CN104751839B - 具有低速率仿真的噪声消除系统 - Google Patents

Abstract

提供了一种噪声消除系统，其包括：用于数字信号的输入端，该数字信号具有第一采样率；数字滤波器，其连接到该输入端以接收该数字信号；抽选器，其连接到该输入端以接收该数字信号，并以低于该第一采样率的第二采样率生成抽选信号；以及处理器。该处理器包括：该数字滤波器的仿真，其被连接以接收该抽选信号并生成仿真滤波器输出；以及控制电路，其用于以该仿真滤波器输出为基础来生成控制信号。该控制信号被施加到该数字滤波器以控制其滤波器特性。

Description

具有低速率仿真的噪声消除系统

本申请为申请日为2008年12月12日、申请号为200880122246.9(国际申请号PCT/GB2008/051182)、名称为“具有低速率仿真的噪声消除系统”的发明专利申请的分案申请。

本发明涉及噪声消除系统，具体而言涉及这样一种噪声消除系统：其具有可以容易地基于输入信号而适配的滤波器，以改善噪声消除性能。

背景技术

噪声消除系统是已知的，在其中，代表环境噪声的电子噪声信号被施加到信号处理电路，然后所得到的经处理的噪声信号被施加到扬声器，以生成声音信号。为了实现噪声消除，所生成的声音就其振幅和其相位而言，应尽可能接近地近似于环境噪声的反转物(inverse)。

特别地，用于头戴式受话器(headphone)或耳机(earphone)的前馈噪声消除系统是已知的，在其中，安装在头戴式受话器或耳机上的一个或多个扩音器(microphone)对佩带者耳朵区域的环境噪声信号进行检测。为了实现噪声消除，在环境噪声自身被头戴式受话器或耳机修正之后，所生成的声音需要尽可能近似于该环境噪声的反转物。头戴式受话器或耳机进行的修正的一个例子是由围绕头戴式受话器或耳机的边缘行进的噪声到达佩带者耳朵所必经的不同声学路径引起的。

在实践中，用来检测环境噪声信号的扩音器以及用来从经处理的噪声信号生成声音信号的扬声器(loudspeaker)也将更改这些信号，例如在某些频率比在其它频率更灵敏。一个例子是：当扬声器紧密耦合到使用者的耳朵时，导致扬声器的频率响应因腔效应(cavity effect)而改变。

能够对用在信号处理电路中的滤波器的特性(characteristics)进行适配(adapt)是有利的，例如为了考虑到环境噪声的性质(properties)。然而，在使用高采样率的情况下，此滤波器适配会耗费可观量的功率。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种噪声消除系统，其包括：用于数字信号的输入端(input)，该数字信号具有第一采样率；数字滤波器，其连接到该输入端以接收该数字信号；抽选器(decimator)，其连接到该输入端以接收该数字信号，并以低于该第一采样率的第二采样率生成抽选信号(decimated signal)；以及处理器。该处理器包括：该数字滤波器的仿真(emulation)，其被连接以接收该抽选信号并生成仿真滤波器输出(emulatedfilter output)；以及控制电路，其用于以该仿真滤波器输出为基础来生成控制信号，其中该控制信号被施加到该数字滤波器以控制其滤波器特性。

这具有以下优点：可以以该输入信号为基础来控制该数字滤波器，而无需功率密集型(power-intensive)地生成待施加到该滤波器的控制信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种消除环境噪声的方法。该方法包括：接收数字信号，该数字信号具有第一采样率；用数字滤波器对所述信号进行滤波；从所述数字信号生成抽选信号，该抽选信号具有低于该第一采样率的第二采样率；使用所述抽选信号来对该数字滤波器进行仿真，从而生成仿真滤波器输出；以及，以该仿真滤波器输出为基础来控制该数字滤波器的滤波器特性。

附图说明

为更好地理解本发明，并为了更清楚地显示可以如何实现本发明，现在将以示例的方式参考以下附图，其中：

图1图解了根据本发明一方面的噪声消除系统；

图2图解了图1的噪声消除系统中的、根据本发明一方面的信号处理电路；

图3是一流程图，其图解了根据本发明一方面的过程(process)；

图4图解了根据本发明的信号处理电路被实现在反馈噪声消除系统中；

图5图解了图1的噪声消除系统中的、根据本发明一方面的又一信号处理电路；

图6是示出了所施加的增益随检测到的噪声包络的变化的一个实施方案的示意图表；

图7是示出了所施加的增益随检测到的噪声包络的变化的另一实施方案的示意图表；

图8图解了图1的噪声消除系统中的、根据本发明另一方面的信号处理电路；

图9是一流程图，其图解了根据本发明一方面的、校准噪声消除系统的方法；

图10是一流程图，其图解了根据本发明另一方面的、校准噪声消除系统的方法；

图11图解了如参照图8所述的、根据本发明的信号处理电路实现在反馈噪声消除系统中；

图12图解了图1的噪声消除系统中的、根据本发明又一方面的信号处理电路；以及

图13是示出了根据本发明一个实施方案的、增益随信噪比的变化的示意图表。

具体实施方式

图1一般地图解了根据本发明的音频频谱噪声消除系统(audio spectrum noisecancellation system)的形式和使用。

具体地，图1示出了耳机10，其戴在使用者14的外耳12上。因而，图1示出了戴在耳朵上的贴耳式(supra-aural)耳机，不过应意识到，完全相同的原理适用于环绕耳朵佩戴的罩耳式(circumaural headphone)受话器，以及戴在耳朵中的耳机例如所谓的入耳式耳机(ear-bud phone)。本发明同样适用于其它旨在佩戴或保持在使用者耳朵附近的设备，诸如移动电话、头戴式送受话器(headset)和其它通信设备。

环境噪声被扩音器20、22检测，这两个扩音器在图1中示出，不过也可设有多于或少于两个的任何数量的扩音器。由扩音器20、22生成的环境噪声信号被组合，并被施加到信号处理电路24，其将在下文中被更详细地描述。在扩音器20、22是模拟扩音器的一个实施方案中，这些环境噪声信号可以通过相加而组合。在扩音器20、22是数字扩音器的情况下，即在它们生成代表环境噪声的数字信号的情况下，这些环境噪声信号可以以别种方法组合，如本领域普通技术人员熟悉的。进一步，在这些环境噪声被组合之前，该扩音器可被施加不同的增益，例如为了补偿因制造公差而导致的灵敏度差异。

本发明的该所示的实施方案也包含期望信号的源26。例如，在该噪声消除系统在耳机——诸如旨在能够再生音乐的耳机10——中处于使用中的情况下，源26可以是来自外部源——诸如声音再生设备例如MP3播放器——的期望信号的入口连接(inletconnection)。在另外的应用中，例如在该噪声消除系统在移动电话或其它通信设备中处于使用中的情况下，源26可以包括用于接收射频信号并将其解码的无线接收机电路。在另外的实施方案中，可以没有源，并且该噪声消除系统可以只不过旨在为了使用者的舒适而消除环境噪声。

来自源26的期望信号，如果有的话，通过信号处理电路24被施加到扬声器28，扬声器28在使用者的耳朵12近旁生成声音信号。另外，信号处理电路24生成噪声消除信号，该噪声消除信号也被施加到扬声器28。

信号处理电路24的一个目的是生成噪声消除信号，该噪声消除信号在被施加到扬声器28时，使扬声器28在使用者的耳朵12中生成声音信号，该声音信号是到达耳朵12的环境噪声信号的反转物，以使得环境噪声被至少部分地消除。

