Impedanzkontrolliertes koplanares Wellenleitersystem zur dreidimensionalen Verteilung von Signalen hoher Bandbreite
Die Erfindung betrifft ein impedanzkontrolliertes, koplanares Wellenleitersystem.
Die aus dem Stand der Technik bekannten und häufig verwendeten elementaren Hochfrequenzwellenleiter sind in Fig. 12 in einer vereinfachten Querschnittsansicht dargestellt. Abb. a) der Fig. 12 zeigt zwei typische Koaxialkabel, bei denen ein innen liegender, elektrisch leitfähiger Koaxialleiter 100 von einem Dielektrikum 101 (Isolationsschicht) umgeben ist und weiterhin ein äußerer elektrischer Leiter 102 vorgesehen ist, der üblicherweise als Schirmung fungiert.
Abb. b) der Fig. 12 zeigt Beispiele von vergrabenen Streifenleitungen, bei denen der innen liegende Leiter 100 flächenför- mig ausgestaltet ist und zwischen zwei masseführenden Ebenen angeordnet ist. Dabei können mehrere innere Leiter 100 zwischen den Masseebenen verlaufen. Solche vergrabenen Streifenleitungen sind beispielsweise unter der Bezeichnung „Triplate" bekannt. Triplate-Wellenleiter werden vorzugsweise in gedruckten Schaltungen in Mehrlagentechnik verwendet. Die elektrisch leitende Mittelebene 100 ist von den zwei parallelen Masseebenen gleichmäßig beabstandet. Ähnlich wie bei einem Koaxialkabel werden durch einen solchen Aufbau Abstrahlverluste verringert. Da die Dicke des Dielektrikums 101 durch die Dicke des Leiterplattenmaterials vorgegeben ist, kann der
Wellenwiderstand auf einer Mehrebenenleiterplatte durch die Breite der inneren Leitung 100 bestimmt werden. Die Impedanz (Wellenwiderstand einer Leitung bei Wechselstrom) hängt aber
nicht nur von den Abständen der Signalführenden Leitung ab, sondern auch von der Dielektrizitätskonstante des umgebenden Isolationsmaterials. Für mehrlagige Mikrowellenmodule werden üblicherweise Polymerleiterplatten oder Mehrschichtkeramiken verwendet, deren Einzellagen in verschiedenen Lagenhöhen ausgebildet sein können.
Abb. c) der Fig. 12 zeigt drei weitere vorbekannte Bauformen von Hochfrequenz-Wellenleitern, nämlich eine Schlitzleitung (links), einen koplanaren Wellenleiter (Mitte) und eine Mikro- streifenleitung (rechts) .
Beispielsweise aus der DE 42 28 349 Al ist ein koplanarer Wellenleiter bekannt, der für MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit) geeignet ist. Um möglichst geringe Wellenwiderstände zu erreichen, werden dort zwei identische Kopla- narleitungen parallel geschaltet. An den Verzweigungen der parallel geschalteten Koplanarleitungen werden Luftbrücken- Übergänge angebracht.
Die US 6,774,748 Bl zeigt eine Hochfrequenz-Einheit mit mehrlagigem dielektrischem Substrat, Durchkontaktierungen und metallischen Flächen. Zwischen den dielektrischen Schichten ist ein Hohlraum vorgesehen, in welchem ein Halbleiterbauelement montiert ist. Die Durchkontaktierungen verbinden die Innenseite des Hohlraums mit der Außenseite.
Die DE 198 42 800 Al zeigt ein oberflächenmontierbares Gehäuse, das bei Frequenzen im K-Band und auch in höheren Frequenzbändern betrieben werden kann. Das oberflächenmontierbare Gehäuse besitzt einen dielektrischen Körper, der im wesentlichen aus einer dielektrischen Substanz hergestellt ist, einen stetigen und planaren Masseleiter, der
das meiste einer Hauptoberfläche und von Seitenflächen des dielektrischen Körpers bedeckt, und eine Vielzahl von Signalpfaden in der Ausgestaltung einer koplanaren Leitung, die an bzw. auf Abschnitten der Hauptoberflächen und der Seitenflächen angeordnet sind, die nicht von dem Masseleiter bedeckt sind.
