JP2940840B2 - フィードフォワード干渉回路 - Google Patents
フィードフォワード干渉回路Info
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Description
補償回路を構成する基本回路である歪検出回路、除去回
路に代表されるフィードフォワード干渉回路(インター
フェロメトリック干渉抑圧回路とも呼ばれる)におい
て、その干渉回路の平衡状態を検出するためにパイロッ
ト信号を用いるフィードフォワード干渉回路に関するも
のである。
器の入出力非線型補償法として、図4に示すフィードフ
ォワード形歪補償回路がある(以下この補償回路を具備
する増幅器をフィードフォワード増幅器と称する)。フ
ィードフォワード形歪補償回路は基本的に二つの干渉回
路より構成される。一つは歪検出回路3であり、他の一
つは歪除去回路4である。歪検出回路3は、主増幅器の
信号伝達経路5と線形信号伝達経路6とから構成され、
また、歪除去回路4は、主増幅器の出力信号を線形に伝
達する主信号伝達経路7と歪注入経路8とから構成され
る。さらに、主増幅器の信号伝達経路5は、主増幅器9
と、この経路5の振幅及び位相伝達特性をそれぞれ調節
する可変減衰器10及び可変位相器(一般的には可変遅
延線路が用いられる)11との直列接続から構成され、
線形信号伝達経路6は遅延線路12と位相反転回路13
との直列接続から構成される。主信号伝達経路7は遅延
線路14からなり、歪注入経路8は可変減衰器15と、
可変位相器16と、補助増幅器17との直列接続から構
成される。補助増幅器17には位相反転回路を含むこと
ができる。ここで、特性的に大きな違いが生ずることが
ないため、歪検出回路3に含まれる可変減衰器10と可
変位相器11は、両方共またはいずれか一方だけの形
で、線形信号伝達経路6に具備される場合もある。同様
に、歪除去回路4においても可変減衰器15と可変移相
器16とは、場合によっては主信号伝達経路7に具備さ
れることもある。また入力端子1と主増幅器の信号伝達
経路5及び線形信号伝達経路6とを結合する。電力分配
器18と、歪検出回路3及び歪除去回路4を結合する電
力合成/分配器19、主信号伝達経路7及び歪注入経路
8と出力端子2とを結合する電力合成器20はトランス
回路、方向性結合器等で構成した単純な無損失電力分配
器・電力合成器である。
子1に入力された入力信号は、電力分配器18により二
つの出力に分配され、経路5と経路6とに供給され、経
路5及び6の両出力は電力合成/分配器19により電力
合成される。ここで、歪検出回路3に含まれる可変減衰
器10及び可変移相器11は、電力合成/分配器19か
ら歪注入経路8側に出力される信号成分に関して、二つ
の信号伝達経路5と6の伝送特性が互いに振幅、遅延量
が等しくかつ位相が逆相となるように調整される。但
し、逆相の条件は、分配器18と電力合成/分配器19
とにおける入出力端子間の移相量を適当に設定すること
により実現するか、もしくは主増幅器9に入出力の位相
反転特性をもたせるか、もしくは図5に示すようにサー
キュレータ21の一つの端子に短絡終端22を具備した
位相反転回路を経路5か6のいずれかに挿入することに
より実現する。この際に入力端子1から主増幅器の信号
伝達経路5、電力合成/分配器19、主信号伝達経路7
と電力合成器20を経て出力端子2に至る経路の伝送損
失に関しては、極力それが小さくなって主増幅器9での
電力利得及び出力が低下しないように各回路素子のパラ
メータが設定される。
から、電力合成/分配器19の経路8側の端子19dの
出力として、二つの経路5と6の二つの信号の入力に線
形に比例する成分は互いに相殺されて、主増幅器9が発
生する非線形な成分が二信号の差成分として検出され
る。このことからこの干渉回路は歪検出回路と呼ばれ
る。
減衰器15と可変移相器16は、電力合成/分配器19
の主増幅器信号伝達経路5に接続される端子19aから
合成器20の出力端子20cに至る二つの経路7と8の
伝達関数が、互いに振幅と遅延量とに関して等しくかつ
位相に関して逆相となるように調整される。ここで歪注
入経路8の入力信号は、歪検出回路3で検出された主増
幅器9の歪成分であるから、経路8は、電力合成器20
の出力端子20c、すなわちフィードフォワード増幅器
の出力端子2において、主増幅器9の出力信号に、同じ
主増幅器9の発生した歪成分を逆相等振幅で注入するこ
とになり、結局、回路全体の出力における歪成分の相殺
が実現される。以上がフィードフォワード増幅器の動作
原理である。
号相殺及び歪相殺のための二つの干渉回路から構成さ
れ、それらは原理的に図6に示すように単純なフィード
フォワード干渉回路としてモデル化できる。同図に示さ
れるように、この干渉回路は入力端子23の入力信号を
二つの電力に分配する電力分配器24と、その分配出力
が供給される二つの信号伝達経路25及び26と、それ
