FR2707051A1

FR2707051A1 -

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Publication number: FR2707051A1
Application number: FR9406953A
Authority: FR
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-06-10
Filing date: 1994-06-07
Publication date: 1994-12-30
Anticipated expiration: 2014-06-07
Also published as: KR0131169B1; CN1100848A; CN1042686C; US5384518A; DE4420182B4; DE4420182A1; FR2707051B1

Abstract

Ce dispositif formant source d'énergie comprend un moyen (11) de conversion de tension au côté d'entrée duquel est branchée une source (VS) de tension continue et au côté de sortie duquel sont branchés un élément capacitif (C) et un circuit de charge (12). Un circuit de commande (13) est branché au moyen de conversion de tension et au circuit de charge. Ce circuit de charge a une impédance de charge rendue plus faible lors du démarrage du circuit de charge que pendant le fonctionnement stable de la charge, sachant qu'une constante de commande comme le cycle ou la fréquence d'oscillation est rendue sensiblement constante au moment du démarrage et pendant le fonctionnement stable de la charge, et qu'un moyen de commutation (Q) dans le moyen de conversion de tension est mis à "arrêt" quand l'élément capacitif a une tension inférieure à une valeur prédéterminée.

Description

î

Dispositif formant source d'énergie.

La présente invention concerne un dispositif formant source d'énergie, destiné à amener l'énergie depuis une source de tension continue jusqu'à un:circuit de charge en convertissant la tension de la

source en une tension continue ou alternative voulue.

Dans le cas présent, le circuit de charge contient une charge comme une lampe à décharge de haute intensité, une lampe à incandescence, une lampe halogène ou un autre eélément similaire, dont l'impédance est rendue plus faible immédiatement après le début de l'alimentation en énergie, c'est-à-dire lors du démarrage de la charge, que pendant le fonctionnement stable de la charge, c'est-à-dire un

éclairage stable.

Dans le dispositif formant source d'énergie destiné à fournir au circuit de charge la tension continue ou alternative voulue par conversion de l'énergie fournie par la source de tension continue, on comprendra facilement qu'il est possible d'améliorer le rendement de fonctionnement du circuit et de minimriser la taille du dispositif formant source d'énergie lorsqu'on réduit autant que possible toute perte d'énergie se produisant lors de l'opération de commutation d'un élément de commutation qui contribue effectivement à cette conversion Le brevet des Etats-Unis d'Amérique n 5 068 578 divulgue une disposition dans laquelle, après l'amplification d'une tension continue, une tension rectangulaire est appliquée à la charge par l'intermédiaire d'un inverseur basse fréquence. Dans le brevet européen n 059 053, il est décrit une disposition de comnmande, constituant un aspect de la commande du moyen d'amplification, pour rendre constante la tension de sortie afin de réduire toute ondulation résiduelle. En outre, le brevet des Etats Unis d'Amérique n S 151 631 divulgue une mesure pour appliquer une tension haute fréquence à la charge au moyen d'un inverseur haute fréquence après l'amplification de la tension continue. Dans le cas présent, lorsque dans la relation entre les impédances au démarrage et pendant un éclairage ou fonctionnement stable d'une charge comme une lampe à décharge haute intensité ou une lampe à incandescence, l'impédance de la charge s'avère être plus élevée pendant l'éclairage stable que lors du démarrage alors que, dans la relation entre les énergies fournies au moyen d'amplification lors du démarrage et pendant l'éclairage stable, l'énergie fournie au moyen d'amplification s'avère être plus importante lors du démarrage que pendant l'éclairage stable, le courant amené à circuler vers l'élément de commutation du moyen d'amplification augmente nécessairement lors du démarrage pour être supérieur à celui pendant l'éclairage stable. Pour faire que l'installation ait une tension de sortie à faible ondulation même lors du démarrage en réalisant la même opération de commande que pendant l'éclairage stable, il est nécessaire d'utiliser un condensateur de forte capacité comme moyen de sortie et de commuter entre une fréquence de commutation de commande et une fréquence en cours de service ou autre entre le démarrage et l'éclairage stable, de sorte que l'on est confronté aux problèmes d'augmentation de la taille générale du dispositif formant source d'énergie, de complexité du circuit de commande requis et, en particulier, d'augmentation des

pertes d'énergie dues à la commutation.

Néanmoins, aucune des dispositions connues qui précèdent, y compris en particulier celles du brevet des Etats-Unis d'Amérique

n 5 151 631, n'a réussi à éliminer les problèmes ci-dessus.

En conséquence, la présente invention a pour objet de surmonter les problèmes ci-dessus et, donc, de fournir un dispositif formant source d'énergie capable d'améliorer de façon notable l'efficacité de fonctionnement du circuit par réduction des pertes d'énergie dues à la commutation au niveau du moyen de conversion de tension, en particulier le moyen de commutation se trouvant dans le ( moyen de d'amplification, et de contribuer à l'obtention d'une taille minimale. Selon la présente invention, l'objectif ci-dessus est atteint au moyen d'un dispositif formant source d'énergie dans lequel un moyen de conversion de tension, muni d'un moyen de commutation haute fréquence de commande de puissance destiné à rendre la puissance d'alimentation plus élevée lors du démarrage d'une charge que pendant le fonctionnement stable de la charge, est branché à une source de tension continue, un élément capacitif est branché au côté de sortie du moyen de conversion de tension et un circuit de charge contenant la charge est branché en parallèle avec l'élément capacitif, en ayant une impédance de charge qui est rendue plus faible lors du démarrage que pendant le fonctionnement stable, caractérisé en ce que le moyen de commutation haute: fréquence est commandé par un moyen de commande qui a une constante de commande rendue sensiblement constante au moins immédiatement après le démarrage de la charge et pendant le fonctionnement stable de la charge, et qui met à "arrêt" le moyen de commutation haute fréquence lorsque l'élément capacitif se

trouve à une tension inférieure à une valeur prédéterminée.

D'autres objets et avantages de la présente invention

apparaîtront clairement à la lecture de la description détaillée suivante

de l'invention, en référence aux modes préférés de réalisation de l'invention représentés dans les dessins annexés, dans lesquels: la figure lA montre sous la forme d'un schéma fonctionnel le dispositif formant source d'énergie dans un mode de réalisation d'après la présente invention; les figures 1B et 1C sont des représentations schématiques de la forme du signal de tension au niveau des composants du dispositif représenté à la figure 1A; la figure 2 est un schéma de circuit plus détaillé du dispositif représenté à la figure lA; la figure 3 montre des formes (a) à (e) du signal au niveau des composants respectifs du circuit de la figure 2; les figures 4 et 5 montrent, dans des représentations schématiques de circuit, d'autres modes de réalisation du dispositif d'après la présente invention; la figure 6 montre des formes (a) à (e) du signal au niveau des composants du circuit de la figure 5; les figures 7 à 10 sont des schémas de circuit montrant encore d'autres modes de réalisation possibles de la présente invention; la figure 11 montre des formes (a) à (e) du signal au niveau des composants respectifs du circuit de la figure 10; la figure 12 est un schéma de circuit d'un autre mode de réalisation de la présente invention; la figure 13 montre des formes (a) à (e) du signal au niveau des composants respectifs du circuit de la figure 12; la figure 14 est un schéma de circuit montrant en fonctionnement un moyen de démarrage utilisable dans le mode de réalisation de la figure 12; la figure 15 est un schéma de circuit montrant en fonctionnement un moyen de conversion de tension du mode de réalisation de la figure 12; l la figure 16 est un schéma de circuit détaillé de l'un des aspectsde fonctionnement optimum du mode de réalisation représenté à la figure 12; la figure 17 montre un. schéma de circuit d'encore un autre mode de réalisation de la présente invention; la figure 18 montre des formes (a) à (g) du signal au niveau des composants respectifs du circuit de la figure 17; la figure 19A montre un schéma de circuit d'un autre mode de réalisation de la présente invention; la figure 19B est un schéma de circuit montrant en fonctionnement un moyen de démarrage utilisable dans le circuit de la figure 19A; les figures 20 à 24 sont des schémas de circuit qui montrent encore d'autres modes possibles de réalisation du dispositif d'après la présente invention; la figure 25 montre deskformes (a) à (g) du signal au niveau des composants respectifs du circuit de la figure 24; et la figure 26 montre un schéma de circuit en fonctionnement d'un moyen de commande pour le moyen de commutation utilisable

dans le circuit de la figure 24.

