), blocul 340. Dacă rezultă că starea curentă este starea 1 și că valoa

RO 114392 Bl rea lui Hloss este mai mică de 3 dB, blocul 342, atunci elementul de control permite furnizarea la ieșire a valorii e(n), blocul 344. Acest caz indică situația în care, pentru eșantionul anterior, semnalul vocal de la capătul depărtat a fost prezent, dar pentru eșantionul curent este prezentă convorbirea dublă. în mod similar, dacă starea curentă este determinată a nu fi nici una din stările 1, 2 sau 3, (vorbire la capătul depărtat, vorbire la capătul apropiat și convorbire dublă) respectiv în blocurile 340, 346 și 348, valoarea lui e(n) este permisă la ieșire, blocul 344, cu controlul semnalului de ieșire realizat de către mașina de stare. Se face atunci o determinare a stării în care trebuie să fie NEC pentru procesarea eșantionului următor, cu determinarea stării următoare începând la punctul E din algoritmul de control al mașinii de stare.

Revenind la blocul 340, dacă starea curentă este determinată a fi starea 1 (vorbire la capătul depărtat), și HLOSS este determinat a fi mai mare de 3 dB, blocul 342, filtrului de stare îi este permis să se adapteze, blocul 350. ERLE și ERLE1 sunt atunci comparate cu VT și dacă unul este mai mare decât VT, blocurile 352 și 354, filtrului de anulare a ecoului îi este permis să se adapteze, blocul 356. Dacă ERLE și ERLE1 nu sunt mai mari decât VT în ambele blocuri, filtrul de anulare a ecoului nu se adaptează, în oricare din cazuri se generează un eșantion de zgomot sintetizat, blocul 358, prin elementul de zgomot sintetizat, sub controlul elementului de control, utilizând coeficienții LPC obținuți pe perioada ultimului interval de liniște. Eșantionul de zgomot sintetizat s(n] este furnizat la ieșire, blocul 360, cu controlul ieșirii realizat de către elementul de control. Apoi se face o determinare a stării următoare în care trebuie să fie NEC pentru a procesa eșantionul următor, cu următoarea determinare a stării începând în punctul E.

în punctul E execuția programului intră în subrutina de stare următoare. Dacă valoarea lui DEM(x) nu este mai mare decât sau egală cu valoarea întreagă a lui 2, blocul 362, se face o verificare pentru a determina dacă DEM(e) este mai mic sau egal cu 1, blocul 364. Dacă DEM(e) nu este mai mic sau egal cu 1, atunci mașina de stare trece într-o stare următoare, adică starea 2 (vorbire la capătul de aproape], blocul 366. Oricum, dacă DEM(e) este mai mic sau egal cu 1, atunci mașina de stare trece în starea O (liniște), blocul 368. Dacă se face o tranziție în starea 2 sau în starea O, rutina continuă cu punctul F cu algoritmul de control al mașinii de stare pentru determinarea stării de revenire în repaus.

La intrarea subrutinei stării următoare în punctul E dacă valoarea lui DEM(x) este mai mare decât sau egală cu 2, blocul 262, se verifică dacă valoarea lui DEM(e) este egală cu 3, blocul 370. Dacă nu, următoarea stare este determinată a fi starea 1 (vorbire la capătul de depate), blocul 372, și rutina continuă în punctul F cu algoritmul de control al mașinii de stare pentru determinarea stării de revenire în repaus. Dacă în blocul 370 valoarea lui DEM(e) este determinată a fi egală cu 3, atunci se face o verificarea pentru a determina dacă fiecare dintre Hloss, ERLE sau ERLE1 este mai mic decât 3dB, blocurile 374, 376 și 378. Dacă în blocurile 374, 376 și 378, oricare dintre valori este mai mică de 3 dB, următoarea stare este determinată a fi starea 3 (convorbire dublă), blocul 380. Oricum, dacă în blocurile 374, 376 și 378, fiecare valoare este mai mare decât sau egală cu 3 dB, următoarea stare este determinată a fi 1 (vorbire la capătul de departe), blocul 372. Din blocurile 372 și 380, ca și până acum, rutina continuă în punctul F cu algoritmul de control al mașinii de stare pentru determinarea stării de revenire în repaus.

întorcându-ne înapoi la blocul 346, unde intrarea în acest bloc este realizată dacă starea curentă este determinată a nu fi starea 1 (vorbirea la capătul de departe], în blocul 340, se face verificarea dacă starea curentă este starea 2 (vorbire la capătul de aproape). Dacă starea curentă este starea 2, atunci valoarea lui e(n) este furnizată la ieșire, blocul 382. Se face atunci o determinare a stării următoare determinând mai întâi dacă DEM(x) este egal cu 3, blocul 384, și dacă este așa, următoarea stare

RO 114392 Bl este setată starea 3 (convorbire dublă), blocul 386. Dacă DEM(x) nu este egal cu 3 se face o determinare pentru a verifica dacă DEM(e) este mai mare decât sau egal cu 2, blocul 388.

