ES2321581T3 - Aparato de compensacion de distorsion y metodo de compensacion de distorsion. - Google Patents
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Abstract
Un aparato de compensación de distorsión, destinado a compensar una componente de distorsión generada en un dispositivo (14), caracterizado por que comprende: unos primeros medios (1) de detección de envolvente, destinados a detectar una tensión de envolvente de una señal de entrada suministrada al dispositivo (14); unos segundos medios (15) de detección de envolvente, destinados a detectar una tensión de envolvente de una señal de salida del dispositivo (14); unos medios de comparación (17), para comparar la tensión de envolvente detectada por los primeros medios (1) de detección de envolvente, con la tensión de envolvente detectada por los segundos medios (15) de detección de envolvente; medios (18) de corrección del resultado de la comparación, destinados a corregir una relación referente a un resultado de comparación establecido por los medios de comparación (17), con respecto a cuál de las tensiones de envolvente es mayor/menor; medios de generación de señal de control de amplitud, destinados a generar una señal de control de amplitud para controlar una amplitud de la señal de entrada, basándose en una salida de corrección del resultado de la comparación; y medios (13) de control de amplitud, destinados a controlar una ganancia aplicada a la amplitud de la señal, basándose en la señal de control de amplitud generada por los medios de generación de señal de control de amplitud.
Description
Aparato de compensación de distorsión y método
de compensación de distorsión.
La presente invención se refiere a un aparato de
compensación de distorsión y, particularmente, a un aparato de
compensación de distorsión y a un método de compensación de
distorsión que son aplicables a un amplificador de potencia de alta
frecuencia para la transmisión, utilizado en un teléfono móvil.
A medida que la comunicación ha llegado a tener,
en los últimos años, una velocidad más alta y una capacidad mayor,
se ha venido requiriendo una linealidad más estricta para un
amplificador de potencia de transmisión de un aparato de
comunicación inalámbrica digital. Esto ha provocado, de forma
simultánea, una situación en la que se ven impedidas las mejoras en
la eficiencia de potencia en un amplificador de potencia.
Por otra parte, el tiempo de comunicación
continua de un teléfono portátil digital que ya se ha generalizado
en el mercado, se ha venido alargando de forma constante. En
consecuencia, a la hora de introducir en el mercado un nuevo
aparato de comunicación digital inalámbrico, el tiempo de uso no
puede ser ignorado desde el punto de vista de la competencia entre
productos. En la actualidad se ha puesto en marcha la tendencia de
introducir una técnica de compensación de la distorsión que mejore
la eficiencia.
En esta técnica, sin embargo, su escala de
circuitos es demasiado enorme para llevarse a efecto en un teléfono
móvil cuya ventaja radica en su pequeño tamaño y en su peso ligero.
Además, debido a las características de un terminal móvil, el
entorno en que se emplea el terminal cambia de una forma tan
radical, que la compensación de la distorsión necesita una
compensación adaptable de la distorsión que siga al cambio del
entorno. Esto se ha convertido en un problema muy importante, al
igual que lo es la reducción de la escala. Para un aparato de
compensación de la distorsión de este tipo, se ha tenido
conocimiento de una técnica de distorsión previa, o
pre-distorsión, provista de unos medios de
compensación que tienen una característica opuesta a la distorsión
de un amplificador de potencia.
Como técnicas de distorsión previa de este tipo,
existen diversos informes acerca de una técnica que adopta una
distorsión previa o pre-distorsión, una técnica que
adopta una remisión de alimentación, y técnicas similares. En lo
que sigue se explicarán ejemplos de aparatos de compensación
adaptable de la distorsión convencionales que utilizan la técnica
de pre-distorsión.
Un primer ejemplo de estructura convencional es,
por ejemplo, la de la divulgación de 1992, European Microwave
Conference [Conferencia Europea de Microondas], Vol. 22, páginas
1.125-1.130, titulada "Power Amplifier
Adaptive Linearization Using Predistortion with Polynomial"
["Linealización adaptable de un amplificador de potencia
utilizando pre-distorsión con polinomio"]. La
Figura 1 muestra una diagrama de bloques del ejemplo que se
describe en esta referencia.
En la Figura 1 de los dibujos que se acompañan,
en el caso de que la característica de entrada/salida no lineal de
un amplificador de potencia (PA -"power amplifier") 114 cuya
distorsión debe ser compensada, se exprese como Vout =
A(Vin) (Vsalida = A(Ventrada)), una señal I en fase y
una señal ortogonal Q de una banda de base de entrada introducida
desde un terminal 111, son sometidas a cálculos con el uso de una
función H(I, Q) que linealiza A(Ventrada), en un
circuito comparador de linealización 112. Las señales I' y Q'
obtenidas como resultado son suministradas a un circuito de
conversión digital/analógico (D/A) 113, y son convertidas en
señales analógicas. Al mismo tiempo son convertidas en señales de
una banda de alta frecuencia, y son suministradas como entrada al
amplificador de potencia 114. La salida "Vout" (Vsalida) del
amplificador de potencia 114 se hace salir desde un terminal de
salida 115 y se suministra a un circuito de desmodulación 116. El
circuito de desmodulación 116 genera unas señales If y Qf dentro de
las cuales la señal de salida Vsalida es convertida en señales de
una banda de base.
Por otra parte, con el fin de realizar una
compensación adaptable en respuesta a un cambio en la temperatura,
el circuito comparador de linealización 112 compara las señales I y
Q con las señales If y Qf, y ajusta una constante incluida en la
función H para la linealización, de tal manera que las diferencias
entre ellas se hagan cero. Hasta que las diferencias se hacen
nulas, esta operación es repetida de tal manera que la constante
incluida en la función H(I, Q) se determina finalmente en un
valor óptimo.
Un ejemplo de otra estructura convencional es,
por ejemplo, el de la divulgación IEEE Transaction on Vehicular
Technologies [Transacción del IEEE (Instituto de Ingeniería
Eléctrica y Electrónica) sobre tecnologías vehiculares)], Vol. 43,
Nº 2, mayo de 1994, página 323 - página 332, titulada "Adaptive
Linearization Using Predistortion" ["Linealización
adaptable utilizado pre-distorsión"]. La Figura 2
muestra un diagrama de bloques que se describe en esta referencia.
Con respecto a las señales de entrada I y Q que se introducen desde
un terminal de entrada 121, se accede a una tabla de conversión
124, tal como una memoria o similar, para llevar a cabo con ello la
conversión de los datos con el fin de obtener datos I' y Q' que son
capaces de linealizar el amplificador de potencia 126. Los datos
son convertidos en señales analógicas por medio de un convertidor de
D/A 125 y son entonces suministrados como entrada al amplificador
de potencia 126. La salida Vsalida del mismo es detectada y
convertida en una señal de una banda de base por medio de un
circuito de desmodulación 128, a fin de obtener las señales If y
Qf. Por otra parte, para llevar a cabo la conversión adaptable, se
obtienen diferencias en entre las señales de entrada I y Q y las
señales de detección If y Qf, por medio de un restador 122. Una
sección 123 de generación de dirección ajusta las direcciones en la
tabla de conversión 124 de tal manera que las diferencias en se
convierten en cero. Específicamente, la sección 123 de generación de
dirección repite el ajuste de la dirección hasta que las
diferencias en se hacen correctamente nulas. De esta forma, se
optimizan los valores de dirección para acceder a la tabla de
conversión 124. Por otra parte, "Vin" (Ventrada), que se
obtiene por la conversión de los datos I' y Q', suministrados como
salida desde la tabla de conversión 124, en datos analógicos por el
convertidor de D/A 125, se suministra como entrada al amplificador
de potencia 126, y la salida Vsalida del mismo es guiada desde un
terminal de salida 127.
En las estructuras convencionales anteriormente
descritas, se optimiza la constante incluida en una función de
linealización, o las direcciones para acceder a la tabla de
linealización. En cualquiera de los ejemplos, sin embargo, la
salida del amplificador de potencia es convertida en una banda de
base, de tal modo que se requiere un desmodulador. En general, este
desmodulador es de una desmodulación ortogonal y, por tanto, su
escala de circuitos es enorme.
