JP4446125B2 - １個のトランスデューサを有する双方向通信装置及びその方法 - Google Patents

Description

本発明はユーザの声によって引き起こされる鼓膜の振動を用いる双方向通信装置に係り、さらに特には、音声の受信と送信両方に１個のトランスデューサを用いる双方向通信装置とその方法に関する。本通信装置はまた高水準のエコーキャンセラ（ＥＣ）及び高水準の音声交換装置（ＶＯＸ）としての機能も果たす。

一般的に知られている双方向音声通信に使用される装置はマイクロホンとイヤホンを備える。マイクロホンとイヤホンはヘッドセットとして統合され、ユーザに“ハンズフリー”操作を可能にする。こうしたヘッドセットの問題点の一つはマイクロホンがユーザの周辺の物音をも拾い上げることである。

別の方法として、ユーザの声は口ではなくユーザの外耳道内の骨伝導を通して拾い上げられる。これによってユーザは“マウスフリー”操作が可能となる（すなわちユーザは自身の口の周辺を自由にしておける）。骨伝導を通して受取った音声信号はある程度周辺の物音を抑制するが、しかしながら、骨伝導経由で検知された音声信号の音質は一般的には悪い。

２個のトランスデューサを使用するヘッドセットも提案されている。第１のトランスデューサはマイクロホンとして用いられ、第２のトランスデューサはイヤホンとして用いられる。二つのトランスデューサはユーザの右と左の耳に挿入される。マイクロホントランスデューサはユーザの鼓膜の膜振動を経由してユーザの音声を検知する。この２個のトランスデューサシステムでは、ユーザの周囲の物音は自然に抑制され、マイクロホンにより良い音質を供給することが可能となる。

１個のトランスデューサヘッドセットの使用も進歩した。そのアイデアは１個のトランスデューサ素子を音声の送信と受信の両方に使用することである。この方法では必要とされるイヤプラグはただ一つである。ユーザのもう一方の耳はイヤホンを必要としないのでユーザは自身の周囲の物音や音声もまた聞くことができる。

こうした装置にとってエコーキャンセル（ＥＣ）機能を有することは重要である。エコーキャンセルによって受信信号が音声送信信号上に重畳されるのを防げる。ある場合にはヘッドセットはまた音声交換装置（ＶＯＸ）を備える。ＶＯＸは送信及び／または受信信号の有無に従って音声送信モードと受信モードを切り替える。

特許文献１ではエコーキャンセルと音声交換装置を備えた、全面的にアナログ回路を活用した送受信回路を開示している。この開示におけるブリッジ回路は、内蔵された１個のトランスデューサを増幅器・比較器回路と結合する。
しかしながらこうしたアナログ型回路を用いて信頼できかつ満足できるＥＣ及びＶＯＸの性能を達成するのは困難でありかつ高価でもある。こうした問題点故に前述の１個のトランスデューサ送受信回路は今のところ実用化されていない。
特開２００１−０６０８９５号公報

ＥＣ回路を設計するとき、トランスデューサの実際のインピーダンス特性をシミュレートすることが必要である。すなわちＥＣ回路と実際のトランスデューサとの平衡を保つため、特定のユーザの外耳道に挿入された時のトランスデューサの特性をシミュレートしなければならない。しかしながらトランスデューサの誘導特性のためこのインピーダンスをシミュレートするのは困難である。さらに、トランスデューサの実際のインピーダンスは時間とともに変化し、また個々のユーザ次第でかつ周囲の環境次第で変化する。

通常のアナログシミュレーション回路はコンデンサ（Ｃｓ）と抵抗（Ｒｓ）から成る。アナログ回路は二つの可変素子を調整することにより単一の特定周波数でほぼ平衡を保つことができる。すべての周波数帯域で平衡を達成するのは不可能である。もしインダクタンス素子がアナログシミュレーション回路に加えられるなら、理論上はすべての周波数帯域で平衡を達成するのは可能かもしれない。しかしながらインダクタンス素子の使用によって大型化し高価となる。またインダクタンス素子を変化するトランスデューサ特性に合せるよう調整するのも非常に困難である。こうした理由のためアナログインダクタ回路をヘッドセット用途に使用するのは非現実的となる。

半二重双方向通信の場合、ＶＯＸは必須である。ＶＯＸは受信及び送信音声信号を監視し、次いで数ミリ秒内に送信モードを選択するか受信モードを選択するかを決定しなければならない。
会話の最中では、受信され送信される音声信号は絶えず大きさが変化し、また断続的に切断される時がある。それゆえ、受信モードに切り替えるか送信モードに切り替えるか決定が下される時点まで継続的に音声データを蓄積し処理することが必要である。この決定プロセスは難しく、アナログ回路を使用する時は特に難しい。

前記課題を解決するためになされた本発明の請求項１による双方向通信装置は、
トランスデューサを含むブリッジ回路を備えるアナログ信号処理部（ＡＳＰ）と、外部らの受信信号を受信し変換して前記ＡＳＰの受信信号として送信し、前記ＡＳＰからの送信信号を受信し変換して外部への送信信号として送信するデジタル信号処理部（ＤＳＰＵ）からなり、前記ＡＳＰのブリッジ回路は、少なくとも前記ＤＳＰＵからの前記ＡＳＰの受信信号が接続された第１の節点と、前記ＡＳＰからの送信信号を前記デジタル信号処理部へ出力する第２の節点を備え、
前記ＡＳＰは、前記ＡＳＰの受信信号を受信し、少なくとも特定の周波数における受信信号エコーを除去した送信信号を出力し、前記ＤＳＰＵは、前記ＡＳＰの動作特性を測定し、前記ＡＳＰからの送信信号における受信信号エコーのうち前記ＡＳＰで除去されなかった部分を除去するために、前記測定された動作特性を使用するエコーキャンセラ（ＥＣ）と、前記外部からの受信信号と前記外部への送信信号の減衰を制御する音声交換装置（ＶＯＸ）を含むことを特徴とする。

好ましくは、請求項７に係り、前記デジタル信号処理部（ＤＳＰＵ）の音声交換装置（ＶＯＸ）が、前記外部からの受信信号と、前記アナログ信号処理部に由来する前記ＥＣの出力（送信信号）の電力値を各々予め定められた値域に収めるように制御する、自動増幅率制御装置（ＡＧＣ）であることを特徴とする。

好ましくは、請求項１０に係り、前記エコーキャンセラ（ＥＣ）が、フィルタと、前記アナログ信号処理部（ＡＳＰ）の受信信号を発生する第１のＤ／Ａ変換器と、前記第１のＤ／Ａ変換器の入力と前記フィルタの入力の両方に接続された出力を有する第１の緩衝器と、前記ＡＳＰからの送信信号が入力される第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力に接続された入力を有する第２の緩衝器と、ここで、前記フィルタが、前記第１のＤ／Ａ変換器の入力から出発し、前記アナログ信号処理部を通過し、前記第２のＡ／Ｄ変換器を通過し、前記第２の緩衝器の出力で終わる信号経路にわたる伝達特性をシミュレートするよう構成され、前記第２の緩衝器の出力から前記フィルタの出力を減じるように構成された加算器と、を含むことを特徴とする。
また好ましくは、請求項２０に係り、前記エコーキャンセラ（ＥＣ）は、第１、第２のフィルタと、前記アナログ信号処理部（ＡＳＰ）の各々、前記第１、第３の増幅器の入力信号を発生する第１、第３のＤ／Ａ変換器と、前記第１のＤ／Ａ変換器の入力と前記第１のフィルタの入力の両方に接続された出力を有する第１の緩衝器と、前記ＡＳＰの第２の差動増幅器の出力信号が入力される第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力に接続された入力を有する第２の緩衝器と、前記第２の緩衝器の出力から前記第１のフィルタの出力を減じるように構成された加算器と、を含むことを特徴とする。

好ましくは、請求項２８に係り、前記デジタル信号処理部の音声交換装置（ＶＯＸ）は、前記外部からの受信信号と前記外部への送信信号の電力値に応じて受信モードと送信モードを選択的に切り替えるように制御することを特徴とする。

好ましくは、前記トランスデューサは、音波によって引き起こされる鼓膜の振動を検知するように構成され、また鼓膜に音波を送信するように構成された圧電トランスデューサであって、イヤプラグの形状のハウジングに収容され、さらに前記デジタル信号処理部のエコーキャンセラは、鼓膜及び鼓膜に付随する外耳道の音響特性を可変モデル化するように構成される、ことを特徴とする。

本発明によれば、受信信号と送信信号が１個のトランスデューサで重畳されているにも拘らず、全周波数帯域にわたってエコーを実質的に抑制するすぐれたエコーキャンセル（ＥＣ）機能と、会話中の不自然な切断やエコーを防ぎ会話音声の自然な切換を与える、すぐれた音声交換（ＶＯＸ）機能を有する双方向通信装置が得られる。
本発明による双方向通信装置は小型かつ経済的で多くの有益な特徴を有する。
例えば、非常に騒がしい状況及び／または強い風雨のような悪条件の環境においてすら、音声信号が明瞭に送信受信され得る。
また、この双方向通信装置はユーザの一方の耳のみを使用するので、ユーザは自由に自分の手、口、他方の耳を使用できる。それゆえユーザがこの装置を使用している時ですら、ユーザは近くの人たちと話を聞いたり話したりできるし、自分のまわりで発される周囲の物音を聞くことができる。従ってこの双方向通信装置は例えば車両や機械の運転と関連する複雑で危険な仕事に最も適する。

