JPH11355057A

JPH11355057A - 歪み補償アンプの制御方法

Info

Publication number: JPH11355057A
Application number: JP10163149A
Authority: JP
Inventors: Fumihiro Tomizawa; 文弘富澤; Kazuhiko Yamaguchi; 和彦山口; Shigeru Okawa; 滋大川
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1998-06-11
Filing date: 1998-06-11
Publication date: 1999-12-24

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は移動基地局等で受信高周波信号を疑似
歪み信号と共に主増幅器で増幅して，補助経路において
疑似歪み信号成分だけを増幅して主経路上の歪み信号成
分をキャンセルするフィードフォワード型の歪み補償ア
ンプの制御方法に関し，振幅・位相の誤差を少なくする
ことができることを目的とする。【解決手段】受信高周波信号を増幅する主増幅器に注入
する疑似歪み信号として変調により広帯域化して，受信
高周波信号の近傍の周波数の信号を用いて歪み信号をキ
ャンセルするよう主経路及び補助経路の信号を制御する
よう構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は歪み補償アンプの制
御方法に関する。近年，移動基地局に設けられた無線信
号の受信を行うＲＦ（Radio Frequency)増幅装置では，
フィードフォワード型（歪み成分を副増幅器の後段で主
経路に供給する型）の歪み補償アンプが用いられてい
る。この歪み補償アンプは，ハイパワー増幅器により発
生する歪みを取り除くために，疑似歪みを表すパイロッ
ト信号が注入する方法が用いられるが，歪み補償の精度
が悪いためその改善が望まれている。

【０００２】

【従来の技術】図１３は従来のフィードフォワード型の
歪み補償アンプの原理構成である。図中，８０は主増幅
器（メインアンプを意味するＭ−ＡＭＰで表示），８
１，８２，８４は信号のカプラ，８３は副増幅器（サブ
アンプを意味するＳ−ＡＭＰで表示）である。

【０００３】主経路の入力側に主信号ａが入力されると
主増幅器８０で増幅されて主信号成分と共に歪信号を含
む信号ｂが発生する。歪み補償型アンプは，カプラ８１
で主信号の成分ｄを抽出し，補助経路を介してカプラ８
２へ供給される。カプラ８２では主経路上の主増幅器８
０から発生した信号ｂが抽出され，この信号ｂから主信
号の成分ｄがキャンセルされて信号ｅが発生する。この
信号ｅには歪み成分だけを含み，この信号ｅが副増幅器
８３で増幅され，その出力信号ｆ（歪み成分が含む）が
カプラ８４へ供給されると，主経路上の信号ｂから信号
ｆの歪み成分がキャンセルされて，主信号成分だけが増
幅された信号ｃが出力される。

【０００４】図１４は歪み補償のための疑似歪み（パイ
ロット信号）注入を行った場合の構成を示し，上記図１
３に示す原理を具体化した回路である。図１４におい
て，８０〜８４は上位図１の同一符号の各部と同じであ
り説明を省略する。８５は出力信号を抽出するためのカ
プラ，８６と８７は信号の振幅を可変に制御する減衰器
（Ｔで表すアッテネータ）と位相を可変に制御する移相
器（Φで表す）とで構成する調整回路，８８はパイロッ
ト信号（疑似歪み信号）成分を検出する検出器（Ｄで表
示），８９は歪み成分を検出する検出器（Ｄで表示），
９０は制御盤である。

【０００５】図１４の動作を説明すると，移動無線用の
基地局において移動機から送信された信号の受信信号ａ
（例えば，２ＧＨｚの周波数）が入力されると，調整回
路８６の減衰器Ｔと移相器Φを介して主増幅器８０へ入
力される。主増幅器８０は受信信号の周波数から離れた
周波数位置のパイロット信号（疑似歪み信号）ｂも入力
されており，受信信号とパイロット信号が共に増幅され
て信号ｃが出力される。一方，受信信号ａの成分がカプ
ラ８１で抽出され補助経路を介してカプラ８２へ供給さ
れると，ここで主経路の主信号と受信信号成分ａがキャ
ンセルされ，パイロット信号成分ｂが調整回路８７の減
衰器Ｔと移相器Φを介して副増幅器８３へ入力してカプ
ラ８４へ供給される。このカプラ８４において信号ｃに
含まれたパイロット信号成分をキャンセルする働きをす
る。また，カプラ８４を通って出力された信号ｄの成分
はカプラ８５で抽出されると検出器８８においてパイロ
ット信号成分が検出され，その検出出力は制御盤９０へ
供給される。また，副増幅器８３からの増幅出力は検出
器８９に供給されて歪み成分が検出されて制御盤９０へ
供給される。制御盤９０はパイロット信号の検出出力と
歪み信号の検出出力に基づいて出力信号から歪み信号成
分が無くなるよう調整回路８６，８７のアッテネータＴ
と移相器Φを制御する信号を発生する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記した従来例の構成
では，次のような問題があった。従来のフィードフォワード形式の歪み補償型ハイパワ
ーアンプでは，受信した高周波（ＲＦ）の周波数より離
れた周波数位置にパイロット信号を注入するので大幅な
誤差が生じる。図１５は振幅ズレ・位相ズレによる歪み
補償誤差を解析した結果を示す。現状の歪み補償アンプ
の偏差は，３５ｄＢ程度であり不十分な値であることが
問題となっている。