ら二つの信号伝達経路25,26の出力を電力合成して
出力端子27へ供給する電力合成器28とよりなり、信
号伝達経路25は可変減衰器29、可変移相器30、増
幅器31よりなり、信号伝達経路26は遅延線路32、
位相反転回路33よりなる。ここで増幅器31は歪検出
回路3の場合には主増幅器9と、歪除去回路4の場合に
は補助増幅器17とにそれぞれ対応する。
作は、前述のようにこれを構成する二つの経路25,2
6の伝達関数が互いに等振幅、等遅延特性でかつ位相関
係において逆相の条件で平衡することであり、この平衡
状況を検出し、回路を最適な平衡状態に自動的に設定す
る方法として特願平3−49688「フィードフォワー
ド増幅器」に述べられているようなパイロット信号を用
いる方法がある。この方法を実現する回路の基本構成を
図7に示す。パイロット発生器35からのパイロット信
号は、主増幅器9の回路内に装備されたパイロット注入
回路36で経路5に注入される。電力合成器20の出力
側に挿入された方向性結合器等を用いるパイロット抽出
回路37でパイロット信号が抽出され、その抽出出力は
受信機等で構成するパイロットレベル検出回路38でレ
ベルが検出されてマイクロコンピュータ等で構成する制
御回路39へ供給される。各回路素子間を結ぶ線におい
て実線は信号線を、また破線は制御のためのデータ線を
意味する。
信号は特定周波数の連続波であり、パイロットレベル検
出回路38として狭帯域特性を有する振幅検波器やホモ
ダイン検波器を用いることにより出力端子2におけるパ
イロット信号のレベルが検出される。歪除去回路4を構
成する二つの信号経路7,8が上述した最適動作状態に
あれば必然的に検出されるパイロット信号のレベルもゼ
ロとなる。そこで、このレベルに比例するパイロットレ
ベル検出回路38の出力をモニタしながら、例えば摂動
法を適用して歪除去回路4の可変減衰器15と可変移相
器16の設定値をわずかずつ変化させて、パイロットレ
ベル検出回路38の出力が最小となる点を検出してその
動作点に設定すれば歪除去回路4の最適動作状態を実現
することができる。
タを用いて容易に達成できる。以上は歪除去回路4につ
いて説明したが、歪検出回路3についても、パイロット
注入回路を入力端子1と電力分配器18との間に設け、
かつパイロット抽出回路を電力合成/分配回路19の出
力端19dと補助増幅器17の入力側の可変減衰器15
との間に設けることにより同様な動作を達成できる。す
なわち、これら二つの回路の基本動作は同一なので、基
本的なフィードフォワード干渉回路を用いて図8に示す
ように回路を単純化して記述することができる。
路におけるパイロット信号の処理法としては従来より単
純な単一周波数パイロットを用いる方法が用いられてお
り、回路構成が簡潔な利点がある反面、パイロット信号
の検出レベルが最小となる場合が最適動作点となるため
検出感度を増大するためには注入するパイロット信号の
電力レベルを高めることが必要であり、またパイロット
信号の検出帯域に他装置の漏洩電波や雑音等の干渉信号
が混入すると検出レベルに誤差が生じ高精度な制御動作
を達成できなくなる欠点があった。
受けにくくかつ検出感度の高いパイロット検出を可能に
するフィードフォワード干渉回路を提供することにあ
る。
ット信号は変調手段により周波数スペクトラム拡散され
て注入され、検出された信号は復調手段により逆周波数
スペクトラム拡散されてパイロット信号が取出される。
スペクトラム拡散は直接周波数拡散方式、周波数ホッピ
ング方式、チャープ方式及びそれらを複合したハイブリ
ッド方式により行われる。
ては電力レベルを増加させることなく、フィードフォワ
ード干渉回路に注入するパイロット信号の電力レベルを
飛躍的に増大させることができるとともに雑音等の干渉
に対する耐力のより優れたパイロット検出を行うことが
できる。
デルに適用したこの発明の第1実施例を示し、図8と対
応する部分に同一符号を付けてある。この例では直接周
波数拡散方式をパイロット信号の変復調方式として適用
しているが、周波数ホッピング方式、チャープ方式及び
それらを複合して用いるハイブリッド方式を用いても全
く同様の動作と効果が期待できる。パイロット発生器3
5からのパイロット信号は変調部41で周波数拡散され
てパイロット注入回路36へ供給される。パイロット抽
出回路37の抽出出力は復調部42で逆周波数拡散され
てパイロットレベル検出回路38へ供給される。変調部
41は、位相変調器43(これは2相変調器や4相変調
器を用いるが、振幅変調器でも同様に使用できる)と、
帯域ろ波器44で構成される。また復調部42は、帯域
ろ波器45と、局部発振器46と、位相変調器47と、
ミクサ48と、パイロット帯域ろ波器49で構成され
る。さらに擬似雑音符号(PN)発生器51からのPN
信号が変調部41、復調部42へそれぞれに注入され、
その両注入PN信号の同期をとるため位相調整器52が
