ES2311477T3

ES2311477T3 - Estabilizacion de amplificador.

Info

Publication number: ES2311477T3
Application number: ES00975108T
Authority: ES
Inventors: Arne Rydin
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1999-10-29
Filing date: 2000-10-26
Publication date: 2009-02-16
Anticipated expiration: 2020-10-26
Also published as: CA2386929C; ATE405030T1; JP2003513499A; EP1234376A1; CN1160849C; CA2386929A1; EP1234376B1; US6727750B1; SE9903917L; DE60039906D1; SE9903917D0; AU1320501A; WO2001031779A1; CN1384997A; JP4050054B2; AU770576B2; SE519596C2

Abstract

Un método para controlar automáticamente la fase en un amplificador electrónico con respuesta lineal, que forma un trayecto de amplificador principal, que recibe una señal de una fuente de señal y que tiene una salida principal, que comprende dividir dicha señal (1) proveniente de dicha fuente de señal (A) en una señal principal (B) que va a dicho trayecto de amplificador principal (3, 4, 5), y una señal de referencia (C), teniendo dichas señales principal y de referencia (B, C) una diferencia de fase, dividir la fase de dicha señal principal (B) en primeros componentes vectoriales ortogonales (BI/BQ), y dividir la fase de dicha señal de referencia (C) en segundos componentes vectoriales ortogonales (CI/CQ), formando parte dichos componentes vectoriales de un sistema Cartesiano, medir la diferencia de fase entre la señal principal (B) y la señal de referencia (C), y estabilizar dicho sistema Cartesiano mediante la rotación de dicho sistema Cartesiano controlado por la diferencia de fase y, por lo tanto, minimizar la diferencia de fase, caracterizado por recibir en un elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia (4) en dicho trayecto de amplificador principal (3, 4, 5) dichos primeros componentes vectoriales ortogonales (BI/BQ), y producir, a partir de los mismos, una fase saliente de dicha señal principal (B), producir señales de control (I, Q) para controlar dicho elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia (4), determinar, por medio de un detector de fase Cartesiano (21, 22), una diferencia de fase entre la señal de referencia (C) y una señal de fracción (F), siendo la señal de fracción (F) una fracción de una señal de salida (E) del amplificador principal, realizar dicha medición de la diferencia de fase entre la fase de dichas señales de control (I, Q) y la fase obtenida con el detector de fase Cartesiano (21, 22).

Description

Estabilización de amplificador.

Campo de la invención

La presente invención se refiere, de manera general, al problema de la obtención de respuesta lineal de los amplificadores electrónicos, y más concretamente, al problema de controlar el desplazamiento de fase en estos sistemas.

Técnica relacionada

La demanda de servicios para radiotelefonía entre móviles ha estado aumentando en los últimos años y ha dado lugar a la búsqueda de esquemas de modulación cada vez más eficientes. Los modelos más eficientes de esquemas de modulación de radiofrecuencia ("RF") son no lineales, por ejemplo, Codificación mediante Desplazamiento Mínimo Gaussiano ("GMSK"). Sin embargo, la demanda de capacidad adicional ha dado lugar a la investigación de soluciones de modulación lineal, por ejemplo, DQPSK con Desplazamiento de n/4.

Los esquemas de modulación lineal producen ganancias mayores en la utilización del espectro a expensas de variaciones en la envolvente. Estas señales serán sometidas a distorsión cuando pasan a través de amplificadores no lineales de RF, lo que se traduce en una expansión del espectro más allá del canal asignado y en la producción de productos de intermodulación. Por ello, es conveniente contar con un amplificador lineal de RF para sistemas lineales modulados. Sin embargo, los amplificadores lineales convencionales también son ineficientes, lo que implica que también se necesitan amplificadores lineales que sean eficaces en cuanto a potencia a fin de poder alimentarlos utilizando las baterías de los teléfonos móviles.