【０００７】パイロット信号の注入レベルのダイナミ
ックレンジをとることが難しいという問題がある。すな
わち，パイロット注入レベルを上げて，この出力を下げ
るように制御が行われるが，パイロット注入レベルが上
げすぎると規定のスプリアス以上になったしまう（本来
の受信信号（ＲＦ）との区別がなくなる）。そのため現
状では，パイロット注入レベルのダイナミックレンジは
約３０ｄＢである。

【０００８】本発明は上記の問題を解決すること，すな
わち振幅・位相の誤差を少なくすることができる歪み補
償増幅器の制御方法を提供することを目的とする。ま
た，本発明はパイロット信号の注入レベルのダイナミッ
クレンジを上げることができる歪み補償増幅器の制御方
法を提供することを他の目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】図１〜図４は本発明の第
１乃至第４の原理構成を示す図である。図１において，
１は疑似歪み信号（パイロット信号）の広帯域化手段，
２は主経路に設けられた主増幅器，３は疑似歪み検出手
段，４は補助経路に設けられ，主経路の信号の抽出や，
歪信号補償の制御を行う制御部を表す。図２において，
５は受信高周波信号（ＲＦ信号）の中心周波数に疑似歪
み信号（パイロット信号）を発生する中心周波数信号発
生手段である。また，図３において，６は分割した複数
の疑似歪み信号を発生する複数疑似歪み信号発生手段で
ある。更に，図４において，７は２つの周波数の疑似歪
み信号を発生する２疑似歪み信号発生手段である。

【００１０】最初に，図１に示す第１の原理構成では，
従来は疑似歪み信号は狭帯域の信号であったが，図１で
は通常の狭帯域の疑似歪み信号（パイロット信号）を広
帯域化手段１へ入力すると，出力として広帯域信号が発
生する。この広帯域の疑似歪み信号（周波数は受信高周
波信号の近傍）は主増幅器２へ注入されると受信信号と
共に増幅される。主増幅器２の出力側から疑似歪み検出
手段３により出力された疑似歪み信号成分が検出され，
制御部４により主増幅器２から歪信号成分がなくなるよ
う制御動作が行われる。この第１の原理構成により，疑
似歪み信号（パイロット信号）として広帯域の信号を用
いることで，通常のパイロット信号と比較すると，同じ
レベルで合計電力を増大することができ，ダイナミック
レンジを確保することができ，スプリアス特性が有利と
なる。

【００１１】図２に示す第２の原理構成では，疑似歪み
信号をＲＦ信号（受信信号の周波数）の中心周波数とす
るものである。すなわち，中心周波数信号発生手段５の
周波数をＲＦ信号の中心周波数に設定し，ここから発生
する疑似歪み信号の成分は出力側の伝送路に結合した疑
似歪み検出手段３において抽出され，制御部４で歪成分
がなくなるよう補償の制御を行う。この第２の原理構成
では疑似歪み信号が受信高周波の歪周波数位置にあるた
め歪み補償精度を上げることができる。

【００１２】図３に示す第３の原理構成では，疑似歪み
信号を複数用いるものであり，複数疑似歪み信号発生手
段６から複数の疑似歪み信号を発生させて，主増幅器２
により主信号と共に増幅する。この場合，疑似歪み信号
が複数個注入されるため，１つの場合に比べて，合計電
力が増大するため，疑似歪み信号を抽出する疑似歪み検
出手段３による検波電圧のダイナミックレンジを高くす
ることができる。

【００１３】図４に示す第４の原理構成では，２疑似歪
み信号発生手段７から受信高周波信号を中心として前後
に等しい間隔をおいた２つの周波数の疑似歪み信号を発
生する。この２つの疑似歪み信号を入力して主増幅器２
の出力側から２つの疑似歪み信号の成分を検出し，それ
らの２つの信号の値が等しく，且つ２つの信号を加算し
た値が最小となるよう２疑似歪み信号発生手段７の信号
を制御する。この第４の構成でも，ダイナミックレンジ
を確保することができる。