El documento US 4.987.378 A divulga un
ecualizador de distorsión previa o pre-distorsión,
de remisión de alimentación, que incluye un primer lazo o bucle con
un divisor de señal para dividir señales en unas primera y segunda
porciones, y un generador de distorsión destinado a distorsionar la
segunda señal. El primer bucle se completa por medio de un
dispositivo de combinación de señales que combina una primera señal,
no distorsionada, y la segunda señal, distorsionada. La fase y la
amplitud de las señales en el bucle se controlan de tal modo que la
componente de señal lineal o portadora se cancele, dejando en la
salida del primer dispositivo de combinación únicamente la
componente de distorsión de la señal distorsionada. Un segundo bucle
incluye controles de fase y de amplitud para combinar las señales
de distorsión pura y sin distorsionar, con el fin de producir las
señales previamente distorsionadas
deseadas.
deseadas.
El documento US 5.121.077 A divulga un
transmisor de radio de SSB de alta frecuencia que tiene un modulador
de amplitud de envolvente para variar la envolvente de una fuente
de señal de RF [radiofrecuencia] basándose en una señal de error
procedente de unos detectores de envolvente que detectan la
envolvente del perfil o forma de onda de entrada y de salida. Tiene
también un primer modulador de fase en un bucle de realimentación
principal, a fin de variar la fase de la forma de onda de entrada
basándose en diferencias detectadas en un detector de fase, entre
las fases instantáneas de la señal de RF de entrada y la de
salida.
El documento US 4.329.655 A divulga un sistema
de ecualización adaptable destinado a compensar las
no-linealidades generadas dentro de un amplificador
de tubo de onda viajera, que comprende un circuito de ecualización
conectado al amplificador de tubo de onda viajera. El circuito de
ecualización tiene un circuito en serie que tiene un generador de
distorsión para proporcionar una distorsión de orden alto, un
dispositivo de desplazamiento o corrimiento de fase variable, y un
atenuador variable para controlar la fase y la amplitud de la salida
del generador de distorsión. Se ha proporcionado un detector de
distorsión en la salida del amplificador de tubo de onda viajera, a
fin de detectar la distorsión residual en la señal de salida, y se
ha proporcionado un circuito de control de la distorsión para
ajustar el dispositivo de corrimiento de fase variable y el
atenuador variable, de tal modo que la distorsión residual en la
salida del amplificador de tubo de onda viajera se haga mínima.
El documento EP 1 011 192 A describe un
amplificador de potencia lineal que comprende un amplificador de
potencia, un circuito de realimentación y un elemento de control;
en el cual la arquitectura o estructura propuesta se sirve de un
detector de envolvente para generar una señal de banda de base que
representa la envolvente de amplitud de la señal de RF de entrada
al sistema. Ésta es digitalizada y empleada para generar señales de
corrección de fase y de ganancia. Las señales de corrección modulan
la señal de entrada para crear una señal previamente distorsionada:
ésta es aplicada al amplificador de potencia para su
amplificación.
El documento US 4.985.688 A divulga un sistema
de modulación que es sensible a una primera señal sometida a un
muestreo con una primera proporción o velocidad de muestreo, a fin
de suministrar una señal analógica modulada a un amplificador que
tiene no-linealidades, al objeto de hacer que el
amplificador produzca una señal de salida amplificada, y en el que
un selector selecciona la primera señal sometida a muestreo y una
segunda señal sometida a muestreo con una segunda velocidad de
muestreo, como señal seleccionada, cuando se le suministran,
respectivamente, las primera y segunda señales de control. Una
disposición de tratamiento procesa o trata la señal seleccionada
con referencia a una diferencia entre la señal seleccionada y una
señal digital adicional, a fin de compensar las
no-linealidades para producir una señal tratada. La
señal tratada es modulada para formar la señal analógica modulada.
La señal de salida amplificada es desmodulada y convertida en la
señal digital adicional por medio de un convertidor. Un comparador
compara el valor absoluto de la diferencia con un valor de umbral,
y produce la primera señal de control cuando el valor absoluto es
menor que el valor de umbral. En caso contrario, se produce la
segunda señal de control. Un controlador puede controlar la fase de
una señal de muestreo que se suministra al convertidor, de tal
manera que el cociente de la diferencia dividida por un diferencial
de la señal seleccionada, se haga igual a cero.
La presente invención se ha llevado a cabo a la
vista de la anterior situación, y tiene el propósito de proporcionar
un aparato y un método de compensación de la distorsión que sean
capaces de compensar fácilmente las componentes de distorsión en un
dispositivo tal como un amplificador de potencia.
También, la presente invención tiene otro
propósito consistente en proporcionar un aparato y un método de
compensación de la distorsión que sean capaces de construir una
estructura simple que no requiera el desmodulador.
El ámbito de la invención se define en las
reivindicaciones que se acompañan.
En el aparato de compensación de la distorsión,
los medios de generación de señal de control de amplitud incluyen
medios de salida de datos de corrección de amplitud, destinados a
suministrar como salida datos para la corrección de la amplitud, en
correspondencia con la tensión de envolvente detectada por los
primeros medios de detección de envolvente, y a actualizar datos
para la corrección de la amplitud, basándose en la salida de
corrección de los medios de corrección del resultado de la
comparación.
La invención se describirá, a continuación, a
modo de ejemplo no limitativo, con referencia a los dibujos que se
acompañan, en los cuales:
la Figura 1 es un diagrama de bloques que
muestra un primer ejemplo de la técnica anterior;
la Figura 2 es un diagrama de bloques que
muestra un segundo ejemplo de la técnica anterior;
la Figura 3 es una vista estructural que muestra
un aparato de compensación adaptable de la distorsión, de acuerdo
con el aparato de compensación de la distorsión, y con el método
para ello, según la primera realización de la presente
invención;
la Figura 4 es un diagrama de circuitos que
muestra un ejemplo específico de una sección lógica
("ADP_Logic" (Lógica_ADP)) que forma parte del aparato de
compensación adaptable de la distorsión según la primera
realización;
la Figura 5 es un gráfico espectral
característico de la distorsión generada por un amplificador de
potencia;
la Figura 6 es un gráfico espectral
característico que muestra el resultado de la compensación de la
distorsión a una temperatura ambiental;
la Figura 7 es un gráfico característico que
muestra el resultado de la compensación adaptable a -30 grados;
la Figura 8 es un gráfico característico que
muestra el resultado de la compensación adaptable a 80 grados;
la Figura 9 es una vista estructural que muestra
el aparato de compensación adaptable de la distorsión según la
segunda realización;
la Figura 10 es una vista estructural que
muestra el aparato de compensación adaptable de la distorsión según
la tercera realización;
la Figura 11 es una vista estructural que
muestra el aparato de compensación adaptable de la distorsión según
la cuarta realización;
la Figura 12 es una vista estructural que
muestra el aparato de compensación adaptable de la distorsión según
la quinta realización;
la Figura 13 es una vista estructural que
muestra el aparato de compensación adaptable de la distorsión de
acuerdo con la sexta realización;
la Figura 14 es una vista estructural que
muestra el aparato de compensación adaptable de la distorsión según
la séptima realización; y
la Figura 15 es diagrama de circuitos que
muestra un ejemplo específico de una sección de detección de
diferencia de fases que forma parte del aparato de compensación
adaptable de la distorsión de acuerdo con la séptima
realización.
En lo que sigue se explicará, con referencia a
los dibujos, un aparato de compensación adaptable de la distorsión
según una realización del aparato de compensación de la distorsión y
del método de compensación de la distorsión de acuerdo con la
presente invención. Este aparato de compensación adaptable de la
distorsión sirve para compensar la distorsión de un amplificador de
potencia de alta frecuencia (descrito en lo sucesivo como un
amplificador de potencia) para la transmisión en un aparato de
comunicación inalámbrica digital.