以下、本発明の様々な実施形態を、図を参照して説明する。

図１は第１の実施例にもとづく全二重双方向通信装置１０を示すブロック図である。装置１０は圧電トランスデューサ（またはコイルＬ）を有するアナログ信号処理部（以下、ＡＳＰという）１０５及びデジタル信号処理部（以下、ＤＳＰＵという）１１０を備える。ＤＳＰＵ１１０は第１のＤ／Ａ変換器Ｄ／Ａ１、第１のＡ／Ｄ変換器Ａ／Ｄ１、第２のＡ／Ｄ変換器Ａ／Ｄ２、ＭＰＵ、第２のＤ／Ａ変換器Ｄ／Ａ２を備える。
ＭＰＵは各単一のＤＳＰ及び／またはＣＰＵ、あるいは複数のＤＳＰ及びＣＰＵで具体化される。
便宜上、そしてこれからの詳細な説明において、種々の実施例の記述に見られるアナログからデジタルへの変換器は単に変換器Ａ／Ｄ１、変換器Ａ／Ｄ２、等と呼称する。ここで“Ａ／Ｄ”に付属する番号は同じ実施例に見られる変換器を区別する。同様に種々の実施例の記述に見られるデジタルからアナログへの変換器は変換器Ｄ／Ａ１、変換器Ｄ／Ａ２、等と呼称する。この表記法を使用することで記述される変換器のタイプと変換器の特定が明白になる。

図１に戻るとＡＳＰ１０５の圧電トランスデューサ（Ｌ）はユーザの外耳道に挿入され受信信号Ｒｘに対応する電圧を振動（音波）に変換するよう機能する。トランスデューサＬはまた外耳道から受信した振動（音波）を送信信号Ｔｘに対応する起電力に変換するよう機能する。圧電トランスデューサＬは電気的には誘導性素子に等価であり、それゆえ本開示を通してコイルＬで表される。
コイルＬから外耳道に向けて伸びた矢印はコイルＬに印加された電圧に対応する振動（音波）を示す。反対方向に伸びた別の矢印は、コイルＬ内で対応する起電力を生成する、ユーザの音声によって生じた鼓膜の空気振動を表す。
受信端子において受信信号Ｒｘは変換器Ａ／Ｄ１、ＶＯＸ１２５、エコーキャンセラ（ＥＣ）１２０、そして変換器Ｄ／Ａ１の順で順次処理され、次いで受信信号入力としてＡＳＰ１０５に送られる。ＡＳＰ１０５からの送信信号出力は変換器Ａ／Ｄ２、ＥＣ１２０、ＶＯＸ１２５、変換器Ｄ／Ａ２と順次処理され、送信信号Ｔｘとして送信端子に出力される。

ＶＯＸ１２５は第１と第２のアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２、第１と第２のローパスフィルタＬＰＦ１及びＬＰＦ２、電力制御装置を備える。電力制御装置は第１と第２のアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２の増幅率を制御するため受信信号Ｒｘ及び送信信号Ｔｘの電力を測定する。これは第１と第２のアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２の出力をあらかじめ定められた値域に収めるためになされる。
なお下記の図２、図３、図４、図５、図６に示されるＶＯＸ２２５、３２５、４２５、５２５、６２５はそれぞれＶＯＸ１２５と同じ構成要素を有し、それ故これらのＶＯＸについての記述は繰り返さない。

本発明の別の実施例において、ＶＯＸ１２５は、図１に示したのと同じ構成要素を持っているが、自動増幅率制御装置（ＡＧＣ）と呼ばれる場合がある。

受信端子と送信端子は圧電トランスデューサＬを経由してお互いに結合する。通常動作において、受信信号Ｒｘの一部が原送信信号Ｔｘに重畳される、いわゆるエコーが発生する。エコーキャンセル技術を用いてこのエコーを抑制する必要がある。この実施例においてＡＳＰ１０５は第１のエコー制御機能を担い、一方エコーキャンセラ１２０は第２のエコー制御機能を担う。

ＡＳＰ１０５は圧電トランスデューサＬ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、コンデンサＣ１、Ｃ２から構成されるブリッジ回路１１５を備える。
ブリッジ回路１１５の第１の枝路は圧電トランスデューサＬを備える。第２及び第４の枝路は第１の枝路に隣接し、第２と第４の抵抗Ｒ２及びＲ４をそれぞれ備える。第１と第４の枝路の接続点はアースされている。
変換器Ｄ／Ａ１の出力は第１の増幅器ＡＭＰ１を経由し受信信号入力としてブリッジ回路１１５の第２及び第３枝路間の接続点に送られる。第１と第２枝路間の接続点と第３と第４枝路間の接続点の間の電位差が第２の増幅器ＡＭＰ２に印加される。ＡＭＰ２の出力はＡＳＰ１０５の送信信号出力として変換器Ａ／Ｄ２に渡される。

ブリッジ回路１１５の第１枝路は圧電トランスデューサＬと、これに並列接続された、直列接続された第１の抵抗Ｒ１及び第１のコンデンサＣ１と、からなる。ブリッジ回路１１５の第３の枝路は第１枝路の反対側に位置し、並列接続された第３の抵抗Ｒ３及び第２のコンデンサＣ２からなる。
抵抗Ｒ１及びＲ３の値は可変で、少なくとも単一の特定周波数に関するＬの特定の値（すなわちトランスデューサが特定のユーザの右または左の外耳道に挿入された時のＬの値）に位相と増幅率の両方が平衡するよう制御される。

受信信号入力の重畳は増幅器ＡＭＰ２の差動入力をブリッジ回路１１５の対向する接続点に接続することで防止される（エコーキャンセル）。結果的にトランスデューサＬ上の起電力のみが差動入力として現れる。例えば６００Ｈｚが特定の周波数として選択されたとする。ブリッジ回路１１５を使用するだけでは、受信信号の漏洩（すなわちエコー）は、選択された特定の周波数（６００Ｈｚ）の両側の他の全ての可聴周波数に関し、必ずしも防止されないかもしれない。

ＥＣ１２０が正常動作している時、第１と第２のスイッチＳＷ１とＳＷ２は両方ともスイッチの“ｒ”側に接続される。正常動作中は、受信信号は第１の緩衝器ＢＵＦ１を経由してＥＣ１２０からの出力となり、一方出力信号は第２の緩衝器ＢＵＦ２を経由して変換器Ａ／Ｄ２からの出力となる。フィルタＦＩＬは変換機Ｄ／Ａ１からＡＳＰ１０５を経由して緩衝器ＢＵＦ２に向かう送信特性をシミュレートするため備えられる。

受信信号入力は変換器Ｄ／Ａ１に送られると同時にフィルタＦＩＬで処理される。フィルタＦＩＬから得られた出力は加算器ＡＤＤによって送信信号入力から減じられ、その得られた結果は送信信号出力としてＶＯＸ１２５へ送られる。
ＥＣ１２０は全音声周波数帯域にわたってＡＳＰ１０５のシミュレーションを行うことができる。このようにして、ＡＳＰ１０５からの送信信号のうち、受信信号の漏洩（エコー）に起因する部分はフィルタＦＩＬの出力と等しくなる。従って減算により、加算器ＡＤＤからの出力は受信信号要素を（実質的に）含んでおらず、エコーキャンセルの改善をもたらすことを意味する。

ＥＣ１２０においてフィルタＦＩＬのパラメータｋは、あらかじめ組み込まれたプログラム（図示せず）により自動的に設定される。ｋの（種類の）最大値はフィルタのタップ数、例えば２５６に等しい。パラメータｋは圧電トランスデューサＬが例えば外耳道のような対象に付着された後ただちに設定される。他の方法としてパラメータｋはトランスデューサＬが外耳道に付着される時、定期的に設定される。別の実施例ではパラメータｋは受信信号及び／または送信信号が生成されるたびに設定される。

トランスデューサＬの電気的特性は双方向通信装置の側から見ると、特定の外耳道の構造と環境によって少しずつ異なり、かつ変化する。言い換えれば電気的特性は交信中に外耳道の温度と湿度によって変化する場合がある。

ＥＣ１２０の測定（テスト）動作中にフィルタＦＩＬのパラメータｋを設定する場合、スイッチＳＷ１及びＳＷ２はｍ端子に接続され、テスト信号発生器がテスト信号を生成する。テスト信号は以下のオーディオ信号： インパルス、会話中に生じる実際の音声、自然な音声、受信音、楽音、拡散コード信号、あるいはトーン掃引信号のいずれかを表すデジタル信号である。

このようにして、ＶＯＸ１２５の受信信号に代わってテスト信号発生器によって生成されたテスト信号は緩衝器ＢＵＦ１を経由して変換器Ｄ／Ａ１に送信される。変換器Ａ／Ｄ２から得られた結果とテスト信号は両方とも緩衝器ＢＵＦ１及びＢＵＦ２をそれぞれ経由してｋ−計算機へ供給される。ｋ−計算機は次いであらかじめ定められた計算方法に従いフィルタＦＩＬで使用されるパラメータｋを生成する。