【００１４】

【発明の実施の形態】図５は実施例１の構成を示し，上
記図１に示す本発明の第１の原理構成に対応する。図
中，１０〜１４は図１の疑似歪み信号（以下，パイロッ
ト信号という）の広帯域化手段１に対応し，１０は周波
数ωのローカル信号を発生するローカル信号発生器，１
１は中間周波数（ＩＦ）のデータ信号（Ｉ(t) で表示）
でローカル信号を位相変調する混合器（ミキサ），１２
はローカル信号をπ／２だけ移相する移相器，１３は移
相器１２の出力を中間周波数（ＩＦ）の別のデータ信号
（Ｑ(t) で表示）で位相変調する混合器，１４は２つの
位相変調出力を加算して４相位相変調出力を発生する加
算器，２は主増幅器，２０は信号の振幅を可変に制御す
る減衰器（Ｔで表すアッテネータ）と位相を可変に制御
する移相器（Φで表す）とで構成する調整回路，３０は
パイロット信号検出回路（Ｄで表す），４０は制御部，
４１は前記２０と同様の減衰器と移相器とで構成する調
整回路，４２は副増幅器，４３は歪み信号成分の検出回
路（Ｄで表示），４４は主信号成分を抽出する結合器，
４５は主増幅器２の出力（主信号と歪み信号を含む）か
ら結合器４４で抽出した主信号成分をキャンセルする結
合器，４６は副増幅器４２で増幅された歪み信号成分を
主経路に結合して主経路上の歪み信号成分をキャンセル
する結合器，４７は主経路上の歪み信号を抽出するため
の結合器である。

【００１５】ローカル信号発生器１０からの信号ωを中
間周波数のデータ信号Ｉ(t) により混合器１１で変調
し，ローカル信号発生器１０からの信号ωをπ／２だけ
移相器１２で位相をシフトしたものを中間周波数のデー
タ信号Ｑ(t) で混合器１３で変調して，加算器１４で２
つの混合器１１と１３の出力を加算した４相位相変調波
を主増幅器２へ印可する。この４相位相変調波は周波数
帯域が広いため，主増幅器２のパイロット信号の変調波
の合計電力を増大することができる。なお，この実施例
１の場合，ローカル信号発生器１０の発振周波数は主信
号の高周波信号（ＲＦ）の周波数から一定間隔をおいた
周波数である。

【００１６】副増幅器４２から発生する歪み信号成分
は，歪み信号検出器４３で検出され制御部４０へ入力さ
れる一方，その信号を主経路へ結合器４６を介して主経
路上へその歪み信号成分をキャンセルするよう供給され
る。また，主経路の終端側から結合器４７により抽出さ
れた信号から，パイロット信号検出回路３０によりパイ
ロット信号成分を検出して制御部４０へ供給される。制
御部４０はパイロット信号検出回路３０により検出され
るパイロット信号成分を最小（歪み補償が十分となる
値）とし，信号検出回路４３から検出される歪信号成分
が最適（最大）となるよう主経路上の調整回路２０及び
補助経路上の調整回路４１の減衰器の減衰量及び移相器
の位相を制御する。

【００１７】図６は実施例２の構成を示し，上記図２に
示す本発明の第２の原理構成に対応する。図中，２，１
０〜１４，２，２０，３０，４０〜47の各符号は上記図
２の同じ符号の各部と同じであり説明を省略する。３１
は狭帯域（数百ヘルツ）の周波数成分だけを抽出するＤ
ＳＰ（Digital Signal Proccessor:ディジタル信号処理
装置) フィルタである。

【００１８】この実施例２の場合，ローカル信号発生器
１０の発振周波数から発生するパイロット信号の周波数
を主信号の高周波信号（ＲＦ信号）の中心周波数に設定
し，ＤＳＰフィルタ３１はその周波数のパイロット信号
成分を抽出する特性を備えている。

【００１９】この実施例２では，基本的な動作は上記図
５の実施例１と同様であるが，パイロット信号を歪周波
数位置であるＲＦ信号の中心周波数に設定しているた
め，歪み補償精度を上げることができる。この場合，パ
イロット信号がＲＦ信号と重なっているため，ＤＳＰフ
ィルタ３１（または，狭帯域メカニカルフィルタでもよ
い）を用いることにより，ＲＦ信号中のパイロット信号
を抽出でき，精度良く補償のための制御を行うことがで
きる。