En primer lugar, se explicará con referencia a
la Figura 3 una estructura que constituye la parte principal del
aparato de compensación adaptable de la distorsión. Este aparato de
compensación adaptable de la distorsión comprende una primera
sección 1 de detección de envolvente (DET 1), una segunda sección 15
de detección de envolvente (DET 2), un comparador (CMP) 17 de
tensión, una sección lógica 18 ("ADP_Logic" (Lógica_ADP)), unos
medios de generación de señal de control de amplitud, y una sección
13 de control de ganancia. La primera sección de detección de
envolvente (DET 1) detecta una tensión de envolvente de entrada
"in_DET" (DET_entrada) de una señal "PA_in" (entrada_PA)
de alta frecuencia que tiene un cambio de envolvente, la cual es
suministrada al amplificador 14 de potencia. La segunda sección 15
de detección de envolvente (DET 2) detecta una tensión de
envolvente "out_DET" (DET_salida) de una señal de salida
"PA_out" (salida_PA) del amplificador 14 de potencia. El
comparador de tensión (CMP) 17 compara la tensión de envolvente
detectada por la primera sección 1 de detección de envolvente, con
la tensión de envolvente detectada por la segunda sección 15 de
detección de envolvente. La sección lógica (Lógica_ADP) 18 corrige
la relación en magnitud, la cual es detectada por el comparador 17
de tensión. Los medios de generación de señal de control de amplitud
general una señal de control de amplitud "AM_ctl" (ctl_AM)
destinada a controlar la amplitud de la señal de entrada entrada_PA
basándose en la salida corregida de la sección lógica 18. La
sección 13 de control de ganancia controla la ganancia de la
amplitud de la señal de entrada entrada_PA basándose en la señal de
control de amplitud generada por los medios de generación de señal
de control de amplitud.
Los medios de generación de señal de control de
amplitud están constituidos por dos memorias, 7 y 8, de compensación
de amplitud, que se describen más adelante, un circuito basculante
9, un selector 10, un selector 11, un convertidor de D/A 12, un
circuito basculante 19 y un sumador digital 20.
A continuación se explicarán los detalles de la
estructura de este aparato de compensación adaptable de la
distorsión. Como se muestra en la Figura 3, este aparato comprende:
una primera sección 1 de detección de la envolvente (DET 1),
destinada a recibir, a través de un condensador 22, una parte de la
señal de alta frecuencia entrada_PA que tiene un cambio en su
envolvente, la cual se suministra a un terminal de entrada
"Tin" (Tentrada), y a detectar la tensión de envolvente
DET_entrada de la misma, un amplificador de tensión ("In_AMP"
(AMP_entrada)) 2, destinado a amplificar la tensión de envolvente
DET_entrada detectada por la primera sección 1 de detección de
envolvente; un convertidor de A/D 3 para digitalizar la salida del
amplificador 2 de tensión y para suministrar como salida una señal
digital "D_AD"; una memoria 4 de corrección de fase
("RAM_PM"), que es suministrada como entrada junto con la
señal digital D_AD, como una dirección, suministrada como salida
desde el convertidor de A/D 3, y que suministra como salida datos
de corrección de fase, DRP, correspondientes a la dirección, a
partir de los datos previamente almacenados para la corrección de
fase; un primer convertidor de D/A 5, destinado a llevar a cabo una
conversión de D/A sobre los datos DRP de corrección de fase
suministrados como salida desde la memoria 4 de corrección de fase,
y a suministrar como salida una señal de control de fase,
"PM_ctl" (ctl_PM), un circuito basculante (Ad_Lch) 9, destinado
a hacer bascular la señal digital D_AD suministrada como salida
desde el convertidor de A/D 3; una primera memoria 7 de compensación
de amplitud (RAM_AM 1), que tiene un extremo o terminal de entrada
RI1 y un extremo o terminal de salida DR1, y que almacena
previamente datos para la corrección de la amplitud; una segunda
memoria 8 de compensación de amplitud (RAM_AM 2), que tiene un
terminal de entrada RI2 y un terminal de salida DR2, y que almacena,
también, previamente datos para la corrección de la amplitud; un
primer selector 10 (Selector1), al que se suministra como entrada
una salida basculante D_ADL del circuito basculante 9, como una
primera entrada, así como la señal digital D_AD del convertidor de
A/D 3, como una segunda entrada, y que conmuta y conecta la señal
digital D_AD al terminal de entrada RI1, así como la salida
basculante D_ADL al terminal de entrada RI2, o bien la señal digital
D_AD al terminal de entrada RI2, así como la salida basculante
D_ADL al terminal de entrada RI1; un segundo selector (Selector2)
11, al que se suministra como entrada la salida DR1 de la primera
memoria 7 de compensación de amplitud, como una primera entrada, y
la salida DR2 de la segunda memoria 8 de compensación de amplitud,
como una segunda entrada, y que selecciona y suministra como salida
una de las entradas, en forma de datos D_DA2; un segundo
convertidor de D/A 12 (D/A2), al que se suministran como entrada los
datos D_DA2 seleccionados y suministrados como salida por el
segundo selector 11, y que lleva a cabo la conversión de D/A sobre
ellos, con el fin de suministrar como salida una señal ctl_AM de
control de la amplitud; una segunda sección 15 de detección de
envolvente (DET 2), a la que se suministra como entrada, a través de
un condensador 23, una parte de la salida del amplificador de
potencia (PA -"power amplifier") 14, como objetivo cuya
distorsión ha de ser compensada por el aparato de compensación
adaptable de la distorsión, y que detecta, para ello, una envolvente
"out_DET" (DET_salida); un amplificador de tensión
("out_AMP" (AMP_salida)) 16 para la amplitud, que detecta una
envolvente DET_salida por la segunda sección 15 de detección de
envolvente; un comparador 17 de tensión (CMP), al que se suministra
como entrada la salida del amplificador 16 de tensión, como primera
entrada, así como la salida del amplificador 2 de tensión, como
segunda entrada, y que detecta cuál de las dos entradas es
mayor/menor; una sección lógica ("ADP_Logic" (Lógica_ADP)) 18,
que hace bascular la salida del comparador 17 de tensión, y que
suministra como salida un bit digital +1 ó un bit digital -1 como
señal ADP_D, dependiendo del valor de basculamiento; un circuito
basculante de datos (Dt_Lch) 19, que hace bascular los datos D_DA2
seleccionados por el segundo selector 11; un sumador digital (ADD)
20, que suma digitalmente la salida del circuito basculante 19 de
datos y la salida ADP_D de la sección lógica 18 entre sí, y que
conecta un resultado de la suma, ADD_D, de las mismas a un bus de
datos de escritura o inscripción, perteneciente a las memorias 7 y 8
de compensación de amplitud; un elemento de retardo ("Delay"
(Retardo)) 21, que retarda la señal de entrada entrada_PA, una
sección 6 de control de fase (PM), a la que se suministra como una
entrada la salida del elemento de retardo 21 y que aumenta/reduce
su fase de paso por medio de la señal de control de fase, ctl_PM;
una sección 13 de control de ganancia (AM), a la que se suministra
como entrada la salida de la sección 6 de control de fase, y que
aumenta/reduce su ganancia por medio de la señal de control de
amplitud, ctl_AM, suministrada como salida desde el convertidor de
D/A 12; y un amplificador 14 de potencia (PA), al que se suministra
como entrada la salida de la sección 13 de control de ganancia, y
que suministra como salida la señal salida_PA a través del terminal
de salida "Tout" (Tsalida).
A continuación se explicará el flujo de una
señal en el aparato de compensación adaptable de la distorsión que
se muestra en la Figura 3. En este aparato de compensación adaptable
de la distorsión, la primera sección 1 de detección de envolvente
detecta una tensión de envolvente DET_entrada a partir de una parte
de la señal de alta frecuencia entrada_PA, que tiene un cambio en
su envolvente. Por otra parte, la tensión de envolvente DET_entrada
es amplificada por el amplificador 2 de tensión y, a continuación,
es digitalizada por el convertidor de A/D 3. Se accede a la memoria
por la señal digital D_AD suministrada como salida desde este
convertidor de A/D 3, utilizada como dirección de la memoria 4 de
corrección de fase, y los datos DRP de corrección de fase
correspondientes a esta dirección son suministrados como salida a
partir de los datos previamente almacenados para la corrección de
fase. Éstos se someten a conversión de D/A por medio del primer
conversor de D/A 5, a fin de suministrar como salida los datos
ctl_PM de control de fase. La sección 6 de control de fase es
controlada por estos datos ctl_PM de control de fase.