Alors que la présente invention va maintenant être décrite en référence aux différents modes de réalisation représentés dans les dessins, on comprendra que l'intention n'est pas de limiter l'invention à ces modes de. réalisation représentés mais d'englober toutes modifications, variantes et dispositions équivalentes possibles dans le

champ d'application de l'invention.

Si l'on se réfère à la figure 1A, le dispositif formant source d'énergie dans un mode de réalisation d'après la présente invention comprend un moyen 11 de conversion de tension comme un convertisseur CC/CC branché à une source VS de tension continue, et ce moyen 1il de conversion de tension contient un moyen Q de commutation haute fréquence commandant la puissance et fonctionne pour rendre la puissance d'alimentation plus élevée lors du démarrage d'une charge décrite ultérieurement que pendant le fonctionnement stable de la charge. Un élément capacitif comme le condensateur C est branché au côté de sortie de ce moyen 11 de conversion de tension et un circuit de charge 12 comprenant la charge citée précédemment est branché en parallèle à l'élément capacitif de façon à présenter une impédance de charge rendue plus faible lors du démarrage que pendant le fonctionnement stable de la charge. Dans ce cas, la disposition est faite pour que le moyen 11 de conversion de tension rende sensiblement constante la constante de commande telle que la fréquence d'oscillation ou le cycle de l'élément de commutation du côté de l'enroulement primaire lors du démarrage et pendant le fonctionnement stable de la charge. En outre, un circuit de commande 13 est branché au moyen 11 de conversion de tension et au circuit de charge 12 et ce circuit de commande 13 contient un moyen pour détecter si la tension aux bornes de l'élément capacitif C lors du démarrage est une tension pulsée telle que celle représentée à la figure 1C contrairement à la tension de source Vs de la source de tension continue VS, telle que celle représentée à la figure lB, si bien que ce moyen de détection va fournir un signal de sortie pour mettre à "arrêt" le moyen de commutation Q quand la tension pulsée détectée s'avère être inférieure à une valeur prédéterminée. Dans ce cas, on comprendra qu'une partie du circuit de commande 13, ou sa totalité, peut être contenue dans le moyen 11 de conversion de tension ou dans le circuit de charge 12, en fonction de la situation. Avec ce dispositif formant source d'énergie de la figure lA, il est possible de réduire de façon notable toute perte se produisant pendant l'opération de commutation au niveau du moyen de commutation qui réalise une opération haute fréquence, ce qui fait que l'efficacité opérationnelle du circuit de charge est améliorée alors que l'agencement du dispositif est simplifié, de sorte que cet agencement peut contribuer efficacement à une miniaturisation de tout le dispositif. Il est préférable ici que la valeur prédéterminée pour la tension pulsée à détecter par le moyen de détection soit choisie pour

être proche de la valeur zéro.

La figure 2 montre une disposition de circuit plus détaillée du mode de réalisation représenté à la figure 1A, dans laquelle le moyen I 1 de conversion de tension branché à la source VS de tension continue contient un transformateur T, à l'enroulement primaire n1 duquel est branché un moyen de commutation Q0 comme un MOSFET de préférence, alors que l'enroulement secondaire n2 du transformateur T est branché par l'intermédiaire d'une diode Dl constituant un élément redresseur à un condensateur C constituant l'élément capacitif, la diode D1 réalisant un redressement qui va charger le condensateur C lors de la mise à "arrêt" du moyen de commutation QO. En outre, aux bornes du condensateur C, le circuit de charge 12 contenant la charge LD est branché à un circuit série fait de résistances R1 et R2 et intercalé comme moyen de détection, et une sortie divisée de la tension pulsée au niveau du condensateur C au moyen des résistance RI et R2 est fournie au circuit de commande 13. Pour le condensateur C, on a classiquement utilisé un condensateur ayant une capacité relativement importante et capable d'acquérir une sortie de tension constante, mais la présente invention utilise un condensateur ayant une capacité faible, inférieure à quelques gF, sans adaptation à la sortie de tension constante, de sorte que la tension pulsée va être

intentionnellement maintenue telle qu'elle est pour être utilisée.

Dans le circuit de commande 13, la tension pulsée divisée provenant des résistances R1 et R2 qui constituent le moyen de détection est fournie à un circuit de moyennage 3a et la tension de sortie Vo, qui constitue une valeur moyenne de la tension divisée de la tension Vc du condensateur C, est fournie à un amplificateur d'erreur 3b dans lequel est traitée la différence de tension entre la tension de sortie VO du circuit de moyennage 3a et une tension de référence Vrefl, cette différence de tension étant comparée au niveau d'un comparateur 3d avec une tension de sortie d'onde triangulaire provenant d'un convertisseur V/F 3c; le moyen de commutation Qo est commandé, par l'intermédiaire d'un circuit d'excitation 14, par le signal de comparaison sortant du comparateur 3d et la commande est faite de façon à maintenir la tension moyenne Vo de la tension Vc du

condensateur à une valeur prédéterminée.

Si l'on se rapporte plus spécifiquement à ce qui précède, la tension divisée par les résistance R1 et R2 est fournie, par l'intermédiaire d'un élément formant commutateur SW1 mis à "marche" par la sortie d'un multivibrateur monostable 3e qui produit la sortie pendant une période prédéterminée en étant déclenché par une montée de la sortie du comparateur 3d, à un autre comparateur 3f pour être comparée avec une autre tension de référence Vref2. La valeur de sortie de ce comparateur 3f est intégrée par un intégrateur 3g et, ensuite, sa différence par rapport à une autre tension de référence V,,3 est réalisée au niveau d'un autre amplificateur d'erreur 3h, laquelle différence est fournie au convertisseur V/F 3c. La tension de référence Vref2 est celle qui permet de juger si la tension Vó est maintenue sensiblement nulle ou non et, quand la tension Vc est sensiblement nulle, le comparateur 3f fournit une sortie "H", tandis que la tension de référence Vref3 sert à déterminer une entrée de tension pour le convertisseur V/F 3c lors du démarrage, c'est-à-dire que la fréquence de commutation initiale de l'élément de commutation Qo va être

déterminée par la tension de référence Vre.

Dans ce cas, le système de commande est conçu pour réaliser un effet calmant sur la tension Vc, équilibrée à l'état pulsé pour être sensiblement nulle, et le fonctionnement recherché peut être obtenu. A ce moment-là, le fonctionnement souhaité pour la présente invention est rendu possible par une modification de la fréquence de

commutation de l'élément de commutation Q%. Alors que la description

a été faite avec la tension Vc du condensateur égale à une valeur prédéterminée, il est également possible d'utiliser un autre aspect de la commande qui fait qu'une valeur moyenne de la puissance de sortie est obtenue à partir du courant de sortie détecté et cette valeur moyenne est utilisée comme puissance prédéterminée. En outre, la disposition permet d'atteindre le fonctionnement souhaité de la présente invention

sans effectuer la détection.

