WO2008155340A1 - Impedanzkontrolliertes koplanares wellenleitersystem zur dreidimensionalen verteilung von signalen hoher bandbreite - Google Patents

Impedanzkontrolliertes koplanares wellenleitersystem zur dreidimensionalen verteilung von signalen hoher bandbreite Download PDF

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waveguide system
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Matthias Hein
Johannes Trabert
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    • H05K2201/09618—Via fence, i.e. one-dimensional array of vias

Definitions

  • Impedance-controlled coplanar waveguide system for three-dimensional distribution of high bandwidth signals
  • the invention relates to an impedance-controlled, coplanar waveguide system.
  • FIG. 12 The elementary high-frequency waveguides known from the prior art and frequently used are shown in FIG. 12 in a simplified cross-sectional view.
  • Fig. A) of Fig. 12 shows two typical coaxial cables in which an internal, electrically conductive coaxial conductor 100 is surrounded by a dielectric 101 (insulating layer) and further provided an external electrical conductor 102, which usually acts as a shield.
  • Fig. B of Fig. 12 shows examples of buried strip lines, in which the inner conductor 100 is designed surface-shaped and is arranged between two ground-leading planes. Several inner conductors 100 can run between the ground planes. Such buried strip lines are known, for example, as "triplets.” Triplate waveguides are preferably used in multi-layer printed circuits. The electrically conductive center plane 100 is equally spaced from the two parallel ground planes. Similar to a coaxial cable, such a structure eliminates radiation losses Since the thickness of the dielectric 101 is determined by the thickness of the printed circuit board material, the
  • Characteristic impedance on a multi-level printed circuit board can be determined by the width of the inner line 100.
  • the impedance (characteristic impedance of a line with alternating current) depends, however not only from the distances of the signal-carrying line, but also from the dielectric constant of the surrounding insulation material.
  • the individual layers can be formed in different layer heights.
  • Fig. C) of Fig. 12 shows three further known types of high-frequency waveguides, namely a slot line (left), a coplanar waveguide (center) and a microstrip line (right).
  • a coplanar waveguide is known, which is suitable for MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit).
  • MMIC Monitoring Microwave Integrated Circuit
  • two identical coplanar lines are connected in parallel there.
  • air-bridge transitions are applied.
  • No. 6,774,748 B1 shows a high-frequency unit with multilayer dielectric substrate, plated-through holes and metallic surfaces. Between the dielectric layers, a cavity is provided, in which a semiconductor device is mounted. The vias connect the inside of the cavity to the outside.
  • the surface-mountable package has a dielectric body made essentially of a dielectric substance, a continuous and planar ground conductor most of a main surface and side surfaces of the dielectric body, and a plurality of signal paths in the configuration of a coplanar line disposed on portions of the main surfaces and the side surfaces that are not covered by the ground conductor.
  • a problem of the known planar waveguides is that they can be optimized only for a limited wavelength range.
  • losses In the transmission of very broadband electromagnetic waves, there are significant losses (losses) in the non-optimized areas.
  • the disturbances (inhomogeneities) along the lines become relatively larger. This leads to higher reflections and thus greater attenuation, ie to a weaker available signal at the end of the line.
  • dispersion effects dependence of the propagation speed of the waves on their wavelength
  • interference effects which are determined by the fact that further (unwanted) vibration modes are excited and possibly propagated. Due to the transit time differences of the individual modes disturbing, i. dampening extinguishing effects. The signal energy contained in the unwanted excited modes is practically lost and disturbs adjacent circuit parts
  • An object of the present invention is thus to provide an impedance-controlled coplanar waveguide system for three-dimensional, low-loss and shielded distribution of very broadband electromagnetic waves (direct current to microwave signals over 100 GHz, digital signals with very high data rates) in multilayer (at least two layers) circuit carriers to deliver.
  • the above task is subordinated to several subtasks or objectives.
  • the aim is, on the one hand, a good transmission of higher data rates or signal frequencies as well as the fulfillment of increasing requirements for a better electromagnetic compatibility of corresponding assemblies.
  • the inventive impedance-controlled, coplanar waveguide system for the three-dimensional distribution of signals of high bandwidth consists of at least one coplanar waveguide, which is integrated in multilayer circuit carrier.
  • the coplanar waveguide and its associated ground conductors are arranged symmetrically or asymmetrically between at least two continuous or discontinuous insulation layers of a multilayer circuit substrate.
  • As associated ground conductors all metal surfaces surrounding the signal conductor (waveguide) and through-contacts (vias) with the same electrical potential are understood here. If the insulation layers have interruptions, the gaps are filled with gases, liquids or vacuum.
  • the top and bottom of the multilayer circuit substrate is provided with full-surface or partially closed (perforated / grid-like) electrically conductive layers.
  • electrically conductive plated through holes are provided as electrical walls or shieldings.
  • the ground conductors, the electrically conductive layers and the vias are peripherally electrically connected. Together, they are grounded to form the shield for the waveguide.
  • a general advantage of the waveguide system according to the invention consists in the lower interference radiation on surrounding circuit parts and lines. At the same time, the non-radiated signal energy is retained as useful energy. In addition, the coupling of (interfering) high-frequency energy from the outside is improved (immunity to interference).
  • the electromagnetic compatibility (EMC) of a system according to the invention is therefore substantially improved. This has advantageous effects on the achievable packing density of the electronic
  • the waveguide impedance over the conductor width, the conductor height or conductor shape, the distance between these conductive coplanar layers, and on the dielectric constant of the insulating substrate layers and / or by the distance to the electrically conductive layers and the vias is adjustable.
  • the insulating layers or dielectrics of the waveguide system according to the invention in multilayer circuit carriers can be made of polymeric / organic and / or ceramic / inorganic substrate materials and / or of insulating composite materials and / or foams thereof and / or ladder supports therefrom and of vacuum, air and / or others Gases exist.
  • circuit carriers from so-called LTCC ceramic tapes Liow Temperature Co-fired Ceramic
  • LTCC ceramic tapes Low Temperature Co-fired Ceramic
  • the layers (up to several 10) are stacked, pressed together and sintered at about 900 0 C to a solid and hermetically sealed block, whereby they receive the typical ceramic properties.
  • the present inventive solution has a number of advantages over the known high-frequency waveguides.
  • the sensibly usable frequency range which is characterized by low losses and mode purity, is considerably increased compared to buried strip lines of the same cross-sectional area. While a usable frequency range of a few tens of GHz is available in triplate structures, the system according to the invention has now provided significantly more than 100 GHz with low reflection attenuation.
  • the signal distribution does not have to be realized in a planar manner, as hitherto used for high signal frequencies or signal bandwidths, ie in a plane with single-layered line structures which are usually shielded only in one direction, but is expediently also used in a multi-layer structure in the third dimension (the height). executed for a miniaturized integration.
  • the solution according to the invention and its embodiments are very good of each other decoupled to realize adjacent and crossed lines.
  • the waveguide system according to the invention is also suitable for realizing a change in the signal propagation direction at arbitrary angles with the aid of horizontal rotations or waveguide bends. Likewise, any height differences and / or entry or exit angle of the waveguide can be bridged within a circuit carrier.
  • Modified embodiments of the invention are so kon Stammi- oniert that they can act as a coupling element to conventional waveguides.
  • an outer contact field of the multilayer circuit carrier can be designed as a microstrip waveguide for this purpose.
  • the waveguide system is suitable for the realization of a single or multi-stage waveguide transition vertically to the outside and for the realization of a waveguide transition laterally to the outside.
  • FIG. 1 shows the basic structure of a high-frequency waveguide system according to the invention in a front view and a perspective side view.