为了实现这一点，信号处理电路24需要从由扩音器20、22生成的环境噪声信号来生成噪声消除信号，该噪声消除信号考虑到扩音器20、22的性能和扬声器28的性能，并且也考虑到因耳机10的存在而导致的环境噪声变更。

图2更详细地示出了信号处理电路24的形式。输入端40被连接以接收——例如直接从扩音器20、22接收——输入信号。该输入信号被施加到模数转换器42，并在这里被转换成数字信号。然后所得到的数字信号被施加到可适配(adaptable)数字滤波器44，并且所得到的经滤波的信号被施加到可适配增益装置46。

可适配增益装置46的输出信号被施加到加法器(adder)48，在这里该输出信号与从第二输入端49接收的期望源信号相加，源26可连接到第二输入49。当然，这适用于存在期望信号的实施方案。在不存在期望信号(即，该噪声消除系统被设计为纯粹用来减小环境噪声，例如在高噪声环境中)的实施方案中，输入端49和加法器48是多余的。

因而，滤波器44和可适配增益装置46施加的滤波和水平调整(level adjustment)旨在生成允许检测到的环境噪声被消除的噪声消除信号。

加法器48的输出被施加到数模转换器50，以使得它可以被传送到扬声器28。

如上文所述，该噪声消除信号是由可适配数字滤波器44和可适配增益装置46从输入信号产生的。这些被一个或多个控制信号控制，该一个或多个控制信号是通过将从模数转换器42输出的数字信号施加到降低数字采样率的抽选器52、然后施加到微处理器54而生成的。

微处理器54包含模块(block)56，其对滤波器44和可适配增益装置46进行仿真并产生仿真滤波器输出，该仿真滤波器输出被施加到加法器58，在这里该仿真滤波器输出与经由抽选器90来自第二输入端49的期望信号相加。抽选器52执行的采样率降低(samplerate reduction)允许以比以原始2.4MHz采样率执行的仿真更低的功耗来执行该仿真。

所得到的信号被施加到控制模块60，控制模块60生成用于调整滤波器44和可适配增益装置46的性能的控制信号。通过频率弯折(frequency warping)模块62、平滑滤波器(smoothing filter)64和采样保持电路66，用于滤波器44的控制信号被施加到滤波器44。相同的控制信号也被施加到模块56，以使得滤波器44的仿真与滤波器44自身的适配匹配。在一个实施方案中，用于滤波器44的控制信号是以加法器58的输出与一阈值的比较为基础而生成的。例如，如果加法器58的输出太高，则控制模块60会生成一控制信号以使得滤波器44的输出降低。在一个实施方案中，这可以通过降低滤波器44的截止频率来实现。

频率弯折模块62的目的是使从控制模块60输出的控制信号适应于高频自适应(adaptive)滤波器82。即，高频滤波器82通常会以比低频滤波器仿真器86的频率高得多的频率运行，因此该控制信号通常需要被适配以兼适用于这两个滤波器。因此，该频率弯折可由任何普通映射功能代替。

平滑滤波器抹平控制模块60生成的控制信号中的任何纹波(ripple)，以使得该系统中的噪声降低。在一个替代实施方案中，采样保持电路66可以由内插滤波器(interpolation filter)代替。

控制模块60还生成用于可适配增益装置46的控制信号。在所示的实施方案中，增益控制信号被直接输出到可适配增益装置46。

在本发明的该优选实施方案中，施加到该装置的数字信号被过采样(oversampled)。即，该数字信号的采样率比处理所关注频率范围需要的奈奎斯特频率高许多倍。然而，该较高的采样率与较低的比特精度结合使用，以允许在数字滤波器44中以可接受地高的准确度来进行较快的处理。例如，在本发明的一个实施方案中，该数字信号的采样率是2.4MHz。

然而，已发现不必以这样的高采样率运行微处理器54和滤波器仿真56。因而，在该所示的实施方案中，抽选器52将采样率降低到8kHz——可被微处理器54充裕地处理而仍保持功耗低的采样率。

尽管图2示出，该控制信号首先被施加到频率弯折模块62然后被施加到平滑滤波器64，但这些模块的位置可以互换。

频率弯折模块62基于双线性变换，这确保从低率仿真得到的控制系数被正确地转换成必须被施加到以高采样率运行的滤波器44的控制系数，以实现计划的控制。

在本发明的该所示的实施方案中，数字滤波器44包括：固定级80，其采取六阶IIR滤波器的形式，其滤波器特性可以在校准阶段被调整但此后保持固定；以及自适应级82，其采取高通滤波器的形式，其滤波器特性可以在使用中基于输入信号的性质而被适配。这样，数字滤波器44的特性可以基于环境噪声而被适配。在一个实施方案中，该滤波器特性是数字滤波器44的截止频率。

因此，对数字滤波器44进行仿真的模块56也包含：固定级84，其滤波器特性可以在校准阶段被调整但此后保持固定；以及自适应级86，其采取高通滤波器的形式，其滤波器特性可以在使用中基于输入信号的性质而被适配，尤其是基于控制模块60的输出而被适配。

尽管数字滤波器44的固定级80是六阶IIR滤波器，但仿真56的固定级84可以是较低阶的IIR滤波器，例如二阶IIR滤波器，而这仍可以提供可接受地准确的仿真。

进一步，微处理器54可以包括一自适应增益仿真器(图2中未示出)，其位于滤波器仿真器56和加法器58之间。在此情况下，控制模块60也将把增益控制信号输出到该自适应增益仿真器。

在不脱离本发明的范围的前提下，可以对上文描述的实施方案做出各种修改。例如，输入到信号处理器24的源信号可以是数字的，如上文所述，或者是模拟的——在该情况下模数转换器可能是必要的以将该信号转换成数字的。进一步，可以在抽选滤波器(未示出)中对数字源信号进行抽选。

如上所述，代表检测到的环境噪声的数字信号被施加到自适应数字滤波器44，以生成噪声消除信号。为了能够在多种不同应用中使用信号处理电路24，自适应数字滤波器44有必要相对复杂，以使得它可以针对不同的扩音器和扬声器组合进行补偿，以及针对对环境噪声有不同影响的不同类型的耳机进行补偿。

然而，在设备的使用中必须对复杂的滤波器——诸如IIR滤波器——执行全适配(full adaptation)会是不利的。因而，在本发明的该优选实施方案中，滤波器44包括这样的IIR滤波器80：其滤波器特性在该设备处于运转中时被有效地固定。更具体而言，该IIR滤波器可以具有若干组可能的滤波器系数，这些滤波器系数一起限定滤波器特性，这些滤波器系数组之一基于信号处理电路24正使用的扩音器20和22、扬声器28以及耳机10而被施加。

IIR滤波器系数的设置可以发生在制造该设备时，或者发生在首次将该设备插入特定耳机10时，或者作为在该设备初始加电时或以周期性间隔(例如每天一次)出现的校准过程的结果。此后，滤波器系数不再改变，从而滤波器特性被固定，而非以所施加的信号为基础而改变。

然而，已发现这可能具有以下缺点：该设备可能不会在所有条件下都最佳地工作。例如，在有相对高的低频噪声水平的情况下，所得到的噪声消除信号会处在比一般扬声器28能处理的水平更高的水平。

因而，滤波器44也包括自适应部件，在该所示的实施例中是自适应高通滤波器82。于是该高通滤波器的性能——诸如截止频率——可以以微处理器54生成的控制信号为基础而被调整。而且，滤波器44的适配可以以简单得多的控制信号为基础而发生。