Los datos de corrección de amplitud han sido
previamente almacenados en la primera memoria 7 de compensación de
amplitud y en la segunda memoria 8 de compensación de amplitud. La
salida D_ADL obtenida el basculamiento de la señal digital D_AD de
la tensión de envolvente por parte del circuito basculante 9, ó la
salida D_AD del convertidor de A/D 3, es conmutada por el primer
selector 10 y utilizada como la dirección de cada memoria. Además,
la salida DR1 de la memoria 7 de compensación de amplitud y la
salida DR2 de la memoria 8 de compensación de amplitud son
conmutadas una con respecto a la otra por el segundo selector 11, a
fin de ser conectadas, alternativamente, al segundo convertidor de
D/A 12. La ganancia de la sección 13 de control de ganancia es
controlada por la salida ctl_AM del segundo convertidor de D/A
12.
La segunda sección 15 de detección de envolvente
detecta la tensión de envolvente DET_salida de la salida del
amplificador de potencia 14, cuya distorsión debe ser compensada.
Esta tensión de envolvente DET_salida es amplificada por el
amplificador de potencia 16, a fin de formar una salida para el
comparador 17 de tensión. A otra entrada del comparador 17 de
tensión se le suministra la tensión de envolvente DET_entrada
detectada por la primera sección 1 de detección de envolvente y
amplificada por el amplificador 2 de tensión. El comparador 17 de
tensión compara las dos tensiones de envolvente. Por otra parte, la
sección lógica 18 hace bascular la tensión como resultado de la
comparación de las mismas, y suministra como salida un bit +1 ó -1
digital, como señal ADP_D, dependiendo del valor de basculamiento.
Esta señal ADP_D se suministra al sumador digital 20. A este
sumador digital 20 se le suministra también una salida seleccionada
por el segundo selector 11 y que se ha hecho bascular por el
circuito basculante 19. Por otra parte, el sumador digital 20 suma
digitalmente la señal ADP_D y la salida basculante entre sí, e
inscribe el resultado de la suma de las mismas, ADD_D, en el bus de
datos de las memorias 7 y 8 de compensación de amplitud.
La señal de entrada entrada_PA pasa a través del
elemento de retardo 21, de la sección 6 de control de fase y de la
sección 13 de control de ganancia, y es entonces amplificada por el
amplificador 14 de potencia. Entretanto, la fase y la amplitud de
la señal entrada_PA son corregidas por la sección 6 de control de
fase y la sección 13 de control de ganancia, y la señal es entonces
suministrada como entrada al amplificador 14 de potencia. Como
resultado de ello, se obtiene desde el terminal de salida Tsalida
una señal de salida "PA_out" (salida_PA) cuya distorsión ha
sido compensada.
A continuación se hará una exposición específica
de la compensación de la amplitud, la corrección de la fase y la
compensación adaptable que se llevan a cabo por el aparato de
compensación adaptable de la distorsión que se ha descrito
anteriormente.
En primer lugar, se describirán los datos de
corrección de amplitud necesarios para la compensación de la
amplitud.
La tensión de envolvente de la señal de entrada
entrada_PA se expresa como Vi(t). La tensión de envolvente
de la salida de la sección 3 de control de ganancia se expresa como
Vdp(t), y la tensión de la señal ctl_AM de control de
ganancia, sumada al terminal de control de esta sección 13 de
control de ganancia, se expresa como Vc(t). Esta tensión
Vc(t) es almacenada en las memorias 7 y 8 de compensación de
amplitud.
Supóngase que la ganancia G(vc) de la
sección 13 de control de ganancia se expresa como sigue, con un
coeficiente de conversión a:
...
(1)G(vc) = 1 + a*Vc(t)
\hskip0.9cm
\vskip1.000000\baselineskip
Puesto que se da la siguiente ecuación:
...
(2)Vpd(t) = Vi(t)*G(vc)
\hskip0.8cm
\vskip1.000000\baselineskip
La ecuación (2) se sustituye en la ecuación (1)
para obtener la siguiente ecuación:
Vpd(t) =
Vi(t)*(1 + a
Vc(t))
\vskip1.000000\baselineskip
Por tanto, se obtiene la siguiente ecuación:
...
(3)Vc(t) =
(1/a)*(Vpd(t)/Vi(t)-1)
\vskip1.000000\baselineskip
La tensión de envolvente Vpd(t) puede
obtenerse midiendo la característica de entrada/salida con respecto
al amplificador 14 de potencia cuya distorsión se ha de corregir. En
consecuencia, el resultado que se obtiene al calcular la expresión
(3) anteriormente descrita puede ser previamente almacenado en las
memorias 7 y 8 de compensación de amplitud, con el uso de la
tensión de envolvente Vpd(t).
A continuación se describirán los datos de
corrección de fase necesarios para llevar a cabo la corrección de
la fase.
Supóngase que la característica de fase del
amplificador de potencia es como sigue:
... (4)\Phi =
\Phi
(V1(t))
\vskip1.000000\baselineskip
Los datos de corrección de fase, \Phipd se
convierten de la manera que sigue:
... (5)\Phipd
= -\Phi
(V1(t))
\vskip1.000000\baselineskip
Estos datos son previamente almacenados en la
memoria 4 de corrección de fase.
A continuación se realizará una exposición de la
operación de compensación de amplitud que se sirve de las memorias
7 y 8 de compensación de amplitud.
Las memorias 7 y 8 de compensación de amplitud
almacenan datos de corrección de amplitud correspondientes a
direcciones. Cada dirección consiste en una señal D_AD obtenida por
la digitalización de una señal de envolvente, "in_DET"
(DET_entrada), suministrada como entrada. Las memorias 7 y 8 de
compensación de amplitud suministran como salida datos DR1 y DR2
correspondientes a las direcciones. En consecuencia, existen dos
tipos de direcciones para acceder a las dos memorias 7 y 8 de
compensación de fase. Una es una salida de D_AD del convertidor de
A/D 3 y la otra son los datos D_ADL obtenidos por el basculamiento y
la retención o mantenimiento de la salida de este convertidor de
A/D 3 por el circuito basculante 9. Ambos tipos son conmutados por
el primer selector 10, con el fin de acceder alternativamente a las
dos memorias 7 y 8 de compensación de amplitud. Por otra parte, la
memoria conectada con la dirección D_ADL que se ha hecho bascular
por el circuito basculante 9, es una memoria en el modo de
escritura o inscripción, y la memoria conectada con la salida D_AD
del convertidor de A/D 3 es una memoria en el modo de lectura. Los
datos de salida DR1 ó DR2 procedentes de la memoria en el modo de
lectura se encuentran conectados con el convertidor de D/A 12 por el
segundo selector 11, a fin de formar la señal ctl_AM de control de
amplitud.
A continuación se proporcionará una explicación
de la operación de corrección de fase que utiliza la memoria 4 de
corrección de fase. La señal digital D_AD anteriormente descrita se
utiliza como una dirección para las memorias 7 y 8 de compensación
de amplitud, y se utiliza también, simultáneamente, como una
dirección para la memoria 4 de corrección de fase, a fin de
suministrar como salida datos previamente almacenados para la
corrección de la fase, como datos DRP de corrección de fase. Estos
datos son sometidos a una conversión de A/D por parte del primer
convertidor de D/A 5, al objeto de suministrar como salida una señal
ctl_PM de control de fase, y, de esta forma, se controla la sección
6 de control de fase.
A continuación se hará una exposición de la
operación de compensación adaptable.
Si no hay cambios en la temperatura o similares,
la distorsión del amplificador 14 de potencia es compensada
únicamente por la operación de lectura de los datos de compensación
de amplitud en la memoria para la compensación de la amplitud. Sin
embargo, si se produce un cambio en la temperatura o similar, esta
compensación no resulta satisfactoria, de manera que se requiere un
mecanismo para responder al cambio.