Ein Problem der bekannten planaren Wellenleiter besteht darin, dass diese sich nur für einen begrenzten Wellenlängenbereich optimieren lassen. Bei der Übertragung sehr breitbandiger elektromagnetischer Wellen kommt es zu nennenswerten Verlusten (Dämpfungen) in den nicht optimierten Bereichen. Durch die mit steigender Frequenz fallende Wellenlänge der Signale werden die Störungen (Inhomogenitäten) entlang der Leitungen relativ größer. Das führt zu höheren Reflexionen und damit größeren Dämpfungen, also zu einem schwächeren verfügbaren Signal am Ende der Leitung. Außerdem kommt es zu Dispersionseffekten (Abhängigkeit der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Wellen von ihrer Wellenlänge) und Interferenzeffekten, die dadurch bestimmt sind, dass weitere (ungewollte) Schwingungsmoden angeregt und ggf. ausgebreitet werden. Durch die Laufzeitunterschiede der einzelnen Moden treten störende, d.h. dämpfende Auslöschungseffekte auf. Die in den ungewollt angeregten Moden enthaltene Signalenergie geht praktisch verloren und stört benachbarte Schaltungsteile durch
Einstrahlung, was bei höheren Frequenzen ein Hauptproblem der bekannten Leitungen darstellt.
Die generellen Anforderungen an eine gute breitbandige Signal- Übertragung und gute elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) erfordern ein genau definiertes Impedanzverhalten entlang des gesamt Signalpfads (meist konstant z.B. 50 Ohm) und später in
- A -
der Fertigung eine exakte Reproduzierbarkeit für geringe Reflexions-Quellen, sog. Diskontinuitäten.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, ein impedanzkontrolliertes koplanares Wellenleitersystem zur dreidimensionalen, verlustarmen und abgeschirmten Verteilung von sehr breitbandigen elektromagnetischen Wellen (Gleichstrom bis Mikrowellensignale über 100 GHz, digitale Signale mit sehr hohen Datenraten) in mehrlagigen (mindestens zwei Lagen) Schaltungsträgern zur Verfügung zu stellen.
Der genannten Aufgabe ordnen sich mehrer Teilaufgaben bzw. Zielstellung unter. Angestrebt ist einerseits eine gute Übertragung höherer Datenraten bzw. Signalfrequenzen sowie die Erfüllung steigender Anforderungen an eine bessere elektromagnetische Verträglichkeit entsprechender Baugruppen.
Die Aufgabe wird durch ein Wellenleitersystem gemäß dem beigefügten Anspruch 1 gelöst.
Das erfindungsgemäße impedanzkontrollierte, koplanare Wellenleitersystem zur dreidimensionalen Verteilung von Signalen hoher Bandbreite, besteht aus mindestens einem koplanaren Wellenleiter, der in mehrlagige Schaltungsträger integriert ist. Der koplanare Wellenleiter und seine dazugehörigen Masseleiter sind symmetrisch oder unsymmetrisch zwischen mindestens zwei durchgehenden oder unterbrochenen Isolationsschichten eines mehrlagigen Schaltungsträgers angeordnet. Als zugehörige Masseleiter werden hier alle den Signalleiter (WeI- lenleiter) umgebenden Metallflächen und Durchkontaktierungen (vias) mit gleichem elektrischem Potenzial verstanden. Sofern die Isolationsschichten Unterbrechungen aufweisen, sind die Zwischenräume mit Gasen, Flüssigkeiten oder Vakuum gefüllt.
Die Ober- und Unterseite des mehrlagigen Schaltungsträgers ist mit vollflächigen oder teilgeschlossenen (perforierten / gitterartigen) elektrisch leitfähigen Schichten versehen. An den beiden anderen gegenüberliegenden Seiten des mehrlagigen Schaltungsträgers sind elektrisch leitende Durchkontaktierun- gen als elektrische Wandungen bzw. Schirmungen vorgesehen. Die Masseleiter, die elektrisch leitfähigen Schichten und die Durchkontaktierungen sind umlaufend elektrisch verbunden. Sie sind gemeinsam auf Massepotenzial gelegt und bilden damit die Schirmung für den Wellenleiter.
Ein genereller Vorteil des erfindungsgemäßen Wellenleitersystems besteht in der geringeren Störabstrahlung auf umgebende Schaltungsteile und Leitungen. Gleichzeitig bleibt die nicht- abgestrahlte Signalenergie als Nutzenergie erhalten. Außerdem ist die Einkopplung von (störender) Hochfrequenzenergie von außen verbessert (Störfestigkeit) . Die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) eines erfindungsgemäßen Systems ist daher wesentlich verbessert. Dies hat vorteilhafte Auswirkun- gen auf die erreichbare Packungsdichte der elektronischen
Schaltungen, denn je besser die EMV-Aspekte vom Leitungsdesign erfüllt werden, desto kleiner können die Mindestabstände zu umgebenden elektronischen Bauelementen sein und desto kleiner können die Mindestabstände der Leitungen untereinander sein.