因此，使用包括固定部分和自适应部分的滤波器允许了使用相对复杂的滤波器，但也允许了借助于相对简单的控制信号来适配该滤波器。

如到目前为止所描述的，滤波器44的适配是以从给该滤波器的输入得到的控制信号为基础而发生的。然而，也可能的是，滤波器44的适配可以以从该滤波器输出得到的控制信号为基础而发生。而且，将该滤波器划分成固定部分和自适应部分允许了以下可能性：滤波器44的适配可以以从这些滤波器级中的第一级的输出得到的控制信号为基础而发生。特别地，如所示，在该信号首先被施加到第一固定级80然后被施加到自适应滤波器级82的情况下，自适应滤波器级82的适配可以以从第一固定级80的输出得到的控制信号为基础而发生。

如上文所述，该控制信号由微处理器54——其包含滤波器44的仿真——生成。因此，在滤波器44包含固定级80和自适应级82的情况下，仿真56应优选地也包含固定级84和自适应级86，以使得它可以以相同的方式被适配。

在本发明的该所示的实施方案中，滤波器44包括固定IIR滤波器80和自适应高通滤波器82，且类似地，滤波器仿真56包括固定IIR滤波器84和自适应高通滤波器86，固定IIR滤波器84和自适应高通滤波器86是它们所仿真的滤波器的映像(mirror)或足够准确的近似。

然而，本发明可被应用于任何如下的滤波器布置：其中该滤波器包括一个或多个滤波器级，只要至少一个这样的级是自适应的。而且，该滤波器可以相对复杂，例如是IIR滤波器，或者可以相对简单，例如是低阶低通或高通滤波器。

进一步，可能的滤波器适配可以相对复杂，若干不同的参数是自适应的，或者可以相对简单，仅有一个参数是自适应的。例如，在该所示的实施方案中，自适应高通滤波器82是通过单个控制值可控制的一阶滤波器，该控制值具有改变滤波器拐角频率(cornerfrequency)的效果。然而，在另外的情况下，该适配可以采取改变较高阶滤波器的若干参数的形式，或者原则上可以采取改变IIR滤波器的全套滤波器系数的形式。

众所周知，为了处理数字信号，有必要用具有该信号信息内容的频率的至少两倍的采样率的信号进行操作，而处于高于该采样率之一半的频率的信号分量将丢失。在处于高至截止频率的频率的信号必须被处理的情况下，定义了奈奎斯特采样率，其是该截止频率的两倍。

噪声消除系统通常旨在仅消除可听效果(audible effects)。由于人类听觉的上限频率(upper frequency)一般是20kHz，这暗示着可以通过以40kHz左右的采样率对噪声信号进行采样来实现可接受的性能。然而，为了实现足够的性能，将要求以相对高的精确度对噪声信号进行采样，并且在对这样的信号的处理中将不可避免地存在延迟。

因此，在本发明的该所示的实施方案中，模数转换器42以2.4MHz的采样率生成数字信号，但具有仅3比特的位分辨率(bitresolution)。这允许了可接受地准确的信号处理，但具有低得多的信号处理延迟。在本发明的另外的实施方案中，该数字信号的采样率可以是44.1kHz，或大于100kHz，或大于300kHz，或大于1MHz。

如上文所述，滤波器44是自适应的。即，可以向该滤波器发送控制信号以改变其性能，诸如其频率特性。在本发明的该所示的实施方案中，该控制信号不是以该数字信号的采样率发送的，而是以较低的速率(rate)发送的。这节省了功率和该控制电路——在此情况下是微处理器54——中的处理复杂度。

该控制信号以这样的速率被发送：该速率允许该控制信号足够快速地适配该滤波器以处理可能会产生可听效果的变化，即，该速率至少等于由音频范围内的期待截止频率定义的奈奎斯特采样率。

尽管期待能够在整个音频范围上实现噪声消除，但在实践中，通常仅有可能在音频范围的一部分上实现良好的噪声消除性能。在一般情况下，被认为是优选的是：优化该系统，以在音频范围的较低部分上——例如从80Hz到2.5kHz的范围内——实现良好的噪声消除性能。因此，生成具有如下的采样率的控制信号就是足够的：该采样率是如下的频率的两倍，在该频率以上不期待实现卓越的噪声消除性能。

在本发明的该所示的实施方案中，该控制信号具有8kHz的采样率，但是，在本发明的另外的实施方案中，该控制信号可以具有小于2kHz，或小于10kHz，或小于20kHz，或小于50kHz的采样率。

在本发明的该所示的实施方案中，抽选器52将该数字信号的采样率从2.4MHz降低到8kHz，且微处理器54以与其输入信号相同的采样率产生控制信号。然而，微处理器54原则上可以产生具有如下的采样率的控制信号：该采样率比从抽选器52接收的、该微处理器的输入信号更高或更低。

该所示的实施方案显示，该噪声信号被从模拟源——诸如扩音器——接收，并在该信号处理电路的模数转换器42中被转换成数字形式的。然而，应意识到，该噪声信号可以，例如从数字扩音器，以数字形式被接收。

进一步，该所示的实施方案显示，该噪声消除信号以数字形式被生成，并在该信号处理电路的数模转换器50中被转换成模拟形式。然而，应意识到，该噪声消除信号可以以数字形式被输出，例如以供应用到数字扬声器或类似物。

在本发明的一个实施方案中，IIR滤波器80具有如下的滤波器特性：优选地使处于相对低的频率的信号通过。例如，尽管该噪声消除系统可能试图在整个音频频带上尽可能地消除环境噪声，但扩音器20、22和扬声器28的特定布置，以及耳机10的尺寸和形状可能意味着，对于IIR滤波器80优选的是，具有提升(boost)处于250－750Hz的范围内的频率的信号的滤波器特性。然而，在另外的实施方案中，IIR滤波器80可以在250Hz以下也具有显著提升。该提升对于补偿安装在小外壳中的小扬声器——其通常具有不良的低频响应——可能是需要的。

然而，这意味着，当存在在此频率范围内具有大分量的环境噪声信号时，存在这样的危险：滤波器80生成的噪声信号可能会大于扬声器28能够充裕——无失真地等等——处理的噪声信号，即扬声器28可能会被过度驱动。万一出现此情况，扬声器盆(cone)可能会超出其偏离极限(excursion limit)，从而导致扬声器的物理损坏。

因此，为了防止这一点，自适应高通滤波器82的频率特性基于输入信号的振幅而被适配。事实上，在该优选实施方案中，自适应高通滤波器82的频率特性是基于来自仿真滤波器56的输出信号而被适配的。而且，在该优选实施方案中，自适应高通滤波器82的频率特性是基于来自第二输入端49的期望信号与来自仿真滤波器56的输出信号之和而被适配的。这意味着，自适应高通滤波器82的频率特性是基于实际上会被施加到扬声器28的信号的代表物而被适配的。

更具体地，在本发明的该所示的实施方案中，自适应高通滤波器82是一阶高通滤波器，其截止频率或拐角频率可以基于从微处理器54施加的控制信号而被调整。滤波器82在拐角频率以上的频率具有大体恒定的增益，该增益可以是单位值(unity)或者可以是某个另外的值，只要在该滤波器路径的别处存在适宜的补偿，并且该滤波器82在该拐角频率以下具有减小的增益。