  • FIG. 2 shows two embodiments of the waveguide system with symmetrical or asymmetrical arrangement of the coplanar waveguides and / or the insulating substrate layers, respectively in a side view and a perspective view;
  • FIG. 3 shows a double-row or staggered arrangement of plated-through holes of the waveguide system
  • FIG. 4 shows a perspective view of an embodiment with coplanar waveguides arranged above and next to one another in parallel;
  • FIG. 6 is a perspective view of one embodiment of the waveguide system with horizontal turns
  • Fig. 7 shows two modified embodiments, each in two views, with vertical line transition
  • FIG 8 is a perspective view of a first embodiment for coupling to previously conventional waveguide.
  • FIG. 9 is a perspective view of a second embodiment for coupling to conventional waveguide
  • Fig. 10 is a perspective view of a third embodiment for transmitting differential signals
  • FIG. 11 is a perspective view of a fourth
  • Fig. 1 the basic structure of a high-frequency waveguide system according to the invention is shown, wherein Fig. A) shows a front view and Fig b) show a perspective side view.
  • the electromagnetic waves propagate in the direction indicated by the directional arrow 1, ie along the waveguide (in both directions) but not across the wiring.
  • the waveguide system consists of an impedance-controlled coplanar waveguide 2 with the associated ground conductors 3, 4, which are arranged jointly between two dielectric (insulating) substrate layers 5, 6.
  • a surrounding electromagnetic shield is formed with the participation of the ground conductors 3, 4, arranged on the top and bottom of the circuit substrate shielding layers 7, 8, and a plurality of vias 9, 10.
  • the plated-through holes 9, 10 extend between the electrically conductive layers on the top and bottom and are arranged along the coplanar waveguide 2.
  • the dimensioning rules for the waveguide and the associated ground conductors are known in principle to the person skilled in the art. In principle applies to the arrangement of the vias: the smaller the distance the better. Ideally, a completely metal-filled electrically conductive Schirmungswand, similar to the lower and upper ground plane. For manufacturing reasons, however, the plated-through holes have a distance and the vertically remaining intermediate space is unmounted. In practical constructions, the distance between the opposing outer surfaces may be about 300 microns. meter. The larger this remaining window opening becomes, the worse the microwave properties become. The occurrence of new unwanted wave modes then begins in correspondingly lower frequency ranges. However, this effect is due to the actual (middle) signal conductor
  • the individual design of a waveguide system created by the person skilled in the art is optimized by subsequent iterative computer simulations.
  • the desired impedance is determined by parameter variation using a so-called 3d-EM or full-wave field simulator.
  • FIGS. 2, 3, 4 and 5 show various embodiments of the solution according to the invention, the essential features of which are briefly described below.
  • Fig. 2 shows in Fig. A) a symmetrical arrangement of the coplanar conductors 2, 3, 4, combined with a vertically asymmetrical arrangement of the insulating layers 5, 6.
  • Fig. B) of Fig. 2 shows an asymmetrical arrangement of koplana- Ren waveguide 2, 3, 4 combined with a vertically unbalanced arrangement of the insulating layers 5, 6 (insulating substrate layers).
  • Other realized circuit functions in an overall system may, for example, require different levels of single dielectric layers leading to vertical asymmetries of the waveguide structure.
  • impedances can be realized in line pieces. Such impedance jumps are used similarly to the compensation structures described below for better electrical and mechanical adjustments of certain connected components or for filtering purposes.
  • the said vertical asymmetry can be combined with a horizontal asymmetry. This is e.g. avoidance of other components in flight or the realization of different impedance line sections. As a rule, however, both vertical and horizontal symmetry are sought since they offer the highest usable bandwidth.
  • a two-row arrangement of the plated-through holes 9, 10 is shown in Fig. A) on both sides of the waveguide 2.
  • Fig. b) instead illustrates an arrangement of through-connections 9, 10, which run vertically offset from one another. Both designs provide better shielding. The (loss) energy emitted undesirably across the signal propagation direction is reduced. At the same time the (interfering) energy interspersed transversely by, for example, adjacent lines is more strongly damped.
  • Such constructions in particular also the combination of the variants shown in FIGS. A) and b) (ie two-row "out-of-focus" arrangement), for example, make sense in the case of a production-related large via distance
  • Fig. 4 shows in a perspective view over and next to each other in parallel arranged coplanar waveguide. This makes it clear that there are many possible combinations for arranging the waveguides.
  • the individual levels of the multilayer circuit carrier are separated by at least one Schirmungs slaughter 7, as far as the waveguide 2 should not switch between floors (see below, modified embodiments).
  • the electrically conductive Schirmungs slaughteren thus extend as a separation plane between the individual floors, ie the Schirmungstiken extend substantially parallel to the plane of the waveguide 2, respectively on the plane facing away from this plane of the dielectric substrate or insulation layers 5, 6.
  • multi-layer circuit carriers extend the vias preferably between the Shielding layers 7 and grounding conductors 3, 4, however, can also pass through the ground conductors if required.
  • FIG. 5 shows an intersection of superimposed coplanar waveguides. The area-trained
  • Shielding layers 7, 8 effectively shield the crosswise extending waveguides 2 from each other.
  • FIG. 6 as a further modified embodiment, horizontal rotations or line creases of the waveguide 2 and the associated ground conductors 3, 4 are illustrated. Such changes of direction serve to change the signal propagation direction.
  • Integrated compensation arrangements such as a geometrically defined taper 11 and / or corresponding widening of the signal conductor 2 can be provided to reduce the local capacity increase.
  • the dimensioning of the compensation arrangement for frequency response correction is known in principle to the person skilled in the art.
  • a defined external and / or internal sliding 12, 13 of the coplanar ground layers 3, 4 can be local impedance differences
  • FIG. 7 embodiments are shown, with which any differences in height and entry or exit angle can be realized by means of a connected perpendicular to the signal propagation direction coaxial waveguide structure.
  • Fig. A shows in two views an example of a vertical line transition between two different and equally high line levels without rotation. The propagation direction of the waveguide 2 in the different planes remains unchanged in this case. The level change is done by using of central Porter matrome Oberen 20 which extend between the waveguides 2. Thenatiauer choirillonen 20 pass through openings in the Schirmungstiken 7, 8th
  • Fig. B of Fig. 7 shows in two further views a vertical line transition between two different and equally high line levels with simultaneous rotation of the wave propagation direction by 180 ° and corresponding compensation arrangements by defined line taper (see Fig .. 6).
  • recesses 21 are provided on the respective faces of the signal through-hole opposite ground surfaces, which serve to compensate or reduce the capacity increase occurring there.
  • the recesses 21 are circular in the example shown, but may also be shaped rectangular or any other way.
  • the waveguide transitions illustrated in FIGS. 8 to 9 ensure the compatibility of the waveguide system according to the invention with previously customary waveguides.
  • Fig. 8 shows e.g. a buried line arrangement of a single or multi-level (horizontally propagated) waveguide transition (A), e.g. from the inside of a microwave module, vertically to the outside (B) to, for example, integrated dices / first-level interconnection or vice-versa into a ground-signal-to-ground connection structure.
  • Integrated compensation arrangements 14 are realized by length and width geometrically defined tapers and / or broadening of the middle
  • the frontal ground surfaces are used for the defined reduction of the capacity increase on the front sides of the fürkon- taktmaschineen the middle signal conductor 2 and may have any shapes (here rectangular). They compensate for local differences in impedance (relative to the nominal characteristic impedance of the high-frequency line) in such a way that only minimal reflections of the signals to be transmitted occur at this point.