Se conoce el uso de obtención de respuesta lineal hacia adelante como método para obtener una respuesta lineal en amplificadores no lineales. Se basa en la cancelación de la distorsión del amplificador en su salida. La señal de distorsión, o señal de error, se mide comparando la señal de salida del amplificador con la de entrada. Esta señal de error está en oposición de fase con la distorsión y se aplica a la salida, con lo que resulta en una reducción de la distorsión. La señal de error debe ser amplificada mediante un amplificador de potencia de RF lineal.

Sin embargo, mientras la eficiencia de un amplificador de potencia de RF aumenta, también lo hace su distorsión y, por lo tanto, el nivel de señal de error que va a ser amplificado. Cuanto más grande sea la señal de error, mayor será el amplificador lineal y, por tanto, mayor será el consumo de energía, y menor la eficiencia. Estos sistemas se han aplicado sobre todo en sistemas de banda ancha. En resumen, un ejemplo de un sistema de obtención de respuesta lineal hacia adelante puede tener dos lazos, de los que un primer lazo incluye un trayecto del amplificador principal, que debe tener la misma ganancia y desplazamiento de fase que un trayecto de referencia, a fin de restar la distorsión creada en el amplificador de potencia principal. Lo mismo se aplica al segundo lazo, en el que un trayecto de error de amplificador debe tener la misma ganancia y desplazamiento de fase que el trayecto principal, de manera que el error puede sustraerse del error contenido en la señal del amplificador de potencia principal.

Es posible lograr el control que se ha mencionado anteriormente, ya sea en el dominio polar o en el Cartesiano. Según un método, la fase y la ganancia son controladas en el dominio polar. Según otro método, el control se realiza en el dominio Cartesiano en el que la ganancia y la fase son controladas con la ayuda de vectores ortogonales. Ambos métodos tienen sus ventajas y sus inconvenientes particulares. Un inconveniente concreto del sistema Cartesiano es su falta de estabilidad.

También es conocida la utilización de la retroalimentación para la obtención de respuesta lineal de sistemas no lineales. Un método es usar retroalimentación Cartesiana, que utiliza retroalimentación negativa de la modulación en cuadratura de la banda de base para proporcionar reducción de la distorsión de intermodulación con poca complejidad y bajo costo. El control Cartesiano de la ganancia y de la fase se describe en el documento US 5.157.346. La solución descrita en esta patente adolece, aún, del problema de la estabilidad. La razón de esto es que el desplazamiento de fase en el trayecto del amplificador y en el trayecto de referencia tiene que ser igual por lo menos dentro de 90 grados, o el sistema será inestable. Aun así, un error de fase de unos pocos grados seguirá degradando seriamente el rendimiento del sistema. Esto significa que es necesario un ajuste cuidadoso, pero los efectos de la temperatura y del envejecimiento pueden limitar su rendimiento, e incluso poner el sistema en oscilación.

En consecuencia, se puede ver que todavía existe una necesidad de dotar de respuesta lineal a los amplificadores de potencia mediante el uso de retroalimentación en el dominio Cartesiano que pueda mantener el error de fase estable dentro de unos pocos grados.

Compendio de la invención

Como puede verse más arriba, todavía existe un problema en los sistemas para la obtención de respuesta lineal de los amplificadores de potencia y, especialmente, en los sistemas que utilizan técnicas de retroalimentación Cartesiana para la obtención de respuesta lineal. Los sistemas actuales sufren el problema de que su fase es inestable, lo que conduce a la degradación grave del sistema.

En consecuencia, es un objeto de la presente invención proporcionar un método y un aparato con retroalimentación Cartesiana para estabilizar el error de fase de un amplificador dentro de unos pocos grados.