Bei dem erfindungsgemäßen Wellenleitersystem ist die Wellenleiterimpedanz über die Leiterbreite, die Leiterhöhe bzw. Leiterform, den Abstand zwischen diesen leitenden koplanaren Schichten, sowie über die Dielektrizitätszahlen der isolieren- den Substratschichten und/oder durch den Abstand zu den elektrisch leitfähigen Schichten und den Durchkontaktierungen einstellbar .
Die Isolationsschichten bzw. Dielektrika des erfindungsgemäßen Wellenleitersystems in mehrlagigen Schaltungsträgern können aus polymeren/organischen und/oder keramischen/anorganischen Substratmaterialien und/oder aus isolierenden Verbundmateria- lien und/oder Schäumen daraus und/oder Leiterstützen daraus sowie aus Vakuum, Luft und/oder anderen Gasen bestehen. Beispielsweise können Schaltungsträger aus sogenannten LTCC- Keramik-Tapes (Low Temperature Co-fired Ceramic) verwendet werden, die im Rohzustand beweglich sind einzeln bearbeitet werden (bedrucken mit Metallpaste, Löcher für
Durchkontaktierungen ausstanzen und mit Metallpaste füllen) . Danach werden die Lagen (bis zu mehrere 10) gestapelt, zusammengepresst und bei ca. 9000C zu einem festen und hermetisch dichtem Block gesintert, wodurch sie die typischen keramischen Eigenschaften erhalten.
Die vorliegende erfindungsgemäße Lösung weist eine Reihe von Vorteilen gegenüber den bekannten Hochfrequenz-Wellenleitern auf. Der durch geringe Verluste und Modenreinheit gekennzeich- nete sinnvoll nutzbare Frequenzbereich wird gegenüber vergrabenen Streifenleitungen gleicher Querschnittsfläche erheblich vergrößert. Während in Triplate-Strukturen ein nutzbarer Frequenzbereich von wenigen zehn GHz zur Verfügung steht, stellte das erfindungsgemäße System nunmehr deutlich mehr als 100 GHz bei geringer Reflexionsdämpfung bereit. Gleichzeitig muss die Signalverteilung nicht, wie bisher für hohe Signalfrequenzen bzw. Signalbandbreiten üblich, planar, d.h. in einer Ebene mit einlagigen und meist nur in einer Richtung abgeschirmten Leitungsstrukturen realisiert werden, sondern wird zweckmäßigerweise in einem Mehrschichtaufbau auch in der dritten Dimension (die Höhe) für eine miniaturisierte Integration ausgeführt. Außerdem sind mit der erfindungsgemäßen Lösung und deren Ausführungsformen sehr gut von einander
entkoppelte benachbarte und gekreuzte Leitungen zu realisieren .
Verglichen mit vergrabenen Streifenleitungen ergeben sich darüber hinaus Vorteile bezüglich einer geringeren Abhängigkeit der Reflexionsdämpfung (Anpassung) des Wellenleiters gegenüber Schwankungen der Höhe der Isolationsschichten (Lagenhöhe) und der Platzierung (Versatz) der die mittleren Signalleitungen umgebenden masseseitigen Durchkontaktierungen .
Neben der verlustarmen Wellenleitung breitbandiger Signale eignet sich das erfindungsgemäße Wellenleitersystem auch zur Realisierung einer Änderung der Signalausbreitungsrichtung mit beliebigen Winkeln mit Hilfe horizontaler Drehungen bzw. Wellenleiterknicke. Ebenso lassen sich beliebige Höhenunterschiede und/oder Ein- bzw. Austrittswinkel des Wellenleiters innerhalb eines Schaltungsträgers überbrücken.
Abgewandelte Ausführungsformen der Erfindung sind so konfekti- oniert, dass sie als Koppelglied zu herkömmlichen Wellenleitern fungieren können. Beispielsweise kann dazu ein äußeres Kontaktfeld des mehrlagigen Schaltungsträgers als Mikrostrei- fen-Wellenleiter ausgeführt sein. Das Wellenleitersystems eignet sich zur Realisierung eines ein- oder mehrstufigen Wellenleiterübergangs vertikal nach Außen sowie zur Realisierung eines Wellenleiterübergangs lateral nach Außen.