  • a waveguide junction e.g., from the inside of a microwave module (A) lateral to outside (B) to the peripheral
  • integrated compensation arrangements 14 are realized by in length and width geometrically defined tapers and / or widenings of the middle signal line 2 and / or the coplanar Indentations or overlaps of the overlying the central signal layer ground surface 7 and overlaps of the insulating substrate layers 5 inside the module same local impedance differences, based on the nominal characteristic impedance of the high-frequency line, such that only minimal reflections of the transmitted signals occur at this point.
  • Fig. 10 two parallel and mutually coupled coplanar waveguides 2 for the transmission of electromagnetic waves are shown instead of a single signal conductor.
  • the basic structure of the coplanar waveguide system according to the invention shown in FIG. 1 can also be used for this embodiment.
  • waveguides can also be interpreted as differential, ie in antiphase pair of lines.
  • the relevant electric field component concentrates here between the two conductors.
  • the differential impedance differs, it is usually higher as at as a single signal conductor based on the Nominallust. Basic impedance of the waveguide.
  • two-wire ribbon cables have long been known as inexpensive antenna cables with characteristic impedances in the range of 120 to 300 ohms, e.g. used as so-called "VHF tape line" with polyethylene as a dielectric, in older radio receiving equipment, but have no external shielding.
  • VHF tape line e.g. used as so-called "VHF tape line” with polyethylene as a dielectric, in older radio receiving equipment, but have no external shielding.
  • a further signal line in the cross section of the waveguide described above is supplemented for the realization of a differential signal transmission.
  • FIG. 10 corresponds to a waveguide arrangement with two signal lines 2 lying parallel next to one another, which have a defined spacing from one another and which are surrounded coplanar on both sides by ground surfaces 3, 4 at a defined spacing.
  • the relevant electric field component concentrates horizontally between the two in relation to the drawing
  • top and bottom ground surfaces and the right and left limiting vias 10 correspond to the arrangement in FIG. 1.
  • the embodiment shown in FIG. 11 also has a double signal line 2 necessary for the differential feed. Differing from the embodiment according to FIG. 10, however, the waveguides 2 are arranged one above the other. In this case, the relevant electric field component, with reference to the drawing, concentrates vertically between the two middle signal conductors 2. The corresponding dimensioning methods and the use of suitable simulation software for this are also known in the art.
  • FIGS. 10 and 11 can also be used for today's conventional digital signals, which are e.g. in
  • the two waveguide systems shown in FIGS. 10 and 11 are supplemented by the particular embodiment concepts shown in FIGS. 5 to 9, wherein double signal conductors arranged in parallel are used instead of the single middle signal conductor (according to FIG. 1).
  • the two waveguide systems shown in FIGS. 10 and 11 are supplemented by the particular embodiment concepts shown in FIGS. 5 to 9, wherein double signal conductors arranged in parallel are used instead of the single middle signal conductor (according to FIG. 1).
  • Symmetrieebene is centered between the two signal conductors, i. vertical plane of symmetry in the embodiment of FIG. 10 and horizontal plane of symmetry in the embodiment of FIG. 11.
  • differential vertical transitions of FIGS. 7 and 8 therefore require two parallel side-by-side signal vias.
  • L-type and Y-type line creases of both signal conductors or line branches ie separation of the two signal conductors and respectively transition of the differential wave mode into the "ground signal ground” - fundamental mode (according to FIG. 1) can be realized ,

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Wellenleitersystem zur Verteilung von Signalen hoher Bandbreite in einem mehrlagigen Schaltungsträger. Das Wellenleitersystem umfasst mindestens einen koplanaren Wellenleiter (2) sowie einen oder mehrere Masseleiter (3, 4). Der koplanare Wellenleiter (2) ist mit seinen dazugehörigen Masseleitern (3, 4) zwischen mindestens zwei Isolationsschichten (5, 6) des Schaltungsträgers angeordnet. Die der Ebene des Wellenleiters (2) abgewandte Fläche der beiden Isolationsschichten sind mit elektrisch leitfähigen Schichten (7, 8) versehen. Entlang des Wellenleiters (2) erstrecken sich elektrisch leitende Durchkontaktierungen (9, 10) im Wesentlichen senkrecht zur Ebene des Wellenleiters. Die Masseleiter (3, 4), die elektrisch leitfähigen Schichten (7, 8) und die Durchkontaktierungen (9, 10) sind elektrisch auf Massepotential geschaltet. Das Wellenleitersystem dient insbesondere der dreidimensionalen Verteilung von Signalen hoher Bandbreite.

Description

Impedanzkontrolliertes koplanares Wellenleitersystem zur dreidimensionalen Verteilung von Signalen hoher Bandbreite
Die Erfindung betrifft ein impedanzkontrolliertes, koplanares Wellenleitersystem.
Die aus dem Stand der Technik bekannten und häufig verwendeten elementaren Hochfrequenzwellenleiter sind in Fig. 12 in einer vereinfachten Querschnittsansicht dargestellt. Abb. a) der Fig. 12 zeigt zwei typische Koaxialkabel, bei denen ein innen liegender, elektrisch leitfähiger Koaxialleiter 100 von einem Dielektrikum 101 (Isolationsschicht) umgeben ist und weiterhin ein äußerer elektrischer Leiter 102 vorgesehen ist, der üblicherweise als Schirmung fungiert.
Abb. b) der Fig. 12 zeigt Beispiele von vergrabenen Streifenleitungen, bei denen der innen liegende Leiter 100 flächenför- mig ausgestaltet ist und zwischen zwei masseführenden Ebenen angeordnet ist. Dabei können mehrere innere Leiter 100 zwischen den Masseebenen verlaufen. Solche vergrabenen Streifenleitungen sind beispielsweise unter der Bezeichnung „Triplate" bekannt. Triplate-Wellenleiter werden vorzugsweise in gedruckten Schaltungen in Mehrlagentechnik verwendet. Die elektrisch leitende Mittelebene 100 ist von den zwei parallelen Masseebenen gleichmäßig beabstandet. Ähnlich wie bei einem Koaxialkabel werden durch einen solchen Aufbau Abstrahlverluste verringert. Da die Dicke des Dielektrikums 101 durch die Dicke des Leiterplattenmaterials vorgegeben ist, kann der
Wellenwiderstand auf einer Mehrebenenleiterplatte durch die Breite der inneren Leitung 100 bestimmt werden. Die Impedanz (Wellenwiderstand einer Leitung bei Wechselstrom) hängt aber nicht nur von den Abständen der Signalführenden Leitung ab, sondern auch von der Dielektrizitätskonstante des umgebenden Isolationsmaterials. Für mehrlagige Mikrowellenmodule werden üblicherweise Polymerleiterplatten oder Mehrschichtkeramiken verwendet, deren Einzellagen in verschiedenen Lagenhöhen ausgebildet sein können.
Abb. c) der Fig. 12 zeigt drei weitere vorbekannte Bauformen von Hochfrequenz-Wellenleitern, nämlich eine Schlitzleitung (links), einen koplanaren Wellenleiter (Mitte) und eine Mikro- streifenleitung (rechts) .
Beispielsweise aus der DE 42 28 349 Al ist ein koplanarer Wellenleiter bekannt, der für MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit) geeignet ist. Um möglichst geringe Wellenwiderstände zu erreichen, werden dort zwei identische Kopla- narleitungen parallel geschaltet. An den Verzweigungen der parallel geschalteten Koplanarleitungen werden Luftbrücken- Übergänge angebracht.