Ensuite, quand l'élément de commutation Qo est mis à "mnarche" comme à la figure 3(a), un courant i1 comme celui représenté à la figure 3(b) s'écoule dans l'enroulement primaire n1 du transformateur T contenu dans le moyen 11 de conversion de tension, accompagné par une énergie magnétique qui s'accumule dans le transformateur T. Dans le période tlt2, comme représenté à la figure 3(c) aucun courant i2 ne circule dans l'enroulement secondaire n2 du transformateur T, de sorte que seule l'énergie provenant du condensateur C se décharge dans le circuit de charge 12, et la tension de sortie Vc est abaissée, comme'représenté à la figure 3(d). Alors que le présent mode de réalisation montre un cas dans lequel la tension est abaissée jusqu'à une valeur nulle, il est également possible d'utiliser

un aspect dans lequel la tension n'est pas abaissée jusqu'à zéro.

Lorsqu'ensuite l'élément de commutation Q0 est mis à "arrêt" à l'instant t2, l'énergie accumulée dans le transformateur T est déchargée sous la forme du courant i2 de la figure 3(d), avec pour résultat que la tension Vc au niveau du condensateur C commence à monter comme représenté à la figure 3 (d). Ensuite, à l'instant t3, l'élément de commutation Qo est de nouveau remis à "marche" et cette opération est ensuite répétée. Dans ce cas, le signal de tension VQO appliqué à l'élément de commutation Qo a la forme représentée à la figure 3 (e) qui présente un niveau faible à l'instant t3 mais qui monte progressivement à mesure que le condensateur C se charge et que la tension Ve s'élève et, lorsque l'élément de commutation Qo est mis à "marche" à l'instant t3, le signal de tension VQO est de nouveau

sensiblement nul.

Si l'on se rapporte plus concrètement à ce qui précède, la tension VQO au moment de la mise à "arrêt" de l'élément de commutation Qo va être sensiblement égale à V5+(Ni/N2).Vc, expression dans laquelle N1 représente le nombre de spires de l'enroulement primaire du transformateur T et N2 représente le nombre de spires de son enroulement secondaire. Donc, si la tension Vc du condensateur C vaut zéro ou une valeur faible à l'instant t2, alors la tension VQO de l'élément de commutation Q0 vaut également une valeur faible proche de la tension Vs de la source VS de tension continue, si bien que les pertes d'énergie par commutation se produisant à l'instant t2, c'est-à-dire lors de la mise à "arrêt" de l'élément de commutation Qo, peuvent être effectivement réduites. Par conséquent, l'efficacité de fonctionnement du circuit utilisé peut être améliorée de façon remarquable et le dispositif dans son ensemble peut être suffisamment miniaturisé. Alors que l'on a décrit ci-dessus un aspect de fonctionnement approprié au cas: o le courant circule en continu vers le transformateur T, c'est-à-dire le cas o le courant i1 ou i2 circule toujours, on peut obtenir le même effet grâce à une disposition dans

laquelle le courant circulant dans le transformateur T est discontinu.

En outre, alors que l'on a décrit l'utilisation d'un MOSFET comme élément de commutation Q0, d'autres éléments de commutation tels que d'autres transistors, IGBI (transistor bipolaire à grille isolée) ou autre peuvent également être utilisés. Il est également possible d'utiliser une disposition dans laquelle la tension Vc du condensateur C contenant la tension pulsée est envoyée au moyen de détection de sorte que, lorsque cette tension Vc est inférieure à une valeur prédéterminée, l'élément de commutation va être mis à "arrêt" en fonction d'un signal de détection fourni par le moyen de détection. En outre, encore une autre disposition peut également être utilisée de telle sorte que l'instant de la mise à "arrêt" lors du démarrage de l'élément de commutation Q0 dans le convertisseur CC/CC soit rendu proche du zéro de la tension Vc grâce à une définition appropriée de la fréquence de commutation f i0 et de l'instant de mise à "marche" du commutateur CC/CC, du rapport de transformation du transformateur T ou de la capacité du condensateur C. La figure 4 montre un autre mode de réalisation du dispositif de la présente invention, dans lequel le moyen 11A de conversion de tension est réalisé à l'aide d'un.convertisseur CC/CC qui contient un amplificateur à découpage amplifiant et abaissant la tension. En outre, une bobine d'inductance L0 est branchée comme composant inductif à la source VS' de tension continue par l'intermédiaire du moyen de commutation Q0, et le condensateur C est branché à la bobine d'inductance L0 par l'intermédiaire de la diode D1 qui est disposée de façon à avoir un sens de conduction inverse par rapport au courant provenant de la source VS' de tension continue. Dans ce cas, la tension VQ0 de l'élément de commutation Q0 à l'instant o le courant i2 circulant vers la bobine d'inductance L0 lors de la mise à "arrêt" de l'élément de commutation Q0 ne devient pas nul, peut être représentée sensiblement par Vs+Vc, ce qui fait que la forme du signal au niveau des composants respectifs du circuit sera, dans ce mode de réalisation,

la même que celle de la figure 3.

La figure 5 montre encore un autre mode de réalisation de la présente invention, dans lequel le moyen 11B de conversion de tension est constitué par le convertisseur CC/CC comprenant un amplificateur à découpage de la tension, l'élément de commutation Qo est branché à la source VS de tension continue par l'intermédiaire de la bobine d'induction L0, constituant un élément impédant, et est placé par l'intermédiaire de la diode D1 pour se trouver dans le sens normal par rapport au courant provenant de la source VS de tension continue et allant à la bobine d'inductance L0 et au condensateur C. Alors, pendant la période tl-t2 (ou t3-t4) pendant laquelle l'élément de commutation Qo branché à la source VS de tension continue par l'intermédiaire de bobine d'induction L0 est mis à "marche" comme représenté à la figure 6(a), un courant il tel que celui représenté à la figure 6(b) est amené à circuler dans la bobine d'induction L0 pour donner une énergie magnétique accumulée dans la bobine d'induction; l'énergie ainsi accumulée est déchargée de la bobine d'induction L0 par 1l l'intermédiaire de la diode D1 lors de la mise à "arrêt" de rélément de commutation Q0, et un courant i2 tel que celui de la figure 6(c) est

amené à circuler dans le condensateur C pour le charger.