La presente invención logra los objetivos anteriores mediante el control automático de la fase en el sistema. Los sistemas de retroalimentación tienen, comúnmente, un amplificador operacional. Un amplificador operacional compensado internamente es, aproximadamente, un integrador, que produce un desplazamiento de fase de 90 grados, de manera que un desplazamiento de fase adicional de otros 90 grados hará que el amplificador oscile; incluso desplazamientos de fase en exceso de, aproximadamente, 30 grados deteriorarán el rendimiento con la aparición de picos de ganancia y de ruido. Si se introduce un retardo, o un desplazamiento de fase, en un lazo con un amplificador operacional, el sistema no va a ser estable necesariamente. En la tecnología de radio, estos retardos pueden aparecer, por ejemplo, en convertidores de frecuencia, hacia arriba o hacia abajo en el espectro, o en amplificadores de potencia. Con el fin de hacer que el sistema sea estable, el correspondiente desplazamiento de fase tiene que ser restado en alguna parte del lazo cerrado. Una rotación es necesaria para mantener la estabilidad en todas las condiciones, aunque esto puede, al menos en teoría, realizarse de forma manual mediante un ajuste cuidadoso. Normalmente el desplazamiento de fase se produce en varias vueltas en un emisor, digamos 20 veces 360 grados, y tiene que estar controlado, digamos, dentro de +- 30 grados.

La presente invención controla automáticamente la fase de un sistema mediante la medida de la diferencia de fase, directa o indirectamente y, luego, realiza una rotación en el sistema Cartesiano en consecuencia para ajustar el error de fase dentro de unos pocos grados.

Hay varias maneras de medir la diferencia de fase. La forma más sencilla es medir la fase a la salida del elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia y compararla con la fase de la señal de referencia. De manera alternativa, es posible medir indirectamente la fase de salida mediante el uso de señales de control para el controlador de la ganancia y de la fase como medida de la fase de salida. Esta fase se resta, luego, a la fase de la señal de referencia obtenida con un detector de fase Cartesiano, y la diferencia de fase se utiliza para rotar las coordenadas.

La rotación de las coordenadas se puede realizar en varios lugares del sistema. La rotación se puede hacer en RF en algún lugar del trayecto del amplificador principal o de las señales de control para que el controlador de la ganancia y de la fase pueda ser rotado. Otras posibilidades son la rotación de la fase de la señal de referencia, la rotación de la señal proveniente del amplificador principal que va al punto de suma o la rotación de la señal de error.

La presente invención es superior a todos los demás métodos de estabilizar este tipo de lazos Cartesianos, y elimina la necesidad de ajustes engorrosos y que requieren mucho tiempo. Por otra parte, dado que el control de la fase es muy preciso, esta invención puede dar más ancho de banda y rendimiento total que cualquiera de las soluciones existentes.

A pesar de que la invención ha sido resumida más arriba, el método y el sistema de acuerdo con la invención están definidos en las reivindicaciones adjuntas.

Breve descripción de los dibujos

La presente invención se describirá ahora con más detalle haciendo referencia a realizaciones preferidas de la presente invención, dadas únicamente a modo de ejemplo, e ilustradas en los dibujos adjuntos, en los cuales:

La figura 1 es un diagrama de un sistema de obtención de respuesta lineal mediante alimentación anterior tal como se conoce en la técnica anterior.

La figura 2 es un diagrama de un sistema de obtención de respuesta lineal mediante alimentación anterior de la técnica anterior en el que la fase y la ganancia son controladas en el dominio polar.

La figura 3 es un diagrama de un sistema de obtención de respuesta lineal mediante alimentación anterior de la técnica anterior en el que la fase y la ganancia son controladas en el dominio Cartesiano.

Las figuras 4-7 ilustran diagramas de diversas realizaciones según la presente invención que proporcionan sistemas de obtención de respuesta lineal mediante alimentación anterior con la fase y la ganancia controladas en el dominio Cartesiano.