Die US 6,774,748 Bl zeigt eine Hochfrequenz-Einheit mit mehrlagigem dielektrischem Substrat, Durchkontaktierungen und metallischen Flächen. Zwischen den dielektrischen Schichten ist ein Hohlraum vorgesehen, in welchem ein Halbleiterbauelement montiert ist. Die Durchkontaktierungen verbinden die Innenseite des Hohlraums mit der Außenseite.
Die DE 198 42 800 Al zeigt ein oberflächenmontierbares Gehäuse, das bei Frequenzen im K-Band und auch in höheren Frequenzbändern betrieben werden kann. Das oberflächenmontierbare Gehäuse besitzt einen dielektrischen Körper, der im wesentlichen aus einer dielektrischen Substanz hergestellt ist, einen stetigen und planaren Masseleiter, der das meiste einer Hauptoberfläche und von Seitenflächen des dielektrischen Körpers bedeckt, und eine Vielzahl von Signalpfaden in der Ausgestaltung einer koplanaren Leitung, die an bzw. auf Abschnitten der Hauptoberflächen und der Seitenflächen angeordnet sind, die nicht von dem Masseleiter bedeckt sind.
Ein Problem der bekannten planaren Wellenleiter besteht darin, dass diese sich nur für einen begrenzten Wellenlängenbereich optimieren lassen. Bei der Übertragung sehr breitbandiger elektromagnetischer Wellen kommt es zu nennenswerten Verlusten (Dämpfungen) in den nicht optimierten Bereichen. Durch die mit steigender Frequenz fallende Wellenlänge der Signale werden die Störungen (Inhomogenitäten) entlang der Leitungen relativ größer. Das führt zu höheren Reflexionen und damit größeren Dämpfungen, also zu einem schwächeren verfügbaren Signal am Ende der Leitung. Außerdem kommt es zu Dispersionseffekten (Abhängigkeit der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Wellen von ihrer Wellenlänge) und Interferenzeffekten, die dadurch bestimmt sind, dass weitere (ungewollte) Schwingungsmoden angeregt und ggf. ausgebreitet werden. Durch die Laufzeitunterschiede der einzelnen Moden treten störende, d.h. dämpfende Auslöschungseffekte auf. Die in den ungewollt angeregten Moden enthaltene Signalenergie geht praktisch verloren und stört benachbarte Schaltungsteile durch
Einstrahlung, was bei höheren Frequenzen ein Hauptproblem der bekannten Leitungen darstellt.
Die generellen Anforderungen an eine gute breitbandige Signal- Übertragung und gute elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) erfordern ein genau definiertes Impedanzverhalten entlang des gesamt Signalpfads (meist konstant z.B. 50 Ohm) und später in - A -
der Fertigung eine exakte Reproduzierbarkeit für geringe Reflexions-Quellen, sog. Diskontinuitäten.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, ein impedanzkontrolliertes koplanares Wellenleitersystem zur dreidimensionalen, verlustarmen und abgeschirmten Verteilung von sehr breitbandigen elektromagnetischen Wellen (Gleichstrom bis Mikrowellensignale über 100 GHz, digitale Signale mit sehr hohen Datenraten) in mehrlagigen (mindestens zwei Lagen) Schaltungsträgern zur Verfügung zu stellen.
Der genannten Aufgabe ordnen sich mehrer Teilaufgaben bzw. Zielstellung unter. Angestrebt ist einerseits eine gute Übertragung höherer Datenraten bzw. Signalfrequenzen sowie die Erfüllung steigender Anforderungen an eine bessere elektromagnetische Verträglichkeit entsprechender Baugruppen.
Die Aufgabe wird durch ein Wellenleitersystem gemäß dem beigefügten Anspruch 1 gelöst.
Das erfindungsgemäße impedanzkontrollierte, koplanare Wellenleitersystem zur dreidimensionalen Verteilung von Signalen hoher Bandbreite, besteht aus mindestens einem koplanaren Wellenleiter, der in mehrlagige Schaltungsträger integriert ist. Der koplanare Wellenleiter und seine dazugehörigen Masseleiter sind symmetrisch oder unsymmetrisch zwischen mindestens zwei durchgehenden oder unterbrochenen Isolationsschichten eines mehrlagigen Schaltungsträgers angeordnet. Als zugehörige Masseleiter werden hier alle den Signalleiter (WeI- lenleiter) umgebenden Metallflächen und Durchkontaktierungen (vias) mit gleichem elektrischem Potenzial verstanden. Sofern die Isolationsschichten Unterbrechungen aufweisen, sind die Zwischenräume mit Gasen, Flüssigkeiten oder Vakuum gefüllt. Die Ober- und Unterseite des mehrlagigen Schaltungsträgers ist mit vollflächigen oder teilgeschlossenen (perforierten / gitterartigen) elektrisch leitfähigen Schichten versehen. An den beiden anderen gegenüberliegenden Seiten des mehrlagigen Schaltungsträgers sind elektrisch leitende Durchkontaktierun- gen als elektrische Wandungen bzw. Schirmungen vorgesehen. Die Masseleiter, die elektrisch leitfähigen Schichten und die Durchkontaktierungen sind umlaufend elektrisch verbunden. Sie sind gemeinsam auf Massepotenzial gelegt und bilden damit die Schirmung für den Wellenleiter.
Ein genereller Vorteil des erfindungsgemäßen Wellenleitersystems besteht in der geringeren Störabstrahlung auf umgebende Schaltungsteile und Leitungen. Gleichzeitig bleibt die nicht- abgestrahlte Signalenergie als Nutzenergie erhalten. Außerdem ist die Einkopplung von (störender) Hochfrequenzenergie von außen verbessert (Störfestigkeit) . Die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) eines erfindungsgemäßen Systems ist daher wesentlich verbessert. Dies hat vorteilhafte Auswirkun- gen auf die erreichbare Packungsdichte der elektronischen
Schaltungen, denn je besser die EMV-Aspekte vom Leitungsdesign erfüllt werden, desto kleiner können die Mindestabstände zu umgebenden elektronischen Bauelementen sein und desto kleiner können die Mindestabstände der Leitungen untereinander sein.
Bei dem erfindungsgemäßen Wellenleitersystem ist die Wellenleiterimpedanz über die Leiterbreite, die Leiterhöhe bzw. Leiterform, den Abstand zwischen diesen leitenden koplanaren Schichten, sowie über die Dielektrizitätszahlen der isolieren- den Substratschichten und/oder durch den Abstand zu den elektrisch leitfähigen Schichten und den Durchkontaktierungen einstellbar . Die Isolationsschichten bzw. Dielektrika des erfindungsgemäßen Wellenleitersystems in mehrlagigen Schaltungsträgern können aus polymeren/organischen und/oder keramischen/anorganischen Substratmaterialien und/oder aus isolierenden Verbundmateria- lien und/oder Schäumen daraus und/oder Leiterstützen daraus sowie aus Vakuum, Luft und/oder anderen Gasen bestehen. Beispielsweise können Schaltungsträger aus sogenannten LTCC- Keramik-Tapes (Low Temperature Co-fired Ceramic) verwendet werden, die im Rohzustand beweglich sind einzeln bearbeitet werden (bedrucken mit Metallpaste, Löcher für
Durchkontaktierungen ausstanzen und mit Metallpaste füllen) . Danach werden die Lagen (bis zu mehrere 10) gestapelt, zusammengepresst und bei ca. 9000C zu einem festen und hermetisch dichtem Block gesintert, wodurch sie die typischen keramischen Eigenschaften erhalten.