スイッチＳＷ２の“ｍ”側はアースされ、ＶＯＸ１２５への送信信号入力もまたアースされる。それゆえパラメータｋの計算中には、加算器ＡＤＤの出力は送信信号Ｔｘへのノイズとして漏洩しない。

もしテスト信号発生器からの選択されたテスト信号出力がインパルスならば、あらかじめ定められた計算プロセスは全周波数帯域を平等に扱い、計算は比較的単純である。しかしながら、もしある特定の周波数特性を要求すれば、別のテスト信号、例えば実際の音声信号を使用することでより望ましいエコーキャンセルが達成されるように、対応するパラメータｋの計算プロセスが実行される。

そうした計算においては音声の最大周波数の周期に対応する期間より短い時間で離散高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のような複雑な計算を実行する必要がある。本発明は技術の進歩を十分に活用しており、それゆえ最新のＭＰＵは前述の計算を実行できる。そのようなＭＰＵの電力消費量は十分に低く、それゆえ本発明の全実施例がイヤプラグ（イヤホン）のハウジング内に収蔵できる。

ＶＯＸ１２５は変換器Ａ／Ｄ１からの出力である受信信号を第１のローパスフィルタＬＰＦ１で受信し、ＥＣ１２０からの出力である送信信号をＬＰＦ２で受信する。ＶＯＸ１２５は、第１と第２のアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２それぞれを通じて、受信信号ＲｘをＥＣへ送信し、送信信号Ｔｘを変換器Ｄ／Ａ２へ送信する。ＶＯＸ１２５は電力制御装置を使用して受信信号Ｒｘ及び送信信号Ｔｘの電力を測定する。電力制御装置はアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２からの電力出力があらかじめ定められた電力値に合致するようにアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２の増幅率を制御する。

図２は第２の実施例に基づく全二重双方向通信装置２０を示すブロック図である。以下の考察では図１と異なる図２の部分が強調されるが、一方図１と同じ部分は図１について前述したのと同様の方法で機能するのでこの部分についてはあまり言及しない。すなわち図２のＡＳＰ２０５とＥＣ２２０が図１のＡＳＰ１０５及びＥＣ１２０と異なるので、この部分が強調される。

ＡＳＰ２０５において変換器Ｄ／Ａ１の出力は増幅器ＡＭＰ１を経由して受信信号入力として抵抗Ｒ１の一端に送られる。圧電トランスデューサＬの一端は抵抗Ｒ１の他の一端に接続され、一方圧電トランスデューサＬの他の一端はアースされる。
圧電トランスデューサＬと抵抗Ｒ１の接続点は第２の増幅器ＡＭＰ２の正（＋）の差動入力端子に接続され、一方第３の変換器Ｄ／Ａ３の出力は第３の増幅器ＡＭＰ３と負荷回路を経由して増幅器ＡＭＰ２の負（−）の入力端子に接続される。増幅器ＡＭＰ２の出力はＡＳＰ２０５の送信信号出力として変換器Ａ／Ｄ２へ送られる。

ＡＳＰ２０５の負荷回路は抵抗Ｒ２及びＲ３の直列回路を含む。抵抗Ｒ２の一端は増幅器ＡＭＰ３の出力に接続され、抵抗Ｒ３の一端はアースされ、抵抗Ｒ２とＲ３接続点は増幅器ＡＭＰ２の負（−）の入力端子に接続される。好ましくはＲ２とＲ１が等しくなるようにかつＲ３が圧電トランスデューサＬの代表的なインピーダンスに等しくなるように抵抗の値が設定される。例えばＲ３＝２π＊ｆ０＊Ｌ；ここでｆ０＝６００Ｈｚであり、Ｌはヘンリーで表したインダクタンスである。

図２に示すようにＥＣ２２０は第１から第５のスイッチＳＷ１〜ＳＷ５を含み、ＥＣ２２０が正常動作の場合、これらのスイッチ全部は“ｒ”側に接続されている。例えばそれは回路がオーディオ（音声）信号を送受信するために使用される時である。

ＥＣ２２０はさらに第１と第２のフィルタＦＩＬ１およびＦＩＬ２を含む。
ＥＣ２２０はＶＯＸ２２５のアッテネータＡＴＴ１からの出力である受信信号を受信する。受信信号はその後緩衝器ＢＵＦ１によって緩衝され変換器Ｄ／Ａ１に送られる。ＥＣ２２０はまた緩衝された受信信号を第２のフィルタＦＩＬ２を通して変換器Ｄ／Ａ３へ、かつ第１のフィルタＦＩＬ１を通して加算器ＡＤＤへ送る。
第２の緩衝器ＢＵＦ２においてＥＣ２２０は変換器Ａ／Ｄ２からの出力である送信信号を受信する。第１のフィルタＦＩＬ１の出力が加算器ＡＤＤにおいて、緩衝された送信信号から減じられ、その差がＥＣ２２０からの送信信号出力としてＶＯＸ２２５に出力される。

第２のフィルタＦＩＬ２は、緩衝器ＢＵＦ１の出力節点からフィルタＦＩＬ２を通り変換器Ｄ／Ａ３、増幅器ＡＭＰ３、負荷回路（抵抗Ｒ２及びＲ３）、増幅器ＡＭＰ２（負（−）の入力端子を経由）、及び変換器Ａ／Ｄ２を通って緩衝器ＢＵＦ２の出力節点に到るまでの伝達特性が、緩衝器ＢＵＦ１の出力節点から変換器Ｄ／Ａ１を通り、増幅器ＡＭＰ１、抵抗Ｒ１、増幅器ＡＭＰ２（正（＋）の入力端を経由）、変換器Ａ／Ｄ２を通り緩衝器ＢＵＦ２の出力節点に到るまでの伝達特性をシミュレートするように設定される。

第１のフィルタＦＬ１は第１の緩衝器ＢＵＦ１の出力節点から（ｉ）ＡＳＰ２０５を経由する二つの経路（一つの経路は変換器Ｄ／Ａ１を出発し、一方別の経路は第２のフィルタＦＩＬ２及び変換器Ｄ／Ａ３を出発する）、（ｉｉ）二つの経路が交わる差動増幅器ＡＭＰ２、（ｉｉｉ）変換器Ａ／Ｄ２を経由して、第２の緩衝器ＢＵＦ２に到るまでの送信特性をシミュレートするように設定される。

ＥＣ２２０の測定（テスト）動作において第１と第２のフィルタのパラメータを設定する際には、動作は、スイッチＳＷ１からＳＷ５が第１、第２、第３のステップにおいてそれぞれｍ１、ｍ２、ｍ３の位置に設定されるように三段階の逐次ステップで行われる。
例えばスイッチＳＷ１は第１、第２、第３のステップにおいて同じ端子に接続されたままである。一方スイッチＳＷ４は第１のステップではｍ１端子から出発し第２のステップでｍ２端子に移り、最後に第３のステップでｍ３端子に移る。いずれの場合でも、ＥＣ２２０での測定動作中はＶＯＸ２２５からの受信信号ではなく、テスト信号発生器からのテスト信号が緩衝器ＢＵＦ１に供給される。これらのステップは以下でさらに詳しく述べられる。

第１のステップにおいてテスト信号発生器からのテスト信号出力は緩衝器ＢＵＦ１及び変換器Ｄ／Ａ１を通ってＡＳＰ２０５へと送られ、この間変換器Ｄ／Ａ３の入力はＳＷ４を通じてアースされる（即ち、ゼロの値が入力される）。緩衝器ＢＵＦ２の得られた結果は信号１としてｋ２−計算機内に保存される。

第２のステップにおいて同じテスト信号は緩衝器ＢＵＦ１及び変換器Ｄ／Ａ３によって表される信号経路を通ってＡＳＰ２０５に送られ、この間変換器Ｄ／Ａ１の入力はＳＷ３を通じてアースされ（ゼロの値が入力される）、緩衝器ＢＵＦ２の得られた結果は信号２としてｋ２−計算機内に保存される。
信号１、信号２及びテスト信号は次いであらかじめ定められた計算プロセスでｋ２−計算機によって処理される。この動作は第２のフィルタＦＩＬ２のパラメータｋ２を設定する。

第３のステップにおいてテスト信号は緩衝器ＢＵＦ１及び変換器Ｄ／Ａ１によって表される信号経路を通ってＡＳＰ２０５へ送られる。テスト信号はまた緩衝器ＢＵＦ１、フィルタＦＩＬ２、及び変換器Ｄ／Ａ３によって表される信号経路を通ってＡＳＰ２０５へ送信される。緩衝器ＢＵＦ２の得られた出力信号及びテスト信号は次いで別のあらかじめ定められた計算プロセスによりｋ１−計算機によって処理される。この動作は第１のフィルタＦＩＬ１のパラメータｋ１を設定する。

第１と第２のステップで設定された第２のフィルタＦＩＬ２は増幅器ＡＭＰ２の入力電圧が大きな振幅を持つ場合をシミュレートし、一方第３のステップで設定された第１のフィルタＦＩＬ１は増幅器ＡＭＰ２の入力電圧が小さい振幅を持つ場合をシミュレートする。