付加されている。以下この動作を図2に示すスペクトラ
ム図を参照して説明する。
ような周波数fP でレベルがL1 dB/Hzの連続波の
パイロット信号を発生し、これを位相変調器43に入力
する。位相変調器43ではPN信号でパイロット信号が
位相変調されるので図2Bに示されるようにスペクトラ
ムの拡散された信号SP が得られる。この際例えばPN
信号の速度が500kbpsでレベルが0dB、位相変
調器43の変換理利得が0dBとすれば周波数拡散され
たパイロット信号SP のHz当たりのレベルは、L1 に
対して理想的には50dB以上低減される。逆にいえば
干渉回路に入力できるパイロットのHz当たりのレベル
を一定値に設定できる場合、500kbpsのPN信号
で連続波のパイロット信号を周波数拡散することによっ
てその電力を分散できるのでもともとのパイロット信号
レベルを50dB以上増大できることになる。
干渉回路でそのレベル分布は変化して周波数成分は信号
SP と同一な図2Cに示す信号SP ′が入力されるの
で、変調に用いられたと同一のPN信号による相関検出
によって図2Dに示すように周波数fP ′のパイロット
信号が再生される。このパイロット信号はパイロットレ
ベル検出器38に入力されその電力レベルが特定され
る。パイロットレベル検出器38は図7で説明した検出
器と同様に同調受信器等を用いて構成できるので、これ
を用いてパイロットのレベルを正確に検出できる。ここ
でfP ′はパイロット発生器35の発振周波数fP と局
部発振器46での発振周波数との差周波数であり、パイ
ロット帯域ろ波器49の通過周波数並びにパイロットレ
ベル検出器38の同調周波数はこれに一致させる。
りの電力は変えずにパイロット信号の注入レベルを等価
的に高めることができるからパイロットの検出感度を大
幅に高めることができる。さらに、よく知られているよ
うにパイロット信号に対してこの相関復調の処理は拡散
されたパイロットの電力は収束させるが、逆にPN信号
と相関が全くない干渉波に対してはその電力を拡散させ
るのでパイロット信号の検出精度を高める効果が生じ
る。従って、フィードフォワード干渉回路の二つの経路
の平衡性が極めて良好となって電力合成器28の出力端
でのパイロット信号のレベルが低下する場合においても
誤差が少なく確実なレベル検出を行うことが可能であ
る。
の基本モデルにこの発明を適用した場合の動作について
行ったが、このフィードフォワード干渉回路は、前述し
たようにフィードフォワード増幅器を構成する歪検出回
路と歪除去回路とのいずれとも基本動作が全く同一なの
で、フィードフォワード増幅器を構成する二つの干渉回
路の自動調整回路として利用できる。この際の制御動作
としては図7について説明したものと全く同様のものを
利用でき、しかも、従来と比較して飛躍的に高精度で各
種妨害波の影響を受けにくいパイロット信号の検出が可
能となる。従ってフィードフォワード増幅器における歪
補償の最適動作点の設定と増幅動作の高安定化に関する
自動調整を高精度かつ高信頼に行うことが可能である。
そのパイロット信号を周波数ホッピング方式で周波数拡
散する例を示す。この回路の変調部53では、周波数シ
ンセサイザ54の発振周波数をPN発生器51の出力に
より制御して周波数拡散されたパイロット信号を得る。
帯域ろ波器44は周波数シンセサイザ出力のうち不要な
高調波成分を除去するために挿入されるのでそのレベル
が小さい場合には削除することもできる。復調部42側
ではフィードフォワード干渉回路の出力信号からパイロ
ット信号を帯域ろ波器45で分離した後ミクサ48によ
り周波数シンセサイザ55の出力とこのパイロット信号
を周波数ミキシングする。この際変調部53と復調部4
2のそれぞれの周波数シンセサイザ54,55の発振周
波数の周波数のホッピング周波数は同一のPN発生器5
1の出力で与えられ、しかも位相調整器52により完全
に同期されるので、それら二つの周波数シンセサイザの
発振周波数にオフセットを持たせることで復調部42に
入力されるパイロット信号の電力レベルに比例した周波
数が、オフセット周波数の連続波を検出できる。このレ
ベルをレベル検出器38で検出することにより図1に示
した直接周波数拡散方式を用いる方法と同様の効果を達
成できる。同様にして周波数拡散にはチャープ方式やこ
れらの方法を複合的に用いるハイブリッド方式を用いる
ことが可能であるが、これらの構成については例えば
『最新スペクトラム拡散通信方式:R.C.Dixon
著、立野、片岡、飯田訳ジャテック出版、昭和53年』
等の各種の書物に掲載されており、またそれらの回路を
フィードフォワード干渉回路に適用するための接続方法
については図1、図3におけると同様であるので省力す
る。
った信号を直接パイロット信号として用いている。さら
に、一度周波数拡散された信号を生成した後これを周波
数変換してフィードフォワード干渉回路に注入して、復
調側においては変調側で用いたと同じ局部搬送波を用い