在一个实施方案中，该拐角频率可以是在10Hz－1.4kHz的范围内可调整的。

图3是一流程图，其图解了在控制模块60中执行的过程。

在步骤90中，通过为控制值K设置初始值来将该过程初始化，该控制值K被用来控制高通滤波器82的拐角频率。

在步骤92中，给控制模块60的输入值——即仿真滤波器模块56与期望源输入49之和H的绝对值——与阈值T相比较。如果该和H超过了阈值T，则该过程转到步骤94，在步骤94中，攻击系数(attack coefficient)K_A被加至当前控制值K。在将这些值加在一起之后，在步骤96中测试新的控制值是否超过上限值，如果是，则改为施加该上限值。如果该新的控制值未超过该上限值，则使用该新的控制值。

如果在步骤92中，该和H的绝对值低于阈值T，则该过程转到步骤98，在步骤98中，衰减系数K_D被加至当前控制值K。应注意，衰减系数K_D是负数，因此将它加至当前控制值K减小了该控制值。在将这些值加在一起之后，在步骤100中测试新的控制值是否下降到下限值以下，如果是，则改为施加该下限值。如果该新的控制值未下降到该下限值以下，则使用该新的控制值。

当已确定了新的控制值，该过程回到步骤92，在步骤92中，仿真滤波器模块56与期望源输入49之新和H被与阈值T相比较。

在一个实施方案中，攻击系数K_A在量值上大于衰减系数K_D，以使得如果出现瞬时低频信号，则可以迅速提高截止频率，从而导致输出振幅快速减小，以防止扬声器超过其偏离极限。进一步，相对较小的衰减系数使截止频率的任何纹波最小化，以使得截止频率有效地跟踪输入信号的包络而非绝对值。

进一步，对本领域普通技术人员明显的是，为了适当地改变截止频率以防止扬声器过载，在控制模块60中执行的控制算法的其它实现是可能的。例如，攻击系数K_A和衰减系数K_D可以以非线性(例如，指数)方式改变。

如上文所述，该控制过程是以比输入数字信号的采样率更低的采样率执行的。为了确保这不是误差的根源，该控制值被传送通过频率弯折函数62。

进一步，该控制值被传送通过平滑滤波器64，平滑滤波器64被提供以抹平该信号中的任何不期望的纹波。在该实施方案中，该滤波器确定该控制值是在增加还是在减小。如果该控制值在增加，则滤波器64的输出直接跟踪输入，不带任何时滞。然而，如果该控制值在减小，则滤波器64的输出朝输入指数地衰减，以抹平输出信号中的任何不期望的纹波。

平滑滤波器64的输出被传递到采样保持电路66，该输出从这里被引出(latchout)到自适应滤波器82。然后，由施加到滤波器82的经滤波的控制值来确定该滤波器的拐角频率。例如，当该控制值采取下限值时，该拐角频率可以采取其最小值——在该所示的实施方案中为10Hz，而当该控制值采取上限值时，该拐角频率可以采取其最大值——在该所示的实施方案中为1.4kHz。

对本领域普通技术人员明显的是，本发明同样适用于所谓的反馈噪声消除系统。

反馈方法基于的是，放置在扬声器正前方的扩音器在形成于耳朵和耳机壳内部之间或者耳朵和移动电话之间的腔内的使用。得自扩音器的信号经由负反馈环路(反相放大器)被耦合回到扬声器，以使得它形成一伺服系统，在该伺服系统中扬声器总是试图在扩音器处产生零声压水平(null sound pressure level)。

图4示出了根据本发明的信号处理电路的实施例被实现在反馈系统中。

该反馈系统包括基本位于扬声器128前方的扩音器120。扩音器120检测扬声器128的输出，检测到的信号经由放大器141和模数转换器142而被馈回。期望音频信号经由输入端140被馈至该处理电路。在减法元件(subtracting element)188中从该期望音频信号中减去该被馈回的信号，以使得减法元件188的输出基本代表环境噪声，即，期望音频信号已被基本消除。

此后，该处理电路基本类似于参照图2描述的前馈系统中的处理电路24。减法元件188的输出被馈至自适应数字滤波器144，经滤波的信号被施加到可适配增益装置146。

所得到的信号被施加到加法器148，在这里该信号与从输入端140接收的期望音频信号相加。

因而，滤波器144以及由可适配增益装置146施加的滤波和水平调整旨在生成允许检测到的环境噪声被消除的噪声消除信号。

加法器148的输出被施加到数模转换器150，以使得它可以被传送到扬声器128。

如上文所述，该噪声消除信号是由自适应数字滤波器144和可适配增益装置146从输入信号产生的。这些由一控制信号控制，该控制信号是通过将从模数转换器142输出的数字信号施加到降低数字采样率的抽选器152、然后施加到微处理器154而生成的。

微处理器154包含模块156，模块156对滤波器144和可适配增益装置146进行仿真并产生仿真滤波器输出，该仿真滤波器输出被施加到加法器158，在这里该仿真滤波器输出与经由抽选器190来自输入端140的期望音频信号相加。

所得到的信号被施加到控制模块160，控制模块160生成用于调整滤波器144和可适配增益装置146的性能的控制信号。通过频率弯折模块162、平滑滤波器164和采样保持电路166，用于滤波器144的控制信号被施加到滤波器144。相同的控制信号也被施加到模块156，以使得滤波器144的仿真与滤波器144自身的适配匹配。

在一个替代实施方案中，采样保持电路166由内插滤波器代替。

控制模块160还生成用于可适配增益装置146的控制信号。在该所示的实施方案中，该增益控制信号被直接输出到可适配增益装置146。

进一步，微处理器154可以包括位于滤波器仿真器156和加法器158之间的自适应增益仿真器(图3中未示出)。在此情况下，控制模块160也将该增益控制信号输出到该自适应增益仿真器。

类似于前馈情形，固定滤波器180可以是IIR滤波器，自适应滤波器182可以是高通滤波器。

根据本发明的另一方面，信号处理器24包括这样的装置，其用于测量环境噪声水平以及用于基于环境噪声水平来控制噪声消除信号向源信号的添加。例如，在环境噪声低或可忽略的环境中，该噪声消除可能不会改善使用者听到的声音质量。也就是说，噪声消除甚至可能会将赝象(artefacts)添加至声流(sound stream)以纠正不存在的环境噪声。进一步，该噪声消除系统在这样的时期内的活动浪费了功率。因此，当噪声信号低时，可以减小甚至完全关断(turn off)噪声消除信号。这节省了功率，并防止了噪声信号将不期望的噪声添加至语音信号。

然而，当该噪声消除系统存在于例如移动电话或头戴式送受话器(headset)中时，环境噪声会被孤立于使用者自已的语音而检测。也就是说，使用者可能正在别无他物的房间中对着移动电话或头戴式送受话器说话，但该噪声消除系统因使用者的语音而仍然不会检测到噪声是低的。

图5更详细地示出了信号处理电路24的又一实施方案。输入端40被连接以接收——例如直接从扩音器20、22接收——代表环境噪声的噪声信号。该噪声信号被输入到模数转换器(ADC)42，并被转换成数字噪声信号。该数字噪声信号被输入到噪声消除模块44，噪声消除模块44输出噪声消除信号。噪声消除模块44可以例如包括用于从检测到的环境噪声信号生成噪声消除信号的滤波器，即，噪声消除模块44基本生成检测到的环境噪声的反转信号。该滤波器可以是自适应的或非自适应的，如对本领域普通技术人员明显的。