Dacă în blocul 388, DEM(e) este determinat ca fiind mai mare decât sau egal cu 2, următoarea stare este setată să rămână starea curentă, starea 2 (vorbire la capătul de aproape), blocul 390. Dacă în blocul 388, DEM(e) determinat nu este mai mare decât sau egal cu 2, se face o determinare pentru a vedea dacă DEM(x) este mai mic decât sau egal cu 1, blocul 392. Dacă în blocul 392, DEM(x) este determinat ca nefiind mai mic decât sau egal cu 1, atunci următoarea stare este setată a fi starea 3 (convorbire dublă), blocul 386. în cazul în care în blocul 382, DEM(x) este determinat a fi mai mic decât sau egal cu 1, atunci următoarea stare este setată a fi starea 4 (starea de revenire în repaus), blocul 394. în mod adițional în blocul 394, în elementul de control, este setat un contor intern, Hcounter (nu este arătat) la o valoare Hcount de 40D. Din blocurile 386, 390 și 394 rutina continuă în punctul F, cu algoritmul de control al mașinii de stare pentru determinarea stării de repaus.

întorcându-ne înapoi la blocul 346, dacă rezultatul determinării este acela că starea curentă nu este starea 2 (vorbire la capătul de aproape], se face o determinare în blocul 348 pentru a se verifica dacă starea curentă nu este cumva starea 3 (convorbire dublă). Dacă starea curentă este starea 3, atunci valoarea lui e(n] este furnizată la ieșire, blocul 396. Se face atunci o determinare cu privire la starea următoare, mai întâi determinând dacă DEM(x) este egal cu 3, blocul 398, și dacă nu este, rutina continuă către blocul 388 pentru determinarea stării așa cum se discutat anterior. Dacă DEM(x) este egal cu 3 se face o determinare pentru a vedea dacă Hloss este mai mare de 3 dB, blocul 400. Dacă în blocul 400 Hloss nu este mai mare decât 3 dB, starea următoare este setată starea 3 (convorbire dublă), blocul 386 .Dacă Hloss este mai mare decât 3 dB, filtrului de stare ii este permis să se adapteze, blocul 402.

După ce filtrului de stare îi este permis să se adapteze, se face o determinare pentru a verifica dacă ERLE este mai mare decât MT, blocul 404, și dacă nu, se face o determinare pentru a verifica dacă ERLE1 este mai mare decât MT, blocul 406. Dacă oricare dintre ERLE sau ERLE1 este mai mare decât MT, atunci următoarea stare este setată a fi starea 4 (stare de revenire în repaus), blocul 408. Dacă ERLE1 nu este mai mare decât MT, următoarea stare este setată a fi starea 3 (convorbire dublă), blocul 386. Dacă starea următoare este setată a fi starea 4 în blocul 408, Hcount este setat la valoarea 800. Din blocurile 386 și 408 rutina continuă în punctul F cu algoritmul de control al mașinii de stare pentru determinarea stării de revenire în repaus.

Rutina stării de revenire în repaus asigură că apare o întârziere între tranziția de îa starea de semnal vocal de la capătul de aproape sau starea de convorbire dublă, la o stare de semnal vocal de la capătul de departe sau starea de liniște. Odată ce rutina de determinare a stării de revenire în repaus a intrat la punctul F, se face o determinare pentru a vedea dacă starea curentă este starea 4 (starea de revenire în repaus), blocul 410. în cazul în care starea curentă nu este starea 4, rutina algoritmului mașinii de stare se termină, întorcându-se la punctul A din fig.7.

Dacă în blocul 410 starea curentă determinată este starea 4, se face o determinare pentru a vedea dacă starea următoare a fost setată la o stare mai mică decât starea 2, adică starea 1, (vorbirea la capătul de departe) sau starea O (starea de liniște), blocul 412. Dacă starea următoare determinată în blocul 412 nu este starea □ sau starea 1, subrutina algoritmului de control al mașinii de stare se termină cu întoarcere la punctul A din fig.7. în cazul în care starea următoare este determinată a fi starea O sau starea 1, valoarea lui Hcount este decrementată, blocul 414, făcându-se atunci o determinare dacă Hcount este egal cu zero, blocul 416. Dacă Hcount este determinat a fi egal cu □, atunci subrutina algoritmului de control al mașinii de stare se

RO 114392 Bl termină cu întoarcere la punctul A din fig.7. Dacă Hcount nu este egal cu □ atunci următoarea stare este setată a fi starea 4, blocul 418, și subrutina algoritmului de control al mașinii de stare se termină cu întoarcere la punctul A al fig.7.