Weitere Vorteile, Einzelheiten und Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung ergebene sich aus der nachfolgenden Beschrei- bung bevorzugter Ausführungsformen, unter Bezugnahme auf die Zeichnung. Es zeigen:
Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Wellenleitersystems in einer Frontansicht und einer perspektivischen Seitenansicht;
Fig. 2 zwei Ausführungsformen des Wellenleitersystems mit symmetrischer bzw. unsymmetrischer Anordnung der koplanaren Wellenleiter und/oder der isolierenden Substratschichten jeweils in einer Seitenansicht und einer perspektivischen Ansicht;
Fig. 3 eine zweireihige bzw. eine versetzte Anordnung von Durchkontaktierungen des Wellenleitersystems;
Fig. 4 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform mit über- und nebeneinander parallel angeordneten koplanaren Wellenleitern;
Fig. 5 eine perspektivische Ansicht einer Kreuzung von über- einanderliegenden koplanaren Wellenleitern;
Fig. 6 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform des Wellenleitersystems mit horizontalen Drehungen bzw. Leitungsknicken;
Fig. 7 zwei abgewandelte Ausführungsformen, jeweils in zwei Ansichten, mit vertikalem Leitungsübergang;
Fig. 8 eine perspektivische Ansicht einer ersten Ausführungsform zur Ankopplung an bisher übliche Wellenleiter;
Fig. 9 eine perspektivische Ansicht einer zweiten Ausführungsform zur Ankopplung an bisher übliche Wellen- leiter;
Fig. 10 eine perspektivische Ansicht einer dritten Ausführungsform zur Übertragung differenzieller Signale;
Fig. 11 eine perspektivische Ansicht einer vierten
Ausführungsform zur Übertragung differenzieller Signale
Fig. 12 Querschnittsansichten bekannter Hochfrequenz- Wellenleiter nach dem Stand der Technik.
In Fig. 1 ist der Grundaufbau eines erfindungsgemäßen Hochfrequenzwellenleitersystems dargestellt, wobei Abb. a) eine Frontansicht und Abb. b) eine perspektivische Seitenansicht zeigen. Die elektromagnetischen Wellen breiten sich in der durch den Richtungspfeil 1 angedeuteten Richtung aus, also längs des Wellenleiters (in beiden Richtungssinnen) aber nicht quer zur Leitungsführung. Das Wellenleitersystem besteht aus einem impedanzkontrollierten koplanaren Wellenleiter 2 mit den dazugehörigen Masseleitern 3, 4, die gemeinsam zwischen zwei dielektrischen (isolierenden) Substratschichten 5, 6 angeord- net sind. Eine umgebende elektromagnetische Abschirmung wird unter Beteiligung der Masseleiter 3, 4, an der Ober- und Unterseite des Schaltungsträgers angeordneter Schirmungsschichten 7, 8, sowie mehrerer Durchkontaktierungen 9, 10 gebildet. Die Durchkontaktierungen 9, 10 erstrecken sich zwischen den elektrisch leitfähigen Schichten an der Ober- und Unterseite und sind längs des koplanaren Wellenleiters 2 angeordnet .
Die Dimensionierungsvorschriften für den Wellenleiter und die zugehörigen Masseleiter sind dem Fachmann prinzipiell bekannt. Prinzipiell gilt für die Anordnung der Durchkontaktierungen: je kleiner der Abstand desto besser. Im Idealfall entsteht eine völlig metallgefüllte elektrisch leitfähige Schirmungswand, ähnlich der unteren und oberen Masseebene. Fertigungs- technisch bedingt haben die Durchkontaktierungen jedoch einen Abstand und der vertikal verbleibende Zwischenraum ist unme- tallisiert. Bei praktischen Aufbauten kann der Abstand zwischen den gegenüberliegenden Außenflächen ca. 300 Mikro-
meter betragen. Je größer diese verbleibende Fensteröffnung wird, desto schlechter werden die Mikrowelleneigenschaften. Das Auftreten neuer ungewollter Wellenmoden beginnt dann in entsprechend niedrigeren Frequenzbereichen. Dieser Effekt wird jedoch durch die zum eigentlichen (mittleren) Signalleiter
(Wellenleiter) parallel geführten Masseflächen stark verringert. Der Hauptteil der elektrischen Feldkomponenten befindet sich zwischen dem mittleren Signalleiter und den koplanaren Masseebenen (symmetrische Aufteilung rechts/links) . Ein weite- rer Feldanteil besteht zwischen Mittelleiter und oberer und unterer Masseebene. Nur noch ein ganz kleiner Feldanteil (dessen Quantifizierung von den konkreten Abmessungen abhängt) kann daher überhaupt noch durch die Fenster bzw. Lücken zwischen den Durchkontaktierungen hindurch greifen. Dieser störende Durchgriff des elektromagnetischen Feldes steigt mit steigender Frequenz.