【００２０】図７は実施例２の特性を示す図であり，図
７のＡ．はＲＦ信号とパイロット信号の周波数帯域の例
を示し，この場合ＲＦ信号は４．０９６ＭＨｚの帯域を
備え，パイロット信号はＲＦ信号の中心周波数の位置の
αＨｚ（例えば，α＝２００）であり，ＲＦ信号を０ｄ
Ｂとすると，パイロット信号は−３０ｄＢとすることが
できる。図７のＢ．はＤＳＰフィルタを使用した時のＲ
Ｆ信号とパイロット信号の電力比の解析結果を表す。こ
れによれば，例えば，ＤＳＰフィルタを１００Ｈｚにす
ると４６ｄＢのダイナミックレンジをとることができ，
合計７６ｄＢとなる。

【００２１】図８は実施例３の構成を示す。この実施例
３は上記図３に示す本発明の第３の原理構成に対応す
る。図中，２，２０，４０〜４７の各符号は上記図２の
同じ符号の各部と同じであり説明を省略する。１５は複
数個の周波数をずらした各パイロット信号を発生するパ
イロット発振器，１６は複数のパイロット信号を加算す
る加算器である。

【００２２】図８の実施例３における基本的な動作は上
記図５に示す実施例１と同様である。但し，主増幅器２
へ注入されるパイロット信号は複数個のパイロット発振
器１５からは，それぞれ互いに周波数がずれたパイロッ
ト信号を発生する。これらの各パイロット発振器１５か
ら発生する周波数は広帯域のパイロット信号を分割した
ものに相当する。このように，複数個のパイロット信号
を複数本注入することにより一本のパイロット信号を使
用する場合に比べて，合計電力を高くなり，パイロット
信号検出器３１，３２におけるパイロット検波電圧のダ
イナミックレンジを高くすることができる。

【００２３】図９に実施例３におけるパイロット信号と
ＲＦ信号の周波数と電力の分布を示し，図９のＡ．は周
波数の分布を示し，Ｂ．はパイロット信号の電力分布を
示す。

【００２４】図１０は実施例４の構成を示す。この実施
例４は上記図４に示す本発明の第４の原理構成に対応す
る実施例の一つである。図１０において，２，２０，３
０，４０〜４７の各符号は上記図６（実施例２）及び図
８（実施例３）の同じ符号の各部と同じであり説明を省
略する。１７ａは１．９ＧＨｚのパイロット信号１の発
振器，１７ｂは２．１ＧＨｚのパイロット信号２の発振
器，１７ｃは２つの発振器１７ａ，１７ｂの出力を混合
する混合器，３１はパイロット信号１の検出器，３２は
パイロット信号２の検出器である。

【００２５】この実施例４では，主信号（受信ＲＦ信
号）の周波数が２ＧＨｚであるものとする。このＲＦ信
号の中心周波数（２ＧＨｚ）から左右等間隔１００ＭＨ
ｚに１．９ＧＨｚと２．１ＧＨｚを発生させる発振器１
７ａ，１７ｂを配置させる。

【００２６】混合器１７ｃは，２つの周波数１．９ＧＨ
ｚと２．１ＧＨｚのパイロット信号１とパイロット信号
２を加算して，その結果を主増幅器２に注入する。これ
により，主増幅器２において，主信号と２つのパイロッ
ト信号１とパイロット信号２とが増幅され，その出力側
から２つのパイロット信号成分が結合器４７から取り出
され，検出器３１と検出器３２において検出される。各
検出出力は制御部４０に供給される。制御部４０は発振
器１７ａ，１７ｂからの２つのパイロット信号１とパイ
ロット信号２を加算した値が最小となって，且つパイロ
ット信号１＝パイロット信号２となるように制御する
（発振器１７ａと１７ｂの出力レベルを調整する）。

【００２７】図１１に実施例４による特性を示す。図１
１において，ＲＦ信号を中心にして左右対称に配置され
た２つのパイロット１とパイロット２に対して，点線で
示す曲線は各信号により個別に行われた場合の歪み補償
の特性を示し，実線は２つのパイロット１，２の歪み補
償を合わせた場合を示す。このように，２つの歪み補償
で平均化されてＲＦ信号に対して歪み補償精度を上げる
ことができる。

【００２８】図１２は実施例５の構成を示す。この実施
例５は上記図４に示す本発明の第４の原理構成に対応す
る他の構成例である。図１２において，２，２０，３
０，４０〜４７の各符号は上記図１０（実施例４）の同
じ符号の各部と同じであり説明を省略する。１８ａは
０．１ＧＨｚのローカル信号発振器，１８ｂは混合器，
３１はパイロット信号１の検出器，３２はパイロット信
号２の検出器，４８は主経路から主信号（ＲＦ信号）成
分を抽出する結合器である。