Die vorliegende erfindungsgemäße Lösung weist eine Reihe von Vorteilen gegenüber den bekannten Hochfrequenz-Wellenleitern auf. Der durch geringe Verluste und Modenreinheit gekennzeich- nete sinnvoll nutzbare Frequenzbereich wird gegenüber vergrabenen Streifenleitungen gleicher Querschnittsfläche erheblich vergrößert. Während in Triplate-Strukturen ein nutzbarer Frequenzbereich von wenigen zehn GHz zur Verfügung steht, stellte das erfindungsgemäße System nunmehr deutlich mehr als 100 GHz bei geringer Reflexionsdämpfung bereit. Gleichzeitig muss die Signalverteilung nicht, wie bisher für hohe Signalfrequenzen bzw. Signalbandbreiten üblich, planar, d.h. in einer Ebene mit einlagigen und meist nur in einer Richtung abgeschirmten Leitungsstrukturen realisiert werden, sondern wird zweckmäßigerweise in einem Mehrschichtaufbau auch in der dritten Dimension (die Höhe) für eine miniaturisierte Integration ausgeführt. Außerdem sind mit der erfindungsgemäßen Lösung und deren Ausführungsformen sehr gut von einander entkoppelte benachbarte und gekreuzte Leitungen zu realisieren .
Verglichen mit vergrabenen Streifenleitungen ergeben sich darüber hinaus Vorteile bezüglich einer geringeren Abhängigkeit der Reflexionsdämpfung (Anpassung) des Wellenleiters gegenüber Schwankungen der Höhe der Isolationsschichten (Lagenhöhe) und der Platzierung (Versatz) der die mittleren Signalleitungen umgebenden masseseitigen Durchkontaktierungen .
Neben der verlustarmen Wellenleitung breitbandiger Signale eignet sich das erfindungsgemäße Wellenleitersystem auch zur Realisierung einer Änderung der Signalausbreitungsrichtung mit beliebigen Winkeln mit Hilfe horizontaler Drehungen bzw. Wellenleiterknicke. Ebenso lassen sich beliebige Höhenunterschiede und/oder Ein- bzw. Austrittswinkel des Wellenleiters innerhalb eines Schaltungsträgers überbrücken.
Abgewandelte Ausführungsformen der Erfindung sind so konfekti- oniert, dass sie als Koppelglied zu herkömmlichen Wellenleitern fungieren können. Beispielsweise kann dazu ein äußeres Kontaktfeld des mehrlagigen Schaltungsträgers als Mikrostrei- fen-Wellenleiter ausgeführt sein. Das Wellenleitersystems eignet sich zur Realisierung eines ein- oder mehrstufigen Wellenleiterübergangs vertikal nach Außen sowie zur Realisierung eines Wellenleiterübergangs lateral nach Außen.
Weitere Vorteile, Einzelheiten und Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung ergebene sich aus der nachfolgenden Beschrei- bung bevorzugter Ausführungsformen, unter Bezugnahme auf die Zeichnung. Es zeigen: Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Wellenleitersystems in einer Frontansicht und einer perspektivischen Seitenansicht;
Fig. 2 zwei Ausführungsformen des Wellenleitersystems mit symmetrischer bzw. unsymmetrischer Anordnung der koplanaren Wellenleiter und/oder der isolierenden Substratschichten jeweils in einer Seitenansicht und einer perspektivischen Ansicht;
Fig. 3 eine zweireihige bzw. eine versetzte Anordnung von Durchkontaktierungen des Wellenleitersystems;
Fig. 4 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform mit über- und nebeneinander parallel angeordneten koplanaren Wellenleitern;
Fig. 5 eine perspektivische Ansicht einer Kreuzung von über- einanderliegenden koplanaren Wellenleitern;
Fig. 6 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform des Wellenleitersystems mit horizontalen Drehungen bzw. Leitungsknicken;
Fig. 7 zwei abgewandelte Ausführungsformen, jeweils in zwei Ansichten, mit vertikalem Leitungsübergang;
Fig. 8 eine perspektivische Ansicht einer ersten Ausführungsform zur Ankopplung an bisher übliche Wellenleiter;
Fig. 9 eine perspektivische Ansicht einer zweiten Ausführungsform zur Ankopplung an bisher übliche Wellen- leiter;
Fig. 10 eine perspektivische Ansicht einer dritten Ausführungsform zur Übertragung differenzieller Signale;
Fig. 11 eine perspektivische Ansicht einer vierten
Ausführungsform zur Übertragung differenzieller Signale Fig. 12 Querschnittsansichten bekannter Hochfrequenz- Wellenleiter nach dem Stand der Technik.
In Fig. 1 ist der Grundaufbau eines erfindungsgemäßen Hochfrequenzwellenleitersystems dargestellt, wobei Abb. a) eine Frontansicht und Abb. b) eine perspektivische Seitenansicht zeigen. Die elektromagnetischen Wellen breiten sich in der durch den Richtungspfeil 1 angedeuteten Richtung aus, also längs des Wellenleiters (in beiden Richtungssinnen) aber nicht quer zur Leitungsführung. Das Wellenleitersystem besteht aus einem impedanzkontrollierten koplanaren Wellenleiter 2 mit den dazugehörigen Masseleitern 3, 4, die gemeinsam zwischen zwei dielektrischen (isolierenden) Substratschichten 5, 6 angeord- net sind. Eine umgebende elektromagnetische Abschirmung wird unter Beteiligung der Masseleiter 3, 4, an der Ober- und Unterseite des Schaltungsträgers angeordneter Schirmungsschichten 7, 8, sowie mehrerer Durchkontaktierungen 9, 10 gebildet. Die Durchkontaktierungen 9, 10 erstrecken sich zwischen den elektrisch leitfähigen Schichten an der Ober- und Unterseite und sind längs des koplanaren Wellenleiters 2 angeordnet .
Die Dimensionierungsvorschriften für den Wellenleiter und die zugehörigen Masseleiter sind dem Fachmann prinzipiell bekannt. Prinzipiell gilt für die Anordnung der Durchkontaktierungen: je kleiner der Abstand desto besser. Im Idealfall entsteht eine völlig metallgefüllte elektrisch leitfähige Schirmungswand, ähnlich der unteren und oberen Masseebene. Fertigungs- technisch bedingt haben die Durchkontaktierungen jedoch einen Abstand und der vertikal verbleibende Zwischenraum ist unme- tallisiert. Bei praktischen Aufbauten kann der Abstand zwischen den gegenüberliegenden Außenflächen ca. 300 Mikro- meter betragen. Je größer diese verbleibende Fensteröffnung wird, desto schlechter werden die Mikrowelleneigenschaften. Das Auftreten neuer ungewollter Wellenmoden beginnt dann in entsprechend niedrigeren Frequenzbereichen. Dieser Effekt wird jedoch durch die zum eigentlichen (mittleren) Signalleiter
(Wellenleiter) parallel geführten Masseflächen stark verringert. Der Hauptteil der elektrischen Feldkomponenten befindet sich zwischen dem mittleren Signalleiter und den koplanaren Masseebenen (symmetrische Aufteilung rechts/links) . Ein weite- rer Feldanteil besteht zwischen Mittelleiter und oberer und unterer Masseebene. Nur noch ein ganz kleiner Feldanteil (dessen Quantifizierung von den konkreten Abmessungen abhängt) kann daher überhaupt noch durch die Fenster bzw. Lücken zwischen den Durchkontaktierungen hindurch greifen. Dieser störende Durchgriff des elektromagnetischen Feldes steigt mit steigender Frequenz.