Ausgehend von diesem Grundaufbau sind in den folgenden Figuren weitere erfindungsgemäße Ausführungsformen vorgestellt, mit denen eine 3-dimensionale Signalverteilung innerhalb eines mehrlagigen Schaltungsträgers (Modul) realisiert werden kann. Die Leiterhöhen, Leiterformen und Leiterabstände des koplanaren Wellenleiters 2 und der Masseleiter 3, 4 selbst sowie der Abstand zu den umgebenden elektrisch leitfähigen Schichten der elektromagnetischen Abschirmung müssen zum Zweck einer konstanten Impedanz und minimalen Dispersion entlang der Leitung konstant sein. Für Impedanzveränderungen (Anpassschaltung) müssen daher diese Geometrien (Abstände, Breiten und Höhen) der Leitungselemente und/oder die Dielektrizitätszahlen der isolierenden Substratschichten 5, 6 entlang der Ausbreitungsrichtung verändert werden. Durch diese große Anzahl einstellbarer Parameter ergeben sich gegenüber den herkömmlichen Wellenleitern viel mehr Variations- und damit Gestal-
tungsmöglichkeiten für die Impedanztransformationen und komplexere Anpassschaltungen.
Auch diesbezüglich sind dem Fachmann die Regeln zur Auslegung der Parameter bekannt, sodass hier nur einige Beispiele für die Dimensionierungsvielfalt angegeben werden. Beispielsweise ist die Dimensionierung des Spalts zwischen mittlerem Signalleiter (Wellenleiter) und den beidseitigen koplanaren Masseflächen wesentlich abhängig von folgenden Parametern: - relative Dielektrizitätskonstante des Isolationsmaterials (Luft =1, LTCC ca. 8, Standardleiterplatte FR4 ca. 4); je höher die Dielektrizitätskonstante ist, desto kleiner muss der gesamte Leitungsquerschnitt werden (d.h. Via- Abstand quer zur Leitung und Lagenhöhe muss kleiner werden, gleichzeitig muss die Lücke zwischen Signalleiter und Masseflächen größer werden) ; - einzelne Lagenhöhe des Dielektrikums; je größer die Lagenhöhe ist, desto kleiner muss der Spalt werden; - Metallisierungsdicke; je dicker die Metallisierung ist, desto größer muss der Spalt werden.
In der Praxis wird der vom Fachmann erstellte individuelle Entwurf eines Wellenleitersystems durch anschließende iterative Computersimulationen optimiert. Dabei wird mithilfe eines sogenannten 3d-EM bzw. Vollwellen-Feldsimulators die gewünschte Impedanz durch Parametervariation ermittelt.
In den Figuren 2, 3, 4 und 5 sind verschiedene Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Lösung gezeigt, deren wesentliche Besonderheiten nachfolgend kurz beschrieben werden.
So zeigt die Fig. 2 in Abb. a) eine symmetrische Anordnung der koplanaren Leiter 2, 3, 4, kombiniert mit einer vertikal unsymmetrischen Anordnung der Isolationsschichten 5, 6. Abb. b) der Fig. 2 zeigt eine unsymmetrische Anordnung der koplana- ren Wellenleiter 2, 3, 4 kombiniert mit einer vertikal unsymmetrischen Anordnung der Isolationsschichten 5, 6 (isolierende Substratschichten) . Andere realisierte Schaltungsfunktionen in einem Gesamtsystem können z.B. verschieden hohe Einzellagen des Dielektrikums erfordern, die zu vertikalen Unsymmetrien des Wellenleiteraufbaus führen. Ein kleinerer Abstand zur oben oder unten liegenden Masseebene erfordert jedoch (lokale) Anpassungen an der Dimensionierung für konstante Impedanz entlang der Leitung. Der Spalt zwischen Mittelleiter und der koplanar liegenden Masseebene muss z.B. etwas vergrößert werden. Die erfindungsrelevanten Vorteile (Bandbreite etc.) bleiben dann erhalten.
Ebenso können durch die genannten Dimensionierungen andere Impedanzen in Leitungsstücken realisiert werden. Derartige Impedanzsprünge werden ähnlich der weiter unten beschriebenen Kompensationsstrukturen für bessere elektrische und mechanische Anpassungen bestimmter angeschlossener Bauelemente oder für Filterzwecke eingesetzt.
Die genannte vertikale Unsymmetrie kann mit einer horizontalen Unsymmetrie kombiniert werden. Dies dient z.B. der Umgehung von in Flucht liegenden anderen Bauelemente oder der Realisierung von Leitungsstücken anderer Impedanz. Im Regelfall wird jedoch sowohl vertikale als auch horizontale Symmetrie ange- strebt, da sie die höchste nutzbare Bandbreite bietet.