Trebuie să se înțeleagă că mulți dintre parametri discutați, cu referire la exemplul de configurație dat, pot fi modificați în scopul prezentării invenției de față. De exemplu, întârzierea la revenire în stare de repaus poate fi modificată așa cum pot fi și ați parametri, ca valorile de prag, numărul nivelelor valorilor de prag, sau mărimile pașilor filtrului.

Descrierea exemplului de configurație făcută anterior permite oricărei persoane ce lucrează în domeniu să facă sau să folosească prezenta invenție. Diferite posibile modificări ale acestor configurații vor fi evidente, pentru persoane de specialitate în domeniu, și principiile generice definite aici pot fi aplicate și altor configurații fără utilizarea unor capacități inventive. Astfel, invenția de față nu este limitată la configurațiile prezentate aici, ci poate fi pusă de acord cu o arie mai largă de configurații ce corespund cu principiile și caracteristicile noi discutate aici.

Claims (11)

1. Revendicări

   1. Dispozitiv pentru anularea ecoului în rețea (140) care anulează un semnal al canalului de ecou (y(n)] într-un semnal al canalului de întoarcere [r(nj], caracterizat prin aceea că conține:

   - un prim filtru (158) având o primă intrare, la care se aplică semnalul de convorbire de la capătul îndepărtat [x(nj] și o a doua intrare, pe care se aplică un semnal de control al primului filtru, de la o unitate de control (152), acest prim filtru (158) generând coeficienții primului filtru și un prim semnal de estimare a ecoului (yl(nî) și actualizând coeficienții primului filtru, în funcție de semnalul de control al primului filtru de la unitatea de control (152);

   - un prim sumator (150) având o primă intrare, cuplată la numitul prim filtru (158), la care se aplică numitul prim semnal de estimare a ecoului [yi(nj], și o a doua intrare, la care se aplică semnalul canalului de întoarcere MnJ], numitul prim sumator (150) scăzând primul semnal de estimare a ecoului [yi(nj] din numitul semnal al canalului de întoarcere [r(nj] pentru a genera un prim semnal de ecou rezidual (e1(n)];

   - un al doilea filtru (160) având o primă intrare, la care se aplică numitul semnal de convorbire de la capătul îndepărtat MnJ] și o a doua intrare, la care se aplică un semnal de control al celui de al doilea filtru, de la numita unitate de control (152), cel de al doilea filtru (160) generând coeficienții săi de filtrare și un al doilea semnal de estimare a ecoului MnJ] actualizând numții coeficienți de filtrare în funcție de semnalul de control al celui de al doilea filtru furnizat de unitatea de control (152);

   - un al doilea sumator (148) având o primă intrare, cuplată la numitul al doilea filtru (160), care primește al doilea semnal de estimare a ecoului MnJ] și o a doua intrare care primește numitul semnal al canalului de întoarcere [r(nj], numitul al doilea sumator (148) scăzând al doilea semnal de estimare a ecoului [y(nj] din numitul semnal al canalului de întoarcere [r(nj], pentru a genera un al doilea semnal de ecou rezidual [etnj], numita unitate de control (152) având o primă intrare care primește numitul semnal de convorbire de la capătul îndepărtat [x(nj], o a doua intrare care primește numitul semnal al canalului de întoarcere MnJ], o a treia intrare cuplată la primul sumator (150) care primește primul semnal de ecou rezidual [e1(nj] și o a patra intrare cuplată la al doilea sumator (148) care primește al doilea semnal de ecou rezidual [e(nj], unitatea de control (152) având o primă ieșire care furnizează un prim semnal de control numitului prim filtru (158) și o a doua ieșire care furnizează un al doilea semnal de control celui de al doilea filtru (160), primul și al doilea semnal de control fiind generate pe baza stărilor de control ale unității de control (152).
2. 2. Dispozitiv conform revendicării 1, caracterizat prin aceea că, unitatea de control (152) conține o mașină de stări (180) având numitele prima, a doua, a treia