Ausgehend von diesem Grundaufbau sind in den folgenden Figuren weitere erfindungsgemäße Ausführungsformen vorgestellt, mit denen eine 3-dimensionale Signalverteilung innerhalb eines mehrlagigen Schaltungsträgers (Modul) realisiert werden kann. Die Leiterhöhen, Leiterformen und Leiterabstände des koplanaren Wellenleiters 2 und der Masseleiter 3, 4 selbst sowie der Abstand zu den umgebenden elektrisch leitfähigen Schichten der elektromagnetischen Abschirmung müssen zum Zweck einer konstanten Impedanz und minimalen Dispersion entlang der Leitung konstant sein. Für Impedanzveränderungen (Anpassschaltung) müssen daher diese Geometrien (Abstände, Breiten und Höhen) der Leitungselemente und/oder die Dielektrizitätszahlen der isolierenden Substratschichten 5, 6 entlang der Ausbreitungsrichtung verändert werden. Durch diese große Anzahl einstellbarer Parameter ergeben sich gegenüber den herkömmlichen Wellenleitern viel mehr Variations- und damit Gestal- tungsmöglichkeiten für die Impedanztransformationen und komplexere Anpassschaltungen.
Auch diesbezüglich sind dem Fachmann die Regeln zur Auslegung der Parameter bekannt, sodass hier nur einige Beispiele für die Dimensionierungsvielfalt angegeben werden. Beispielsweise ist die Dimensionierung des Spalts zwischen mittlerem Signalleiter (Wellenleiter) und den beidseitigen koplanaren Masseflächen wesentlich abhängig von folgenden Parametern: - relative Dielektrizitätskonstante des Isolationsmaterials (Luft =1, LTCC ca. 8, Standardleiterplatte FR4 ca. 4); je höher die Dielektrizitätskonstante ist, desto kleiner muss der gesamte Leitungsquerschnitt werden (d.h. Via- Abstand quer zur Leitung und Lagenhöhe muss kleiner werden, gleichzeitig muss die Lücke zwischen Signalleiter und Masseflächen größer werden) ; - einzelne Lagenhöhe des Dielektrikums; je größer die Lagenhöhe ist, desto kleiner muss der Spalt werden; - Metallisierungsdicke; je dicker die Metallisierung ist, desto größer muss der Spalt werden.
In der Praxis wird der vom Fachmann erstellte individuelle Entwurf eines Wellenleitersystems durch anschließende iterative Computersimulationen optimiert. Dabei wird mithilfe eines sogenannten 3d-EM bzw. Vollwellen-Feldsimulators die gewünschte Impedanz durch Parametervariation ermittelt.
In den Figuren 2, 3, 4 und 5 sind verschiedene Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Lösung gezeigt, deren wesentliche Besonderheiten nachfolgend kurz beschrieben werden. So zeigt die Fig. 2 in Abb. a) eine symmetrische Anordnung der koplanaren Leiter 2, 3, 4, kombiniert mit einer vertikal unsymmetrischen Anordnung der Isolationsschichten 5, 6. Abb. b) der Fig. 2 zeigt eine unsymmetrische Anordnung der koplana- ren Wellenleiter 2, 3, 4 kombiniert mit einer vertikal unsymmetrischen Anordnung der Isolationsschichten 5, 6 (isolierende Substratschichten) . Andere realisierte Schaltungsfunktionen in einem Gesamtsystem können z.B. verschieden hohe Einzellagen des Dielektrikums erfordern, die zu vertikalen Unsymmetrien des Wellenleiteraufbaus führen. Ein kleinerer Abstand zur oben oder unten liegenden Masseebene erfordert jedoch (lokale) Anpassungen an der Dimensionierung für konstante Impedanz entlang der Leitung. Der Spalt zwischen Mittelleiter und der koplanar liegenden Masseebene muss z.B. etwas vergrößert werden. Die erfindungsrelevanten Vorteile (Bandbreite etc.) bleiben dann erhalten.
Ebenso können durch die genannten Dimensionierungen andere Impedanzen in Leitungsstücken realisiert werden. Derartige Impedanzsprünge werden ähnlich der weiter unten beschriebenen Kompensationsstrukturen für bessere elektrische und mechanische Anpassungen bestimmter angeschlossener Bauelemente oder für Filterzwecke eingesetzt.
Die genannte vertikale Unsymmetrie kann mit einer horizontalen Unsymmetrie kombiniert werden. Dies dient z.B. der Umgehung von in Flucht liegenden anderen Bauelemente oder der Realisierung von Leitungsstücken anderer Impedanz. Im Regelfall wird jedoch sowohl vertikale als auch horizontale Symmetrie ange- strebt, da sie die höchste nutzbare Bandbreite bietet.
In Fig. 3 ist in Abb. a) eine beidseits des Wellenleiters 2 zweireihige Anordnung der Durchkontaktierungen 9, 10 gezeigt. Abb . b) verdeutlicht stattdessen eine Anordnung von Durchkon- taktierungen 9, 10, die vertikal versetzt zueinander verlaufen. Beide Bauformen sorgen für eine bessere Abschirmung. Die quer zur Signalausbreitungsrichtung unerwünscht abgestrahlte (Verlust-) Energie wird verringert. Gleichzeitig wird die von z.B. benachbarten Leitungen quer eingestreute (Stör-) Energie stärker gedämpft. Derartige Konstruktionen, insbesondere auch die Kombination der in Abb. a) und b) gezeigten Varianten (d.h. zweireihig "außerfugige" Anordnung) sind z.B. bei ferti- gungstechnisch bedingtem großem Via-Abstand sinnvoll, um
Abstrahlverluste und eindringende Störungsenergien möglichst klein zu halten. Es wird dabei versucht, die Seitenfläche so undurchdringlich wie möglich für Mikrowellenenergie zu gestalten. Drei- und vierreihige Anordnungen sind auch denkbar, jedoch wird die dadurch erreichbare zusätzliche Schirmungswirkung zunehmend geringer.
Fig. 4 zeigt in einer perspektivischen Ansicht über- und nebeneinander parallel angeordnete koplanare Wellenleiter. Dadurch wird verdeutlicht, dass vielfältige Kombinationsmöglichkeiten zur Anordnung der Wellenleiter bestehen. Die einzelnen Etagen des mehrlagigen Schaltungsträgers sind durch mindestens eine Schirmungsschicht 7 getrennt, soweit der Wellenleiter 2 nicht zwischen den Etagen wechseln soll (siehe unten, abgewandelte Ausführungsformen) . Die elektrisch leitenden Schirmungsschichten verlaufen damit als Trennebene zwischen den einzelnen Etagen, d.h. die Schirmungsschichten erstrecken sich im wesentlichen parallel zur Ebene des Wellenleiters 2, jeweils an der dieser Ebene abgewandten Fläche der dielektrischen Substrat- bzw. Isolationsschichten 5, 6. Bei mehretagigen Schaltungsträgern erstrecken sich die Durchkontaktierungen vorzugsweise zwischen den Schirmungsschichten 7 und Masseleitern 3, 4, können bei Bedarf aber auch durch die Masseleiter hindurch verlaufen.
In Fig. 5 ist eine Kreuzung von übereinanderliegenden koplana- ren Wellenleitern dargestellt. Die flächig ausgebildeten
Schirmungsschichten 7, 8 schirmen die kreuzweise verlaufenden Wellenleiter 2 wirksam voneinander ab.