Descripción detallada

El sistema de obtención de respuesta lineal mediante alimentación anterior de la técnica anterior según la figura 1 comprende un lazo de comparación, designado LAZO1, en el que un amplificador principal amp1, en un trayecto principal, se extiende en paralelo con un trayecto de referencia que incluye una línea de retardo ret1. Los trayectos principal y de referencia reciben cada uno una señal de entrada ent1. En respuesta a la señal de entrada ent1, el amplificador amp1 produce una señal de salida distorsionada sal1. El trayecto de referencia con la línea de retardo ret1 introduce un retardo sustancialmente igual al del amplificador amp1 para producir una ent1 retrasada, entret1. Un comparador comp1 recibe las señales sal1 y entret1, y produce a su salida una señal de error err1, representativa de la diferencia entre las señales sal1 y entret1. Si el lazo de comparación LAZO1 está equilibrado, la señal de error err1 es representativa de la distorsión producida por el amplificador amp1.

En el segundo lazo, LAZO2, la señal de error err1 se entrega, a través de redes de adaptación de la amplitud y de la fase no mostradas, a un amplificador de error amp2 y, desde allí, a una primera entrada de un combinador comb. La salida sal1 del amplificador amp1 es entregada, también, a una segunda entrada del combinador comb a través de una línea de retardo ret2 que introduce un retardo sustancialmente igual al introducido por el comparador comp1 y por las redes de adaptación de la amplitud y de la fase mencionadas más arriba.

Por tanto, en LAZO1 el trayecto principal del amplificador amp1 cumple con la necesidad de presentar la misma ganancia y el mismo desplazamiento de fase que el trayecto de referencia, a fin de restar la distorsión creada en el amplificador de potencia principal amp1. Lo mismo se aplica al LAZO2 en el que el trayecto del amplificador de error cumple la necesidad de presentar la misma ganancia y el mismo desplazamiento de fase que el trayecto principal, de manera que el error puede restarse del error contenido en la señal del amplificador de potencia principal.

Es posible lograr el control que se ha mencionado más arriba, ya sea en el dominio polar o en el Cartesiano. Un método para el control de la fase y de la ganancia está indicado, de manera aproximada, mediante la figura 2. La figura 2 difiere de la figura 1 sólo por un elemento de control de la fase, fase1, y un elemento de control de la ganancia, ganancia1, que han sido introducidos en serie con la entrada del amplificador amp1, y un elemento de control de la fase, fase2, y un elemento de control de la ganancia, ganancia2, que han sido introducidos en serie con la entrada del amplificador amp2.

Otro método de la técnica anterior para el control, en el dominio Cartesiano, de la ganancia y de la fase está indicado, de manera aproximada, en la figura 3, que difiere de la figura 1 en los siguientes aspectos. La señal de entrada ent1 está acoplada al amplificador principal amp2 a través de un circuito de control que incluye, en serie, un divisor de fase de 90 grados y un elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia. El divisor de fase de 90 grados recibe la señal ent1 y la divide en dos componentes ortogonales 0 y 90 recibidos por el elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia. El elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia 4 está controlado por señales de control I y Q. Una disposición similar al circuito de control mencionado anteriormente también está introducida antes del amplificador amp2.

Ambos métodos anteriores según las figuras 2 y 3 tienen sus ventajas y sus inconvenientes particulares. Un inconveniente concreto del sistema Cartesiano es su falta de estabilidad.

Una realización de la presente invención se muestra en la figura 4 en forma de sistema de obtención de respuesta lineal mediante alimentación anterior que es controlado en fase y en ganancia en el dominio Cartesiano. Una señal de entrada A de una fuente de señal 1 es dividida en señales B y C por un divisor A1 de señales. La señal C es retardada por una línea de retardo 2 para su uso como señal de referencia, como se describirá, también, más abajo con más profundidad. La señal B es acoplada a un amplificador del trayecto principal que incluye, en serie, un divisor de fase de 90 grados 3, un elemento de control Cartesiano de la fase 4 y un amplificador principal 5. El divisor de fase de 90 grados 3 recibe la señal B y la divide en dos componentes ortogonales BI y BQ recibidos por el elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia 4. La salida del elemento de control 4 es entregada al amplificador principal 5 que produce una señal de salida E. Una fracción F de la señal de salida E del amplificador principal y de la señal retardada C son entregadas a un circuito restador 7, que genera una diferencia G de la señal E y la señal de referencia C.