该噪声消除信号被输出到可适配增益装置46。可适配增益装置46的控制将在稍后进行说明。按常规，增益模块可以向噪声消除信号施加增益，以生成更准确地消除检测到的环境噪声的噪声消除信号。因而，噪声消除模块44一般会包括被设计为以此方式运作的增益模块(未示出)。然而，根据本发明的一个实施方案，所施加的增益根据检测到的环境噪声的振幅或包络而改变。因此，可适配增益装置46可以连同常规增益模块一起存在于噪声消除模块44中，或者，适于实现本发明的可适配增益装置46本身可代替噪声消除模块44中的增益模块。

信号处理器24还包括用于接收语音或其它期望信号的输入端48，如上文所述。因而，在移动电话的情况下，期望信号是已被传输到该电话、且待借助于扬声器28而转换成可听声音(audible sound)的信号。通常，该期望信号会是数字的(例如，音乐、接收到的语音等)，在此情况下，该期望信号在加法元件(adding element)52中被添加至从可适配增益装置46输出的噪声消除信号。然而，在期望信号是模拟的情况下，期望信号被输入到ADC(未示出)，在这里被转换成数字信号，然后在加法元件52中被添加。然后，组合信号被从信号处理器24输出到扬声器28。

进一步，根据本发明，数字噪声信号被输入到包络检测器54，包络检测器54检测环境噪声的包络，并将控制信号输出到可适配增益装置46。图6示出了一个实施方案，其中包络检测器54将噪声信号的包络与阈值N₁比较，并基于该比较输出控制信号。例如，如果噪声信号的包络在阈值N₁以下，则包络检测器54可以输出使得零增益被施加的控制信号，从而有效地关闭系统10的噪声消除功能。类似地，包络检测器54可以输出控制信号以实际上关闭系统10的噪声消除功能。在所示的实施方案中，如果噪声信号的包络在第一阈值N₁以下，则包络检测器54输出使得增益随着渐减的噪声而逐渐减小的控制信号，使得当达到第二、较低的阈值N₂时零增益被施加。在阈值N₁和N₂之间，增益被线性地改变；然而，本领域普通技术人员将意识到，该增益可以被例如阶梯式地或指数地改变。

图7示出了又一实施方案的示意图，其中包络检测器54以这样的方式运用第一阈值N₁和第二阈值N₂：使得滞后(hysteresis)被建立到该系统中。该图的实线代表当该系统从“全”噪声消除信号转变至零噪声消除信号时所施加的增益；点划线(chain line)代表当该系统从零噪声消除信号转变至全噪声消除信号时所施加的增益。在所示的实施方案中，当该系统初始生成全噪声消除信号，但之后环境噪声下降到第一阈值N₁以下时，所施加的增益被减小，直至在环境噪声值N₁′处施加零增益。当该系统初始是关掉状态或生成“零”噪声消除信号，且环境噪声的包络上升到第二阈值N₂以上时，所施加的增益被增大，直至在环境噪声值N₂′处生成全噪声消除信号。该第二阈值可以被设置得高于值N₁′——在该值处噪声消除先前被关掉，使得滞后被建立到该系统中。该滞后防止当噪声信号的包络接近该第一阈值时噪声消除在“开”和“关”状态之间快速波动。

本领域普通技术人员将意识到，可在环境噪声分别跨越第一和第二阈值时关掉或打开噪声消除，而非逐渐减小或增大所施加的增益。然而，在该实施方案中，信号处理器24的包络检测器54可以包括斜坡滤波器(ramping filter)以使不同增益水平之间的转变变得平滑。急剧(harsh)转变对使用者而言会听起来奇怪，而通过为斜坡滤波器选择适当的时间常数可以避免急剧转变。

尽管在上文的描述中使用包络检测器来确定环境噪声水平，但也可以使用噪声信号的振幅来确定环境噪声水平。术语“噪声水平”——其也用在本说明书中——可适用于噪声信号的振幅或包络或者其它量值。

当然，存在许多在这里未明确提及的、对本领域普通技术人员明显的可能的替代方法，以根据检测到的环境噪声来改变噪声消除信号向期望信号的添加。除了在本发明的范围中限定的以外，本发明不限于所描述的方法中的任一种。

根据本发明的又一实施方案，从ADC 42输出的数字噪声信号经由门(gate)56被输入到包络检测器52。门56被语音活动探测器(VAD)58控制，VAD 58也接收从ADC 42输出的数字噪声信号。然后，VAD 58对门56进行操作，使得噪声信号仅在无语音期内被允许通达包络检测器52。门56和VAD 58的运行将在下文更详细地描述。当噪声消除系统10被实现在移动电话或头戴式送受话器——即使用者倾向于在使用时说话的任何系统——中时，VAD 58和门56尤其有益。

使用语音活动探测器是有利的，因为该系统包括一个或多个扩音器20、22，这些扩音器检测环境噪声，但也足够接近以检测使用者自己的讲话。在确定了应以环境噪声为基础来控制该噪声消除系统的增益时，能够在使用者不说话的时期内检测环境噪声水平是有利的。

在本发明的该所示的实施方案中，将较长时期之中的最安静时期内的噪声水平取作环境噪声水平。因而，在一个实施方案中——其中来自扩音器20、22的信号被以8kHz的采样率转换成数字信号，这些数字样本被划分成一些帧，每个帧包括256个样本，并且为每个帧确定平均信号量值。然后，任何时刻的环境噪声水平被确定为最近32个帧之中具有最低平均信号量值的帧。

因而，假设在每段32×256个样本的时期(＝约1秒)内有一个帧是用户不制造任何声音的，则在这个帧期间检测到的信号水平将准确地代表环境噪声。

然后，基于以这种方式确定的环境噪声水平来控制施加到噪声消除信号的增益。不过当然，已知许多用于检测语音活动的方法，从而，除了本发明的范围中限定的以外，本发明不限于任何特定方法。

在不偏离本发明的范围的前提下，可以对上文描述的实施方案进行各种修改。例如，可以将数字噪声信号直接输入到信号处理器28，在这种情况下，信号处理器28将不包括ADC 42。进一步，VAD 58可以接收模拟形式的噪声信号，而非数字信号。

本发明可以被运用在前馈噪声消除系统中，如上文所述，或运用在所谓的反馈噪声消除系统中。对于这两种系统，根据检测到的环境噪声水平来将噪声消除信号添加到期望信号的一般原则均适用。

图8更详细地示出了信号处理电路24的又一实施方案。输入端40被连接以接收——例如直接从扩音器20、22接收——输入信号。该输入信号在放大器41中被放大，经放大的信号被施加到模数转换器42，在这里该经放大的信号被转换成数字信号。该数字信号被施加到自适应数字滤波器44，经滤波的信号被施加到可适配增益装置46。本领域普通技术人员将意识到，在扩音器20、22是数字扩音器——其中模数转换器被纳入扩音器箱(capsule)中并且输入端40接收数字输入信号——的情况下，不需要模数转换器42。

所得到的信号被施加到加法器48的第一输入端，其输出被施加到数模转换器50。数模转换器50的输出被施加到第二加法器56的第一输入端，第二加法器56的第二输入端接收来自源26的期望信号。第二加法器56的输出被传送到扬声器28。本领域普通技术人员还将意识到，该期望信号可以以数字形式被输入到该系统。在此情况下，加法器56可以位于数模转换器50之前，因而从加法器56输出的组合信号在通过扬声器28输出之前被转换成模拟的。