Ici, le condensateur C décharge sa charge lors de la mise à "marche" de l'élément de commutation Qo comme représenté à la figure 6(d), pour donner la tension Vc abaissée, mais le condensateur C est chargé lors de la mise à "arrêt" de l'élément de commutation QO pour avoir la tension Vc élevée, si bien que la tension Vc du condensateur C peut être rendue effectivement pulsée. En outre, la tension VQO de l'élément de commutation Qo va être abaissée pour être sensiblement égale à la tension Vc du condensateur C. La figure 7 montre encore un autre mode de réalisation de la présente invention, dans lequel le transformateur T apparaissant dans les modes de réalisation des figures 1 et 2 est maintenant un autotransformateur de sorte que, dans Ie cas présent, la tension VQ0 lors de la mise à "arrêt" de l'élément de commutation %O contenu dans le moyen 11C de conversion de tension sera approximativement égale Vs+Nl/(Ni+N2).(Vc-Vs) = N2/(Ni+N2). Vs+N1/(Ni+N2)-Vc et il est possible de limiter la valeur de la tension V àO à une valeur faible à l'aide du rapport de transformation entre le nombre de spires N1 et N2 des enroulements primaire et secondaire formant l'autotransformateur T. La figure 8 montre encore un autre mode de réalisation de la présente invention, dans lequel, contrairement aux modes de réalisation des figures 1 et 2, il est prévu un moyen inverseur 16D destiné à envoyer la tension de sortie du moyen i 1D de conversion de tension au circuit de charge 12B en alternant la polarité de cette tension. Dans ce cas, le moyen inverseur 16D est inséré entre le condensateur C branché par l'intermédiaire de la diode D1 dans le sens direct à l'enroulement secondaire du transformateur T et le circuit de charge 12D. De plus, dans le présente mode de réalisation, la tension Vc aux bornes du condensateur C peut être effectivement tendue pulsée

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et les éléments de commutation Q1, Q4 et Q3, Q2 placés par paires dans le moyen inverseur 16D du type pont complet sont alternativement mis à "marche" et "arrêt" à une fréquence faible par les signaux d'excitation provenant du circuit de commande 13D, de sorte qu'une tension alternative sera envoyée au circuit de charge 12D. Dans un autre mode de réalisation représenté à la figure 9, par comparaison avec le mode de réalisation de la figure 8, le moyen inserveur 16E est branché directement par l'intermédiaire de la diode D1 à l'enroulement secondaire n2 du transformateur T se trouvant dans le moyen 11E de conversion de tension, et le condensateur C est branché en parallèle avec le circuit de charge 12E dans le moyen inverseur 16E. De plus, dans le présent mode de réalisation, les éléments de commutation Ql, Q4 et Q3, Q2 placés par paires dans le moyen inverseur 16E sont alternativement mis à "marche" et "arrêt" à une fréquence faible et une tension alternative peut être fournie au

circuit de charge 12E.

La figure 10 montre encore un autre mode de réalisation de la présente invention, dans lequel un circuit série, fait de l'enroulement primaire nI du transformateur T et de l'élément de commutation Q0, est branché à la source VS de tension continue tandis que l'enroulement secondaire de ce transformateur T est divisé en deux enroulements n2 et n3 qui ont des polarités inverses l'une de l'autre au niveau de leurs extrémités d'enroulement mutuellement raccordées, et le circuit inverseur 16F est branché, par l'intermédiaire de la diode D1, aux enroulements secondaires n2 et n3. En outre, au niveau du point de jonction entre les extrémités polarisées mutuellement en sens inverse, les enroulements secondaires n2 et n3 sont raccordés au circuit de charge 12F, dans lequel une charge LP est branchée en série avec la bobine d'induction L0, et le condensateur C est branché en parallèle au

circuit série constitué par la charge LP et la bobine d'induction L0.

Dans ce cas, l'élément de commutation Qo branché à l'enroulement primaire n1 du transformateur T devra être de préférence un élément qui réalise l'opération de commutation à une fréquence élevée, valant de plusieurs kHz à plusieurs centaines de kHz, de sorte que l'on peut réaliser une opération d'amplification à découpage avec amplification et chute de la tension. Par contre, les éléments de commutation Q1 et Q2 branchés à l'enroulement secondaire n2 devront être des éléments qui réalisent l'opération de commutation à une fréquence faible, valant d'environ quelques Hz à plusieurs centaines de Hz, de telle sorte que l'opération de commutation à la fréquence faible puisse être correctement inversée dans la polarité de la tension envoyée au circuit

de charge 12F.

De plus, si on se réfère plus précisément au fonctionnement du présent mode de réalisation, le courant est amené à circuler par un trajet constitué par la source VS de tension continue, l'enroulement primaire n1 du transformateur T, l'élément de commutation Qo, et de nouveau la source VS tant que l'élément de commutation Qo est mis à "marche" pendant la période tl-t2, et une énergie correspondant à la valeur de pic de courant immédiatement avant la mise à "arrêt" de l'élément de commutation QO s'accumule dans l'enroulement primaire n1. Lorsque l'élément de commutation Q0 est de nouveau mis à "arrêt", l'énergie accumulée dans l'enroulement primaire n1 du transformateur

T est envoyée depuis l'enroulement secondaire n2 couplé électro-

magnétiquement à l'enroulement primaire n1 par un trajet constitué de la diode D1, de l'élément de commutation Q1 branché en série dans le circuit inverseur 16F, du circuit de charge 12F et de l'enroulement secondaire n2, jusqu'au condensateur C pour charger celui-ci. Alors, le condensateur C génère la tension Vc dans la direction représentée par une flèche à lafigure 10, et un courant I est amené à circuler dans la

charge LP dans la direction représentée par une flèche sur le dessin.

Pendant la prochaine période t2-t3, le courant I est amené à circuler depuis l'autre enroulement secondaire n3, à travers le circuit de charge 12F, l'autre élément de commutation Q2 du circuit inverseur 16F, la diode D2 et l'autre enroulement secondaire n3, de sorte qu'un courant alternatif comme celui représenté à la figure 11(e) sera fourni à la

charge LP.

Par conséquent, d'après le présent mode de réalisation, il est possible d'augmenter effectivement la composante d'ondulation dans la tension Vó lors du démarrage de la charge LP. nl faut remarquer que si les éléments de commutation Q1 et Q2 ont été décrits ci-dessus comme étant mis à "marche" simultanément avec l'inversion de polarité du courant dans le circuit de charge 12F, ils peuvent fonctionner pour

être mis à "arrêt" simultanément.

La figure 12 montre un autre mode de réalisation de la présente invention, dans lequel une lampe à décharge comme une lampe aux halogénures métalliques ou autre est utilisée pour la charge LP du circuit de charge 12G branché au circuit inverseur 16G du type à pont complet et une bobine d'induction L2 est branchée en série avec la charge LP. A ce moment-là, il est préférable d'utiliser pour la bobine d'induction L2 le côté secondaire d'un transformateur à impulsions comme un igniteur utilisé pour démarrer la lampe par exemple. En outre, un condensateur C2 autre que l'élément capacitif est branché en parallèle au circuit série formé par la charge LP et la bobine d'induction -L2, de sorte qu'une tension pulsée fournie par l'igniteur lors du démarrage de la charge LP par le condensateur C2

peut être dérivée.

Ce condensateur de dérivation C2 peut avoir une capacité beaucoup plus petite que celle du condensateur CI branché comme élément capacitif au côté de sortie du moyen 11G de conversion de tension de sorte que, quand le condensateur C1 a une capacité de plusieurs dixième de pF, le condensateur C2 peut avoir une capacité de

plusieurs centièmes de gF environ.

En outre, une bobine d'induction L1 est branchée en série avec le circuit parallèle formé par: le condensateur C2 et le circuit série constitué de la charge LP et de la bobine d'induction Lz, et cette bobine d'induction L1 peut servir à empêcher que les condensateur C1 et C2 ne soient court-circuités lors de l'inversion de polarité des éléments de commutation Q1, Q4 et Q3, Q2 du moyen inverseur 160, tout en étant capable de servir également de filtre qui réduit la composante d'ondulation dans le courant circulant dans les éléments de commutation Q1 à Q4, qui diminue les pertes d'énergie dues à la commutation au niveau de ces éléments de commutation Q1 à Q4 et qui diminue en outre efficacement -la composante d'ondulation haute fréquence dans le courant allant vers la charge. nIl faut noter que, avec la présence remarquable de la composante d'ondulation dans le courant allant vers la charge, il se produit un état instable dans la lampe à décharge, et cet état est considéré comme un phénomène de résonance

acoustique de la lampe à décharge prise comme charge.