En un divisor de fase de 90 grados 8 se generan vectores de referencia CI, CQ en forma de componentes ortogonales de la señal de referencia C. Los componentes ortogonales CI y CQ se entregan a una primera entrada de cada elemento de correlación 9 y 10, respectivamente, que también reciben la señal G en una segunda entrada respectiva. Los elementos de correlación 9 y 10, en su forma más simple, pueden ser multiplicadores, y realizan la correlación de la señal G con los componentes ortogonales CI y CQ para producir vectores de error H y J. Los vectores de error ortogonales H y J son recibidos en un elemento rotador 11 para su rotación en él y, luego, para que controlen el elemento Cartesiano de la ganancia y de la fase 4 a través de filtros 12 y 13 de lazo, tal como se describirá más adelante con más profundidad. De ese modo, el lazo de control está cerrado.

La rotación de los vectores de error H y J hace el sistema estable incondicionalmente, independientemente de la diferencia de fase entre el trayecto del amplificador principal B y del trayecto de referencia C. En la presente invención, esto se logra midiendo el desplazamiento de fase del lazo que contiene el amplificador principal 5, ya sea directa o indirectamente, y esta información se utiliza luego para rotar el sistema de coordenadas de manera consecuente.

Según una realización, la fase transmitida, al estar la fase entre el controlador Cartesiano de la ganancia y de la fase 4 y la entrada del amplificador 5, puede determinarse indirectamente mediante la utilización de las señales de control Q e I en el controlador de la ganancia y de la fase 4. La fase recibida, que es la fase en la entrada de la señal F en el circuito restador 7, se obtiene mediante la proyección de la señal F sobre los vectores de referencia CI y CQ. Esto se realiza en los detectores de fase 21, 22 que reciben la señal F en cada primera entrada y cada uno de los vectores de referencia CI y CQ en cada segunda entrada. Las salidas 21a y 22a de los detectores de fase 21 y 22, respectivamente, se entregan a un restador de fase 23, en el que se calcula la diferencia entre la fase transmitida y la recibida.

Más concretamente, el restador de fase 23 comprende dos grupos 23a y 23b cada uno con dos detectores de fase 23a1, 23a2 y 23b1, 23b2, respectivamente. Los detectores de fase 23a1 y 23b1 reciben, en una entrada de cada uno, la salida 22a del detector de fase 22. Los detectores de fase 23a2 y 23b2 reciben, en una entrada cada uno, la salida 21a del detector de fase 21. Las segundas entradas respectivas de los detectores de fase 23a1 y 23b2 están conectadas juntas a la salida del filtro 12 de lazo. Las segundas entradas respectivas de los detectores de fase 23a2 y 23b2 están conectadas juntas a la salida del filtro 13 de lazo.

Las salidas de los detectores de fase 23a1 y 23a2 se suman para formar una entrada a un filtro 25 de lazo, cuya salida forma una primera entrada al elemento rotador 11. Las salidas de los detectores de fase 23b1 y 23b2 se restan para formar una entrada a un filtro 24 de lazo, cuya salida forma una segunda entrada al elemento rotador 11.

Más concretamente, el elemento rotador 11 comprende dos grupos 11a y 11b, cada uno con dos multiplicadores 11a1, 11a2 y 11b1, 11b2, respectivamente. Los multiplicadores 11a1 y 11b1 reciben, cada uno en una entrada, la salida 25a del filtro 25 de lazo. Los multiplicadores 11a2 y 11b2 reciben, cada uno en una entrada, la salida 24 del filtro 2 de lazo. Las otras entradas respectivas de los multiplicadores 11a1 y 11b2 reciben el vector H proveniente del elemento de correlación 9. Las otras entradas respectivas de los multiplicadores 11a2 y 11b1 reciben el vector J proveniente del elemento de correlación 10.