In Fig. 6 sind als nochmals abgewandelte Ausführungsform hori- zontale Drehungen bzw. Leitungsknicke des Wellenleiters 2 und der zugehörigen Masseleiter 3, 4 veranschaulicht. Solche Richtungsänderungen dienen der Änderung der Signalausbreitungsrichtung. Integrierte Kompensationsanordnungen wie eine geometrisch definierte Verjüngung 11 und/oder entsprechende Verbreiterungen des Signalleiters 2 lassen sich zum Abbau der lokalen Kapazitätsüberhöhung vorsehen. Die Dimensionierung der Kompensationsanordnung zur Frequenzgangkorrektur ist dem Fachmann prinzipiell bekannt. Durch ein definiertes nach Außen- und/oder nach Innenschieben 12, 13 der koplanaren Masseschichten 3, 4 lassen sich lokale Impedanzunterschiede
(bezogen auf den Nominal-Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitung) so ausgleichen, dass nur minimale Reflexionen der übertragenen Signale an dieser Stelle auftreten.
In Fig. 7 sind Ausführungsform dargestellt, mit denen beliebige Höhenunterschiede und Ein- bzw. Austrittswinkel mit Hilfe einer senkrecht zur Signalausbreitungsrichtung angeschlossenen koaxialen Wellenleiterstruktur realisiert werden können. Abb. a) zeigt dabei in zwei Ansichten ein Beispiel für einen verti- kalen Leitungsübergang zwischen zwei verschiedenen und gleich hohen Leitungsebenen ohne Drehung. Die Ausbreitungsrichtung der Wellenleiter 2 in den unterschiedlichen Ebenen bleibt in diesem Fall unverändert. Der Ebenenwechsel erfolgt mithilfe von zentralen Leiterdurchkontaktierungen 20, die zwischen den Wellenleitern 2 verlaufen. Die Leiterdurchkontaktierungen 20 verlaufen durch Öffnungen in den Schirmungsschichten 7, 8.
Abb. b) der Fig. 7 zeigt in zwei weiteren Ansichten einen vertikalen Leitungsübergang zwischen zwei verschiedenen und gleich hohen Leitungsebenen mit gleichzeitiger Drehung der Wellenausbreitungsrichtung um 180° und entsprechenden Kompensationsanordnungen durch definierte Leitungsverjüngung (vgl. Fig. 6) . Weiterhin sind Ausnehmungen 21 an den jeweils den Stirnflächen der Signal-Durchkontaktierung gegenüberliegenden Masseflächen vorgesehen, die der Kompensation bzw. dem Abbau der dort auftretenden Kapazitätserhöhung dienen. Die Ausnehmungen 21 sind im gezeigten Beispiel kreisrunde, können jedoch auch rechteckig oder beliebig anders geformt sein.
Die in den Figuren 8 bis 9 dargestellten Wellenleiterübergänge sorgen für die Kompatibilität des erfindungsgemäßen Wellenleitersystems zu bisher üblichen Wellenleitern.
Fig. 8 zeigt z.B. eine vergrabene Leitungsanordnung eines ein- oder mehrstufigen (horizontal zur Ausbreitungsrichtung versetzten) Wellenleiterübergangs (A), z.B. vom Inneren eines Mikrowellenmoduls, vertikal nach Außen (B) zu beispielsweise integrierten Nacktchips (engl, „dices") / „First-Level-Inter- connection" oder vice-versa in eine Masse-Signalleiter-Masse- Kontaktierungsstruktur . Integrierte Kompensationsanordnungen 14 sind realisiert durch in Länge und Breite geometrisch defi- nierte Verjüngungen und/oder Verbreiterungen der mittleren
Signalleitung 2 und/oder der koplanaren umgebenden Masseflächen 3, 4 sowie durch Einrückungen oder Überlappungen der über der mittleren Signallage liegenden Massefläche. Öffnungen 15 der stirnseitigen Masseflächen dienen der definierten Reduzierung der Kapazitätsüberhöhung an den Stirnseiten der Durchkon- taktierungen des mittleren Signalleiters 2 und können beliebige Formen haben (hier rechteckig) . Sie gleichen lokale Impe- danzunterschiede (bezogen auf den Nominal-Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitung) so aus, dass nur minimale Reflexionen der zu übertragenden Signale an dieser Stelle auftreten.
In Fig. 9 ist ein Wellenleiterübergang (z.B. vom Inneren eines Mikrowellenmoduls (A) lateral nach Außen (B) zur peripheren
Elektronik / „Second-Level-Interconnection" oder vice-versa in eine Masse-Signalleiter-Masse-Struktur dargestellt. Integrierte Kompensationsanordnungen 14 sind realisiert durch in Länge und Breite geometrisch definierte Verjüngungen und/oder Verbreiterungen der mittleren Signalleitung 2 und/oder der koplanar umgebenden Masseflächen 3, 4. Einrückungen oder Überlappungen der über der mittleren Signallage liegenden Massefläche 7 und Überlappungen der isolierenden Substratschichten 5 im Inneren des Moduls gleichen lokale Impedanzunterschiede, bezogen auf den Nominal-Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitung, so aus, dass nur minimale Reflexionen der übertragenen Signale an dieser Stelle auftreten.
In Fig. 10 sind anstelle eines einzelnen Signalleiters zwei parallele und miteinander gekoppelte koplanare Wellenleiter 2 für die Übertragung von elektromagnetischen Wellen dargestellt. Auch für diese Ausführungsform sind die für die in Fig. 1 gezeigte Grundstruktur des erfindungsgemäßen koplanaren Wellenleitersystems anwendbar. Generell sind Wellenleiter auch als differenzielles, d.h. gegenphasiges Leitungspaar auslegbar. Der relevante elektrische Feldanteil konzentriert sich hierbei zwischen den beiden Leitern. Dabei unterscheidet sich die differenzielle Impedanz, sie ist üblicherweise höher als bei als einem Einzelsignalleiter bezogen auf die Nominalbzw. Grundimpedanz des Wellenleiters.
So sind seit langem zweidrahtige Flachbandleitungen bekannt, die als preisgünstige Antennenkabel mit Wellenwiderständen im Bereich von 120 bis 300 Ohm, z.B. als sogenannte "UKW- Bandleitung" mit Polyethylen als Dielektrikum, bei älteren Rundfunkempfangsgeräten verwendet wurden, jedoch keine äußere Abschirmung aufweisen. In Anlehnung an dieses Konzept wird für die Realisierung einer differenziellen Signalübertragung eine weitere Signalleitung im Querschnitt des oben beschrieben Wellenleiters ergänzt.
Die in Fig. 10 gezeigte Ausführung entspricht einer Wellenleiteranordnung mit zwei parallel nebeneinander liegenden Signalleitungen 2, die einen definierten Abstand zueinander haben und die beidseitig koplanar jeweils von Masseflächen 3, 4 in einem definierten Abstand umgeben sind. Der relevante elektrische Feldanteil konzentriert sich, bezogen auf die Zeichnung, horizontal zwischen den beiden
Leitern. Die ober- und unterseitigen Masseflächen sowie die rechts und links begrenzenden Durchkontaktierungen 10 entsprechen der Anordnung in Fig. 1.
Die in Fig. 11 gezeigte Ausführungsform besitzt ebenfalls eine für die differenzielle Speisung notwendige doppelte Signalleitung 2. Abweichend von der Ausführungsform nach Fig. 10 sind die Wellenleiter 2 hier jedoch übereinander angeordnet. Hierbei konzentriert sich der relevante elektrische Feldanteil, bezogen auf die Zeichnung, vertikal zwischen den beiden mittleren Signalleitern 2. Die entsprechenden Dimensionierungsverfahren und die Nutzung von geeigneter Simulationssoftware dafür sind dem Fachmann ebenfalls bekannt.