Para este propósito, en la presente invención,
se comparan entre sí la tensión de envolvente de la salida
salida_PA del amplificador 14 de potencia, que ha sido corregida por
la señal ctl_AM de control de amplitud suministrada como salida
desde la memoria 4 de corrección de amplitud, y la tensión de
envolvente antes de la corrección, a fin de detectar la relación en
cuanto a cuál de las tensiones es mayor/menor. Por otra parte, los
datos contenidos en la memoria de compensación de amplitud son
actualizados con el fin de corregir la relación. En ese momento, se
actualiza un bit de los datos de la memoria por cada uno de los
ajustes de la operación. En consecuencia, los datos son corregidos
hasta adoptar un valor apropiado mediante el acceso varias veces a
una misma dirección. Por ejemplo, si la envolvente de la señal
entrada_PA de alta frecuencia, suministrada como entrada, cambia
como una onda de modulación QPSK [modulación por desplazamiento de
fase cuaternaria], una misma tensión aparece con una cierta
probabilidad en el eje de tiempos. Así pues, todas las direcciones
son corregidas hasta los valores apropiados con el transcurso del
tiempo. Aunque la lectura de las memorias y la inscripción en ellas
se realizan alternadamente, se utilizan dos memorias de modo que la
lectura de una de las memorias se lleva a cabo al mismo tiempo que
se realiza la inscripción en la otra memoria.
Se explicará específicamente, a continuación, un
ejemplo concreto del funcionamiento del aparato de compensación
adaptable de la distorsión.
El comparador 17 compara la salida amplificada
obtenida por la amplificación de la envolvente DET_entrada de la
señal de alta frecuencia suministrada como entrada por el
amplificador 2 de tensión, con la salida amplificada obtenida por
la amplificación de la envolvente DET_salida del amplificador 14 de
potencia, para ser sometida a compensación de la distorsión por
parte del amplificador 16 de tensión. La tensión del resultado de la
comparación se hace bascular por la sección lógica 18, y se
suministra como salida un bit +1 ó -1 digital, como señal ADP_D,
dependiendo del valor de basculamiento.
Los datos D_DA2 seleccionados por el segundo
selector 11 se hacen bascular por el circuito basculante 19, y esta
salida basculada y la salida ADP_D de la sección lógica 18 se suman
digitalmente una con otra por medio del sumador digital 20. Un
resultado ADD_D de la suma de las mismas se conecta con el bus de
datos de inscripción de las memorias 7 y 8 de compensación de
amplitud, y se inscribe en el mismo.
La Figura 4 muestra un ejemplo específico de la
sección lógica 18 ("ADP_Logic" (Lógica_ADP)). La señal de
salida "CMP_out" (salida_CMP) del comparador (CMP) 17 se hace
bascular por el circuito D_latch (basculador_D) (CMP_lch) 25. El
circuito basculador_D 25 lleva a cabo el basculamiento en los bordes
de la señal de reloj ck. Este ejemplo específico supone datos de 8
bits. En el +1 digital, únicamente el MSB se ajusta en "Hi"
(Alto), tal como se muestra en la Figura, y el otro se ajusta en
"Lo" (Bajo). En el -1 digital, todos los bits se ajustan en
Alto. Estos datos son suministrados como entrada al selector digital
26 constituido por una puerta Y ("AND") y una puerta O
("OR"), y cualquiera de ellos se suministra como salida al OP0
a OP7, dependiendo de los valores de Q y Q_ que constituyen las
salidas del circuito basculador_D 25. Estos datos forman el
ADP_D.
Las Figuras 5 y 6 muestran el resultado de poner
en práctica el aparato de compensación adaptable de la distorsión
conforme a la primera realización. Las Figuras 5 y 6 muestran un
ejemplo de la compensación de la distorsión en el que la
temperatura es 25 grados (temperatura ambiental). La Figura 5
muestra un espectro que contiene la distorsión generada por el
amplificador 14 de potencia. La Figura 6 muestra un espectro
obtenido por la compensación adaptable de la distorsión por parte
de las memorias 7 y 8 de compensación de amplitud y la memoria 4 de
corrección de fase.
Las Figuras 7 y 8 muestran resultados de la
compensación adaptable. La Figura 7 muestra un ejemplo a -30 grados.
En la Figura las ordenadas expresan la diferencia entre las
tensiones de envolvente de la entrada y de la salida, y las
abscisas expresan, como el número de veces en que se incrementan las
multiplicaciones, la diferencia entre las reducciones de las
tensiones de envolvente.
La Figura 8 muestra un estado de compensación
adaptable en el que la temperatura es 80 grados. En el lado de alta
temperatura, aparece un resultado por cuanto que la ganancia del
amplificador 14 de tensión se reduce, de tal manera que la ganancia
de bucle del bucle de realimentación que constituye una ruta
adaptable se reduce, por lo que se incrementa el número de veces
que son necesarias las multiplicaciones para reducir la potencia de
distorsión.
Por otra parte, la Figura 7 muestra que un
aumento de la ganancia provoca que la diferencia entre las tensiones
de envolvente de la entrada y de la salida se hagan converger desde
la dirección negativa, en el lado de baja temperatura. Sin embargo,
en la Figura 8, debido a la reducción de la ganancia en el lado de
alta temperatura, la diferencia se hace converger desde el lado
positivo, al contrario que en la Figura 7.
A continuación, se realizará una exposición de
un aparato de compensación adaptable de la distorsión de acuerdo
con una segunda realización. La Figura 9 muestra la estructura del
aparato de compensación adaptable de la distorsión de acuerdo con
la presente segunda realización. El aparato de compensación
adaptable de la distorsión de acuerdo con la segunda realización
difiere del aparato de compensación adaptable de la distorsión que
se ha mostrado anteriormente en la Figura 3 de la primera
realización, en que las dos memorias utilizadas para la
compensación de amplitud han sido reemplazadas por una única memoria
27 de compensación de amplitud. De esta forma, se han suprimido los
dos selectores 10 y 11 que se requieren para conmutar las dos
memorias de la Figura 3, así como el único circuito basculante
9.
Es decir, el circuito basculante 9 y el primer
selector 10 se han eliminado de la primera realización anteriormente
descrita, y la salida D_AD del convertidor de A/D 3 se suministra
al bus de direcciones de la memoria 27 de compensación de amplitud.
También se ha suprimido el segundo selector 11 de la primera
realización, y el bus de datos de la memoria 27 de compensación de
amplitud y el segundo convertidor de D/A 12 se han conectado entre
sí.
Se explicará a continuación el funcionamiento
del aparato de compensación adaptable de la distorsión de acuerdo
con la segunda realización. En el aparato de compensación adaptable
de la distorsión de acuerdo con la primera realización, parece que
la lectura de los datos de compensación y la escritura o inscripción
de los datos de corrección para la compensación adaptable se llevan
a cabo simultáneamente mediante el uso de dos memorias 7 y 8 de
compensación de amplitud. Sin embargo, en la segunda realización, la
lectura y la inscripción se llevan a cabo por una única memoria 27
de compensación de amplitud, dependiendo del tiempo. De esta forma,
la estructura de circuitos se ve simplificada ventajosamente, si
bien la salida de los datos de compensación se ha suprimido en aras
de una regulación de secuencia temporal, en comparación con la
primera realización.
A continuación se explicará una tercera
realización. La Figura 10 muestra un diagrama de bloques del aparato
de compensación adaptable de la distorsión de acuerdo con la
tercera realización. El aparato de compensación adaptable de la
distorsión según la presente tercera realización se consigue
eliminando el elemento de retardo 21 empleado en el aparato de
compensación adaptable de la distorsión de acuerdo con la primera
realización. En la Figura 3, el elemento de retardo 21 se ha
proporcionado para corregir el lapso de tiempo entre las señales de
control ctl_AM y ctl_PM suministradas como salida mediante
procesamiento o tratamiento digital, y las tensiones de envolvente
en la sección 13 de control de ganancia y en la sección 6 de control
de fase. Sin embargo, si la velocidad o cadencia de fluctuación de
la envolvente es lenta comparada con la velocidad de tratamiento de
una señal digital, el lapso de tiempo puede ser despreciable, de tal
modo que la estructura puede simplificarse eliminando el elemento
de retardo.