   RO 114392 Bl și a patra intrare care primesc semnalele de intrare (x(n), r(n), elin), e(n)], și având numitele prima și a doua ieșire care furnizează primul și al doilea semnal de control, mașina de stare [180] determinând stările de control, în funcție de numitele semnale de intrare [x(n), r(n), e1(n), e1(n), e(n)], și o unitate de prag de adaptare variabil [186], cuplată cu mașina de stări (180), care determină o valoare de prag, numita valoare de prag fiind furnizată mașinii de stări (180), mașina de stări (180) determinând stările de control în funcție de numita valoare de prag.
3. 3. Dispozitiv conform revendicării 2, caracterizat prin aceea că, numita mașină de stări (180) determină o stare de convorbire de la capătul îndepărtat, când numitul semnal de convorbire de la capătul îndepărtat [x(n)] este mai mare decât un prim nivel prestabilit, mașina de stări (180) generând numitele primul și al doilea semnal de control când un prim raport de energii depășește un prag de adaptare variabil (VT), sau când un al doilea raport de energii depășește numitul prag de adaptare variabil (VT).
4. 4. Dispozitiv conform revendicării 3, caracterizat prin aceea că, numitul prim raport de energii este raportul între numitul prim semnal de ecou rezidual (el(nj) și numitul semnal al canalului de întoarcere Mn)[, iar numitul al doilea raport este raportul între numitul al doilea semnal de ecou rezidual [e(nj] și numitul semnal al canalului de întoarcere MnJ]
5. 5. Dispozitiv, conform revendicării 3, caracterizat prin aceea că, pragul de adaptare variabil (VT) este determinat, în numita stare de convorbire de la capătul îndepărtat, prin setarea numitului prim raport de energii la valoarea mai mare dintre o primă valoare de prag și cea a diferenței între numitul al doilea raport de energii și o primă valoare fixă prestabilită, dacă numitul al doilea raport de energii este mai mare decât suma numitei prime valoari de prag și a numitei primă valoare fixă prestabilită, în caz contrar, setarea numitul prag de adaptare variabil (VT) făcându-se la o a doua valoare fixă, prestabilită, când numitul al doilea raport de energii este mai mic decât diferența între numita a doua valoare fixă prestabilită și o a treia valoare fixă prestabilită.
6. 6. Dispozitiv conform revendicării 2, caracterizat prin aceea că, o stare de la capătul apropiat este determinată de către mașina de stări (180), când energia numitului al doilea semnal de ecou rezidual [e(nj] depășește un al doilea nivel prestabilit de energie, în care numitele primul și al doilea semnal de control sunt inhibate.
7. 7. Dispozitiv conform revendicării 2, caracterizat prin aceea că, o stare de convorbire dublă este determinată de mașina de stări (180), când numitul semnal de convorbire de la capătul îndepărtat [x(n)] depășește un prim nivel de energie prestabilit și numitul semnal de ecou rezidual [e(n]] depășește un al doilea nivel de energie prestabilit, în care numitul prim semnal de control este generat dacă un raport între energia numitului semnal de convorbire de la capătul îndepărtat MnJ] și energia numitului semnal al canalului de întoarcere MnJ] este mai mare decât o valoare prestabilită a pierderilor la hibrid.
8. 8. Dispozitiv conform revendicărilor 2, caracterizat prin aceea că, într-o variantă preferată, mai conține:

   - un bloc de analiză a zgomotului (166) care furnizează un semnal unui bloc de sinteză a zgomotului (168); numitul bloc de sinteză a zgomotului primind semnalul de ieșire al blocului de analiză a zgomotului și generând un semnal de zgomot (s(n)] care înlocuiește numitul al doilea semnal de ecou rezidual [e(n)J; și un comutator (164) care furnizează numitul semnal de zgomot [s(n]] la ieșirea dispozitivului de anulare a ecoului (140), în funcție de un al treilea semnal de control de la mașina de stări (180)
9. 9. Dispozitiv conform revendicării 8, caracterizat prin aceea că, mașina de stări (180) generează numitul al treilea semnal de control, când raportul energiei numitului semnal de la capătul îndepărtat [xfnj] și energiei numitului semnal al canalului de întoarcere MnJ] este mai mare decât un prim nivel prestabilit.
10. 10. Dispozitiv conform revendicării 8, caracterizat prin aceea că, ieșirea numitului bloc de analiză a zgomotului (166) conține o analiză linear predictivă de cod a numitului al doilea semnal de ecou rezidual [e(nj],

    RO 114392 Bl când mașina de stări (180) determină starea de la capătul îndepărtat.
11. 11. Dispozitiv conform revendicării 2, caracterizat prin aceea că, numita mașina de stări (180) determină o stare de liniște, 5 dacă energia numitului semnal de convorbire de la capătul îndepărtat (x(n)] este mai mică decât un prim nivel de energie prestabilit și energia semnalului canalului de întoarcere MnJ] este mai mică decât un al doilea nivel de energie prestabilit, când numitele primul și al doilea semnal de control sunt inhibate.