Die Ausführungsformen nach Fig. 10 und 11 sind aber auch für heute übliche digitale Signale verwendbar, die z.B. in
Computer-Netzwerken per miniaturisierter Zweidrahtleitung in verdrillter Form im Netzwerkkabel bzw. parallel geführt auf einer im Gerät eingebauten Leiterplatte übertragen werden. Somit lässt sich die erfinderische Idee des koplanaren Wellenleiteraufbaus mit umhüllender Abschirmung auch auf derartige differenzielle Leitungstypen übertragen, wobei sich das dieser Beschreibung zugrunde liegende Konzept auf die schaltungsträgerkonzentrierte, geräteinterne Signalverteilung bezieht, nicht auf "neuartige" Kabel. Die Erfindung verbessert daher auch für diese Anwendungsfelder die Eigenschaften der
Signalverteilung (bezüglich Bandbreite, Reflexionen, Dämpfung, Dispersion) und der Verminderung der Störabstrahlung und Störeinkopplung (Störfestigkeit) .
Zur dreidimensionalen differenziellen Signalübertragung werden die beiden in Fig. 10 und 11 dargestellten Wellenleitersysteme um die in den Fig. 5 bis 9 dargestellten besonderen Ausführungskonzepte ergänzt, wobei doppelte parallel angeordnete Signalleiter statt des einzelnen mittleren Signalleiters (nach Fig. 1) verwendet werden. Die
Symmetrieebene befindet sich dabei mittig zwischen den beiden Signalleitern, d.h. vertikale Symmetrieebene in der Ausführungsform nach Fig. 10 und horizontale Symmetrieebene in der Ausführungsform nach Fig. 11.
Insbesondere differenzielle vertikale Übergänge nach Fig. 7 und 8 erfordern daher zwei parallele nebeneinander liegende bzw. gegenüberliegende Signaldurchkontaktierungen . Des Weiteren lassen sich entsprechend Fig. 6 L-artige und Y-artige Leitungsknicke beider Signalleiter bzw. Leitungsaufzweigungen, d.h. Trennung der beiden Signalleiter und jeweils Übergang des differenziellen Wellenmodes in den "Masse-Signal-Masse"- Grundmode (nach Fig. 1) realisieren.
An den jeweiligen Übergangs- und Knickstellen
(Diskontinuitäten) lassen sich analog die bereits im Fall der Einzelsignalleiteranordnung dargestellten Varianten von Kompensationsanordnungen (vgl. Fig. 6: Bezugsziffern 11, 12,
13; Fig. 8: Bezugsziffern 14, 15; Fig. 9: Bezugsziffern 14, 7) zur Frequenzgangkorrektur anwenden.
Bezugszeichenliste
1 - Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Wellen
2 - koplanarer Wellenleiter 3, 4 - Masseleiter
5, 6 - dielektrische Substratschichten
7, 8 - Schirmungsschichten
9, 10 - Durchkontaktierungen
11 - Verjüngung des Wellenleiters 12, 13 - Verschiebestellen der Masseleiter
14 - Kompensationsanordnung
15 - Öffnung
20 - Leiterdurchkontaktierung
21 - Ausnehmungen

Claims

Patentansprüche
1. Wellenleitersystem zur Verteilung von Signalen hoher Bandbreite in einem mehrlagigen Schaltungsträger, umfassend mindestens einen koplanaren Wellenleiter (2), einen oder mehrere Masseleiter (3, 4) und mindestens eine dielektrische Isolationsschicht (5, 6) , dadurch gekennzeichnet, dass der koplanare Wellenleiter (2) mit seinen dazugehörigen Masseleitern (3, 4) zwischen mindestens zwei Isolations- schichten (5, 6) des mehrlagigen Schaltungsträgers angeordnet ist, dass die der Ebene des Wellenleiters (2) abgewandte Fläche der beiden Isolationsschichten mit elektrisch leitfähigen Schichten (7, 8) versehen sind, dass sich entlang des Wellenleiters (2) elektrisch leitende Durchkontaktierungen (9, 10) im Wesentlichen senkrecht zur Ebene des Wellenleiters erstrecken, und dass die Masseleiter (3, 4), die elektrisch leitfähigen Schichten (7, 8) und die Durchkontaktierungen (9, 10) elektrisch auf Massepotential geschaltet sind.
2. Wellenleitersystem nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass es der dreidimensionalen Verteilung von Signalen hoher Bandbreite dient.
3. Wellenleitersystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Isolationsschichten (5, 6) als abschnittsweise unterbrochene Substratschichten ausgestaltet sind, wobei die entstehenden Zwischenräume mit Gasen, Flüssigkeiten oder Vakuum gefüllt sind.
4. Wellenleitersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Wellenleiter (2) unsymmetrisch zwischen den Masseleitern (3, 4) und/oder unsym- metrisch zwischen den Isolationsschichten (5, 6) angeordnet ist .
5. Wellenleitersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrisch leitfähigen
Schichten (7, 8) nur teilweise geschlossen, d.h. perforiert oder gitterartig ausgebildet sind.
6. Wellenleitersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Wellenleiterimpedanz über die Leiterbreite, die Leiterhöhe bzw. Leiterform des Wellenleiters (2) und/oder der Masseleiter (3, 4), über den Abstand zwischen diesen Leitern (2, 3, 4), über die Dielektrizitätszahlen der Isolationsschichten (5, 6), sowie über den Abstand der Leiter (2, 3, 4) zu den elektrisch leitfähigen Schichten (7, 8) und den Durchkontaktierungen (9, 10) einstellbar ist.
7. Wellenleitersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass es zwei parallele und miteinander gekoppelte koplanare Wellenleiter (2) für die Übertragung von elektromagnetischen Wellen aufweist.
8. Wellenleitersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere koplanare Wellenleiter (2) und ihre dazugehörigen Massenleiter (3, 4) in mehreren Etagen übereinander und/oder nebeneinander parallel versetzt oder im beliebigen Winkel gekreuzt angeordnet sind, wobei in einer Ebene liegende Wellenleiter (2) durch Durchkontaktierungen (9, 10) gegeneinander abgeschirmt sind, während die in verschiedenen Etagen verlaufenden Wellenleiter durch die elektrisch leitfähigen Schichten (7, 8) gegeneinander abgeschirmt sind.
9. Wellenleitersystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Wellenleiter (2) einer ersten Etage über eine Leiterdurchkontaktierung (20) elektrisch mit dem Wellen- leiter (2) einer zweiten Etage verbunden ist, wobei sich die Leiterdurchkontaktierung (20) durch eine Öffnung in der zwischenliegenden, elektrisch auf Massepotenzial geschalteten elektrisch leitfähigen Schicht (7, 8) erstreckt und nicht auf Massepotenzial geschaltet ist.
10. Wellenleitersystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass gegenüberliegend zur Stirnseite der Leiterdurchkontaktierung (20) eine Ausnehmung (21) in den auf Massepotenzial geschalteten elektrisch leitfähigen Schicht (7, 8) vorgese- hen ist, um die stirnseitige Kapazitätsänderung zu kompensieren .
11. Wellenleitersystem nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass die in verschiedenen Etagen verlaufenden, elektrische miteinander verbundenen Wellenleiter (2) winklig oder entgegengesetzt zueinander verlaufen, zur Realisierung einer Änderung der Signalausbreitungsrichtung.
12. Wellenleitersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Durchkontaktierungen (9, 10) einen beliebigen Querschnitt (z.B. rund, rechteckig) aufweisen und in einfach oder mehrfach parallelen Reihen angeordnet sind.
13. Wellenleitersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass ein äußeres Kontaktfeld des mehrlagigen Schaltungsträgers als Mikrostreifen-Wellenlei- ter ausgeführt ist.
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