A continuación se explicará una cuarta
realización. La Figura 11 muestra un diagrama de bloques del aparato
de compensación adaptable de la distorsión de acuerdo con la cuarta
realización. Esta cuarta realización se consigue cambiando el orden
en que estén conectadas la sección de control de fase y la sección
13 de control de ganancia en la tercera realización. Lo ideal es
que la fase de paso de la sección 13 de control de ganancia no
cambie con respecto a la tensión de control ctl_AM. Sin embargo,
existe el problema de que la fase de paso realmente sí cambia. Este
problema puede ser evitado conectando la sección 13 de control de
ganancia que se ha conectado anteriormente, de tal modo que se
predice la transición de fase de la sección 13 de control de
ganancia, y efectuando una corrección por medio de la siguiente
sección 6 de control de fase.
A continuación se explicará una quinta
realización. La Figura 12 muestra un diagrama de bloques del aparato
de compensación adaptable de la distorsión según la quinta
realización. En el aparato de compensación adaptable de la
distorsión de acuerdo con esta quinta realización, las salidas de
los amplificadores 2 y 16 de tensión son sometidas a sustracción
por parte de un calculador analógico (SUB), y el resultado es
comparado con una cierta tensión de referencia Vref1 (29) de una
corriente continua por el comparador 17, en contraposición con la
tercera realización. Esto es eficaz para el caso de permitir que
quede distorsión en una cierta medida en la salida salida_PA del
amplificador 14 de potencia. En general, la potencia de distorsión
no causa problemas siempre y cuando esté limitada a un nivel o
grado constante. Por lo tanto, la distorsión remanente puede ser
tolerable hasta cierta medida. De aquí que, mediante la limitación
del intervalo de control, el tiempo de funcionamiento del circuito
digital puede ser limitado de tal manera que el consumo de corriente
pueda reducirse ventajosamente.
A continuación se explicará una sexta
realización. La Figura 13 muestra un diagrama de bloques del aparato
de compensación adaptable de la distorsión de acuerdo con la sexta
realización. En contraste con el aparato de compensación adaptable
de la distorsión según la quinta realización, que se muestra en la
Figura 12, el aparato de compensación adaptable de la distorsión de
acuerdo con la sexta realización incorpora dos comparadores 31 y 33
que constituyen un comparador de ventana. Es decir, la quinta
realización incluye un primer comparador 31 de tensión (CMP1), un
segundo comparador 33 de tensión (CMP2), y una lógica 34
(Lógica_ADP). Al primer comparador 31 de tensión se le introduce la
salida de resta de la sección de resta 28 como una primera entrada,
así como la tensión de referencia Vref1 (30) de una corriente
continua como una segunda entrada, y éste detecta cuál de las dos
entradas es mayor/menor y suministra como entrada el resultado al
primer circuito basculante (CMP_Lch1) 35_{1} de la sección lógica
34 que se describe más adelante. Al segundo comparador 33 de tensión
se le introduce como una primera entrada la salida de resta de la
sección de resta 28, así como la tensión de referencia Vref2 (32)
como una segunda entrada, y éste detecta cuál de las dos entradas es
mayor/menor y suministra como entrada el resultado al segundo
circuito basculante (CMP_Lch2) 35_{2} de la sección lógica 34 que
se describe más adelante. La lógica 34 conmuta un bit +1 digital por
parte de la salida del primer comparador 31 de tensión, y un bit -1
digital por parte de la salida del segundo comparador 33 de tensión,
uno con respecto a otro, por medio de un selector digital 36, y lo
suministra como salida en forma de datos
ADP_D.
ADP_D.
La operación de la compensación adaptable se
lleva a efecto si la diferencia entre el amplificador 2 de tensión
y el amplificador 16 de tensión llega a ser más grande que la
tensión de ventana del comparador de ventana, establecida por el
comparador de ventana. Es decir, la operación de corrección en los
datos de compensación previamente almacenados en la memoria de
compensación de amplitud se lleva a cabo únicamente si la componente
de distorsión real aumenta hasta ser igual o mayor que la tensión
de ventana. Como resultado de ello, el tiempo de funcionamiento del
circuito digital se ve limitado de tal modo que puede reducirse el
consumo de corriente. Por otra parte, si la distorsión es pequeña,
no se aplica ninguna señal digital a la sección 13 de control de
ganancia, y, en consecuencia, puede reducirse de forma ventajosa el
ruido digital.
A continuación se explicará una séptima
realización. La Figura 4 muestra un diagrama de bloques del aparato
de compensación adaptable de la distorsión de acuerdo con la séptima
realización. En contraposición con el aparato de compensación
adaptable de la distorsión según la primera realización, que se
muestra en la Figura 3, el aparato de compensación adaptable de la
distorsión de acuerdo con la séptima realización comprende una
sección 37 de detección de diferencia de fases (PH_det). Se detecta
la diferencia de fases entre la señal de entrada entrada_PA y la
señal de salida salida_PA a partir de parte de ambas señales, y se
suministra como salida una tensión "PH_ctl" (ctl_PH)
proporcional a esta diferencia de fases. Por otra parte, la tensión
ctl_PH suministrada como salida desde la sección 37 de detección de
diferencia de fases, y la señal de control de fase, ctl_PM, se
someten a una suma analógica por medio del sumador 38, y el
resultado, PM_ctl_add, se utiliza como señal de control para la
sección 6 de control de fase.
Se explicará a continuación el funcionamiento.
En general, el amplificador 14 de potencia presenta una distorsión
de fase que sirve como factor que provoca la distorsión. Se
considera que, a medida que cambia la temperatura de funcionamiento
del amplificador 14 de potencia, la transición de fases también
cambia. En consecuencia, se detecta la diferencia de fases entre
las componentes de alta frecuencia de las señales de entrada y de
salida, a fin de llevar a cabo la compensación adaptable en la
transición de fases. La tensión que resulta de ello se suma a la
señal ctl_PM leída y obtenida de la memoria 4, a fin de realizar la
corrección. De esta manera, se realiza la compensación adaptable en
la transición de fases.
La Figura 15 muestra un ejemplo específico de la
sección 37 de detección de diferencia de fases. Una resistencia 93
y un condensador 94, conectados en serie, y un condensador 95 y una
resistencia 96, también conectados en serie, están conectados en
paralelo para constituir un puente. Dos terminales opuestos 91 y 92
del puente se utilizan como terminales de entrada, y se les
suministran como entradas dos señales (S1 y S30) que deberán ser
sometidas a detección para encontrar la diferencia de fases una con
respecto a otra. Aparece entonces una tensión correspondiente a la
diferencia de fases en otro conjunto de terminales opuestos. Por
tanto, estos terminales opuestos se conectan, respectivamente, a
dos circuitos de detección de onda cuadrada que están constituidos
por unos diodos 97 y 100, unas resistencias 98 y 101, y unos
condensadores 99 y 102. Las salidas de los circuitos se introducen,
cada una de ellas, como entrada a un restador. Este restador utiliza
un amplificador de cálculo 107 y recibe la salida del primer
circuito de onda cuadrada, compuesto por el diodo 97, la resistencia
98 y el condensador 99, a través de una resistencia 103, en un
terminal invertido (-) del amplificador de cálculo 107, así como la
salida del segundo circuito de detección de onda cuadrada, compuesto
por el diodo 100, la resistencia 101 y el condensador 102, a través
de una resistencia 105, en un terminal positivo (+) del
amplificador de cálculo 107. Una resistencia 104 está conectada
entre el terminal invertido (-) del amplificador de cálculo 107 y
el terminal de salida. Una resistencia 106 está conectada entre el
terminal positivo (+) del amplificador de cálculo 107 y la
tierra.
Una salida S100 que aparece en el terminal de
salida 108 será como sigue, habiéndose expresado, respectivamente,
las salidas de los primer y segundo circuitos de detección de onda
cuadrada como Vi1 y Vi2, y habiéndose expresado los valores de las
salidas de las resistencias 103, 104, 105 y 106, respectivamente,
como R1, R2, R3 y R4:
...(6)S100 =
(R4/R3) Vi2 - (R2/R1)
Vi1
En el caso de que se dé R1 = R2 = R3 = R4, la
anterior ecuación (6) pasa a ser la ecuación (7) siguiente:
... (7)V0 = Vi2
– Vi1
\hskip2.6cm
Es decir, la señal S100 es proporcional a la
diferencia de fases entre dos tensiones, S1 y S30, de señal de
entrada.