【００２９】実施例５の場合，結合器４８により主経路
からＲＦ信号の２ＧＨｚを抽出して混合器１８ｂへ供給
する。混合器１８ｂではローカル信号発振器１８ａから
の０．１ＧＨｚの信号により２ＧＨｚを混合（ミキシン
グ）して，出力として１．９ＧＨｚと２．１ＧＨｚのパ
イロット信号１とパイロット信号２を発生し，主経路へ
注入され，主増幅器２においてＲＦ信号と共に増幅され
る。主増幅器２の出力にはパイロット信号と共に歪信号
が含まれ，結合器４７により各信号が抽出される。抽出
された信号の中からパイロット信号１とパイロット信号
２がそれぞれ検出器３１，３２で検出されて制御部４０
へ供給される。この後，上記実施例４の制御部４０と同
様の制御を行う。すなわち，パイロット信号１＋パイロ
ット信号２の信号が最小となり，且つパイロット信号１
＝パイロット信号２になるよう制御する。

【００３０】

【発明の効果】本発明によれば，歪み補償増幅器のパイ
ロット信号に比べ，振幅，位相の誤差に影響を受けるこ
となく歪み補償の精度を高めることができる。また，パ
イロット信号の注入レベルのダイナミックレンジを高く
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の原理構成を示す図である。

【図２】本発明の第２の原理構成を示す図である。

【図３】本発明の第３の原理構成を示す図である。

【図４】本発明の第４の原理構成を示す図である。

【図５】実施例１の構成を示す図である。

【図６】実施例２の構成を示す図である。

【図７】実施例２の特性を示す図である。

【図８】実施例３の構成を示す図である。

【図９】実施例３におけるパイロット信号とＲＦ信号の
周波数と電力の分布を示す図である。

【図１０】実施例４の構成を示す図である。

【図１１】実施例４による特性を示す図である。

【図１２】実施例５の構成を示す図である。

【図１３】従来のフィードフォワード型の歪み補償アン
プの原理構成を示す図である。

【図１４】歪み補償のための疑似歪み注入を行った場合
の構成を示す図である。

【図１５】振幅ズレ・位相ズレによる歪み補償誤差を解
析した結果を示す図である。

【符号の説明】

１疑似歪み信号の広帯域化手段２主増幅器３疑似歪み検出手段４制御部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大川滋宮城県仙台市青葉区一番町１丁目２番25号富士通東北ディジタル・テクノロジ株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】移動基地局等で受信高周波信号を疑似歪
み信号と共に主増幅器で増幅して，補助経路において疑
似歪み信号成分だけを増幅して主経路上の歪み信号成分
をキャンセルするフィードフォワード型の歪み補償アン
プの制御方法において，受信高周波信号を増幅する主増
幅器に注入する疑似歪み信号として変調により広帯域化
して，前記受信高周波信号の近傍の周波数の信号を用い
て歪み信号をキャンセルするよう主経路及び補助経路の
信号を制御することを特徴とする歪み補償アンプの制御
方法。
【請求項２】請求項１において，前記疑似歪み信号の
周波数を前記受信高周波信号の周波数帯域内の周波数と
し，前記疑似歪み信号を狭帯域フィルタにより抽出する
ことを特徴とする歪み補償アンプの制御方法。
【請求項３】移動基地局等で受信高周波信号を疑似歪
み信号と共に主増幅器で増幅して，補助経路において疑
似歪み信号成分だけを増幅して主経路上の歪み信号成分
をキャンセルするフィードフォワード型の歪み補償アン
プの制御方法において，受信高周波信号を増幅する主増
幅に注入する疑似歪み信号として，前記受信高周波信号
の近傍の周波数が異なる複数個の信号を用い，前記複数
個の信号を用いて歪み信号をキャンセルするよう主経路
及び補助経路の信号を制御することを特徴とする歪み補
償アンプの制御方法。
【請求項４】請求項３において，前記複数の疑似歪み
信号として，前記受信高周波信号の中心周波数から左右
均等に一定間隔をおいた２つの周波数信号を用いること
を特徴とする歪み補償アンプの制御方法。
【請求項５】請求項４において，前記２つの周波数信
号は，低周波のローカル信号の発振器の出力と，前記主
経路から抽出した受信高周波信号とを混合することによ
り発生する，受信高周波信号を中心として前記ローカル
信号の周波数だけ離れた２つの信号により発生すること
を特徴とする歪み補償アンプの制御方法。