In Fig. 3 ist in Abb. a) eine beidseits des Wellenleiters 2 zweireihige Anordnung der Durchkontaktierungen 9, 10 gezeigt.
Abb . b) verdeutlicht stattdessen eine Anordnung von Durchkon- taktierungen 9, 10, die vertikal versetzt zueinander verlaufen. Beide Bauformen sorgen für eine bessere Abschirmung. Die quer zur Signalausbreitungsrichtung unerwünscht abgestrahlte (Verlust-) Energie wird verringert. Gleichzeitig wird die von z.B. benachbarten Leitungen quer eingestreute (Stör-) Energie stärker gedämpft. Derartige Konstruktionen, insbesondere auch die Kombination der in Abb. a) und b) gezeigten Varianten (d.h. zweireihig "außerfugige" Anordnung) sind z.B. bei ferti- gungstechnisch bedingtem großem Via-Abstand sinnvoll, um
Abstrahlverluste und eindringende Störungsenergien möglichst klein zu halten. Es wird dabei versucht, die Seitenfläche so undurchdringlich wie möglich für Mikrowellenenergie zu gestalten. Drei- und vierreihige Anordnungen sind auch denkbar, jedoch wird die dadurch erreichbare zusätzliche Schirmungswirkung zunehmend geringer.
Fig. 4 zeigt in einer perspektivischen Ansicht über- und nebeneinander parallel angeordnete koplanare Wellenleiter. Dadurch wird verdeutlicht, dass vielfältige Kombinationsmöglichkeiten zur Anordnung der Wellenleiter bestehen. Die einzelnen Etagen des mehrlagigen Schaltungsträgers sind durch mindestens eine Schirmungsschicht 7 getrennt, soweit der Wellenleiter 2 nicht zwischen den Etagen wechseln soll (siehe unten, abgewandelte Ausführungsformen) . Die elektrisch leitenden Schirmungsschichten verlaufen damit als Trennebene zwischen den einzelnen Etagen, d.h. die Schirmungsschichten erstrecken sich im wesentlichen parallel zur Ebene des Wellenleiters 2, jeweils an der dieser Ebene abgewandten Fläche der dielektrischen Substrat- bzw. Isolationsschichten 5, 6. Bei mehretagigen Schaltungsträgern erstrecken sich die Durchkontaktierungen vorzugsweise zwischen den
Schirmungsschichten 7 und Masseleitern 3, 4, können bei Bedarf aber auch durch die Masseleiter hindurch verlaufen.
In Fig. 5 ist eine Kreuzung von übereinanderliegenden koplana- ren Wellenleitern dargestellt. Die flächig ausgebildeten
Schirmungsschichten 7, 8 schirmen die kreuzweise verlaufenden Wellenleiter 2 wirksam voneinander ab.
In Fig. 6 sind als nochmals abgewandelte Ausführungsform hori- zontale Drehungen bzw. Leitungsknicke des Wellenleiters 2 und der zugehörigen Masseleiter 3, 4 veranschaulicht. Solche Richtungsänderungen dienen der Änderung der Signalausbreitungsrichtung. Integrierte Kompensationsanordnungen wie eine geometrisch definierte Verjüngung 11 und/oder entsprechende Verbreiterungen des Signalleiters 2 lassen sich zum Abbau der lokalen Kapazitätsüberhöhung vorsehen. Die Dimensionierung der Kompensationsanordnung zur Frequenzgangkorrektur ist dem Fachmann prinzipiell bekannt. Durch ein definiertes nach Außen- und/oder nach Innenschieben 12, 13 der koplanaren Masseschichten 3, 4 lassen sich lokale Impedanzunterschiede
(bezogen auf den Nominal-Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitung) so ausgleichen, dass nur minimale Reflexionen der übertragenen Signale an dieser Stelle auftreten.
In Fig. 7 sind Ausführungsform dargestellt, mit denen beliebige Höhenunterschiede und Ein- bzw. Austrittswinkel mit Hilfe einer senkrecht zur Signalausbreitungsrichtung angeschlossenen koaxialen Wellenleiterstruktur realisiert werden können. Abb. a) zeigt dabei in zwei Ansichten ein Beispiel für einen verti- kalen Leitungsübergang zwischen zwei verschiedenen und gleich hohen Leitungsebenen ohne Drehung. Die Ausbreitungsrichtung der Wellenleiter 2 in den unterschiedlichen Ebenen bleibt in diesem Fall unverändert. Der Ebenenwechsel erfolgt mithilfe
von zentralen Leiterdurchkontaktierungen 20, die zwischen den Wellenleitern 2 verlaufen. Die Leiterdurchkontaktierungen 20 verlaufen durch Öffnungen in den Schirmungsschichten 7, 8.