この実施例において、ＥＣ２２０はエコーキャンセルに必要なすべての調整を実行するため、あらかじめ組み込まれたプログラムを使用するので、ＡＳＰ２０５がブリッジ回路を備える必要はなく、その結果ハードウェアの設計は単純化されて、調整なしに製造できる可能性があり、ハードウェアの大きさは容易に最小化され得、こうしたすべてのことが大きな利益をもたらす。
前述のプロセスを用いてＥＣ２２０は圧電トランスデューサＬがユーザの外耳道に挿入された後ただちに自動的にフィルタＦＩＬ１及びＦＩＬ２を設定してもよい。ＥＣ２２０はまたトランスデューサＬが外耳道に挿入されている間、フィルタＦＩＬ１及びＦＩＬ２を定期的に設定してもよい。別の方法としてフィルタＦＩＬ１及びＦＩＬ２は受信信号または／及び送信信号が開始されるたびに設定されてもよい。このような方法で音響特性のばらつきは、異なるユーザの外耳道の構造的差異によって生じるものも含めてフィルタＦＩＬ１及びＦＩＬ２の設定に反映される。

図３は第３の実施例にもとづく半二重双方向通信装置３０を示すブロック図である。ＤＳＰＵ３１０は図１のＤＳＰＵ１１０と異なった構造を有している。ＭＰＵは単に半二重通信に使用されるＶＯＸ３２５を有するにすぎない。エコーキャンセル機能はない。しかしながらＡＳＰ３０５は図１の１０５と等しい。
この実施例においてＡＳＰ３０５はエコーキャンセル（ＥＣ）機能として働き、ＶＯＸ３２５は送信モードと受信モードを切り替える。この実施例において図１のＥＣ１２０及び図２のＥＣ２２０で産出されるのと同じ高品質な水準のエコーキャンセルを達成するのは一般的には不可能であり、微量のエコーは残存する。この具体例ではしかしながらＶＯＸ３２５は受信時または送信時にそれぞれアッテネータＡＴＴ２またはＡＴＴ１の増幅率を減じる。このようにして実用的にはエコーはほとんど完全に抑制される。

ＭＰＵの動作量はＥＣ機能がない分だけ低減されるので、より単純でより安価なプロセッシング・ユニットが使用可能なことを意味し、より経済的な生産を可能にする。そうではなく同等のＭＰＵを使用する場合、余剰処理能力はＶＯＸ３２５の性能向上に使用できる。

ＶＯＸ３２５は受信端子からの受信信号Ｒｘを変換器Ａ／Ｄ１を経由して受信して監視し、変換器Ａ／Ｄ２を経由して送信信号を受信して監視する。ＶＯＸ３２５は受信信号及び／または送信信号の存在を決定し、動作モードを受信モード（イヤホンモード）または送信モード（マイクロホンモード）のどちらに切り替えるかを決定する。次いであらかじめ定められた手順を使用してＶＯＸ３２５は受信信号を処理して、変換器Ｄ／Ａ１へ（即ち、次の段階へ）送信し、一方で送信信号を処理して変換器Ｄ／Ａ２を経由して送信信号Ｔｘとして送信端子に送る。

ＶＯＸ３２５がイヤホンモードとマイクロホンモードの切換タイミングをどのように決定するかの具体例をいくつか以下に示す。それぞれの例はデジタル信号処理部３１０に組み込まれたプログラムによって実行される。
第１の例としては受信信号のみが監視される。もし受信信号が存在すれば動作モードは受信モードに切り替えられ、受信信号が検知されない時は送信モードに切り替えられる。
第２の例においては送信信号のみが監視される。もし送信信号が存在すれば動作モードは送信モードに切り替えられ送信信号が検知されない時は受信状態が維持される。
別の例としては受信信号と送信信号の両方が監視される。受信信号が存在する時のみ装置は受信モードに切り替えられ、送信信号が存在する時のみ送信モードに切り替えられる。
他の例としては受信信号と送信信号の両方が存在する時または受信信号と送信信号の両方が存在しない時に、動作モードは前述の動作モードの統計的特性に基づきどちらかのモードに設定される。

さらに詳細にはＶＯＸ３２５は第１と第２のローパスフィルタＬＰＦ１及びＬＰＦ２、第１と第２のアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２、電力制御装置を備える。受信信号及び送信信号がローパスフィルタＬＰＦ１及びＬＰＦ２によって処理された後、信号のいずれかまたは両信号が電力制御装置に供給される。ＬＰＦ１及びＬＰＦ２からの信号はアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２にそれぞれ供給され、次いで変換器Ｄ／Ａ１及びＤ／Ａ２にそれぞれ送られる。

受信信号及び送信信号のいずれかあるいは両方の振幅値は電力制御装置によってあらかじめ定められた時間枠Ｔ１の期間で平均される（例えば平方平均または絶対値平均で）。この平均化はそれぞれの信号の電力を決定するために使用される。この電力値は次いであらかじめ定められた電力基準値と比較される。受信信号及び／または送信信号の有無はこの比較に基づいて決定され、これに従って次の動作モードが選択される。
もし受信モードが選択されるとアッテネータＡＴＴ１の増幅率は受信信号の増幅率を１の方向に動かし、アッテネータＡＴＴ２の増幅率は送信信号の増幅率を０の方向に動かす。もし送信モードが選択されるなら、アッテネータＡＴＴ１の増幅率は受信信号の増幅率を０の方向に動かし、アッテネータＡＴＴ２の増幅率は送信信号の増幅率を１の方向に動かす。

時間枠Ｔ１の期間でなされた複数の決定の累積的影響が測定される。すなわち受信モードが継続する時受信信号の増幅率はあらかじめ定められた増幅率遷移曲線に従って増加しつづける。もし送信モードに切り替えるという決定がなされると増幅率はあらかじめ定められた増幅率遷移曲線に従って逆方向に減少する。
もし次の動作モードが一つの受信信号及び送信信号の有無の測定のみに基づいて選択されるなら、そしてあらかじめ定められた時間枠Ｔ１が短か過ぎるならば、会話中の自然な一瞬の間（ま）があるたびに過度なモード切換が頻繁に起こる。対照的にもし間隔Ｔ１が長過ぎるとモードが送信と受信の間でうまく切り替わらない。こうしてあらかじめ定められた基準値ができる限り精密に調整された時ですら、Ｔ１の解決窓（即ち、Ｔ１の適切な数値範囲）は見出されないかもしれない。
しかしながら本実施例に基くと、アッテネータＡＴＴ１およびＡＴＴ２の増幅率は自然な一瞬の間（ま）ごとにほんのわずか変化する。こうして切換は多くの決定が繰り返される過程で同じ決定がなされた後のみに実際に実行され、自然で普通な切換が実現する。

その際に、さらに、前記所定の ゲイン変更曲線の形状をＳ字階段型、全体としてＳ字形をなす階段型にすることができる。すなわち、当初値と最終値、０（１）、の近傍では１回ごとの ゲイン変更量が小さく、中間では ゲイン変更量が大きい。
ここで図９を参照すると、ある自然会話の場合の送受信信号に対して、様々な ゲイン変更曲線を用いた時の通話音質の評価実験をした結果である。
ここで、上記の増幅率遷移曲線の形をＳ字型の階段状になった離散遷移にすることができる。すなわち、決定単位ごとの増幅率変化は最終値である０または１の近辺では小さく、一方中間の範囲では大きく、階段が全体としてＳ字型となる。このタイプのＳ字型を示す増幅率遷移曲線の例は次の図９（ａ）のＳ１及びＳ２に見られる。
図９はある自然な会話において送信信号と受信信号の切換に種々な種類の増幅率遷移曲線をあてはめた時、伝えられる音声の品質の評価テストの結果を示す。
図９（ａ）は本実施例に基く半二重双方向通信装置のＶＯＸにおけるアッテネータの種々の増幅率遷移曲線のプロット図であり、図９（ｂ）は図９（ａ）の増幅率遷移曲線を使用して伝えられた音声の品質を感覚評価した結果を示す。ここで“Ａ”は良、“Ｂ”は可、“Ｃ”は不可を示す。

自然な会話の音声信号の電力（ここでは振幅の二乗の平均として定義される）は評価における別の変数として変えることができる。またこのテストでは振幅の二乗の平均値を求めるためのあらかじめ定められた時間枠Ｔ１は１０ミリ秒に設定され、一方あらかじめ定められた電力基準値は１５ｄＢｍ０に設定される。ここでｄＢｍ０単位はゼロ送信水準点を基準にして測定されたｄＢｍ（ｄＢは１ミリワットに対応）表示の電力を示す。

この評価によれば図９（ａ）の直線的階段型曲線Ｌ１からＬ４を使用する時、４０ｄＢ（Ｌ１の場合）から４ｄＢ（Ｌ４の場合）という刻み幅Ｄ（デルタ）とは関係なく、伝えられた音声の品質は不可（“Ｃ”）である。
Ｓ字型階段状曲線Ｓ１及びＳ２が使用された時のみ良（“Ａ”）または可（“Ｂ”）品質が通常の音声電力水準（１５ｄＢｍ０）近辺で確保され得る。しかしながら、もしＳ字型階段状曲線Ｓ２が使用されるならば、０から１の増幅率の遷移は３００ミリ秒を超え、若干のエコーが残ろう。