Las salidas de los multiplicadores 11a1 y 11a2 se sustraen para formar una entrada al filtro 12. Las salidas de los multiplicadores 11b1 y 11b2 se suman para formar una entrada al filtro 13.

Se pueden imaginar realizaciones alternativas de la invención.

La medida de la fase, así como la rotación del sistema de coordenadas, puede realizarse en diversos lugares del sistema, y la figura 4 debe considerarse como un ejemplo. Es evidente, por ejemplo, que la rotación del sistema de coordenadas se puede hacer directamente sobre las señales de control Q e I, es decir, el elemento rotador 11 puede estar ubicado después de los filtros 12 y 13. Otros ejemplos son la rotación sobre cualquiera de las señales de radiofrecuencia que participan, por ejemplo, la señal de referencia C como se ilustra en la figura 5, la señal E proveniente del amplificador principal 5, la señal F proveniente del amplificador principal que se dirige al punto de suma 7 como se ilustra en la figura 6, o la señal de G que forma la salida del punto de suma 7 como se ilustra en la figura 7. De la misma manera, la diferencia de fase puede medirse de diversas maneras, directa o indirectamente, como se ha ilustrado más arriba.

Las figuras 5-7 tienen en común que carecen del elemento rotador 11 de la figura 4, y que los vectores de error H y J se dirigen directamente a los filtros 12 y 13, respectivamente. En el caso de la figura 5, la señal C es dividida en el divisor de fase de 90 grados 26 en dos componentes ortogonales utilizados en un elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia 27, controlado por las señales 24a y 25a provenientes de los filtros 24 y 25, respectivamente. La salida del elemento de control 27 se recibe en el divisor de fase 8. En el caso de la figura 6, la señal F es separada en un divisor de fase de 90 grados 28 en dos componentes ortogonales utilizados en un elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia 29 controlado por señales 24a y 25a desde los filtros 24 y 25, respectivamente. La salida del elemento de control 29 es recibida en la entrada superior del circuito restador 7. En el caso de la figura 7, la señal G es dividida en un divisor de fase de 90 grados 30 en dos componentes ortogonales utilizados en un elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia 31, controlado por las señales 24a y 25a desde los filtros 24 y 25, respectivamente. La salida del elemento de control 31 se recibe en las entradas comunes, superiores, de los elementos de correlación 9 y 10, que producen los vectores de error H y J recibidos en los filtros 12 y 13, respectivamente.

Las ejecuciones prácticas ilustradas en las figuras 4-7 se utilizan para obtener igualdad de ganancia y fase entre el trayecto del amplificador principal y el trayecto de referencia. Por lo tanto, cualquier distorsión producida por el amplificador principal será el resultado de la resta de las señales F y C. Esto significa que el lazo de control compensa los cambios en el lazo del amplificador principal.

De lo que se ha dicho más arriba, es obvio que el lazo de control se puede utilizar, también, para suprimir la distorsión producida en el lazo del amplificador principal, ya que la distorsión se puede considerar como el resultado de cambios inducidos por la señal en las características del amplificador.

Las realizaciones que se han descrito más arriba sirven, simplemente, como ilustraciones y no como limitaciones. Será evidente para un experto habitual en la materia que pueden hacerse realizaciones alejadas de las que se han descrito anteriormente. La invención no debe ser considerada como limitada a los ejemplos descritos, sino que, en su lugar, debe considerarse que su alcance es igual a las siguientes reivindicaciones.