Abb. b) der Fig. 7 zeigt in zwei weiteren Ansichten einen vertikalen Leitungsübergang zwischen zwei verschiedenen und gleich hohen Leitungsebenen mit gleichzeitiger Drehung der Wellenausbreitungsrichtung um 180° und entsprechenden Kompensationsanordnungen durch definierte Leitungsverjüngung (vgl. Fig. 6) . Weiterhin sind Ausnehmungen 21 an den jeweils den Stirnflächen der Signal-Durchkontaktierung gegenüberliegenden Masseflächen vorgesehen, die der Kompensation bzw. dem Abbau der dort auftretenden Kapazitätserhöhung dienen. Die Ausnehmungen 21 sind im gezeigten Beispiel kreisrunde, können jedoch auch rechteckig oder beliebig anders geformt sein.
Die in den Figuren 8 bis 9 dargestellten Wellenleiterübergänge sorgen für die Kompatibilität des erfindungsgemäßen Wellenleitersystems zu bisher üblichen Wellenleitern.
Fig. 8 zeigt z.B. eine vergrabene Leitungsanordnung eines ein- oder mehrstufigen (horizontal zur Ausbreitungsrichtung versetzten) Wellenleiterübergangs (A), z.B. vom Inneren eines Mikrowellenmoduls, vertikal nach Außen (B) zu beispielsweise integrierten Nacktchips (engl, „dices") / „First-Level-Inter- connection" oder vice-versa in eine Masse-Signalleiter-Masse- Kontaktierungsstruktur . Integrierte Kompensationsanordnungen 14 sind realisiert durch in Länge und Breite geometrisch defi- nierte Verjüngungen und/oder Verbreiterungen der mittleren
Signalleitung 2 und/oder der koplanaren umgebenden Masseflächen 3, 4 sowie durch Einrückungen oder Überlappungen der über der mittleren Signallage liegenden Massefläche. Öffnungen 15
der stirnseitigen Masseflächen dienen der definierten Reduzierung der Kapazitätsüberhöhung an den Stirnseiten der Durchkon- taktierungen des mittleren Signalleiters 2 und können beliebige Formen haben (hier rechteckig) . Sie gleichen lokale Impe- danzunterschiede (bezogen auf den Nominal-Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitung) so aus, dass nur minimale Reflexionen der zu übertragenden Signale an dieser Stelle auftreten.
In Fig. 9 ist ein Wellenleiterübergang (z.B. vom Inneren eines Mikrowellenmoduls (A) lateral nach Außen (B) zur peripheren
Elektronik / „Second-Level-Interconnection" oder vice-versa in eine Masse-Signalleiter-Masse-Struktur dargestellt. Integrierte Kompensationsanordnungen 14 sind realisiert durch in Länge und Breite geometrisch definierte Verjüngungen und/oder Verbreiterungen der mittleren Signalleitung 2 und/oder der koplanar umgebenden Masseflächen 3, 4. Einrückungen oder Überlappungen der über der mittleren Signallage liegenden Massefläche 7 und Überlappungen der isolierenden Substratschichten 5 im Inneren des Moduls gleichen lokale Impedanzunterschiede, bezogen auf den Nominal-Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitung, so aus, dass nur minimale Reflexionen der übertragenen Signale an dieser Stelle auftreten.
In Fig. 10 sind anstelle eines einzelnen Signalleiters zwei parallele und miteinander gekoppelte koplanare Wellenleiter 2 für die Übertragung von elektromagnetischen Wellen dargestellt. Auch für diese Ausführungsform sind die für die in Fig. 1 gezeigte Grundstruktur des erfindungsgemäßen koplanaren Wellenleitersystems anwendbar. Generell sind Wellenleiter auch als differenzielles, d.h. gegenphasiges Leitungspaar auslegbar. Der relevante elektrische Feldanteil konzentriert sich hierbei zwischen den beiden Leitern. Dabei unterscheidet sich die differenzielle Impedanz, sie ist üblicherweise höher
als bei als einem Einzelsignalleiter bezogen auf die Nominalbzw. Grundimpedanz des Wellenleiters.
So sind seit langem zweidrahtige Flachbandleitungen bekannt, die als preisgünstige Antennenkabel mit Wellenwiderständen im Bereich von 120 bis 300 Ohm, z.B. als sogenannte "UKW- Bandleitung" mit Polyethylen als Dielektrikum, bei älteren Rundfunkempfangsgeräten verwendet wurden, jedoch keine äußere Abschirmung aufweisen. In Anlehnung an dieses Konzept wird für die Realisierung einer differenziellen Signalübertragung eine weitere Signalleitung im Querschnitt des oben beschrieben Wellenleiters ergänzt.