図４は第４の実施例に基づく半二重双方向通信装置４０を示すブロック図である。この実施例においてＥＣ４２０は図１のＥＣ１２０に等しい。ＤＳＰＵ４１０はまた図３のＶＯＸ３２５と同じであるＶＯＸ４２５を備える。こうして図３の装置３０より高いエコーキャンセル品質の半二重双方向通信装置４０を得ることができる。

可能性ある別の実施例として図１、３、４それぞれのＡＳＰ１０５、３０５、４０５において、ＡＭＰ２は約１の増幅率を有する差動増幅器、約６００の増幅率を有する増幅器、約１の低周波数増幅率を有するローパスフィルタを直列に接続することによって構成されてもよい。

図５は第５の実施例に基づく半二重双方向通信装置５０を示すブロック図である。この実施例においてＡＳＰ５０５とＤＳＰＵ５１０は図２の全二重双方向通信装置２０に示されるＡＳＰ２０５とＤＳＰＵ２１０に等しい。こうして図４の装置４０に比べ、より高いエコーキャンセル品質の半二重双方向通信装置５０が得られる。

図６は第６の実施例に基づく半二重双方向通信装置６０を示すブロック図である。この実施例は図３のＡＳＰ３０５に比べると簡素化されたＡＳＰ６０５を与える。
この実施例においてＡＳＰ６０５は中間タップｔを有する可変抵抗Ｒを備える。中間タップｔの位置はデジタル信号によって制御される。圧電トランスデューサＬの一端はアースされ、他の一端は中間タップｔに接続される。
可変抵抗Ｒの第１端は第１の増幅器ＡＭＰ１の出力に接続され、受信信号、すなわちＤＳＰＵ６１０の変換器Ｄ／Ａ１の出力を第１の増幅器ＡＭＰ１を経由して受信する。可変抵抗Ｒの第２端は第２の増幅器ＡＭＰ２の入力に接続され、ＡＳＰ６０５からの送信信号は第２の増幅器ＡＭＰ２を経由して出力され、ＤＳＰＵ６１０の変換器Ａ／Ｄ２に入力される。

ＤＳＰＵ６１０はさらにＶＯＸ６２５、変換器Ａ／Ｄ１、変換器Ｄ／Ａ２を含む。変換器Ａ／Ｄ１とＤ／Ａ２はいずれも図３に示されるものと同等であるが、しかしＶＯＸ６２５の電力制御装置はさらに可変抵抗Ｒの中間タップｔの位置を制御する第３の出力を備える。
ＤＳＰＵ６１０は図３のＶＯＸ３２５に類似するＶＯＸ６２５を備える。エコーキャンセル機能は電力制御装置の第３の出力を使用し、中間タップｔの位置を変化させることによって与えられる。中間タップｔの位置は受信モードで第１の増幅器ＡＭＰ１の出力側（第１端）に動き、送信モードで第２の増幅器ＡＭＰ２の入力側（第２端）に動く。中間タップｔは切換用にあらかじめ定められたタップ位置遷移曲線に従って可変抵抗Ｒの第１端から第２端へと動く。

中間タップｔの位置が現在の位置から所望の終端位置（可変抵抗Ｒの第１端または第２端）に移動するならば、図３に関して前述したアッテネータＡＴＴ１及びＡＴＴ２の増幅率の場合と同様、時間枠Ｔ１の間になされた複数の選択に対し累積効果が用意されている。
すなわちもし受信（または送信）モードへ切り替えるという決定が継続するなら、あらかじめ定められたタップ位置遷移曲線に従って中間タップｔの位置は第１端（または第２端）の方向に動きつづける。もし反対の送信（または受信）モードに切り替えるよう決定が変更されれば、位置はあらかじめ定められたタップ位置遷移曲線に従って第２端（または第１端）の方向へ戻る。

図９（ａ）の増幅率遷移曲線Ｓ１及びＳ２と同様、あらかじめ定められたタップ位置遷移曲線はまたＳ字型階段状曲線形状となり得る。すなわち決定単位毎のタップ位置変化は最終値０または１近辺で小さく、一方中間の領域で大きい。あらかじめ定められたタップ位置遷移曲線は図９（ａ）のＬ１からＬ４のような直線的階段状曲線を含むものであってもよい。
図９（ａ）の増幅率遷移曲線を図６のタップｔのタップ位置に変換する時、縦軸のアッテネータ増幅率（０ｄＢ、−２０ｄＢ、−４０ｄＢなど）は、例えば可変抵抗Ｒの一端、中央、他端のように、これにふさわしい尺度のタップ位置座標として読みかえられるべきである。
会話が自然に行われるように受信／送信モード間の切換を行う時は、タップ位置、ＡＴＴ１増幅率及び／またはＡＴＴ２増幅率に対応して曲線間の最も適切な組み合せが採用されるべきである。

図７は第７の実施例に基づく半二重双方向通信装置７０を示すブロック図である。この実施例は図３のＡＳＰ３０５及びＤＳＰＵ３１０の両方を、より単純な構造で置き換える。
この実施例においてＡＳＰ７０５は中間タップｔを有する可変抵抗Ｒを備える。圧電トランスデューサＬの一端はアースされ、一方他端は中間タップｔに接続される。
可変抵抗Ｒの一端は第１の増幅器ＡＭＰ１及び第１のアナログアッテネータＡＴＴ３を経由して受信端子に直接接続される。可変抵抗Ｒの他端は第２の増幅器ＡＭＰ２及び第２のアナログアッテネータＡＴＴ４を経由して送信端子に直接接続される。可変抵抗Ｒの中間タップｔの位置及び第１と第２のアナログアッテネータＡＴＴ３及びＡＴＴ４の増幅率はデジタル信号によって制御されてもよい。

ＤＳＰＵ７１０は変換器Ａ／Ｄ１及びＭＰＵを備える。ＭＰＵはローパスフィルタＬＰＦ１及び電力制御装置を含むＶＯＸ７２５を有する。ＶＯＸ７２５は受信端子からの受信信号Ｒｘを変換器Ａ／Ｄ１及びローパスフィルタＬＰＦ１を経由して受信し監視する。
ＶＯＸ７２５は受信信号の有無を確定し受信モード（イヤホンモード）に切り替えるか送信モード（マイクロホンモード）に切り替えるかの決定をする。ＶＯＸ７２５は更にその結果により中間タップｔの位置とともに第１と第２のアナログアッテネータＡＴＴ３及びＡＴＴ４の増幅率を制御する。

電力制御装置はあらかじめ定められた時間枠（Ｔ１）での受信信号の振幅値を平均し（例えば平方平均、絶対値平均など）信号電力を決定する。電力値は次いであらかじめ定められた基準値と比較され受信信号の有無が確定される。ＶＯＸはこの比較に基づき次の動作モードを選択する。
もし受信モードが選択されるならば、アッテネータＡＴＴ３及びアッテネータＡＴＴ４の増幅率はそれぞれ１の方向と０の方向へ変化し、、一方中間タップｔの位置は可変抵抗Ｒの一端の方向に変化する。もし送信モードが選択されるならば前述の増幅率と位置は反対の方法で変化する。
図６の装置６０同様、アナログアッテネータＡＴＴ３、ＡＴＴ４の増幅率の遷移曲線及び中間タップｔの位置は、自然な状態で音声通信をなし、音声の切換が行われるよう選択され、又決定される。

図８は第８の実施例に基づく半二重双方向通信装置８０を示すブロック図である。この実施例は図７のＡＳＰ７０５を、さらに単純なＡＳＰ８０５で置き換える。
この実施例において図７における中間タップｔを有する可変抵抗ＲはスイッチＳＷによって置き換えられる。以下に述べる動作は送信モードから受信モードに切り替える場合に音声信号の重畳またはスイッチＳＷのスイッチングノイズを防止する。
第２のアナログアッテネータＡＴＴ４の増幅率はあらかじめ定められた遷移曲線に従って１から０にまず変更される。スイッチＳＷは次いで送信から受信に切り替えられる。最後に第１のアナログアッテネータＡＴＴ３の増幅率はあらかじめ定められた遷移曲線に従って０から１に変更される。
受信モードから送信モードに切り替える場合、前述の切り替え動作は逆の順序で行われる。スイッチＳＷの位置はデジタル信号処理部８１０の音声交換装置内の電力制御装置からのデジタル信号によって制御される。

本発明の前述の実施例１〜８において、一般的には鼓膜で拾われる音声、すなわち、空気伝播によって話し手の鼓膜の膜振動を経由して検知される話し手の音声は、話し手の口で検知される音声より、高周波領域での減衰が大きい。
例えば減衰が２０００Ｈｚで１０ｄＢ程度の大きさであるのに比較しより低い周波数（約１０００Ｈｚまで）では実際的には減衰はない。それゆえ鼓膜で検知される音声は極めて低品質になる可能性があり、特に破裂音は聞き取り困難という結果をもたらす。