Claims

1. Un método para controlar automáticamente la fase en un amplificador electrónico con respuesta lineal, que forma un trayecto de amplificador principal, que recibe una señal de una fuente de señal y que tiene una salida principal, que comprende

dividir dicha señal (1) proveniente de dicha fuente de señal (A) en una señal principal (B) que va a dicho trayecto de amplificador principal (3, 4, 5), y una señal de referencia (C), teniendo dichas señales principal y de referencia (B, C) una diferencia de fase,

dividir la fase de dicha señal principal (B) en primeros componentes vectoriales ortogonales (BI/BQ), y

dividir la fase de dicha señal de referencia (C) en segundos componentes vectoriales ortogonales (CI/CQ),

formando parte dichos componentes vectoriales de un sistema Cartesiano,

medir la diferencia de fase entre la señal principal (B) y la señal de referencia (C), y

estabilizar dicho sistema Cartesiano mediante la rotación de dicho sistema Cartesiano controlado por la diferencia de fase y, por lo tanto, minimizar la diferencia de fase,

caracterizado por

recibir en un elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia (4) en dicho trayecto de amplificador principal (3, 4, 5) dichos primeros componentes vectoriales ortogonales (BI/BQ), y producir, a partir de los mismos, una fase saliente de dicha señal principal (B),

producir señales de control (I, Q) para controlar dicho elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia (4),

determinar, por medio de un detector de fase Cartesiano (21, 22), una diferencia de fase entre la señal de referencia (C) y una señal de fracción (F), siendo la señal de fracción (F) una fracción de una señal de salida (E) del amplificador principal,

realizar dicha medición de la diferencia de fase entre la fase de dichas señales de control (I, Q) y la fase obtenida con el detector de fase Cartesiano (21, 22).

2. Un método según la reivindicación 1, caracterizado por producir una señal de diferencia (G) de la señal de salida del amplificador principal (5) y la señal de referencia (C),

correlacionar dichos segundos componentes vectoriales ortogonales (CI, CQ) y dicha señal de diferencia (G) para producir vectores de error (H, J) como variables de entrada a dichos medios de rotación (11) para realizar la rotación de los mismos a fin de producir dichas señales de control (I, Q).

3. Un método según cualquiera de las reivindicaciones 1-2, caracterizado por realizar la rotación sobre una señal (E) de radio frecuencia (RF) en el trayecto del amplificador principal (3, 4, 5).

4. Un método según cualquiera de las reivindicaciones 1-3, caracterizado por realizar la rotación en la fase de la señal de referencia (C).

5. Un método según la reivindicación 4, caracterizado por dividir la fase de dicha señal de referencia en terceros componentes vectoriales ortogonales, correlacionando dichos terceros componentes vectoriales ortogonales para producir una entrada a dichos segundos medios de división de fase (8).

6. Un método según la reivindicación 1, caracterizado por realizar la rotación de dicha señal de fracción (F) dirigida desde la salida del amplificador principal a un punto de suma (7) de esta señal y dicha señal de referencia.

7. Un método según la reivindicación 6, caracterizado por dividir la fase de dicha señal de referencia (F), dirigida desde la salida del amplificador principal, en cuartos componentes vectoriales ortogonales, y correlacionar dichos cuartos componentes vectoriales ortogonales para producir una entrada a dicho punto de suma (7).

8. Un método según la reivindicación 2, caracterizado por realizar la rotación sobre una señal de error (G) que proporciona la diferencia entre la señal de salida del amplificador (E) y la señal de referencia (C).

9. Un método según la reivindicación 8, caracterizado por dividir la fase de dicha señal de error (G) en quintos componentes vectoriales ortogonales, correlacionar dichos quintos componentes vectoriales ortogonales para producir una entrada a dichos medios de correlación (9, 10) para recibir y correlacionar dichos segundos vectores ortogonales y dicha señal de diferencia (G) para producir vectores de error.

10. Un sistema para controlar automáticamente la fase de un amplificador electrónico con respuesta lineal (3, 4, 5), que forma un trayecto de amplificador principal, que recibe una señal (A) de una fuente de señal (1) y que tiene una salida principal (E), que comprende

medios de división de señal (A1) para dividir dicha señal (1), proveniente de dicha fuente de señal (A), en una señal principal (B) que va a dicho trayecto de amplificador principal (3, 4, 5) y una señal de referencia (C), teniendo dichas señales principal y de referencia (B, C) una diferencia de fase,