因而，滤波器44和可适配增益装置46施加的滤波和水平调整旨在生成允许检测到的环境噪声被消除的噪声消除信号。

如上文所述，该噪声消除信号是由自适应数字滤波器44和可适配增益装置46从输入信号产生的。这些由一控制信号控制，该控制信号是通过将从模数转换器42输出的数字信号施加到降低数字采样率的抽选器52、然后施加到微处理器54而生成的。

在本发明的该所示的实施方案中，自适应滤波器44由固定IIR滤波器80形式的第一滤波器级80和自适应高通滤波器82形式的第二滤波器级构成。

微处理器54生成一控制信号，该控制信号被施加到自适应高通滤波器82以调整其拐角频率。在该噪声消除系统的使用中，微处理器54在自适应基础上生成该控制信号，以使得滤波器44的性能可以基于检测到的噪声信号的性质而被调整。

然而，本发明同样适用于具有固定的(fixed)滤波器44的系统。在本语境中，词语“固定”意指，该滤波器的特性不以检测到的噪声信号为基础而被调整。

然而，滤波器44的特性可以在校准阶段被调整，该校准阶段例如可以发生在制造系统24时，或者首次将该系统24与扩音器20、22及扬声器28一起集成在成品设备中时，或者每当该系统被加电时，或者以其它不规律(irregular)的方式发生。

更具体地，通过将来自存储在存储器90中的多组系数中的一组替换滤波器系数(areplacement set of filter coefficients)传送到滤波器80，可以在该校准阶段调整固定IIR滤波器80的特性。

进一步，可以类似地在该校准阶段调整由可适配增益装置46施加的增益。或者，通过适宜地调整固定IIR滤波器80的特性，可以在该校准阶段实现该增益的改变。

这样，就可以针对待一起使用的具体设备来优化信号处理电路24。

图9是一流程图，其图解了根据本发明一方面的方法。如上文所述，该信号处理电路需要生成如下的噪声消除信号，该噪声消除信号在被施加到扬声器28时，产生尽可能地消除使用者听到的环境噪声的声音。产生该效果的噪声消除信号的振幅将取决于扩音器20、22的灵敏度和扬声器28的灵敏度，并取决于从扬声器28到扩音器20、22的耦合程度(例如，扬声器28有多接近于扩音器20、22。)，不过可以假定这对于所有同型号设备(诸如移动电话)是相同的。该方法从以下认识着手：尽管这两个参数不容易测量，但真正重要的是它们的乘积。因此，根据本发明的该方法包括：施加具有已知振幅的测试信号到扬声器28；以及用扩音器20、22检测所得到的声音。检测到的信号的振幅是扩音器20、22的灵敏度和扬声器28的灵敏度的乘积的量度。

在步骤110中，在微处理器54中生成一测试信号。在本发明的一个实施方案中，该测试信号是处于已知频率的正弦信号的数字代表物。如上文所述，该校准过程的目的是补偿设备之间的差异，即使这些设备标称上是相同的。例如，在移动电话或类似设备中，扩音器的增益可能比其标称值大或小3dB。类似地，扬声器的增益可能比其标称值大或小3dB，结果这两者的乘积可能比其标称值大或小6dB。另外，扬声器一般会在音频频率范围内的某处具有谐振频率。应意识到，如果一个测量是在这个扬声器的谐振频率进行的而另一个测量是远离那个扬声器的谐振频率进行的，则对两个扬声器的相对(relative)增益进行测量会给出误导的结果，并且，如果这两个扬声器具有不同的谐振频率，则即使在相同频率下进行增益测量，该情形也可能出现。

因此，该测试信号优选地包括处于已知频率的正弦信号的数字代表物，其中该已知频率颇为远离该扬声器的任何预期谐振频率，因此使得所有同类设备都被预期具有大致相似的性质，除了它们的扩音器和扬声器的大致灵敏度之外。

在一些替代实施方案中，该测试信号可以是带限噪声信号(band-limited noisesignal)，或者是伪随机数据模式(pseudo-random data-pattern)，诸如最大长度序列。

在步骤112中，将该测试信号从微处理器54施加到加法器48的第二输入端，因而施加到扬声器28。

在步骤114中，扩音器20、22检测所得到的声音信号，并且检测到的信号的一部分被传送到微处理器54。

在步骤116中，微处理器54测量检测到的信号的振幅。这可以以不同的方式完成。例如，可以测量检测到的信号的总振幅，但这将导致不仅检测到测试声音而且检测到任何环境噪声。或者，可以对检测到的声音信号进行滤波，并检测经滤波的声音信号的振幅。例如，可以将检测到的声音信号传送经过数字傅立叶变换，从而允许将该声音信号的、处于测试信号的频率的分量分离出来，并测量其振幅。作为又一替代方案，该测试信号可以包含数据模式，并且微处理器54可被用来对所检测到的声音信号和测试信号之间的相关性(correlation)进行检测，以使得可以确定，检测到的振幅是源于该测试信号而非源于环境噪声的。

在步骤118中，该信号处理器基于检测到的振幅而被适配。例如，可适配增益装置46的增益可以被调整。

信号处理电路24旨在用在各种各样的设备中。然而，预计会制造大量包含信号处理电路24的设备，它们都被包括在包含扩音器20、22和扬声器28的较大设备中。尽管这些较大设备标称上会相同，但是每个扩音器和每个扬声器都可能稍有差异。本发明从以下认识着手：这些差异中较显著的一个是，各个设备的扬声器28的谐振频率的差异。本发明还从以下认识着手：扬声器28的谐振频率在设备的使用中可以随着扬声器音圈温度的改变而改变。然而，谐振频率改变的其它原因也是可能的，包括老化或湿度变化等。本发明同样适用于所有这样的情形。

图10是一流程图，其图解了根据本发明的方法。在步骤132中，微处理器54生成一测试信号，并且该测试信号被施加到加法器48的第二输入端。在一个实施方案中，该测试信号是一连串(aconcatenation of)处于多个频率的正弦信号。这些频率覆盖了扬声器28的谐振频率预期所处的频率范围。

在步骤134中，确定该扬声器的阻抗。即，基于所施加的测试信号，测量流经扬声器音圈的电流。例如，扬声器音圈中的电流可以被检测，并经过模数转换器57和抽选器59传送到微处理器54。便利地，该微处理器可以，通过将检测到的电流信号施加到数字傅立叶变换模块(未示出)并在每个频率测量电流波形的量值，来确定每个频率处的阻抗。或者，可以通过适当地调整抽选器59生成样本的速率来检测处于不同频率的信号。

在该过程的步骤136中，确定谐振频率，其是：横跨(span)可能的谐振频率范围的频带内的、电流最小因而阻抗最大的频率。

在步骤138中，基于检测到的谐振频率来调整滤波器44的频率特性。在一个实施方案中，存储器90存储多组滤波器系数，每组滤波器系数定义一个具有如下特性的IIR滤波器：其包含处于特定频率的峰值。这些特定频率可以有利地与构成该测试信号的正弦信号的频率相同。在此情况下，有利的是，向自适应IIR滤波器施加一组定义了如下滤波器的系数：该滤波器具有处于检测到的谐振频率的峰值。

在本发明的一个实施方案中，这些组滤波器系数各自定义了六阶滤波器，这些滤波器特性之间最本质的差异在于它们的谐振频率。

因而，有可能检测该扬声器的谐振频率，并选择具有与之最匹配的特性的滤波器。

在本发明的实施方案中，微处理器54可以包含滤波器44的仿真，以允许基于检测到的噪声信号来对滤波器44的滤波器特性进行适配。在此情况下，任何被施加到滤波器44的滤波器特性应优选地也被施加到微处理器54中的滤波器仿真。