Si l'on se réfère au fonctionnement du présente mode de réalisation, en référence à la figure 13, l'élément de commutation Q0 est amené à réaliser l'opération de commutation à la fréquence élevée comme représenté à, la figure 13(a) quand les éléments de commutation Q2 et Q3 sont mis à. "marche" comme représenté à la figure 13(c) mais que Ies éléments de commutation Q1 et Q4 sont mis à "arrêt" comme représenté à la figure 13(b) dans la période tl-t2, et on réalise ainsi l'envoi d'énergie de la source VS de tension continue au condensateur C1 par l'intermédiaire du transformateur T. Dans ce cas, quand la capacité du condensateur Cl est rendue plus petite que celle de n'importe quel dispositif classique, la tension Vol est telle que le courant pulsé représenté à la figure 13(d). Ensuite, à l'instant t2, on passe de l'état "marche" des éléments de commutation Q2 et Q3 à l'état "marche" des éléments de commutation Q1 et Q4 et il se produit une inversion de polarité. Dans la période t2-t3, l'élément de commutation Q0 réalise l'opération de commutation à la fréquence élevée comme pour la période tl-t2 et l'énergie est envoyée depuis la source VS de tension continue. Ensuite, à l'instant t3, on passe de l'état "marche" des éléments de commutation Q1 et Q2 à l'état "marche" des éléments

de commutation Q2 et Q3 et il se produit une inversion de polarité.

Lorsque l'opération précédente se répète, une tension VCi sensiblement rectangulaire dont la forme est telle que celle représentée à la figure 13(e) est produite dans le condensateur C1 et un courant, dont toute composante d'ondulation haute fréquence a été supprimée, est envoyé par l'intermédiaire de la bobine d'induction L2 à la lampe à

décharge LP et cette lampe à décharge LP est allumée de façon stable.

Dans le cas présent, pour qu'une lampe à décharge LP comme une lampe à halogénure métallique ou autre, atteigne une montée rapide du flux lumineux lors du démarrage de la lampe, il est nécessaire d'envoyer à la lampe une puissance supérieure à la puissance nominale de la lampe à décharge LP et il est préférable que la disposition soit telle que, lorsque la lampe à décharge a une puissance nominale de 35W par exemple, une puissance d'environ 75W

au maximum puisse être envoyée à la lampe lors du démarrage.

En outre, lorsque la lampe à décharge LP fonctionne à la puissance nominale après le démarrage et la stabilisation de la lampe allumée, la tension Vc a une composante de pulsation moindre afin que la composante d'ondulation haute fréquence soit supprimée du courant de la lampe à décharge et la fréquence de commutation de l'élément de commutation Q0 à l'instant du démarrage de la lampe qui nécessite une quantité de puissance relativement importante est rendue plus faible que celle à l'état stable, de sorte que la fonction attendue pour la présente invention peut être réalisée. La tension Vcl du condensateur C1 a été décrite ici comme étant sensiblement une onde rectangulaire, mais cela pourrait être la même chose avec une onde sensiblement sinusoïdale. La figure 14 montre un aspect d'un igniteur servant à démarrer la lampe à décharge et utilisable dans le mode de réalisation de la figure 12. Cet igniteur est conçu pour produire une haute tension avec un redresseur doubleur de tension. En fait, un circuit série dans lequel une diode D24 est branchée en une extrémité à une résistance R24 et en l'autre extrémité à un condensateur C24 et un circuit série, dans lequel une diode D25 est branchée en une extrémité à une résistance R25 et en l'autre extrémité à une condensateur C25, sont branchés en parallèle l'un avec l'autre, le point de jonction entre les résistances R24 et R25 et le point de jonction entre les condensateur C24 et C25 étant branchés aux deux extrémités d'une source de puissance P, et un circuit série fait de l'enroulement primaire d'un transformateur à impulsions PT1 et d'un élément de commutation S2 est branché aux deux extrémités d'un circuit série formé par les condensateurs C24 et C25. Aux bornes de la source d'alimentation P. est branché un circuit série fait des enroulements secondaires du transformateur à impulsions PT1 et de la lampe à décharge LP. Pour la source d'alimentation P, on utilise ici des extrémités de sortie-du moyen inverseur 16G du mode de

réalisation de la figure 12 pour amener la puissance alternative.

Avec cette disposition, les condensateurs C24 et C25 sont respectivement chargés dans chaque demi-cycle du signal de tension de la source d'alimentation P et, quand l'élément de commutation S2 est mis à "marche" lorsque la charge des condensateurs C24 et C25 est terminée, la tension finale des condensateurs C24 et C2 est ajoutée et est appliquée à l'enroulement primaire du transformateur à impulsions PT1. C'est-à- dire qu'il est possible d'appliquer à l'enroulement primaire du transformateur à impulsions PT1 une tension qui vaut environ deux fois la tension de la source d'alimentation et qu'une impulsion haute tension peut être produite par l'igniteur 17G, ce qui fait qu'il est possible de produire l'impulsion haute tension à chaque demi-cycle de la tension de la source. A ce moment-là, l'impulsion haute tension a une polarité unique, quelle que soit la polarité de tension de la source d'alimentation P. et le sens dans lequel l'impulsion haute tension est appliquée est déterminé en prévision de la relation avec une tension de claquage. Pour l'élément de commutation S2 on peut utiliser par exemple un thyristor, un TRIAC ou un autre élément similaire. Il est également possible de brancher une pluralité d'éléments de commutation en parallèle pour augmenter la capacité du courant. En outre, on peut également utiliser un éclateur

capable d'un autodéclenchement.

La figure 15 montre un aspect concret de travail du dispositif de la présente invention utilisable dans le mode de réalisation de la figure 12, qui comprend essentiellement le moyen 11G de conversion de tension, un circuit de charge 12G, un circuit de commande 13G, un moyen inverseur 16G et un moyen 18G formant source de tension d'excitation, ainsi qu'en outre un moyen 15 de détection de tension, un

moyen 16 de détection de courant et des moyens d'excitation 17 et 18.

Avec cette disposition en particulier, la puissance prédéterminée est envoyée au circuit de charge 12G sur la base des signaux de détection provenant du moyen 15 de détection de tension et du moyen 16 de détection de courant; l'opération de commutation de l'élément de commutation Q-0 est exécutée et le moyen inverseur 16G du type à pont complet est excité. Comme dans ce cas les transistors qui forment les éléments de commutation Q1 et Q3 sur le côté potentiel élevé du moyen inverseur 16G sont à un potentiel de masse différent, Ieur excitation nécessite des moyens d'excitation individuels 17 et 18. Les condensateurs C4 et C5 agissant respectivement comme source de tension sont ici branchés aux moyens d'excitation 17 et 18 et ces condensateurs C4 et C5 sont chargés, par l'intermédiaire de diodes D2, D4 et D5, par la source VS de tension continue lors du démarrage du circuit de charge 120. En outre, après le démarrage du circuit de charge 12G, les condensateurs C4 et C5 sont chargés sensiblement à la tension survenant dans le condensateur C3 même lorsque la tension de la source chute comme par exemple au moment des creux dans le signal de tension pulsée, et la tension de source prédéterminée est

envoyée de façon stable aux moyens d'excitation 17 et 18.