primeros medios de división de fase (3) para dividir la fase de dicha señal principal (B) en primeros componentes vectoriales ortogonales (BI/BQ), y segundos medios de división de fase (8) para dividir la fase de dicha señal de referencia (C) en segundos componentes vectoriales ortogonales (CI/CQ),

dichos componentes vectoriales formando parte de un sistema Cartesiano,

medios (21, 22, 23) para medir la diferencia de fase entre la señal principal (B) y la señal de referencia (C), y

medios de rotación (11; 27; 29; 31) para estabilizar dicho sistema Cartesiano mediante la rotación de dicho sistema Cartesiano, mientras es controlado por la diferencia de fase y minimizar, así, la diferencia de fase,

caracterizado por

un elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia (4) en dicho trayecto de amplificador principal (3, 4, 5) para recibir dichos primeros componentes vectoriales ortogonales (BQ, BI) y producir a partir de los mismos una fase saliente de dicha señal principal (B),

medios (9, 10, 11, 12, 13) para producir señales de control (I, Q) para controlar dicho elemento de control Cartesiano de la fase y de la ganancia (4),

un detector de fase Cartesiano (21, 22) para determinar una diferencia de fase entre la señal de referencia (C) y una señal de fracción (F), siendo la señal de fracción (F) una fracción de una señal de salida (E) del amplificador principal,

medios (23) para realizar dicha medición de la diferencia de fase entre la fase de dichas señales de control (I, Q) y la fase obtenida con el detector de fase Cartesiano (21, 22).

11. Un sistema según la reivindicación 10, caracterizado por medios (7) para producir una señal de diferencia (G) de la señal de salida del amplificador principal (5) y la señal de referencia (C), medios de correlación (9, 10) para recibir y correlacionar dichos segundos componentes vectoriales ortogonales (CI, CQ) y dicha señal de diferencia (G) para producir vectores de error (H, J), como variables de entrada a dichos medios de rotación (11) para realizar la rotación respectiva para producir dichas señales de control (I, Q).

12. Un sistema según cualquiera de las reivindicaciones 10-11, caracterizado porque dichos medios de rotación (11) realizan la rotación sobre una señal (E) de radio frecuencia (RF) en el trayecto del amplificador principal (3, 4, 5).

13. Un sistema según cualquiera de las reivindicaciones 10-12, caracterizado porque dichos medios de rotación realizan la rotación sobre la fase de la señal de referencia (C).

14. Un sistema según la reivindicación 13, caracterizado por terceros medios de división de fase (26) para dividir la fase de dicha señal de referencia (C) en terceros componentes vectoriales ortogonales, medios de correlación (27) para recibir y correlacionar dichos terceros componentes vectoriales ortogonales para producir una entrada a dichos segundos medios de división de fase (8).

15. Un sistema según la reivindicación 10, caracterizado porque dichos medios de rotación realizan la rotación de dicha señal de fracción (F) dirigida desde la salida del amplificador principal a un punto de suma (7) de esta señal y dicha señal de referencia.

16. Un sistema según la reivindicación 15, caracterizado por cuartos medios de división de fase (28) para dividir la fase de dicha señal de fracción (F) dirigida desde la salida del amplificador principal en cuartos componentes vectoriales ortogonales, medios de correlación (29) para recibir y correlacionar dichos cuartos componentes vectoriales ortogonales para producir una entrada a dicho punto de suma (7).

17. Un sistema según la reivindicación 11, caracterizado porque dichos medios de rotación realizan la rotación sobre una señal de error (G) que proporciona la diferencia entre la señal de salida del amplificador (E) y la señal de referencia (C).

18. Un sistema según la reivindicación 17, caracterizado por quintos medios de división de fase (30) para dividir la fase de dicha señal de error (G) en quintos componentes vectoriales ortogonales, quintos medios de correlación (32) para recibir y correlacionar dichos quintos componentes vectoriales ortogonales para producir una entrada a dichos medios de correlación (9, 10) para recibir y correlacionar dichos segundos vectores ortogonales y dicha señal de diferencia G para producir vectores de error.