Die in Fig. 10 gezeigte Ausführung entspricht einer Wellenleiteranordnung mit zwei parallel nebeneinander liegenden Signalleitungen 2, die einen definierten Abstand zueinander haben und die beidseitig koplanar jeweils von Masseflächen 3, 4 in einem definierten Abstand umgeben sind. Der relevante elektrische Feldanteil konzentriert sich, bezogen auf die Zeichnung, horizontal zwischen den beiden
Leitern. Die ober- und unterseitigen Masseflächen sowie die rechts und links begrenzenden Durchkontaktierungen 10 entsprechen der Anordnung in Fig. 1.
Die in Fig. 11 gezeigte Ausführungsform besitzt ebenfalls eine für die differenzielle Speisung notwendige doppelte Signalleitung 2. Abweichend von der Ausführungsform nach Fig. 10 sind die Wellenleiter 2 hier jedoch übereinander angeordnet. Hierbei konzentriert sich der relevante elektrische Feldanteil, bezogen auf die Zeichnung, vertikal zwischen den beiden mittleren Signalleitern 2. Die entsprechenden Dimensionierungsverfahren und die Nutzung von
geeigneter Simulationssoftware dafür sind dem Fachmann ebenfalls bekannt.
Die Ausführungsformen nach Fig. 10 und 11 sind aber auch für heute übliche digitale Signale verwendbar, die z.B. in
Computer-Netzwerken per miniaturisierter Zweidrahtleitung in verdrillter Form im Netzwerkkabel bzw. parallel geführt auf einer im Gerät eingebauten Leiterplatte übertragen werden. Somit lässt sich die erfinderische Idee des koplanaren Wellenleiteraufbaus mit umhüllender Abschirmung auch auf derartige differenzielle Leitungstypen übertragen, wobei sich das dieser Beschreibung zugrunde liegende Konzept auf die schaltungsträgerkonzentrierte, geräteinterne Signalverteilung bezieht, nicht auf "neuartige" Kabel. Die Erfindung verbessert daher auch für diese Anwendungsfelder die Eigenschaften der
Signalverteilung (bezüglich Bandbreite, Reflexionen, Dämpfung, Dispersion) und der Verminderung der Störabstrahlung und Störeinkopplung (Störfestigkeit) .
Zur dreidimensionalen differenziellen Signalübertragung werden die beiden in Fig. 10 und 11 dargestellten Wellenleitersysteme um die in den Fig. 5 bis 9 dargestellten besonderen Ausführungskonzepte ergänzt, wobei doppelte parallel angeordnete Signalleiter statt des einzelnen mittleren Signalleiters (nach Fig. 1) verwendet werden. Die
Symmetrieebene befindet sich dabei mittig zwischen den beiden Signalleitern, d.h. vertikale Symmetrieebene in der Ausführungsform nach Fig. 10 und horizontale Symmetrieebene in der Ausführungsform nach Fig. 11.
Insbesondere differenzielle vertikale Übergänge nach Fig. 7 und 8 erfordern daher zwei parallele nebeneinander liegende bzw. gegenüberliegende Signaldurchkontaktierungen . Des
Weiteren lassen sich entsprechend Fig. 6 L-artige und Y-artige Leitungsknicke beider Signalleiter bzw. Leitungsaufzweigungen, d.h. Trennung der beiden Signalleiter und jeweils Übergang des differenziellen Wellenmodes in den "Masse-Signal-Masse"- Grundmode (nach Fig. 1) realisieren.
An den jeweiligen Übergangs- und Knickstellen
(Diskontinuitäten) lassen sich analog die bereits im Fall der Einzelsignalleiteranordnung dargestellten Varianten von Kompensationsanordnungen (vgl. Fig. 6: Bezugsziffern 11, 12,
13; Fig. 8: Bezugsziffern 14, 15; Fig. 9: Bezugsziffern 14, 7) zur Frequenzgangkorrektur anwenden.
Bezugszeichenliste
1 - Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Wellen
2 - koplanarer Wellenleiter 3, 4 - Masseleiter
5, 6 - dielektrische Substratschichten
7, 8 - Schirmungsschichten
9, 10 - Durchkontaktierungen
11 - Verjüngung des Wellenleiters 12, 13 - Verschiebestellen der Masseleiter
14 - Kompensationsanordnung
15 - Öffnung
20 - Leiterdurchkontaktierung
21 - Ausnehmungen