Dans l'aspect de fonctionnement représenté à la figure 15, la disposition est telle que lorsque la lampe à décharge LP du circuit de charge 12G a une puissance nominale d'environ 35W par exemple et que la tension de source de la source VS de tension continue vaut environ 12,8V, le rapport de transformation du transformateur T vaut environ nl:n2 = 1:7; l'élément de commutation Qo est mun MOSFET de puissance ayant une tension de seuil d'environ 100V, le condensateur C1 a une capacité d'environ 0,56 à 1,OgF, les éléments de commutation Q1 à Q4 sont des MOSFETs de puissance avec une tension de seuil d'environ 400 à 500V et la fréquence de commutation des éléments vaut environ 30 à 70kHz pour son côté primaire du transformateur T et environ 40 à 1000Hz pour le côté secondaire. Dans l'aspect représenté ici, l'élément de commutation QO est unique mais il est également possible d'utiliser deux éléments ou plus branchés en parallèle afin d'abaisser la résistance à l'état "marche". En outre, le condensateur supplémentaire C3 à utiliser comme source auxiliaire de puissance peut aussi être utilisé comme une source de tension autre que les moyens d'excitation 17 et 18 pour commander les éléments de commutation Q0,

Q2 et Q4.

Pour le circuit de commande 13G employé dans l'aspect de fonctionnement de la figure 15, il est possible d'utiliser un circuit tel que celui représenté à la figure 16, dans lequel la tension et le courant de sortie du moyen 11G formant convertisseur CC/CC sont détectés par les moyens 15 et 16 de détection de la tension et du courant; le circuit de commande 13G reçoit les signaux de sortie des deux moyens de détection 15 et 16, signaux qui sont soumis à la suppression de la composante d'ondulation haute fréquence par un filtre passe-bas et à une opération d'un multiplicateur, et on obtient la valeur de puissance nette. Cette valeur de puissance nette est comparée à une valeur de consigne obtenue par un circuit de calcul de valeur de consigne pour établir la sortie en fonction du signal de sortie du moyen 15 de détection de la tension et la durée de la mise à "marche" de l'élément de commutation Q0 est commandée de façon à rendre nulle toute différence trouvée par cette comparaison. A ce moment-là, lors du démarrage du circuit de charge, la fréquence de commutation f du convertisseur CC/CC, l'instant de mise à "marche", le rapport de transformation du transformateur et la capacité du condensateur C1 sont choisis de façon optimale pour faire que l'instant de mise à "arrêt" de l'élément de commutation QO du convertisseur CC/CC 11G

soit proche du zéro de la tension Vc.

Ensuite, au niveau du moyen inverseur 160, l'opération de commutation des éléments de commutation Q1, Q4 et Q2, Q3 placés par paires est inversée alternativement de sorte que la tension de sortie du moyen inverseur va avoir une polarité inversée. Alors, la fréquence de commutation des éléments est une fréquence relativement basse d'environ plusieurs dizaines de Hz à plusieurs centaines de Hz. Pour améliorer la capacité de démarrage, la fréquence de l'inversion de polarité est en outre choisie pour donner un courant continu ou ayant une fréquence de quelques dizaines de Hz environ immédiatement après l'instant de démarrage auquel la lampe à décharge est instable et, ensuite, la fréquence est élevée jusqu'à valoir environ plusieurs centaines de Hz pour que tout scintillement soit supprimé au moment

de l'inversion de polarité.

En outre, dans le cas o la lampe à halogénure métallique est utilisé comme source de lumière pour des phares d'automobile, il est nécessaire d'accélérer la montée du flux lumineux lors du démarrage à froid et une commande est réalisée de telle sorte qu'une puissance valant plusieurs fois la valeur nominale soit envoyée pendant un laps de temps prédéterminé même quand la tension de charge immédiatement après le démarrage est faible, pour avoir une pression de vapeur de gaz dans la lampe qui monte rapidement afin d'augmenter le rendement lumineux et afin de stabiliser rapidement le flux lumineux. Dans un autre mode de réalisation représenté à la figure 17, il existe une mesure pour restreindre efficacement la montée de tension due à la résonance. Alors, dans lé cas o une lampe à décharge comme la lampe à halogénure métallique ou une autre lampe similaire est utilisée pour la charge, comme dans le précédent mode de réalisation de la figure 12, l'impédance immédiatement après le démarrage est plus basse que celle à l'état d'éclairage stable quand la température ambiante est suffisamment basse. A ce moment-là, il est souhaité d'avoir une montée rapide du flux lumineux et on fait passer un courant relativement important pour que le courant dans le circuit de charge soit également important. Donc, dans le présent mode de réalisation, le convertisseur CC/CC qui constitue le moyen 11H de conversion de tension comprend: un circuit amplificateur à découpage qui amplifie et abaisse la tension, dans lequel la période "marche" de l'élément de commutation Q0 fonctionnant à la fréquence élevée est soumise à une commande avec modulation de la largeur d'impulsion afin d'avoir une tension de sortie régulée. Un condensateur de lissage C lisse la sortie du circuit à découpage qui amplifie et abaisse la tension et envoie la tension continue Vc au moyen inverseur 16H. En outre, une bobine d'induction saturable L est branchée en série avec la charge LP en tant que transformateur à impulsions et cette bobine d'induction saturable L est prévue pour être magnétiquement saturée à l'instant o le courant de charge prend une valeur supérieure à une valeur prédéterminée, valant par exemple deux à trois fois le courant

nominal lors du démarrage de la charge LP.

Si l'on se réfère plus spécifiquement à ce qui précède, en référence également à la figure 18, la bobine d'induction saturable L est à l'état saturé dans la période tl-ta et la bobine d'induction L est conçue pour avoir une valeur d'inductance faible. Dans cet état, la polarité des éléments de commutation Q1-Q4 du moyen inverseur 16H est inversée et la bobine d'induction L prend un état non saturé pour une certaine valeur du courant à l'instant ta, puisque le courant de charge I vers le circuit de charge diminue. Ensuite, lorsque le courant de charge a une polarité inversée et atteint une valeur supérieure à la valeur prédéterminée du courant, la bobine d'induction L est de nouveau saturée et le courant de charge présente un gradient abrupt et monte jusqu'ià la valeur de courant prédéterminée dans le laps de temps tC-t2. Par conséquent, suivant le présent mode de réalisation, la montée de la tension de résonance Vc due à la bobine d'induction L et au condensateur C lors' du démarrage peut être limitée grâce à l'utilisation de la possibilité de saturation de la bobine d'induction L; la limitation de la tension de résonance Vc au moyen du circuit à découpage amplifiant et abaissant la tension ne nécessite pas de circuit spécifique et on peut obtenir une simplification du circuit dans son ensemble. Il est en outre possible de faire passer suffisamment de courant forcé pour provoquer une décharge d'arc dans la charge LP immédiatement

après le démarrage.