到目前为止，已参照将多组预先存储的滤波器系数中的一组施加到滤波器的实施方案描述了本发明。然而，同样有可能基于检测到的谐振频率以及任何其它期待性能来计算所需的滤波器系数。

在本发明的一个实施方案中，例如，在首次将信号处理电路24包括在包含扩音器20、22和扬声器28的较大设备中时，或者在该设备首次被加电时执行该校准过程。

另外，已注意到，扬声器的谐振频率可以随温度而改变，例如，随着扬声器音圈温度因设备的使用而增加而改变。因此，有利的是，在该设备的使用中或者在使用一段时间以后执行该校准。

如果期待在该设备处于使用中时执行该校准，则通过扬声器28(例如在该设备是移动电话的情况下在通话中)的有用信号(useful signal)(即，期望信号与噪声消除信号之和)可以被用作测试信号。

对本领域普通技术人员明显的是，本发明同样适用于所谓的反馈噪声消除系统。

反馈方法基于的是，放置在扬声器正前方的扩音器在形成于耳朵和耳机壳内部之间或者耳朵和移动电话之间的腔内的使用。得自扩音器的信号经由负反馈环路(反相放大器)被耦合回到扬声器，以使得它形成一伺服系统，在该伺服系统中扬声器总是试图在扩音器处产生零声压水平。

图11示出了如参照图8描述的、根据本发明的信号处理电路的实施例被实现在反馈系统中。

该反馈系统包括基本位于扬声器128前方的扩音器120。扩音器120检测扬声器128的输出，检测到的信号经由放大器141和模数转换器142而被馈回。期望音频信号经由输入端140被馈至该处理电路。在减法元件188中从该期望音频信号中减去该被馈回的信号，以使得减法元件188的输出基本代表环境噪声，即，期望音频信号已被基本消除。

此后，该处理电路基本类似于参照图8描述的前馈系统中的处理电路。减法元件188的输出被馈至自适应数字滤波器144，经滤波的信号被施加到可适配增益装置146。

所得到的信号被施加到加法器148，在这里该信号与从输入端140接收的期望音频信号相加。

因而，由滤波器144和可适配增益装置146施加的滤波和水平调整旨在生成允许检测到的环境噪声被消除的噪声消除信号。

如上文所述，该噪声消除信号是由自适应数字滤波器144和可适配增益装置146产生的。这些由一控制信号控制，该控制信号是通过将从减法元件188输出的信号施加到降低数字采样率的抽选器152、然后施加到微处理器154而生成的。

在本发明的该所示的实施方案中，自适应滤波器144由固定IIR滤波器180形式的第一滤波器级180和自适应高通滤波器182形式的第二滤波器级构成。

微处理器154生成一控制信号，该控制信号被施加到自适应高通滤波器182以调整其拐角频率。在该噪声消除系统的使用中，微处理器54在自适应基础上生成该控制信号，使得滤波器144的性能可以基于检测到的噪声信号的性质而被调整。

然而，本发明同样适用于具有固定的滤波器144的系统。在本语境中，词语“固定”意指，该滤波器的特性不以检测到的噪声信号为基础而被调整。

然而，滤波器144的特性可以在校准阶段被调整，该校准阶段例如可以发生在制造该系统时，或者首次将该系统与扩音器120及扬声器128一起集成在成品设备中时，或者每当该系统被加电时，或者以其它不规律的方式发生。

更具体地，通过将来自存储在存储器190中的多组系数中的一组替换滤波器系数传送到滤波器180，可以在该校准阶段调整固定IIR滤波器180的特性。

进一步，可以类似地在该校准阶段调整由可适配增益装置146施加的增益。或者，通过适宜地调整固定IIR滤波器180的特性，可以在该校准阶段实现该增益的改变。

这样，就可以针对待一起使用的具体设备来优化该信号处理电路。

微处理器154还生成一测试信号，如之前所述，并且将该测试信号输出到加法元件150，在这里该测试信号被添加至从加法元件148输出的信号。然后，组合信号被输出到数模转换器152，并通过扬声器128输出。

图12更详细地示出了信号处理电路24的另一实施方案。输入端40被连接以接收——例如直接从扩音器20、22接收——代表环境噪声的噪声信号。该噪声信号被输入到模数转换器(ADC)42，并被转换成数字噪声信号。该数字噪声信号被输入到滤波器44，滤波器44输出经滤波的信号。滤波器44可以是用于从检测到的环境噪声信号生成噪声消除信号的任何滤波器，即，滤波器44基本生成检测到的环境噪声的反转信号。例如，滤波器44可以是自适应的或非自适应的，如对本领域普通技术人员而言明显的。

经滤波的信号被输出到可适配增益装置46。可适配增益装置46的控制将在稍后进行说明。然而，一般地，可适配增益装置46向经滤波的信号施加增益，以生成更准确地消除检测到的环境噪声的噪声消除信号。

信号处理器24还包括用于接收语音或其它期望信号的输入端48，如上文所述。该语音信号被输入到ADC 50，在这里该语音信号被转换成数字语音信号。或者，该语音信号可以以数字形式被接收，并被直接施加到信号处理器24。然后，该数字语音信号在加法元件52中被添加到从可适配增益装置46输出的噪声消除信号。然后，组合信号被从信号处理器24输出到扬声器28。

根据本发明，该数字噪声信号和该数字语音信号均被输入到信噪比(SNR)模块54。SNR模块54确定该语音信号的水平和该噪声信号的水平之间的关系，并根据所确定的关系向可适配增益装置46输出控制信号。在一个实施方案中，SNR模块54检测该语音信号与该噪声信号的比值，并根据检测到的比值输出向可适配增益装置46输出控制信号。

术语“水平”(信号等的)在本文中被用来描述信号的量值。该量值可以是该信号的振幅，或者该信号的包络的振幅。进一步，该量值可以被瞬时地(instantaneously)确定，或者在一段时间上求平均。

发明人已经认识到，在环境噪声高的环境中，诸如拥挤的区域或音乐会等环境中，噪声消除系统10的使用者总想将该系统更贴近其耳朵。例如，如果该噪声消除系统被实现在电话中，则使用者可能会将该电话更贴近其耳朵以更好地聆听呼叫者的声音。

然而，这样做的效果是使扬声器28更贴近耳朵，从而增加了扬声器28和耳朵之间的耦合，即，来自扬声器28的恒定水平输出对使用者来说将显得更大声。进一步，周围环境和耳朵之间的耦合很可能会减小。例如，在电话的情况下，这可能是因为电话在耳朵周围形成了更紧密的密封，从而更有效地阻隔了环境噪声。

当目的是使噪声消除信号和环境噪声等量且相反(equal and opposite)时，通过使噪声消除信号的音量相对于环境噪声的音量而增大，上述两种效果都有降低噪声消除的有效性的效果。即，使用者听到的环境噪声将更安静，而噪声消除信号将更大声。因此，与直觉相违的是，使系统10更靠近耳朵实际上降低了使用者聆听语音信号的能力，因为该噪声消除变得更不有效。

根据本发明，当使用者已将系统10更贴近其耳朵时，施加到该噪声消除信号的增益被减小，以抵消上述效果。噪声信号和语音信号之间的关系被用来确定使用者何时处于有可能将系统10更贴近其耳朵的环境中，然后减小该增益。