前述の実施例１〜６による双方向通信装置において、ＤＳＰＵ（デジタル信号処理部）に修正用フィルタを加えることでこの問題を解決する。すなわち図１から図６に示されるＶＯＸ１２５〜６２５の送信信号の処理経路において第２のローパスフィルタＬＰＦ２の出力は前述の修正用フィルタ（図示せず）を経由してアッテネータＡＴＴ２及び電力制御装置へ送信される。前記修正用フィルタの増幅率の周波数特性は従って前述の差異をキャンセルするように設定される。（即ち、高周波領域での増幅率を、中間周波領域での増幅率よりも適切な量だけ増加する。）

また、前述の実施例７、８による双方向通信装置において、さらに若干の修正をほどこすことによってこの減衰問題を解決する。即ち、前記修正フィルタと共に、さらにＡ／Ｄ変換器とＤ／Ａ変換器をＤＳＰＵ７１０（又は８１０）に追加する。すなわち図７及び図８のアナログアッテネータＡＴＴ４の出力は、直接にではなく、変換器Ａ／Ｄ２（図示せず）、修正用フィルタ（図示せず）、変換器Ｄ／Ａ１（図示せず）を通って最後に送信端子まで送信されて送信信号Ｔｘとなる。

図１０は前述の実施例１〜９による双方向通信装置のいずれにも適用可能に設計したイヤプラグ（イヤホン）９００の図であり、図１０（ａ）は装着図、（ｂ）は斜視図、（ｃ）は断面図である。
イヤプラグ９００はユーザの耳９０５の外耳道９０８内に挿入されぴったりフィットするニップル９０６を備える。ニップル９０６は外耳道９０８の形状に適合する軟らかい柔軟な物質でできた傘状のシュラウド９１０を備える。シュラウド９１０の頂点は開口部９１２を有しハウジング９０２内のアナログ信号処理部９１４のトランスデューサへ空気を通すことを可能とする。

ニップル９０６はトランスデューサ及び他のアナログ信号処理回路９１４を収容するイヤプラグのハウジング９０２の延長部９０４にピタッとかぶさる。デジタル信号処理部９１６もまたハウジング９０２に収容される。デジタル信号処理部９１６はアナログ信号処理部９１４に接続されており、受信信号及び送信信号を搬送するワイヤ９１８にも接続されている。

図１０（ａ）〜（ｃ）に示されるイヤプラグは前述の実施例１〜９による構成の双方向通信装置を組み込むことができる多くの可能な構成のほんの一例を表したにすぎないということに留意することが重要である。こうしたいくつかの構成はユーザの頭部の外耳道に挿入される一個のイヤプラグを備えるものであるが、一方、ユーザの頭部にバンドで保持される一対のイヤプラグを備えるヘッドセット内に双方向通信回路を実装するものであってもよい。
本発明の好適な実施例のこれまでの説明に鑑みて、当業者によって、前述の概念を組み入れた他の実施例が創作され得るのは明白である。ゆえに本発明の具現化は前述の実施例に限られるものではなく、本発明の特許請求の範囲で定義される発明の精神と範囲によって規定される、いかなるものであってもよい。

本発明の実施例１に基づく全二重双方向通信装置を示すブロック図である。 実施例２に基づく全二重双方向通信装置を示すブロック図である。 実施例３に基づく半二重双方向通信装置を示すブロック図である。 実施例４に基づく半二重双方向通信装置を示すブロック図である。 実施例５に基づく半二重双方向通信装置を示すブロック図である。 実施例６に基づく半二重双方向通信装置を示すブロック図である。 実施例７に基づく半二重双方向通信装置を示すブロック図である。 実施例８に基づく半二重双方向通信装置を示すブロック図である。 （ａ）は、実施例３に基づく半二重双方向通信装置のＶＯＸにおけるアッテネータの種々の増幅率推移曲線のプロット図であり、（ｂ）は、（ａ）の増幅率推移曲線を使用した感度テストの実際の結果を示す表である。 実施例１０に基づく、実施例１〜９の全二重又は半二重双方向通信装置のいずれにおいても適用可能なイヤプラグ（イヤホン）の一例を示し、（ａ）（ｂ）（ｃ）は各々、装着図、斜視図、断面図である。

符号の説明

１０５、２０５，３０５，４０５，５０５，６０５，７０５，８０５ アナログ信号処理部
１１０、２１０，３１０，４１０，５１０，６１０，７１０，８１０ デジタル信号処理部
１１５、３１５、４１５ ブリッジ回路
１２０、２２０、４２０、５２０ ＥＣ（エコーキャンセラ）
１２５、２２５、３２５、４２５、５２５，６２５，７２５、８２５ ＶＯＸ（音声交換装置）
９００ イヤピース
ＭＰＵ マイクロプロセッサ
ＥＣ エコーキャンセラ
ＶＯＸ 音声交換装置
ＡＧＣ 自動増幅率コントローラ
Ｌ 圧電トランスデューサ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、 抵抗（抵抗値をも示す）
Ｒ 中間タップ“ｔ”を有する可変抵抗
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ（容量値をも示す）
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３ 増幅器
Ｄ／Ａ１、Ｄ／Ａ２、Ｄ／Ａ３ デジタルアナログＤ／Ａ変換器
Ａ／Ｄ１、Ａ／Ｄ２ アナログデジタルＡ／Ｄ変換器
ＢＵＦ１、ＢＵＦ２ 緩衝器
ＡＤＤ 加算器
ＦＩＬ、ＦＩＬ１、ＦＩＬ２ フィルタ
ｋ−計算機 フィルタのパラメータｋの計算機
ｋ１−計算機 フィルタのパラメータｋ１の計算機
ｋ２−計算機 フィルタのパラメータｋ２の計算機
ＳＷ１−ＳＷ５、ＳＷ スイッチ
ＡＴＴ１、ＡＴＴ２ アッテネータ
ＡＴＴ３、ＡＴＴ４ アナログアッテネータ
ＬＰＦ１、ＬＰＦ２ ローパスフィルタ
Ｒｘ 受信信号
Ｔｘ 送信信号

Claims (39)