Dans un autre mode de réalisation selon la présente invention représenté à la figure 19A, un enroulement tertiaire du transformateur à impulsions PT dans le circuit de charge 121 est branché, par l'intermédiaire d'un' commutateur SW1, à une source de tension continue V1 et également, par un autre commutateur SW2, à une autre source de tension continue V2 qui a une polarité inverse de la source V1. Quand le courant de charge I circule dans la charge LP dans le sens représenté par une flèche sur le dessin, la valeur d'inductance sur le côté secondaire du transformateur à impulsions PT est abaissée par un courant amené à s'écouler vers le côté primaire du transformateur à impulsions PT avec le commutateur SW1 fermé pour se trouver à "marche". Quand par contre le courant de charge I est inversé par rapport à celui représenté, le commutateur SW2 est mis à "marche" et la valeur d'inductance sur le côté secondaire du transformateur ài impulsions PT est réduite. Dans ce cas, l'inductance sur le côté secondaire du transformateur à impulsions PT est réduite par le fait que le commutateur SW1 ou SW2 est mis à "marche" pour un laps de temps fixe immédiatement avant l'inversion de polarité de la sortie du moyen inverseur 161 lors du démarrage de la charge et en fonction du sens dans lequel circule le courant de charge, et toute montée de la tension Vcl due à la résonance du condensateur C1 et de la bobine

d'induction peut être limitée.

Dans le mode de réalisation représenté à la figure 19A, la région périphérique du transformateur à impulsions PT doit être de préférence disposée plus concrètement comme représenté à la figure 19B. C'est-à-dire que sur le côté de l'enroulement primaire n1 du transformateur à impulsions PT sont branchés un condensateur C4 d'accumulation d'énergie et un élément de commutation Q6 tel qu'un TRIAC ou un entrefer de décharge, en vue d'une production d'impulsions régulières, et la charge vers le condensateur C4 est acheminée par I'intermédiaire d'une résistance R Aux enroulements tertiaires n3 et n3' du transformateur à impulsions PT sont respectivement branchés les commutateurs SW1 et SW2 et les sources

V1 et V2 de tension continue.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention représenté à la figure 20, on trouve un circuit en boucle fermée qui relie l'enroulement secondaire du transformateur à impulsions PT à la résistance R par l'intermédiaire du commutateur SW1. DAns ce cas, le commutateur SW1 est mis à "marche" immédiatement avant l'inversion de polarité de la sortie du moyen inverseur 16J lors du démarrage de la charge LP, et la résonance de la bobine d'induction et du condensateur Cl sur le côté secondaire du transformateur à impulsions PT peut être sensiblement absorbée par la résistance R au moment de l'inversion de

polarité de la sortie du moyen inverseur.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention représenté à la figure 21, contrairement au précédent mode de réalisation de la figure 7, l'enroulement secondaire L1 d'un autre transformateur est branché en série avec l'enroulement secondaire du transformateur à impulsions PT. Dans ce cas-là, on évite que le transformateur à impulsions PT soit complexe en raison de la présence

d'un enroulement tertiaire dans le transformateur à impulsions PT.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention représenté à la figure 22, contrairement au mode de réalisation de la figure 8, l'enroulement secondaire d'un autre transformateur T est branché en série avec le transformateur à impulsions PT, ce qui fait que le commutateur SW1 est mis à "marche" pour un laps de temps fixe depuis un instant situé immédiatement avant l'inversion de polarité de la sortie du moyen inverseur 16L lors du démarrage, et l'insertion de la résistance R1 dans l'enroulement primaire d'un autre transformateur T permet que l'énergie de résonance, produite en particulier lors de

l'inversion de polarité, puisse être absorbée.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention représenté à la figure 23, contrairement au mode de réalisation de la figure 9, l'enroulement secondaire L1 d'un autre transformateur est branché en série avec l'enroulement secondaire du transformateur à impulsions PT. Dans le cas présent, l'énergie de résonance se produisant sur le côté secondaire du transformateur par l'intermédiaire de l'élément inductif L1 peut être renvoyée par I'intermédiaire du circuit redresseur d'un pont de diode DB au côté de la source VS de tension continue, du fait de la mise à "marche" du commutateur SW1 pour un laps de temps fixe depuis l'instant qui précède immédiatement l'inversion de polarité de la sortie du moyen inverseur 16M lors du

démarrage de la charge.

Dans un autre mode de réalisation de la présente invention représenté à la figure 24, on utilise sensiblement la même disposition que l'aspect plus détaillé représenté à la figure 15 du mode de réalisation de la figure 12 mais, dans le cas présent, les tensions Vcl et Vc2 au niveau des condensateurs C1 et C2 ont une polarité inverse l'une de l'autre au moment o les éléments de commutation Q1 et Q4 sont mis à "marche" et, en particulier, un courant brusque et important circule par un trajet constitué par le condensateur C1, l'élément de commutation Q4, le condensateur C2, la bobine d'induction L1 et l'élément de commutation Q1, de telle sorte que l'on peut prévoir une mesure pour surmonter des problèmes apparaissant quand la miniaturisation est souhaitée comme le fait que le courant brusque et important nécessite d'utiliser un élément de commutation de forte capacité ou une bobine d'induction ayant une inductance importante

dans le but de limiter le courant.

Si l'on se rapporte plus spécifiquement à ce qui précède, et en référence aux formes (a) à (g) du signal représentées à la figure 25, les transistors à effet de champ Q3 et Q2 qui ont été mis à "marche" sont tout d'abord mis à "arrêt" à l'instant tl, comme représenté en (c) et (d), et il existe un temps mort pendant lequel tous les FET Ql-Q4 sont à "arrêt", temps pendant Iequel pratiquement aucun courant ia ne circule comme en (f) avant le démarrage de la charge LP, et la tension Vol au niveau du condensateur C1 conserve un potentiel fixe de quelques centaines de volts. Ensuite, à l'instant t2, le FET Q4 est mis à "marche" comme en (b), la charge accumulée dans le condensateur C1 pendant la période t2-t3 circule sous la forme du courant I par un trajet constitué par le condensateur C1, le MOSFET Q4, la diode parasite DQ2 du MOSFET Q2, l'élément inductif L1 et le condensateur C1, et en fonction de la résonance entre le condensateur C1 et l'eélément inductif L1, et la diode parasite DQ2 est par exemple excitée comme en (e) pour une période d'une moitié du cycle de résonance du condensateur C1 et de l'élément inductif L1. Lorsqu'on atteint ensuite l'instant t3, le courant ia ne circule plus, la tension Vc4 prend une valeur ayant une polarité inverse de celle de départ et sensiblement le même potentiel comme représenté en (g). Lorsque le MOSFET Q1 est mis à "marche" au prochain instant t4 comme représenté en (a) la tension Vol ayant la polarité inverse de celle de départ fait qu'aucun courant excessif ne circule. Comme les MOSFET Q1 à Q4 sont ainsi commandés pour empêcher effectivement que ne se produisent lors de l'inversion de polarité un courant brusque et excessif ni une éventuelle tension de pointe, et comme ils servent aussi à simplifier le circuit sans le rendre complexe, il est possible d'obtenir la miniaturisation du dispositif

formant source d'énergie.

Un aspect du moyen inverseur 16N utilisable dans le mode de réalisation de la figure 24 est représenté à la figure 26, dans lequel un signal d'oscillation d'un oscillateur 7a et la sortie d'un multivibrateur monostable 7b déclenché par une montée du signal d'oscillation provenant de l'oscillateur 7a sont entrés dans une porte NI N1 qui donne un OU inversé. La valeur ET de la sortie Q d'une bascule bistable FF déclenchée par un signal de sortie de la porte NI N1 et du signal de sortie inversé de la porte NI N1, ainsi qu'une sortie ET du signal de sortie inversé de la porte NI N1 et de la sortie Q inversée de I la bascule bistable FF sont fournies respectivement par chaque circuit d'excitation 42 et 44 comme signaux de déclenchement pour Ies MOSFETQ2 et Q4.En outre, la valeur ET d'un signal de sortie d'une porte NI N2 destinée à réaliser le OU inversé de la sortie du multivibrateur monostable 7c déclenché par une chute de signal d'oscillation provenant de l'oscillateur 7a et le signal de sortie de la porte NI N1, et de la sortie Q de la bascule bistable FF, ainsi qu'une autre valeur ET d'un signal de sortie de la porte NI N2 et de la sortie Q inversée de la bascule bistable FF sont respectivement fournies par l'intermédiaire d'autres circuits d'excitation 41 et 43 comme signaux de déclenchement pour les MOSFET Q1 et Q3. Grâce à cette disposition, les MOSFET respectifs sont autorisés à réaliser rapidement et de façon très précise l'opération de commutation et les pertes d'énergie dues à

l'opération de commutation peuvent être minimisées.