てパイロット信号の周波数をもとにもどして復調するよ
うな構成を適用することも可能であるが、このような構
成は各種の通信機回路でよく用いられるので詳細説明は
省略する。
フィードフォワード干渉回路の最適動作点検出のための
パイロットの検出を高精度かつ高信頼に行うことが可能
となるから、フィードフォワード増幅器の自動調整回路
に適用することによって線形性に極めて優れたフィード
フォワード増幅器を実現することができ、無線通信、放
送等はもとより有線通信中継器、オーディオ機器等に用
いる線形増幅器の高性能化を達成するための方法として
適用できる。また、この発明による上述のようなフィー
ドフォワード干渉回路により構成されたフィードフォワ
ード増幅器を複数並列接続して出力電力を増大する場合
に、それぞれのPN発生器における初期値を互いに異な
らせることによりフィードフォワード増幅器間の干渉を
防ぐことができる。
を示すブロック図。
トスペクトラムを示す図。
例の要部を示すブロック図。
を示すブロック図。
図。
ブロック図。
増幅器の自動調整回路の構成例を示すブロック図。
従来の自動調整回路の基本構成例を示すブロック図。
Claims (1)
- 【請求項1】 入力信号を二つに分配する分配手段と、
その分配された二つの信号がそれぞれ供給される二つの
経路と、それら二つの経路の出力を合成して信号を出力
する合成手段と、上記二つの経路の伝送特性を調整する
手段とから構成され、上記分配手段の入力側にパイロッ
ト信号を注入し、上記合成手段の出力側において上記パ
イロット信号を検出するようにされたフィードフォワー
ド干渉回路において、上記入力側で注入する上記パイロ
ット信号を周波数拡散する変調手段と、上記出力側で信
号を周波数逆拡散して上記パイロット信号を復調する復
調手段とを設けたことを特徴とするフィードフォワード
干渉回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14034991A JP2940840B2 (ja) | 1991-06-12 | 1991-06-12 | フィードフォワード干渉回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14034991A JP2940840B2 (ja) | 1991-06-12 | 1991-06-12 | フィードフォワード干渉回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04364602A JPH04364602A (ja) | 1992-12-17 |
JP2940840B2 true JP2940840B2 (ja) | 1999-08-25 |
Family
ID=15266766
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14034991A Expired - Lifetime JP2940840B2 (ja) | 1991-06-12 | 1991-06-12 | フィードフォワード干渉回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2940840B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US5477187A (en) * | 1992-03-19 | 1995-12-19 | Fujitsu Limited | Feed forward amplifier |
JPH0685548A (ja) * | 1992-09-04 | 1994-03-25 | Toshiba Corp | 歪補償器 |
JPH0831831B2 (ja) * | 1993-06-15 | 1996-03-27 | 日本電気株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
JP2699864B2 (ja) * | 1994-03-10 | 1998-01-19 | 日本電気株式会社 | フィードフォワード型歪補償回路 |
JP3352929B2 (ja) * | 1997-12-12 | 2002-12-03 | 三菱電機株式会社 | フィードフォワード増幅器 |
JP5097175B2 (ja) * | 2009-06-29 | 2012-12-12 | 株式会社日立製作所 | 無線受信装置及びその試験方法 |
-
1991
- 1991-06-12 JP JP14034991A patent/JP2940840B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04364602A (ja) | 1992-12-17 |
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