1. トランスデューサを含むブリッジ回路を備えるアナログ信号処理部（ＡＳＰ）と、外部からの受信信号を入力として受信し変換して前記ＡＳＰの受信信号として出力し、前記ＡＳＰからの送信信号を入力として受信し変換して外部への送信信号として出力するデジタル信号処理部（ＤＳＰＵ）からなり、
   前記ＡＳＰのブリッジ回路は、少なくとも前記ＤＳＰＵからの前記ＡＳＰの受信信号が接続された第１の節点と、前記ＡＳＰからの送信信号を前記デジタル信号処理部へ出力する第２の節点を備え、
   前記ＡＳＰは、前記ＡＳＰの受信信号を受信し、少なくとも特定の周波数における受信信号エコーを除去した送信信号を出力し、
   前記ＤＳＰＵは、前記ＡＳＰの動作特性を測定し、前記ＡＳＰからの送信信号における受信信号エコーのうち前記ＡＳＰで除去されなかった部分を除去して出力するために、前記測定された動作特性を使用するエコーキャンセラ（ＥＣ）と、前記外部からの受信信号と前記外部への送信信号の減衰を制御する音声交換装置（ＶＯＸ）を含むことを特徴とする双方向通信装置。
2. 前記デジタル信号処理部のＥＣは、前記アナログ信号処理部の前記測定された動作特性をシミュレートするフィルタ係数を生成するフィルタ係数計算機を備えることを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
3. 前記デジタル信号処理部のＥＣは、前記フィルタ係数計算機によって生成されるフィルタ係数を前記ＥＣの受信信号に適用して出力信号を生成するフィルタと、前記フィルタの出力信号を前記ＡＳＰからの送信信号に加算する加算器と、を備えることを特徴とする請求項２に記載の双方向通信装置。
4. テスト信号を前記アナログ信号処理部に接続し前記テスト信号を使用して前記アナログ信号処理部の前記動作特性を測定するスイッチング機能を備えることを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
5. 前記トランスデューサが外耳道に位置する間、前記デジタル信号処理部が前記トランスデューサの動作特性を監視することを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
6. 前記デジタル信号処理部は前記トランスデューサの動作中に前記トランスデューサの動作特性を定期的に測定し、前記ＡＳＰからの送信信号における前記受信信号エコーを除去する機能を継続的に調整するために前記定期的な測定量を使用することを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
7. 前記デジタル信号処理部（ＤＳＰＵ）の音声交換装置（ＶＯＸ）が、前記外部からの受信信号と、前記アナログ信号処理部に由来する前記ＥＣの出力（送信信号）の電力値を各々予め定められた値域に収めるように制御する、自動増幅率制御装置（ＡＧＣ）であることを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
8. 前記自動増幅率制御装置（ＡＧＣ）は、前記外部からの受信信号を変換する第１のアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器により変換された受信信号をろ過する第１のローパスフィルタと、
   前記ろ過された受信信号を減衰する第１のアッテネータと、
   前記ろ過された受信信号の電力水準に従って前記第１のアッテネータによる前記ろ過された受信信号の減衰を制御する電力制御装置と、を含むことを特徴とする請求項７に記載の双方向通信装置。
9. 前記ＡＧＣは、前記アナログ信号処理部に由来する送信信号を受信し、ろ過された送信信号を送る第２のローパスフィルタと、
   前記ろ過された送信信号を減衰する第２のアッテネータと、
   前記ろ過された送信信号の電力水準に従って前記第２のアッテネータによる前記送信信号の減衰を制御する電力制御装置と、
   前記減衰された送信信号を変換して外部への送信信号とする第２のデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器と、をさらに含むことを特徴とする請求項８に記載の双方向通信装置。
10. 前記エコーキャンセラ（ＥＣ）が、
    フィルタと、
    前記アナログ信号処理部（ＡＳＰ）の受信信号を発生する第１のＤ／Ａ変換器と、
    前記第１のＤ／Ａ変換器の入力と前記フィルタの入力の両方に接続された出力を有する第１の緩衝器と、
    前記ＡＳＰからの送信信号が入力される第２のＡ／Ｄ変換器と、
    前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力に接続された入力を有する第２の緩衝器と、
    ここで、前記フィルタが、前記第１のＤ／Ａ変換器の入力から出発し、前記アナログ信号処理部を通過し、前記第２のＡ／Ｄ変換器を通過し、前記第２の緩衝器の出力で終わる信号経路にわたる伝達特性をシミュレートするよう構成され、
    前記第２の緩衝器の出力から前記フィルタの出力を減じるように構成された加算器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
11. 前記エコーキャンセラ（ＥＣ）は、
    前記第１の緩衝器の入力に前記音声交換装置（ＡＧＣ）からの受信信号またはテスト信号発生器のテスト信号のいずれかを選択して供給するように構成された第１のスイッチと、
    前記第１のスイッチがテスト信号を選択している場合に、前記第２の緩衝器の出力信号と前記第１の緩衝器からのテスト信号を処理して前記フィルタのパラメータを設定するように構成されたパラメータ計算機と、
    前記第１のスイッチに連動して、前記加算器の出力またはアース端子のいずれかを前記音声交換装置へ選択して供給するよう構成された第２のスイッチと、をさらに含むことを特徴とする請求項１０に記載の双方向通信装置。
12. 前記アナログ信号処理部は、
    前記ブリッジ回路の第１の節点と前記ＥＣからの前記受信信号入力との間に接続された第１の増幅器と、
    前記ブリッジ回路の前記第２の節点とこれに対向する第３の節点の双方に接続され、前記送信信号を前記ＥＣに出力する、第２の差動増幅器と、を含み、前記ブリッジ回路の第４の節点が接地されていることを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
13. 前記ブリッジ回路は、
    第１の抵抗が第１のコンデンサと直列に接続され、さらにこの両方が前記トランスデューサと並列に接続されてなる第１の枝路と、
    第２の抵抗を有する第２の枝路と、
    第２のコンデンサと並列に接続された第３の抵抗を有する第３の枝路と、
    第４の抵抗を有する第４の枝路と、を備え、
    前記第１と第２、第１と第３、第２と第４、第３と第４の節点間に各々前記第２、第３、第１、第４の枝路が接続されていることを特徴とする請求項１２に記載の双方向通信装置。
14. デジタル信号処理部と、外耳に挿入されるよう設計されたトランスデューサを有するアナログ信号処理部とを含む双方向通信装置において、
    前記アナログ信号処理部を通過する信号経路をシミュレートするフィルタを前記デジタル信号処理部内に構成するステップと、
    前記デジタル信号処理部内で処理した外部からの受信信号を、前記アナログ信号処理部に印加すると共に、前記フィルタに印加し、
    前記アナログ信号処理部の出力に存在するエコー要素を実質的にキャンセルするために、前記アナログ信号処理部の出力から前記フィルタの出力を減じるステップと、を含むことを特徴とする双方向通信装置の方法。
15. 前記アナログ信号処理部を通過する前記信号経路をシミュレートするフィルタを前記デジタル信号処理部に構成するステップは、
    テスト信号を生成するステップと、
    前記トランスデューサが前記外耳内に置かれている間、前記信号経路を通過して前記テスト信号を伝播するステップと、
    前記伝播されたテスト信号の特性に基づいて前記フィルタのパラメータを設定するステップと、を含むことを特徴とする請求項１４に記載の双方向通信装置の方法。
16. 前記テスト信号を生成するステップは、以下のいずれか一つ、すなわち、インパルス、会話中の実際の音声、自然の音声、受信音、楽音、拡散コード信号、トーン掃引信号に相当するデジタル信号から成るグループから選択されたテスト信号を生成するステップを含むことを特徴とする請求項１５に記載の双方向通信装置の方法。
17. 前記外耳の音響状態のばらつきを補正するため、あらかじめ定められた時間の後、前記フィルタを再構成するステップを含むことを特徴とする請求項１４に記載の双方向通信装置の方法。
18. 前記アナログ信号処理部は、
    前記ブリッジ回路の第１、第５の節点に各々接続された第１、第３の増幅器と、
    前記ブリッジ回路の第２の節点とこれに対向する第３の節点の双方に接続され、前記送信信号を前記ＥＣに出力する第２の差動増幅器と、を含み、前記ブリッジ回路の第４の節点が接地されており、
    前記第１と第２、第５と第３、第２と第４、第３と第４の節点間に各々前記ブリッジ回路の第２、第３、第１、第４の枝路が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
19. 前記ブリッジ回路の前記第２、第３、第１、第４の枝路は各々、第１の抵抗、第２の抵抗、前記トランスデューサ、及び第３の抵抗を有することを特徴とする請求項１８に記載の双方向通信装置。
20. 前記エコーキャンセラ（ＥＣ）は、
    第１、第２のフィルタと、
    前記アナログ信号処理部（ＡＳＰ）の各々、前記第１、第３の増幅器の入力信号を発生する第１、第３のＤ／Ａ変換器と、
    前記第１のＤ／Ａ変換器の入力と前記第１のフィルタの入力の両方に接続された出力を有する第１の緩衝器と、
    前記ＡＳＰの第２の差動増幅器の出力信号が入力される第２のＡ／Ｄ変換器と、
    前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力に接続された入力を有する第２の緩衝器と、
    前記第２の緩衝器の出力から前記第１のフィルタの出力を減じるように構成された加算器と、を含むことを特徴とする請求項１８に記載の双方向通信装置。
21. 前記第２のフィルタは、前記第１の緩衝器の出力節点から前記第２のフィルタを通り前記第３のＤ／Ａ変換器、前記第３の増幅器から前記第２の差動増幅器に至る前記アナログ処理部を経て、前記第２のＡ／Ｄ変換器を通って前記第２の緩衝器の出力節点に到るまでの伝達特性が、前記第１の緩衝器の出力節点から前記第１のＤ／Ａ変換器を通り、前記第１の増幅器から前記第２の差動増幅器に至る前記アナログ処理部を経て、前記第２のＡ／Ｄ変換器を通り前記第２の緩衝器の出力節点に到るまでの伝達特性をシミュレートするように設定され、
    前記第１のフィルタは、前記第１の緩衝器の出力節点から前記アナログ処理部を経由する二つの経路（第１の経路は前記第１のＤ／Ａ変換器を出発し、第２の経路は前記第２のフィルタを経て第３のＤ／Ａ変換器を出発する）を経て、二つの経路が交わる第２の差動増幅器、第２のＡ／Ｄ変換器を経由して、第２の緩衝器に到るまでの送信特性をシミュレートするように設定されている、
    ことを特徴とする請求項２０に記載の双方向通信装置。
22. 前記エコーキャンセラは、
    通常動作モード（以下ｒという）と、第１〜第３ステップ（以下、ｍ１、ｍ２、ｍ３という）のテスト動作モードを備え、
    テスト信号発生器と、