Como se ha explicado anteriormente, el aparato
de compensación adaptable de la distorsión de cada una de las
realizaciones anteriores hace posibles datos para compensación
adaptable necesarios para la pre-distorsión, sin el
uso de desmodulación ortogonal, mediante la utilización de un método
de detección de envolvente para la componente de distorsión del
amplificador 14 de potencia. Además, la componente de distorsión es
detectada por la multiplicación de una diferencia entre la entrada
y la salida, a fin de llevar a cabo la compensación de la
distorsión. En consecuencia, incluso una ligera componente de
distorsión puede ser compensada. Además, puesto que se determinan
únicamente códigos para llevar a cabo la compensación adaptable, no
es necesario manejar una señal de tensión ligera, y,
simultáneamente, no se necesita ningún convertidor de A/D para un
número elevado de bits. En cualquiera de los casos, pueden obtenerse
importantes ventajas.
Claims (18)
1. Un aparato de compensación de distorsión,
destinado a compensar una componente de distorsión generada en un
dispositivo (14), caracterizado por que comprende:
unos primeros medios (1) de detección de
envolvente, destinados a detectar una tensión de envolvente de una
señal de entrada suministrada al dispositivo (14);
unos segundos medios (15) de detección de
envolvente, destinados a detectar una tensión de envolvente de una
señal de salida del dispositivo (14);
unos medios de comparación (17), para comparar
la tensión de envolvente detectada por los primeros medios (1) de
detección de envolvente, con la tensión de envolvente detectada por
los segundos medios (15) de detección de envolvente;
medios (18) de corrección del resultado de la
comparación, destinados a corregir una relación referente a un
resultado de comparación establecido por los medios de comparación
(17), con respecto a cuál de las tensiones de envolvente es
mayor/menor;
medios de generación de señal de control de
amplitud, destinados a generar una señal de control de amplitud
para controlar una amplitud de la señal de entrada, basándose en una
salida de corrección del resultado de la comparación; y
medios (13) de control de amplitud, destinados a
controlar una ganancia aplicada a la amplitud de la señal,
basándose en la señal de control de amplitud generada por los medios
de generación de señal de control de amplitud.
2. Un aparato de acuerdo con la reivindicación
1, que comprende adicionalmente:
medios de cálculo (28) para obtener una
diferencia entre la tensión de envolvente detectada por los primeros
medios (1) de detección de envolvente y la tensión de envolvente
detectada por los segundos medios (15) de detección de envolvente;
y en el cual
dichos medios de comparación (17) están
configurados para comparar la diferencia obtenida por los medios de
cálculo (28) con un valor de referencia predeterminada; y
dichos medios (18) de corrección del resultado
de la comparación están configurados para corregir una relación
referente a un resultado de la comparación establecido por los
medios de comparación (17), con respecto a cuál de entre la
diferencia y el valor de referencia es mayor/menor.
3. El aparato de acuerdo con la reivindicación
2, que comprende dos medios de comparación (31, 33) para comparar
la diferencia calculada por los medios de cálculo (28) con valores
de referencia predeterminados, respectivamente, a fin de obtener
dos resultados de comparación.
4. El aparato de acuerdo con la reivindicación
3, en el cual los medios (18) de corrección del resultado de la
comparación están configurados para corregir una relación referente
a los dos resultados de comparación, con respecto a cuál de entre
la diferencia y los valores de referencia es mayor/menor.
5. El aparato de acuerdo con la reivindicación
1, la 2 ó la 3, que comprende adicionalmente:
medios de generación de señal de control de
fase, destinados a generar una señal de control de fase para
controlar una fase de la señal de entrada, en correspondencia con
la tensión de envolvente detectada por los primeros medios (1) de
detección de envolvente; y
medios (6) de control de fase, destinados a
controlar la fase de la señal de entrada, basándose en la señal de
control de fase generada por los medios de generación de señal de
control de fase.
6. Un aparato de compensación de distorsión,
destinado a compensar una componente de distorsión generada en un
dispositivo (14), caracterizado por que comprende:
medios (1) de detección de envolvente,
destinados a detectar una tensión de envolvente de una señal de
entrada suministrada al dispositivo (14);
medios de generación de señal de control de
fase, destinados a generar una señal de control de fase para
controlar una fase de la señal de entrada, en correspondencia con
la tensión de envolvente detectada por los primeros medios (1) de
detección de envolvente;
\newpage
\global\parskip0.930000\baselineskip
medios (6) de control de fase, destinados a
controlar la fase de la señal de entrada basándose en la señal de
control de fase generada por los medios de generación de señal de
control de fase;
segundos medios (15) de detección de envolvente,
destinados a detectar una tensión de envolvente de una señal de
salida del dispositivo (14);
medios (37) de detección de diferencia de fases,
destinados a detectar una diferencia de fases entre la tensión de
envolvente detectada por los primeros medios (1) de detección de
envolvente y la tensión de envolvente detectada por los segundos
medios (15) de detección de envolvente; y
medios de suma (38) para sumar la diferencia de
fases detectada por los medios de detección de diferencia de fases,
con la señal de control de fase generada por los medios de
generación de señal de control de fase, y para suministrar un
resultado de la suma a los medios (6) de control de fase.
7. El aparato de acuerdo con la reivindicación
6, que comprende adicionalmente:
medios de comparación (17), destinados a
comparar la tensión de envolvente detectada por los primeros medios
(1) de detección de envolvente, con la tensión de envolvente
detectada por los segundos medios (15) de detección de
envolvente;
medios (18) de corrección del resultado de la
comparación, destinados a corregir una relación referente a un
resultado de la comparación establecido por los medios de
comparación (17), con respecto a cuál de las tensiones de
envolvente es mayor/menor;
medios de generación de señal de control de
amplitud, destinados a generar una señal de control de amplitud
para controlar una amplitud de la señal de entrada, basándose en una
salida de corrección del resultado de la comparación; y
medios (13) de control de amplitud, destinados a
controlar una ganancia de la amplitud de la señal de entrada,
basándose en la señal de control de amplitud generada por los medios
de generación de señal de control de amplitud.
8. El aparato de acuerdo con una cualquiera de
las reivindicaciones 1, 2, 5 ó 7, en el cual los medios de
generación de señal de control de amplitud incluyen medios (7, 8) de
salida de datos de corrección de amplitud, destinados a suministrar
como salida datos para la corrección de la amplitud, en
correspondencia con la tensión de envolvente detectada por los
primeros medios (1) de detección de envolvente, y a actualizar datos
para la corrección de la amplitud, basándose en la salida de
corrección de los medios (18) de corrección del resultado de la
comparación.
9. El aparato de acuerdo con la reivindicación
8, en el cual los medios (7, 8) de salida de datos de corrección de
amplitud consisten en un medio de almacenamiento susceptible se
inscribir en él, que almacena previamente datos para la corrección
de amplitud.
10. El aparato de acuerdo con la reivindicación
9, en el cual se han proporcionado dos de los medios (7, 8) de
almacenamiento susceptibles de inscribir en ellos, cada uno de los
cuales es el mismo que los medios (7, 8) de salida de datos de
corrección de amplitud.
11. El aparato de acuerdo con la reivindicación
10, configurado de tal modo que los dos medios (7, 8) de
almacenamiento susceptibles de inscribir en ellos pueden,
alternativamente, llevar a cabo la lectura y la actualización de
los datos para la corrección de amplitud.
12. El aparato de acuerdo con una cualquiera de
las reivindicaciones 1, 2, 5 ó 7 a 11, en el cual los medios (18)
de corrección del resultado de la comparación están configurados
para hacer bascular el resultado de la comparación de los medios de
comparación (17), y corregir un bit de salida digital + 1 ó -1,
basándose en un valor de basculamiento del mismo.