例如，在嘈杂的环境中，SNR将是低的，因此SNR可被用来确定待施加到可适配增益装置46中的增益的水平。在一个实施方案中，该增益可以随着检测到的SNR而连续地改变。在一个替代实施方案中，可以将SNR与一阈值比较，并且当SNR下降到该阈值以下时阶梯式地(in steps)减小该增益。在又一个替代实施方案中，可以仅当SNR下降到该阈值以下时，随着该SNR平滑地改变该增益。

图13示出了一个实施方案的增益与SNR反转物的关系的示意图表。如可以看到的，当SNR下降到阈值SNR₀以下时，该增益被平滑地减小。

与阈值的比较是有利的，因为除非在环境噪声是一个特别的问题的情况下，使用者可能不会将系统10更贴近其耳朵。因此，该阈值可以被设置为使得增益仅在低SNR值时减小。

根据又一实施方案，信号处理器24可以包括斜坡控制模块(未示出)。该斜坡控制模块控制在可适配增益装置46中施加的增益，以使得该增益不迅速改变。例如，当系统10被实现在移动电话中时，扬声器28和耳朵之间的距离可能会可观且迅速地改变。在此情况下，优选的是，施加到噪声消除信号的增益不要也迅速改变，因为这可能会导致迅速波动，从而刺激到使用者。

在不偏离本发明的范围的前提下，可以对上文描述的实施方案进行各种修改。例如，数字语音信号和/或数字噪声信号可被直接输入到信号处理器28，在此情况下，信号处理器28将不包括ADC 42、50。进一步，SNR模块54可以接收模拟形式的噪声信号和语音信号，而非数字信号。

对本领域普通技术人员而言将清楚的是，该实现可以采取若干种硬件或软件形式中的一种，且本发明的意图是覆盖所有这些不同形式。

根据本发明的噪声消除系统可被运用在许多设备中，如本领域普通技术人员将意识到的。例如，它们可以被运用在移动电话、头戴式受话器、耳机、头戴式送受话器等中。

此外，应意识到，本发明的各方面适用于兼包括扬声器和扩音器两者的任何设备。例如，在这样的设备中，本发明可以用于给出扬声器和扩音器之一或两者的灵敏度的初步估计(first estimate)。这样的设备的例子包括音频/视频的记录/放送设备，如录音(dictation)设备、摄像机等。

普通技术人员将认识到，上述装置和方法可以体现为处理器控制代码，例如在载体介质——诸如光盘、CD-ROM或DVD-ROM、编程存储器诸如只读存储器(固件)——上，或在数据载体——诸如光或电信号载体——上。对于许多应用，本发明的实施方案将被实现在DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)上。因而，该代码可以包括常规程序代码或微码(microcode)，或者例如，用于设立或控制ASIC或FPGA的代码。该代码也可以包括用于动态地配置可重配置装置——诸如可重编程逻辑门阵列——的代码。类似地，该代码可以包括用于硬件描述语言——诸如Verilog TM或VHDL(超高速集成电路硬件描述语言)的代码。如本领域技术人员将意识到的，该代码可以分布在相互通信的多个耦合部件之间。在适当时，这些实施方案也可以用在运行于现场可(重)编程模拟阵列或类似设备上以配置模拟/数字硬件的代码来实现。

应注意，上述实施方案是在说明而非限制本发明，并且，在不偏离本发明的范围的前提下，本领域普通技术人员将能够设计许多替代实施方案。词语“包括”不排除权利要求中所列出的元件或步骤以外的元件或步骤的存在，“一”("a"or"an")不排除多个，并且单个处理器或其它单元可以实现权利要求中所述的若干单元的功能。权利要求中的任何参考标号不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (23)

1.噪声消除系统，包括：

自适应滤波器，用于接收处于第一采样率的数字噪声信号，并且生成噪声消除信号；

输入端，用于接收期望信号；

加法器，用于将所述期望信号与所述噪声消除信号相加，以形成待提供至扬声器的输出信号；以及

控制电路，用于接收基于所述数字噪声信号的信号并用于接收所述期望信号，以及用于生成控制信号，所述控制信号用于施加到所述自适应滤波器，以调整所述自适应滤波器的滤波器特性；

其中所述控制信号具有第二采样率，以及

其中所述第二采样率低于所述第一采样率，但是高于对高至音频范围内的期待截止频率的信号进行采样所要求的奈奎斯特采样率。

2.根据权利要求1所述的噪声消除系统，还包括：

模数转换器，用于接收代表环境噪声的输入信号，并且以所述第一采样率生成所述数字噪声信号。

3.根据权利要求1或2所述的噪声消除系统，还包括：

抽选器，用于接收所述数字噪声信号，并且生成抽选噪声信号，且将所述抽选噪声信号施加到所述控制电路。

4.根据权利要求3所述的噪声消除系统，其中所述抽选器以所述第二采样率生成所述抽选噪声信号。

5.根据权利要求1或2所述的噪声消除系统，还包括：数模转换器，用于接收所述噪声消除信号，并且将该噪声消除信号转换为模拟噪声消除信号。

6.根据权利要求1或2所述的噪声消除系统，其中所述第一采样率大于100kHz。

7.根据权利要求6所述的噪声消除系统，其中所述第一采样率大于300kHz。

8.根据权利要求7所述的噪声消除系统，其中所述第一采样率大于1MHz。

9.根据权利要求1或2所述的噪声消除系统，其中所述第二采样率小于50kHz。

10.根据权利要求9所述的噪声消除系统，其中所述第二采样率小于20kHz。

11.根据权利要求10所述的噪声消除系统，其中所述第二采样率小于10kHz。

12.根据权利要求11所述的噪声消除系统，其中所述第二采样率小于2kHz。

13.根据权利要求1或2所述的噪声消除系统，其中所述噪声消除系统是前馈噪声消除系统。

14.根据权利要求1或2所述的噪声消除系统，其中所述噪声消除系统是反馈噪声消除系统。

15.集成电路，包括：

根据权利要求1至14中任一所述的噪声消除系统。

16.移动电话，包括：

根据权利要求15所述的集成电路。

17.一对头戴式受话器，包括：

根据权利要求15所述的集成电路。

18.一对耳机，包括：

根据权利要求15所述的集成电路。

19.头戴式送受话器，包括：

根据权利要求15所述的集成电路。

20.控制用于噪声消除系统的滤波器的方法，包括：

接收数字噪声信号，所述数字噪声信号具有第一采样率；

在自适应滤波器中对所述数字噪声信号进行滤波，以生成噪声消除信号；

接收期望信号；

将所述期望信号与所述噪声消除信号相加，以形成待提供至扬声器的输出信号；以及

接收基于所述数字噪声信号的信号并接收所述期望信号，以及生成控制信号，所述控制信号用于施加到所述自适应滤波器，以调整所述自适应滤波器的滤波器特性；

其中所述控制信号具有第二采样率，以及

其中所述第二采样率低于所述第一采样率，但是高于对高至音频范围内的期待截止频率的信号进行采样所要求的奈奎斯特采样率。

21.根据权利要求20所述的方法，还包括：

接收代表环境噪声的输入信号；以及

以所述第一采样率生成所述数字噪声信号。

22.根据权利要求20或21所述的方法，还包括：

生成抽选噪声信号；以及

从所述抽选噪声信号生成所述控制信号。

23.根据权利要求22所述的方法，其中以所述第二采样率生成所述抽选噪声信号。