    第１、第２のパラメータ計算器と、
    前記第１の緩衝器の入力として、ｒでは前記エコーキャンセラへの入力受信信号を供給し、テスト動作モードｍ１〜ｍ３では前記テスト信号発生器からのテスト信号を供給する第１のスイッチと、
    前記エコーキャンセラからの出力として、ｒでは前記加算器の出力送信信号を供給し、テスト動作モードｍ１〜ｍ３では接地レベルを供給する第２のスイッチと、
    前記第１のＤ／Ａ変換器の入力として、ｒ、ｍ１、及びｍ３では前記第１の緩衝器の出力を供給し、ｍ２では接地レベルを供給する第３のスイッチと、
    前記第３のＤ／Ａ変換器の入力として、ｒ及びｍ３では前記第２のフィルタの出力信号を供給し、ｍ１では接地レベルを供給し、ｍ２では前記第１の緩衝器の出力を供給する第４のスイッチと、
    前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力を、ｒでは前記加算器の入力として供給し、ｍ１及びｍ２では前記第２のパラメータ計算器の入力として供給し、ｍ３では前記第１のパラメータ計算器の入力として供給する第５のスイッチと、をさらに含み、
    前記第２のパラメータ計算器は、ｍ１における前記第１の緩衝器の出力と、ｍ１、ｍ２における第２の緩衝器の出力を記憶、処理して第２のフィルタのパラメータを計算し、
    前記第１のパラメータ計算器は、ｍ３における前記第１の緩衝器の出力と、ｍ３における第２の緩衝器の出力を記憶、処理して第１のフィルタのパラメータを計算する、
    ことを特徴とする請求項２０に記載の双方向通信装置。
23. デジタル信号処理部と、外耳に挿入されるよう設計されたトランスデューサを備えたアナログ信号処理部と、を含む双方向通信装置において、
    前記アナログ信号処理部は、前記トランスデューサを含む回路を通過する第１の信号経路と、前記トランスデューサを含まない回路を通過する第２の信号経路と、前記第１、第２の信号経路の出力を各々、正、負の差動入力とする差動増幅器と、を備え、
    前記デジタル信号処理部内に位置する第２のフィルタを使用して、前記第１と第２の信号経路及び前記差動増幅器の伝達特性を、前記差動増幅器の入力が大振幅の場合についてシミュレートする第１のステージと、
    前記デジタル信号処理部内に位置する第１のフィルタを使用して、前記第１と第２の信号経路及び前記差動増幅器の伝達特性を、前記差動増幅器の入力が小振幅の場合についてシミュレートする第２のステージと、
    前記アナログ信号処理部の前記出力に出現するエコー要素を実質的にキャンセルするために、前記アナログ信号処理部の前記出力から前記第１のフィルタの出力を減じる第３のステージと、を含むことを特徴とする双方向通信装置の方法。
24. 前記第１のステージは、
    外耳道に１個のトランスデューサを設定するステップと、
    テスト信号を生成するステップと、
    前記第２の信号経路への入力はアースし、前記第１の信号経路を通過してテスト信号を伝播し、前記差動増幅器の出力から信号１を得る第１のステップと、
    前記第１の信号経路への入力はアースし、前記第２の信号経路を通過して前記テスト信号を伝播し、前記差動増幅器の出力から信号２を得て、
    前記信号１と信号２と前記テスト信号とに基づいて前記第２のフィルタのパラメータ（ｋ２）を設定する第２のステップと、
    を含むことを特徴とする請求項２３に記載の双方向通信装置の方法。
25. 前記第２のステージは、
    前記第１の信号経路と、前記パラメータ（ｋ２）が設定された第２のフィルタ及び第２の信号経路とを通過して前記テスト信号を伝播し、前記差動増幅器の出力から出力信号を得て、
    前記出力信号と前記テスト信号とに基づいて前記第１のフィルタのパラメータ（ｋ１）を設定する第３のステップと、
    を含むことを特徴とする請求項２４に記載の双方向通信装置の方法。
26. 以下のいずれかの一つ、すなわち、インパルス、会話中の実際の音声、自然の音声、受信音、楽音、拡散コード信号、トーン掃引信号に相当するデジタル信号から成るグループから選択されたテスト信号を生成するステップを含むことを特徴とする請求項２４に記載の双方向通信装置の方法。
27. 前記外耳の音響状態の変動に対して調整がなされるように、あらかじめ定められた時間の後、前記第１のフィルタと前記第２のフィルタを再構成するステップを含むことを特徴とする請求項２３に記載の双方向通信装置の方法。
28. 前記デジタル信号処理部の音声交換装置（ＶＯＸ）は、前記外部からの受信信号と前記外部への送信信号の電力値に応じて受信モードと送信モードを選択的に切り替えるように制御することを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。
29. 前記音声交換装置（ＶＯＸ）は、前記外部からの受信信号を変換する第１のアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、
    前記第１のＡ／Ｄ変換器により変換された受信信号をろ過する第１のローパスフィルタと、
    前記受信信号を減衰する第１のアッテネータと、
    前記アナログ信号処理部に由来する送信信号を受信し、ろ過された送信信号を送る第２のローパスフィルタと、
    前記ろ過された送信信号を減衰する第２のアッテネータと、
    前記減衰された送信信号を変換して外部への送信信号とする第２のデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器と、
    前記ろ過された受信信号の電力水準及び前記ろ過された送信信号の電力水準に従って、前記第１のアッテネータによる前記受信信号の減衰及び前記第２のアッテネータによる前記送信信号の減衰を制御する電力制御装置と、を含むことを特徴とする請求項２８に記載の双方向通信装置。
30. 前記電力制御装置の制御方法は、
    前記受信モードと前記送信モードが選択的に切り替わるステップにおいて、
    前記双方向通信装置の入力を用いて受信信号を監視するステップと、
    もし前記受信信号が存在すると決定されれば前記受信モードで作動するステップと、
    もし前記受信信号が存在しないと決定されれば前記送信モードで作動するステップと、を含むことを特徴とする請求項２９に記載の双方向通信装置。
31. 前記電力制御装置の制御方法は、前記受信モードと前記送信モードが選択的に切り替わるステップにおいて、
    前記トランスデューサの出力を用いて送信信号を監視するステップと、
    もし前記送信信号が存在すると決定されれば前記送信モードで作動するステップと、
    もし前記送信信号が存在しないと決定されれば前記受信モードで作動するステップと、を含むことを特徴とする請求項２８に記載の双方向通信装置。
32. 前記電力制御装置の制御方法は、
    前記受信モードと前記送信モードが選択的に切り替わるステップにおいて、
    前記双方向通信装置の入力を用いて受信信号を監視するステップと、
    前記トランスデューサの出力を用いて送信信号を監視するステップと、
    もし前記受信信号のみが存在すると決定されれば前記受信モードで作動するステップと、
    もし前記送信信号のみが存在すると決定されれば前記送信モードで作動するステップと、
    前記受信信号と前記送信信号の両方が存在するかもしくは前記受信信号も前記送信信号もどちらも存在しないと決定されるならば前記受信モードまたは前記送信モードいずれかを統計的に選択するステップと、を含むことを特徴とする請求項２９に記載の双方向通信装置。
33. 前記電力制御装置の制御方法は、
    前記受信モードと前記送信モードが選択的に切り替わるステップにおいて、
    前記双方向通信装置の入力からの受信信号と前記トランスデューサの出力からの送信信号から成るグループから選択されたすくなくとも一つの信号を用いてあらかじめ定められた時間内で平均振幅値を計算するステップと、
    前記平均振幅値で計算された電力水準とあらかじめ定められた基準値とを比較し少なくとも一つの信号の有無を決定するステップと、
    前記受信信号に付随する第１のアッテネータの増幅率を下限から上限へ変化させ、送信信号に付随する第２のアッテネータの増幅率を上限から下限へ変化させて、送信モードから受信モードへ切り替えるステップと、
    前記第１のアッテネータの増幅率を上限から下限へ、第２のアッテネータの増幅率を下限から上限へ変化させて、受信モードから送信モードへ切り替えるステップと、を含むことを特徴とする請求項２９に記載の双方向通信装置。
34. 前記電力制御装置の制御方法は、
    前記送信モードから受信モードへ切り替えるステップにおいて、
    前記第１のアッテネータの増幅率はあらかじめ定められた増幅率遷移曲線に従って前記下限から前記上限方向へ漸次増加し、その場合、前記第１のアッテネータの増幅率は前記受信モードが指示されているあらかじめ定められた時間枠毎に前記上限に近付いてゆくステップと、
    前記第２のアッテネータの増幅率は前記あらかじめ定められた増幅率遷移曲線に従って前記上限から前記下限方向へ漸次減少し、その場合、前記第２のアッテネータの増幅率は前記受信モードが指示されているあらかじめ定められた時間枠毎に前記下限に近付いてゆくステップと、を含むことを特徴とする請求項３３に記載の双方向通信装置。
35. 前記電力制御装置の制御方法は、
    前記受信モードから送信モードへ切り替えるステップにおいて、
    前記第１のアッテネータの増幅率はあらかじめ定められた増幅率遷移曲線に従って前記上限から前記下限方向へ漸次減少し、その場合、前記第１のアッテネータの増幅率は前記送信モードが指示されているあらかじめ定められた時間枠毎に前記下限に近付いてゆくステップと、
    前記第２のアッテネータの増幅率は前記あらかじめ定められた増幅率遷移曲線に従って前記下限から前記上限方向へ漸次増加し、その場合、前記第２のアッテネータの増幅率は前記送信モードが指示されているあらかじめ定められた時間枠毎に前記上限に近付いてゆくステップと、を含むことを特徴とする請求項３４に記載の双方向通信装置。
36. 前記電力制御装置の制御方法は、
    前記あらかじめ定められた増幅率遷移曲線は実質的にＳ字型の階段形状をしており、決定単位あたりの増幅率変化は前記上限あるいは前記下限の近辺で小さく、前記上限と前記下限の間の中間範囲では大きいことを特徴とする請求項３５に記載の双方向通信装置。
37. 前記電力制御装置の制御方法は、
    前記上限と前記下限はそれぞれ１と０であることを特徴とする請求項３６に記載の双方向通信装置。
38. 前記第２のローパスフィルタと前記第２のアナログアッテネータの間に補正フィルタが置かれ、前記補正フィルタは、ユーザの鼓膜の振動を経由して検知されるユーザの音声とユーザの口を経由して検知されるユーザの音声の間の周波数特性の差をバランスさせるように構成されることを特徴とする請求項９又は２９に記載の双方向通信装置。
39. 前記トランスデューサは、音波によって引き起こされる鼓膜の振動を検知するように構成され、また鼓膜に音波を送信するように構成された圧電トランスデューサであって、イヤプラグの形状のハウジングに収容され、さらに前記デジタル信号処理部のエコーキャンセラは、鼓膜及び鼓膜に付随する外耳道の音響特性を可変モデル化するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載の双方向通信装置。

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