13. Un método de compensación de distorsión,
destinado a compensar una componente de distorsión generada en un
dispositivo (14), caracterizado por que comprende:
una primera etapa de detección de envolvente,
consistente en detectar una tensión de envolvente de una señal de
entrada suministrada al dispositivo (14);
una segunda etapa de detección de envolvente,
consistente en detectar una tensión de envolvente de una señal de
salida del dispositivo (14);
una etapa de comparación, consistente en
comparar la tensión de envolvente detectada en la primera etapa de
detección de envolvente, con la tensión de envolvente detectada en
la segunda etapa de detección de envolvente;
una etapa de corrección del resultado de la
comparación, consistente en corregir una relación referente a un
resultado de comparación establecido en la etapa de comparación, con
respecto a cuál de las tensiones de envolvente es mayor/menor;
\global\parskip1.000000\baselineskip
una etapa de generación de señal de control de
amplitud, consistente en generar una señal de control de amplitud
para controlar una amplitud de la señal de entrada, basándose en una
salida de corrección de la etapa de corrección del resultado de la
comparación; y
una etapa de control de amplitud, consistente en
controlar una ganancia de la amplitud de la señal de entrada
basándose en la señal de control de amplitud generada por la etapa
de generación de señal de control de amplitud.
14. El método de acuerdo con la reivindicación
13, que comprende adicionalmente:
una etapa de generación de señal de control de
fase, consistente en generar una señal de control de fase para
controlar una fase de la señal de entrada, en correspondencia con la
tensión de envolvente detectada en la primera etapa de detección de
envolvente; y
una etapa de control de fase, consistente en
controlar la fase de la señal de entrada basándose en la señal de
control de fase generada en la etapa de generación de señal de
control de fase.
15. El método de acuerdo con la reivindicación
13, que comprende adicionalmente:
una etapa de cálculo, consistente en obtener una
diferencia entre la tensión de envolvente detectada en la primera
etapa de detección de envolvente, y la tensión de envolvente
detectada en la segunda etapa de detección de envolvente; en el
cual
dicha etapa de comparación comprende comparar la
diferencia obtenida en la etapa de cálculo, con un valor de
referencia predeterminado; y
dicha etapa de corrección del resultado de la
comparación comprende corregir una relación referente a un resultado
de comparación establecido en la etapa de comparación, con respecto
a cuál de entre la diferencia y el valor de referencia es
mayor/menor.
16. Un método de acuerdo con la reivindicación
15, que comprende adicionalmente:
una etapa de generación de señal de control de
fase, consistente en generar una señal de control de fase para
controlar una fase de la señal de salida, en correspondencia con la
tensión de envolvente detectada en la primera etapa de detección de
envolvente; y
una etapa de control de fase, consistente en
controlar la fase de la señal de entrada basándose en la señal de
control de fase generada en la etapa de generación de señal de
control de fase.
17. Un método de compensación de distorsión,
destinado a compensar una componente de distorsión generada en un
dispositivo (14), caracterizado por que comprende:
una primera etapa de detección de envolvente,
consistente en detectar una tensión de envolvente de una señal de
entrada suministrada al dispositivo (14);
una etapa de generación de señal de control de
fase, consistente en generar una señal de control de fase para
controlar una fase de la señal de entrada, en correspondencia con la
tensión de envolvente detectada en la primera etapa de detección de
envolvente;
una etapa de control de fase, consistente en
controlar la fase de la señal de entrada basándose en la señal de
control de fase generada en la etapa de generación de señal de
control de fase;
una segunda etapa de detección de envolvente,
consistente en detectar una tensión de envolvente de una señal de
salida del dispositivo (14);
una etapa de detección de diferencia de fases,
consistente en detectar una diferencia de fases entre la tensión de
envolvente detectada en la primera etapa de detección de envolvente,
y la tensión de envolvente detectada en la segunda etapa de
detección de envolvente; y
una etapa de suma, consistente en sumar la
diferencia de fases detectada en la etapa de detección de diferencia
de fases, con la señal de control de fase generada en la etapa de
generación de señal de control de fase, y en suministrar un
resultado de la adición a la etapa de control de fase.
18. Un método de acuerdo con la reivindicación
17, que comprende adicionalmente:
una etapa de comparación, consistente en
comparar la tensión de envolvente detectada en la primera etapa de
detección de envolvente, con la tensión de envolvente detectada en
la segunda etapa de detección de envolvente;
\newpage
una etapa de corrección del resultado de la
comparación, consistente en corregir una relación referente a un
resultado de comparación establecido en la etapa de comparación, con
respecto a cuál de las tensiones de envolvente es mayor/menor;
una etapa de generación de señal de control de
amplitud, consistente en generar una señal de control de amplitud
para controlar una amplitud de la señal de entrada, basándose en una
salida de corrección de la etapa de corrección del resultado de la
comparación; y
una etapa de control de amplitud, consistente en
controlar una ganancia de la amplitud de la señal de entrada,
basándose en la señal de control de amplitud generada en la etapa de
generación de señal de control de amplitud.
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| WO2006033256A1 (ja) * | 2004-09-21 | 2006-03-30 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | 歪補償増幅装置 |
| CN100421491C (zh) * | 2004-10-11 | 2008-09-24 | 英华达(上海)电子有限公司 | 减小gsm终端设备发射杂散频谱的方法 |
| JP4617265B2 (ja) * | 2006-02-14 | 2011-01-19 | 富士通株式会社 | 歪補償装置及び歪補償方法 |
| JP5242024B2 (ja) | 2006-06-08 | 2013-07-24 | 株式会社東芝 | 歪補償装置、増幅装置、送信装置、歪補償方法 |
| KR100856615B1 (ko) * | 2007-03-13 | 2008-09-03 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 왜곡 보상 장치 |
| JP4867891B2 (ja) * | 2007-10-31 | 2012-02-01 | アイコム株式会社 | Ａｍ送信機及びその変調方法 |
| MY164099A (en) * | 2011-09-30 | 2017-11-30 | Aviat Networks Inc | Systems and methods for adaptive power amplifier linearization |
| US8872569B2 (en) * | 2012-11-19 | 2014-10-28 | Tektronix, Inc. | Automatic quadrature network with phase and amplitude detection |
| US9438172B2 (en) * | 2014-09-29 | 2016-09-06 | Intel IP Corporation | Digital multi-level envelope tracking for wide-bandwidth signals |
| CN104836536B (zh) * | 2015-04-30 | 2018-09-04 | 中国科学院微电子研究所 | 一种基于负反馈的功率放大器结构 |
| EP3783799A1 (en) * | 2019-08-20 | 2021-02-24 | Shanghai United Imaging Healthcare Co., Ltd. | A radio frequency power amplifier control device |
| US11165453B2 (en) | 2019-08-20 | 2021-11-02 | Shanghai United Imaging Healthcare Co., Ltd. | Radio frequency power amplifier control device |
| CN110417366A (zh) * | 2019-08-20 | 2019-11-05 | 上海联影医疗科技有限公司 | 射频功率放大器控制装置与射频功率放大器 |
| US11863219B2 (en) | 2019-08-20 | 2024-01-02 | Shanghai United Imaging Healthcare Co., Ltd. | Radio frequency power amplifier control device |
| TWI739713B (zh) * | 2021-02-04 | 2021-09-11 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 用於發射機的增益控制電路及相關方法 |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4987378A (en) | 1989-11-28 | 1991-01-22 | General Electric Company | Feedforward predistortion linearizer |
| GB9002789D0 (en) * | 1990-02-08 | 1990-04-04 | Marconi Co Ltd | Circuit for reducing distortion produced by an r.f.power amplifier |
| US4999583A (en) * | 1990-02-28 | 1991-03-12 | Hughes Aircraft Company | Amplifier drive controller |
| JPH06338744A (ja) * | 1993-05-27 | 1994-12-06 | Fujitsu Ltd | 歪補償回路 |
| JPH0722881A (ja) * | 1993-06-30 | 1995-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | 線形増幅装置 |
| JPH08125554A (ja) | 1994-10-21 | 1996-05-17 | Nec Eng Ltd | 自動歪補償回路 |
| US5781069A (en) * | 1996-05-16 | 1998-07-14 | Xemod, Inc. | Pre-post distortion amplifier |
| US5770971A (en) * | 1996-07-26 | 1998-06-23 | Northern Telecom Limited | Distortion compensation control for a power amplifier |
| JP3324955B2 (ja) | 1997-03-24 | 2002-09-17 | 株式会社日立国際電気 | 歪補償増幅装置 |
| JPH11355057A (ja) * | 1998-06-11 | 1999-12-24 | Fujitsu Ltd | 歪み補償アンプの制御方法 |
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