Dans les modes respectifs de réalisation qui précèdent des figures 4, 5, 7, 8, 9, 10, 12, 17, 19, 20, 21, 22, 23 et 24, toutes dispositions autres que celles décrites sont les mêmes que celles du précédent mode de réalisation des figures 1 et 2; les composants principaux des modes de réalisation respectifs sont désignés par les mêmes repères numériques queceux utilisés dans les figures 1 et 2 auxquels on a respectivement ajoutés chacune des lettres A-N; des composants sensiblement identiques à ceux décrits pour les figures 1 et 2 ou pour un précédent mode de réalisation sont essentiellement désignés par les mêmes repères numériques et ces constituants peuvent donner la même fonction et le même effet que ceux du mode de

réalisation des figures 1 et 2 ou de tout mode de réalisation précédent.

En outre, la commande de l'inversion de polarité dans les précédents modes,de réalisation respectifs peut être réalisée en fonction de l'état de la charge. Par exemple, la polarité peut être correctement commutée en fonction de la valeur de la tension Ve du condensateur C et la disposition peut être telle qu'elle permet de choisir en fonction de la demande un mode de commande en l'absence de charge, un mode de commande pour un éclairage stable, etc., pour

leur réalisation.

Claims

REVENDICATIONS

1. Dispositif formant source d'énergie, destiné à envoyer une puissance à une charge, qui comprend une source (VS) de tension continue, un moyen (11) de conversion de tension branché à ladite source de tension continue, ledit moyen de conversion de tension contenant un moyen (Q) de commutation haute fréquence destiné à commander ladite puissance envoyée et rendant ladite puissance envoyée plus importante au moment du démarrage au moins de ladite charge que pendant le fonctionnement stable de ladite charge, un élément capacitif (C) branché au côté de sortie dudit moyen de conversion de tension, et un circuit de charge (12) contenant ladite charge et branché en parallèle avec ledit élément capacitif, ledit circuit de charge ayant une impédance de charge qui est rendue plus petite lors dudit démarrage de ladite charge que pendant ledit fonctionnement stable de ladite charge, caractérisé en ce que ledit moyen de commutation haute fréquence est commandé par un moyen de commande (13) qui a une constante de commande rendue sensiblement constante au moins immédiatement après ledit démarrage de la charge et pendant ledit fonctionnement stable de la charge et qui met le moyen de commutation haute fréquence à "arrêt" quand ledit élément capacitif a une tension

inférieure à une valeur prédéterminée.

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen pour détecter une tension pulsée à un niveau inférieur à une valeur prédéterminée, ladite tension pulsée se

produisant aux bornes des deux extrémités dudit élément capacitif.

3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un élément redresseur branché entre ledit côté de sortie dudit moyen de conversion de tension et ledit élément capacitif pour se trouver dans la direction:de chargement de l'élément capacitif lors de la mise à "arrêt" dudit élément de commutation haute fréquence.

4. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que s. : ledit moyen de conversion de tension est un convertisseur du type

indirect (CC/CC) qui contient un transformateur non isolant.

5. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion de tension est un convertisseur du type indirect (CC/CC) qui contient un transformateur isolant

6. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion de tension est un convertisseur qui contient

un amplificateur à découpage qui amplifie la tension.

7. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion de tension est un convertisseur qui contient

un amplificateur à découpage qui amplifie et abaisse la tension.

8. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen inverseur du type à pont complet branché aux bornes dudit moyen de conversion de tension par l'intermédiaire d'un élément redresseur pour faire alterner la polarité d'une tension

appliquée au circuit de charge.

9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit moyen capacitif est branché en parallèle avec ledit circuit de charge.

10. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de commutation, fait de commutateurs branchés en série, branché aux bornes dudit moyen de conversion de tension, et un élément redresseur branché entre le moyen de conversion de tension et ledit circuit de commutation, ledit circuit de charge étant branché entre un point milieu de l'enroulement secondaire

dudit transformateur non isolant et ledit circuit de commutation.

11. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre 1un circuit de commutation, fait de commutateurs branchés en série, branché aux bornes dudit moyen de conversion de tension, et un élément redresseur branché entre le moyen de conversion de tension et ledit circuit de commutation, ledit circuit de charge étant branché entre un point milieu de l'enroulement secondaire dudit transformateur isolant et ledit circuit de commutation

12. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite charge dans ledit circuit de charge est une lampe à décharge

haute intensité.

13. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit circuit de charge comprend un circuit série fait d'une première bobine d'induction et d'un second élément capacitif et un autre circuit série fait d'une seconde bobine d'induction, branchée en parallèle avec ledit premier élément capacitif, et d'une lampe à décharge de haute intensité constituant ladite charge, la disposition étant telle que la charge dudit second élément capacitif est applicable à une boucle fermée formée par ladite première bobine d'induction, ledit second élément capacitif et un circuit de commutation se trouvant dans ledit moyen inverseur, avant l'inversion de polarité effectuée par Iadite

alternance de polarité au niveau dudit moyen inverseur.

14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen pour abaisser la valeur de l'inductance desdites première et seconde bobines d'induction dudit

circuit de charge, lors de ladite inversion de polarité au moins.

15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit moyen pour abaisser la valeur de l'inductance comprend une bobine d'induction saturable (L) qui sature avec un courant supérieur à

une valeur de courant prédéterminée.

16. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit circuit de charge comprend un circuit série fait d'une lampe à décharge de haute intensité constituant ladite charge et de l'enroulement du côté secondaire d'un transformateur à impulsions, et un condensateur de dérivation branché en parallèle avec ledit circuit série, et ledit moyen pour abaisser la valeur de l'inductance est constitué de façon à abaisser la valeur de l'inductance dudit

enroulement du côté secondaire.

17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen pour détecter le courant circulant vers ledit circuit de charge et un moyen pour appliquer une tension continue à l'enroulement du côté primaire dudit transformateur dans le sens d'annulation dudit courant vers ledit circuit de charge en fonction

de la direction dudit courant.

18. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen pour rendre l'énergie accumulée dans lesdites bobines d'induction dudit circuit de charge inefficace à l'intérieur du circuit de charge, lors de Iadite inversion de polarité au moins.

19. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen pour rendre l'énergie accumulée dans lesdites bobines d'induction dudit circuit de charge inefficace à l'intérieur du circuit de charge, lors de ladite inversion de polarité au moins.

20. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de commande commande ledit moyen de commutation haute fréquence avec une constante de circuit telle que la fréquence d'oscillation et le cycle prise comme constante de commande qui est rendue sensiblement constante immédiatement après ledit démarrage de la charge et pendant ledit fonctionnement stable du circuit de charge, et qui met à "arrêt" le moyen de commutation haute fréquence quand l'élément capacitif a une tension inférieure à ladite valeur prédéterminée.